DE19701899A1 - Schaltungsanordnung zur Erfassung der Kapazität bzw. einer Kapazitätsänderung eines kapazitiven Schaltungs- oder Bauelementes - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Erfassung der Kapazität bzw. einer Kapazitätsänderung eines kapazitiven Schaltungs- oder Bauelementes, mit ei­ nem Taktgenerator, einem von dem Taktgenerator gesteuerten Umschaltkontakt, ei­ nem Speicherkondensator, einer Spannungsquelle und einer Auswertestufe, bei der eine Elektrode des kapazitiven Schaltungs- oder Bauelementes mit dem Eingang des Umschaltkontaktes verbunden ist.

Im Rahmen der Erfindung ist mit "Kapazität" der Kapazitätswert eines kapazitiven Schaltungs- oder Bauelementes gemeint; eine "Kapazitätsänderung" meint folglich eine Änderung des Kapazitätswertes eines kapazitiven Schaltungs- oder Bauelemen­ tes. Mit "Erfassung" der Kapazität bzw. einer Kapazitätsänderung ist im Rahmen der Erfindung sowohl eine nur qualitative Erfassung als auch eine quantitative Erfas­ sung, also eine echte Messung, gemeint. "Kapazitives Schaltungs- oder Bauelement" meint im Rahmen der Erfindung jedes Schaltungselement und jedes Bauelement, das kapazitive Eigenschaften hat, häufig auch als Kapazität bezeichnet wird, wobei dann nicht der Kapazitätswert gemeint ist. Ein "kapazitives Schaltungs- oder Bauelement" ist insbesondere ein Kondensator. Als "kapazitives Schaltungs- oder Bauelement" wird im Rahmen der Erfindung aber auch die Elektrode eines kapazitiven Nähe­ rungsschalter, im Zusammenwirken mit einem Beeinflussungskörper, bezeichnet. "Kapazitives Schaltungs- oder Bauelement" meint im Rahmen der Erfindung z. B. aber auch die Kapazität, die miteinander kapazitiv wirkende Leitungen darstellen. Nachfolgend wird statt von einem "kapazitiven Schaltungs- oder Bauelement" immer von einem Sensorkondensator gesprochen, ohne daß damit eine Einschränkung auf einen Kondensator im engeren Sinne verbunden ist.

Im Rahmen der Erfindung ist mit "Spannungsquelle" sowohl eine Spannungsquelle insgesamt als auch ein Anschluß einer solchen Spannungsquelle gemeint.

Schließlich sei erläuternd noch angeführt, daß im Rahmen der Erfindung mit "Um­ schaltkontakt" ein Schalter gemeint ist, der häufig auch als Wechsler bezeichnet wird, der also einen Eingang und zwei Ausgänge aufweist, wobei der Eingang entweder mit dem ersten Ausgang oder mit dem zweiten Ausgang verbunden ist.

Gegenstand der Erfindung ist nicht nur eine Schaltungsanordnung zur Erfassung der Kapazität bzw. einer Kapazitätsänderung eines kapazitiven Schaltungs- oder Bau­ elementes, Gegenstand der Erfindung ist vielmehr auch ein Verfahren zur Erfassung der Kapazität bzw. einer Kapazitätsänderung eines kapazitiven Schaltungs- oder Bauelementes.

Die eingangs beschriebene Schaltungsanordnung ist aus der DE-A-31 43 114 be­ kannt. Dabei wird das kapazitive Schaltungs- oder Bauelement, dessen Kapazität oder Kapazitätsänderung erfaßt werden soll, nachfolgend, wie bereits ausgeführt, im­ mer als Sensorkondensator bezeichnet, mit Hilfe des Umschaltkontaktes abwechselnd geladen und entladen. Mit Hilfe des Umschaltkontaktes wird auch der Sensorkon­ densator mit dem Speicherkondensator - taktweise - verbunden.

Die bekannte, eingangs beschriebene Schaltungsanordnung ist zur Verwendung bei einem kapazitiven Näherungsschalter weder bestimmt noch besonders geeignet. Folglich liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der in Rede stehenden Art anzugeben, die zur Verwendung bei einem kapazitiven Nähe­ rungsschalter besonders geeignet ist, aber auch anderweitig vorteilhaft verwendet werden kann.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung, die besonders gut bei einem kapaziti­ ven Näherungsschalter verwendet werden kann, aber auch bei anderen Verwendun­ gen erhebliche Vorteile hat, ist zunächst und im wesentlichen dadurch gekennzeich­ net, daß der erste Ausgang des Umschaltkontaktes mit einem Bezugspotential, der zweite Ausgang des Umschaltkontaktes mit der ersten Elektrode des Speicherkon­ densators, die erste Elektrode des Speicherkondensators einerseits über ein Wider­ standsnetzwerk mit der Spannungsquelle und andererseits mit der Auswertestufe und die zweite Elektrode des Speicherkondensators mit einem Bezugspotential verbun­ den sind.

Ein erster wesentlicher Vorteil der Schaltungsanordnung gemäß der ersten Lehre der Erfindung im Hinblick auf ihre Störunempfindlichkeit ist ihre niedrige Eingangsimpe­ danz. Diese niedrige Eingangsimpedanz stellt insbesondere bei Störfrequenzen im mittleren Frequenzbereich (ca. 10 kHz-10 MHz) eine besonders wichtige Eigen­ schaft dar. Dies gilt ganz besonders für die Messung von sehr kleinen Kapazitäten, beispielsweise weit unterhalb von 1 pF. Bei derart kleinen Kapazitäten wird der Stör­ strom, der über die Elektrode der gesuchten Kapazität wieder nach Masse abfließen muß, im wesentlichen nur von der kleinen Koppelkapazität zur Störquelle bestimmt. Es wird sozusagen ein konstanter Störstrom erzwungen. Somit ist klar, daß Vorwider­ stände zur Spannungsteilung kaum eine Wirkung besitzen, wenn die Impedanz der eigentlichen Eingangsbeschaltung zu hoch ist. Bei niedrigeren Frequenzen, also etwa um 10 kHz, wird der Störstrom in der Regel ungefährlich klein, so daß über die kleine Koppelkapazität und die niedrige Eingangsimpedanz der Schaltungsanordnung ein Hochpaßverhalten zustande kommt. Bei mittleren Frequenzen, also etwa 1 MHz, kommt es zwar durch die parasitären Kapazitäten zwischen der Elektrode der ge­ suchten Kapazität und Masse zu einer kapazitiven Spannungsteilung, die jedoch bei weitem nicht ausreicht, zumal diese parasitären Kapazitäten auch nicht beliebig ge­ zielt vergrößerbar sind, ohne die notwendige Änderung der Meßkapazität gleichzei­ tig mit herunterzuteilen. Im mittleren Frequenzbereich ist also somit nur eine niedrige Eingangsimpedanz sinnvoll, damit der bereits erzwungene Störstrom einen möglichst kleinen Spannungsabfall an der Eingangsbeschaltung verursacht. Niedrige Eingangs­ impedanzen für den mittleren Frequenzbereich werden im Stand der Technik entwe­ der über Kapazitäten oder Widerstände realisiert, die normalerweise eine gleichzeitige Messung von sehr kleinen Kapazitäten im fF-Bereich unmöglich machen. Dies ließe sich zwar durch eine Schaltungsordnung mit einer Arbeitsfrequenz oberhalb von ca. 100 MHz realisieren, die in der Regel niederohmig genug wäre, die aber gleichzeitig kaum beherrschbar ist und außerdem kostspielig in der Realisierung, stromintensiv und abstrahlungsintensiv wäre.

Ein weiterer Vorteil der Schaltungsanordnung gemäß der ersten Lehre der Erfindung besteht darin, daß in der Eingangsbeschaltung keine nichtlinearen Bauteile angeord­ net sind. Bei herkömmlichen Eingangsbeschaltungen von Schaltungsanordnungen zur Messung kleiner Kapazitäten, die beispielsweise in kapazitiven Näherungsschal­ tern verwendet werden, gibt es meist einen Verstärker, der das Zeitverhalten der ge­ suchten Kapazität verstärkt und in eine leichter nutzbare elektrische Größe, z. B. eine Oszillatoramplitude, eine Frequenz oder eine Phasenlage, umsetzt. Ein solcher Ver­ stärker ist aber auch den unvermeidlichen Störspannungen verschiedener Frequen­ zen relativ direkt ausgesetzt. Da diese Verstärker zumindest in Teilbereichen der Aus­ steuerung oder in bestimmten Frequenzbereichen nichtlineare Strom-Spannungs- Kennlinien oder nichtlineare Eingangs-Ausgangs-Kennlinien besitzen, können durch dem Nutzsignal überlagerte Störgrößen sehr leicht Effekte entstehen, die den eigent­ lichen Meßwert zum Teil erheblich verfälschen können, z. B. durch unsymmetrische Aussteuerbarkeit, Demodulationseffekte oder Arbeitspunktverschiebungen. Weiter besteht die Gefahr, daß das Störsignal unter Umständen genauso wie das Meßsignal verstärkt werden könnte, ohne daß eine elektronische Unterscheidung zwischen Störsignal und Meßsignal besteht. Bei der vorliegenden Schaltungsanordnung wer­ den in der Eingangsbeschaltung nur Glieder mit linearer Strom-Spannungs-Kennlinie und linearer Eingangs-Ausgangs-Kennlinie verwendet, nämlich Widerstände und Kapazitäten. Der elektronische Umschalter ist zwar konstruktiv gesehen aktiv und ein nichtlineares Bauelement, besitzt jedoch für den Zweck der Umschaltung eine ausreichend gute Linearität und keinen Verstärkungsfaktor, so daß selbst die den Umschalter realisierenden elektronischen Schalter, die natürlich auch nicht ideale Ei­ genschaften aufweisen, für die vorliegende Schaltungsanordnung als "lineare" Bau­ teile angesehen werden können.

Schließlich besteht ein zusätzlicher Vorteil der Schaltungsanordnung gemäß der er­ sten Lehre der Erfindung in ihrer Flexibilität. Die Schaltungsanordnung ist hinsicht­ lich der Taktfrequenz des Taktgenerators, der Betriebsspannung, der Abtastge­ schwindigkeit und der gesuchten Kapazität relativ leicht an die für eine jeweilige Applikation günstigste Konfiguration anpaßbar. Dies beruht auf der Tatsache, daß die einzelnen Betriebsparameter relativ wenig voneinander abhängig sind. Bei ebenfalls aus dem Stand der Technik bekannten herkömmlichen Oszillatorschaltungen zur Messung einer Kapazität gibt es häufig nur einen sehr engen Bereich von Oszillator­ frequenz, Kopplungsfaktor, Betriebsspannung usw., in welchem ein akzeptabler Kompromiß zwischen allen Eigenschaften der Schaltungsanordnung erzielt wird, wobei häufig schon geringfügige Änderungen eine komplette Neuoptimierung erfor­ dern. Bei der vorliegenden Schaltung sind deshalb notwendige, applikationsbedingte Optimierungsarbeiten auch wesentlich weniger kompliziert und damit weniger zeit­ aufwendig als bei dem aus dem Stand der Technik bekannten Prinzipien.

Ein letzter Vorteil der Schaltungsanordnung gemäß der ersten Lehre der Erfindung, der hier noch erwähnt werden soll, besteht darin, daß die Entladung der gesuchten Kapazität gegen Masse und die Ladung der gesuchten Kapazität auf ein passives Widerstandsnetzwerk erfolgt, welches die Speicherkapazität lädt, so daß vorteilhaf­ terweise als Betriebsspannung nur eine Polarität zur Verfügung gestellt werden muß. Auch ist das Aufladen der gesuchten Kapazität über das passive Widerstandsnetz­ werk und den Speicherkondensator vorteilhaft, da bei dem Aufladen der gesuchten Kapazität über ein virtuelles Massepotential, wie aus dem Stand der Technik bekannt, die Gefahr besteht, daß durch Störspannungen leicht die Schutzdioden leitend wer­ den könnten und so eine zusätzliche Ladung transportieren würden.

Eine erste vorteilhafte Ausgestaltung erfährt die Schaltungsanordnung gemäß der er­ sten Lehre der Erfindung dadurch, daß die Taktfrequenz des Taktgenerators zwi­ schen 1 MHz und 4 MHz liegt. Ein Taktgenerator mit dieser Frequenz kann bei­ spielsweise als Keramikresonator ausgeführt sein. Bei höheren Anforderungen an die Meßgenauigkeit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist der Rückgriff auf Taktgeneratoren mit höherer Frequenzstabilität notwendig. In diesem Fall ist eine Abwägung zwischen Frequenzstabilität und Kosten des Taktgenerators vorzuneh­ men.

Die Auswahl des Frequenzbandes zwischen 1 MHz und 4 MHz für den Taktgenera­ tor ist besonders auf die Messung sehr kleiner Kapazitäten zugeschnitten. Bei sehr tiefen Frequenzen für den Taktgenerator ist die beim Lade- bzw. Entladevorgang übertragene Energie schon fast zu klein, um eine sinnvolle Auswertung zu ermögli­ chen. Für eine solche Frequenz müßte dann auch die Impedanz der Eingangsbeschal­ tung relativ hoch sein, meist größer 100 kΩ, um noch eine aus der gesuchten Kapazi­ tät resultierende kapazitive Impedanz als Parallelimpedanz in gleicher Größenord­ nung auswerten zu können. Bei einer derartigen Auslegung der Eingangsschaltung treten demzufolge hohe Spannungsabfälle, zum Teil im Bereich von einigen Volt, durch den Störstrom auf. Derartige Spannungsabfälle sind in der Regel kaum ohne Verfälschung des Meßsignales verkraftbar. Wie bereits erwähnt, wäre die Schaltungs­ anordnung bei einer Taktfrequenz oberhalb von 100 MHz zwar niederohmig genug, aber schwer beherrschbar.

Ein weiterer Vorteil einer Taktfrequenz im Bereich zwischen 1 MHz und 4 MHz liegt in der sehr guten Mittelwertbildung für den Meßwert der gesuchten Kapazität. Bei einer derartigen Taktfrequenz wird im Eingangsteil der Schaltungsanordnung gemäß der ersten Lehre der Erfindung die gesuchte Kapazität über das Verfahren der La­ dungsverschiebung direkt und ohne Verstärkung in eine leicht nutzbare und gut fil­ terbare Gleichspannung umgewandelt, wobei gleichzeitig eine Mittelwertbildung über viele tausend Taktzyklen stattfindet. Voraussetzung für eine richtige Mittel­ wertbildung ist wiederum die Verwendung von Bauteilen, die ein lineares Verhalten aufweisen. Ein anliegendes Störsignal muß denselben Weg durch die Eingangsbe­ schaltung nehmen und erfährt somit folglich ebenfalls eine Mittelwertbildung. Da der Mittelwert eines Störsignals, unter der Voraussetzung, daß auf dem gesamten Stör­ pfad von der Quelle bis zur Gleichspannung keine nichtlineare Beeinflussung statt­ findet, Null ist, ergibt die Überlagerung von Meßsignal und Störsignal nur das Meßsi­ gnal. D. h. der Mittelwert des gestörten Meßsignales muß für eine vollständige Stör­ unterdrückung gleich dem Mittelwert des nicht gestörten Meßsignales sein.

Weiter fallen bei Taktfrequenzen oberhalb von 4 MHz die schlecht definierbaren Um­ schaltzeiten des Umschaltkontaktes und die Flankenanstiegsgeschwindigkeiten stö­ rend ins Gewicht. Bei Anwendungen mit größeren zu messenden Kapazitäten sind jedoch auch Taktfrequenzen unterhalb 1 MHz denkbar, abhängig von der erwarteten Größe der gesuchten Kapazität.

Im Hinblick auf die Empfindlichkeit gegenüber hochfrequenten Störeinstrahlungen ist allerdings generell anzustreben, die Taktfrequenz über 1 MHz zu legen, da bei­ spielsweise die Oberwellen von Frequenzumrichterstörungen unterhalb 1 MHz noch relativ große Amplituden aufweisen können und die beschriebene Unterdrückung von Störungen gegen frequenzkonstante Störungen genau auf der Taktfrequenz aufwendig ist.

Ist, gemäß einer weiteren Ausgestaltung einer Schaltungsanordnung gemäß der ersten Lehre der Erfindung, ein die Taktfrequenz des Taktgenerators modulierender Fre­ quenzmodulator vorgesehen, so ist auch die Unterdrückung von frequenzkonstanten Störgrößen auf der Taktfrequenz oder in der Nähe der Taktfrequenz möglich.

Wenn eine Störfrequenz sehr dicht neben oder genau auf der Taktfrequenz liegen sollte und diese auch noch zusätzlich frequenzkonstant ist, entsteht eine niederfre­ quente Schwebung und damit eine niederfrequente Wechselspannungskomponente auf dem Meßsignal, die fälschlicherweise als Meßsignal interpretiert wird. Durch die Maßnahme, die Taktfrequenz des Taktgenerators mittels eines Frequenzmodulators zu modulieren, ist es nahezu unmöglich, durch die Überlagerung mit einer Störfre­ quenz noch zu einer oben erwähnten niederfrequenten Schwebung zu gelangen. Bei einer derartigen, vorgeschlagenen Frequenzmodulation sollte der Frequenzhub mög­ lichst groß sein. Zweckmäßig ist dabei auch, wenn erreicht werden kann, daß der Fre­ quenzverlauf durch die Modulation etwa dreieckförmig mit leicht veränderlicher Flankensteilheit verläuft. Entscheidend ist die Entstehung eines breiten Frequenz­ spektrums im Bereich der Taktfrequenz, das aus sehr vielen, etwa gleich großen, dicht nebeneinanderliegenden Spektrallinien besteht, wobei die Taktfrequenz selbst über­ haupt nicht mehr unter den anderen Spektrallinien herausragt. Eine diskrete Störfre­ quenz kann jetzt nur noch zu sehr wenigen Spektrallinien eine niederfrequente Schwebung bilden, wobei die gesamte Information auf ein breiteres Frequenzband verteilt ist. Es ist ebenfalls möglich einen bandbegrenzter Rauschgenerator als Modu­ lationsquelle oder gar als Taktgenerator einzusetzen.

Eine vorteilhaft einfache Arbeitspunkteinstellung der Schaltungsanordnung gemäß der ersten Lehre der Erfindung ist dadurch gewährleistet, daß das Widerstandsnetz­ werk abstimmbar ist. Der optimale Arbeitspunkt der Schaltungsanordnung gemäß der ersten Lehre der Erfindung ist dann erreicht, wenn die Spannung an der ersten Elek­ trode der Speicherkapazität der Hälfte der am Eingang des Widerstandsnetzwerkes anliegenden Ausgangsspannung der Spannungsquelle entspricht. In diesem Fall er­ gibt sich der größte Gleichspannungshub an der ersten Elektrode der Speicherkapazi­ tät in Abhängigkeit von einer Kapazitätsänderung.

Die Einstellung des Arbeitspunktes der Schaltungsanordnung gemäß der ersten Lehre der Erfindung über das Widerstandsnetzwerk ist zunächst deshalb vorteilhaft, weil diese, beispielsweise über ein Potentiometer, sehr einfach zu realisieren ist. Das für die Abstimmbarkeit des Widerstandsnetzwerkes notwendige Stellglied wird dar­ über hinaus nur mit einem geringen Gleichstrom belastet, die Anforderungen an die­ ses Stellglied sind also gering. Es kann beispielsweise auch galvanisch an Masse oder die Versorgungsspannung angeschlossen sein. Dies beinhaltet wesentliche Vorteile störtechnischer Art, da layout- oder applikationsbedingt lange Leitungen zum Stell­ glied kaum Störeinkopplungen verursachen können. Falls erforderlich, kann die Lei­ tung sogar hochkapazitiv in Sensornähe abgeblockt werden. Das Stellglied muß des­ halb auch nicht potentialfrei sein und kann prinzipiell auch aus einer komplexeren Schaltungsanordnung, z. B. einer Transistormatrix oder ähnlichem, bestehen. Weiter minimiert die Tatsache, daß durch das Stellglied lediglich ein geringer Gleichstrom fließt, die Anforderungen an das Frequenzverhalten des Stellgliedes, denn parasitäre Kapazitäten und Ähnliches spielen überhaupt keine Rolle. Damit ist zukunftsweisend auch der Weg für digitalisierte Methoden der Arbeitspunkteinstellung offen. Bei her­ kömmlichen, aus dem Stand der Technik bekannten Schaltungsanordnungen zur Messung einer Kapazität ist das Stellglied häufig Bestandteil einer Oszillatorschal­ tung und somit in der Regel sehr empfindlich gegen parasitäre Kapazitäten und Störeinkopplungen.

Hinsichtlich der Störunempfindlichkeit erfährt die Schaltungsanordnung gemäß der ersten Lehre der Erfindung eine besonders vorteilhafte Ausgestaltung dadurch, daß zwischen der Elektrode der gesuchten Kapazität und dem Eingang des Umschaltkon­ taktes ein mindestens einen Ankoppelwiderstand umfassendes Elektrodenankoppel­ netzwerk vorgesehen ist.

Ein Ankoppelwiderstand ist insbesondere für hohe Störfrequenzen unerläßlich, weil in diesem Fall die Störquelle niederohmig an die Elektrode der gesuchten Kapazität angekoppelt ist. Der Ankoppelwiderstand bildet dann mit dem niederohmigen Ka­ nalwiderstand des Umschaltkontaktes eine ohmsche Spannungsteilung. Der Spei­ cherkondensator wirkt für Störfrequenzen oberhalb 1 MHz nahezu als Kurzschluß. Bei noch höheren Störfrequenzen bildet der Ankoppelwiderstand dann mit der para­ sitären Eingangskapazität des Umschaltkontaktes einen Tiefpaß.

Hinzu kommt die vorteilhafte Tatsache, daß im Moment des Umschaltens vom Entla­ dezustand in den Ladezustand die Spannung direkt am Eingang des Umschaltkon­ taktes dann auch sehr schnell - bei optimaler Arbeitspunkteinstellung - auf etwa die Hälfte der Versorgungsspannung der Spannungsquelle ansteigt, während über den Ankoppelwiderstand im Elektrodenankoppelnetzwerk die gesuchte Kapazität erst langsam aufgeladen wird. Dies bedeutet für eine Störspannung allerdings, daß es selbst im Ladezustand nahezu unmöglich ist, am Umschaltkontakt eine Spannung zu verursachen, die außerhalb der Betriebsspannungsgrenzen liegt, bei deren Über­ schreitung Schutzdioden aktiv würden und damit eine zusätzliche Ladung transpor­ tiert würde.

Der Ankoppelwiderstand soll die Eingangsbeschaltung trotz der relativ niederohmi­ gen Dimensionierung vor zu großen Spannungsabfällen schützen. Dies ist haupt­ sächlich im Störfrequenzbereich oberhalb von 5 MHz wirksam. Die Ankoppelwider­ stände sollten deshalb so hochohmig wie möglich dimensioniert werden. Dabei muß jedoch beachtet werden, daß die gesuchte Kapazität bei allen denkbaren Situationen möglichst noch vollständig umladbar ist.

Eine insgesamt niedrige Eingangsimpedanz bei über alle Frequenzbereiche gewähr­ leisteter Störunempfindlichkeit ist in einer weiter ausgestalteten Schaltungsanord­ nung gemäß der ersten Lehre der Erfindung dadurch gewährleistet, daß zwischen dem zweiten Ausgang des Umschaltkontaktes und der ersten Elektrode der Spei­ cherkapazität ein Schutzwiderstand angeordnet ist.

Zwar ist für Störfrequenzen etwa oberhalb 5 MHz die Koppelkapazität eine noch niedrigere Impedanz und damit die Ankopplung von Störstrahlung noch härter, je­ doch können hier Schutzbeschaltungen, die sich für die Arbeitsfrequenz der Schal­ tungsanordnung kaum auswirken, zusammen mit parasitären Kapazitäten bereits einen Tiefpaß mit ausreichender Dämpfung bilden. Die vorliegende Schaltungsanord­ nung weist in ihrer Eingangsbeschaltung sowohl im Lade- als auch im Entladezu­ stand eine ungewöhnlich niedrige Impedanz auf, die für den relevanten Frequenzbe­ reich vorzugsweise unterhalb 1 kΩ liegen. Hierdurch ist gewährleistet, daß die vor­ handenen Störströme in der Eingangsbeschaltung, insbesondere am Umschaltkontakt nur ungefährlich kleine Spannungsabfälle zulassen. Im Entladezustand ist die Elek­ trode der gesuchten Kapazität nur über den Ankoppelwiderstand auf ein Referenz­ potential geschaltet, während im Ladezustand dieselbe Elektrode der gesuchten Ka­ pazität über einen vorzugsweise niederohmigen Schutzwiderstand auf die große Speicherkapazität geschaltet ist, die für den ausgewählten Frequenzbereich ebenfalls eine niedrige Impedanz darstellt.

Insgesamt ist somit bei der wie vorliegend ausgestalteten Schaltungsanordnung für alle relevanten Störgrößen eine effektive Spannungsteilung auf ungefährliche Werte gewährleistet.

Eine optimale Schmalbandigkeit der Schaltungsanordnung nach der ersten Lehre der Erfindung ist dadurch gewährleistet, daß, gemäß einer weiteren Ausgestaltung, zwi­ schen dem zweiten Ausgang des Umschaltkontaktes und der Ausgangsstufe ein Fil­ ternetzwerk angeordnet ist.

Da, wie oben erläutert, das Prinzip der Meßsignalgewinnung auf einer Mittelwertbil­ dung beruht, ergibt sich für eine vollständige Störunterdrückung die Forderung, daß sich dieser Mittelwert unter Störeinfluß nicht so langsam ändern darf, daß die sich er­ gebende Gleichspannungsschwankung ein Filternetzwerk passieren kann und damit von der Ausgangsstufe erfaßbar wird. Anders ausgedrückt bedeutet dies, daß die Schwebung zwischen Taktfrequenz und Störfrequenz immer hochfrequent genug bleibt, damit das Filternetzwerk nicht passiert werden kann. Positiv ausgedrückt heißt das aber auch, daß nur durch Tiefpaßdimensionierung des Filternetzwerkes auf große Zeitkonstanten von einigen Millisekunden eine gute Schmalbandigkeit erreicht wer­ den kann. D. h. eine Störfrequenz bleibt auch dann ohne Auswirkung, wenn sie sehr dicht neben der Taktfrequenz liegt, und zwar ohne aufwendige schmalbandige Filter­ technik des Eingangssignales. Dies reduziert die Wahrscheinlichkeit einer Störbeein­ flussung, insbesondere in Verbindung mit dem Einsatz eines Frequenzmodulators, auf ein Mindestmaß. Die Modulationsfrequenz des Frequenzmodulators sollte demzu­ folge auf jeden Fall so hoch sein, daß sie das Filternetzwerk nicht passieren kann. Um die Meßgenauigkeit nicht zu stark zu beeinträchtigen, sollte die Modulationsfre­ quenz gerade so hoch sein, daß sie das Filternetzwerk gerade nicht mehr passieren kann, aber auch nicht unnötig höher.

Wird die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung in kapazitiven Näherungssensoren eingesetzt, so bestimmt die geforderte Objekterfassungsfrequenz, also die maximale Frequenz, mit der bewegte Objekte noch erfaßt werden sollen, die Auslegung des Fil­ ternetzwerkes.

Eine zusätzliche Verbesserung erfährt die Schaltungsanordnung gemäß der ersten Lehre der Erfindung dadurch, daß ein mit der Ausgangsstufe verbundener Referenz­ zweig zur Messung einer Referenzkapazität mit einem zweiten Umschaltkontakt, ei­ ner zweiten Speicherkapazität, einem zweiten Widerstandsnetzwerk und einem zwei­ ten Filternetzwerk vorgesehen ist.

Durch die Anordnung eines parallelen Referenzzweiges, der mit dem gleichen Takt­ generator, dem gleichen Frequenzmodulator und der gleichen Spannungsquelle ver­ bunden ist, ist in üblicher Weise gewährleistet, daß zeit- oder temperaturabhängige Driften dieser Komponenten durch eine Differenzbildung in der Ausgangsstufe eli­ miniert werden.

Eine besonders vorteilhafte Ausgestaltung erfährt die Schaltungsanordnung gemäß der ersten Lehre der Erfindung dann, wenn eine Meßelektrode eines kapazitiven Nä­ herungsschalters in Verbindung mit der zu beobachtenden Umgebung die gesuchte Kapazität bildet und wenn eine Abschirmelektrode der Meßelektrode des kapazitiven Näherungsschalters in Verbindung mit ihrer Umgebung die Referenzkapazität bildet. Die Schaltungsanordnung gemäß der ersten Lehre der Erfindung ist in vielerlei Hin­ sicht für den Einsatz in einen Näherungsschalter geradezu prädestiniert.

Da kapazitive Näherungsschalter einem starken Preisdruck unterliegen, sind die hier­ für bislang bekannten Grundschaltungen relativ einfach. Im wesentlichen bestehen sie aus einem RC-Oszillator, dessen Schwingungsamplitude bzw. Schwingungsein­ satz von der Kapazität zwischen Meßelektrode und zu beobachtender Umgebung abhängt und über eine Demodulatorschaltung in ein Schalt- oder Analogsignal umge­ setzt wird. In der Füllstandstechnik, Beschleunigungsmeßtechnik, Druckmeßtechnik usw. findet man auch viele andere Verfahren, wie z. B. die Admittanzmessung, die Störung eines monostabilen Multivibrators durch eine Sensorkapazität als zeitbe­ stimmendes Glied, Methoden, bei denen die Resonanzfrequenzänderung eines Schwingkreises gemessen wird, Methoden zur Phasenmessung mit kleinen Kapazitä­ ten, verschiedene AC-Brückenschaltungen oder Schaltungen, die Lade-Entlade- Funktionen von RC-Gliedern benutzen. Es gibt auch Verfahren, die auf Ladungs­ transport beruhen.

Die meisten der bekannten Schaltungen werden allerdings nicht in kapazitiven Nähe­ rungsschaltern verwendet, sondern in anderen, störtechnisch weniger kritischen Applikationen. Z. B. hat man in der Füllstandstechnik in der Regel den Vorteil, daß die auswertbare Kapazitätsänderung um Größenordnungen höher liegt als bei Nähe­ rungsschaltern und daß darüber hinaus das Platzangebot meist wesentlich günstiger ist. Weiter hat man hier oft die Möglichkeit, wie auch in der Druckmeßtechnik, die Sensorelektroden ganz oder teilweise gegen elektromagnetische Störgrößen abzu­ schirmen.

Bei kapazitiven Näherungsschaltern sind die "Antennen zur Außenwelt", die natür­ lich auch die Störgrößen empfangen, für die Funktion unerläßlich. Zudem kann die Störeinkopplung auf die Sensorschaltung auf verschiedenen Wegen zustandekom­ men, z. B. leitungsgeführt oder gestrahlt, und ist darüber hinaus noch sehr stark von der Einbausituation, dem Objektabstand, der Richtung, aus der das Störsignal einge­ koppelt wird, und anderen Randbedingungen abhängig. Außerdem sind die Anforde­ rungen hinsichtlich des Stromverbrauchs höher, insbesondere im Hinblick auf den Zweileiterbetrieb. Weiter muß die automatische Ausblendung von Feuchtigkeit und Verschmutzungen auf der Oberfläche des kapazitiven Näherungsschalters leicht zu realisieren sein. Aus all diesen Anforderungen ergibt sich für die kostengünstig, in hohen Stückzahlen zu produzierenden kapazitiven Näherungsschalter, die unab­ hängig von der direkten Nähe starker elektromagnetischer Störquellen in rauher in­ dustrieller Umgebung präzise, reproduzierbare Ergebnisse liefern sollen, ein an­ spruchsvolles Anforderungsprofil.

Im Gegensatz zu der Schaltungsanordnung gemäß der ersten Lehre der Erfindung er­ füllen die bekannten Grundschaltungen insbesondere im Hinblick auf die Störfestig­ keit nicht die beschriebenen Anforderungen.

Besonders im Hinblick auf den Einsatz der Schaltungsanordnung gemäß der ersten Lehre der Erfindung in einem kapazitiven Näherungsschalter ist diese besonders vor­ teilhaft dadurch ausgestaltet, daß die Ausgangsstufe als Komparator ausgebildet ist.

Bei der Ausbildung der Ausgangsstufe als Komparator ist vorteilhaft, daß eine hin­ sichtlich der Störunterdrückung erwünschte Frequenzmodulation der Taktfrequenz des Taktgenerators wohl den Betrag einer gemessenen Spannungs- bzw. Stromdiffe­ renz beeinflussen kann, nicht jedoch deren Polarität. Da beim Einsatz einer als Kom­ parator ausgebildeten Ausgangsstufe jedoch nur die Polarität, nicht aber der Betrag einer gemessenen Differenz beurteilt wird, stellt sich hier die Frequenzstabilität nur in geringem Maße als genauigkeitsrelevante Größe dar. Bei einer derartigen Ausbildung der Ausgangsstufe bietet sich also ein bandbegrenzter Rauschgenerator als Taktge­ nerator an.

Durch die Verbindung des Elektrodenankoppelnetzwerkes der Abschirmelektrode mit dem Taktgenerator über ein Abstimmungsnetzwerk ist eine Möglichkeit zur Ab­ stimmung des spezifischen Verhaltens eines kapazitiven Näherungsschalters, etwa hinsichtlich Feuchtekompensation und Seitenempfindlichkeit, möglich.

Dadurch, daß das Abstimmungsnetzwerk ein Zeitverzögerungselement aufweist, ist gewährleistet, daß das Verhalten des kapazitiven Näherungsschalters, insbesondere in bezug auf das Verhalten während der Umschaltphasen der Umschaltkontakte, opti­ miert ist.

Eine letzte vorteilhafte Ausgestaltung erfährt die Schaltungsanordnung gemäß der ersten Lehre der Erfindung dadurch, daß das zweite Widerstandsnetzwerk über das Ausgangssignal der Ausgangsstufe eine Mitkopplung erfährt. Über diese Maßnahme wird für den Betrieb der Schaltungsanordnung gemäß der ersten Lehre der Erfindung in einem kapazitiven Näherungsschalter in besonders einfacher Art und Weise eine Hysterese des Ausgangssignals der Ausgangsstufe erzeugt.

Die aufgezeigte Aufgabe ist gemäß einer zweiten Lehre der Erfindung durch ein Ver­ fahren zur Messung einer Kapazität, insbesondere zur Verwirklichung mit Hilfe einer der zuvor beschriebenen Schaltungsanordnungen, dadurch gelöst, daß die gesuchte Kapazität mit Hilfe eines von einem Taktgenerator gesteuerten Umschaltkontaktes periodisch abwechselnd geladen und entladen wird, daß die gesuchte Kapazität auf das Potential einer Speicherkapazität geladen wird, daß die gesuchte Kapazität auf ein Referenzpotential entladen wird, daß die Speicherkapazität mit Hilfe einer Span­ nungsquelle über ein Widerstandsnetzwerk nachgeladen wird und daß aus dem Po­ tential der Speicherkapazität die gesuchte Kapazität mit Hilfe einer Ausgangsstufe bestimmt wird. Dieses Verfahren gemäß der zweiten Lehre der Erfindung verwirklicht die hinsichtlich der ersten Lehre der Erfindung beschriebenen Vorteile in bezug auf die Störfestigkeit, also die niedrige Eingangsimpedanz, die nicht vorhandenen nicht­ linearen Bauteile in der Eingangsbeschaltung, die Mittelwertbildung, die Schmal­ bandigkeit sowie die Störunterdrückung auf der Taktfrequenz und die sonstigen Vor­ teile, wie das flexible Funktionsprinzip, und die einfache Arbeitspunkteinstellung.

Weitere gemeinsame Vorteile der ersten und der zweiten Lehre der Erfindung sind die, daß die Verstärkung erst nach mehrfacher Filterung erfolgt und daß die layout­ technische Realisierung besonders vorteilhaft möglich ist.

Dadurch, daß bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung bzw. dem erfin­ dungsgemäßen Verfahren der notwendige, aber auch störempfindliche Verstärkerteil schaltungstechnisch erst nach mehrfacher Filterung des Meßsignals angeordnet ist, ist vorteilhaft gewährleistet, daß zu diesem Zeitpunkt das Störsignal bereits nahezu voll­ ständig durch mehrere Filterstufen von dem Meßsignal getrennt ist und somit nicht mit verstärkt wird. Hierdurch bleibt für die Ausgangsstufe, ob mit oder ohne Stör­ größe in der Eingangsbeschaltung, nur noch das Meßsignal übrig. Außerdem ver­ bleibt hierdurch der layouttechnischen Realisierung der Schaltungsanordnung relativ viel Spielraum, so daß zusätzlich erforderliche Abschirmmaßnahmen leicht und effek­ tiv umsetzbar sind.

Dadurch, daß der kapazitiv empfindliche Teil der Schaltungsanordnung auf einen re­ lativ engen Schaltungsbereich mit wenigen Leiterbahnen im Elektrodenankoppel­ netzwerk und in der Eingangsbeschaltung begrenzt ist und in den folgenden Be­ standteilen der Schaltungsanordnung nur Gleichspannung oder niederfrequente Sig­ nale bis zu einigen 100 Hz zu verarbeiten sind, ist der layouttechnischen Realisierung zusätzlich viel Spielraum eingeräumt und eventuell erforderliche Abschirmmaßnah­ men können, wie bereits erwähnt, einfach durchgeführt werden. Die vom Layout bedingten parasitären Kapazitäten spielen aus den gleichen Gründen im größten Teil der Schaltungsanordnung keine Rolle. Weiter muß der empfindliche Verstärkerteil der Ausgangsstufe nicht unbedingt in unmittelbarer Nähe der gesuchten Kapazität ange­ ordnet sein, so daß dieser leicht gegen hochfrequente Störstrahlung abblockbar ist.

Im einzelnen gibt es nun eine Vielzahl von Möglichkeiten, die Schaltungsanordnung gemäß der ersten Lehre der Erfindung bzw. das Verfahren gemäß der zweiten Lehre der Erfindung zur Messung einer Kapazität auszugestalten und weiterzubilden. Dazu wird verwiesen einerseits auf die dem Patentanspruch 1 nachgeordneten Patentan­ sprüche, andererseits auf die Beschreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels in Verbindung mit der Zeichnung. In der Zeichnung zeigt

Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung zur Messung einer Kapazität nach der ersten Lehre der Erfindung und

Fig. 2 ein zweites Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung zur Mes­ sung einer Kapazität nach der ersten Lehre der Erfindung.

In Fig. 1 der Zeichnung ist ein erstes Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanord­ nung zur Messung einer Kapazität nach der ersten Lehre der Erfindung dargestellt. Diese Schaltungsanordnung weist auf einen Taktgenerator 1, einen von dem Taktge­ nerator 1 gesteuerten Umschaltkontakt 2, eine Speicherkapazität 3, eine Spannungs­ quelle 4 und eine Ausgangsstufe 5. Eine Elektrode 6 der gesuchten Kapazität ist mit dem Eingang 7 des Umschaltkontaktes verbunden. Gemäß der ersten Lehre der Er­ findung sind die Spannungsquelle 4 mit der Speicherkapazität 3 über ein Wider­ standsnetzwerk 8, der erste Ausgang 9 des Umschaltkontaktes 2 mit einem Referenz­ potential 10, der zweite Ausgang 11 des Umschaltkontaktes 2 mit der ersten Elektro­ de der Speicherkapazität 3, dem Ausgang des Widerstandsnetzwerkes 8 und der Ausgangsstufe 5 und die zweite Elektrode der Speicherkapazität 3 mit dem Refe­ renzpotential 10 verbunden. In dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung entspricht das Referenzpotential 10 Masse.

Weiter weist das in Fig. 1 der Zeichnung dargestellte erste Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung einen die Taktfrequenz des Taktgenerators 1 modulierenden Frequenzmodulator 12 auf. Zur Einstellung des Arbeitspunktes besteht das Wider­ standsnetzwerk 8 aus einem konstanten Widerstand 13 und einem Potentiometer 14. Zwischen der Elektrode 6 der gesuchten Kapazität und dem Eingang 7 des Um­ schaltkontaktes 2 ist außerdem ein mindestens einen Ankoppelwiderstand 15 umfas­ sendes Elektrodenankoppelnetzwerk 16 vorgesehen. Weiter ist zwischen dem zwei­ ten Ausgang 11 des Umschaltkontaktes 2 und der ersten Elektrode der Speicherka­ pazität ein Schutzwiderstand 17 angeordnet. Zwischen dem zweiten Ausgang 11 des Umschaltkontaktes 2 und der Ausgangsstufe 5 ist nach dem Schutzwiderstand 17 ein Filternetzwerk 18 angeordnet. Die bislang beschriebenen Bestandteile des in Fig. 1 dargestellten ersten Ausführungsbeispiels einer Schaltungsanordnung nach der er­ sten Lehre der Erfindung werden im weiteren, mit Ausnahme des Taktgenerators 1 und des Frequenzmodulators 12, als Meßzweig bezeichnet.

Neben dem bereits beschriebenen Meßzweig weist das in Fig. 1 dargestellte Ausfüh­ rungsbeispiel weiter einen Referenzzweig zur Messung einer Referenzkapazität mit einem zweiten Umschaltkontakt 19, einer zweiten Speicherkapazität 20 und einem zweiten Widerstandsnetzwerk 21 auf. Dem Referenzzweig zuzurechnen ist auch noch ein Teil des bereits erwähnten Filternetzwerkes 18.

Da das in Fig. 1 dargestellte erste Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung Bestandteil eines kapazitiven Näherungsschalters ist, ist die Elektrode 6 der gesuch­ ten Kapazität die Meßelektrode des kapazitiven Näherungsschalters, während die Referenzkapazität von der Abschirmelektrode 22 der Meßelektrode in Verbindung mit ihrer Umgebung gebildet wird. Entsprechend einer üblichen Ausgestaltung ist bei dem in Fig. 1 dargestellten ersten Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung ne­ ben der Meßelektrode und der Abschirmelektrode 22 noch eine zweite, auf Masse gelegte Abschirmelektrode 23 dargestellt.

Bei dem in Fig. 1 dargestellten ersten Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanord­ nung ist die Ausgangsstufe 5 als Komparator, bestehend aus einem entsprechend ge­ schalteten Operationsverstärker 24, ausgebildet.

Das in Fig. 1 dargestellte Elektrodenankoppelnetzwerk 16 ist in seinem mit der Ab­ schirmelektrode 22 verbundenen Teil über ein Abstimmungsnetzwerk 25 mit dem Taktgenerator 1 verbunden. Dieses Abstimmungsnetzwerk 25 weist unter anderem ein Zeitverzögerungselement 26 auf.

Schließlich erfährt das zweite Widerstandsnetzwerk 21 über ein von einer Signalver­ arbeitungseinheit 27 aus dem Ausgangssignal der Ausgangsstufe 5 abgeleitetes Mit­ kopplungssignal über einen Mitkopplungszweig 28 eine Mitkopplung zur Erzeu­ gung einer Hysterese.

Um die weitere Diskussion der Bestandteile des ersten Ausführungsbeispiels der Schaltungsanordnung zu vereinfachen, werden diese Bestandteile noch wie folgt zu­ sammengefaßt. Die als Meßelektrode ausgebildete Elektrode 6, die Abschirmelektrode 22 und die zweite Abschirmelektrode 23 werden als Sensorelektroden 29 bezeichnet, der Umschaltkontakt 2, die Speicherkapazität 3, das Widerstandsnetzwerk 8 und der Schutzwiderstand 17 werden, wie erwähnt, als Meßzweig 30 bezeichnet und der zweite Umschaltkontakt 19, die zweite Speicherkapazität 20, das zweite Wider­ standsnetzwerk 21 und der zweite Schutzwiderstand 31 werden als Referenzzweig 32 bezeichnet.

Die Sensorelektroden 29 bilden die Antennen zur mechanischen und elektromagneti­ schen Umgebung des in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiels einer Schaltungs­ anordnung gemäß der ersten Lehre der Erfindung. Sie sind notwendig zum detektie­ ren eines Objektes und wandeln die mechanische Größe des Objektabstandes, des Füllstandes od. dgl. in die elektrische Größe der Kapazität um. Sie sind aus gut leiten­ dem Material. Ihre Größe und konstruktiven Merkmale bestimmen weitgehend den realisierbaren Erfassungsabstand und andere Betriebsparameter des Gerätes. Die Sen­ sorelektroden 29 stellen schaltungstechnisch ein Netzwerk von Kapazitäten und Wi­ derständen dar, wobei in der vorliegenden Schaltung nur die Kapazitäten von prakti­ scher Bedeutung sind. Die hauptsächlich auszuwertende Meßkapazität liegt bei den meisten Applikationen zwischen der als Meßelektrode ausgebildeten Elektrode 6 und der durch ein externes Objekt 33 gebildeten Masse.

Das Elektrodenankoppelnetzwerk 16 besteht im dargestellten Ausführungsbeispiel aus einigen RC-Gliedern und hat im wesentlichen die Aufgaben, eine gewünschte Sensorcharakteristik hinsichtlich der Medienempfindlichkeit, der Feuchtekompensa­ tion, der Seitenempfindlichkeit zu realisieren, Störabstrahlungen zu unterdrücken und Störeinstrahlungen ebenfalls zu unterdrücken.

Der in Fig. 1 dargestellte Taktgenerator 1 steuert als Rechteckgenerator die Funktio­ nen der Eingangskanäle für die Signale. Er sollte steile Flanken besitzen, damit die durch unterschiedliche Schaltschwellen entstehenden Störeinflüsse minimiert und die elektrisch schlecht definierbaren Umschaltphasen kurz gehalten werden. Besonders günstig läßt sich der Taktgenerator 1 in HCMOS-Technik realisieren.

Des weiteren steuert der Taktgenerator 1 direkt oder, wie hier dargestellt, über ein Zeitverzögerungselement 26 das Elektrodenankoppelnetzwerk 16 an. Dies ist für das spezifische Sensorverhalten, wie oben beschrieben, erforderlich. Der Taktgenerator 1 sollte idealerweise in seinem Frequenz- und Phasenverhalten weder vom Eingangssi­ gnal noch vom Ausgangssignal der Schaltung und insbesondere auch nicht von Störsignalen abhängig sein, sondern nur von dem angeschlossenen Frequenzmodula­ tor 12. Dies wird durch einen layouttechnisch engen oder ggf. abgeschirmten Aufbau erreicht. Schaltungstechnisch bietet ein Keramikresonator als frequenzbestimmendes Glied in dieser Hinsicht eine gute Variante. Ein Keramikoszillator ist gerade noch im erforderlichen Maße frequenzmodulierbar und besitzt gleichzeitig eine ausreichende Resistenz gegen Zieheffekte durch Störfrequenzen. Außerdem ist der Keramikresona­ tor magnetisch nicht so empfindlich wie etwa ein LC-Glied mit Ferritkern. Da im vor­ liegenden Ausführungsbeispiel die Kapazität nicht quantitativ bestimmt werden soll, ist auch die Frequenzstabilität eines Keramikoszillators unproblematisch.

Das Zeitverzögerungselement 26 dient zusammen mit dem Elektrodenankoppelnetz­ werk 16 der Optimierung des Sensorverhaltens, insbesondere in bezug auf das Ver­ halten während der Umschaltphasen der Eingangskanäle für die Meßsignale. Es kann beispielsweise durch eine Gatterlaufzeit realisiert werden und unter Umständen auch ganz entfallen.

Der Frequenzmodulator 12 steuert den Taktgenerator 1 in seiner Frequenz und dient der Unterdrückung von Störfrequenzen, die genau auf der Taktfrequenz oder dicht daneben liegen.

Der Sensorkanal 30 besteht aus einem Umschaltkontakt 2, der hier in HCMOS-Tech­ nik realisiert sein soll, einem nachgeschalteten Schutzwiderstand 17, und einem Wi­ derstandsnetzwerk 8 über das die Speicherkapazität 3 ständig geladen wird. Das Wi­ derstandsnetzwerk 8 enthält eine Möglichkeit zur Einstellung des Arbeitspunktes, also der Empfindlichkeit bzw. des Schaltabstandes, und zum Abgleich von Streuun­ gen. Zu diesem Zweck ist in dem Widerstandsnetzwerk 8 ein Potentiometer 14 ange­ ordnet. Der Sensorzweig 30 wird von dem Taktgenerator 1 zwischen zwei digitalen Zuständen hin und her geschaltet. Der Sensorzweig 30 entlädt im Entladezustand die gesuchte Kapazität und die dem elektronischen Schalter anhaftende parasitäre Ka­ pazität 34 nach Masse. In dem Entladezustand ist der Eingang 7 des Umschaltkon­ taktes 2 mit dem ersten Ausgang 9 verbunden. Im Ladezustand werden die gesuchte Kapazität und die parasitäre Kapazität 34 auf die Speicherkapazität 3 geschaltet. In diesem Zustand ist der Eingang 7 des Umschaltkontaktes 2 mit dem zweiten Ausgang 11 verbunden. Durch das Umschalten findet eine Ladungsverschiebung statt. Ein kleiner Teil der in der gegenüber der gesuchten Kapazität und der parasitären Kapazi­ tät 34 großen bis sehr großen (10 nF-1 µF) Speicherkapazität 3 wird an die gesuchte Kapazität und die parasitäre Kapazität 34 abgegeben. Der Betrag dieser Ladungs­ menge ist abhängig von der Größe der gesuchten Kapazität und der parasitären Ka­ pazität 34. Werden diese Kapazitäten während eines Zustandes vollständig ent- bzw. geladen, so ist es unerheblich, ob die Ladung schnell oder langsam auf die gesuchte Kapazität übertragen wird; zur parasitären Kapazität wird die Ladung schneller transportiert als zur gesuchten Kapazität, da im Elektrodenankoppelnetzwerk 16 der zusätzliche Ankoppelwiderstand 15 angeordnet ist. Erfolgt keine vollständige Umla­ dung, so wird unerwünschterweise der Einfluß der gesuchten Kapazität reduziert. Da Q = C·U, ist die transportierte Ladungsmenge auch abhängig von der Spannung, auf die die gesuchte Kapazität und die parasitäre Kapazität 34 aufgeladen wird. Weil diese Spannung auch gleich der Spannung an der Speicherkapazität 3 ist, welche wiederum eine Funktion des Ladestroms und der Ladezeit ist, stellt sich nach einer Einschwingzeit ein Ladungsgleichgewicht ein. Die Ladungsmenge, die während der gesamten Periodendauer über das Widerstandsnetzwerk 8 die Speicherkapazität 3 lädt, ist dann gleich der Ladungsmenge, die nur während des Ladezustandes an die gesuchte Kapazität und die parasitäre Kapazität 34 abgeben wird. Da beide La­ dungsmengen - die zufließende Ladungsmenge Q₁ als auch die abfließende La­ dungsmenge Q₂ - von der Spannung abhängig sind, ist das Ladungsgleichgewicht als Spannung an der Speicherkapazität 3 meßbar.

Unter der Voraussetzung, daß Q₁ = Q₂ ist, kann die Spannung an der Speicherkapazi­ tät 3 demnach durch folgende Formel beschrieben werden:

mit
U_b = Versorgungsspannung der Spannungsquelle 4
R_WN = ohmscher Widerstand des Widerstandsnetzwerkes 8,
f Frequenz des Taktgenerators,
C_m = gesuchte Kapazität und
C_p parasitäre Kapazität 34.

Die Speicherkapazität 3 geht nicht in diese Formel ein, da in ihr die Ladung lediglich zwischengespeichert wird. Die Gleichspannung ist bereits recht gut geglättet und kann nun einer Ausgangsstufe zugeführt werden.

Das größte Meßsignal als Gleichspannungshub in Abhängigkeit von einer kleinen Kapazitätsänderung ergibt sich, wenn = U_b/2. D. h. der Arbeitspunkt der Schal­ tungsanordnung wird mit dem ohmschen Widerstand des Widerstandsnetzwerkes 8 bei einer bestimmten Taktfrequenz im Optimalfall in der Nähe von = U_b/2. einge­ stellt.

Der Referenzzweig 32 ist gleich aufgebaut und verhält sich gleich wie der Meßzweig 6. Er gibt eine gleich große Gleichspannung wie der Meßzweig 30 ab, so daß das mit Hilfe der Ausgangsstufe 5 weiter verarbeitete Meßsignal jetzt eine Gleichspan­ nungsdifferenz ist. Dies ist in der Regel für das spezifische Sensorverhalten der Schal­ tungsanordnung, z. B. die Seitenempfindlichkeit, die Feuchtekompensation od. dgl., erforderlich, wobei die Sensorelektroden 29 natürlich so konstruiert und angekoppelt werden müssen, daß die auswertbare Kapazitätsänderung zum Objekt sich nicht oder nur wenig auf dem Referenzzweig 32 bemerkbar macht. Ansonsten würde auch das Meßsignal wegkompensiert werden, da der Referenzzweig 32 ja gegensinnig wirkt wie der Meßzweig 30. Außerdem können mit diesem Referenzzweig 32 die statistisch und thermisch bedingten Störeinflüsse, wie Taktfrequenzdrift, Tastverhältnisdrift, Drift der Versorgungsspannung, nicht ideale Eigenschaften der elektronischen Schal­ ter od. dgl., unterdrückt werden, unter der Voraussetzung, daß diese sich in Polarität und Betrag auf beiden Zweigen etwa gleich auswirken und daß die Gleichtaktunter­ drückung der Ausgangsstufe 5 ausreichend hoch ist. Die restlichen thermisch beding­ ten Störeinflüsse in den Widerstandsnetzwerken 8, 21 müssen mit Hilfe des Potentio­ meters 14 kompensiert oder hingenommen werden.

Die nachgeschalteten Schutzwiderstände 17, 31 dienen sowohl im Meßzweig 30 als auch im Referenzzweig 32 der Unterdrückung der Unterschiede hinsichtlich des La­ dungstransportes des digitalen Steuersignales auf den Kanal der Umschaltkontakte 2, 19 während der Umschaltphase. Außerdem werden die nichtlinearen Restanteile der Kanalwiderstände linearisiert. Die Schutzwiderstände 17, 31 bilden außerdem zusam­ men mit den parasitären Kapazitäten 34, 35 einen Tiefpaß. Dies wird bei schnellen Transienten wichtig, die in der Amplitude teilweise sehr hohe Werte besitzen können. Damit würde wiederum das Meßsignal verfälscht werden. Außerdem läßt sich das durch die Umschaltkontakte 2, 19 bedingte Temperaturverhalten durch Einfügen ei­ nes niederohmigen Widerstandes in Form der Schutzwiderstände 17, 31 vor den Speicherkapazitäten 3, 20 noch wesentlich verbessern.

Das Filternetzwerk 18 dient zur Ankopplung des Gleichspannungsdifferenzsignales aus Meßzweig 30 und Referenzzweig 32 an die Ausgangsstufe 5. Es besteht im dar­ gestellten Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung nach der ersten Lehre der Erfindung aus einem line-to-line-Tiefpaß 36 und einem jeweils nachgeschalteten line­ to-ground-Tiefpaß 37, 38. Dies ist für gute Störfestigkeitswerte unerläßlich, weil damit eine effektive Abblockung des empfindlichen Einganges der Ausgangsstufe 5 gegen hochfrequente Störeinstrahlung auf das Layout möglich ist. Weiterhin können damit sehr kurzzeitige Störeinkopplungen, die trotz aller Maßnahmen noch die Eingangs­ kanäle passieren, ausgesiebt werden. Ferner ist das Filternetzwerk 18 zur Einstellung der maximalen Abtastfrequenz geeignet, mit der ein Objekt erfaßt werden soll.

Das Filternetzwerk 18 sollte für die Gleichspannung eine möglichst hohe Impedanz gegen Masse bilden, weil sonst das Meßsignal unnötig geteilt wird. Der Durch­ gangswiderstand sollte ca. 10 kΩ nicht überschreiten, da sonst layoutbedingte und verstärkerbedingte Leckströme das Meßsignal wesentlich verfälschen können, be­ sonders über den Temperaturbereich. Die Kondensatoren 39, 40 direkt an den Ein­ gängen des einen Teil der Ausgangsstufe bildenden Operationsverstärkers 24 gegen Masse sind aus den genannten störtechnischen Gründen fester Bestandteil der Schal­ tungsanordnung, welche räumlich sehr eng an den Eingängen des Operationsver­ stärkers 24 angeordnet sein sollten.

Die Ausgangsstufe 5 ist im dargestellten Ausführungsbeispiel als Komparator ausge­ führt. Der hierfür verwendete Operationsverstärker 24 muß hinsichtlich Eingangs­ strom und Offsetdrift sehr gute Werte aufweisen (Eingangsstrom ca. < 2 nA, Offset­ drift ca. < 10 µV/K). Da die maximale Objekt-Abtastfrequenz nun in der Regel unter 100 Hz liegt, muß die Ausgangsstufe 5 hinsichtlich der Geschwindigkeit keine erhöh­ ten Anforderungen erfüllen. Eine niedrige slew-Rate oder, genauer gesagt, eine nied­ rige Lehrlaufverstärkung bei Frequenzen um 50 Hz und kleinen Eingangsdifferenz­ spannungen ist sogar sinnvoll zur Unterdrückung von niederfrequenten Störspan­ nungen mit großer Amplitude, z. B. der Netzfrequenz mit 50 Hz.

Aus den genannten Anforderungen sollte der Operationsverstärker 24 nach heutigem Stand der Technik vorzugsweise eine Eingangsbeschaltung in FET-Technik aufwei­ sen. Da die Ausgangsstufe 5 nur niedrige Frequenzen zu verarbeiten hat, kann diese in der Regel sogar an ihrem Ausgang abgeblockt werden, was weitere störtechnische Vorteile bietet, falls der verwendete Verstärkertyp dies zuläßt. Auf jeden Fall sollte der verwendete Operationsverstärker 24 eine Gleichtaktunterdrückung von < 50 dB be­ sitzen, was allerdings bei einer Ausführung als Komparator kein ernsthaftes Problem darstellt.

Die weitere Signalverarbeitung 27 verarbeitet nun das Ausgangssignal der Aus­ gangsstufe 5 zur endgültigen Ausgangsfunktion des Gerätes und zählt genau ge­ nommen nicht mehr zur Schaltungsanordnung zur Messung einer Kapazität. Bei Nä­ herungsschaltern besteht dieser Schaltungsteil z. B. häufig aus einer Schmitt-Trigger- Stufe mit Iniset-Funktion und einer Endstufenansteuerung z. B., kurzschlußfest. Eine für die richtige Sensorfunktion meist erforderliche Schalthysterese kann von einer Stufe der weiteren Signalverarbeitung 27 her erfolgen, wobei das digitale Schaltsi­ gnal über einen Mitkopplungszweig 28 rückgekoppelt wird, so daß eine Mitkopp­ lung entsteht. Bei Verwendung eines Analogverstärkers kann aus dem Schaltsignal auch mit Hilfe eines Schmitt-Triggers eine Hysterese erzeugt werden.

In Fig. 2 der Zeichnung ist ein zweites Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanord­ nung gemäß der ersten Lehre der Erfindung dargestellt. In Fig. 2 sind die mit Fig. 1 der Zeichnung übereinstimmenden Bauteile mit den aus Fig. 1 bekannten Bezugszei­ chen versehen.

Das in Fig. 2 dargestellte zweite Ausführungsbeispiel unterscheidet sich von dem in Fig. 1 dargestellten ersten Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung im we­ sentlichen dadurch, daß bei dem in Fig. 2 dargestellten zweiten Ausführungsbeispiel eine Referenzkapazität 41 nicht von einer Abschirmelektrode der Meßelektrode eines kapazitiven Näherungsschalters in Verbindung mit ihrer Umgebung gebildet wird, sondern die Referenzkapazität 41 als feste, interne Kapazität in Form eines gängigen Kondensators ausgebildet ist.

Außerdem wird aus der in Fig. 2 gewählten Darstellungsweise des zweiten Ausfüh­ rungsbeispiels besonders deutlich, daß es sich bei der in den Ausführungsbeispielen dargestellten Schaltungsanordnung um eine Brückenschaltung handelt.

In der bisherigen Beschreibung ist bereits teilweise auf die Dimensionierung der er­ findungsgemäßen Schaltungsanordnung hingewiesen worden. Dies soll im weiteren ergänzt werden.

Die maximale Frequenz, mit der bewegte Objekte noch erfaßt werden können, liegt normalerweise für kapazitive Näherungssensoren - da die Vorgänge relativ langsam sind - unter 100 Hz, im Extremfall können Frequenzen bis etwa 1 kHz gefordert sein. Die Objekterfassungsfrequenz wird durch mehrere Faktoren limitiert. Die wesentli­ chen sind die Taktfrequenz des Taktgenerators 1, die Größe der Speicherkapazität 3, die Zeitkonstanten im Filternetzwerk 18, die slew-Rate bzw. Bandbreite der Aus­ gangsstufe 5 und das Zeitverhalten der weiteren Signalverarbeitung 27.

Die Streuungen der Widerstände in den Widerstandsnetzwerken 8, 21 gehen mit in das Meßsignal ein, können jedoch sehr klein gehalten werden, wenn für beide Wider­ standsnetzwerke 8, 21 als größtmöglicher Anteil am Widerstandswert der gleiche Wi­ derstand mit gleichem Wert und gleicher Bauart, Toleranz usw. vorgesehen wird, da die Streuungen innerhalb einer Charge als sehr viel geringer angenommen werden können als dies theoretisch möglich wäre. Der Gesamtwert der Widerstandsnetzwer­ ke 8, 21 selbst bietet kaum Spielraum und ergibt sich im wesentlichen aus der Takt­ frequenz des Taktgenerators 1 und den angeschlossenen Kapazitäten der gesuchten und der parasitären Kapazität. Die Beziehung zwischen diesen Größen kann in erster Näherung wie folgt beschrieben werden

Dies gilt für den Fall einer optimalen Einstellung des Arbeitspunktes einer erfin­ dungsgemäßen Schaltungsanordnung.

Die optimale Betriebsspannung ist im wesentlichen abhängig von der Funktionsfä­ higkeit aller angeschlossenen aktiven Bauteile. Günstige Werte liegen zwischen 2,5 V und 6 V. Bei kleinen Betriebsspannungen ist der Störabstand jedoch geringer. Au­ ßerdem sind bei kleinen Betriebsspannungen die elektronischen Umschaltkontakte 2, 19, die im Optimalfall als CMOS-Bilateral-Schalter auf einem Chip angeordnet sind und als Umschaltkontakte mit Unterbrechung (break-before-make) ausgebildet sind, langsamer in Anstiegs- und Verzögerungszeiten, so daß die schlecht definierten Um­ schaltphasen anteilig mehr Zeit benötigen. Weiterhin sind die realisierbaren Kanalwi­ derstände höher, was störtechnisch ebenfalls ungünstig ist. Hinsichtlich der Betriebs­ spannung ist zudem zu beachten, daß diese unter allen Betriebsbedingungen relativ gut stabilisiert sein sollte, insbesondere sollte das Temperaturverhalten möglichst bes­ ser als ±2% über dem Temperaturbereich sein.

Der Stromverbrauch der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist im wesentli­ chen abhängig von der Taktfrequenz und der Größe der gesuchten Kapazität. Je ge­ ringer die Anforderungen an die Präzision der erfindungsgemäßen Schaltungsanord­ nung bei der Messung einer Kapazität sind, umso stärker läßt sich auch der Stromver­ brauch einer derartigen Schaltungsanordnung reduzieren.

Abschließend sei noch darauf hingewiesen, daß die Ausgangsstufe 5 vorzugsweise für kapazitive Näherungsschalter und ähnliche Geräte, wie etwa Füllstandsüberwa­ chungsgeräte oder Handtaster, mit binärer Ausgangsfunktion als, wie im ersten Aus­ führungsbeispiel dargestellt, einfacher Komparator ausgeführt werden können. Die Ausgangsstufe 5 kann aber auch aus mehreren Komparatoren, z. B. Fensterkompara­ toren, bestehen um komplexe Ausgangsfunktionen, z. B. unsicherer Arbeitsbereich, zu realisieren. Ferner kann die Ausgangsstufe 5 auch als Ladungsverstärker, Diffe­ renzverstärker oder als AD-Wandler od. dgl. ausgeführt sein, um speziell analoge Sensorfunktionen zu realisieren.

Claims (16)

1. Schaltungsanordnung zur Erfassung der Kapazität bzw. einer Kapazitätsänderung eines kapazitiven Schaltungs- oder Bauelementes, mit einem Taktgenerator (1), einem von dem Taktgenerator (1) gesteuerten Umschaltkontakt (2), einem Speicherkonden­ sator (3), einer Spannungsquelle (4) und einer Auswertestufe (5), bei der eine Elek­ trode (6) des kapazitiven Schaltungs- oder Bauelementes mit dem Eingang (7) des Umschaltkontaktes (2) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Aus­ gang (9) des Umschaltkontaktes (2) mit einem Bezugspotential (10), der zweite Aus­ gang (11) des Umschaltkontaktes (2) mit der ersten Elektrode des Speicherkondensa­ tors (3), die erste Elektrode des Speicherkondensators (3) einerseits über ein Wider­ standsnetzwerk (8) mit der Spannungsquelle (4) und andererseits mit der Auswerte­ stufe (5) und die zweite Elektrode des Speicherkondensators (3) mit einem Be­ zugspotential (10) verbunden sind.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Taktfre­ quenz des Taktgenerators (1) zwischen 1 und 4 MHz liegt.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein die Taktfrequenz des Taktgenerators (1) modulierender Frequenzmodulator (12) vor­ gesehen ist.

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Widerstandsnetzwerk (8) einstellbar ist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Elektrode (6) des kapazitiven Schaltungs- oder Bauelementes und dem Eingang (7) des Umschaltkontaktes (2) ein zumindest einen Ankoppelwider­ stand (15) umfassendes Elektrodenankoppelnetzwerk (16) vorgesehen ist.

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem zweiten Ausgang (11) des Umschaltkontaktes (2) und der ersten Elektrode des Speicherkondensators (3) ein Schutzwiderstand (17) vorgesehen ist.

7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der ersten Elektrode des Speicherkondensators (3) und der Auswerte­ stufe (5) ein Filternetzwerk (18) vorgesehen ist.

8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß ein Referenzkondensator, ein zweiter Umschaltkontakt (19), ein zweiter Spei­ cherkondensator (20) und ein zweites Widerstandsnetzwerk (21) vorgesehen sind, der Referenzkondensator, der zweite Umschaltkontakt (19), der zweite Speicherkon­ densator (20) und das zweite Widerstandsnetzwerk (21) in gleicher Weise miteinan­ der verbunden sind, wie der Sensorkondensator, der erste Umschaltkontakt (2), der erste Speicherkondensator (3) und das erste Widerstandsnetzwerk (8) miteinander verbunden sind, und daß die erste Elektrode des zweiten Speicherkondensators (20) mit der Auswertestufe (5) verbunden ist.

9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Elektrode eines kapazitiven Näherungsschalters, im Zusammenwirken mit ei­ nem Beeinflussungskörper, das kapazitive Schaltungs- oder Bauelement bildet.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8 und 9, dadurch gekennzeichnet, daß eine Abschirmelektrode (22) des kapazitiven Näherungsschalters, in Verbindung mit der Elektrode und einem Beeinflussungskörper, den Referenzkondensator bilden.

11. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeich­ net, daß die Auswertestufe (5) als Komparator ausgebildet ist.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß das Elektrodenankoppelnetzwerk (16) mit der Abschirmelektrode (22) und über ein Abstimmungsnetzwerk (25) mit dem Taktgenerator (1) verbunden ist.

13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Ab­ stimmungsnetzwerk (25) ein Zeitverzögerungselement (26) aufweist.

14. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 8 bis 13, dadurch gekennzeich­ net, daß die Auswertestufe (5) im Sinne einer Mitkopplung mit dem zweiten Wider­ standsnetzwerk (21) verbunden ist.

15. Verfahren zur Erfassung der Kapazität bzw. einer Kapazitätsänderung eines ka­ pazitiven Schaltungs- oder Bauelementes, insbesondere mit Hilfe einer Schaltungsan­ ordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß das ka­ pazitive Schaltungs- oder Bauelement mit Hilfe eines von einem Taktgenerator ge­ steuerten Umschaltkontaktes periodisch abwechselnd geladen und entladen wird, daß das kapazitive Schaltungs- oder Bauelement auf das Potential eines Speicher­ kondensators geladen wird, daß das kapazitive Schaltungs- oder Bauelement auf ein Bezugspotential entladen wird, daß der Speicherkondensator mit Hilfe einer Span­ nungsquelle über ein Widerstandsnetzwerk nachgeladen wird und daß aus dem Po­ tential des Speicherkondensators die Kapazität bzw. eine Kapazitätsänderung des kapazitiven Schaltungs- oder Bauelementes mit Hilfe einer Auswertestufe bestimmt wird.

16. Verfahren nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß ein Referenzkonden­ sator mit Hilfe eines von einem Taktgenerator gesteuerten Umschaltkontaktes peri­ odisch abwechselnd geladen und entladen wird, daß der Referenzkondensator auf das Potential eines zweiten Speicherkondensators geladen wird, daß der Referenz­ kondensator auf ein Bezugspotential entladen wird, daß der zweite Speicherkonden­ sator mit Hilfe einer Spannungsquelle über ein Widerstandsnetzwerk nachgeladen wird und daß das Potential des ersten Speicherkondensators und das Potential des zweiten Speicherkondensators einer vorzugsweise als Komparator ausgebildeten Auswertestufe zugeführt wird.