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Die
Erfindung betrifft eine Admittanzmeßvorrichtung zur Überwachung
eines Mediums für einen Füllstandsensor mit wenigstens
einer elektrischen Wechselsignalquelle, einem als Synchrongleichrichter
betriebenen Diodenring mit wenigstens vier seriell und gleichsinnig
hintereinander geschalteten Dioden, einem Meßfühler
und einer Auswerteeinheit, wobei der Diodenring mittels der Wechselsignalquelle über einen
ersten Einspeisepunkt und einen zweiten Einspeisepunkt mit einem
Wechselsignal beaufschlagbar ist, der erste Einspeisepunkt und der
zweite Einspeisepunkt über jeweils zwei seriell geschaltete
Dioden des Diodenrings verbunden sind, der Meßfühler mit
dem ersten Einspeisepunkt verbunden ist und die Auswerteeinheit
mit einem ersten Meßpunkt des Diodenrings und/oder mit
einem zweiten Meßpunkt des Diodenrings verbunden ist, wobei
der erste Meßpunkt und der zweite Meßpunkt jeweils über
eine Diode des Diodenrings mit dem ersten Einspeisepunkt und dem
zweiten Einspeisepunkt verbunden sind.
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Admittanzmeßvorrichtungen
für Füllstandsensoren sind seit vielen Jahren
bekannt, wobei das Meßprinzip darauf beruht, daß der
veränderlichen Füllstand eines bestimmten Mediums
in einem zu überwachenden Volumen den eingesetzten Meßfühler
beeinflußt, genauer, die durch den Meßfühler
detektierbare Admittanz verändert. Meist ist der Meßfühler
elektrisch in das zu überwachende Volumen geöffnet,
weist also beispielsweise bei Realisierung eines kapazitiven Meßprinzips
eine aktive, angesteuerte Elektrode auf, wobei sich ein elektrisches
Streufeld von der aktiven Elektrode des Meßfühlers
in die Umgebung erstreckt. Die Kapazität des von der aktiven
Elektrode des Meßfühlers und der veränderlichen
Umgebung gebildeten Kondensators ist dann abhängig von
dem zu erfassenden Füllstand des Mediums, genauso wie von
den elektrischen Materialeigenschaften des Mediums (z. B. Dielektrizitätskonstante).
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Wenn
der Meßfühler von der Wechselsignalquelle mit
einem Wechselsignal beaufschlagt wird, beispielsweise mit einer
Wechselspannung, so ist ohne weiteres verständlich, daß der
Meßstrom – im Falle des kapazitiven Meßfühlers
also der Lade- und Endladestrom der Meßkapazität – in
Abhängigkeit von der veränderlichen, nämlich
von dem Füllstand des Mediums abhängigen Admittanz
des Meßfühlers abhängt. Durch Messung
des sich einstellen Stroms kann auf die Admittanz des Meßfühlers
geschlossen werden und damit wiederum auf den Füllstand,
eine Füllstandsänderung aber auch auf die Leitfähigkeit und
die Dielektrizitätskonstante des anstehenden Mediums.
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Aus
der
DE 43 22 867 A1 ist
eine Admittanzmeßvorrichtung bekannt, die nicht im Zusammenhang
mit einem Füllstandsensor verwendet wird, sondern zur berührungslosen
Erfassung von Zahnrädern eines Zahnrades dient, um dessen
Stellung und Rotation zu ermitteln. Der Meßfühler
besteht hier aus einer aktiv von der Wechselsignalquelle mit einem Wechselsignal
beaufschlagten Elektrode eines Kondensators, wobei die Gegenelektrode
durch die Zahnräder des Zahnrades gegeben ist. Der so gebildete
Meßfühler ist mit einem als Spitzenwertgleichrichter
betriebenen Diodenrings verbunden, indem die Wechselsignalquelle
neben dem Meßfühler gleichzeitig einen ersten
Einspeisepunkt und einen zweiten Einspeisepunkt des Diodenrings
mit einem Wechselsignal beaufschlagt. An einem Meßpunkt des
Diodenrings wird dann ein auf die Ladung und Entladung der Kondensatoren
zurückgehender Lade- bzw. Entladestrom abgegriffen, wobei
die Modulationsfrequenz eines durch die Auswerteeinheit bereitgestellten
Ausgangssignals als Maß für die Umdrehungszahl
des Zahnrades dient. Die Anordnung ist deshalb vorteilhaft, weil
sich aufgrund der Symmetrie des als Spitzenwertgleichrichter betriebenen
Diodenrings die Wirkungen des Temperaturdrifts der Diodendurchlaßspannungen
gegenseitig aufheben. Diese Meßschaltung ist zur Erfassung
einer schnell veränderlichen Admittanz des Meßfühlers
geeignet, jedoch nicht zur Erfassung einer nur langsamen veränderlichen
Admittanz des Meßfühlers, wie dies bei vielen
Füllstandmeßaufgaben der Fall ist. Bei Füllstandmeßaufgaben
wird daher – wie eingangs beschrieben – die Amplitude
eines Meßsignals ausgewertet und nicht dessen – von
der Veränderung des Meßobjekts abhängigen – Frequenz.
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Aufgabe
der vorliegenden Erfindung ist es, die aufgezeigten Nachteile bei
den bekannten Admittanzmeßvorrichtungen der hier in Rede
stehenden Art – zumindest teilweise – zu vermeiden
und insbesondere Admittanzmeßvorrichtungen anzugeben, die
auch für den Einsatz in Füllstandsensoren und insbesondere
auch zur Überwachung der Leitfähigkeit und der
Dielektrizitätskonstante des anstehende Mediums geeignet
sind.
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Die
erfindungsgemäße Admittanzmeßvorrichtung
für einen Füllstandsensor, bei der die zuvor hergeleitete
und aufgezeigte Aufgabe gelöst ist, ist zunächst
und im wesentlichen dadurch gekennzeichnet, daß der Meßfühler
als Resonator ausgestaltet ist. Auch in diesem Fall ist der Meßfühler
von außen elektrisch beeinflußbar, ist nämlich
der Resonator durch das Füllgut verstimmbar.
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Im
Gegensatz zu den bekannten Admittanzmeßvorrichtungen besteht
die erfindungsgemäße Admittanzvorrichtung bzw.
der Meßfühler der erfindungsgemäßen
Admittanzmeßvorrichtung nicht einfach aus einer Anordnung,
deren Kapazität oder Induktivität sich durch Wechselwirkungen
mit der zu erfassenden Umgebung ändert, sondern der Meßfühler ist
selbst ein schwingfähiges Meßsystem mit den entsprechenden
Besonderheiten elektrisch schwingfähiger Systeme, beispielsweise
der Amplitudenüberhöhung beteiligter Signale im
Resonanzbereich des Resonators.
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Der
Amplitudengang eines einfachen Resonators – also beispielsweise
eines einfachen elektrischen Schwingkreises, der das Übertragungsverhalten
eines Systems zweiter Ordnung aufweist – zeigt im Bereich
der Resonanzfrequenz eine Spannungs- bzw. Stromüberhöhung,
wobei diese Spannungs- bzw. Stromüberhöhung mit
zunehmendem Frequenzabstand von der Resonanzfrequenz rapide abnimmt;
der Amplitudengang zeigt eine typische Glockenform.
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Wird
der als Resonator ausgebildete Meßfühler durch
einen sich ändernden Füllstand, durch Mediumanhaftungen
am Meßfühler, aber auch durch Änderungen
der Leitfähigkeit oder der Dielektrizitätskonstante
beeinflußt, so ändert sich zwangsläufig auch
die Resonanzfrequenz des Resonators. Die Änderung der Resonanzfrequenz
hat wiederum bei unveränderter Beaufschlagung des Meßfühlers
mit dem Wechselsignal eine Änderung der Amplitude des Stromes
zur Folge – der Resonator ist verstimmt –, der
von dem Diodenring über den ersten Einspeisepunkt des Diodenrings
in den Resonator hineinfließt bzw. aus dem Resonator in
den Diodenring hineinfließt. Der als Synchrongleichrichter
betriebene Diodenring, der einerseits über den ersten Einspeisepunkt
mit der elektrischen Wechselsignalquelle verbunden ist und andererseits über
den ersten Einspeisepunkt mit dem Resonator verbunden ist, bewirkt zweierlei:
Zum einen wird bewirkt, daß die eine ”negative” Halbwelle
des Wechselsignals den ersten der beiden zwischen dem ersten Einspeisepunkt
und dem zweiten Einspeisepunkt liegenden Diodenpfade leitend schaltet.
Zum anderen wird bewirkt, daß die andere ”positive” Halbwelle
den zweiten zwischen dem ersten Einspeisepunkt und dem zweiten Einspeisepunkt
liegenden Diodenpfad des Diodenrings leitend schaltet. Insgesamt
bedeutet dies, daß der Resonatorstrom in dem einen Fall über
den ersten Meßpunkt zwischen den beiden Dioden im ersten
Diodenpfad des Diodenrings abnehmbar ist, und im anderen Fall über
den zweiten Meßpunkt zwischen den beiden Dioden des zweiten
Diodenpfads des Diodenrings abnehmbar ist. Die über die
beiden Diodenpfade fließenden Resonatorströme
sind bei symmetrischem Aufbau des Diodenrings gleich und können separat
oder zusammen durch die Auswerteeinheit ausgewertet werden. Bei
einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist der Resonator
abstimmbar ausgestaltet, so daß die Resonanzfrequenz des
Resonators einstellbar ist, nämlich insbesondere so eingestellt
werden kann, daß eine Resonanz in einem interessierenden
Beeinflussungszustand des Meßfühlers vorliegt.
Besonders dann ist gewährleistet, daß schon geringe
Unterschiede im Beeinflussungszustand des Meßfühlers
durch eine Veränderung des Resonatorstromes detektiert
werden können.
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In
diesem Zusammenhang ist es besonders vorteilhaft, wenn die Frequenz
des von der Wechselsignalquelle erzeugten Wechselsignals der Resonanzfrequenz
des Resonators entspricht, der Resonator also mit seiner – zu
einem bestimmten Beeinflussungszustand gehörenden – Resonanzfrequenz angeregt
wird, was zu maximalen Meßsignalen führt. Bei
dieser Variante der erfindungsgemäßen Admittanzmeßvorrichtung
kann nur über die Amplitude des Resonatorstroms eine Veränderung
der Resonanzfrequenz des veränderlich beeinflußten
Resonators festgestellt werden.
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Vorteilhaft
ist es, wenn der als Resonator ausgestaltete Meßfühler
bei seiner Resonanzfrequenz betrieben wird, wobei bevorzugt ein
Frequenzbereich durchfahren wird, der sowohl die Resonanzfrequenz
im unbedämpften, unverstimmten Zustand als auch die Resonanzfrequenzen
im bedämpften, verstimmten Zustand des Resonators umfaßt.
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Bei
einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist die
Wechselsignalquelle so ausgestaltet, daß die Frequenz der
Wechselsignale der Wechselsignalquelle – vorzugsweise in
einem gewünschten Bereich – vorgebbar ist, das
Wechselsignal insbesondere einen Frequenzbereich durchlaufen kann.
In dieser Ausgestaltung wird die Wechselsignalquelle gleichsam als
Wobbel-Generator betrieben. Bei dieser Ausgestaltung besteht die
Möglichkeit, den Amplitudengang des über den ersten Meßpunkt
und/oder den zweiten Meßpunkt erfaßbaren Resonatorstroms
aufzunehmen und die Kenngrößen des Amplitudengangs
durch die Auswerteeinheit zu bestimmen. Ergebnis dieser Auswertung
ist die Kenntnis verschiedener Parameter des Resonators. Elementare
Kenngrößen sind beispielsweise die aktuelle Resonanzfrequenz
des Resonators und seine Güte, wobei eine hohe Güte
des Resonators zu einer hohen Flankensteilheit des Amplitudengangs
im Bereich der Resonanzfrequenz führt und eine geringe
Güte zu einem sehr breiten Amplitudengang des Resonatorstroms
mit geringer Flankensteilheit im Bereich der Resonanzfrequenz führt.
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Diese
Kenntnisse über den Resonator gestatten eine weitreichende
Interpretation des Beeinflussungszustandes des als Resonator ausgebildeten
Meßfühlers. So hat sich beispielsweise herausgestellt,
daß eine Mediumanhaftung an dem Meßfühler
zu einer sehr geringen Güte des Resonators führt (geringe
Stromamplitude bei Resonanzfrequenz und breiter Amplitudengang),
wohingegen eine großvolumige Umgebung des Meßfühlers
mit demselben Medium zu einem Resonanzverhalten mit hoher Güte (hohe
Amplitude des Resonatorstroms und hohe Flankensteilheit) führt.
Die ermittelte Resonanzfrequenz selbst eröffnet die Möglichkeit,
das beeinflussende Medium zu erkennen, bzw. verschiedene Medien
voneinander zu unterscheiden, z. B. ein Wasservolumen von einem
Ketchup-Volumen von einem Luft-Volumen. Eine spezielle Anwendung
der erfindungsgemäßen Admittanzmessvorrichtung
ist die Überwachung von Medien, insbesondere von Kühlschmierstoffen.
Da der Meßfühler bei dieser Anwendung ständig
von dem anstehende Medium bedeckt bleibt, werden die elektrischen
Eigenschaften, wie die Leitfähigkeit und die Dielektrizitätskonstante
zu bestimmenden Meßgrößen. Bei den Kühlschmierstoffen
sind das Indikatoren für den Ölanteil und den Verschmutzungsgrad
der Emulsion.
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Nach
einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist ein
weiterer Resonator, nämlich einen Referenzresonator, mit
dem ersten Einspeisepunkt verbunden. Um als Referenz wirken zu können,
ist der Referenzresonator von außen im wesentlichen nicht
elektrisch beeinflußbar, insbesondere nicht durch das Medium,
das den als Resonator ausgestalteten Meßfühler
zu beeinflussen vermag. Vorzugsweise ist die Resonanzfrequenz des
Referenzresonators so gewählt, daß Sie von der
Resonanzfrequenz des als Resonator ausgestalteten Meßfühlers
abweicht, vorzugsweise die Resonanzfrequenz des Referenzkondensators
kleiner ist als die des Resonators. Diese Verstimmung beider Resonatoren ist
beabsichtigt, um die Resonatoren insbesondere anhand ihrer Beiträge
zu einem gemeinsamen Frequenzgang/Amplitudengang voneinander unterscheiden
zu können.
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Vorzugsweise
ist die Resonanzfrequenz des Referenzresonators so gewählt,
daß sie außerhalb des durch verschiedene Beeinflussungszustände des
Meßfühlers erreichbaren Bereichs von Resonanzfrequenzen
des Resonators liegt. Dadurch wird sicher vermieden, daß die
Resonanzfrequenz des Resonators mit der Resonanzfrequenz des Referenzresonators
verwechselbar ist. Wenn vorzugsweise der Referenzresonator im wesentlichen
gleiche Bauelemente aufweist wie der als Resonator ausgestaltete
Meßfühler, dann stellt der Referenzresonator gleichsam
ein paralleles Modell des Resonators dar, an dem Veränderungen
beobachtbar sind, die nicht durch eine externe Beeinflussung des
Meßfühlers hervorgerufen worden sein können.
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Bei
einer weiteren Ausgestaltung der erfindungsgemäßen
Admittanzmeßvorrichtung ist der Referenzresonator mit dem
zweiten Einspeisepunkt des Diodenrings verbunden, wobei in diesem
Fall der Beitrag des Referenzresonators zum Amplitudengang des Gesamtresonatorstroms
eine in entgegengesetzte Richtung weisende Amplitudenüberhöhung ist.
Der Referenzresonator am zweiten Einspeisepunkt des Diodenrings
bzw. das durch diesen Referenzresonator hervorgerufene Stromsignal
kann für die Auswerteeinheit als Referenz zum Herausrechnen
des Drifts der Dioden, der Wechselsignalquelle, der eingesetzten
Spulen usw. herangezogen werden. Auch hier ist es sinnvoll, die
Resonanzfrequenz des als Resonator ausgestalteten Meßfühlers
und die Resonanzfrequenz des Referenzresonators unterschiedlich
zu wählen, um ihre Beiträge im Amplitudengang
unabhängig voneinander erkennbar zu lassen.
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Nach
einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist die
Auswerteeinheit als Strommeßschaltung ausgestaltet, wobei
die Auswerteschaltung insbesondere die Maximalströme auswertet
bzw. den Frequenzgang der Maximalströme auswertet, wie
dies zuvor ganz allgemein erläutert worden ist. Dazu ist
es vorteilhaft, wenn der erste Meßpunkt des Diodenrings über
einen ersten Kondensator und/oder der zweite Meßpunkt des
Diodenrings über einen zweiten Kondensator mit Masse verbunden
ist, die über die Meßpunkte entnommenen Ströme
führen also aufgrund des niederohmigen Eingangs der Strommeßschaltung
zu einer Kondensatorspannung von nahezu 0 V.
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Bei
einem ganz besonders bevorzugten Ausführungsbeispiel der
Admittanzmeßvorrichtung ist der Resonator als λ/4-Resonator
ausgestaltet. Dies hat den Vorteil, daß an dem ersten Einspeisepunkt des
Diodenrings, mit dem der Resonator verbunden ist, ein Strommaximum
vorliegt und daß an dem anderen, dem ersten Einspeisepunkt
abgewandten Ende des Resonators ein Spannungsmaximum vorliegt, was
beispielsweise dann vorteilhaft ist, wenn ein elektrisches Feld über
eine aktive Kondensatorelektrode in den Außenraum des Meßfühlers
ausgestrahlt wird.
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Im
einzelnen gibt es nun verschiedene Möglichkeiten, die erfindungsgemäße
Admittanzmeßvorrichtung auszugestalten und weiterzubilden.
Dazu wird verwiesen auf die dem Patentanspruch 1 nachgeordneten
Patentansprüche und auf die Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele
in Verbindung mit der Zeichnung. In der Zeichnung zeigen
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1 eine
schematisch Darstellung eines ersten Ausführungsbeispiels
einer erfindungsgemäßen Admittanzmeßvorrichtung,
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2 eine
weitere schematische Darstellung eines Ausführungsbeispiels
einer erfindungsgemäßen Admittanzmeßvorrichtung,
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3 ein
Ausführungsbeispiel einer Admittanzmeßvorrichtung
mit detaillierterer Darstellung des Resonators und der Wechselsignalquelle,
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4 ein
weiteres Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen
Admittanzmeßvorrichtung mit Referenzresonator,
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5 ein
weiteres Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen
Admittanzmeßvorrichtung mit detaillierter dargestellter
Auswerteeinheit,
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6a, 6b eine
Darstellungen des Amplitudengangs des Resonatorstroms bzw. der Resonatorspannung
bei einem mit dem ersten Einspeisepunkt verbundenen Referenzresonator
(6a) und bei einem mit dem zweiten Einspeisepunkt
verbundenen Referenzresonator (6b),
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7 die
Darstellung eines Ausführungsbeispiels des als Resonator
ausgestalteten Meßfühlers mit parallel geschaltetem
Referenzresonator,
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8 die
Darstellung erfaßter Amplitudengänge verschiedener
Medien und ein Beispiel für
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8a den
Einfluss des Ölanteils eines Kühlschmierstoffs
sowie ein Beispiel für
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8b den
Einfluss des Verschmutzungsgrades eines Kühlschmierstoffs
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9 eine
weitere konkrete Ausgestaltung des Meßfühlers.
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In
den 1 bis 5 ist insgesamt jeweils immer
dargestellt eine Admittanzmeßvorrichtung 1 mit
einer elektrischen Wechselsignalquelle 2, einem als Synchrongleichrichter
betriebenen Diodenring mit vier seriell und gleichsinnig hintereinander
geschalteten Dioden 3, 4, 5, 6,
einem Meßfühler 7 und einer Auswerteeinheit 8.
Mit einem aus vier seriell und gleichsinnig hintereinander geschalteten
Dioden 3, 4, 5, 6 bestehenden
Diodenring ist eine geschlossene serielle Anordnung der Dioden 3, 4, 5, 6 gemeint,
bei der die Kathode der ersten Diode 3 mit der Anode der zweiten
Diode 4, die Kathode der zweiten Diode 4 mit der
Anode der dritten Diode 5, die Kathode der dritten Diode 5 mit
der Anode der vierten Diode 6 und schließlich
die Kathode der vierten Diode 6 mit der Anode der ersten
Diode 3 leitend miteinander verbunden sind.
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Der
Diodenring ist mittels der Wechselsignalquelle 2 über
einen ersten Einspeisepunkt 9 und einen zweiten Einspeisepunkt 10 mit
einem Wechselsignal beaufschlagbar, wobei das Wechselsignal im vorliegenden
Fall immer eine Rechtecksignalfolge ist. Der erste Einspeisepunkt 10 liegt
auf der Verbindung zwischen der Anode der ersten Diode 3 und
der Kathode der vierten Diode 6, und der zweite Einspeisepunkt
liegt auf der Verbindung zwischen der Kathode der zweiten Diode 4 und
der Anode der dritten Diode 5.
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Der
erste Einspeisepunkt 9 und der zweite Einspeisepunkt 10 teilen
den Diodenring daher in zwei Stromführungspfade oder Diodenpfade,
wobei der erste Diodenpfad eine Stromführung über
die erste Diode 3 und die zweite Diode 4 und der
zweite Diodenpfad eine Stromführung über die dritte
Diode 5 und die vierte Diode 6 zuläßt.
Im Ergebnis sind jedenfalls der erste Einspeisepunkt 9 und
der zweite Einspeisepunkt 10 über jeweils zwei
seriell geschaltete Dioden des Diodenrings beabstandet. Je nach
Polarität der von der Wechselsignalquelle 2 generierten und
in den ersten Einspeisepunkt 9 und den zweiten Einspeisepunkt 10 aufgegebenen
Spannung wird entweder der erste Pfad des Diodenrings oder der zweite
Pfad des Diodenrings leitend geschaltet.
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Allen
Ausführungsbeispielen ist gemeinsam, daß der Meßfühler 7 mit
dem ersten Einspeisepunkt 9 des Diodenrings verbunden ist
und die Auswerteeinheit 8 wenigstens mit einem ersten Meßpunkt 11 des
Diodenrings und – je nach Ausführungsbeispiel – auch
mit einem zweiten Meßpunkt 12 des Diodenrings
verbunden ist. Der erste Meßpunkt 11 und der zweite
Meßpunkt 12 sind jeweils über eine Diode
des Diodenrings von dem ersten Einspeisepunkt 9 und dem
zweiten Einspeisepunkt 10 beabstandet. Der erste Meßpunkt 11 liegt
auf der Verbindung zwischen der Kathode der ersten Diode 3 und
der Anode der zweiten Diode 4 und der zweite Meßpunkt 12 liegt
auf der Verbindung zwischen der Kathode der dritten Diode 5 und
der Anode der vierten Diode 6. Die in den 1 bis 5 dargestellten
Admittanzmeßvorrichtungen 1 zeichnen sich nun
dadurch aus, daß der Meßfühler 7 als
Resonator ausgestaltet ist, wobei in den vorliegenden Fällen
der Resonator abstimmbar ist.
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Wie
einleitend erläutert worden ist, wird der Resonator durch
die Wechselsignalquelle 2 mit einem Wechselsignal beaufschlagt
und zu einer Schwingung angeregt, wobei der in dem Resonator fließende,
zeitlich veränderliche, schwingende Strom auch über
den ersten Pfad des Diodenrings oder den zweiten Pfad des Diodenrings
wahrnehmbar ist, wobei die Polarität des Wechselsignals
darüber entscheidet, welcher der beiden Pfade des Diodenrings leitend
geschaltet ist. Über den ersten Meßpunkt 11 und/oder
den zweiten Meßpunkt 12 kann der Resonatorstrom
detektiert und der Auswerteeinheit 8 zugeführt
werden. In 1 ist dargestellt, daß die
Auswerteeinheit 8 lediglich mit dem ersten Meßpunkt 11 des
Diodenrings verbunden ist, wohingegen in den anderen Ausführungsbeispielen
in den weiteren Figuren eine Verbindung der Auswerteeinheit 8 mit
beiden Meßpunkten 11, 12 realisiert ist.
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In
den dargestellten Ausführungsbeispielen weist der als Resonator
ausgestaltete Meßfühler 7 eine aktiv
angesteuerte Elektrode eines Kondensators auf, wobei die andere ”Elektrode” des
Kondensators durch die Umgebung des Meßfühlers 7 gebildet ist.
Die Umgebung ist als solche in den Figuren nicht dargestellt, vielmehr
ist die aus der aktiven Elektrode des Meßfühlers 7 und
der Umgebung gebildete kapazitätsbehaftete Anordnung stets
mit dem Schaltzeichen eines Kondensators dargestellt. Die aktiv
angesteuerte Elektrode innerhalb des Meßfühlers 7 strahlt ein
elektrisches Wechselfeld in die Umgebung ab, wobei der Kapazitätswert
des so gebildeten Kondensators auch von der Umgebung abhängt.
Wenn die Umgebung beispielsweise aus einem befüllbaren Tank
besteht, hängt die Kapazität des Meßkondensators
von dem Befüllungszustand des Tanks ab und auch von der
Dielektrizität des Mediums, mit dem der Tank befüllt
ist. Über die Veränderung des Kapazitätswertes
des durch die Elektrode des Meßfühlers 7 und
die Umgebung gebildeten Meßkondensators wird die Resonanzfrequenz
des Resonators verändert, was sich wiederum in einer Veränderung
des Resonatorstroms bemerkbar macht. Dieses Stromsignal wird über
die Auswerteeinheit 8 ausgewertet.
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In 1 ist
die Admittanzmeßvorrichtung 1 als ein Füllstandsschalter
ausgestaltet und kann ein Schaltsignal über einen Anschluß 14 ausgeben,
das beispielsweise eine nicht dargestellte Schaltvorrichtung betätigt.
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In
dem Ausführungsbeispiel gemäß 1 entspricht
die Frequenz des von der Wechselsignalquelle 2 erzeugten
Wechselsignals der Resonanzfrequenz des Resonators, so daß der
Resonator – jedenfalls in einem bestimmten Beeinflussungszustand – in
Resonanz schwingt. Ändert sich der Beeinflussungszustand
des Meßfühlers 7 und damit des Resonators,
so ändert sich auch seine Resonanzfrequenz und der Resonator
wird – eine unveränderte Frequenz des Wechselsignals
vorausgesetzt – nicht mehr mit seiner Resonanzfrequenz
angeregt, was sich in einer abnehmenden Amplitude des Resonatorstroms
ausdrückt. In diesem Fall wertet die Auswerteeinheit 8 lediglich
die Amplitude des Resonatorstroms bei einer festen Anregungsfrequenz
aus und erkennt beispielsweise Abweichungen von einem zuvor eingestellten
Wert des Resonatorstroms.
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In
den in den 2 bis 5 dargestellten Ausführungsbeispielen
ist die Wechselsignalquelle 2 so ausgestaltet, daß die
Frequenz der Wechselsignale der Wechselsignalquelle 2 vorgebbar
ist, in den vorliegenden Fällen das erzeugte Wechselsignal
einen Frequenzbereich durchlaufen kann. Dies gestattet es, daß der
Strom des Resonators nicht nur bei der Anregung mit einer einzigen
Frequenz bestimmt werden kann, sondern sogar der Frequenzgang/Amplituden-gang
des Resonatorstroms mit der Auswerteeinheit 8 erfaßt
werden kann. Diese Art der Auswertung ermöglicht eine sehr
aussagekräftige Erfassung der Frequenzabhängigkeit
der Admittanz des Resonators und damit des Beeinflussungszustandes des
Meßfühlers 7.
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Allen
in den 1 bis 5 dargestellten Ausführungsbeispielen
ist gemeinsam, daß die Auswerteeinheit 8 als Strommeßschaltung
ausgestaltet ist und die Auswerteschaltung insbesondere die Maximalströme
auswertet – also die Maximalströme des Resonatorstroms – bzw.
den Frequenzgang dieser Maximalströme auswertet, wobei
jeweils der erste Meßpunkt 11 des Diodenrings über
einen ersten Kondensator 14 mit der Masse der Schaltung
verbunden ist. Der entweder über den ersten Pfad des Diodenrings
oder über den zweiten Pfad des Diodenrings fließenden
Resonatorstrom lädt folglich den ersten Kondensator 14 in
Abhängigkeit von der Größe der Resonatorströme.
Bei den Ausführungsbeispielen gemäß den 2 bis 5 ist
der zweite Meßpunkt 12 des Diodenrings über
einen zweiten Kondensator 15 mit Masse verbunden, der über
den zweiten Pfad des Diodenrings fließende Resonatorstrom
lädt folglich den zweiten Kondensator 15 in Abhängigkeit
von der Größe der Resonatorströme. Bei
einer niederohmigen Stromauswertung der Resonatorströme
geht die Spannung an den Kondensatoren 14, 15 jedoch gegen
0 V.
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In
den 4 und 5 ist dargestellt, daß die
Admittanzmeßvorrichtung 1 einen Referenzresonator 13 aufweist,
der mit dem ersten Einspeisepunkt 9 des Diodenrings verbunden
ist. Dieser Referenzresonator 13 beeinflußt ebenso
wie der als Resonator ausgebildete Meßfühler 7 den
Amplitudengang der erfaßten Resonatorströme, wobei
der Referenzresonator 13 bei seiner Referenzresonanzfrequenz
ebenfalls eine Stromüberhöhung zeigt.
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In 6a ist
der Amplitudengang der gesamten Resonatorströme, also des
als Resonator ausgestalteten Meßfühlers wie auch
des Referenzresonators, dargestellt. Die Glockenkurve 16 geht
dabei auf den Referenzresonator 13 zurück und
die Glockenkurve 17 geht auf den als Resonator ausgestalteten
Meßfühler 7 zurück. Die Resonanzfrequenz des
Referenzresonators 13 ist so gewählt, daß sie nicht
in dem zu erwartenden Frequenzbereich der Resonanzfrequenz des Meßfühlers 7 liegt,
wobei die Resonanzfrequenzen des als Resonator ausgebildeten Meßfühlers 7 von
dem Beeinflussungszustand des Meßfühlers abhängig
sind.
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Durch
den Referenzresonator 13, der in den vorliegenden Fällen
im wesentlichen nicht von außen beeinflußbar ist,
ist es beispielsweise möglich, Veränderungen des
Verhaltens der Admittanzmeßvorrichtung 1 zu erkennen,
die nicht durch externe Beeinflussung der Admittanzmeßvorrichtung 1 bzw.
des Meßfühlers 7 hervorgerufen worden
sein können. Die von dem Referenzresonator 13 hervorgerufene
Glockenkurve 16 dient deshalb als Normal zur Bewertung
der anderen erfaßten Glockenkurven 17 des von der
Auswerteeinheit 8 ermittelten Amplitudengangs.
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Bei
anderen – hier nicht dargestellten – Ausführungsbeispielen
ist der Referenresonator mit dem zweiten Einspeisepunkt des Diodenrings
verbunden, was grundsätzlich zu dem in 6b dargestellten Amplitudengang
führt. Der am zweiten Einspeisepunkt vorgesehene Referenzresonator
verursacht die nach unten weisende, in negative Resonatorströme
ragende Glockenkurve 16 und der als Resonator ausgestaltete
Meßfühler verursacht die nach oben weisende Glockenkurve 17.
Diese Ausgestaltung birgt jedoch den Nachteil, daß bei
einer Wandlung der Stromsignale oder daraus abgeleiteter Spannungssignale
ein deutlich größerer Wertebereich abgedeckt werden
muß, was zu Lasten der erzielbaren Genauigkeit geht, wenn
immer ein Analog/Digital-Wandler mit der gleichen Bitauflösung
gewählt wird.
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In 8 ist
schließlich der Amplitudengang des Gesamt-Resonatorstroms
für verschiedene Beeinflussungszustände des als
Resonator ausgestalteten Meßfühlers 7 dargestellt.
Die Amplitudengänge 17a, 17b und 17c resultieren
aus verschiedenen Beeinflussungszuständen ein und desselben
Meßfühlers 7. In den dargestellten Beispielen
ist das zu erfassende Volumen – wie z. B. ein Tank vollständig – also
großvolumig – mit Luft (Kurve 17c), mit
Wasser (Kurve 17b) und einem stark haftfähigen
Medium – hier Ketchup – (Kurve 17a) gefüllt.
Es ist gut zu erkennen, daß die in den Amplitudengängen 17a, 17b, 17c zum
Ausdruck kommende Güte des Resonators bei einer großvolumigen
Umgebung des Meßfühlers 7 nicht schlechter
wird, vielmehr nahezu erhalten bleibt.
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Die 8a zeigt
ein Beispiel für den Einfluss des Ölanteils einer
Kühlschmierstoff-Emulsion auf die gemessenen Glockenkurven.
Dabei wurde der Ölanteil einer Kühlschmierstoff-Emulsion
zwischen 2,5 und 10% variiert. Gemessen wurde bei 2,5%, 5%, 7,5%
und 10%. Man erkennt, dass die Amplitude des Nutzsignals mit steigendem Ölanteil
abnimmt. Gleichzeitig verringerte sich die Resonanzfrequenz. Das
Referenzsignal auf der linken Seite blieb erwartungsgemäß konstant.
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Durch
Vergleich der gemessenen Glockenkurve mit einer gespeicherten Glockenkurve
kann auf den Ölanteil des anstehenden Kühlschmierstoffs
geschlossen werden.
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Die 8b zeigt
ein Beispiel für den Einfluss der Verschmutzung einer Kühlschmierstoff-Emulsion auf
die gemessenen Glockenkurven. Verwendet wurde eine Kühlschmierstoff-Emulsion
mit einem Ölanteil von 5%. Die Verschmutzung resultierte
aus einer 10-wöchigen Betriebsdauer. Auch hier verringerte sich
die Amplitude. Die Resonanzfrequenz veränderte sich nur
geringfügig
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Durch
Vergleich der gemessenen Glockenkurve mit einer gespeicherten Glockenkurve
kann auf den Verschmutzungsgrad des anstehenden Kühlschmierstoffs
geschlossen werden.
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Abweichungen
der Amplitude oder der Resonanzfrequenz zwischen den gemessen und
gespeicherten Glockenkurven können als Analogsignal oder
bei Überschreiten eines vorgegebenen Schwellwerts als binäres
Schaltsignal ausgegeben werden. Auf diese Weise kann sowohl der
augenblickliche Zustand des Kühlschmierstoffs als auch
eine erforderliche Erneuerung bis hin zu einer Prognose über
die noch zu erwartenden Nutzungsdauer signalisiert werden.
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In
der Füllstandsmeßtechnik stellen kleinvolumige
Anhaftungen an Meßfühlern 7 ein erhebliches Problem
dar, da der Meßfühler 7 weiterhin massiv von
den anhaftenden Mediumrückständen beeinflußt wird,
der Füllstand aber tatsächlich nicht mehr mit dem
erhaltenen Signal korreliert. In 8 zeigt
der Amplitudengang 18 das Verhalten des Resonators bei
einer starken Mediumanhaftung, hier bei einer massiven Anhaftung
von Ketchup an dem Meßfühler 7. Es ist
zu erkennen, daß Mediumanhaftungen zu einer massiven Verschlechterung
der Güte des Resonators führen, was an der verringerten
Maximalamplitude des Amplitudengangs und an der nur geringen Steilheit
der Stromüberhöhung im Resonanzbereich erkennbar
ist. Im Ergebnis ist festzustellen, daß mit dem als Resonator
ausgestalteten Meßfühler 7 eine sehr
gute Unterscheidung der Art der Beeinflussung und des beeinflussenden
Mediums möglich ist.
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In
den 3, 4 und 5 ist jeweils dargestellt,
daß die Auswerteeinheit 8 mit dem ersten Meßpunkt 11 und
mit dem zweiten Meßpunkt 12 verbunden ist. In 5 ist
ein Schaltungsbeispiel für eine mögliche Realisierung
der Auswerteeinheit 8 dargestellt, wobei die Auswerteeinheit 8 den
ersten Meßpunkt 11 des Diodenrings mit einem ersten
Meßwiderstand 19 und den zweiten Meßpunkt 12 des
Diodenrings mit einem zweiten Meßwiderstand 20 belastet,
wobei jeweils ein Anschluß des ersten Meßwiderstandes 19 und
des zweiten Meßwiderstandes 20 mit der Masse der Schaltung
verbunden ist. Die an dem ersten Meßwiderstand 19 abfallende
Meßspannung und die an den zweiten Meßwiderstand 20 abfallende
Meßspannung werden dann jeweils über einen Tiefpaß 21, 22 geleitet
und durch eine Operationsverstärkerschaltung 23 ausgewertet.
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Bei
den Ausführungsbeispielen gemäß den 4 und 5 ist
eine Offset-Impedanz 24 mit ihrem ersten Anschluß mit
dem zweiten Einspeisepunkt 10 des Diodenrings verbunden
und ist die Offset-Impedanz 24 mit ihrem zweiten Anschluß mit
der Masse der Schaltung verbunden. Dadurch läßt
sich einstellen, inwieweit das von der Wechselsignalquelle 2 generierte
Wechselsignal gegenüber dem Massepotential der Schaltung
verschoben ist. Dies ist insbesondere dann interessant, wenn die
Wechselsignalquelle, wie in allen Ausführungsbeispielen dargestellt,
floatend realisiert ist. Um eine Steuerbarkeit der Frequenz des
Wechselsignals zu erreichen, ist die Wechselsignalquelle 2 als
spannungsgesteuerter Oszillator realisiert, wobei andere Realisierungen
möglich sind, wie z. B. mit einem widerstandsgesteuerten,
einem stromgesteuerten oder einem kapazitätsgesteuerten
oder auch mit einem digitalen Oszillator.
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Die
Admittanzmeßvorrichtungen 1 gemäß den 3 bis 5 zeigen,
daß das Wechselsignal der Wechselsignalquelle 2 kapazitiv über
einen ersten Koppelkondensator 25 in den ersten Einspeisepunkt 9 des
Diodenrings und über einen zweiten Koppelkondensator 26 in
den zweiten Einspeisepunkt des Diodenrings eingekoppelt wird, womit
der Gleichspannungsanteil des Wechselsignals eliminiert wird.
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In
allen Ausführungsbeispielen ist der als Resonator ausgebildete
Meßfühler 7 als λ/4-Resonator ausgestaltet,
was den Vorteil mit sich bringt, daß der Resonatorstrom
an dem mit dem ersten Einspeisepunkt 9 verbundenen Ende
maximal ist, und daß an dem diesen Ende abgewandten Ende
eine maximale Resonatorspannung vorliegt. Dies führt zu
einer besonders guten Auswertbarkeit des Resonatorsstroms einerseits
und einer besonders guten Auswertbarkeit der Beeinflussung des Meßfühlers 7 andererseits. Durch
den λ/4-Resonator wird an der Spitze des Meßfühlers 7 eine
hohe Spannung erhalten, was in Verbindung mit einer möglichst
hohen Arbeitsfrequenz besonders gut geeignet ist, den kapazitiven Widerstand
des in 9 als Kunststoffkappe dargestellten Gehäuseteils
zu überwinden. Deshalb wird auch die Resonanzfrequenz für
den Referenzresonator 13 tiefer gewählt als die
Resonanzfrequenz des messenden Resonators. Die Stromauswertung macht
das Gerät besonders störfest. Die kapazitive Eigenschaft
eines beispielsweise als Kunststoffkappe ausgestalteten Gehäuseteils
des Meßfühlers 7 ist in 7 als
Kondensator 34 dargestellt. Es kann sich hierbei beispielsweise
um die Kapazität des in 9 dargestellten
Gehäuseteils 31 handeln.
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In 7 ist
im Detail eine mögliche Realisierung des Meßfühlers 7 als
Resonator und des Referenzresonators 13 dargestellt. Der
Resonator besteht hier aus einer Koaxialleitung 27 und
einer aktiven Elektrode 28 einer Meßimpedanz 29.
Die Gegenelektrode der aktiven Elektrode 28 wird durch
die Umgebung des Meßfühlers 7 gebildet.
Durch eine solche Anordnung lassen sich auf einfache Weise Resonanzfrequenzen
bis in den Gigahertz-Bereich hinein erzielen.
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Da
die Resonanzfrequenz des Resonators unter anderem von der Länge
der Koaxialleitung 27 abhängt, die Koaxialleitung
aus konstruktiven Gründen aber nicht beliebige Abmessungen
aufweisen kann, ist die Resonanzfrequenz des Resonators auf elektrischem
Wege angepaßt, nämlich durch eine Spule 30 vor
der Koaxialleitung 27. Durch die Induktivität
der Spule 30 wird die Resonanzfrequenz des Resonators reduziert.
In dem in 7 dargestellten Ausführungsbeispiel
beträgt die Resonanzfrequenz des Resonators in etwa 150
Megahertz, eine Frequenz, bei der sich Anhaftungen an dem Sensor
von großvolumigen Umgebungen des Sensors mit Medium gut
unterscheiden lassen.
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In 9 ist
dargestellt, daß der als Resonator ausgestattete Meßfühler 7 über
einen Gehäuseteil 31 einem Medium aussetzbar ist.
Dies ist vorliegend durch die Spule 30 umgesetzt, die entlang
dem Gehäuseteil 31 erstreckt ist, vorliegend nämlich
als konische Spule 30 in einem als konische Kappe ausgestalteten
Gehäuseteil 31 realisiert ist. Der Resonanzstrom
innerhalb der Spule 30 setzt sich zusammen zum einen aus
einem Strom, der durch die kapazitive Kopplung des Meßfühlers 7 mit
dem eigentlich interessierenden Volumen hervorgerufen wird. Diese
kapazitive Kopplung ist in 9 durch
den Kondensator 32 symbolisiert. Zum anderen erzeugt eine
Medium-Anhaftung an dem Meßfühler 7 eine weitere
Kapazität, die in 9 als Kondensator 33 symbolhaft
eingezeichnet ist. Der durch diese Kapazität hervorgerufene,
nicht nach Masse fließende Strom liefert keinen Beitrag
zum erfaßten Meßstrom, er verringert sogar den über
die Kapazität 32 verursachten Strom, weshalb durch
die dargestellte Realisierung des Meßfühlers im
Ergebnis eine noch ausgeprägtere Anhaftungs-Unterdrückung
feststellbar ist, als nur durch die zuvor beschriebene Güteabsenkung
des Resonators.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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