DE19630150B4

DE19630150B4 - Verfahren zum Entwerfen einer Halbleitervorrichtung

Info

Publication number: DE19630150B4
Application number: DE19630150A
Authority: DE
Inventors: Toshio Kariya Ikuta; Noboru Kariya Endou; Masahiro Kariya Aratani
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1995-07-28
Filing date: 1996-07-25
Publication date: 2009-03-05
Anticipated expiration: 2016-07-26
Also published as: DE19630150A1; US5789797A

Abstract

Verfahren zum Entwerfen einer Halbleitervorrichtung, wobei die Vorrichtung aufweist:
einen Halbleiterchip (3), der aufweist:
eine Schaltung (9, 10);
eine erste Anschlußfläche (13) zum Anlegen einer Massespannung an die Schaltung (9, 10);
eine zweite Anschlußfläche (11, 12), welche entweder eine Anschlußfläche (11) zum Zuführen von elektrischer Energie zu der Schaltung (9, 10) oder eine Anschlußfläche (12) zum Ausgeben eines Signals aus der Schaltung (9, 10) ist;
eine Filterschaltung (14, 15), die aus einem Widerstand und einem Kondensator aufgebaut ist und elektrisch zwischen die zweite Anschlußfläche (11, 12) und die Schaltung (9, 10) geschaltet ist, zum Filtern von elektromagnetischem Rauschen, und
einen Verdrahtungsweg (43, 44), der die zweite Anschlußfläche (11, 12) und die Filterschaltung (14, 15) verbindet,
wobei das Verfahren die Schritte umfasst:
Bestimmen eines Frequenzbereichs einer elektromagnetischen Welle, die unter einem Umstand, in welchem die Halbleitervorrichtung verwendet werden soll, eine elektrische Feldstärke aufweist,...

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen ein Verfahren zum Entwerfen einer Halbleitervorrichtung, die mit Maßnahmen versehen ist, um elektromagnetischem Rauschen entgegenzuwirken, und insbesondere einer derartigen Halbleitervorrichtung, die geeignet ist, in Fahrzeuge eingebaut zu werden.
Der jüngste Fortschritt in der Kraftfahrzeugelektronik ist beträchtlich. Zum Beispiel wird, um die Verbrennung in einem Motor zu optimieren, ein Mikrocomputer verwendet, um den Betriebszustand des Motors zu erfassen, die Kraftstoffeinspritzmenge und den Zündzeitpunkt in Übereinstimmung mit dem Betriebszustand des Motors zu berechnen und dadurch die Menge einer Kraftstoffeinspritzung von einer Einspritzdüse und den Zündzeitpunkt zu steuern. Beim Aufbauen dieses elektronischen Steuersystems werden der Mikrocomputer, Eingabe/Ausgabeschaltungen, usw. als eine elektronische Steuereinheit verkapselt und diese elektronische Steuereinheit wird mit einem Kabelbaum mit einer Sensorgruppe und einer Betätigungsvorrichtungsgruppe verbunden. Hierbei bezieht sich die Betätigungsvorrichtungsgruppe auf die Einspritzdüse, eine Zündanlage, usw. und bezieht sich die Sensorgruppe auf einen Motordrehzahlsensor, einen Wassertemperatursensor, einen Einlassluftmengensensor, einen Einlassdrucksensor, usw.. In dem Einlassdrucksensor wird ebenso ein Halbleiterdrucksensor verwendet. Dieser Halbleiterdrucksensor weist eine Mehrzahl von Dehnungsmessern (Piezowider-standselementen), die auf Störstellendiffusionsschichten auf einem eine Membran aufweisenden Siliziumchip aufgebaut sind und brückenverbunden sind, und eine Signalverarbeitungsschaltung (integrierte Schaltung) in der Nähe der Membran auf dem Siliziumchip auf. Die Ver formung der Membran aufgrund der Wirkung eines Drucks wird als die Widerstandsänderung der Dehnungsmesser von der Brückenschaltung erfasst und das erfasste Signal wird in der Signalverarbeitungsschaltung verstärkt. Das derart verstärkte Signal wird durch den Kabelbaum zu der elektronischen Steuereinheit übermittelt und gibt die Kraftstoffeinspritzmenge und den Zündzeitpunkt wieder.
Im Mittelpunkt eines derartigen Fortschritts in der Kraftfahrzeugelektronik ist nun die Unterdrückung von elektromagnetischem Rauschen (EMI) einer in einem Fahrzeug eingebauten elektronischen Anlage ein wichtiger Sachverhalt. Um Leitungsrauschen zu verhindern, wird als eine Maßnahme zum Unterdrücken von elektromagnetischem Rauschen im allgemeinen ein Funkentstörkondensator verwendet. Der Funkentstörkondensator wird unter Bezugnahme auf den zuvor erwähnten Einlassdrucksensor beschrieben, wobei Leiteranschlussstifte (für eine Energieversorgungsleitung und für eine Erfassungssignalausgangsleitung) durch einen Stutzen dringen, in welchem der Sensorchip gehäuseverkapselt ist, wobei in Durchgangslöchern der Leiteranschlussstifte in dem an Masse gelegten Stutzen jeweilige Funkentstörkondensatoren vorgesehen sind und wobei Rauschen durch die Funkentstörkondensatoren in einem Rauschübertragungsweg, der zu der Signalverarbeitungsschaltung des Sensorchips führt, durch welchen sich Rauschen durch den Kabelbaum ausbreitet, gesperrt oder gedämpft wird, so dass die Signalverarbeitungsschaltung nicht fehlerhaft arbeiten wird.
Jedoch sind die Teile des Funkentstörkondensators und seines Aufbaus so teuer, dass eine Kostenverringerung schwierig ist. Unter diesen Umständen hat sich die Erfindergruppe der vorliegenden Erfindung mit dem Gedanken befasst, dass Tiefpassfilter des chipseitigen Typs, die aus Widerständen und Kondensatoren aufgebaut sind, zwischen den Schaltungen und Anschlussflächen innerhalb des Sensorchips vorgesehen sein sollten.
In diesem Fall ist jedoch die Technologie für die Optimierung einer Verdrahtung, die sich auf die chipseitigen Filter bezieht, bis jetzt noch nicht erarbeitet worden.
Aus der DE 44 26 449 A1 ist eine Halbleitervorrichtung bekannt, die einen Halbleiterchip aufweist, der eine Schaltung, eine erste Anschlussfläche zum Anlegen einer Massespannung an die Schaltung, eine zweite Anschlussfläche, welche entweder eine Anschlussfläche zum Zuführen von elektrischer Energie zu der Schaltung oder eine Anschlussfläche zum Ausgeben eines Signals aus der Schaltung ist, eine Filterschaltung, die aus einem Widerstand und einem Kondensator aufgebaut ist und elektrisch zwischen die zweite Anschlussfläche und die Schaltung geschaltet ist, zum Filtern von elektromagnetischem Rauschen, und einen Verdrahtungsweg aufweist, der die zweite Anschlussfläche und die Filterschaltung verbindet.
Im Hinblick auf die vorhergehenden Ausführungen besteht die Aufgabe der vorliegenden Erfindung darin, eine Verfahren zum Entwerfen einer Halbleitervorrichtung zu schaffen, das die Verdrahtung optimiert, die sich auf die Filter zum Filtern von elektromagnetischem Rauschen des chipseitigen Typs bezieht.
Diese Aufgabe wird mit den in Anspruch 1 angegebenen Maßnahmen gelöst.
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird zusätzlich zu einem Verfahren, bei welchem die Länge des Verdrahtungswegs zwischen der Energieversorgungsanschlussfläche oder der Ausgangsanschlussfläche und dem Filter soweit wie möglich verkürzt wird und dadurch die Induktivitätskomponente des Verdrahtungswegs verringert wird, ein Verfahren ausgeführt, bei welchem der Verdrahtungsweg, der die Energieversorgungsanschlussfläche oder die Ausgangsanschlußfläche und das Filter zum Filtern von elektromagnetischem Rauschen verbindet, derart hergestellt wird, dass er ein ungekreuzter Draht ist, welcher keinen einzigen anderen Draht kreuzt, und dadurch wird die Kapazitivitätskomponente des Verdrahtungswegs verringert.
Das heißt, auch wenn sich elektromagnetisches Rauschen in der Schaltung von den Anschlussflächen zu dem Filter zum Filtern von elektromagnetischem Rauschen ausbreitet, ist die Resonanzfrequenz des Verdrahtungswegs umgekehrt proportional zu der Induktivitätskomponente (Komponente L). Aus diesem Grund wird durch ein Verkürzen der Länge des Verdrahtungswegs, der die Anschlussfläche und das Filter zum Filtern von elektromagnetischen Rauschen verbindet, die Komponente L verringert und die Resonanzfrequenz verschiebt sich zu der Hochfrequenzseite. Im Allgemeinen wird, wenn sich die Resonanzfrequenz zu der Hochfrequenzseite verschiebt, elektromagnetisches Rauschen im Rauschpegel niedriger. Deshalb wird der Rauschpegel von elektromagnetischem Rauschen bei der verschobenen Resonanzfrequenz niedriger und es ist unwahrscheinlich, dass die Schaltung so leicht einen fehlerhaften Betrieb aufweist.
Weiterhin ist, auch wenn sich elektromagnetisches Rauschen in der Schaltung von den Anschlussflächen zu dem Filter zum Filtern von elektromagnetischem Rauschen ausbreitet, die Resonanzfrequenz des Verdrahtungswegs umgekehrt proportional zu der Kapazitätskomponente (Komponente C).
Aus diesem Grund wird, da der Verdrahtungsweg, der die Anschlussfläche und das Filter zum Filtern von elektromagnetischem Rauschen verbindet, keinen einzigen anderen Draht kreuzt, die Komponente C, die in dem Verdrahtungsweg ausgebildet ist, verringert und die Resonanzfrequenz verschiebt sich zu der Hochfrequenzseite. Im Allgemeinen wird, wenn die Resonanzfrequenz zu der Hochfrequenzseite verschoben wird, elektromagnetisches Rauschen im Rauschpegel niedriger. Deshalb wird der Rauschpegel von elektromagnetischem Rauschen bei der verschobenen Resonanzfrequenz niedriger und es ist unwahrscheinlich, dass die Schaltung so leicht einen fehlerhaften Betrieb aufweist.
Die vorliegende Erfindung wird nachstehend anhand eines Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert.
Es zeigt:
1 eine Draufsicht eines zu entwerfenden Sensorchips einer Schaltungsanordnung in einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
2 eine Querschnittsansicht des Gesamtaufbaus des Sensors;
3 eine perspektivische Ansicht des Sensorchips;
4 einen Stromlaufplan eines Druckerfassungsschaltungsteils auf dem Sensorchip;
5 ein Ersatzschaltbild zum Zwecke eines Beschreibens des Ausbreitungswegs eines Leitungsrauschens;
6 einen Graph der Beziehung zwischen Frequenz und elektrischer Feldstärke;
7 einen Graph der Messergebnisse der elektrischen Feldstärke;
8 einen Graph der Messergebnisse der elektrischen Feldstärke;
9 eine Draufsicht des Sensorchips zum Zwecke eines Vergleichs;
10A eine Draufsicht des Sensorchips zum Zwecke eines Beschreibens der Kreuzverdrahtung;
10B eine entlang einer Linie XB-XB in 10A genommene Querschnittsansicht;
11 eine Ansicht zum Zwecke eines Beschreibens der Überkreuzung zwischen Aluminiumdrähten und Diffusionsdrähten;
12 eine Ansicht zum Zwecke eines Beschreibens der Überkreuzung zwischen Aluminiumdrähten und Diffusionsdrähten;
13 ein Ersatzschaltbild von eine Masseanschlussfläche beinhaltenden Tiefpassfiltern;
14A eine Draufsicht eines CR-Filter aufbauenden CrSi-Widerstands;
14B eine entlang einer Linie XIVB-XIVB in 14A genommene Querschnittsansicht;
15 einen Graph der Messergebnisse zum Zwecke eines Bestimmens der Querschnittsfläche des CrSi-Widerstands in einem Primärfilter;
16 einen Graph der Messergebnisse zum Zwecke eines Bestimmens der Querschnittsfläche des CrSi-Widerstands in einem Sekundärfilter; und
17 eine Draufsicht eines Beispiels einer anderen Schaltungsgestaltung eines Sensorchips.
Nachstehend erfolgt die Beschreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die beiliegende Zeichnung.
Bei diesem Ausführungsbeispiel ist die vorliegende Erfindung zum Entwerfen eines Halbleitereinlassdrucksensors verwirklicht, der in Fahrzeuge einzubauen ist.
2 stellt den Gesamtaufbau des Halbleitereinlassdrucksensors dar. Auf der Oberseite eines Stutzens 1 ist in einem Mittenteil ein aus Pyrexglas bestehender Sockel 2 angebracht. Auf einer Oberseite des Sockels 2 ist ein Sensorchip (Siliziumchip) 3 als ein Halbleiterchip angebracht. Auf dem Außenumfangsteil des Stutzens 1 ist ein Abdeckelement (Gehäuse) 4 luftdicht angebracht. Mit dem Stutzen 1 ist eine Druckleitungsrohre 5 verbunden, welche den Einlassdruck eines Motors durch ein Durchgangsloch 6, das in dem Stutzen 1 hergestellt ist, und ein Durchgangsloch 7, das in dem Sockel 2 hergestellt ist, bis zu der Bodenfläche des Sensorchips 3 leitet.
3 zeigt eine perspektivische Ansicht des Sensorchips 3 und 1 zeigt eine Draufsicht des Sensorchips 3. Auf dem Sensorchip 3 ist in dem Mittenteil eine Membran 8 ausgebildet. Auf die Bodenfläche der Membran 8 wird der Einlassdruck des zuvor beschriebenen Motors ausgeübt. Auf der Membran 8 sind Dehnungsmesser (Piezowiderstandselemente) 22 bis 25, die aus Störstellendiffusionsschichten bestehen, auf eine derartige Weise ausgebildet, dass sich ihre Widerstandswerte als Reaktion auf die Verformung bzw. Deformation der Membran 8 ändern. In der Nähe der Membran 8 auf dem Sensorchip 3 sind mittels Integration eine erste Schaltung 9 und eine zweite Schaltung 10 auf eine derartige Weise ausgebildet, dass die Änderungen der Widerstandswerte der Dehnungsmesser als Reaktion auf die Verformung der Membran 8 in elektrische Signale gewandelt und gleichzeitig verstärkt werden können. Weiterhin sind um die Membran 8 in dem Sensorchip 3 herum eine Energieversorgungsanschlussfläche (Vcc) 11, eine Ausgangsanschlussfläche (Vout) 12, eine Masseanschlussfläche (GND) 13 und Tiefpassfilter (LPF) 14 und 15 als Filter zum Filtern von elektromagnetischem Rauschen ausgebildet. Die Energieversorgungsanschlussfläche 11 ist durch das Tiefpassfilter 14 elektrisch mit der zweiten Schaltung 10 verbunden, während die Ausgangsanschlussfläche 12 durch das Tiefpassfilter 15 elektrisch mit der zweiten Schaltung 10 verbunden ist. Weiterhin sind die erste Schaltung 9 und die zweite Schaltung 10 elektrisch miteinander verbunden.
Wie es in 2 dargestellt ist, werden eine Energieversorgungsleitung, eine Masseleitung und eine Ausgangsleitung an dem Sensorchip 3 jeweils durch Verbindungsdrähte 16 und 17 und Leiteranschlussstifte 18 und 19 nach außen geführt. Die Verbindungsdrähte 16 und 17 und die Leiteranschlussstifte 18 und 19 sind für jeweils zwei Teile in 2 dargestellt. Tatsächlich sind jedoch die Verbindungsdrähte 16 und 17 und die Leiteranschlussstifte 18 und 19 entsprechend einer jeweiligen Verdrahtung jeweils für drei Teile vorgesehen.
Weiterhin sind die Leiteranschlussstifte 18 und 19 durch einen Kabelbaum 20 an eine Motorsteuereinheit (hier im weiteren Verlauf als "ECU" bezeichnet) 21 angeschlossen.
Die ECU 21 ist hauptsächlich aus einem Mikrocomputer aufgebaut, um unter Verwendung von Signalen von dem Sensorchip 3 den Einlassdruck zu erfassen. Die ECU 21 erfasst ebenso den Betriebszustand des Motors, der den Einlassdruck beinhaltet, berechnet die Kraftstoffeinspritzmenge und den Zündzeitpunkt in Übereinstimmung mit dem Betriebszustand des Motors und steuert die Menge einer Kraftstoffeinspritzung von einer Einspritzdüse und den Zündzeitpunkt. In 2 sind die Einspritzdüse, eine Zündanlage, usw. als Betätigungsvorrichtungsgruppenkomponenten und ein Motordrehzahlsensor, ein Wassertemperatursensor, ein Einlassmengensensor, usw. als Sensorgruppenkomponenten nicht dargestellt.
Als Nächstes wird die Schaltung eines Druckerfassungsschaltungsteils, das innerhalb des Sensorchips 3 ausgebildet ist, unter Bezugnahme auf 4 beschrieben.
Die Dehnungsmesser (Piezowiderstandselemente) 22 bis 25, die auf der Membran 8 ausgebildet sind, sind als eine Vollbrücke geschaltet. Bei dieser Brückenschaltung weist ein Paar von diagonal angeordneten Dehnungsmessern 23 und 24 Widerstandscharakteristiken auf, die sich als Reaktion auf einen Druckanstieg erhöhen, während das andere Paar von diagonal angeordneten Dehnungsmessern 22 und 25 Widerstandscharakteristiken aufweist, die sich als Reaktion auf einen Druckanstieg verringern.
Dieser Brückenschaltung wird von einer Konstantstromquellenschaltung 30, die aus Widerständen 26 bis 28, einem Operationsverstärker 29, usw. besteht, ein Konstantstrom zugeführt. Bei diesem Aufbau wird der Strom, der durch ein Dividieren der Differenzspannung zwischen der Referenzspannung, die durch die Widerstände 26 und 27 von der Energieversorgungsspannung geteilt wird, und der Energieversorgungsspannung durch den Widerstandswert des Widerstands 28 erzielt wird, der Brückenschaltung zugeführt. Durch Aufneh men einer Konstantstromzufuhr gibt die Brückenschaltung Spannungen V1 und V2 in Übereinstimmung mit dem Druck aus, der auf die Membran 8 ausgeübt wird.
Diese Spannungen V1 und V2 werden differentialverstärkt bzw. differenzverstärkt und ausgegeben, das heißt, durch eine Differentialverstärkerschaltung, die aus Operationsverstärkern 31 bis 33, Transistoren 34 und 35, Widerständen 36 bis 38, usw. besteht, verarbeitet. Genauer gesagt wird an den nichtinvertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 32 die Spannung V1 von der Brückenschaltung angelegt, während die Spannung V2 von der Brückenschaltung durch den Operationsverstärker 31 und den Widerstand 36, die beide als ein Puffer dienen, an den invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 32 angelegt wird. Beide Eingangsspannungen werden durch den Operationsverstärker differentialverstärkt und die Transistoren 34 und 35 werden durch die Ausgangsspannung von dem Operationsverstärker 32 gesteuert. Durch diesen Vorgang werden die Ausgangsspannungen (V1–V2) von der Brückenschaltung in ein Stromausgangssignal gewandelt. Das stromgewandelte Stromausgangssignal wird durch den Operationsverstärker 33, usw. verstärkt und dieser gibt ein Druckerfassungssignal zu der Ausgangsanschlussfläche 12 aus. Der Operationsverstärker 33 und der Widerstand 38 bauen zusammen die zweite Schaltung 10 auf, die in 1 dargestellt ist.
Zwischen dem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 33 und der Ausgangsanschlussfläche 12 ist ein Ausgangssystemtiefpassfilter 15 vorgesehen, um elektromagnetisches Rauschen zu filtern. Genauer gesagt sind zwischen der Ausgangsanschlussfläche 12 und der Schaltung 10 ein Primär-CR-Filter 39 und ein Sekundär-CR-Filter 40 in Reihe geschaltet. Das Primärfilter 39 des Ausgangssystems ist aus einem Widerstand R1 und einem Kondensator C1 aufgebaut, während das Sekundärfilter 40 des Ausgangssystems aus einem Widerstand R2 und einem Kondensator C2 aufgebaut ist.
Andererseits ist an die Energieversorgungsanschlussfläche 11 ein Energieversorgungssystemtiefpassfilter 14 angeschlossen, um elektromagnetisches Rauschen zu filtern. Die durch dieses Tiefpassfilter 14 gefilterte Energie wird den Operationsverstärkern 33, 32, 31 und 29, usw. zugeführt. Genauer gesagt sind zwischen der Energieversorgungsanschlussfläche 11 und der Schaltung 10 ein Primär-CR-Filter 41 und ein Sekundär-CR-Filter 42 in Reihe geschaltet. Das Energieversorgungssystemprimärfilter 41 ist aus einem Widerstand R3 und einem Kondensator C3 aufgebaut, während das Energieversorgungssystemsekundärfilter 42 aus einem Widerstand R4 und einem Kondensator C4 aufgebaut ist.
Wie es in 1 dargestellt ist, ist die Energieversorgungsanschlussfläche 11 mit einem Aluminiumdraht 43 mit dem Tiefpassfilter 14 verbunden, ist die Ausgangsanschlussfläche 12 mit einem Aluminiumdraht 44 mit dem Tiefpassfilter 15 verbunden und ist die Masseanschlussfläche 13 mit einem Aluminiumdraht 45 mit dem Tiefpassfilter 14 und mit einem Aluminiumdraht 46 mit dem Tiefpassfilter 15 verbunden.
Unter Verwendung eines Ersatzschaltbilds, das in 5 dargestellt ist, wird der Ausbreitungsweg von Leitungsrauschen beschrieben. Die Anschlussfläche 11 bzw. 12 ist durch den Kabelbaum 20 (tatsächlich sind die Leiteranschlussstifte 18 bzw. 19 und die Drähte 16 bzw. 17 beinhaltet) mit der ECU 21 verbunden, mit der Anschlussfläche 11 bzw. 12 ist mit dem Aluminiumdraht 43 bzw. 44 das Tiefpassfilter 14 bzw. 15 verbunden und mit dem Tiefpassfilter 14 bzw. 15 ist eine Schaltung 10 verbunden. Durch chipseitiges Ausbilden des Tiefpassfilters 14 bzw. 15 wird anders als in einem Fall, in dem ein Funkentstörkondensator verwendet wird, angenommen, dass eine CR-Schaltung para sitär mit dem Aluminiumdraht 43 bzw. 44 zwischen der Anschlussfläche 11 bzw. 12 und dem Tiefpassfilter 14 bzw. 15 ausgebildet worden ist. Das heißt, eine Schaltung, die Komponenten L_C und Komponenten C_R enthält, ist ausgebildet worden.
Ebenso wird es abgenommen, dass elektromagnetisches Rauschen durch Komponenten L_W des Kabelbaums 20 die Anschlussfläche 11 bzw. 12 an dem Chip erreicht.
Wenn elektromagnetisches Rauschen extern eingegeben wird, ist ein derartiger Punkt vor dem Filter vorhanden, dass sich das eingegebene Rauschen an dem Eigenwert in Resonanz befindet, der dem Ausbreitungsweg zugehörig ist. Die Resonanzfrequenz wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt:
Es versteht sich aus Gleichung (1), dass sich, wenn L_C und C_R kleiner werden, die Resonanzfrequenz f zu der Hochfrequenzseite verschiebt. Das heißt, wie es in 6 dargestellt ist, kann durch ein Verringern der Komponenten L und der Komponenten C innerhalb des Chips, die elektrische Feldstärke (Rauschcharakteristik) zu der Hochfrequenzseite verschoben werden. Die elektrische Feldstärke von elektromagnetischem Rauschen wird in einen Bereich eines hohen Pegels und einen Bereich eines niedrigen Pegels unterteilt, die bei 200 MHz angrenzen. Insbesondere benötigt der Sensor zum Beispiel eine elektrische Schwellwertfeldstärke von 50 V/m für 23 bis 50 MHz und 100 V/m für 88 bis 144 MHz. Der Bereich von 23 bis 50 MHz ist in den Vereinigten Staaten dem mobilen Landfunk zugewiesen, während der Bereich von 88 bis 144 MHz in Japan dem Ultrakurzwellen-(UKW)- bzw. FM-Rundfunk und dem mobilen Landfunk zugewiesen ist. Deshalb ist es notwendig, L_C und C_R des Drahts 43 bzw. 44 auf eine derartige Weise auszulegen, dass die Resonanzfrequenz auf die Hochfrequenzseite von mindestens 144 MHz (vorzugsweise 200 MHz) eingestellt werden kann.
Im Hinblick auf die vorhergehenden Ausführungen werden in diesem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, wie es in 1 dargestellt ist, die Längen der Aluminiumdrähte 43 bzw. 44 zwischen den Anschlussflächen 11 bzw. 12 und den Tiefpassfiltern 14 bzw. 15 soweit wie möglich verkürzt. Genauer gesagt werden unter Bezugnahme auf die Drähte 45 und 46, die an die Masseanschlussfläche 13 angeschlossen sind, die Längen der Aluminiumdrähte 43 bzw. 44 kürzer als die Längen der Aluminiumdrähte 45 bzw. 46 gemacht.
Die 7 und 8 stellen die Ergebnisse der Messung der elektrischen Feldstärke dar, die sich auf die Drahtlängen zwischen den Anschlussflächen 11 bzw. 12 und den Tiefpassfiltern 14 bzw. 15 bezieht. Die Messung ist in einer TEM-(transversalelektromagnetischen)-Zelle bzw. Behälter zur Erzeugung einer elektromagnetischen Welle in einem Test durchgeführt worden. 7 behandelt einen Fall mit der Aluminiumdrahtlänge von 1.5 mm, während 8 die Aluminiumdrahtlänge behandelt, die stufenlos "0" angenähert ist. In den 7 und 8 ist die Frequenz als Abszisse genommen und die elektrische Feldstärke ist als Ordinate genommen. Um die Testergebnisse zu erzielen, die in den 7 und 8 dargestellt sind, sind alle der verwendeten Sensoren die gleichen bezüglich ihrer Charakteristiken (zum Beispiel einer Filterkonstante) mit Ausnahme der Aluminiumdrahtlängen zwischen den Anschlussflächen und den Tiefpassfiltern.
In den 7 und 8 ist in dem Fall in 7 bei 140 MHz ein fehlerhafter Betrieb in der Schaltung zu erkennen und im Fall in 8 bei 200 MHz. Wie es aus den 7 und 8 ersichtlich ist, kann durch ein Verkürzen der Aluminiumdrähte die Resonanzfrequenz zu einem selten verwendeten Bereich über 200 MHz (bei dem es keine starke Funkwelle gibt) verschoben werden. Es sollte hierbei angemerkt werden, dass in 7 aus dem Grund die elektrische Feldstärke nicht über 145 MHz angehoben worden ist, da die Schaltung in einem nicht messbaren Ausmaß zusammengebrochen ist.
Ebenso sind in diesem Ausführungsbeispiel, wie es in 1 dargestellt ist, die zweite Schaltung 10 und die erste Schaltung 9 mit Aluminiumdrähten 47 ohne ein Kreuzen irgendeines Drahts elektrisch verbunden. Diese Verdrahtungsweise kann derartige Wirkungen erzeugen, wie sie nachstehend beschrieben werden.
Wie es in 9 dargestellt ist, kreuzen, wenn die Aluminiumdrähte 47, die die zweite Schaltung 10 und die erste Schaltung 9 elektrisch verbinden, die Aluminiumdrähte 48 kreuzen, die den Energieversorgungsanschlusspfad 11 und das Tiefpassfilter 14 elektrisch verbinden, die Störstellendiffusionsschicht und die Aluminiumdrähte einander an den Schnittpunkten A und B, wie es in den 10A und 10B dargestellt ist. Genauer gesagt ist in den 10A und 10B eine Schicht 50 des p-Typs sich auf einem Oberflächenschichtteil eines Siliziumsubstrats 49 eines n-Tpys ausdehnend angeordnet, ein Siliziumoxidfilm 51 ist auf dem Siliziumsubstrat 49 des n-Typs angeordnet und ein Aluminiumdraht 52 ist sich auf dem Siliziumoxidfilm 51 ausdehnend angeordnet.
Wenn die Drähte oder die Aluminiumdrähte und der Diffusionsdraht einander kreuzen, wie es in den 9, 10A und 10B dargestellt ist, wird der Siliziumoxidfilm 51 an dem Kreuzungsteil dünner und die Kapazitätskomponente C_R (5) des Drahts zwischen der Energieversorgungsanschlussfläche 11 bzw. Ausgangsanschlussfläche 12 und dem Tiefpassfilter 14 bzw. 15 wird größer. Als Ergebnis verschiebt sich, wenn die Kapazitätskomponente C_R in der vorhergehenden Gleichung (1) größer wird, die Resonanzfrequenz f zu der Niederfrequenzseite und verschiebt sich deshalb in den Bereich des hohen Pegels unter 200 MHz in 6 und es wird höchstwahrscheinlich, dass die Schaltung einen fehlerhaften Betrieb aufweist.
Jedoch wird gemäß diesem Ausführungsbeispiel, da die Aluminiumdrahtführungen einander nicht kreuzen, die Resonanzfrequenz f durch ein Verringern der Kapazitätskomponente C_R der Verdrahtung zu der Hochfrequenzseite verschoben, weiter zu dem Bereich des niedrigen Pegels von 200 MHz oder mehr in 6 verschoben, und dadurch kann der fehlerhafte Betrieb der Schaltung verhindert werden.
Weiterhin befindet sich unter Bezugnahme auf die Kreuzung der Aluminiumdrähte, wie sie in 11 dargestellt sind, wenn die Drähte einer Diffusionsschicht den Aluminiumdraht zwischen dem Tiefpassfilter und der Schaltung kreuzen, das Kreuzungsteil von dem Tiefpassfilter aus auf der hinter ihm liegenden Seite. Deshalb würde selbst dann, wenn gedämpftes Rauschen kapazitiv gekoppelt wird, da das Rauschen gedämpft worden ist, das Eindringen eines derartigen Rauschens in die Schaltung kein Problem darstellen. Andererseits befindet sich, wie es in 12 dargestellt ist, wenn die Drähte der Diffusionsschicht den Aluminiumdraht zwischen der Anschlussfläche und dem Tiefpassfilter kreuzen, das Kreuzungsteil von dem Tiefpassfilter aus auf der vor ihm liegenden Seite. Deshalb wird ungedämpftes Rauschen kapazitiv gekoppelt und dringt in die Schaltung ein. Das heißt, die Kapazitätskomponente C_R des Drahts, die zu der Resonanzfrequenz beiträgt, wird größer. Demgemäß ist es in diesem Ausführungsbeispiel derart vorgesehen, dass der Draht zwischen der Anschlussfläche und dem Tiefpassfilter keine einzige andere Verdrahtung kreuzt.
Außerdem ist dieses Ausführungsbeispiel mit einer Einrichtung versehen, wie es nachstehend beschrieben wird.
13 stellt das Ersatzschaltbild der Tiefpassfilter 14 und 15 dar, die die Masseanschlussfläche 13 beinhalten. Wie es in dieser Figur dargestellt ist, sind zwischen der Ausgangsanschlussfläche 12 und der Schaltung 10 das Primärfilter 39, das aus R1 und C1 aufgebaut ist, und das Sekundärfilter 40, das aus R2 und C2 aufgebaut ist, in Reihe geschaltet, sind zwischen der Energieversorgungsanschlussfläche 11 und der Schaltung 10 das Primärfilter 41, das aus R3 und C3 aufgebaut ist, und das Sekundärfilter 42, das aus R4 und C4 aufgebaut ist, in Reihe geschaltet und sind die Kondensatoren C1, C2, C3 und C4 der Filter 39, 40, 41 bzw. 42 jeweils mit der Masseanschlussfläche 13 verbunden. Bei dieser Anordnung sind in der Verdrahtungsanordnung zwischen den Kondensatoren C1, C2, C3 und C4 und der Masseanschlussfläche 13 Parasitärwiderstandskomponenten R₁₁, R₂₁, R₃₁ und R₄₁ angeordnet. Um diese Widerstandskomponenten zu verkleinern, werden die Drahtlängen (das heißt, die Längen der Aluminiumdrähte 45 und 46 in 1) soweit wie möglich verkürzt, während die zuvor erwähnte Gestaltungsregel aufrechterhalten wird.
Insbesondere ist die Grenzfrequenz f_C des Tiefpassfilters gegeben durch:
wobei x = 1, 2, 3, 4
Demgemäß wird durch ein Verkleinern der Widerstandskomponente die Grenzfrequenz f_C zu der Niederfrequenzseite verschoben und dadurch wird der Widerstand gegenüber elektromagnetischem Rauschen verstärkt.
Wie es zuvor beschrieben worden ist, werden gemäß diesem Ausführungsbeispiel in dem Halbleitersensor, der mit Tiefpassfiltern 14 und 15 eines chipseitigen Typs zum Filtern von elektromagnetischen Rauschen ausgestattet ist, die Längen der Aluminiumdrähte 43 und 44, die die Energieversorgungsanschlussfläche 11 oder die Ausgangsanschlussfläche 12 und die Tiefpassfilter 14 und 15 verbinden, kürzer als die Längen der Aluminiumdrähte 45 und 46 gemacht, die die Masseanschlussfläche 13 und die Tiefpassfilter 14 und 15 verbinden (genauer gesagt die Kondensatoren C1 bis C4 in den Tiefpassfiltern 14 bzw. 15). Bei dieser Anordnung werden, obgleich sich elektromagnetisches Rauschen von der Energieversorgungsanschlussfläche 11 oder der Ausgangsanschlussfläche 12 durch die Aluminiumdrähte 43 bzw. 44 und die Tiefpassfilter 14 bzw. 15 zu den Schaltungen 9 bzw. 10 ausbreitet, da die Resonanzfrequenz f der Aluminiumdrähte 43 und 44 umgekehrt proportional zu der Komponente L ist, wie es in der Gleichung (1) ausgedrückt ist, durch ein Verkürzen der Aluminiumdrähte 43 und 44, die die Energieversorgungsanschlussfläche 11 oder die Ausgangsanschlussfläche 12 und die Tiefpassfilter 14 bzw. 15 verbinden, die Komponenten L verkleinert, und die zuvor beschriebene Resonanzfrequenz f verschiebt sich zu der Hochfrequenzseite. Andererseits wird, wie es in 6 dargestellt ist, wenn elektromagnetisches Rauschen zu der Hochfrequenzseite verschoben wird, der Rauschpegel kleiner, und als Ergebnis wird der Rauschpegel an der verschobenen Resonanzfrequenz niedriger und die Schaltungen 9 und 10 weisen weniger wahrscheinlich einen fehlerhaften Betrieb auf.
Weiterhin ist eine ungekreuzte Verdrahtung vorgesehen, bei welcher die Aluminiumdrähte 43 und 44, die die Energieversorgungsanschlussfläche 11 bzw. die Ausgangsanschlussfläche 12 und die Tiefpassfilter 14 bzw. 15 verbinden, keinen einzigen anderen Draht kreuzen. Bei dieser Anordnung werden, obgleich sich elektromagnetisches Rauschen von der Energieversorgungsanschlussfläche 11 oder der Ausgangsanschlussfläche 12 durch die Aluminiumdrähte 43 bzw. 44 und die Tiefpassfilter 14 bzw. 15 zu den Schaltungen 9 bzw. 10 ausbreitet, da die Resonanzfrequenz f der Aluminiumdrähte 43 und 44 umgekehrt proportional zu der Komponente C ist, wie es in der Gleichung (1) ausgedrückt ist, die Komponenten C, die zwischen den Aluminiumdrähten 43 und 44 und anderen Drähten ausgebildet sind, durch ein Vorsehen der ungekreuzten Verdrahtung kleiner und die Resonanzfrequenz f verschiebt sich zu der Hochfrequenzseite. Wie es in 6 dargestellt ist, wird, wenn elektromagnetisches Rauschen zu der Hochfrequenzseite verschoben wird, der Rauschpegel niedriger und als Ergebnis wird der Rauschpegel an der verschobenen Resonanzfrequenz niedriger und die Schaltungen 9 und 10 weisen weniger wahrscheinlich einen fehlerhaften Betrieb auf.
Durch Machen besten Gebrauchs der Verdrahtungstechnologie für derartige Rauschfilter, die auf dem Chip ausgebildet sind, kann die Verdrahtung optimiert werden.
Die Widerstände R1 bis R4, die die Tiefpassfilter 14 und 15 aufbauen, bestehen aus CrSi-Dünnfilmwiderständen 130, die in den 14A und 14B dargestellt sind. Genauer gesagt ist auf einer Oberseite eines Siliziumsubstrats (Siliziumchips) 131 ein Siliziumoxidfilm 132 ausgebildet und auf dem Siliziumoxidfilm 132 ist der streifengemusterte CrSi-Dünnfilmwiderstand 130 angeordnet. Der CrSi-Dünnfilmwiderstand 130 ist an Aluminiumdrähte 133 und 134 angeschlossen. Das Siliziumsubstrat 131 ist durchgängig mit einem Passivierungsfilm 135 aus Siliziumoxid bedeckt. Die Dicke, Breite und Länge des CrSi-Dünnfilmwiderstands 130 betragen t, W bzw. L.
Es kann möglich sein, den das Filter aufbauenden Widerstand mit einem Diffusionswiderstand auszubilden. Jedoch ist es als Ergebnis eines Tests, der von den Erfindern der vorliegenden Erfindung durchgeführt worden ist, festgestellt worden, dass ein großer Strom durch das Tiefpassfilter fließen würde, das innerhalb des Sensors vorgesehen ist. Wenn der Widerstand mit einer Diffusionsschicht innerhalb des Substrats ausgebildet ist, kann ein derartiger großer Strom die Schaltungselemente in seiner Nähe nachteilig beeinflussen. Um ein derartiges Problem zu lösen, wird anstelle des Widerstands, der aus einer Diffusionsschicht aufgebaut ist, der CrSi-Dünnfilmwiderstand verwendet.
Wie es zuvor bezüglich 4 beschrieben worden ist, dringt elektromagnetisches Rauschen (induktives Rauschen) von der Energieversorgungsanschlussfläche 11 und der Ausgangsanschlussfläche 12 in die Schaltungen 10 bzw. 9 ein. Das induktive Rauschen wird durch die Tiefpassfilter 14 und 15 (39 bis 42) ohne ein Beeinträchtigen der peripheren Schaltung gedämpft. Aus diesem Grund fließt ein Hochfrequenzstrom durch die CrSi-Dünnfilmwiderstände 130 (R1 bis R4) und kann diese Widerstände schmelzen bzw. durchbrennen.
Um ein derartiges Schmelzen der CrSi-Dünnfilmwiderstände 130 zu verhindern, wird die Querschnittsfläche des CrSi-Dünnfilmwiderstands 130 bestimmt.
Die 15 und 16 stellen die Ergebnisse eines Tests dar, der durchgeführt worden ist, um die Querschnittsfläche des CrSi-Dünnfilmwiderstands 130 zu bestimmen. In 15 ist der Wert, der durch Dividieren der elektrischen Feldstärke durch den Widerstandswert R1 (oder R3) erzielt wird, als Ordinate genommen und ist die Querschnittsfläche des CrSi-Dünnfilmwiderstands 130 des Primärfilters 39 (oder 41) als Abszisse genommen. In 15 ist die Grenzlinie L1 eine Linie, die die Minimalwerte der jeweiligen Querschnittsflächen des CrSi-Dünnfilmwiderstands 130 verbindet, welche bezüglich der jeweiligen elektrischen Feldstärke kein Schmelzen bewirken. Die Grenzlinie L1 ist eine lineare Funktion im Verhältnis zwischen der elektrischen Feldstärke und der Querschnittsfläche des CrSi-Dünnfilmwiderstands 130. Die Seite unter der Grenzlinie L1 (schraffierte Fläche) ist ein Sicherheitsbereich, in welchem kein Schmelzen auftritt.
In 16 ist der Wert, der durch ein Multiplizieren der elektrischen Feldstärke mit dem Dämpfungsverhältnis α aufgrund der Primärfilter 39 (oder 41) und dann Dividieren durch den Widerstandswert R2 (oder R4) erzielt wird, als Ordinate genommen und ist die Querschnittsfläche des CrSi-Dünnfilmwiderstands 130 des Sekundärfilters 40 (oder 42) als Abszisse genommen. In 6 ist die Grenzlinie L2 eine Linie, die die Minimalwerte der jeweiligen Querschnittsflächen des CrSi-Dünnfilmwiderstands 130 verbindet, welche bezüglich der jeweiligen elektrischen Feldstärken kein Schmelzen bewirken. Die Grenzlinie L2 ist eine lineare Funktion im Verhältnis zwischen der elektrischen Feldstärke und der Querschnittsfläche des CrSi-Dünnfilmwiderstands 130. Die Seite unter der Grenzlinie L2 (schraffierte Fläche) ist ein Sicherheitsbereich, in welchem kein Schmelzen auftritt.
Wie es in 15 gezeigt ist, wird, um ein Filter von derartigen Spezifikationen zu erzeugen, das zum Beispiel R1 = 200 Ω beträgt und die elektrische Feldstärke 50 V/m beträgt (wenn es derart angenommen wird, dass die elektrische Feldstärke von 50 V/m, die größte als elektromagnetisches Rauschen, wirksam ist), der Schnittpunkt der Grenzlinie L1 bezüglich 50/200 = 0.25 erzielt. Dann beträgt die Querschnittsfläche an diesem Schnittpunkt 0.48 μm². Deshalb wird die Querschnittsfläche des CrSi-Dünnfilmwiderstands 130 auf 0.48 μm² eingestellt. Anders ausgedrückt wird in den 14A und 14B unter der Bedingung, dass die Dicke t konstant ist, durch ein Einstellen der Breite W die Querschnittsfläche (= t·W) auf 0.48 μm² eingestellt. Aus die sem Grund wird durch ein gleichzeitiges Einstellen der Länge L der Widerstandswert so wie er ist als der Entwurfswert belassen.
Weiterhin wird, da der Hochfrequenzstrom durch die Primärfilter 39 und 41 gedämpft wird, das Dämpfungsverhältnis α der Primärfilter, das zuvor erzielt wird, mit den Spezifikationen (in dem zuvor beschriebenen Beispiel der elektrischen Feldstärke von 40 V/m) multipliziert und werden die Produkte durch den Widerstandswert R2 (oder R4) dividiert und wird der Schnittpunkt mit der Grenzlinie L2 bezüglich dieses Werts erzielt. Dann wird der CrSi-Dünnfilmwiderstand 130 mit der Querschnittsfläche ausgebildet, die sich an diesem Schnittpunkt befinden sollte. Das heißt, in den 14A und 14B wird unter der Bedingung, dass die Dicke t konstant ist, durch ein Einstellen der Breite W die Querschnittsfläche (= t·W) auf den Wert auf der Grenzlinie L2 eingestellt. Aus diesem Grund wird durch ein gleichzeitiges Einstellen der Länge L der Widerstandswert so wie er ist als der Entwurfswert belassen.
Der Bereich der elektrischen Feldstärke (beide Enden der jeweiligen Grenzlinien L1 und L2) beträgt in Übereinstimmung mit den Spezifikationen für Kraftfahrzeugsensoren 5 V/m bis 300 V/m und der Bereich der Widerstandswerte wird auf der Grundlage des Spannungsabfalls des Energieversorgungssystems (zum Beispiel 0.5 V) und der Fläche der Kondensatoren, die innerhalb des Chips ausgelegt werden können, auf 10 Ω bis 1000 Ω eingestellt. Das heißt, der numerische Wertebereich der Ordinate in 15 wird auf 0.005 (= 5/1000) bis 30 (= 300/10) eingestellt.
Wie es zuvor beschrieben worden ist, wird gemäß diesem Ausführungsbeispiel der Dünnfilmwiderstand 130 als ein Widerstand zum Aufbauen eines Filters eines chipseitigen Typs zum Filtern von elektromagnetischem Rauschen verwendet. Wenn ein Widerstand aus einer Störstellendiffusionsschicht aufgebaut ist und ein großer Strom durch ihn fließt, können Schaltungselemente in seiner Nähe durch einen derartigen großen Strom nachteilig beeinflusst werden. Jedoch kann, da der Widerstand gemäß diesem Ausführungsbeispiel keinerlei Störstellendiffusionsschicht verwendet, ein derartiges Problem vermieden werden.
Weiterhin besteht gemäß dem Ausführungsbeispiel der Dünnfilmwiderstand 130 aus dem bevorzugten Material CrSi. Dies bedeutet, dass der CrSi-Dünnfilmwiderstand 130 einen hohen Widerstand, eine niedrige Temperaturcharakteristik (mit einer kleinen Änderung des Widerstandswerts aufgrund der Änderung der Temperatur) und eine hohe Feuchtigkeitsbeständigkeit aufweist.
Weiterhin wird die Querschnittsfläche des Dünnfilmwiderstands 130 derart eingestellt, dass sie innerhalb des Sicherheitsbereichs liegt, der von den Grenzlinien L1 und L2 geschnitten wird, die beide als eine lineare Funktion des Stroms ausgedrückt sind, der aufgrund von elektromagnetischem Rauschen durch den Dünnfilmwiderstand 130 fließt. Das heißt, da die Schmelzfläche proportional zu dem dadurch fließenden Strom ist und ein derartiger Strom proportional zu der elektrischen Feldstärke ist, ist die Schmelzfläche proportional zu der elektrischen Feldstärke. Unter Verwendung dieser Tatsache wird die Querschnittsfläche derart eingestellt, dass sie sich innerhalb des Sicherheitsbereichs befindet, die durch die Grenzlinien L1 und L2 geschnitten wird, die beide als eine lineare Funktion des Stroms ausgedrückt sind, der aufgrund von elektromagnetischem Rauschen durch den Dünnfilmwiderstand 130 fließt. Deshalb wird der Dünnfilmwiderstand 130 nicht von einem großen Strom geschmolzen. Da die Grenzlinien L1 und L2 zum Schneiden des nichtschmelzenden Bereichs als lineare Funktionen ausgedrückt sind, kann leicht ein Bereich, in welchem der Dünnfilmwiderstand 130 nicht geschmolzen wird, bestimmt werden.
Es wird nun Bezug auf die Tatsache genommen, dass die Grenzlinien L1 und L2 im Verhältnis zwischen der elektrischen Feldstärke und der Querschnittsfläche des CrSi-Dünnfilmwiderstands 130 als lineare Funktionen ausgedrückt sind, wobei die elektrische Leistung (induzierte elektromotorische Kraft) P als P = VI = I²R ausgedrückt werden kann und die induzierte elektromotorische Kraft proportional zu der zweiten Potenz bzw. dem Quadrat des Stroms I sein sollte. Jedoch ist es aus den Ergebnissen des Tests, der in den 15 und 16 dargestellt ist, festgestellt worden, dass die induzierte elektromotorische Kraft proportional zu der ersten Potenz des Stroms I (der elektrischen Feldstärke) ist. Dies ist aufgrund des Meissnereffekts vorhersehbar.
Weiterhin kann aufgrund von elektromagnetischem Rauschen einfach ein großer Strom fließen. Jedoch kann die Verwendung des Aufbaus dieses Ausführungsbeispiels dieses Problem lösen.
Außerdem kann, wenn die Querschnittsfläche des CrSi-Dünnfilmwiderstands 130 eingestellt wird, obgleich die Breite W unter der Bedingung geändert wird, dass die Dicke t konstant ist, seine Querschnittsfläche durch ein Einstellen der Dicke t eingestellt werden.
Ebenso wird es nicht immer benötigt, obgleich die Werte auf den Grenzlinien L1 und L2 in den 15 und 16 verwendet werden, diese Werte zu verwenden, die auf den Grenzlinien L1 und L2 liegen, sondern sie können innerhalb des Sicherheitsbereichs liegen, der durch die Grenzlinien L1 und L2 geschnitten wird. Jedoch sollte es angemerkt werden, dass die Verwendung der Werte auf den Grenzlinien L1 und L2 die Fläche minimieren kann, die von dem CrSi-Dünnfilmwiderstand 130 belegt wird, wenn seine Querschnittsfläche unter Verwendung der Breite W geändert wird.
Insofern ist hierin der Halbleiterdrucksensor beschrieben worden. Jedoch sollte die vorliegende Erfindung nicht auf den Halbleiterdrucksensor beschränkt sein, sondern sie kann ebenso an einer solchen elektronischen Komponente angewendet werden, die mit Drähten verbunden ist und durch welche sich Leitungsrauschen ausbreitet (welche als eine elektronische Komponente des unabhängigen Typs bzw. allein operierenden Typs bzw. des Standalone-Typs bezeichnet wird, und insbesondere eine elektronische Komponente mit einem Schaltungsteil innerhalb des Chips).
In dem zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiel ist eine Beschreibung der Kreuzung von Aluminiumdrähten und Störstellendrähten als ein Fall gegeben worden, in dem Drähte einander kreuzen. Jedoch sollte die vorliegende Erfindung nicht auf eine derartige Kreuzung beschränkt sein, sondern sie kann ebenso in einem Fall angewendet werden, in dem Dünnfilmdrähte mit einem Isolationsfilm dreidimensional angeordnet sind, oder kurz gesagt, in dem Drähte einander dreidimensional kreuzen. Es sollte angemerkt werden, dass die Drähte nicht immer aus Drahtmaterialen aufgebaut sind, sondern sich ebenso auf Drähte im großen, die Widerstände beinhalten, beziehen, durch welche ein Strom fließt und eine Kapazitätskomponente ausgebildet wird.
In dem vorhergehenden Ausführungsbeispiel sind Maßnahmen unternommen worden, um elektromagnetischen Wellen entgegenzuwirken, welche in der vorliegenden Situation ein Problem darstellen. Im Falle eines Funktelefons (800 MHz), eines Fahrzeuginformations- und -kommunikationssystems bzw. VICS (ein bis mehrere GHz), eines Millimeterwellenradars (mehrere 10 GHz), usw., welche in dem Frequenzbereich verwendet werden, der 200 MHz überschreitet, kann dieses Problem, wenn die elektrische Feldstärke problematisch ist, durch ein Entwerfen der Resonanzfrequenz gelöst werden, dass sie der verwendeten Frequenz entspricht.
Andererseits sollte eine Verdrahtung oder Schaltungsgestaltung nicht auf die in 1 beschränkt sein, sondern kann ebenso die sein, die in 17 gezeigt ist.
Wie es zuvor beschrieben worden ist, kann gemäß der vorliegenden Erfindung eine hervorragende Wirkung erzielt werden, dass Drähte, die sich auf chipseitige Filter zum Filtern von elektromagnetischem Rauschen beziehen, vorzugsweise hergestellt werden können.
In der vorhergehenden Beschreibung ist ein verbessertes Filter des chipseitigen Typs zum Filtern von elektromagnetischem Rauschen offenbart worden. Innerhalb eines Sensorchips sind Verarbeitungs- und Verstärkungsschaltungen, eine Masseanschlussfläche, eine Energieversorgungsanschlussfläche und eine Ausgangsanschlussfläche vorgesehen. Innerhalb des Sensorchips sind ebenso zwischen der Energieversorgungsanschlussfläche, der Ausgangsanschlussfläche und den Schaltungen Tiefpassfilter vorgesehen, um elektromagnetisches Rauschen zu filtern. Die Längen von Aluminiumdrähten, die die Energieversorgungsanschlussfläche bzw. die Ausgangsanschlussfläche und die Tiefpassfilter verbinden, sind kürzer als die Längen von Aluminiumdrähten, die die Masseanschlussfläche und die Tiefpassfilter verbinden. Die Aluminiumdrähte, die die Energieversorgungsanschlussfläche bzw. die Ausgangsanschlussfläche und die Tiefpassfilter verbinden, sind ungekreuzte Drähte, welche keinen einzigen anderen Draht kreuzen.

Claims

Verfahren zum Entwerfen einer Halbleitervorrichtung, wobei die Vorrichtung aufweist: einen Halbleiterchip (3), der aufweist: eine Schaltung (9, 10); eine erste Anschlußfläche (13) zum Anlegen einer Massespannung an die Schaltung (9, 10); eine zweite Anschlußfläche (11, 12), welche entweder eine Anschlußfläche (11) zum Zuführen von elektrischer Energie zu der Schaltung (9, 10) oder eine Anschlußfläche (12) zum Ausgeben eines Signals aus der Schaltung (9, 10) ist; eine Filterschaltung (14, 15), die aus einem Widerstand und einem Kondensator aufgebaut ist und elektrisch zwischen die zweite Anschlußfläche (11, 12) und die Schaltung (9, 10) geschaltet ist, zum Filtern von elektromagnetischem Rauschen, und einen Verdrahtungsweg (43, 44), der die zweite Anschlußfläche (11, 12) und die Filterschaltung (14, 15) verbindet, wobei das Verfahren die Schritte umfasst: Bestimmen eines Frequenzbereichs einer elektromagnetischen Welle, die unter einem Umstand, in welchem die Halbleitervorrichtung verwendet werden soll, eine elektrische Feldstärke aufweist, die einen nachteiligen Einfluß auf den Betrieb der Schaltung (9, 10) hat, Entwerfen des Verdrahtungswegs (43, 44) derart, dass seine Resonanzfrequenz höher als der bestimmte Frequenzbereich ist.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonanzfrequenz in dem Verdrahtungsweg (43, 44) derart ausgestaltet wird, daß sie 144 MHz oder höher ist.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonanzfrequenz in dem Verdrahtungsweg (43, 44) derart ausgestaltet wird, daß sie 200 MHz oder höherer ist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Länge des Verdrahtungswegs (43, 44), der die zweite Anschlußfläche (11, 12) und die Filterschaltung (14, 15) verbindet, derart festgelegt wird, daß sie kürzer als eine Länge eines Verdrahtungswegs (45, 46) ist, der die erste Anschlußfläche (13) und die Filterschaltung (14, 15) verbindet.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Verdrahtungsweg (48), der die zweite Anschlußfläche (11) und die Filterschaltung (14) verbindet, derart festgelegt wird, daß er eine ungekreuzte Verdrahtung ist, bei welcher verhindert ist, daß sie eine andere Verdrahtung (47) kreuzt.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstand (R1–R4), der die Filterschaltung (14, 15) aufbaut, ein Dünnfilmwiderstand (130) ist, der mit einem sich dazwischen befindenden Isolationsfilm (132) auf dem Halbleiterchip (3) angeordnet ist.
Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Dünnfilmwiderstand (130) CrSi aufweist.
Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß eine Querschnittsfläche des Dünnfilmwiderstands (130) derart ausgewählt wird, daß ausgeschlossen ist, daß der Dünnfilmwiderstand durch einen Strom geschmolzen wird, der aufgrund von elektromagnetischem Rauschen durch ihn fließt.