DE19549472C2 - HF-Mischerschaltung sowie Quadratur-Modulator, Quadratur-Demodulator und Frequenzumsetzer mit einer solchen HF-Mischerschaltung - Google Patents

Abstract

Eine Zeitaufteilungs-Mischerschaltung und ein Frequenzumsetzer, ein I-Q-Modulator und ein I-Q-Demodulator dienen zur verbesserten Spiegelfrequenzunterdrückung. Ein Schaltungssignal treibt die Zeitaufteilungs-Mischerschaltung, um zwischen zwei Ausgangssignalen abzuwechseln. Das erste Ausgangssignal stellt die Ausgabe eines Mischers dar, der eine gegebene Signaleingabe und ein Lokaloszillatorsignal mit einer ersten Phase an seinem Lokaloszillatoreingang aufweist. Das zweite Ausgangssignal stellt die Ausgabe des Mischers dar, der dasselbe Eingangssignal und das Lokaloszillatorsignal mit einer zweiten Phase, die sich von der ersten Phase um 90 DEG unterscheidet, als sein Lokaloszillatoreingangssignal aufweist. Der Modulator verwendet die Zeitaufteilungs-Mischerschaltung in Verbindung mit einem I-Q-Schaltungselement, das abwechselnd ein erstes und ein zweites Informationssignal zu dem Mischer und einem Bandpaßfilter koppelt, welches die Ausgabe des Mischers filtert, um das I-Q-modulierte Signal zu liefern. Der Demodulator verwendet die Zeitaufteilungs-Mischerschaltung in Kombination mit einem Ausgangs-I-Q-Schaltungselement, das das Ausgangssignal von dem Mischer zwischen dem ersten und dem zweiten Tiefpaßfilter abwechselt, wodurch das demodulierte I- und das demodulierte Q-Signal geliefert werden. Der Frequenzumsetzer verwendet die Zeitaufteilungs-Mischerschaltung in Kombination mit einem geschalteten Ausgangsphasenschieber, der synchron zur Phase des Lokaloszillatorsignals ...

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine HF-Mischer­ schaltung, die einen Mischer und einen Oszillator verwendet, um eine Oszillatorfrequenz zu modulieren, oder ein HF-Signal zu demodulieren oder in eine andere Frequenz umzusetzen.

Ein Überlagerungs-Funkempfänger setzt die Trägerfrequenz ei­ nes Eingangssignals auf eine Zwischenfrequenz um, während die Modulation (Amplituden-, Phasen- oder Frequenzmodula­ tion) des Eingangssignals beibehalten wird. Der Grund dafür besteht darin, daß ein Funkempfänger in der Lage sein muß, Eingangssignale über einen Bereich von Trägerfrequenzen zu empfangen und zu verstärken. Es kann jedoch ein größerer Ge­ winn durch einen Festfrequenzverstärker erhalten werden, als durch einen, der über einen Frequenzbereich verstärken muß. Ein, Umsetzen des Trägers des Eingangssignals auf eine feste Zwischenfrequenz erlaubt es, daß die Verstärkerstufen nur bei einer Frequenz arbeiten, wodurch mehr Gewinn von jeder Stufe geschaffen werden kann, als andernfalls verfügbar sein würde. Jede derartige Verstärkerstufe ist ein Bandpaßver­ stärker, der ein beliebiges Signal mit einer Frequenz inner­ halb einer definierten Bandbreite, deren Mitte auf der Zwi­ schenfrequenz des Empfängers liegt, verstärkt. Andere Signa­ le werden unterdrückt.

Ein gewöhnlicher AM- oder FM-Empfänger (AM = Amplitudenmodu­ lation; FM = Frequenzmodulation) der Art, die zu Hause ver­ wendet wird, weist typischerweise eine Zwischenfrequenz und eine kleine Anzahl von Zwischenfrequenz-Verstärkerstufen auf. Empfänger, die jedoch in dem Mikrowellenspektrum oder darüber arbeiten, können mehrere ZF-Verstärker (ZF = Zwi­ schenfrequenz) aufweisen, wobei jeder derselben bei einer unterschiedlichen Zwischenfrequenz arbeitet. Dies ist der Fall, da der Gesamtgewinn, der bei einem derartigen Emp­ fänger benötigt wird, bis zu 10⁵ hoch sein kann. Mehrere Verstärkerstufen mit hohem Gewinn müssen verwendet werden, um einen derart hohen Gewinn zu erhalten. Das Betreiben jeder Stufe bei einer unterschiedlichen Frequenz reduziert die Gefahr der Verstärkerinstabilität aufgrund einer parasi­ tären Rückkopplung von einer Stufe zu einer anderen.

Aus dem vorhergehenden ist es offensichtlich, daß jeder Überlagerungsempfänger einen Frequenzumsetzer benötigt, um die Frequenz des Eingangssignals auf die richtige Frequenz für den ZF-Verstärker umzusetzen. Wenn der Empfänger mehrere ZF-Verstärker aufweist, die bei unterschiedlichen Frequenzen arbeiten, dann werden mehrere Frequenzumsetzer benötigt, wo­ bei für jede in dem Empfänger verwendete unterschiedliche Zwischenfrequenz ein Frequenzumsetzer verwendet wird.

Ein Frequenzumsetzer weist zwei Elemente auf: einen Oszil­ lator und einen Mischer. Der Oszillator erzeugt ein Signal mit einer Frequenz (f_LO), die von der Frequenz (f_D) (D = Desired = gewünscht) eines gewünschten Eingangssignals ab­ weicht. Der Mischer kombiniert das gewünschte Eingangssignal mit dem Oszillatorsignal, um zwei neue Signale zu erzeugen, wobei ein Signal eine Frequenz (f_SUM), die der Summe der ge­ wünschten Eingangssignalfrequenz und der Oszillatorfrequenz gleich ist,

f_SUM = f_D + f_LO (1)

und das andere Signal eine Frequenz (f_DIFF) aufweist, die der Differenz zwischen der gewünschten Eingangssignalfre­ quenz und der Oszillatorfrequenz gleich ist:

f_DIFF = f_D - f_LO (2)

Typischerweise stellt der Benutzer die Frequenz des Oszilla­ tors unter die gewünschte Eingangssignalfrequenz ein, der­ art, daß der Mischer, wenn das Oszillatorsignal mit dem ge­ wünschten Eingangssignal gemischt wird, ein Differenzsignal erzeugt, das die gleiche Frequenz wie die ZF-Verstärkerfre­ quenz (f_ZF) besitzt. Wenn für f_DIFF f_ZF eingesetzt wird und Gleichung (2) umgestellt wird, ergibt sich folgende Glei­ chung:

f_D = f_LO + f_IF (3)

Wenn an dem Empfängereingang weitere Signale vorhanden sind, werden auch sie mit dem Oszillatorsignal gemischt, um Sum­ men- und Differenzsignale zu erzeugen. Allgemein werden die Frequenzen dieser Summen- und Differenzsignale jedoch nicht die gleiche Frequenz wie f_ZF aufweisen, und daher werden diese Summen- und Differenzsignale durch den ZF-Verstärker unterdrückt. Somit wird nur ein Eingangssignal mit einer Frequenz f_D, welche der Summe der Oszillatorfrequenz f_LO und der Zwischenfrequenz f_ZF gleich ist, auf die richtige Zwi­ schenfrequenz umgesetzt und durch den ZF-Verstärker ver­ stärkt.

Bei einem Radioempfänger wie er typischerweise zu Hause ver­ wendet wird, wird der Oszillator unter Verwendung der Ab­ stimmsteuerung abgestimmt. Obwohl die Skalenscheibe die Fre­ quenz der gewünschten Station anzeigt, stellt die Abstimm­ steuerung die Oszillatorfrequenz tatsächlich derart ein, daß dieselbe der Differenz zwischen der gewünschten Frequenz und der Zwischenfrequenz des Empfängers entspricht. So wird die gewünschte Radiostation ausgewählt. Bei anderen Arten von Empfängern können weitere Einrichtungen verwendet werden, um die Frequenz des Oszillators abzustimmen.

Obwohl die meisten Eingangssignale außer der gewünschten un­ terdrückt werden, kann ein unerwünschtes Signal durchkommen. Gleichung (3) zeigt, daß ein Eingangssignal mit einer Fre­ quenz, die der Summe von f_LO und f_ZF entspricht, von dem ZF-Verstärker angenommen wird. Somit zeigt Gleichung (1), daß ein unerwünschtes Eingangssignal mit einer Frequenz, die der Differenz zwischen f_LO und f_ZF entspricht, ebenfalls auf die Empfänger-ZF umgesetzt und von dem ZF-Verstärker angenommen wird. Dieses unerwünschte Signal f_U wird als das "Spiegel"- Signal bezeichnet:

f_U = f_LO - f_IF (4)

Die Subtraktion der Gleichung (4) von der Gleichung (3) zeigt, daß die Differenz zwischen der gewünschten und der unerwünschten Frequenz 2f_ZF beträgt. Die meisten Empfänger sind in der Lage, derartige Spiegelfrequenzen mittels eines Bandpaßfilters vor dem Mischer zu unterdrücken. Ein derarti­ ger Filter verhindert, daß die unerwünschte Spiegelfrequenz in den Mischer eintritt. Somit verarbeitet der Mischer nur das gewünschte Signal, da die Amplitude des unerwünschten Spiegelsignals durch den Bandpaßfilter gedämpft worden ist, bevor sie den Mischer erreicht.

Das Verfahren des Eingangsbandpaßfilters zur Spiegelunter­ drückung ist bei Empfängern, wie z. B. AM-, FM- und Fernseh­ empfängern der Art, wie sie im allgemeinen zu Hause gefunden wird, ausreichend. Dieses Verfahren ergibt ebenfalls bei der zweiten und dritten Frequenzumsetzungsstufe eines Empfängers mit mehrfachen Zwischenfrequenzen befriedigende Resultate, da die gewünschten Mischereingangsfrequenzen fest und be­ reits relativ niedrig sind. In der ersten Frequenzumset­ zungsschaltung eines Empfängers, der über einem Bereich von Eingangsfrequenzen im Mikrowellenabschnitt des Spektrums oder darüber hinaus abstimmbar ist, ist die Situation jedoch anders.

Es wird eine Frequenzumsetzungsschaltung in einem Empfänger betrachtet, der entworfen ist, um in einem Frequenzband, wie z. B. einem der industriellen, wissenschaftlichen oder medi­ zinischen Frequenzbänder zu arbeiten, welche einen Bereich von gewünschten Eingangsfrequenzen zwischen etwa 902 MHz und 928 MHz aufweisen. Es würde wünschenswert sein, ein angemes­ sen billiges festes Eingangsbandpaßfilter zu verwenden, um die unerwünschten Spiegelsignale auszublenden. Um jedoch ein gewünschtes Eingangssignal mit einer Frequenz in diesem Be­ reich von seinem unerwünschten Spiegelsignal mittels eines derartigen Filters zu trennen, müßte mindestens ein Schutz­ band von 100 MHz zwischen den beiden Bereichsgrenzen vorhan­ den sein. Dies würde eine f_ZF von mindestens 63 MHz erfor­ dern.

Für einen monolithischen Funkempfänger (ein Empfänger, der auf einem einzigen integrierten Schaltungssubstrat herge­ stellt ist) ist es vorteilhaft, alle Zwischenfrequenzen auf weniger als 10 MHz zu begrenzen. Dies ist der Fall, da es keinen praktischen Weg gibt, um ZF-Verstärker herzustellen, die bei höheren Frequenzen in einem monolithischen Entwurf arbeiten. Induktor-Kondensator-abgestimmte ZF-Verstärker, die auf Frequenzen über 10 MHz abstimmbar sind, sind schwie­ rig herzustellen, da keine verlustarmen Induktoren auf dem Chip verfügbar sind. Die Alternative zu einem Induktor-Kon­ densator-abgestimmten ZF-Verstärker würde ein aktives Filter sein. Ein aktives Filter, das bei Frequenzen über 10 MHz ar­ beitet, erfordert jedoch relativ viel Leistung. Dies macht es nicht praktikabel, sowohl das Filter als auch den Rest des Empfänger auf einen einzigen Chip zu plazieren. Wenn das Filter nicht an dem Empfängerchip angeordnet ist, muß ein zusätzlicher Anschluß auf dem Empfängerchip vorgesehen wer­ den, um den Empfänger mit dem Filter zu verbinden, wobei das Treiben der zusätzlichen parasitären Kapazität, die ein der­ artiger Anschluß begleitet, noch mehr Leistung verbraucht. Demgemäß besteht der einzige praktische Weg, um mo­ nolithische Empfänger zu entwerfen, darin, die f_ZF des Emp­ fängers auf nicht mehr als 10 MHz zu begrenzen.

Wie vorher diskutiert wurde, benötigt ein Empfänger, der da­ für vorgesehen ist, um Signale in dem Band von 900 MHz zu empfangen, eine f_ZF von mindestens 63 MHz, wenn Spiegelfre­ quenzen mittels eines Eingangsbandpaßfilters unterdrückt werden sollen. Ein praktischer Empfänger mit einer f_ZF von über 10 MHz kann jedoch nicht auf einem einzigen Substrat hergestellt werden. Somit muß ein anderer Weg zum Unter­ drücken von Spiegelfrequenzen gefunden werden, um einen Empfänger bei 900 MHz auf einem einzigen Substrat herzu­ stellen.

Eine Art eines Frequenzumsetzers, der die Fähigkeit auf­ weist, ein Spiegelsignal zu unterdrücken, ohne ein festes Bandpaßfilter vor dem Mischer zu verwenden, ist in Fig. 1 dargestellt. In diesem System gemäß dem Stand der Technik werden zwei angepaßte Mischer 11 und 13 durch ein Eingangs­ signal parallel getrieben. Ein Oszillator 15 treibt den ersten Mischer 11 direkt. Der Oszillator treibt den zweiten Mischer 13 durch einen ersten 90°-Phasenschieber 17. Der erste Mischer liefert eine Ausgabe an eine Summiererschal­ tung 19. Der zweite Mischer liefert eine Ausgabe zu der Summiererschaltung durch einen zweiten 90°-Phasenschieber 21. Die Ausgabe der Summiererschaltung wird die Eingabe ei­ nes ZF-Verstärkers 23. Der ZF-Verstärker ist auf die Zwi­ schenfrequenz f_ZF des Empfängers abgestimmt.

Der erste Mischer leitet sowohl das gewünschte Signal als auch das unerwünschte Spiegelsignal, welche in der Frequenz von ihren jeweiligen Trägerfrequenzen f_D und f_U auf f_ZF ver­ schoben sind, zu der Summiererschaltung. Der zweite Mischer tut dies genauso. Die zwei Phasenschieber haben jedoch den Effekt, daß die zwei Mischer ein frequenzumgesetztes Spie­ gelsignal mit einer 180° Phasendifferenz und ein frequenz­ umgesetztes gewünschtes Signal mit einer 0° Phasendifferenz liefern. In der Summiererschaltung heben sich die Spiegel­ signale von dem ersten Mischer und dem zweiten Mischer ge­ genseitig auf. Somit wird nur das gewünschte Signal von der Summiererschaltung zu dem ZF-Verstärker geleitet.

Die Wirkung der beiden Mischer und der beiden Phasenschieber wird nachfolgend detaillierter erklärt. Das gewünschte Ein­ gangssignal D(t) kann folgendermaßen ausgedrückt werden:

D(t) = Dsin(ω_Dt + ϕ_D) (5)

wobei D die Amplitude des gewünschten Eingangssignals, ω_D die Winkelfrequenz und Φ_D die Phase sind. Das Anwenden der Definition ω = 2πf auf die Gleichung (3) ergibt folgendes:

ω_D = ω_LO + ω_IF (6)

Indem nun (6) in (5) eingesetzt wird, ergibt sich der fol­ gende Ausdruck für das gewünschte Eingangssignal:

D(t) = Dsin((ω_LO + ω_IF)t + ϕ_D) (7)

Auf ähnliche Weise kann das unerwünschte Spiegelsignal U(t) folgendermaßen ausgedrückt werden:

U(t) = U sin((ω_LO - ω_IF)t + ϕ_U) (8)

Die Phasenwinkel Φ_D und Φ_U sind willkürlich und werden beim Rest dieser Diskussion nicht berücksichtigt.

Der erste Mischer 11 kombiniert das gewünschte Eingangssi­ gnal mit dem Oszillatorsignal, welches als cos(ω_LOt) ausge­ drückt werden kann, was die folgende Komponente in dem Mi­ scherausgangssignal zur Folge hat:

Dsin{(ω_LO + ω_IF)t}cos(ω_LOt) (9)

Das Anwenden der trigonometrischen Identität sinx . cosy = ½(sin(x + y) + sin(x - y)) auf den Ausdruck (9) ergibt folgende Gleichung:

½D(sin(2ω_LO + ω_IF)t + sin ω_IFt) (10)

Der erste Term von Gleichung (10) besitzt eine Frequenz (2ω_LO + ω_ZF), eine Frequenz, die durch den ZF-Verstärker ge­ dämpft und ignoriert wird. Somit ist der zweite Term des Ausdrucks (10) nach dem Mischen im ersten Mischer die ein­ zige Komponente des gewünschten Signals, die von dem ZF- Verstärker verstärkt wird. Der zweite Term wird folgender­ maßen ausgedrückt:

½Dsinω_IFt (11)

Auf ähnliche Art und Weise ist die einzige Komponente des Spiegelsignals nach dem Mischen in dem ersten Mischer, die von dem Bandpaßverstärker verstärkt wird, durch folgende Gleichung gegeben:

-½Usinω_IFt (12)

Der zweite Mischer 13 kombiniert das gewünschte Eingangssi­ gnal mit dem phasenverschobenen Oszillatorsignal. Das pha­ senverschobene Oszillatorsignal wird als sin(ω_LOt) ausge­ drückt. Das gewünschte Eingangssignal nach dem Mischen in dem zweiten Mischer besitzt demnach nur eine Komponente, die von dem ZF-Verstärker angenommen wird:

½Dcosω_IFt (13)

was dem Ausdruck (11) ähnlich ist, wobei jedoch eine Phasen­ verschiebung von 90° existiert. Das Spiegelsignal besitzt nach dem Mischen in dem zweiten Mischer nur eine Komponente, die von dem ZF-Verstärker angenommen wird:

½Ucosω_IFt (14)

was dem Ausdruck (12) entspricht, wobei jedoch eine Phasen­ verschiebung von 90° vorhanden ist. Der zweite Phasenschie­ ber 18 verzögert die Phase beider Ausdrücke (11) und (12) um 90°, was ergibt:

½Dsinω_IFt (15)

für die restliche Komponente des gewünschten Signals und

½Usinω_IFt (16)

für die restliche Komponente des Spiegelsignals. Wenn die Ausdrücke (11), (12), (15) und (16) in der Summiererschal­ tung zusammen addiert werden, beträgt die Summe:

Dsinω_IFt (17)

Es ist offensichtlich, daß die Amplituden der unerwünschten Spiegelkomponenten in den Ausgaben der Mischer 11 und 13, die vorher als Ausdrücke (12) bzw. (16) dargelegt worden sind, exakt angepaßt sein müssen, wenn das unerwünschte Spiegelsignal komplett eliminiert werden soll. Diese Anfor­ derung ist besonders bei mobilen Anwendungen eines monoli­ thischen Empfängers kritisch, da die Leistung eines uner­ wünschten Spiegelsignals an der Empfängerantenne aufgrund des sogenannten "Nah-Fern"-Effekts unter Umständen 60 dB größer als die Leistung eines gewünschten Signals sein kann. Das Unterdrücken eines unerwünschten Spiegelsignals um mehr als 60 dB (um es - auch im schlechtesten Fall - unter das ge­ wünschte Signal zu unterdrücken) macht es erforderlich, daß der Unterschied zwischen den Gewinnen der beiden Mischer un­ ter 0,1% liegt und daß irgendein Phasenfehler zwischen den Mischern kleiner als ein Milliradian ist. Diese Toleranzen sind bei einem praktischen monolithischen Empfänger nicht erreichbar. Spiegel-Unterdrückungs-Frequenzumsetzungsschal­ tungen der Art, die in Fig. 1 gezeigt ist, sind trotz der überlegenen Komponentenanpassung, die bei integrierten Schaltungen erreichbar ist, nicht in der Lage gewesen, uner­ wünschte Spiegelsignale um mehr als 20 dB zu unterdrücken.

Versuche um praktische Quadratur-Modulations- und -Demodula­ tionsschaltungen zu bauen, die bei Frequenzen bei oder über dem Bereich von 900 MHz arbeiten, begegneten ähnlichen Schwierigkeiten. Es wird eine Quadratur-Modulationsschaltung betrachtet, wie sie in Fig. 2 gezeigt ist. Diese Schaltung moduliert ein einzelnes Trägersignal mit zwei verschiedenen Signalen f₁(t) und f₂(t). Das erste Signal f₁(t) wird an den Signaleingang eines Mischers 25 angelegt, während das zweite Signal f₂(t) an einen Signaleingang eines zweiten Mischers 27 angelegt wird. Ein Oszillator 29 liefert ein Oszillator­ signal bei der gewünschten Oszillatorfrequenz F_D. Dieses Si­ gnal wird als cosω_Dt ausgedrückt und wird an den ersten Mi­ scher angelegt, welcher seine beiden Eingangssignale kombi­ niert, um ein Signal zu liefern, das als f₁(t)cosω_Dt ausge­ drückt wird. Das Oszillatorsignal wird ebenfalls an einen 90°-Phasenschieber 31 angelegt. Die Ausgabe des Phasenschie­ bers, welche als sinω_Dt ausgedrückt wird, wird an den zwei­ ten Mischer angelegt, welcher wiederum eine Ausgabe liefert, die als f₂(t)sinω_Dt ausgedrückt wird. Diese beiden Mischer­ ausgangssignale werden in einem Summierer 33 kombiniert, um ein schließliches Ausgangssignal F(t) zu liefern, das fol­ gendermaßen ausgedrückt wird:

F(t) = f₁(t)cosω_Dt + f₂(t)sinω_Dt (18)

Ein Quadratur-Demodulator ist in Fig. 3 gezeigt. Ein Signal, wie z. B. das Signal F(t) von Gleichung (18) wird an die Ein­ gänge von zwei Mischern 35 und 37 angelegt. Ein Oszillator 39 liefert ein Signal bei der Oszillatorfrequenz F_D. Dieses Signal, welches vorher als cosω_Dt ausgedrückt worden ist, wird an den ersten Mischer 35 angelegt, welcher wiederum folgende Ausgabe liefert:

F(t)cosω_Dt = f₁(t)cos²ω_Dt + f₂(t)cosω_Dtsinω_Dt (19)

Gleichung (19) wird durch Anwendung von trigonometrischen Identitäten zur folgenden Gleichung:

F(t)cosω_Dt = ½f₁(t) + ½f₁(t)cos2ω_Dt + ½f₂(t)sin2ω_Dt (20)

Diese Ausgabe wird an ein Tiefpaßfilter 41 angelegt, welches die Terme mit 2ω dämpft. Somit lautet die Filterausgabe ½f₁(t), welche nach einer Verstärkung einfach dem ursprüng­ lichen ersten Signal f₁(t) entspricht.

Das Oszillatorsignal wird ebenfalls an einen 90°-Phasen­ schieber 43 angelegt, welcher ein Signal liefert, das als sinω_Dt ausgedrückt wird. Dieses Signal wird an einen zweiten Mischer 37 angelegt, welcher wiederum eine Ausgabe liefert, die folgendermaßen lautet:

F(t)sinω_Dt = f₂(t)sin²ω_Dt + f₁(t)cosω_Dtsinω_Dt (21)

Die Gleichung (19) schreibt sich nach der Anwendung von tri­ gonometrischen Identitäten folgendermaßen:

F(t)sinω_Dt = ½f₂(t) + ½f₁(t)sin2ω_Dt - ½f₁(t)cos2ω_Dt (22)

Diese Ausgabe wird an ein Tiefpaßfilter 45 angelegt, welches auf ähnliche Weise wie das Filter 43 die Terme mit 2ω dämpft. Somit beträgt die Ausgabe des Filters 45 ½f₂(t), welche nach einer Verstärkung einfach wieder dem ursprüngli­ chen zweiten Signal f₂(t) entspricht.

Aus dieser Beschreibung ist es offensichtlich, daß die Pha­ senschieber 31 (in dem Modulator) und 43 (in dem Demodula­ tor) die Phase ihrer jeweiligen Oszillatorsignale um genau 90° verschieben müssen, um zu vermeiden, daß sie die beiden Signale f₁(t) und f₂(t) versehentlich vermischen. Es ist ferner notwendig, daß die Mischer 25 und 27 des Modulators präzise angepaßt sind, und daß ebenfalls die Mischer 35 und 37 des Demodulators präzise angepaßt sind. In dem Bereich von 900 MHz sind diese Beschränkungen schwierig zu erfüllen.

Demgemäß ist es offensichtlich, daß ein Bedarf nach einer praktischen, realisierbaren monolithischen Frequenzumset­ zungsschaltung besteht, die ein gewünschtes Signal, das be­ sonders bei oder über dem Bereich von 900 MHz liegt, empfan­ gen kann und ein Spiegelsignal unterdrücken kann, das 60 dB mehr Leistung als das gewünschte Signal besitzt. Es besteht ebenfalls ein Bedarf nach Quadratur-Modulator- und Quadra­ tur-Demodulator-Schaltungen, die bei ähnlichen Frequenzen ein gutes Verhalten zeigen.

Die US-A-4,320,531 betrifft ein Frequenzumwandlungssystem, bei dem ein Eingangssignal an einen Mischer angelegt wird und dort mit einem Signal von einem Oszillator gemischt wird. Zwischen dem Mischer und dem Oszillator ist ein Schal­ ter angeordnet, der durch eine Schaltquelle betrieben wird. Abhängig vom Schaltsignal wird der Schalter derart ge­ steuert, daß einmal das Oszillatorsignal direkt an dem Mi­ scher anliegt oder ein um 90° phasenverschobenes Oszillator­ signal anliegt. Am Ausgang ist ein Schalter vorgesehen, über den die gemischten Signale aufeinanderfolgend unterschied­ lichen Filtern zur weiteren Verarbeitung zuführt werden. Auch hier, ebenso wie bei der US-A-4,321,549, muß die Phasendifferenz zwischen den an dem Mischer anliegenden Oszillatorsignalen exakt gesteuert werden, wobei bei be­ stimmten Anwendungen die Phasendifferenz nicht mehr als ein Milliradian von 90° abweichen darf.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine einfache HF-Mischerschaltung zum Unterdrücken der Spiegel­ frequenz zu schaffen, sowie einen Quadratur-Modulator, einen Quadratur-Demodulator und Frequenzumsetzer mit einer solchen HF-Mischerschaltung.

Diese Aufgabe wird durch eine HF-Mischerschaltung gemäß An­ spruch 1 oder 2 gelöst. In den Ansprüchen 3 bis 8 sind ein Quadratur-Modulator, ein Quadratur-Demodulator und Frequenz­ umsetzer mit einer solchen HF-Mischerschaltung angegeben.

Die vorliegende Erfindung schafft eine HF-Mischerschaltung, die den Bedarf nach genau angepaßten Mischern bei der Fre­ quenzumsetzung eliminiert und dieselbe schafft eine Quadra­ tur-Modulationsschaltung bei einer beliebigen Frequenz bis zum Bereich von 900 MHz und darüber. Ein Frequenzumsetzer mit einer HF-Mischerschaltung nach Anspruch 1 oder 2 unter­ drückt ein Spiegelsignal, das um 60 dB mehr Leistung als ein gewünschtes Signal enthält. Die erfindungsgemäße HF-Mischer­ schaltung umfaßt eine Betriebszyklus-Abgleichvorrichtung, die bei einem geraden Vielfachen der Rate des Taktsignals schaltet und abwechselnd das In-Phase-Ausgangssignal und das Quadratur-Ausgangssignal für gleiche Zeitdauern freigibt.

Bei einem Ausführungsbeispiel wird das HF-Eingangssignal di­ rekt an den HF-Eingang des Mischers angelegt, wobei das Aus­ gangssignal direkt an dem Mischerausgang anliegt. Bei diesem Ausführungsbeispiel besteht die Einrichtung zum Erzeugen der Ausgangssignale aus einem Phasenschieber, der die Phase des Oszillatorsignals um 90° verschiebt, und aus einem Schal­ tungselement, das abwechselnd das Oszillatorsignal und das phasenverschobene Oszillatorsignal an den Eingang des Mi­ schers anlegt.

Ein Quadratur-Modulator weist einen HF-Mischer nach Anspruch 1 oder 2 und ein Quadratur-Schaltungselement auf. Das Qua­ dratur-Schaltungselement, welches durch das Taktsignal ge­ trieben wird, koppelt abwechselnd ein erstes und ein zweites Informationssignal an den Eingang des HF-Mischers. Die Aus­ gabe des HF-Mischers wird Bandpaß-gefiltert, um ein in Qua­ dratur moduliertes Ausgangssignal zu schaffen, das mit bei­ den Informationssignalen moduliert ist.

Ein Quadratur-Demodulator weist ebenfalls ein Quadratur- Schaltungselement und einen HF-Mischer nach Anspruch 1 oder 2 auf. Das Quadratur-Schaltungselement, welches wie in dem Fall des Modulators durch das Taktsignal getrieben wird, verbindet abwechselnd den Ausgang des HF-Mischers mit einem ersten und einem zweiten Tiefpaßfilter. Diese Filter schaf­ fen wiederum das demodulierte erste und das demodulierte zweite Signal.

Ein HF-Mischer in Verbindung mit einem Ausgangsphasenschie­ ber schafft eine Frequenzumsetzer, der die Trägerfrequenz eines gewünschten Hochfrequenzsignals (HF-Signal) ver­ schiebt, während unerwünschte Spiegelsignale unterdrückt werden. Der Ausgangsphasenschieber, der auf das Taktsignal anspricht, verschiebt abwechselnd die Phase des HF-Mischer- Ausgangssignals um eine erste und um eine zweite Phasenver­ schiebung, wobei sich die zweite Phasenverschiebung von der ersten Phasenverschiebung um 90° unterscheidet. Nach dem Ausgangsphasenschieber ist ein Filter angeordnet, welches das gewünschte Frequenz-verschobene Signal liefert.

Bei einem Ausführungsbeispiel ist der Ausgangsphasenschieber ein Widerstand-Kondensator-Filter (RC-Filter; RC = Resi­ stor-Capacitor) mit zwei schaltbaren Kondensatoren mit un­ terschiedlichen Werten. Das Hin- und Herschalten zwischen den beiden Kondensatoren liefert die beiden unterschiedli­ chen Phasenverschiebungen. Bei einem weiteren Ausführungs­ beispiel wird die Ausgabe des HF-Mischers durch eine Mehr­ zahl von kaskadierten Tiefpaß-RC-Filtern, eine Abtast/Hal­ te-Schaltung, einen Analog/Digital-Wandler und einen digi­ talen Phasenschieber, der auf ein Taktsignal anspricht, ge­ leitet, um die beiden unterschiedlichen Phasenverschiebungen zu schaffen. Bei noch einem weiteren Ausführungsbeispiel wird ein zweiter HF-Mischer als der Phasenschieber verwen­ det.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden Zeich­ nungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockdiagramm einer Frequenzumsetzungsschaltung eines Überlagerungsempfängers gemäß dem Stand der Technik.

Fig. 2 ein Blockdiagramm eines Quadratur-Modulators gemäß dem Stand der Technik.

Fig. 3 ein Blockdiagramm eines Quadratur-Demodulators ge­ mäß dem Stand der Technik.

Fig. 4 ein Konzeptschaltbild einer HF-Mischerschaltung.

Fig. 5A ein Blockdiagramm einer HF-Mischerschaltung, die einen Oszillator und einen Phasenschieber aufweist.

Fig. 5B ein Blockdiagramm, das Fig. 5A ähnlich ist, mit Ausnahme davon, daß zwei Phasenschieber verwendet werden, um das Oszillatorsignal und das phasenver­ schobene Oszillatorsignal zu erzeugen.

Fig. 6 ein konzeptionelles Diagramm einer HF-Mischerschal­ tung gemäß der vorliegenden Erfindung, die der von Fig. 4 ähnlich ist und eine Betriebszyklus-Ab­ gleichvorrichtung aufweist.

Fig. 7 ein Zeitablaufdiagramm, das die Beziehung zwischen dem Taktsignal und dem Signal zeigt, das die Be­ triebszyklus-Abgleichvorrichtung, die in Fig. 6 ge­ zeigt ist, steuert.

Fig. 8 ein Blockdiagramm eines Quadratur-Modulators, der eine HF-Mischerschaltung, die der von Fig. 5A ähn­ lich ist, aufweist.

Fig. 9 ein Blockdiagramm eines Quadratur-Demodulators, der eine HF-Mischerschaltung, die der aus Fig. 5A ähn­ lich ist, aufweist.

Fig. 10 ein Blockdiagramm eines Frequenzumsetzers, der eine HF-Mischerschaltung, die der von Fig. 5A ähnlich ist, aufweist.

Fig. 11 ein Blockdiagramm eines Frequenzumsetzers, der dem von Fig. 10 ähnlich ist, wobei das Diagramm in teilweise schematischer Form ein spezielles Ausfüh­ rungsbeispiels des Phasenschiebers darstellt.

Fig. 12 ein Blockdiagramm eines Frequenzumsetzers, der dem aus Fig. 10 ähnlich ist, der jedoch eine zweite HF-Mischerschaltung als den Phasenschieber verwen­ det.

Fig. 13 ein teilweise schematisches Diagramm einer Schal­ tung mit zwei angepaßten Filtern und einer digita­ len Verarbeitungsschaltung, die statt des Phasen­ schiebers, der in Fig. 10 verwendet wird, verwendet werden können.

Fig. 14 ein teilweise schematisches Diagramm einer Schal­ tung mit einem geschalteten Tiefpaßfilter und einer digitalen Verarbeitungsschaltung, die statt des Phasenschiebers, der in Fig. 10 verwendet wird, verwendet werden können.

In den Zeichnungen ist eine HF-Mischerschaltung gezeigt, die das Herz eines Frequenzumsetzers, eines Quadratur-Modulators und eines Quadratur-Demodulators bildet. Es existiert ein Bedarf nach einem monolithischen Frequenzumsetzer für das Band bei 900 MHz, der ein Spiegelsignal unterdrücken kann, das 60 dB mehr Leistung als ein gewünschtes Signal aufweist. Ferner besteht ein Bedarf nach wirtschaftlichen monoli­ thischen Quadratur-Modulatoren und Demodulatoren, die in demselben Frequenzband arbeiten.

Eine HF-Mischerschaltung weist folgende Merkmale auf: einen Oszillator, eine Taktsignalquelle und eine Wechselsignal­ einrichtung, die durch das Taktsignal getrieben wird. Die Wechselsignaleinrichtung steuert die Schaltung derart, daß die Ausgabe zwischen einem In-Phase-Ausgangssignal und einem Quadratur-Ausgangssignal schnell hin und her schaltet.

Die Wechselsignaleinrichtung kann ein 90°-Phasenschieber sein, der die Phase des Oszillators verschiebt, und aus einem Schaltungselement, das das ursprüngliche und das pha­ senverschobene Oszillatorsignal abwechselnd an den Mischer ankoppelt.

Ein Frequenzumsetzer weist einen HF-Mischer in Kombination mit einem Ausgangs-Phasenschieber auf, der die Phase des HF-Ausgangssignals abwechselnd um 90° verschiebt. Ein Qua­ dratur-Modulator weist einen HF-Mischer und ein Quadratur- Schaltungselement auf, das ein erstes und ein zweites In­ formationssignal abwechselnd an den Mischereingang koppelt. Dazu ähnlich weist ein Quadratur-Demodulator ein Quadratur- Schaltungselement und einen HF-Mischer auf. Das Schaltungs­ element verbindet den Ausgang des HF-Mischers abwechselnd mit einem ersten und einem zweiten Tiefpaßfilter, wodurch wiederum das demodulierte erste und das demodulierte zweite Signal geliefert werden.

Die Schaltungen sind ohne weiteres für einen monolithischen Aufbau anpaßbar. Der HF-Mischer beseitigt jeden Bedarf nach präzise-angepaßten Mischern und präzise-angepaßten Verstär­ kern. Ein Frequenzumsetzer, der eine HF-Mischerschaltung nach Anspruch 1 oder 2 aufweist, kann ein unerwünschtes Spiegelsignal unterdrücken, das um 60 dB stärker als ein ge­ wünschtes Signal ist.

Bezugnehmend nun auf die Zeichnungen ist eine HF-Mischer­ schaltung in Fig. 4 konzeptionell gezeigt. Die Schaltung empfängt ein Eingangssignal an einem Eingang 101 und liefert ein HF-Ausgangssignal an einem Ausgang 103. Die Schaltung umfaßt einen Mischer 105 mit einem HF-Eingang 104, einem Oszillatoreingang 109 und einem Ausgang 111. Ein Oszillator 113 liefert ein Oszillatorsignal. Eine Taktsignalquelle 115 liefert ein Schaltungssignal. Eine Wechselsignaleinrichtung 117 spricht auf das Schaltungssignal an, um zu bewirken, daß das HF-Ausgangssignal zwischen einem In-Phase-Ausgangssignal und einem Quadratur-Ausgangssignal wechselt. Das In-Phase- Ausgangssignal ist das Ausgangssignal, welches der Mischer liefern würde, wenn das Eingangssignal an den HF-Eingang und das Oszillatorsignal an den Oszillatoreingang angelegt wer­ den würde. Das Quadratur-Ausgangssignal ist das Ausgangssi­ gnal, welches der Mischer liefern würde, wenn das Eingangs­ signal an den HF-Eingang geliefert werden würde, und wenn das Oszillatorsignal um 90° phasenverschoben und dann an den Oszillatoreingang angelegt werden würde.

Das Taktsignal wird ferner von externen Komponenten verwen­ det, wie es nachfolgend beschrieben wird, wobei dasselbe für diesen Zweck an ein Taktsignalausgang 119 geliefert wird.

Fig. 5A zeigt ein Ausführungsbeispiel bei dem das Eingangs­ signal an dem Eingang 101 an einen HF-Eingang 121 eines Mi­ schers 123 angelegt ist. Das HF-Ausgangssignal an dem Aus­ gang 103 wird durch ein Ausgang 125 des Mischers 123 gelie­ fert. Ein Oszillator 127 liefert ein Oszillatorsignal. Eine Taktsignalquelle 129 liefert ein Taktsignal. Eine Wechsel­ signaleinrichtung 131 ist als ein Phasenschieber 133 und ein Schaltungselement 135 realisiert. Der Phasenschieber 133 verschiebt die Phase des Oszillatorsignals um 90°, um ein phasenverschobenes Oszillatorsignal zu liefern. Das Schal­ tungselement 135 spricht auf das Taktsignal an, um das Os­ zillatorsignal und das phasenverschobene Oszillatorsignal abwechselnd an ein Oszillatoreingang 137 des Mischers 123 zu koppeln.

Das Schaltungselement 135 ist aus Darstellungsgründen als ein mechanischer Schaltungskontakt gezeigt. Es ist jedoch offensichtlich, daß ein Schaltungstransistor oder ein be­ stimmtes anderes elektronisches Schaltungselement einer Art, die Fachleuten bekannt ist, normalerweise verwendet wird, und daß bei diesem und bei weiteren Ausführungsbeispielen, die hierin beschrieben sind, kein mechanischer Schalter ver­ wendet wird.

Der Phasenschieber 133 ist als ein von dem Oszillator 127 getrenntes Element gezeigt. Tatsächlich können hier zwei Phasenschieber vorhanden sein, z. B. einer der eine Phasen­ verschiebung von +45° und einer, der eine Phasenverschiebung von -45° einführt, damit der Nettoeffekt vorhanden ist, daß zwei Oszillatorsignale geliefert werden, die eine Phasen­ differenz von 90° zwischen sich aufweisen. Der Phasenschie­ ber und der Oszillator können in einer einzigen Quadratur­ oszillatorschaltung kombiniert werden, die zwei Signale der­ selben Frequenz, jedoch mit einer Phasendifferenz von 90° liefert.

Die Phasendifferenz zwischen den beiden Oszillatorsignalen muß genau gesteuert werden. Bei einigen Anwendungen darf diese Phasendifferenz nicht mehr als ein Milliradian von 90° abweichen.

Natürlich kann das Oszillatorsignal durch Phasenverschiebung der Oszillatorausgabe um eine erste Phasenverschiebung, wie z. B. +45°, erzeugt werden, während das phasenverschobene Os­ zillatorsignal erzeugt werden kann, indem die Oszillatoraus­ gabe um eine zweite Phasenverschiebung, wie z. B. -45°, pha­ senverschoben wird. Es muß eine Nettophasendifferenz von 90° zwischen den beiden Signalen existieren, die abwechselnd an den Oszillatoreingang angelegt werden. Dies ist in Fig. 5B dargestellt. Fig. 5B ist Fig. 5A ähnlich, mit Ausnahme da­ von, daß die Wechselsignaleinrichtung 131 durch eine etwas andere Wechselsignaleinrichtung 131A ersetzt wurde. Die Ein­ richtung 131A weist zwei Phasenschieber 133A und 134A auf, wobei beide das Oszillatorsignal von dem Oszillator 127 emp­ fangen. Der Schieber 133A verschiebt die Phase um einen er­ sten Betrag, beispielsweise um +45°, wobei der Schieber 134A die Phase um einen zweiten Betrag, beispielsweise -45°, ver­ schiebt. Die Beträge dieser Phasenverschiebungen sind nicht kritisch, solange die Differenz zwischen den beiden 90° be­ trägt. Ein Schaltungselement 135A wechselt gemäß dem Taktsi­ gnal von der Signalquelle 129 zwischen den beiden phasenver­ schobenen Oszillatorsignalen ab.

Jedes dieser beschriebenen Ausführungsbeispiele liefert ein Ausgangssignal, das zwischen einem In-Phase-Signal und einem Quadratur-Signal schnell hin und her schaltet. Es kann vor­ kommen, daß eines dieser Signale für einen etwas längeren Abschnitt jedes Schaltungszyklus als das andere geliefert wird. Bei einigen Anwendungen ist dies nicht erwünscht.

Dieses Problem kann durch eine Betriebszyklus-Abgleichvor­ richtung korrigiert werden, die in der in Fig. 6 konzeptio­ nell gezeigten HF-Mischerschaltung enthalten ist. Diese An­ sicht ist der von Fig. 4 ähnlich, wobei zweckmäßigerweise den Komponenten, die in beiden Ansichten ähnlich sind, die­ selben Bezugszeichen gegeben wurde, und wobei dieselben nicht weiter diskutiert werden.

Die Betriebszyklus-Abgleichvorrichtung umfaßt eine Betriebs­ zyklus-Signalquelle 187, die ein Betriebszyklus-Steuerungs­ signal mit einer Frequenz liefert, die ein gerades Vielfa­ ches des Taktsignals ist, und ein Betriebszyklus-Schaltungs­ element 189, das auf das Betriebszyklus-Steuerungssignal an­ spricht, um das In-Phase-Ausgangssignal und das Quadratur- Ausgangssignal für gleiche Zeitdauern abwechselnd freizu­ geben. Der Zeitablauf der Ausgangssignale und des Betriebs­ zyklus-Steuerungssignals für den Fall, bei dem die Frequenz des Betriebszyklus-Signals doppelt so groß wie die des Takt­ signals ist, ist in Fig. 7 dargestellt. Das Vorhandensein des In-Phase-Signals an dem Ausgang 111 ist durch einen ho­ hen logischen Pegel der unteren Spur 191 dargestellt, wobei die Anwesenheit des um Quadratur-Signals an dem Ausgang 111 durch einen hohen logischen Pegel der mittleren Spur 193 ge­ zeigt ist. Das Betriebszyklus-Schaltungselement 189 befindet sich nur dann in einem leitenden Zustand, wenn sich das Be­ triebszyklus-Steuerungssignal auf einem hohen logischen Pe­ gel befindet. Das Betriebszyklus-Steuerungssignal, das als die obere Spur 195 gezeigt ist, ist während eines Zeitab­ schnitts hoch, in dem das In-Phase-Signal und das Quadra­ tur-Signal an dem Ausgang 103 geliefert werden sollen. So­ lange jedes dieser Ausgangssignale für mindestens die Zeit­ dauer, während sich das Betriebszyklus-Schaltungselement in einem leitenden Zustand befindet, vorhanden ist, wird jedes Ausgangssignal an dem Ausgang genauso lang wie das andere vorhanden sein.

Zwecks der Darstellung sind die Taktsignalquelle 115 und die Betriebszyklussignalquelle 187 als getrennte Signalgenera­ toren gezeigt. Wenn bei einer tatsächlichen Implementation zwei getrennte Generatoren verwendet werden, sollten sie synchronisiert sein, wie es durch eine gestrichelte Linie dargestellt ist, die sich in Fig. 6 zwischen den beiden Si­ gnalgeneratoren erstreckt. Natürlich kann ein einzelner Os­ zillator, der mit einer geeigneten Frequenzteilungsschaltung ausgerüstet ist, als die Quelle beider Signale dienen.

Ein Quadratur-Modulator mit einer HF-Mischerschaltung nach Anspruch 1 oder 2 ist in Fig. 8 gezeigt. Der Modulator um­ faßt ein Quadratur-Schaltungselement 199 und eine HF-Mi­ scherschaltung, der Art, die vorher beschrieben und darge­ stellt wurde. Der dargestellte Modulator umfaßt einen HF-Mi­ scher, der dem aus Fig. 5A ähnlich ist, in Kombination mit einer Betriebszyklus-Abgleichvorrichtung, die der aus Fig. 6 ähnlich ist. Zweckmäßigerweise besitzen die Komponenten in Fig. 8, die den Komponenten der Fig. 5 und 9 ähnlich sind, die gleichen Bezugszeichen und dieselben werden nachfolgend nicht mehr beschrieben, es sei denn, daß es nötig ist.

Das Quadratur-Schaltungselement 199 liefert unter der Steue­ rung des Taktsignals, das von der Taktsignalquelle 129 ge­ liefert wird, ein Eingangssignal zu dem HF-Eingang 121 des Mischers 123. Das Schaltungselement 199 wechselt zwischen einem ersten Eingangssignal f₁(t) und einem zweiten Ein­ gangssignal f₂(t) hin und her. Zum selben Zeitpunkt wird das Oszillatorsignal, das an den Eingang 137 des Mischers ange­ legt ist, zwischen zwei Signalen mit der gleichen Frequenz, jedoch einem Phasenunterschied von 90°, hin und her geschal­ tet. Während diesen Zeiten, zu denen das Schaltungselement 199 das erste Signal f₁(t) an den Mischer koppelt, empfängt der Mischer das Oszillatorsignal ohne Phasenverschiebung und liefert an seinem Ausgang das Signal, d. h. ein Signal mit einer Oszillatorfrequenz, wie sie durch den Oszillator ge­ liefert wird, und das mit dem ersten Eingangssignal f₁(t) moduliert ist. Während der Zeiten, zu denen das Schaltungs­ element 199 das zweite Signal f₂(t) an den Mischer koppelt, empfängt der Mischer das Oszillatorsignal mit einer 90°-Pha­ senverschiebung und liefert an seinem Ausgang das Quadra­ tur-Signal, d. h. ein Signal mit einer Oszillatorfrequenz, wie sie von dem Oszillator geliefert wird, und das mit dem zweiten Eingangssignal f₂(t) moduliert ist. Die Mischeraus­ gabe wird, nachdem sie durch die Betriebszyklus-Abgleichvor­ richtung gelangt ist, durch ein Bandpaßfilter 201 gefiltert, um das Quadratur-Ausgangssignal zu liefern, das mit beiden Eingangssignalen moduliert ist.

Ein Quadratur-Demodulator mit einem HF-Mischer nach Anspruch 1 oder 2 ist in Fig. 9 gezeigt. Der Demodulator weist ein Quadratur-Schaltungselement 203 in Kombination mit einer HF-Mischerschaltung der Art, die vorher beschrieben und dar­ gestellt wurde, und ein Paar von Filtern 205 und 207 auf.

Der dargestellte Demodulator umfaßt einen HF-Mischer, der dem von Fig. 5A ähnlich ist, es ist jedoch offensichtlich, daß einer der anderen HF-Mischer statt des verwendeten ver­ wendet werden könnte. Ferner ist eine Betriebszyklus-Ab­ gleichvorrichtung vorgesehen. Zweckmäßigerweise besitzen die Komponenten in Fig. 9, die den Komponenten in Fig. 5 ähnlich sind, dieselben Bezugszeichen, wobei diese nachfolgend nicht weiter beschrieben werden, es sei denn, daß es nötig ist.

Das Quadratur-Schaltungselement 203 koppelt unter der Steue­ rung des Taktsignals den Mischerausgang abwechselnd mit dem ersten Tiefpaßfilter 205 und dem zweiten Tiefpaßfilter 207. Während der Zeiten, zu denen das Schaltungselement den Aus­ gang mit dem ersten Tiefpaßfilter koppelt, empfängt der Mi­ scher das Oszillatorsignal ohne Phasenverschiebung und de­ moduliert das Eingangssignal, um den In-Phase-Anteil zu liefern. Während der Zeiten, zu denen das Schaltungselement den Ausgang mit dem zweiten Tiefpaßfilter koppelt, empfängt der Mischer das Oszillatorsignal mit einer 90°-Phasen­ verschiebung und demoduliert das Eingangssignal, um den Quadratur-Anteil zu liefern. Die Tiefpaßfilter glätten die geschalteten Eingaben, die sie empfangen, um das erste bzw. zweite Signal an dem jeweiligen Filterausgang zu liefern.

Falls das erste und zweite Signal keine DC-Komponente enthalten, können die Filter 205 und 207 auch als Band­ paßfilter ausgelegt werden, deren Frequenzbereich, im Unterschied zu Tiefpaßfiltern, nicht bis zum Gleichstrom reicht. Die Filter führen jedoch in beiden Fällen die Glättungsfunktion durch, um das demodulierte erste und das demodulierte zweite Signal zu liefern.

Ein Spiegelunterdrückungs-Frequenzumsetzer ist in Fig. 10 gezeigt. Dieser Umsetzer umfaßt einen HF-Mischer, der dem aus Fig. 5A ähnlich ist, in Verbindung mit einer Betriebs­ zyklus-Abgleichvorrichtung, die der aus Fig. 6 ähnlich ist, es ist jedoch offensichtlich, daß einer der anderen HF-Mi­ scher statt des verwendeten Mischers verwendet werden könnte. Zweckmäßigerweise besitzen die Komponenten in Fig. 10, die den Komponenten in Fig. 5 und 9 ähnlich sind, dieselben Bezugszeichen und dieselben werden nicht weiter diskutiert, es sei denn, daß es notwendig ist.

Zusätzlich zum HF-Mischer umfaßt der Frequenzumsetzer einen Ausgangsphasenschieber 209 und ein Bandpaßfilter 211. Der Ausgangsphasenschieber 209 empfängt die HF-Mischerausgabe von dem Anschluß 103 und verschiebt als Reaktion auf das Taktsignal abwechselnd die Phase des HF-Mischer-Ausgangs­ signals um einen ersten und um einen zweiten Betrag, die sich um 90° unterscheiden. Das Bandpaßfilter empfängt das Phasenschieberausgangssignal von einem Phasenschieberausgang 213 und liefert wiederum das gewünschte Frequenz-verschobene Signal.

Der Betrieb des Frequenzumsetzers, wie er in Fig. 10 gezeigt ist, kann mit dem Frequenzumsetzer gemäß dem Stand der Tech­ nik, der in Fig. 1 gezeigt ist, verglichen werden. Bei der Schaltung von Fig. 1 werden sowohl das nicht-phasenverscho­ bene als auch das phasenverschobene Oszillatorsignal durch­ gehend mit dem Eingangssignal in ihren jeweiligen Mischern 11 und 13 gemischt, während in der Schaltung von Fig. 10 der einzelne Mischer zwischen dem nicht-phasenverschobenen und dem phasenverschobenen Oszillatorsignal abwechselt. In Fig. 1 ist der Phasenschieber 21 immer auf die Ausgabe des Mi­ schers 13 aktiv, während in Fig. 10 der Ausgangsphasenschie­ ber 209 zusammen mit dem Schalten des Oszillator-Phasen­ schiebers hin und her schaltet. Die Summiererfunktion in Fig. 1 wird durch den Summierer 19 durchgeführt. In Fig. 10 wird diese Funktion durch das Bandpaßfilter 211 inhärent durchgeführt, welches einen Durchschnittswert der beiden Signale bildet, die ihm abwechselnd geliefert werden. Die Schaltungsfrequenz sollte wesentlich höher als die Bandbrei­ te des Bandpaßfilters 120 sein, um sicherzustellen, daß das Bandpaßfilter einen geglätteten Durchschnittswert der ab­ wechselnden Signale bildet. Die Elimination von parallelen Signalwegen, parallelen Mischern und einem Summierer mit parallelen Eingaben beseitigt jedes Problem bezüglich einer Unsymmetrie in diesen Komponenten und verbessert daher entscheidend die Spiegelunterdrückungsfähigkeit der Schal­ tung.

Das Bandpaßfilter 211 ist typischerweise in der ersten ZF- Verstärkerstufe enthalten, obwohl das Filter 211 als eine getrennte Komponente vorgesehen sein kann, wenn es erwünscht ist.

Das Schaltungselement 135 muß auf seinen beiden Positionen den gleichen Gewinn aufweisen. Diese Anforderung kann jedoch erleichtert werden, wenn das Oszillatorsignal stark genug ist, um den Mischer 123 in die Sättigung zu treiben. In die­ sem Fall ist der Mischer im großen und ganzen von der Oszil­ latorsignalamplitude, die durch das Schaltungselement 135 zu dem Mischer geliefert wird, unabhängig.

Der Ausgangsphasenschieber 209 muß bei beiden Phasenver­ schiebungen den gleichen Gewinn aufweisen. Der genaue Betrag des Gewinns ist nicht kritisch, doch das Bandpaßfilter 211 hebt durch das Bilden des Durchschnitts der abwechselnden Komponenten das unerwünschte Spiegelsignal auf, wobei eine perfekte Aufhebung nur erreicht werden kann, wenn die Zeit- Spannung-Produkte der beiden Komponenten gleich sind. Falls der Phasenschieber 209 einen ungleichen Gewinn für die zwei Phasenverschiebungen aufweist, kann der Gewinnunterschied mit einem bestimmten von 50% abweichenden Betriebszyklus kompensiert werden.

Das Betriebszykluselement 189 kann irgendwo zwischen dem Mi­ scher 123 und dem Bandpaßfilter 211 plaziert sein. Die beste Plazierung hängt von der Implementierung des Phasenschiebers 209 ab. Alternativ kann das Betriebszykluselement 189 zwi­ schen dem Oszillatorsignalschaltungselement 135 und dem Os­ zillatoreingang 137 des Mischers 123 plaziert sein. Der wichtige Aspekt des Betriebszykluselements 189 besteht da­ rin, daß dasselbe die Ausgabe des Mischers über eine Zeit­ dauer abtastet, die von dem Verhältnis der Zeiten, während denen die beiden Quadraturkomponenten an den Oszillatorein­ gang angelegt werden, unabhängig ist.

Während das gemäß der vorliegenden Erfindung gelehrte Zeit- Multiplex-Verfahren die im Stand der Technik erreichte Spie­ gelunterdrückung wesentlich verbessert, existiert hier ein erwähnenswertes, für das Zeit-Multiplex-Verfahren spezi­ fisches Problem. Obwohl das herkömmliche unerwünschte Spie­ gelsignal durch Aufhebung unterdrückt wird, werden neue un­ erwünschte Spiegelsignale erzeugt. Die Frequenzen dieser neuen Spiegelsignale sind folgendermaßen gegeben:

f_T(m) = f_U ± mf_C (23)

wobei f_T(m) die m-te Spiegelfrequenz, m eine ungerade ganze Zahl, f_U die Frequenz des ursprünglichen unerwünschten Spie­ gelsignals und f_C die Schaltungsfrequenz sind. Diese uner­ wünschten Frequenzen können durch Anwenden einer ausreichend hohen Schaltungsfrequenz f_C unterdrückt werden.

Bei einem herkömmlichen Empfänger mit einer Zwischenfrequenz von beispielsweise 1 MHz wird die unerwünschte Spiegelfre­ quenz um 2f_ZF kleiner als die gewünschte Frequenz sein. Wenn somit der gewünschte Empfängerbereich der Bereich von 902 bis 928 MHz ist, werden die unerwünschten Spiegelfrequenzen einen Bereich von 900 bis 926 MHz haben. Bei einem Empfän­ ger, der einen Frequenzumsetzer aufweist, wird eine Schal­ tungsfrequenz f_C = 200 MHz Spiegelfrequenzen f_T(m) erzeugen, die mindestens 200 MHz von f_U entfernt sind. Das resultie­ rende Schutzband zwischen dem Bereich der gewünschten Fre­ quenzen und der am nächsten gelegenen unerwünschten Spiegel­ frequenz wird breiter als 170 MHz sein. Dieses Schutzband ist groß genug, daß die HF-Spiegelsignale durch ein preis­ wertes Eingangsfilter, das vor dem Mischer positioniert ist, unterdrückt werden können.

Die Frequenzumsetzungsschaltung, die in den Fig. 10 darge­ stellt ist, verwendet einen analogen Phasenschieber 209. Eine bevorzugte Implementation eines derartigen Phasenschie­ bers muß mindestens zwei Bedingungen erfüllen. Erstens müssen die zwei phasenverschiebenden Schaltungen aus soviel wie möglich gemeinsamen Komponenten bestehen. Dies reduziert den durch Komponentenabweichungen hervorgerufenen Gewinn­ unterschied. Zweitens darf der Phasenschieber keine breit­ bandige Verstärker mit hohem Gewinn aufweisen, da gemäß der vorliegenden Erfindung solche Verstärker zu vermeiden sind.

Eine Implementation eines geeigneten analogen Phasenschie­ bers ist in Fig. 11 gezeigt. Die Schaltung ist der aus Fig. 10 ähnlich. Ähnliche Komponenten besitzen die gleichen Be­ zugszeichen und werden nachfolgend nicht weiter diskutiert. Ein Verstärker 215 empfängt das HF-Mischerausgangssignal von dem Ausgang 103 des HF-Mischers. Der Verstärker 215 liefert komplementäre Ausgaben +V und -V an dem ersten bzw. zweiten Verstärkerausgang 217 bzw. 219. Der erste Ausgang 217 ist mit einem Widerstand 221 verbunden, welcher wiederum mit dem Ausgang 213 verbunden ist. Der zweite Ausgang 219 ist mit zwei Kondensatoren 223 und 225 verbunden, welche wiederum mit einem ersten und einem zweiten Anschluß eines Schal­ tungselements 227 verbunden sind. Das Schaltungselement 227 weist einen Pol auf, der mit dem Ausgang 213 verbunden ist. Das Schaltungselement 227 wird durch das Taktsignal ge­ steuert.

Die Werte des Widerstands 221 und der Kondensatoren 223 und 225 werden gewählt, um zwei Signale mit einer relativen Pha­ senverschiebung von 90° zu erzeugen. Die jeweiligen Phasen­ verschiebungen können beispielsweise 45° und 135° sein. Beim Auswählen der Werte dieser Komponenten sollte angemerkt wer­ den, daß die Kondensatoren mit dem Widerstand nur während eines Zeitanteils p und (1-p) verbunden sind, wobei p der Schaltungs-Betriebszyklus ist (idealerweise gilt p = 50%). Ein Fehler in dem Betriebszyklus würde in einem proportiona­ len Fehler des wirksamen Verhältnisses der beiden Kondensa­ toren und daher in einem Fehler der relativen Phasenver­ schiebungen der beiden Signale resultieren. Natürlich könnte der Betriebszyklus beabsichtigterweise eingestellt werden, um beliebige Fehler der Kondensatorenwerte zu kompensieren.

Ein Frequenzumsetzer, welcher einen zweiten HF-Mischer ver­ wendet, um die Phasenverschiebung zu liefern, ist in Fig. 12 gezeigt. Eine erste HF-Mischerschaltung 228 empfängt allge­ mein ein Eingangssignal an ihrem Eingang 229 und liefert ein Ausgangssignal an ihrem Ausgang 231. Das Ausgang 231 ist durch ein Bandpaßfilter 233 mit einem Eingang 235 einer zweiten HF-Mischerschaltung, die allgemein mit 237 bezeich­ net ist, verbunden, welche als ein Phasenschieber dient. Der Phasenschieber 237 liefert an seinem Ausgang 241 eine Aus­ gabe zu einem Bandpaßfilter 239.

Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel sind sowohl die HF-Mischerschaltung 228 als auch die HF-Mischerschaltung 229 dem in Fig. 5A gezeigten Ausführungsbeispiel ähnlich, mit Ausnahme davon, daß eine einzige Taktsignalquelle 243 das Taktsignal für beide Schaltungen liefert. Die Schaltung 228 umfaßt einen Mischer 245, der das Eingangssignal empfängt, das am Eingang 229 anliegt, und der die Ausgabe an den Aus­ gang 231 liefert. Der Mischer 245 weist einen Oszillatorein­ gang auf, der durch ein Schaltungselement 247 abwechselnd mit einem Oszillator 249 und mit einem Phasenschieber 251 verbunden wird, welcher die Phase des Oszillators um 90° verschiebt. Auf ähnliche Weise umfaßt die Schaltung 237 ei­ nen Mischer 253, der das Eingangssignal empfängt, das an dem Eingang 235 anliegt, und der die Ausgabe zu dem Ausgang 241 liefert. Der Mischer 253 weist einen Oszillatoreingang auf, der durch ein Schaltungselement 255 abwechselnd mit einem Oszillator 257 und mit einem Phasenschieber 259 verbunden wird, welcher die Phase des Oszillators um 90° verschiebt. Die Taktsignalquelle treibt die beiden Schaltungselemente 247 und 255.

Bei einigen Ausführungsbeispielen kann eine getrennte Schal­ tungssignalquelle verwendet werden, um das Schaltungselement 255 zu treiben. Dies würde beispielsweise der Fall sein, wenn das Filter 233 durch ein Paar von geschalteten Filtern implementiert sein würde, wie z. B. durch die, die in Fig. 13 gezeigt sind und nachfolgend diskutiert werden.

Die zweite HF-Mischerschaltung 237 wird auf eine unerwün­ schte Spiegelfrequenz an ihrem Eingang empfindlich sein. Eine derartige unerwünschte Spiegelfrequenz könnte aus einem unerwünschten Signal an dem Eingang in die erste Mischer­ schaltung 228 resultieren. Das Filter 233 wird eine beliebi­ ge, derartige unerwünschte Spiegelfrequenz unterdrücken. Das Filter 233 kann beispielsweise durch ein Tiefpaßfilter im­ plementiert sein, welches dem Filter 277 ähnlich ist, das in Fig. 14 gezeigt ist und nachfolgend diskutiert wird.

Wie bereits erwähnt wurde, ist eine hohe Schaltungsfrequenz von z. B. f_C = 200 MHz wünschenswert, um einen ausreichenden Abstand zwischen den HF-Spiegelfrequenzen und der gewün­ schten Eingangsfrequenz des Frequenzumsetzers sicherzustel­ len. Die Nutzinformationen an dem Ausgang des Phasenschie­ bers (209 in Fig. 10) werden jedoch durch ein Signal bei einer Zwischenfrequenz f_ZF übertragen und können daher durch relativ niederfrequente Schaltungen, wie z. B. den Bandpaß­ filter 211, verarbeitet werden.

Bei vielen Anwendungen würde es wünschenswert sein, den Pha­ senschieber 209 und das Bandpaßfilter 211 in der Schaltung von Fig. 10 durch eine genauere digitale Signalverarbeitung zu ersetzen. Eine digitale Verarbeitung von Signalen mit einer hohen, z. B. 200 MHz Schaltfrequenz würde zu viel Lei­ stung verbrauchen. Um daher Fähigkeiten einer digitalen Si­ gnalverarbeitung ohne übermäßigen Leistungsverbrauch vor­ teilhaft auszunützen, muß die Schaltungsfrequenz des Signals wesentlich reduziert werden, bevor dasselbe digital verar­ beitet wird. Um jedoch die HF-Spiegelfrequenzen von der ge­ wünschten Eingangsfrequenz entfernt zu halten, muß dies durchgeführt werden, ohne die hohe Schaltungsfrequenz, die in der Frequenzumsetzerschaltung benötigt wird, zu reduzie­ ren. Dies kann erreicht werden, indem die beiden Quadratur­ komponenten des HF-Mischerausgangssignals getrennt gefiltert werden, und indem der Ausgangsphasenschieber 209 und das Bandpaßfilter 211 durch eine digitale Signalverarbeitungs­ schaltung ersetzt werden, die die Funktionen dieser Kompo­ nenten durchführt. Eine Schaltung, die für diesen Zweck ver­ wendet werden kann, ist in Fig. 13 gezeigt.

Fig. 13 zeigt einen Frequenzumsetzer, der einen HF-Mischer zeigt, der dem vorher diskutierten ähnlich ist. Ein HF-Mi­ scher, der der Schaltung in Fig. 5A ähnlich ist, wird bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel verwendet, es ist je­ doch offensichtlich, daß irgendein anderer HF-Mischer, der vorher diskutiert und dargestellt worden ist, stattdessen verwendet werden kann. Ein I-Q-Schaltungselement 263, das durch das Schaltungssignal gesteuert wird, empfängt das Ausgangssignal von dem Ausgang des HF-Mischers 261. Das I- Q-Schaltungselement 263 besitzt zwei Ausgänge, wobei einer ein Filter 265 treibt und der andere ein Filter 267 treibt. Ein zweites Quadratur-Schaltungselement 269, das durch eine Schaltungssignalquelle 271 gesteuert wird, verbindet die Ausgänge jedes Filters 265 und 267 abwechselnd mit einem Analog/Digital-Wandler 273. Die Ausgabe des A/D-Wandlers 273 (A/D = Analog/Digital) wird wiederum zu einem digitalen Pha­ senschieber und einem Summierer 275 geliefert.

Das Filter 265 kann als "I"-Filter bezeichnet werden, wäh­ rend das Filter 267 als "Q"-Filter bezeichnet werden kann. Diese Filter wandeln die abwechselnden I- und Q-Komponenten an dem Ausgang 103 der HF-Mischerschaltung 261 in durchge­ hende I- bzw. Q-Signalströme um. Daher kann die Frequenz der Signalquelle 271 von der Frequenz des Schaltungssignals, das zu dem Taktsignalausgang 119 des HF-Mischers 261 geliefert wird, verschieden sein. Die Frequenz der Signalquelle 271 wird vorzugsweise niedrig genug gewählt, um eine digitale Signalverarbeitung ohne übermäßigen Leistungsverbrauch zu ermöglichen.

Um einen hohen Grad an Spiegelunterdrückung beizubehalten, müssen die Filter 265 und 267 die I- und die Q-Komponente des Zwischenfrequenzsignals, das zu dem Ausgang 103 des HF- Mischers 261 geliefert wird, mit gut angepaßter Phasenver­ schiebung und gut angepaßtem Gewinn durchlassen. Dies wird erleichtert, wenn die Filter 265 und 267 so viele Komponen­ ten wie möglich gemeinsam benutzen. Eine Schaltung, bei der die beiden Filter die meisten ihrer Komponenten gemeinsam benutzen, ist in Fig. 14 gezeigt.

Die Schaltung von Fig. 14 entspricht in vielerlei Hinsicht der Schaltung von Fig. 13, wobei aus Zweckmäßigkeitsgründen in beiden Figuren ähnlichen Komponenten die gleichen Bezugs­ zeichen zugeordnet wurden. Eine Tiefpaßfilterschaltung, die allgemein als 277 bezeichnet ist, ersetzt die Quadratur- Schaltungselemente 263 und 269 und die Filter 265 und 267 von Fig. 13. Das Filter 277 empfängt das Signal von dem Aus­ gang 103 des HF-Mischers 261. Das Filter 277 umfaßt eine Mehrzahl von kaskadierten RC-Filterstufen und ein Abtast/­ Halte-Element 279. Die erste derartige RC-Filterstufe umfaßt einen Widerstand 281, der das Signal empfängt und zu dem Eingang eines Verstärkers 283 koppelt. Ein Schaltungselement 285, das durch das Schaltungssignal von dem Anschluß 119 der Mischerschaltung getrieben wird, verbindet abwechselnd einen Kondensator 287 und einen Kondensator 289 mit dem Eingang des Verstärkers 283.

Auf ähnliche Weise umfaßt die zweite Filterstufe einen Wi­ derstand 291, der das Signal von der ersten Filterstufe emp­ fängt und zu einem Eingang eines Verstärkers 293 koppelt. Ein Schaltungselement 295, das durch das Taktsignal von dem Anschluß 119 des Mischerschaltung getrieben wird, verbindet abwechselnd einen Kondensator 297 und einen Kondensator 299 mit dem Eingang des Verstärkers 293. Die dritte Filterstufe umfaßt einen Widerstand 301, der das Signal von der zweiten Filterstufe empfängt und zu dem Eingang eines Verstärkers 303 koppelt. Ein Schaltungselement 305, das durch das Takt­ signal von dem Anschluß 119 der Mischerschaltung getrieben wird, verbindet abwechselnd einen Kondensator 307 und einen Kondensator 309 mit dem Eingang des Verstärkers 303. Die Verstärker sind typischerweise Emitter- oder Source-Folger, die als Pufferverstärker wirken.

Die Ausgabe von der dritten Filterstufe wird zu dem Abtast/­ Halte-Element 279 geliefert und danach zu dem A/D-Wandler 273. Das Abtast/Halte-Element 279 wird durch die Taktsignal­ quelle 271 gesteuert.

Das Abtast/Halte-Element 279 besitzt einen Aufnahmezeit­ schlitz, der kürzer als 1/(2f_C) ist, dasselbe wird jedoch durch ein Signal getriggert, das von der Signalquelle 271 geliefert wird, welche eine Frequenz f_S aufweist, die derart gewählt wird, daß sie ein ungerader Bruchteil von 2f_C ist. Als Ergebnis wechseln die Abtastwerte, die von dem Abtast/­ Halte-Element 279 aufgenommen worden sind, zwischen den Qua­ dratur-Abtastwerten, die von den Kondensatoren 287, 297 und 307 auf genommen worden sind, und den In-Phase-Abtastwerten, die von den Kondensatoren 289, 299 und 309 aufgenommen wor­ den sind. Wenn die Frequenz f_S der Schaltungssignalquelle 271 derart gewählt wird, daß f_S < f_O + f_ZF gilt, wobei f_O die Stoppbandkante des Tiefpaßfilters 277 ist, wird verhin­ dert, daß ein beliebiges Signal, das aus dem Tiefpaßfilter kommt, in das ZF-Signal zurückgefaltet wird. Da zwei Abtast­ werte einen einzelnen Schaltungszyklus mit reduzierter Fre­ quenz bilden, besitzt das geschaltete Tiefpaßfilter zusammen mit der Abtast/Halte-Schaltung den Effekt, die Schaltungs­ frequenz, die an dem Ausgang des Abtast/Halte-Elements auf­ tritt, von f_C auf eine neue Frequenz f_C' = f_S/2 zu reduzie­ ren. In einem praktischen Fall, bei dem f_C 200 MHz ist, könnte f_C' kleiner als 7 MHz sein.

Das durch die Abtast/Halte-Schaltung gelieferte Signal wird in dem A/D-Wandler 273 in eine digitale Form umgewandelt. Sobald das Signal digitalisiert worden ist, kann ohne wei­ teres eine genaue 90°-Phasenverschiebung zwischen den beiden Quadraturkomponenten erreicht werden, indem herkömmliche di­ gitale Techniken, beispielsweise in dem digitalen Phasen­ schieber und dem Summierer 275, verwendet werden.

Aus dem Vorhergehenden ist es offensichtlich, daß der HF-Mi­ scher nach Anspruch 1 oder 2 einen Frequenzumsetzer schafft, der Fähigkeiten aufweist, die bisher bei einem mono­ lithischen Empfänger nicht erreichbar waren. Der Frequenzum­ setzer kann ein unerwünschtes Spiegelsignal, das um 60 dB mehr Leistung als das gewünschte Signal besitzt, unter­ drücken. Ein entscheidend verbesserter Quadratur-Modulator und ein entscheidend verbesserter Quadratur-Demodulator werden ebenfalls geschaffen.

Claims (8)

1. HF-Mischerschaltung, mit einem Mischer (105; 123), der ein einem HF-Eingang (104; 121) zugeführtes HF-Signal mit einem Oszillatoreingang (109; 137) zugeführten Os­ zillatorsignal mischt und daraus getaktet ein In-Pha­ se-Ausgangssignal und ein Quadratur-Ausgangssignal er­ zeugt, mit
einem Oszillator (113; 127), der das Oszillatorsignal erzeugt;
einer Taktsignalquelle (115; 129), die ein Taktsignal erzeugt;
einer Einrichtung (117; 131), die von dem Taktsignal angesteuert wird, um die Erzeugung des In-Phase-Aus­ gangssignals und des Quadratur-Ausgangssignals zu be­ wirken, wobei die Einrichtung (131) folgende Merkmale aufweist:
einen Phasenschieber (133), der die Phase des Oszil­ latorsignals um 90° verschiebt, um ein phasenverscho­ benes Oszillatorsignal zu liefern; und
ein Schaltungselement (135), das auf das Taktsignal anspricht, um das Oszillatorsignal und das phasenver­ schobene Oszillatorsignal wechselweise, entsprechend des Taktsignals, an den Oszillatoreingang (137) des Mischers anzulegen; und
eine Betriebszyklus-Abgleichvorrichtung (187, 189), die den Betriebszyklus bei Ausgabe des In-Phase-Ausgangssi­ gnals an den Betriebszyklus bei Ausgabe des Quadratur- Ausgangssignals angleicht (Fig. 5A, Fig. 6).

2. HF-Mischerschaltung, mit einem Mischer (105; 123), der ein einem HF-Eingang (104; 121) zugeführtes HF-Signal mit einem Oszillatoreingang (109; 137) zugeführten Os­ zillatorsignal mischt und daraus getaktet ein In-Pha­ se-Ausgangssignal und ein Quadratur-Ausgangssignal er­ zeugt, mit
einem Oszillator (113; 127), der das Oszillatorsignal erzeugt;
einer Taktsignalquelle (115; 129), die ein Taktsignal erzeugt;
einer Einrichtung (117; 131A), die von dem Taktsignal angesteuert wird, um die Erzeugung des In-Phase-Aus­ gangssignals und des Quadratur-Ausgangssignals zu be­ wirken, wobei die Einrichtung (131A) folgende Merkmale aufweist:
einen ersten Phasenschieber (133A), der die Phase des Oszillatorsignals um 45° verschiebt, um ein erstes, um 45° phasenverschobenes Oszillatorsignal zu liefern;
einen zweiten Phasenschieber (134A), der die Phase des Oszillatorsignals um 45° verschiebt, um ein zweites um 45° phasenverschobenes Oszillatorsignal zu liefern; und
ein Schaltungselement (135A), das auf das Taktsignal anspricht, um das erste phasenverschobene Oszillator­ signal und das zweite phasenverschobene Oszillatorsi­ gnal wechselweise, entsprechend des Taktsignals, an den Oszillatoreingang (137) des Mischers anzulegen; und
eine Betriebszyklus-Abgleichvorrichtung (187, 189), die den Betriebszyklus bei Ausgabe des In-Phase-Ausgangssi­ gnals an den Betriebszyklus bei Ausgabe des Quadratur- Ausgangssignals angleicht (Fig. 5B, Fig. 6).

3. Quadratur-Modulator mit einer HF-Mischerschaltung nach Anspruch 1 oder 2; gekennzeichnet durch ein Schaltungselement (199), das auf das Taktsignal an­ spricht, und entsprechend dem Taktsignal wechselweise ein erstes und ein zweites Informationssignal an den Eingang (101) der HF-Mischerschaltung anlegt, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, das mit beiden Informa­ tionssignalen moduliert ist (Fig. 8).

4. Quadratur-Demodulator mit einer HF-Mischerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, die ein Quadratur moduliertes Signal empfängt, das mit einem ersten und mit einem zweiten Informationssignal moduliert ist; gekennzeichnet durch
ein erstes Filter (205);
ein zweites Filter (207); und
ein Schaltungselement (203), das auf das Taktsignal an­ spricht, um das Ausgangssignal entsprechend dem Taktsi­ gnal wechselweise an das erste und an das zweite Filter anzulegen und das Signal zu demodulieren, um durch das erste Filter das erste Informationssignal und durch das zweite Filter das zweite Informationssignal zu reprodu­ zieren (Fig. 9).

5. Frequenzumsetzer zum Verschieben der Trägerfrequenz ei­ nes HF-Signals mit einer HF-Mischerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, die das HF-Signal als ihr Eingangssignal empfängt; gekennzeichnet durch
einen Ausgangsphasenschieber (209), der auf das Taktsi­ gnal anspricht, um die Phase des Ausgangssignals ent­ sprechend dem Taktsignal wechselweise um eine erste und eine zweite Phasenverschiebung zu verschieben, wobei sich die zweite Phasenverschiebung von der ersten Pha­ senverschiebung um 90° unterscheidet; und
ein Bandpaßfilter (211), das die phasenverschobenen Ausgangssignale empfängt und das gewünschte Frequenz- verschobene Signal liefert (Fig. 10).

6. Frequenzumsetzer zum Verschieben der Trägerfrequenz ei­ nes HF-Signals mit einer HF-Mischerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, die das HF-Signal als ihr Eingangssignal empfängt; gekennzeichnet durch
ein erstes Filter (265) für das In-Phase-Ausgangssi­ gnal;
ein zweites Filter (267) für das Quadratur-Ausgangssi­ gnal;
ein erstes Schaltungselement (263), das das Ausgangssi­ gnal empfängt und unter der Steuerung des Taktsignals das Ausgangssignal wechselweise an das erste Filter und an das zweite Filter anlegt;
einen Analog/Digital-Wandler (273);
eine zweite Taktsignalquelle (271), die ein zweites Taktsignal liefert;
ein zweites Schaltungselement (269), das durch das zweite Taktsignal gesteuert wird, um wechselweise das erste Filter und das zweite Filter mit dem Analog/Digi­ tal-Wandler zu verbinden; und
einen digitalen Phasenschieber (275), der mit dem Ana­ log/Digital-Wandler verbunden ist, der das gewünschte Frequenz-verschobene Signal liefert.

7. Frequenzumsetzer zum Verschieben der Trägerfrequenz ei­ nes HF-Signals mit einer HF-Mischerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, die das HF-Signal als ihr Eingangssignal empfängt; gekennzeichnet durch
eine Mehrzahl von kaskadierten Tiefpaßfilterstufen (277), die das Ausgangssignal filtern, wobei jede Stufe einen Widerstand (281, 291, 301), einen ersten Konden­ sator (287, 297, 307), einen zweiten Kondensator (289, 299, 309), eine Schaltungseinrichtung (285, 295, 305), die auf das Taktsignal anspricht, um den ersten Konden­ sator und den zweiten Kondensator wechselweise seriell mit dem Widerstand zu verbinden, und einen Ausgangsver­ stärker (283, 293, 303) aufweist;
eine Abtast/Halte-Schaltung (279), die das gefilterte Ausgangssignal abtastet;
einen Analog/Digital-Wandler (273), der die abgetaste­ ten Werte, die durch die Abtast/Halte-Schaltung gelie­ fert werden, in ein digitales Signal umwandelt; und
einen digitalen Phasenschieber (275), der die Phase des digitalen Signals abwechselnd um eine erste und eine zweite Phasenverschiebung verschiebt, wobei sich die zweite Phasenverschiebung von der ersten um 90° unter­ scheidet, und wodurch der digitale Phasenschieber (275) das gewünschte Frequenz-verschobene Signal liefert.

8. Frequenzumsetzer zum Verschieben der Trägerfrequenz ei­ nes HF-Signals mit einer HF-Mischerschaltung (228) nach Anspruch 1 oder 2; gekennzeichnet durch
ein Filter (233), das das Ausgangssignal der HF-Mi­ scherschaltung filtert;
einen zweiten Mischer (253) mit einem Eingang, der das gefilterte Signal von dem Filter empfängt, einem Oszil­ latoreingang und einem Ausgang;
einen zweiten Oszillator (257), der ein zweites Oszil­ latorsignal liefert; und
eine zweite Einrichtung (255), die von einem Taktsignal angesteuert wird, und wirksam ist, daß ein Ausgangssi­ gnal, das an dem Ausgang des zweiten Mischers anliegt, entsprechend dem Taktsignal zwischen einem ersten und einem zweiten Ausgangssignal wechselt, wobei das erste Ausgangssignal das Ausgangssignal ist, welches der zweite Mischer liefert, wenn das zweite Oszillatorsi­ gnal an dem Oszillatoreingang des zweiten Mischers anliegt, wobei das Quadratur-Ausgangssignal das Aus­ gangssignal ist, welches der zweite Mischer liefert, wenn das zweite Oszillatorsignal um 90° phasenverscho­ ben und dann an dem Oszillatoreingang des zweiten Mischers anliegt.