DE19547768C1 - Elektrische Schaltvorrichtung - Google Patents
Elektrische SchaltvorrichtungInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine elektrische Schaltvorrichtung mit einer einen
Schaltsteueranschluß aufweisenden Schaltereinrichtung, deren Schalten
von einer Steuerschaltung gesteuert wird.
Es gibt Anwendungen, bei denen eine elektrische Last mittels eines
hochpotentialseitigen, also auf der Seite hohen Potentials der Last
liegenden, Schalters in Form eines NMOS-Transistors, also eines N-
Kanal-MOS-Transistors, geschaltet wird. Bei einem hochpotentialseitig
angeordneten NMOS liegt dessen Source üblicherweise an der
hochpotentialseitigen Versorgungsspannungsquelle. Um den NMOS-
Transistor leitend schalten zu können, muß dessen Gate eine
Steuerspannung zugeführt werden, die um mindestens den zum Leiten
dieses Transistors führenden Einschaltspannungsschwellenwert über der
an dessen Source befindlicher Spannung liegen muß. D.h., dem Gate
dieses NMOS-Transistors muß eine Steuerspannung zugeführt werden,
die höher ist als die hochpotentialseitige Versorgungsspannung. Zu
diesem Zweck wird eine Spannungserhöhungsschaftung benötigt,
beispielsweise in Form einer Bootstrap-Schaltung, eines induktiven
Gleichspannungs-Gleichspannungs-Konverters oder einer
Ladungspumpschaltung. Für kostengünstige integrierte Schaltungen
verwendet man am liebsten eine Ladungspumpschaltung, da sie keine
externen Komponenten benötigt. Wenn die integrierte Schaltung mit
niedrigen Versorgungsspannungen auskommen muß, muß dafür Sorge
getragen werden, daß man zu minimalen internen Spannungsabfällen
kommt.
Herkömmliche Ladungspumpschaltungen weisen eine T-Schaltung mit
zwei in Reihe geschalteten Dioden im Längszweig und einem
dazwischen befindlichen Pumpkondensator im Querzweig auf. Die eine
Diode ist auf ihrer vom Pumpkondensator abliegenden Seite mit einer
Versorgungsspannungsquelle verbunden und läßt Ladespannung zum
Kondensator durch, ohne daß dieser wieder über die
Versorgungsspannungsquelle entladen werden könnte. Die zweite Diode
dient der Entkopplung des Lade- oder Pumpkondensators von einer Last,
die an das vom Pumpkondensator abliegende Ende der zweiten Diode
angeschlossen wird. Bei der herkömmlichen Ladungspumpschaltung läßt
sich daher ein Spannungsabfall gleich einem zweifachen
Diodenspannungsabfall nicht vermeiden.
Man könnte nun Schalter wie DMOS-Transistoren anstelle von Dioden
verwenden. Allerdings müßte man solche Schalter ihrerseits mittels einer
zusätzlichen Ladungspumpschaftung treiben. Das Schalten solcher
Schalttransistoren zu Erwirkung einer Gleichrichtung, die bei der
herkömmlichen Ladungspumpschaltung von den Dioden bewirkt wird,
führt zu einer Erhöhung von EMR (elektromagnetische Störstrahlung) im
Bereich der Schaltgrundfrequenz.
Solche Probleme überwindet eine aus der JP 5-83104A bekannte
elektrische Schaltungsvorrichtung mit einer einen Schaltsteueranschluß
aufweisenden Schaltereinrichtung; mit einer zwischen einen ersten
Spannungsquellenanschluß und einen zweiten Spannungsquellenanschluß
einer Spannungsquelle geschalteten Steuerschaltung, die einen mit einem
binären Schaltsteuersignal beaufschlagbaren Steuersignaleingang und
einen auf den Schaltsteueranschluß der Schaltereinrichtung wirkenden
Schaltsignalausgang aufweist und zwei zueinander parallel geschaltete
Steuerschaltungszweige enthält, die je eine Reihenschaltung mit einem
ersten Schalter, einem für den ersten Schalter als schaltbare
Lastimpedanz dienenden zweiten Schalter und einem zwischen erstem
Schalter und zweitem Schalter befindlichen Schaltungsknoten aufweisen,
wobei der Schaltsignalausgang mit dem einen der beiden
Schaltungsknoten verbunden ist, die zweiten Schalter je einen
Lastimpedanzschaltsteueranschluß aufweisen und dadurch kreuzgekoppelt
sind, daß deren Lastimpedanzschaltsteueranschlüsse mit dem
Schaltungsknoten des je anderen Steuerschaltungszweiges verbunden
sind, die ersten Schalter mittels des Schaltsteuersignals gegenläufig
leitend und sperrend schaltbar sind, derart, daß dann, wenn einer der
beiden ersten Schalter leitend geschaltet ist, der jeweils andere erste
Schalter sperrend geschaltet ist und umgekehrt, und die zweiten Schalter
aufgrund ihrer Kreuzkopplung miteinander und aufgrund ihrer
Reihenschaltung mit den ersten Schaltern einerseits gegenläufig
zueinander leitend und sperrend schaltbar sind, derart, daß dann, wenn
einer der beiden zweiten Schalter leitend geschaltet ist, der jeweils
andere zweite Schalter sperrend geschaltet ist und umgekehrt, und
andererseits gegenläufig zu den ersten Schaltern leitend und sperrend
schaltbar sind, derart, daß in jedem Steuerschaltungszweig dann, wenn
dessen erster Schalter leitend geschaltet ist, dessen zweiter Schalter sper
rend geschaltet ist und umgekehrt.
Diese Schaltereinrichtung der bekannten Schaltvorrichtung erzeugt im
leitenden Zustand praktisch keinen Spannungsabfall, da ein leitend
geschalteter MOS-Transistor, durch welchen die Schaltereinrichtung
vorzugsweise gebildet wird, nur eine sehr geringe Impedanz aufweist.
Aufgrund der Ansteuerung der Schaltereinrichtung mit einer
Steuerschaltung der oben genannten Art wird zum Leitend-Schalten der
Schaftereinrichtung keine höhere Spannung benötigt als diejenige
Spannung, welche von der Schaltereinrichtung geschaltet wird.
Wenn man passive Schaltungskomponenten, wie Dioden, durch aktive
Schaltungskomponenten wie Transistorschafter ersetzt, kommt es im
allgemeinen zu zusätzlichem Leistungsverbrauch. Dies ist nicht der Fall
bei der oben genannten Schaltvorrichtung, deren Steuerschaftung derart
aufgebaut ist, daß sie das Schalten der Schaltereinrichtung leistungslos
bewirkt. Denn in jedem der beiden Steuerschaltungszweige ist immer
einer der Schalter nicht-leitend geschaltet.
Vorzugsweise sind sowohl die Schaltereinrichtung als auch die Schalter
der Steuerschaltung durch MOS-Transistoren gebildet. Nun kann es
vorkommen, daß an den Schaltungsknoten, also auch am Gate des die
Schaltereinrichtung bildenden MOS-Transistors, unerwünscht hohe
Spannungen auftreten, die die MOS-Transistoren beeinträchtigen.
Um den die Schaltereinrichtung bildenden MOS-Transistor und die die
zweiten Schalter bildenden, auf der Hochpotentialseite befindlichen
MOS-Transistoren vor schädlich hohen Spannungen zu schützen, ist
erfindungsgemäß in jedem der beiden Steuerschaltungszweige der
Steuerschaltung zwischen dem den ersten Schalter bildenden MOS-
Transistor und dem den zweiten Schalter bildenden MOS-Transistor ein
Schutztransistor, vorzugsweise in Form eines weiteren MOS-Transistors,
vorgesehen, der mittels einer zwischen die Hochpotentialseite der
Spannungsquelle und das Gate des Schutztransistors geschalteten
Vorspannungsquelle dauerhaft leitend gehalten wird. Die an den
Schaltungsknoten der beiden Steuerschaltungszweige und damit am Gate
des die Schaltereinrichtung bildenden MOS-Transistors und an den die
zweiten Schalter bildenden MOS-Transistoren auftretenden Spannungen
können daher maximal so groß sein wie die Differenz zwischen dem
Spannungswert der Vorspannungsquelle und dem Einschaltschwellenwert
der Gate-Source-Spannung des jeweiligen Schutztransistors. Durch
geeignete Bemessung der Vorspannungsquelle kann auf diese Weise
dafür gesorgt werden, daß an allen Schaltungskomponenten, die auf der
Hochpotentialseite der Schutztransistoren liegen, nur verträgliche
Spannungswerte auftreten können.
Wenn die erfindungsgemäße Schaltvorrichtung zum Durchschalten einer
Pumpspannung zu einer kapazitiven Last durchgeschaltet wird,
beispielsweise zum Gate eines hochpotentialseitigen NMOS-
Schalttransistors, kann es vorkommen, daß die Pumpspannung unter den
Momentanwert der Spannung über der kapazitiven Last abfällt. MOS-
Transistoren, wie sie für die zweiten Schalter verwendet werden, weisen
parasitäre Source-Substrat-Dioden (im folgenden SSD genannt) auf, über
welche die abgesunkene Pumpspannung auf das Gate des die
Schaltereinrichtung bildenden MOS-Transistors gelangen könnte, so daß
dieser aufgrund der höheren Ladespannung der kapazitiven Last
unerwünschterweise in einen invers leitenden Zustand gelangen könnte.
Um dies zu verhindern, ist bei einer bevorzugten Ausführungsform in
jedem Steuerschaltungszweig zwischen der Pumpspannungsquelle und
dem zweiten Schafter eine Diode angeordnet, welche eine
Pumpspannung, die auf Werte unterhalb der Lastkapazitätsspannung
abgesunken ist, vom Gate des die Schaltereinrichtung bildenden MOS-
Transistors fernhält.
Wenn die hochpotentialseitige Pumpspannung so weit abfällt, daß die
Diode in dem Schaltsteuerzweig, der mit dem Gate des die
Schaltereinrichtung bildenden MOS-Transistors verbunden ist, sperrt,
gibt es für den Fall, daß der erste Schalter dieses
Steuerschaltungszweiges sperrend geschaltet ist, sowohl auf der
Hochpotentialseite als auch auf der Niederpotentialseite des Gates des
die Schaltereinrichtung bildenden MOS-Transistors ein sperrendes
Element, nämlich die Diode bzw. den ersten Schalter dieses
Schaltsteuerzweiges. Als Folge davon ergibt sich am Gate dieses MOS-
Transistors ein undefiniertes Potential. In Abhängigkeit von Kapazitäten,
Leckströmen und parasitären Effekten könnte es zu einem inversen
Leiten des die Schaltereinrichtung bildenden MOS-Transistors kommen,
obwohl sich dieser im Sperrzustand befinden sollte. Um dies zu
verhindern ist bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung
zwischen den Schaltsteueranschluß der Schaltereinrichtung und den
Lastanschluß die Hauptstrecke eines Sicherheitstransistors geschaltet,
dessen Steuerelektrode an den hochpotentialseitigen
Pumpspannungsanschluß angeschlossen ist und der im leitenden Zustand
die Lastkapazitätsspannung an das Gate des die Schaltereinrichtung
bildenden MOS-Transistors beträgt, so daß ein inverses Leiten dieses
MOS-Transistors verhindert wird.
Weitere Ausführungsformen und Weiterbildungen der Erfindung sind
den Unteransprüchen entnehmbar.
Die erfindungsgemäße Schaltvorrichtung ist vielseitig einsetzbar. Bei
einer Anwendungsmöglichkeit werden die beiden Dioden einer
herkömmlichen Ladungspumpschaltung je durch eine erfindungsgemäße
Schaltvorrichtung ersetzt (Anspruch 13). Man kann die
erfindungsgemäße Schaltvorrichtung aber auch zur Steuerung eines
hochpotentialseitigen MOS-Schalttransistors verwenden (Anspruch 14).
Man kann aber einen solchen hochpotentialseitigen MOS-Schalttransistor
auch durch die erfindungsgemäße Schaltvorrichtung ersetzen (Anspruch
15).
Die Erfindung wird nun anhand von Ausführungsformen näher erläutert.
In den Zeichnungen zeigen:
Fig. 1 ein Schaltbild einer bevorzugten Ausführungsform einer
erfindungsgemäßen Schaltvorrichtung;
Fig. 2 eine Impedanzkennlinie der Schaltvorrichtung nach Fig. 1,
wenn diese leitend geschaltet ist;
Fig. 3 Impedanzkennlinien der Schaltvorrichtung nach Fig. 1, wenn
diese nicht-leitend geschaltet ist;
Fig. 4a eine herkömmliche Ladungspumpschaltung mit Dioden;
Fig. 4b Ladungspumpschaltung dieser Art, bei welcher die Dioden
durch eine erfindungsgemäße Schaltvorrichtung ersetzt sind;
Fig. 5a einen hochpotentialseitigen MOS-Transistor mit herkömmlicher
EIN/AUS-Steuerung;
Fig. 5b einen derartigen hochpotentialseitigen MOS-Transistor mit einer
EIN/AUS-Steuerung mittels einer erfindungsgemäßen
Schaltvorrichtung;
Fig. 6a einen herkömmlichen hochpotentialseitigen MOS-Schalter; und
Fig. 6b eine Schaltung, bei welcher der MOS-Schalter der Fig. 6a
durch eine erfindungsgemäße Schaltvorrichtung ersetzt ist.
Eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltvorrichtung, wie
sie in Fig. 1 gezeigt ist, weist einen Versorgungsspannungseingang VS,
einen Ausgang OUT, an den eine zu schaltende Last anschließbar ist,
und einen Steuersignaleingang C auf. Zwischen VS und OUT ist eine
Schaltereinrichtung in Form eines P-Kanal-MOS-Transistors M
geschaltet, wobei dessen Source S mit VS und dessen Drain D mit OUT
verbunden ist.
Das Gate von M ist an einen Schaltsignalausgang A einer
Steuerschaltung angeschlossen, mittels welcher M in Abhängigkeit
davon, ob am Steuersignaleingang C ein Binärwert "1" bzw. H oder ein
Binärwert "0" oder L anliegt, leitend oder sperrend geschaltet wird. Die
Steuerschaltung ist zwischen den Versorgungsspannungseingang VS und
einen Masseanschluß GND geschaltet. Die Steuerschaltung umfaßt zwei
parallel zueinander geschaltete Steuerschaltungszweige. Jeder dieser
beiden Steuerschaltungszweige weist je eine Reihenschaltung mit einem
ersten Schalter M1 bzw. M2 auf der Niederpotential- oder Masseseite,
einen für den ersten Schalter M1 bzw. M2 als schaltbare Lastimpedanz
dienenden zweiten Schalter M3 bzw. M4 auf der Hochpotentialseite,
einen Schutztransistor M5 bzw. M6 zwischen erstem und zweitem
Schalter und eine Diode D1 bzw. D2 zwischen dem zweiten Schalter
und VS auf. Bei der dargestellten Ausführungsform sind sowohl die
beiden ersten Schalter M1 und M2 als auch die beiden zweiten Schalter
M3 und M4 durch MOS-Transistoren gebildet.
Die Gateanschlüsse von M1 und M2 sind mit dem Steuersignaleingang C
verbunden, und zwar der Gateanschluß von M1 direkt und der
Gateanschluß von M2 über einen Inverter INV. Die Gateanschlüsse der
Schutztransistoren M5 und M6 sind gemeinsam über eine
Vorspannungsquelle VC an den Versorgungsspannungseingang VS
angeschlossen. Dabei ist der positive Anschluß von VC mit VS und der
negative Anschluß von VC mit den Gateanschlüssen von M5 und M6
verbunden.
Zwischen den Transistoren M3 und M5 des ersten
Steuerschaltungszweiges befindet sich ein erster Schaltungsknoten S1.
Zwischen den Transistoren M4 und M6 des zweiten
Steuerschaltungszweiges befindet sich ein zweiter Schaltungsknoten S2.
Die als zweite Schalter M3 und M4 dienenden MOS-Transistoren sind
kreuzgekoppelt derart, daß der Gateanschluß von M3 mit dem
Schaltungsknoten S2 und der Gateanschluß von M4 mit dem
Schaltungsknoten S1 verbunden ist.
Zwischen OUT und S1 ist ein Sicherheitstransistor M7 in Form eines
MOS-Transistors geschaltet. Dessen Drananschluß D ist mit OUT
verbunden, während dessen Source S mit S1 verbunden ist. Der
Gateanschluß von M7 ist mit VS verbunden.
Normalerweise sind bei einem MOS-Transistor dessen Source und
dessen Substrat elektrisch miteinander verbunden, wie es in Fig. 1 für
die beiden Schalter M3 und M4 sowie für die beiden Schutztransistoren
M5 und M6 dadurch symbolhaft dargestellt ist, daß deren Substratpfeile
mit dem Sourceanschluß S des jeweiligen Transistors verbunden sind.
Die Transistoren M und M7 unterscheiden sich von diesem Normalfall
dadurch, daß deren Bulk- oder Substratanschlüsse und deren
Sourceanschlüsse elektrisch voneinander getrennt und mit separaten
Kontakten versehen sind. Daher sind bei diesen beiden Transistoren M
und M7 die Substratpfeile in Form eines vierten Anschlusses dargestellt,
der im Fall des Transistors M über eine Diode D3 mit VS und im Fall
des Transistors M7 über eine Diode D4 mit OUT verbunden ist.
Bei den Dioden D1 und D2 handelt es sich um Diffusionsdioden,
während die Dioden D3 und D4 durch Schottky-Dioden gebildet sind.
Dabei liegen die Anoden der drei Dioden D1, D2 und D3 am
Versorgungsspannungseingang VS, während die Anode der Diode D4 an
OUT liegt.
Die Transistoren M1 und M2 sind N-Kanal-MOS-Transistoren. Die
restlichen Transistoren M und M3 bis M7 sind P-Kanal-MOS-
Transistoren.
MOS-Transistoren weisen parasitäre Dioden auf, die in Fig. 1 bei
denjenigen Transistoren eingezeichnet sind, bei welchen sie eine Rolle
für die später erläuterte Funktion der in Fig. 1 gezeigten
Schaltvorrichtung haben. Diese parasitären Dioden bilden einerseits eine
Diodenstrecke vom Drainanschluß zum Substratanschluß, hier Drain-
Substrat-Diode-DSD genannt, und andererseits eine Diodenstrecke vom
Sourceanschluß zum Substratanschluß, hier Source-Substrat-Diode-SSD
genannt. In der Regel sind die Sourcezone und eine
Substratkontaktierungszone elektrisch miteinander verbunden, und zwar
üblicherweise dadurch, daß sie eine gemeinsame
Kontaktierungsmetallisierung aufweisen. Diese schließt die parasitäre
Source-Substrat-Diode SSD kurz, wie dies für die Transistoren M3 und
M4 symbolisch dargestellt ist. Deren Drain-Substrat-Diode DSD stellt
daher eine parasitäre Verbindung zwischen Drain und Source eines
solchen Transistors dar.
Sind dagegen die Sourcezone und die Substratkontaktierungszone
voneinander elektrisch getrennt, wie dies der Fall für die Transistoren M
und M7 ist, bestehen parasitäre Verbindungen zwischen Drain und
Substrat einerseits und Substrat und Source andererseits über die
parasitären Drain-Substrat-Dioden DSD bzw. die parasitären Source-
Substrat-Dioden SSD.
Bei entsprechenden Spannungsverhältnissen innerhalb der Schaltung
können solche parasitären Dioden leiten und dazu führen, daß die
eigentlichen Leit- und Sperr-Funktionen von MOS-Transistoren
verfälscht werden.
Die Vorspannungsquelle VC weist einen derartigen Spannungswert auf,
daß die Schutztransistoren M5 und M6 dauerhaft leiten. Über den Gate-
Source-Strecken dieser Transistoren liegt daher eine Gate-Source-
Spannung, die mindestens so groß ist wie die zum Leiten dieser
Transistoren erforderliche Schwellenwertspannung. An den
Sourceanschlüssen S der beiden Transistoren M5 und M6 liegt daher
maximal eine Spannung gleich der Differenz zwischen dem
Spannungswert von VC und der Schwellenwertspannung der
Transistoren M5 und M6. Geht man beispielsweise von einer
Schwellenwertspannung von 2V und einem Spannungswert der
Vorspannungsquelle VC von 10V aus, tritt an den Sourceanschlüssen
von M5 und M6 eine Spannung von höchstens 8V auf. Dies auch dann,
wenn der Versorgungsspannungseingang VS auf viel höheren
Spannungen liegen sollte. Die Schutztransistoren M5 und M6 schützen
daher sowohl das Gate von M als auch die auf der Hochpotentialseite
der Schutztransistoren M5 und M6 liegenden Komponenten, nämlich die
Transistoren M3 und M4 sowie die Dioden D1 und D2.
Bei einer praktischen Realisierung der in Fig. 1 gezeigten Schaltung ist
somit der Spannungswert der Vorspannungsquelle VC so zu wählen, daß
nach Abzug der zum Leiten von M5 und M6 führenden Gate-Source-
Schwellenwertspannung an den Sourceanschlüssen von M5 und M6 nur
noch eine für das Gate von M und für die Transistoren M3 und M4 und
die Dioden D1 und D2 verträgliche Spannung übrig bleibt.
Es wird nun die Wirkungsweise der in Fig. 1 gezeigten Schaltung
erläutert. Dabei wird angenommen, daß an OUT eine kapazitive Last
angeschlossen ist, beispielsweise das Gate eines hochpotentialseitigen
MOS-Schalttransistors, der mittels der Schaltvorrichtung nach Fig. 1
leitend und sperrend geschaltet werden soll. Damit die an VS
angeschlossene Versorgungsspannungsquelle, beispielsweise in Form
einer Ladungspumpschaltung, möglichst wenig belastet wird, soll die
Schaltsteuerung leistungslos und ohne einen Spannungsabfall, wie er
beispielsweise durch Dioden verursacht würde, erfolgen. Des weiteren
soll die an OUT angeschlossene kapazitive Last von der
Schaltvorrichtung nach Fig. 1 auch dann nicht entladen werden, wenn
die an VS anliegende Versorgungsspannung bis in den Bereich der über
der kapazitiven Last und damit an OUT auftretenden Last abfällt oder
gar darunter.
Das EIN/AUS-Schalten des Schalttransistors M erfolgt über ein binäres
Schaltsteuersignal, das dem Steuersignaleingang C zugeführt wird. Weist
das Schaltsteuersignal hohes Potential H auf, dem beispielsweise der
Binärwert "1" zugeordnet ist, sind M1 leitend und M2 nicht leitend
geschaltet. Da die beiden Schutztransistoren M5 und M6 immer leitend
geschaltet sind, gelangt auf diese Weise an den ersten Schaltungsknoten
S1 und damit über den Schaltsignalausgang A an das Gate von M
niedriges Potential, bei dem es sich praktisch um Massepotential handelt.
Das niedrige Potential an S1 bewirkt, daß M4 leitet, so daß an S2 hohes
Potential liegt, praktisch der an VS auftretende Spannungswert. Dies
führt zum Sperren von M3. Am Gate von M wird dadurch ein
definiertes niedriges Potential sichergestellt, so daß M sicher leitet und
von VS über M und OUT ein Ladestrom in die an OUT angeschlossene
kapazitive Last fließen kann.
Dafür ist Voraussetzung, daß das Potential an VS so weit über dem über
M1 und M5 an S1 durchgeschalteten Massepotential liegt, daß die Gate-
Source-Spannung von M über dem Schwellenwert für das Leiten von M
liegt. Unter dieser Voraussetzung leiten die Dioden D1 und D2.
Liegt am Steuersignaleingang C ein Steuersignal mit einem niedrigen
Potential L bzw. mit dem Binärwert "0", sperrt M1, während M2 leitet.
Damit liegt am Schaltungsknoten S2 niedriges Potential, so daß M3
leitet. Aufgrund des gleichzeitigen Sperrens von M1 und Leitens von
M3 liegt der Schaltungsknoten S1 auf hohem Potential, so daß M und
M4 sperren. Die Verbindung zwischen VS und OUT ist daher gesperrt.
Um M schalten zu können, muß auf der Hochpotentialseite von M5 eine
schaltbare Impedanz vorhanden sein, die im Sperrzustand so hoch ist,
daß am Gate von M ein ausreichend niedriges Potential L für das Leiten
von M sichergestellt wird. Diese schaltbare Impedanz wird durch M3
gebildet. Um M in den Sperrzustand zu schalten, muß M3 leitend
geschaltet werden. Hierfür wird der in Fig. 1 rechte Schaltsteuerzweig
verwendet.
Infolge der Kreuzkoppelung von M3 und M4 durch das Verbinden von
deren Gateanschlüssen mit dem Schaltungsknoten des je anderen
Schaltsteuerzweiges wird ein bistabiles Verhalten der Steuerschaltung
erreicht. Solange das Potential von VS ausreichend über dem Potential
von OUT liegt, wird daher von der Schaltsteuerschaltung mit den ersten
Transistoren M1, M2 und den zweiten Transistoren M3, M4 immer ein
sicheres Schalten von M in Abhängigkeit von dem an C anliegenden
binären Steuersignal sichergestellt.
Aufgrund des gegenläufigen EIN/AUS-Schaltens von M1 und M2 und
als Folge der Kreuzkopplung von M3 und M4 wird erreicht, daß in
jedem der beiden Schaltsteuerzweige von den beiden Transistoren M1
und M3 bzw. M2 und M4 immer einer leitend und der andere sperrend
geschaltet ist. In keinem der über das Steuersignal an C gesteuerten
Schaltzustände der Steuerschaltung gibt es eine leitende Verbindung
zwischen VS und GND, so daß diese Steuerschaltung immer leistungslos
arbeitet.
Die Dioden D1, D2 und D3 sind vorgesehen, um zu verhindern, daß der
Transistor M dann, wenn das Potential an VS unter das Potential an
OUT abfällt, in einen invers leitenden Zustand gelangt, obwohl er durch
Anlegen eines Steuersignals mit niedrigem Potential L an den
Steuersignaleingang C sperren sollte. Bei diesen Potentialverhältnissen
an VS und OUT würden die parasitären Drain-Substrat-Dioden DSD von
M3 und M4 leiten. Als Folge davon träte am Gate von M eine
Spannung auf, die niedriger als die an OUT anliegende Spannung ist,
was M in einen invers leitenden Zustand brächte und zu einer Belastung
oder Entladung der an OUT liegenden kapazitiven Last führte. Die
Dioden D1 und D2 verhindern diesen Effekt, indem sie sperren, wenn
das an VS liegende Potential zu niedrig wird.
Wenn bei einem niedrigen Potential des Steuersignals am
Steuersignaleingang C M1 sperrt und aufgrund der Tatsache, daß das an
VS liegende Potential niedriger als das an OUT auftretende Potential ist,
die Diode D1 sperrt, ist das Potential am Schaltungsknoten S1 und damit
am Gate von M floatend oder undefiniert. Welches Potential sich am
Gate von M einstellt, hängt von Effekten ab, die nicht voraussagbar
sind, beispielsweise kapazitive Effekte, parasitäre Effekte, Leckströme
usw. Dies könnte dazu führen, daß M trotz der Einfügung der Diode
D1 doch invers leitet. Dies wird mit Hilfe des Sicherheitstransistors M7
verhindert. Da das Gate von M7 mit VS verbunden ist, kommt es dann,
wenn das Potential an VS kleiner ist als das Potential an OUT, zum
inversen Leiten von M7, wodurch das an OUT liegende Potential über
M7 auf den Schaltungsknoten S1 und damit an das Gate von M gelangt.
Infolge dessen befinden sich Drain und Gate von M auf gleichem
Potential, nämlich auf dem an OUT liegenden Potential. Dies verhindert,
daß M invers leitet.
Wenn das Substrat des Transistors M mit dessen Source elektrisch
verbunden wäre, wie es für einen MOS-Transistor der Normalfall ist,
entstünde dann, wenn die Spannung an VS unter die Spannung an OUT
absinkt, über die Drain-Source-Diode DSD des Transistors M eine
leitende Verbindung zwischen VS und OUT, was zu einer Entladung der
an OUT liegenden kapazitiven Last über DSD von M zu VS führen
würde. Um dies zu verhindern, wird für M ein MOS-Transistor
verwendet, dessen Source und Substrat elektrisch voneinander getrennt
und mit getrennten elektrischen Anschlüssen versehen sind, so daß
dessen Source-Substrat-Diode SSD nicht in der sonst üblichen Weise
elektrisch überbrückt ist. Da von der parasitären Diode SSD von M die
Anode zu VS weist, diese parasitäre Diode SSD also nicht leitet, wenn
das Potential an VS unter das Potential von OUT abfällt, bildet diese
parasitäre Diode eine Sperre gegen eine Entladung der kapazitiven Last
an OUT nach VS.
Die Diode D3 ist vorgesehen, damit bei einem Abfall des Potentials von
VS unter das Potential von OUT nicht trotz elektrischer Trennung von
Source und Substrat des Transistors M das Potential von VS an den
Drainanschluß von M gelangt, und zwar über die parasitäre Drain-
Substrat-Diode DSD. Bei derartigen Potentialverhältnissen an VS und
OUT sperrt die Diode D3. Ein Entladungsweg für die an OUT
angeschlossene kapazitive Last zum Versorgungsspannungseingang VS
ist somit sicher unterbunden.
Würde man für den Sicherheitstransistor M7 einen MOS-Transistor
verwenden, bei dem in üblicher Weise Substrat und Source elektrisch
miteinander verbunden sind, würde es dann, wenn das Steuersignal am
Steuersignaleingang C hohes Potential aufweist und aufgrund des Leitens
von M1 in etwa Massepotential am Schaltungsknoten S1 liegt, über die
parasitäre Drain-Substrat-Diode DSD von M7 zu einer leitenden
Verbindung zwischen OUT und GND kommen, was zu einer Entladung
der an OUT angeschlossenen kapazitiven Last zu GND (Masse) führen
würde. Dies wird dadurch verhindert, daß auch für M7 ein MOS-
Transistor verwendet wird, bei dem Source und Substrat elektrisch
voneinander getrennt und mit getrennten elektrischen Anschlüssen
versehen sind. Die sich dadurch elektrisch auswirkende parasitäre
Substrat-Source-Diode SSD von M7 kann daher eine Sperre gegen eine
leitende Verbindung zwischen OUT und GND bilden.
Wäre der separat von der Sourcezone kontaktierte Substrat- oder Bulk-
Bereich von M7 direkt mit OUT verbunden, geriete die parasitäre
Source-Substrat-Diode SSD von M7 in den leitenden Zustand, wenn das
Potential an OUT zu negativ wird. Es könnte dann zu parasitären
Effekten kommen, die sich nachteilig auf die an OUT angeschlossenen
Schaltungen auswirken könnten. Dies wird durch Anordnung der Diode
D4 vermieden. Die Dioden D3 und D4, mittels welchen die separat
kontaktierten Source- und Bulk-Bereiche von M und M7 mit VS bzw.
OUT verbunden sind, sind vorzugsweise Schottky-Dioden, weil diese
eine niedrigere Durchlaßschwellenspannung als PN-Dioden aufweisen.
Würde man beispielsweise für D3 eine PN-Diode verwenden, läge der
separat kontaktierte Source-Bereich von M auf einem Potential, das um
eine PN-Dioden-Durchlaßspannung niedriger ist als das Potential von
VS. Damit könnte die parasitäre Source-Substrat-Diode SSD von M
unerwünscht leiten. Da aber die Schottky-Dioden-Durchlaßspannung von
D3 niedriger ist als die PN-Dioden-Durchlaßspannung der parasitären
Source-Substrat-Diode SSD von M, ist die Spannungsdifferenz zwischen
Source und Substrat bzw. Bulk von M zu niedrig, um SSD in den
leitenden Zustand zu bringen.
Aus gleichen Überlegungen wird für D4 eine Schottky-Diode verwendet.
Die Fig. 2 und 3 zeigen Impedanzkennlinien der in Fig. 1 dargestellten
Schaltvorrichtung. Fig. 2 zeigt eine Impedanzkennlinie für den Fall, daß
am Steuersignaleingang C hohes Potential H oder ein Binärwert "1"
liegt, der Schalttransistor M somit leitend geschaltet ist. Fig. 3 zeigt
Impedanzkennlinien für den Fall, daß am Steuersignaleingang C
niedriges Potential L oder der Binärwert "0" anliegt und der
Schalttransistor M daher sperren soll. Die Fig. 2 und 3 zeigen Ströme in
Abhängigkeit von der am Lastausgang OUT liegenden Spannung VOUT.
Fig. 2 zeigt den infolge des Leitens von M am Lastanschluß OUT
fließenden Strom IOUT. Fig. 3 zeigt den bei sperrend geschaltetem
Schalttransistor M am Lastausgang OUT fließenden Strom IOUT und den
bei sperrendem M am Versorgungsspannungseingang S fließenden Strom
IVS.
Aus Fig. 2 ist entnehmbar, daß die Schaltvorrichtung gemäß Fig. 1 bei
Spannungswerten von VOUT, die im Bereich der am
Versorgungsspannungseingang VS liegenden Spannung VVS liegen, sich
wie ein linearer Widerstand verhält und in Abhängigkeit davon, ob
VOUT größer oder kleiner als VVS ist, Strom in der einen oder der
anderen Richtung leitet. In diesem mittleren Bereich der
Impedanzkennlinie von Fig. 2 verhält sich die Schaltvorrichtung nach
Fig. 1 also wie ein mechanischer elektrischer Schalter.
Fig. 3 zeigt, daß bei gesperrtem M sowohl für den Lastanschluß OUT
als auch für den Versorgungsspannungseingang VS gesehen nur sehr
kleine Ströme im pA-Bereich fließen, praktisch also kein Strom fließt,
die Schaltvorrichtung nach Fig. 1 also praktisch sperrt.
Die erfindungsgemäße Schaltvorrichtung läßt sich überall dort vorteilhaft
einsetzen, wo im leitend geschalteten Zustand ein geringer
Spannungsabfall, ein hoher Schutz gegen Leiten im gesperrten Zustand
und ein möglichst geringer Leistungsverbrauch gefragt sind. Mit solchen
Eigenschaften eignet sich die erfindungsgemäße Schaltvorrichtung
beispielsweise besonders für geschaltete Gleichrichter,
Ladungspumpschaltungen und ganz allgemein für hochpotentialseitige
Schalter mit niedrigem Leistungsbedarf, wie sie z. B. im
Automobilbereich benötigt werden.
In den Fig. 4a bis 6b sind einige Einsatzmöglichkeiten für die
erfindungsgemäße Schaltvorrichtung schematisch angedeutet. Die mit a
bezeichneten Figuren zeigen herkömmliche Schaltungen, während die
mit b bezeichneten Figuren mit der erfindungsgemäßen Schaltvorrichtung
aufgebaute Schaltungen gleicher Grundfunktion darstellen, wobei das
Schaltsymbol des in einem Rechteckblock untergebrachten Schalters je
eine erfindungsgemäße Schaltvorrichtung bedeutet.
Die Fig. 4a und 4b zeigen je eine Ladungspumpschaltung mit einem
Dioden verwendeten herkömmlichen Aufbau bzw. mit einem
erfindungsgemäße Schaltvorrichtungen verwendenden neuen Aufbau.
Fig. 5a und 5b zeigen eine Steuereinrichtung für das Schalten eines
hochpotentialseitigen MOS-Transistors mit herkömmlicher
Schaltvorrichtung bzw. erfindungsgemäßer Schaltvorrichtung. Die Fig. 6a
und 6b zeigen einen hochpotentialseitigen Schalter in herkömmlichem
Aufbau mit einem MOS-Transistor und in neuem Aufbau mit einer
erfindungsgemäßen Schaltvorrichtung.
Claims (17)
1. Elektrische Schaltvorrichtung
- a. mit einer einen Schaltsteueranschluß aufweisenden Schalter einrichtung (M);
- b. mit einer zwischen einen ersten Spannungsquellenanschluß (VS)
und einen zweiten Spannungsquellenanschluß (GND) einer
Spannungsquelle geschalteten Steuerschaltung, die
- b1. einen mit einem binären Schaltsteuersignal beaufschlagbaren Steuersignaleingang (C) und einen auf den Schaltsteueran schluß der Schaltereinrichtung (M) wirkenden Schaltsignalaus gang (A) aufweist und
- b.2 zwei zueinander parallel geschaltete Steuerschaltungszweige enthält,
- b.3 die je eine Reihenschaltung mit einem ersten Schalter (M1, M2), einem für den ersten Schalter (M1, M2) als schaltbare Lastimpedanz dienenden zweiten Schalter (M3, M4) und einem zwischen erstem Schalter (M1, M2) und zweitem Schalter (M3, M4) befindlichen Schaltungsknoten (S1, S2) aufweisen;
wobei:
- c. der Schaltsignalausgang (A) mit dem einen (S1) der beiden Schaltungsknoten (S1, S2) verbunden ist;
- d. die zweiten Schalter (M3, M4) je einen Lastimpedanzschalt steueranschluß aufweisen und dadurch kreuzgekoppelt sind, daß deren Lastimpedanzschaltsteueranschlüsse mit dem Schaltungs knoten (S1, S2) des je anderen Steuerschaltungszweiges ver bunden sind;
- e. die ersten Schalter (M1, M2) mittels des Schaltsteuersignals gegenläufig leitend und sperrend schaftbar sind, derart, daß dann, wenn einer der beiden ersten Schalter (M1, M2) leitend geschaltet ist, der jeweils andere erste Schalter (M1, M2) sper rend geschaltet ist und umgekehrt; und
- f. die zweiten Schalter (M3, M4) aufgrund ihrer Kreuzkopplung
miteinander und aufgrund ihrer Reihenschaltung mit den ersten
Schaltern (M1, M2)
- f.1 einerseits gegenläufig zueinander leitend und sperrend schalt bar sind, derart, daß dann, wenn einer der beiden zweiten Schalter leitend geschaltet ist, der jeweils andere zweite Schal ter (M3, M4) sperrend geschaltet ist und umgekehrt,
- f.2 und andererseits gegenläufig zu den ersten Schaltern (M1, M2) leitend und sperrend schaltbar sind, derart, daß in jedem Steu erschaltungszweig dann, wenn dessen erster Schalter (M1, M2) leitend geschaltet ist, dessen zweiter Schalter (M3, M4) sper rend geschaltet ist und umgekehrt,
dadurch gekennzeichnet,
daß in jedem der beiden Steuerschaltungszweige zwischen dem
Schaltungsknoten (S1, S2) und dem ersten Schalter (M1, M2) die
Hauptstrecke eines eine Steuerelektrode aufweisenden Schutz
transistors (M5, M6) angeordnet ist, deren Steuerelektroden
gemeinsam über eine Vorspannungsquelle (VC) mit dem ersten
Spannungsquellenanschluß (VS) verbunden sind, wobei der
Vorspannungswert der Vorspannungsquelle (VC) derart bemessen
ist, daß die beiden Schutztransistoren (M5, M6) immer leiten und
an deren zum jeweiligen Schaltungsknoten (S1, S2) weisender Seite
daher immer ein Spannungswert auftritt, der maximal so hoch ist
wie die Differenz zwischen dem Spannungswert der
Vorspannungsquelle (VC) und
der Schwellenwertspannung der Schutztransistoren.
2. Schaltvorrichtung nach Anspruch 1,
bei welcher die Schaltereinrichtung (M) und die ersten und zweiten
Schalter (M1-M4) je durch einen Schalttransistor gebildet sind.
3. Schaltvorrichtung nach Anspruch 1,
bei welcher die Schaltereinrichtung (M) und die Schalttransistoren je
durch einen MOS-Transistor gebildet und der die
Schaltereinrichtung (M) bildende MOS-Transistor und die die
zweiten Schalter (M3, M4) bildenden MOS-Transistoren von einem
ersten Kanaltyp und die die ersten Schalter (M1, M2) bildenden
MOS-Transistoren vom entgegengesetzten Kanaltyp sind.
4. Schaltvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3,
bei welcher ein Steueranschluß eines (M1) der beiden ersten Schal
ter (M1, M2) direkt und ein Steueranschluß des anderen (M2) der
beiden ersten Schalter (M1, M2) über einen Inverter (INV) mit dem
Steuersignaleingang verbunden ist.
5. Schaltvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4,
bei welcher die Schutztransistoren (M5, M6) je durch einen MOS-
Transistor mit einer Gateelektrode als Steuerelektrode gebildet und
vom selben Kanaltyp wie die die Schaltereinrichtung (M) und die
zweiten Schalter (M3, M4) bildenden MOS-Transistoren sind.
6. Schaltvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4,
bei welcher in jedem der beiden Steuerschaltungszweige zwischen
dem zweiten Schalter (M3, M4) und dem ersten Spannungsquellen
anschluß (VS) eine Diode (D1, D2) angeordnet ist, deren Anode zu
demjenigen der beiden Spannungsquellenanschlüsse (VS, GND)
weist, dessen Potential positiv bezüglich des anderen der beiden
Spannungsquellenanschlüsse (VS, GND) ist.
7. Schaltvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6,
bei welcher die Schaltstrecke der Schaltereinrichtung (M) zwischen
den ersten Spannungsquellenanschluß (VS) und einen Lastanschluß
(OUT) für eine zu schaltende Last geschaltet ist.
8. Schaltvorrichtung nach Anspruch 7,
bei welcher die Schaltereinrichtung (M) durch einen MOS-Transi
stor gebildet ist, dessen Sourcekontakt und dessen Substratkontakt
elektrisch voneinander getrennt sind, wobei der Substratkontakt über
eine dritte Diode (D3) mit dem ersten Spannungsquellenanschluß
(VS) verbunden ist und die Anode der dritten Diode (D3) zu demje
nigen der beiden Spannungsquellenanschlüsse (VS, GND) weist,
dessen Potential positiv bezüglich des anderen der beiden Span
nungsquellenanschlüsse (VS, GND) ist.
9. Schaltvorrichtung nach Anspruch 8,
bei welcher die dritte Diode (D3) durch eine Schottky-Diode gebil
det ist.
10. Schaltvorrichtung nach einem der Ansprüche 2 bis 9,
bei welcher zwischen den Schaltsteueranschluß der Schaltereinrich
tung (M) und den Lastanschluß (OUT) die Hauptstrecke eines Si
cherheitstransistors (M7) geschaltet ist, dessen Steuerelektrode an
den ersten Spannungsquellenanschluß (VS) angeschlossen ist und der
ein inverses Leiten des die Schaltereinrichtung (M) bildenden MOS-
Transistors verhindert.
11. Schaltvorrichtung nach Anspruch 10,
bei welcher der Sicherheitstransistor (M7) durch einen MOS-Transi
stor gebildet ist, dessen Sourcekontakt und dessen Substratkontakt
elektrisch voneinander getrennt sind, wobei der Substratkontakt über
eine vierte Diode (D4) mit dem Lastanschluß
(OUT) verbunden ist und die Anode der vierten Diode (D4) zu dem
Lastanschluß (OUT) weist.
12. Schaltvorrichtung nach Anspruch 11,
bei welcher die vierte Diode (D4) durch eine Schottky-Diode gebil
det ist.
13. Schaltvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 12 als
Schaltungseinrichtung in einer Ladungspumpschaltung zur
Erzeugung einer Pumpspannung, deren Pumpspannungswert größer
ist als der Spannungswert einer die Ladungspumpschaltung
speisenden Versorgungsspannungsquelle, mit einer T-Schaltung, die
in an sich bekannter Weise eine Reihenschaltung mit zwei
Schaltungseinrichtungen und einen einen Endes an einen
Verbindungspunkt zwischen den beiden Schaltungseinrichtungen
angeschlossenen Pumpkondensator aufweist.
14. Schaltvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 12 als
Schaltsteuervorrichtung zum Steuern des Leitend- und Sperrend-
Schaltens eines auf der Seite hohen Potentials einer zu schaltenden
Last befindlichen MOS-Schalttransistors, dessen nicht mit der Last
verbundene Hauptstreckenelektrode mit einem
Versorgungsspannungsanschluß verbunden ist und dessen Gate zum
Leitend-Schalten des MOS-Schaltungstransistors eine Gatespannung
benötigt, die über dem Spannungswert des
Versorgungsspannungsanschlusses liegt, wobei der
Spannungsquellenanschluß (VS) durch einen Pumpspannungsausgang
einer Ladungspumpschaltung gebildet wird.
15. Schaltvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 12 als Schalter
auf der Seite hohen Potentials einer zu schaltenden Last.
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