DE19506109C1 - Verfahren und Anordnung zur Schätzung der Impulsantwort eines Übertragungskanals - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Schätzung eines Übertragungskanals gemäß dem Oberbegriff des Patentan­ spruchs 1. Weiterhin bezieht sich die Erfindung auf eine An­ ordnung zur Durchführung des Verfahrens und eine für die Durchführung des Verfahrens geeignete Teilnehmerstation.

Bei einer Übertragung von Signalen, beispielsweise digitaler Funksignale, über zeitvariante und umwegebehaftete Funkkanäle treffen die gesendeten Signale sowohl über unterschiedliche Ausbreitungswege mit unterschiedlichen Laufzeiten und Phasen­ lagen, als auch mit unterschiedlichen Signalstärken bzw. Emp­ fangspegeln, aus unterschiedlichen Richtungen am Empfangsort ein.

Die Fig. 1 zeigt am Beispiel eines Mobilfunksystems mögliche Ausbreitungswege. Außer einem Signal auf dem direkten Weg W erreicht eine Reihe von Signalkomponenten, die im Fernfeld der Empfangsantenne A einer Mobilstation MS an Hindernis sen H1 bis H3 oder beispielsweise an einem Gebirge G reflektiert werden, über Umwege W1 bis Wn die Mobilstation MS. Das Maß der Verzögerung der Signalkomponenten ist abhängig von den Weglängendifferenzen der einzelnen Umwege W1 bis Wn, während die Pegelwerte durch die auf dem entsprechenden Umweg herr­ schende Funkfelddämpfung bestimmt werden.

Die von einer Basisstation BS abgegebenen Signale erleiden auch in der unmittelbaren Umgebung der Mobilstation MS, d. h. im Nahfeld der Antenne A eine Streuung. Diese Streuung wird dadurch verursacht, daß die Mobilstation MS üblicherweise ei­ ne effektive Antennenhöhe von nur 1,5 m besitzt, während die unmittelbar umgebenden, reflektierenden Hindernisse H1 bis H3 typischerweise um Faktoren höher sind. Somit wird durch die Reflexionsfähigkeit der Oberflächenstruktur der umgebenden Hindernisse H1 bis H3 bewirkt, daß neben den durch Abschat­ tung und Beugung gedämpften Hauptwelle jeder Komponente der Signale auf dem Funkkanal ein ganzes Bündel von begleitenden, diffusen Wellenkomponenten mit äußerst geringen gegenseitigen Verzögerungen und mit etwa gleich großen Pegelwerten, die An­ tenne A erreicht. Darüber hinaus tritt eine Streuung auch durch die Oberflächenbeschaffenheit eines Hindernisses H1 bis H3 oder des Geländes G an entfernten Reflexionsstellen auf, durch die die Signalkomponenten an den Empfangsort reflek­ tiert werden. Somit befindet sich die Mobilstation MS in ei­ nem dispersiven Feld von Wellenkomponenten, die im Mittel gleichverteilt aus allen Richtungen auf die Antenne A einfal­ len. Die vektorielle Addition der Wellenkomponenten ergibt das resultierende Summensignal pro Signalkomponente an der Antenne A, während die resultierende Phase den Phasenwinkel zwischen der direkten Welle und dem resultierenden Vektor be­ schreibt.

Solange sich die Mobilstation MS und/oder die beteiligten Re­ flexionsstellen in einem stationären Zustand befinden und sich damit nicht bewegen, verändert das Summensignal pro Si­ gnalkomponente seine Amplitude und Phase nicht.

Wenn sich die Mobilstation MS bewegt, erleiden die Wellenkom­ ponenten, die die Antenne A aus der Bewegungsrichtung tref­ fen, je nach Einfallswinkel mehr oder weniger ausgeprägte, positive Dopplerverschiebungen. Gleichzeitig erleiden solche Wellenkomponenten, die aus der Gegenrichtung eintreffen, ne­ gative Dopplerverschiebungen. Diese symmetrische Dopplerver­ teilung führt in der Frequenzachse zwangsläufig zu einem re­ lativ symmetrischen Dopplerspektrum. Ein symmetrisches Dopp­ lerspektrum, wie es in Fig. 2 dargestellt ist, wurde von W.C. Jakes in "Microwave Mobile Communications", Wiley, 1974 be­ schrieben. In Fig. 2 sind in Abszissenrichtung die Doppler­ frequenz fd und in Ordinatenrichtung die spektrale Leistungs­ dichte dargestellt. Bei der vektoriellen Addition der Wellen­ komponenten und unter dem Einfluß der Bewegung der Mobilsta­ tion MS ergibt sich, daß die unterschiedlichen Dopplerver­ schiebungen der dispersiven Wellenkomponenten, die zu den einzelnen Signalkomponenten gehören, zu ortsabhängigen, sto­ chastischen Amplituden- und Phasenschwankungen pro Signalkom­ ponente führen. Diese Amplituden- und Phasenschwankungen sind jedoch miteinander vektoriell verknüpft. Die stochastischen Schwankungen der über unterschiedliche Umwege empfangenen Si­ gnalkomponenten sind aber unkorreliert.

Die Verteilungswahrscheinlichkeit der Amplitudenschwankungen entspricht einer sogenannten Rayleigh-Verteilung und wird allgemein als Rayleigh-Fading bezeichnet, während die Phasen­ schwankungen gleichverteilt sind und als parasitäres Phasen­ rauschen (random phase noise) bezeichnet werden. Durch die vektorielle Addition wird immer dann, wenn die Summenampli­ tude sehr klein wird, die Veränderungsgeschwindigkeit der Summenphase sehr groß. Dies führt zu einer momentanen und großen Frequenzablage df = dϕ/dt.

Auf den Übertragungskanälen tritt somit eine Reihe von zeit­ lich nacheinander eintreffenden Signalkomponenten auf, die durch relativ lange Umwege im Fernfeld der Antenne A verur­ sacht werden. Der Summenpegel jeder Signalkomponente weist aufgrund der Nahfeldstreuung voneinander unabhängige ortsver­ teilte, stochastische und geschwindigkeitsabhängige Pegel­ schwankungen und die damit korrelierten Phasenschwankungen auf. Zusätzlich besitzt jede Signalkomponente das von der Pe­ gelschwankung unabhängige, jedoch auch ortsabhängig veränder­ liche Dopplerspektrum, dessen spektrale Breite ebenfalls ge­ schwindigkeitsabhängig ist. Zusätzlich unterliegen alle im Fernfeld reflektierten Signalkomponenten, bedingt durch die Ortsabhängigkeit des Mehrwegeprofils, einer ortsabhängigen Verzögerung, bezogen auf den direkten Weg W.

Damit kann der Funkkanal als Transversalstruktur mit der Im­ pulsantwort h_i(t-τ_i) beschrieben werden. Eine solche Darstel­ lung ist in Fig. 3 gezeigt. Die erste Komponente der Impuls­ antwort stellt typischerweise das komplexe, über den direkten Weg empfangene Signal h₀(t) dar. Jede weitere, verzögerte Si­ gnalkomponente wird mit einem komplexen Koeffizienten h_i(t-τ_i) gewichtet. Die Verzögerungen d_i entsprechen dabei dem zeitlichen Abstand d_i = τ_i-1-τ_i zwischen zwei nacheinander eintreffenden Signalkomponenten.

Somit kann das Empfangssignal r(t) als Zeitfunktion des Sen­ designals s(t) beschrieben werden:

r(t) = h₀(t) + h₁(t-τ₁) + h₂(t-τ₂) + h₃(t-τ₃) . . . + h_n(t-τ_n).

Der Signalvektor h_i(t), stellt hierin den Momentanwert des stochastisch schwankenden, komplexen Empfangssignals auf dem entsprechenden Ausbreitungsweg dar. Die Laufzeitdifferenz τ_i hingegen beschreibt als weitere Variable die momentane Verzö­ gerung des Umweges h_i(t-τ_i) gegenüber dem direkten Weg h₀(t) und entspricht dem momentanen Wert des zeitvarianten Reflexi­ onsverhalten der Mehrwege-Ausbreitungsstrecke.

Bei der Übertragung mit relativ niedrigen Bitraten ist die Nachbarzeichenstörung gering, soweit die Bedingung erfüllt ist, daß die Zeichenlänge der Nutzsignale groß ist gegen die Zeichenverschiebungen im Funkkanal. In solchen Fällen tritt lediglich ein mehrwegebedingter, erhöhter Phasenjitter auf.

Wenn jedoch höhere Bitraten, d. h. kürzere Zeichen, übertragen werden, wirken sich die gegenseitigen Verschiebungen der Si­ gnalkomponenten als Nachbarzeichenstörungen aus. Im Grenzfall kann die Verschiebung der einzelnen Signalkomponenten sogar mehrere Zeichen betragen. Sobald eine merkliche Nachbarzei­ chenstörung auftritt, geht die Erkennbarkeit der Zeichen mit konventionellen Detektoren verloren.

Für die als Übertragungsverfahren verwendeten CDMA(Code Divi­ sion Multiple Access)-Verfahren werden sowohl sogenannte Mat­ ched Filter Empfänger als auch sogenannte RAKE-Empfänger ein­ gesetzt, bei denen die Signalvektoren der einzelnen Signal­ komponenten kohärent aufeinander addiert werden. Mit dieser kohärenten Addition, die auch als Maximum Ratio Combining be­ zeichnet wird, besitzt der RAKE-Empfänger die Eigenschaft ei­ ner Mehrwege-Diversity-Einrichtung.

Im folgenden wird insbesondere auf das sogenannte DS(Direct Sequence)-CDMA-Verfahren bezug genommen. Bei diesem Verfahren werden die Signale im Zeitbereich mit einer um einen Spreiz­ faktor höheren Codefolge gespreizt. Hierdurch belegt das Sen­ designal ein um den Spreizfaktor erweitertes Frequenzband. Die Frequenzökonomie wird dabei dadurch gewahrt, daß viele Teilnehmer dasselbe Frequenzband gleichzeitig mit unter­ schiedlichen, teilnehmerindividuellen Spreizcodes benutzen können. Zur Trennung der unterschiedlichen Codes müssen diese einen hinreichenden Korrelationsabstand aufweisen.

Die um den sogenannten Spreizfaktor erhöhte Zeichenfolge des gespreizten Signals wird als Chiprate bezeichnet. Der Spreiz­ faktor ist folglich der Quotient:

Spreizfaktor J = Chiprate/Bitrate.

Bei einem nach dem DS-CDMA-Verfahren arbeitenden Übertra­ gungssystem werden auf der Sendeseite die von einer Daten­ quelle abgegebenen Nutzsignale mit in Spreizcode-Generatoren erzeugten teilnehmerindividuellen sendeseitigen Spreizcode, dem sogenannten Direct Sequence Code, gespreizt. Nach der Übertragung über den Übertragungskanal, beispielsweise den Funkkanal, werden die empfangenen Signale mit einem dem je­ weiligen Spreizcode entsprechenden Korrelationscode korre­ liert, der in einem Korrelationscode-Generator erzeugt wird. In einer Entscheidungsstufe werden dann die ursprünglichen Nutzsignale wieder hergestellt und an eine Datensenke abgege­ ben.

Für die Korrelation ist eine Synchronität zwischen dem Spreizcode und dem Korrelationscode erforderlich. Diese Syn­ chronität wird zu Beginn der Übertragung hergestellt.

Zum Empfang des gespreizten Nutzsignals wird der bekannte RA- KE-Empfänger benutzt, der auch von J.G. Proakis "Digital Com­ munications", McGraw Hill, 1989, als optimaler CDMA-Empfänger vorgeschlagen wurde. Der RAKE-Empfänger besitzt die Eigen­ schaft, die Energie des Übertragungskanals entsprechend sei­ nem Auflösungsvermögen, d. h. die Energie aller über Umwege empfangenen Signalkomponenten, zur Rückgewinnung des Nutzsi­ gnals kohärent zu addieren.

Durch die Verwendung eines RAKE-Empfängers können damit die übertragenen Nutzsignale mit verhältnismäßig großer Sicher­ heit erkannt werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Anordnung anzugeben, bei deren Verwendung die Kanal­ schätzung weiter verbessert wird.

Erfindungsgemäß wird die Aufgabe bei dem Verfahren der ein­ gangs genannten Art durch die im Kennzeichen des Patentan­ spruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst. Eine Anordnung zur Durchführung des Verfahrens ist im Patentanspruch 9 und eine für die Durchführung des Verfahrens geeignete Teilnehmersta­ tion ist im Patentanspruch 11 angegeben. Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Mit dem Verfahren gemäß der Erfindung werden sowohl die Tap- Koeffizienten des Kanalmodells als auch die Schätzfilterband­ breite fortlaufend den Kanaleigenschaften der einzelnen Aus­ breitungswege der Mehrwegeausbreitungsstrecke angepaßt, um eine verbesserte Art der Kanalschätzung zu erhalten. Diese verbesserte Kanalschätzung erlaubt es, aufgrund eines plausi­ blen Verlaufs der Kanaleigenschaften, die für das Verfahren typischen Störeinflüsse zu detektieren und zuverlässige Schätzwerte für die Bewertung der unmittelbar nächsten wie auch zurückliegenden Zeichen der Nutzdaten pro Signalkompo­ nente, zu erhalten.

Die Kurzzeitkonstanz der Umwegesituation ermöglicht es wei­ terhin, den mittleren Trend der komplexen Tap-Koeffizienten hinreichend genau zu verfolgen. Dabei muß berücksichtigt wer­ den, daß sich die komplexen Tap-Koeffizienten, durch Rayleigh-Fading und parasitäres Phasenrauschen nach Betrag und Phase während eines Bits zwar durchaus wesentlich verän­ dern können, aber, daß diese Veränderungen durch die Gesetz­ mäßigkeiten der vektoriellen Addition der einzelnen Wellen­ komponenten des Dopplerspektrums bestimmt sind und mit hin­ reichender Genauigkeit abgeschätzt werden können.

Somit können zuverlässige Aussagen über den Kanal gemacht werden. Dies hat den Zweck, die unmittelbar nächsten wie auch die zurückliegenden Zeichen zuverlässig zu bestimmen. Unplau­ sible Abweichungen, wie sie durch Rausch- und Burststörungen entstehen, werden erkannt und weitgehend eliminiert.

Das Verfahren und die Anordnung gemäß der Erfindung werden im folgenden anhand eines Ausführungsbeispiels der Anordnung nä­ her erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine schematische Darstellung eines als Mobilfunksy­ stem ausgebildeten Übertragungssystems,

Fig. 2 eine Darstellung eines Dopplerspektrums,

Fig. 3 ein Ersatzschaltbild eines Übertragungskanals,

Fig. 4 eine vereinfachte Darstellung eines CDMA-Übertragungs­ systems,

Fig. 5 eine Blockbild eines RAKE-Empfängers,

Fig. 6 eine schematische Darstellung eines Ausgangssignals eines Korrelators,

Fig. 7 eine Funktionsdarstellung eines Modells zur Generie­ rung eines stochastischen Prozesses,

Fig. 8 eine Funktionsdarstellung eines Modells eines optima­ len Kanalschätzers, und

Fig. 9 ein Blockbild eines Kanalschätzers gemäß der Erfin­ dung.

Das in Fig. 4 dargestellte Übertragungssystem ist beispiels­ weise derjenige Teil eines Mobilfunksystems, der von einer Basisstation zu einer Mobilstation gerichtet ist. Diese Rich­ tung wird als "abwärts" oder "downlink" bezeichnet. Das Über­ tragungssystem enthält CDMA-Sender S1 bis Sn für Nutzsignale x und einen Sender SP für ein Pilotsignal sp. Das Pilotsignal wird ähnlich ausgesendet, wie ein Nutzsignal, lediglich mit dem Unterschied daß es permanent ausgesendet werden kann und nicht mit Nutzdaten moduliert ist. Im Fall der Verbindung in der Richtung "downlink" kann der Pilotkanal zur Schätzung der Kanalimpulsantwort verwendet werden, da alle Teilnehmer zur selben Zeit dasselbe Frequenzband belegen. Zusätzlich kann noch ein Sender für einen Organisationskanal vorgesehen wer­ den. Die von den Sendern S1 bis Sn und SP abgegebenen Signale werden zuammengefaßt und als Sendesignale s über einen für alle Signale gleichen Mehrwege-Übertragungskanal CH, der beim vorliegenden Beispiel als Funkkanal ausgebildet ist, übertra­ gen.

Auf der Empfangsseite gewinnt eine Empfangseinheit EE aus ei­ nem Empfangssignal r die übertragenen Nutzsignale x′ zurück, die einer Datensenke zugeführt werden.

Die beispielsweise von einer Datenquelle DQ1 abgegebenen Nutzdaten x1 werden in einer Spreizstufe SS1 im Sender S1 mit dem Spreizcode SC1 des Spreizcode-Generators SG1 gespreizt und als Sendesignal s1 abgegeben. Das um den Spreizfaktor ge­ spreizte Sendesignal s1 wird mit gegebenenfalls vorliegenden weiteren Sendesignalen und dem Pilotsignal sp, das in ent­ sprechender Weise mit einem Spreizcode c0(n) gespreizt wurde zusammengefaßt und als das Sendesignal s abgegeben. Dieses unterliegt auf dem Übertragungskanal CH den zeitvarianten Einflüssen Z, die durch Mehrwegeausbreitung des schematisch dargestellten Funkfeldes FF entstehen, den Funkstörungen F, die als Impuls-, Burst- oder Dauerstörungen auftreten können, sowie dem Einfluß des Rauschens R. Weiterhin unterliegt das Sendesignal s einer entfernungsabhängigen Dämpfung im Funk­ feld FF.

In der Empfangseinheit EE korreliert der Teilnehmer das Emp­ fangssignal mit dem Spreizcode c0(n) des Pilotsignals sp und mit einem dem Spreizcode SC1 entsprechenden Korrelationscode, um einerseits das Pilotsignal und andererseits die Nutzsi­ gnale x′ wiederzugewinnen. Durch die Korrelation entstehen im Zeitsignal nach der Korrelation Werte mit einem großen Si­ gnal/Rausch-Verhältnis.

Bei einer Mehrwegeausbreitung erhält man am Ausgang des Kor­ relators auch mehrere dieser Korrelationsspitzen.

Unter Verwendung einer Kanalschätzung erfolgt eine zuverläs­ sige Detektion der übertragenen Zeichen. Durch die unbekannte Geschwindigkeit der Mobilstation und die damit verbundene un­ bekannte maximal auftretende Dopplerfrequenz fdmax wird die Kanalschätzung erschwert, weil die Filterbandbreite des Ka­ nalschätzers a priori nicht bekannt ist. Beispielsweise ver­ ändern sich bei Hochgeschwindigkeitszügen die Tap-Koeffizien­ ten sehr schnell.

Die Empfangseinheit EE enthält einen in Fig. 5 dargestellten RAKE-Empfänger. In diesem wird das Empfangssignal r mit einem dem Spreizcode c0(n) des Pilotsignals angepaßten Korrelati­ onscode in einem Korrelator K1 korreliert. Das komplexe Aus­ gangssignal des Korrelators K1 wird einer Mehrzahl von Kanal­ schätzern KS1 bis KSn zugeführt. Außerdem wird das Empfangs­ signal r mit einem an den Korrelationscode SC1 des Nutzsi­ gnals angepaßten Korrelationscode in einem Korrelator K2 kor­ reliert. Jeder der Kanalschätzer KS1 bis KSn ist mit einer festen, aber individuellen Schätzfilterbandbreite einge­ stellt. Eine Verarbeitungseinheit VE wählt jeweils den opti­ malen Kanalschätzer aus und führt dessen Kanalschätzwerte ei­ nem RAKE-Kombinierer (Combiner) RC zu. Dieser führt mit der von der Verarbeitungseinheit VE abgegebenen Kanalinformation ein sogenanntes Maximum Ratio Combining durch. Eine nachge­ schaltete Entscheidungsstufe E erzeugt beispielsweise nach dem bekannten BPSK-Verfahren das dem gesendeten Nutzsignal zugeordnete empfangene Nutzsignal x′.

Jeder der Kanalschätzer KS1 bis KSn berechnet Schätzwerte un­ ter der Annahme, daß die individuell eingestellte Bandbreite korrekt ist. Die Verarbeitungseinheit VE entscheidet anhand der unterliegenden Filtermodelle und der sogenannten Innova­ tionen das Filter mit der optimalen Bandbreite. Unter Innova­ tionen werden in der Kalman-Filtertheorie die Differenzen zwischen dem Eingangssignal und dem Schätzwert verstanden.

Die Schätzwerte des optimalen Filters werden an den RAKE-Com­ biner RC gegeben, der mit den Signalen am Ausgang des Korre­ lators K2 das Maximum Ratio Combining durchführt. Für die Ka­ nalschätzung können jedoch auch die Korrelationsimpulse am Ausgang des Korrelators K2 verwendet werden. Davon wird ins­ besondere bei einer Übertragung von einer Mobilstation zu ei­ ner Basisistation Gebrauch gemacht. Diese Übertragungsrich­ tung wird als "aufwärts" oder "uplink" bezeichnet.

Die Feinheit der Auflösung des RAKE-Empfängers ist begrenzt durch die Chipdauer des gespreizten Signals. Es können nur solche Signalkomponenten voneinander getrennt bzw. aufgelöst werden, deren zeitlicher Abstand größer ist als die Chip­ dauer. Für die Kanalschätzer KS1 bis KSn bedeutet dies, daß die zeitlichen Abstände der Eingangswerte gleich groß sind und der Chipdauer entsprechen.

Zur Bestimmung der Kanalinformation wird davon ausgegangen, daß sich in einem Mobilfunksystem die Verzögerungen der Mehr­ wegeausbreitung über einen kurzen Zeitraum nicht verändern.

Der Betrag und die Phase der komplexen Pfadgewichte können sich aber von einem übertragenen Zeichen zum nächsten ändern.

Die Fig. 6 zeigt eine schematische Darstellung eines Zeitsi­ gnals am Ausgang des Korrelators K1. Alle Werte einer Verzö­ gerung τ_i mit dem zeitlichen Abstand T werden dazu verwendet, das komplexe Pfadgewicht zu schätzen. Für die Verzögerung τ₀ sind die Werte durch Pfeile markiert.

Der Aufbau eines Kanalschätzers KS ist in Fig. 9 dargestellt. Das Ausgangssignal des Korrelators K1 nach Fig. 5 wird im zeitlichen Abstand eines Chips Tc abgetastet. Die so erhalte­ nen Werte werden mit der Chiprate 1/Tc in ein Schieberegister SR eingespeichert. Jede einzelne Zelle des Schieberegisters SR liefert Werte für je einen Pfadschätzer PS1 bis PSL. Wenn die im Schieberegister SR gespeicherten Werte verarbeitet sind, werden diese um die Zeitdauer T weitergeschoben. Damit liegt an einem Pfadschätzer PS immer ein Signal desjenigen Mehrwegepfads an, der die gleiche Verzögerung τ_i besitzt. Durch Schätzung der Tap-Koeffizienten erhält man schließlich die Kanalschätzung.

Die Aufgabe der Pfadschätzung kann mit Hilfe verschiedener Lösungsansätze geschehen. Im einfachsten Fall kann für die Pfadschätzung ein einfaches Tiefpaßfilter verwendet werden. Dieses Tiefpaßfilter besitzt eine Grenzfrequenz, die etwa der maximal auftretenden Dopplerfrequenz des Mobilfunkkanals ent­ spricht. Diese ist jedoch meistens a priori unbekannt. Eine weitere Möglichkeit die Pfadgewichte zu schätzen ergibt sich, wenn man adaptive Algorithmen, beispielsweise Least-Square- Algorithmen verwendet. Least-Square-Algorithmen besitzen kein a priori-Wissen über den zu schätzenden Prozeß. Besitzt man die exakte Kenntnis des zugrundeliegenden stochastischen Pro­ zesses, so kann man mit Hilfe der Theorie nach "Wiener" oder "Kalman" optimale Schätzfilter berechnen. Die hier verwendete Theorie nach "Kalman" bedient sich zur Generierung eines sto­ chastischen Prozesses des in Fig. 7 dargestellten Modells.

Aus diesem Modell läßt sich der in Fig. 9 schematisch darge­ stellte Kanalschätzer KS als optimaler Schätzer berechnen.

Da der Mobilfunkkanal aber zeit- und ortsvariant ist und da die exakte Kenntnis des Dopplerleistungsdichtespektrums nicht bekannt ist, müssen zur Modellierung des Dopplerleistungs­ dichtespektrums Approximationen verwendet werden. Das in Fig. 2 dargestellte "Jakes"-Spektrum kann z. B. mit einem einfachen Tiefpaß zweiter Ordnung angenähert werden. Als einstellbare Parameter dienen hier verschiedene Dopplerfrequenzen. Jeder der Kanalschätzer KS1 bis KSn arbeitet mit einem derart einge­ stellten Filter. Das verwendete Filtermodell zweiter Ordnung findet sich z. B. in einer Veröffentlichung von A. Aghamoham­ madi, H. Meyr und G. Ascheid: Adaptive Synchronization and Channel Parameter Estimation Using an extended Kalman Filter. IEEE Trans. on Comin., COM-37: 1212-1219, Nov. 1989 oder von P. Höher: Kohärenter Empfang trelliscodierter PSK-Signale auf frequenzselektiven Mobilfunkkanälen - Entzerrung, Decodierung und Kanalparameterschätzung. PhD Thesis, Universität Kaisers­ lautern. Jeder der Kanalschätzer KS1 bis KSn liefert Schätz­ werte, die aufgrund der unterschiedlichen Filterbandbreite auch unterschiedlich gute Schätzwerte liefern. Für die zur Durchführung der Schätzung benötigten Gleichungen sei auf B.D. Anderson und J.B. Moore: Optimal Filterung, Prentice Hall, 1979 verwiesen. Die Verarbeitungseinheit VE führt einen sogenannten Hypothesetest durch. Der Hypothesetest berechnet für jeden Schätzwert eines Filters ein individuelles Gewicht und zwar zu jedem Zeitpunkt, an dem neue Schätzwerte vorlie­ gen. Diese Gewichte stellen Wahrscheinlichkeiten für die Richtigkeit der Schätzgröße dar. Mit steigender Anzahl von anliegenden Werten konvergiert ein Gewicht auf die Wahr­ scheinlichkeit 1, wobei die anderen gegen Null gehen. Dasje­ nige Filter, dessen Gewicht gegen 1 konvergiert, liefert so­ mit Schätzwerte mit der geringsten Streuung und wird somit als Filter mit der optimalen Bandbreite verwendet. In einer Veröffentlichung von D. T. Magill: Optimal Adaptive Estima­ tion of Sampled Stochastistic Processes, IEEE Trans. Automa­ tic Control, AC-10(4): 434-439, Oct. 1965 wird der Hypothese­ test per se beschrieben. Das erfindungsgemäße Verfahren un­ terscheidet sich davon dadurch, daß der Hypothesetest dement­ sprechend erweitert wurde, daß er auch vektorielle Schätz­ größen verarbeiten kann. Dies geschieht nach der folgenden Gleichung

durch folgenden Modifikationen. Die Innovationen z(n)-H^T(n|n-1) bestehen jetzt aus einem Vektor. Damit ist die Kovarianz C jetzt eine Kovarianzmatrix C, die invertiert werden muß und es wird noch ein Faktor (2π)^V/2 eingeführt. Für Skalare, d. h. eindimensionale Schätzgrößen reduziert sich die Gleichung ex­ akt auf den bekannten Hypothesetest. Der Vorteil des erfin­ dungsgemäßen Verfahrens besteht darin, daß der Rechenaufwand durch die Verwendung der sogenannten Steady-State-Kalman-Fil­ tergleichung reduziert wird. Zusätzlich wird durch Ausnutzung sämtlicher Ausbreitungspfade die Schätzung der Dopplerband­ breite verbessert, da in den meisten Mobilfunkszenarien alle Ausbreitungspfade derselben Dopplerverbreiterung unterliegen.

Das verbesserte Verfahren zur Schätzung des Pilotkanals ar­ beitet nicht nur mit einem Modell zweiter Ordnung zur Schät­ zung des Fadings. Für die Modellierung des Fadingprozesses sind auch Modelle erster oder höherer Ordnung anwendbar.

Claims (11)

1. Verfahren zur Schätzung der Impulsantwort eines Übertra­ gungskanals (CH), über den codierte Zeichen übertragen wer­ den, dadurch gekennzeichnet, daß auf der Empfangsseite in Abhängigkeit von Modellparame­ tern stochastische Prozesse modelliert werden, die eine Rea­ lisierung der zeitlichen Veränderungen des Übertragungskanals (CH) darstellen.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Modellparameter der stochastischen Prozesse die maxi­ mal auftretende Dopplerbandbreite ist.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Modellparameter der stochastischen Prozesse die Rauschleistung im Übertragungskanal (CH) ist.

4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Modellparameter der stochastischen Prozesse die Si­ gnalleistung eines Übertragungspfades ist.

5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß zur Modellierung eines stochastischen Prozesses die Kal­ man-Filtertheorie verwendet wird.

6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Modellparameter mittels eines Hypothesetests ermit­ telt werden.

7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß als Übertragungskanal ein Funkkanal vorgesehen ist.

8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß als Übertragungskanal ein Mobilfunkkanal vorgesehen ist.

9. Anordnung zur Schätzung der Impulsantwort eines Übertra­ gungskanals (CH), über den codierte Zeichen übertragen wer­ den, dadurch gekennzeichnet, daß auf der Empfangsseite mindestens ein Kanalschätzer (KS1 bis KSn) vorgesehen ist, der in Abhängigkeit von Modellpara­ metern stochastische Prozesse modelliert, die eine Realisie­ rung der zeitlichen Veränderungen des Übertragungskanals (CH) darstellen.

10. Anordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Kanalschätzer (KS1 bis KSn) die Modellparameter mit­ tels eines Hypothesetests ermitteln.

11. Teilnehmerstation eines Mobilfunksystems, bei dem Zeichen auf der Sendeseite codiert werden und über einen Übertra­ gungskanal (CH) übertragen werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Teilnehmerstation (MS) mindestens einen Kanalschätzer (KS1 bis KSn) enthält, der in Abhängigkeit von Modellpara­ metern stochastische Prozesse modelliert, die eine Realisie­ rung der zeitlichen Veränderungen des Übertragungskanals (CH) darstellen.