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Die Erfindung betrifft eine Phasenumkehrschaltung, bei der zwei Transistoren
einen gemeinsamen Emitterwiderstand aufweisen, die Basis des einen der beiden Transistoren
den Signaleingang bildet und die Kollektoren der beiden Transistoren einander gegenphasige
Signalströme abgeben, insbesondere für aktive Doppelgegentaktmodulatoren mit Transistoren,
bei denen die Kollektoren von vier Transistoren des gleichen Leitfähigkeitstyps
paarweise miteinander verbunden und an die äußeren Anschlüsse einer symmetrischen
Primärwicklung eines Ausgangsübertragers mit an Versorgungsspannung (+ UB) liegender
Mittelanzapfung geführt sind, und bei dem jeweils zwei Transistoren, deren Kollektoranschlüsse
an verschiedenen Anschlüssen der Primärwicklung liegen, emitterseitig miteinander
verbunden sind.
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Es ist z. B. aus der deutschen Auslegeschrift 1101528 bereits bekannt,
als Phasenumkehrschaltungen für Modulatoren emittergekoppelte Differenzverstärker
mit Transistoren zu verwenden, bei denen das Eingangssignal an die Basis nur eines
Transistors angelegt wird.
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Es sind ferner bereits aktive Doppelgegentaktmodulatoren mit vier
Transistoren des gleichen Leitfähigkeitstyps bekannt. So ist z. B. in der französischen
Patentschrift 1 450 796 ein Doppelgegentaktmodulator beschrieben, bei dem die Kollektoren
der Transistoren paarweise miteinander verbunden und an einen Ausgangsübertrager
geführt sind und bei dem die Emitter zweier Transistoren, deren Kollektoren an verschiedenen
Anschlüssen des symmetrischen Ausgangsübertragers liegen, zusammengeführt sind,
bei dem ferner die Basisanschlüsse zweier an verschiedenen Emitterverbindungen und
an verschiedenen Kollektorverbindungen liegender Transistoren jeweils zusammengeführt
sind. Dabei ist den Basisverbindungen der Träger, den Emitterverbindungen das Signal
zugeführt.
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Es ist ferner z. B. aus der französischen Patentschrift 1 398 547
bereits bekannt, Modulatoren unter Verwendung einer Verstärkerschaltung mit eingeprägtem
Signalstrom zu speisen. Derartige Modulatoren sind ferner in der deutschen Auslegeschrift
1 275 628 beschrieben.
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Bei verschiedenen Anwendungen von Phasenumkehrschaltungen kommt es
besonders darauf an, daß die von den beiden Ausgängen abgegebenen Ströme besonders
exakt gegenphasig und gleich groß sind.
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Dies ist insbesondere bei der Speisung von Modulatorschaltungen der
Fall, bei denen es auf eine besonders große Dämpfung des durchlaufenden Bandes ankommt.
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Will man z. B. mit Hilfe eines Frequenzumsetzers die Grundprimärgruppe
60 bis 108 kHz in einer Stufe in die Frequenzlage 12 bis 60 kHz umsetzen und umgekehrt,
so ist es nicht ohne weiteres möglich, durch Filterselektion allein die mit Hilfe
bekannter Modulatoren erzielbare Dämpfung des durchlaufenden Bandes auf eine ausreichend
hohe Dämpfung zu ergänzen.
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Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Phasenumkehrschaltung zu
schaffen, bei der die einander gegenphasigen Ausgangsströme besonders exakt miteinander
übereinstimmen.
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Eine spezielle Aufgabe der Erfindung ist es, eine Phasenumkehrschaltung
zu schaffen, die es in Verbindung mit einem Doppelgegentaktmodulator gestattet,
eine einstufige Umsetzung des Frequenzbandes 60 bis 108 kHz in die Frequenzlage
12 bis 60 kHz bei vertretbarem Filteraufwand vorzunehmen.
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Gemäß der Erfindung wird die Phasenumkehrschaltung so ausgebildet,
daß an den gemeinsamen Emitterwiderstand der beiden Transistoren die Basis-Emitter-Strecke
eines weiteren Transistors angeschlossen ist, bei dem der Kollektor über einen Widerstand
mit der Versorgungsspannung und unmittelbar mit der Basis des anderen der beiden
Transistoren verbunden ist. Durch diese Maßnahmen ergibt sich, daß der Spannungsabfall
am gemeinsamen Emitterwiderstand verschwindend klein wird und damit in vorteilhafter
Weise die Ströme durch die getrennten Emitterwiderstände besonders exakt gegenphasig
und gleich groß sind. In Verbindung mit dem vorstehend näher bezeichneten Doppelgegentaktmodulator
ergibt sich ferner der spezielle Vorteil, daß sich auch bei nichtsymmetrischem Ausgangsübertrager
eine besonders hohe Dämpfung des durchlaufenden Bandes erzielen läßt, so daß ein
zur Trennung des Nutzseitenbandes vom durchlaufenden Band vorgesehener Tiefpaß mit
besonders geringem Aufwand realisiert werden kann.
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Wird mit Hilfe des Modulators eine Grundprimärgruppe von 60 bis 108
kHz in die Frequenzlage 12 bis 60 kHz umgesetzt, so ergibt sich der weitere Vorteil,
daß die Tiefpaßsperrdämpfung im Bereich der Grundprimärgruppe besonders niedrig
ausgelegt zu werden braucht und daß die Ruffrequenz 59 850 Hz noch in den Durchlaßbereich
des Tiefpasses gelegt werden kann.
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In Weiterbildung der Erfindung wird die Phasenumkehrschaltung derart
ausgebildet, daß bei den beiden Transistoren mit gemeinsamem Emitterwiderstand jeweils
zwischen dem Emitter und dem gemeinsamen Widerstand ein weiterer Widerstand eingefügt
ist und daß die Emitter über einen, insbesondere einstellbaren Widerstand miteinander
verbunden sind.
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In weiterer Ausgestaltung der Erfindung wird die Phasenumkehrschaltung
derart ausgebildet, daß eine Gegenkopplung vom Signalstrom auf die Eingangssignalspannung
vorgesehen ist. Bei Anwendung dieser Maßnahmen läßt sich die Klirrdämpfung bei gleicher
Grundgeräuschleistung wesentlich verbessern.
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Es kann sich ferner als zweckmäßig erweisen, die Gegenkopplung vom
Signalstrom auf die Eingangssignalspannung dadurch vorzunehmen, daß zwischen dem
Signaleingang und der Basis des ersten Transistors die Emitter-Kollektor-Strecke
eines weiteren Transistors eingefügt wird, dessen Basis mit dem Emitter des ersten
Transistors verbunden ist.
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Die Erfindung wird an Hand des in der Figur dargestellten Ausführungsbeispieles
näher erläutert.
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Die Figur zeigt eine Phasenumkehrschaltung zur Speisung eines mit
Transistoren aufgebauten Doppelgegentaktmodulators.
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Der Doppelgegentaktmodulator enthält vier Transistoren 33 bis 36,
deren Kollektoren paarweise miteinander verbunden sind. Diese Transistoren bilden
zusammen mit dem Ausgangsübertrager einen elektronischen, zweipoligen, vom Träger
gesteuerten Umschalter. Dabei sind die miteinander verbundenen Kollektoren der Transistoren
34 und 35 an den einen und die Kollektoren der Transistoren 33 und 36 an den anderen
äußeren Anschluß der symmetrischen Primärwicklung 41 des Ausgangsübertragers 4 geführt.
Die Mittelanzapfung der Primärwicklung 41 ist an positive Betriebsspannung t UB
geführt. Die Sekundär-
wicklung 42 des Ausgangsübertragers 4 bildet
den Ausgang3 des Modulators, der das Nutzseitenband abgibt. Die Basis des Transistors
33 ist mit der Basis des Transistors 35 verbunden. Die Basisanschlüsse der Transistoren
34 und 36 sind ebenfalls zusammengeführt. An den beiden Basisverbindungen liegt
der Trägereingang 2.
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Der Doppelgegentaktmodulator ist von einer signalgesteuerten Phasenumkehrschaltung
mit gegenphasigen Signalströmen gespeist. Bei dieser Phasenumkehrschaltung sind
die Basisanschlüsse der Transistoren 31 und 32 über den Widerstand 12 und deren
Emitter über den einstellbaren Widerstand 13 miteinander verbunden. Der Kollektor
des Transistors 31 ist mit den Emittern der Transistoren 33 und 34, der Kollektor
des Transistors 32 mit den Emittern der Transistoren 35 und 36 verbunden. Der Emitter
des Transistors 31 ist über den Widerstand 11, der Emitter des Transistors 32 über
den Widerstand 15 an die Basis des -weiteren Transistors 37 geführt, dessen Emitter
über den Widerstand 17 an die negative Versorgungsspannung - UB und dessen Kollektor
unmittelbar mit der Basis des Transistors 32 verbunden und über den Widerstand 16
an positive Versorgungsspannung t UB geführt ist. Der Emitter des Transistors 37
ist ferner über den Kondensator 22 an positive Versorgungsspannung geführt. Der
Widerstand 17 und der Kondensator22 können jedoch gemeinsam entfallen, wenn der
Spannungsabfall am Widerstand 14 der Basis-Emitter-Spannung des Transistors 37 entspricht.
Parallel zur Basis-Emitter-Strecke des Transistors 37 liegt der Widerstand 14, der
einen gemeinsamen Emitterwiderstand für die Transistoren 31 und 32 darstellt.
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Eine Klemme des Signaleinganges 1 ist über die Emitter-Kollektor-Strecke
des Transistors 38 an die Basis des Transistors 31 geführt; die andere Klemme liegt
an der negativen Versorgungsspannung - UB.
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Der am Signaleingang 1 liegende Emitter des Transistors 38 ist über
den Widerstand 19 an negative Versorgungsspannung - UB geführt. Bei dem Transistor38
ist ferner der Kollektor über den Widerstand 18 an positive Versorgungsspannung
t UB geführt und die Basis unmittelbar mit dem Emitter des Transistors 31 verbunden.
Zwischen dem Signaleingang 1 und dem Emitter des Transistors 38 sowie zwischen dem
Kollektor des Transistors 38 und der Basis des Transistors 31 kann jeweils ein nicht
näher dargestellter Blockkondensator eingefügt werden.
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Das mit der Trägerfrequenz umzusetzende Eingangssignal an der Basis
des Transistors 31 liegt bei hoher Stromverstärkung in fast der gleichen Größe auch
an dessen Emitter. Diese Spannung hat einen Strom durch die Widerstände 11 und 14
gegen die negative Versorgungsspannung - UB zur Folge, und der Spannungsabfall am
Widerstand 14 steuert die Basis des Transistors 37, dessen Kollektorspannung sehr
hoch verstärkt und gegenphasig die Basis des Transistors 32 steuert. Dessen Emitterstrom
durchfließt die Widerstände 15 und 14, und zwar den Widerstand 14 gegenphasig zum
Emitterstrom des Transistors 31. Bei sehr hoher Verstärkung im Transistor 37 geht
die an dessen Basis erforderliche Steuerspannung gegen Null. Das bedeutet aber,
daß durch den Widerstand 14 kein Signalstrom fließt und daher der gesamte aus dem
Emitter des Transistors 31 über den Widerstand 11 fließende Strom über den Widerstand
15 in den Emitter des Transistors 32 hineinfließen muß.
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Die Basis- und Emitterspannungen der Transistoren 31 und 32 sind also
gegenphasig und, wenn die Widerstände 11 und 15 übereinstimmen, auch in ihrem Betrag
gleich groß. Die Kollektorströme der beiden Transistoren 31 und 32 sind auch gegenphasig,
aber auch dann in ihrem Betrage gleich groß, wenn die Widerstände 11 und 15 nicht
genau übereinstimmen.
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Die hohe Symmetrie der beiden Kollektorströme ist also nicht von
einer Paarung von Bauteilen abhängig, sondern allein davon, daß durch den Widerstand
14 ein verschwindend kleiner Signalstrom abfließt, was bei sehr hoher Verstärkung
im Transistor 37 gewährleistet ist. An den Kollektoren der Transistoren 31 und 32
steht nun der Signalstrom eingeprägt mit sehr hohem dynamischem Innenwiderstand
und sehr streng symmetrisch gegenphasig zur Verfügung.
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Die Modulationsverstärkung ist mittels des Widerstandes 13 einstellbar,
ohne daß dadurch die Symmetrie beeinträchtigt werden könnte.
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Der Eingangswiderstand am Signaleingang 1 ist etwa halb so groß wie
der Wert des Widerstandes 12.
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Die Kollektoren der Transistoren 31 und 32 sind als die beiden Pole
einer Signalstromquelle anzusehen, die bezüglich Wechselstrom als »frei schwimmend«
angenommen werden kann, fließt doch wegen der Gegenkopplung im Transistor 37 außer
an eben diesen beiden Klemmen kein Wechselstrom zu oder ab. Das bedeutet aber, daß
unter der Voraussetzung sehr hoher Verstärkung die Symmetrie für das Eingangssignal
auch durch Unsymmetrie des Ausgangsübertragers 4 nicht verschlechtert werden kann,
d. h. auch dann nicht, wenn man den Ausgang an beliebiger Stelle erdet bzw. an Stelle
des Symmetrieübertragers unmittelbar einen Lastwiderstand anschließt. Lediglich
der Trägerrest hängt von der Übereinstimmung der Widerstände 11 und 15 sowie von
der Symmetrie des Ausgangsübertragers ab.
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Die einerseits aus den Transistoren 33 und 34 und andererseits aus
den Transistoren 35 und 36 gebildeten Transistorpaare werden von der an den Trägereingang
2 gelegten Trägerspannung, die symmetrisch oder unsymmetrisch sein kann, simultan
gesteuert.
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Sind die Transistoren 33 und 34 sowie 35 und 36 bezüglich ihrer Basis-Emitter-Spannung
bei gleichem Emitterstrom gepaart, ergibt sich daraus die folgende Abhängigkeit
der Stromverteilung von der Trägerspannung: Ist die Trägerspannung = Null, so fließt
durch die Transistoren 33 und 34 je der halbe vom Transistor 31 angebotene Strom.
In entsprechender Weise fließt dabei für die Transistoren35 und 36 je der halbe
vom Transistor 32 angebotene Strom.
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Ausgehend von dieser Stromverteilung nimmt das Verhältnis der beiden
Ströme pro je etwa 25 mV Trägerspannung um 1 Neper zu, die Summe bleibt der vom
Transistor 31 bzw. 32 angebotene Strom.
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Eine Abweichung von der vorstehend näher angegebenen Stromverteilung
kann daher lediglich dann auftreten, wenn die Basis-Emitter-Spannung der Transistoren
33, 34 bzw. 35, 36 bei gleichem Strom jeweils nicht übereinstimmt. Zur Erzielung
eines möglichst idealen Schaltverhaltens kann man daher den maximal möglichen Wert
der Trägerspannung, abgesehen von einem Sicherheitsabstand, möglichst weit ausnutzen.
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Der maximal mögliche Wert ergibt sich dabei aus der Summe der Basis-Emitter-Durchlaßspannung
und der zugelassenen Sperrspannung der betreffenden Transistortype.
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Bei besonders hohen Anforderungen an die Dämp-
fung
des durchlaufenden Bandes kann man bei den vier trägergesteuerten Transistoren die
emitterseitig miteinander verbundenen Transistoren jeweils paarweise aussuchen oder
so in einem gemeinsamen Herstellungsprozeß herstellen, daß die beiden Transistoren
bei gleichem Strom eine gleiche Basis-Emitter-Spannung aufweisen. Für die in der
Phasenumkehrschaltung enthaltenen Transistoren 31, 32 ist dies jedoch nicht erforderlich.
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Auch die Äquidistanz der Nulldurchgänge läßt sich ohne größeren Aufwand
realisieren Enthält z. B. die Trägerspannung geradzahlige Harmonische, so kann die
Trägerspannung zu den Zeitpunkten, an denen die Grundwelle durch Null ginge, von
Null abweichende Spannungen annehmen, die dem Summenklirrfaktor kz, der geradzahligen
Oberwellen entsprechen. Dies allerdings nur dann, wenn die Phasenbeziehungen zwischen
Grund- und geradzahligen Oberwellen so sind, daß dem Nulldurchgang der Grundwelle
ein Maximum der Oberwellen entspricht. Dies ist bei der Verzerrung einer Sinusschwingung
an einer frequenzunabhängigen Kennlinie ungerader Ordnung immer der Fall, da eine
solche Kennlinie eine Kurvenform, die zu den Maxima zeitlich symmetrisch ist, erzeugt.
Wird eine solche Zeitfunktion mittels eines auf die Grundwelle abgestimmten Resonanzkreises
gesiebt, so wird nicht nur der Klirrfaktor entsprechend der Dämpfung bei den jeweiligen
Obertönen reduziert, sondern überdies entsprechend der dort auftretenden Phasendrehungen
von 900 gegen die Grundwelle eine zeitliche Übereinstimmung der Nulldurchgänge von
Grund- und Oberwellen erzielt, so daß die Äquidistanz erhalten bleibt.
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Durch den zusätzlichen Transistor 38 ist eine Gegenkopplung vom Modulatorsignalstrom
auf die Eingangsspannung eingeführt, wodurch gegenüber der nicht zusätzlich gegengekoppelten
Modulatorschaltung die Klirrdämpfungen bei gleicher Grundgeräuschleistung wesentlich
verbessert sind.
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Der Doppelgegentaktmodulator gestattet es, auf einfache Weise einem
teilbelegten V-300-Band ein 12-Kanal-Band in der Frequenzlage 12 bis 6Q kHz zu unterlagern.
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Die Umsetzung einer Grundprimärgruppe 60 bis 108 kHz (60,6 bzw. 60,15
bis 107,7 kHz) in die Frequenzlage 12 bis 60 kHz (12,3 bis 59,4 bzw. 59,85 kHz)
mit Hilfe der Trägerfrequenz 120 kHz erfolgt dabei zweckmäßigerweise so, daß am
Ausgang des Umsetzers störende Modulationsprodukte, die ins Band von 60 bis 1052
kHz fallen, möglichst tief unter dem Pegel der gewünschten umgesetzten Primärgruppe
liegen.
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Bei der empfangsseitigen Rückumsetzung des Bandes 12 bis 60kHz in
die Grundprimärgruppeniage muß dabei in entsprechender Weise dafür gesorgt werden,
daß das gleichzeitig am Eingang des Umsetzers liegende restliche Übertragungsband
60 bis 1052kHz wiederum nur mit einer vorgegebenen Mindestdämpfung gegenüber dem
Pegel der umgesetzten Grundprimärgruppe in die Grundprimärgruppe umgesetzt wird.
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Bei einer derartigen Umsetzereinrichtung kann die relativ sehr schmale
Lücke 59,4 bis 60,6 kHz zwischen den Bandkanten des umgesetzten und nicht umgesetzten
Bandes, die sich im Falle von Außerbandwahl noch weiter auf 59,85 bis 60,15kHz reduziert,
bei Verwendung üblicher Modulatoren erhebliche Schwierigkeiten bereiten. Insbesondere
muß der auf den Modulator folgende Modulationstiefpaß einerseits das Frequenzband
12 bis 59,85 kHz durchlassen, andererseits ab 60,6 kHz eine Sperrdämpfung aufweisen,
die zusammen mit der Symmetriedämpfung des Modulators die gestellte Nebensprechforderung
erfüllt. Außerdem können bei zu steilen Modulationsfiltern dieLaufzeitverzerrungen
unzulässig groß werden.
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Da der erfindungsgemäße Doppelgegentaktmodulator eine besonders große
Dämpfung des durchlaufenden Bandes gegen das Nutzseitenband aufweist, kann man diesen
Tiefpaß mit tragbarem Aufwand realisierbar machen. Ferner kann man erreichen, daß
die Tiefpaßsperrdämpfung im Bereich der Grundprimärgruppe niedriger ausgelegt zu
werden braucht und als weitere Folge auch, daß die Ruffrequenz 59 850 Hz noch in
den Durchlaßbereich des Tiefpasses gelegt werden kann. Im Bereich des unerwünschten
Seitenbandes 180 bis 228 kHz weist der Tiefpaß eine Sperrdämpfung auf, auch alle
Umsetzerprodukte mit ungeradzahligen Trägervielfachen werden im Bereich des V-300-Bandes
so weit gedämpft, daß am Umsetzerausgang der geforderte Nebensprechabstand gewahrt
bleibt. Ohna Tiefpaß wären ja die Spannungen der Seitenbänder 3 Q i so, 5 # i w,
7 Q i w usw.
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nur um den Faktor 3, 5, 7 usw. gegen das Nutzseitenband Q~c9 -w gedämpft.
Den Rest bringt die Tiefpaßsperrdämpfung in den entsprechenden Bereichen.
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Die umgesetzte Primärgruppe kann daher einem V-300-Band über einen
nicht selektiven Entkoppler zugefügt werden.
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Patentansprüche: 1. Phasenumkehrschaltung, bei der zwei Transistoren
einen gemeinsamen Emitterwiderstand aufweisen, die Basis des einen der beiden Transistoren
den Signaleingang bildet und die Kollektoren der beiden Transistoren einander gegenphasige
Signalströme abgeben, insbesondere für aktive D oppelgegentaktmodulatoren mit Transistoren,
bei denen die Kollektoren von vier Transistoren des gleichen Leitfähigkeitstyps
paarweise miteinander verbunden und an die äußeren Anschlüsse einer symmetrischen
Primärwicklung eines Ausgangsübertragers mit an Versorgungsspannung (t UB) liegender
Mittelanzapfung geführt sind, und bei dem jeweils zwei Transistoren, deren Kollektoranschlüsse
an verschiedenen Anschlüssen der Primärwicklung liegen, emitterseitig miteinander
verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, daß an den gemeinsamen Emitterwiderstand
(14) der beiden Transistoren(31, 32) die Basis-Emitter-Strecke eines weiteren Transistors(37)
angeschlossen ist, bei dem der Kollektor über einen Widerstand mit der Versorgungsspannung(+UB)
und unmittelbar mit der Basis des anderen der beiden Transistoren (32) verbunden
ist.