DE4332658C2 - Schaltungsanordnung zum Demodulieren eines Signals - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Demodulieren eines auf eine Trägerschwingung amplitudenmodulierten Nutzsignals.

Aus der DE-OS 22 62 580 ist eine Schaltungsanordnung mit zwei über Kreuz gekoppelten Transistor-Differenzver­ stärkern, d. h. vier Transistoren, bekannt, von denen jeder mit jedem der drei anderen Transistoren jeweils eine andere Elektrode gemeinsam hat in derart, daß beispiels­ weise ein erster Transistor mit einem zweiten Transistor den Emitteranschluß, mit einem dritten Transistor den Kollektoranschluß und mit einem vierten Transistor den Basisanschluß gemeinsam hat. Die miteinander verbundenen Kollektoranschlüsse des ersten und des dritten Transistors sind über einen ersten Widerstand, an dem die Ausgangs­ spannung abgenommen wird, an eine positive Betriebs­ spannung angeschlossen. Ebenso sind die miteinander verbundenen Kollektoranschlüsse des zweiten und des vierten Transistors über einen zweiten Widerstand an die Betriebsspannung angeschlossen. Die miteinander verbunde­ nen Emitter der ersten beiden Transistoren sind mit dem Kollektoranschluß eines fünften Transistors verbunden, dessen Emitteranschluß über einen dritten Widerstand mit Masse verbunden ist und an dessen Basisanschluß eine positive Gleichspannung angelegt ist, weshalb der fünfte Transistor auch als Gleichstrom-Transistor bezeichnet wird. Auf die gleiche Weise ist in die gemeinsame Emitter­ zuleitung des dritten und des vierten Transistors ein sechster Transistor mit einem vierten Widerstand als Emitterwiderstand eingeschaltet, der den gleichen Wider­ standswert aufweist wie der dritte Widerstand. An den Basisanschluß dieses sechsten Transistors ist die Summe einer Signalspannung und einer Gleichspannung angelegt, wobei die letztgenannte Gleichspannung genauso groß ist wie die Gleichspannung am Basisanschluß des fünften Transistors. Der sechste Transistor wird daher auch als Signaltransistor bezeichnet. Mittels der zwischen den Basisanschlüssen des ersten und des vierten Transistors einerseits und des zweiten und dritten Transistors andererseits angelegten Steuergleichspannung ist es möglich, die Verstärkung des an den Basisanschluß des sechsten Transistors angelegten Signals zu steuern.

Eine derartige Schaltungsanordnung kann auch zum Demodulieren eines auf eine Trägerschwingung amplituden­ modulierten Nutzsignals verwendet werden, indem das auf die Trägerschwingung amplitudenmodulierte Nutzsignal an den Basisanschluß des sechsten Transistors bzw. zwischen die Basisanschlüsse des fünften und des sechsten Transistors gelegt wird und mit der Trägerschwingung bzw. einer Rechteckschwingung mit der Frequenz der Träger­ schwingung als "Steuergleichsspannung" die beiden über Kreuz gekoppelten Transistor-Differenzverstärker aus­ gesteuert werden.

Diese Schaltungsanordnung hat den Nachteil, daß Ferti­ gungstoleranzen bei der Herstellung der verwendeten Wider­ stände und Transistoren, insbesondere auch bei einer Fertigung als integrierte Schaltung auf einem Halbleiter­ körper, namentlich Abweichungen der relativen Widerstands­ werte und der Transistorparameter, zu einem Gleich­ spannungs-Offset der über Kreuz gekoppelten Transistor- Differenzverstärker führen oder auch Störfrequenzen am Ausgang hervorrufen können. Diese Fehler führen zu einer unerwünschten Verfälschung des zu verarbeitenden Nutz­ signals.

Aus der US-PS 4 031 479 ist ein Demodulator mit einem Synchron- Vollwellengleichrichter bekannt, der für Spitzenwertdetektion eingerichtet sein soll. Der in diesem Demodulator verwendete Synchrongleichrichter (Bezugszeichen 12 in der dortigen Fig. 2) umfaßt einen Verstärker 240 mit einem invertierenden Eingang 222 und einem nicht invertierenden Eingang 226. Dem invertierenden Eingang 222 wird ein Eingangssignal von einem Knotenpunkt 210 über Widerstände 212, 220 zugeführt; dasselbe Eingangssignal gelangt über Widerstände 216, 224 auch an den nicht invertierenden Eingang 226. Von diesem ist ein Widerstand 228 an Masse geführt, und der Ausgang 24 des Verstärkers 240 ist über einen Widerstand 230 mit dem invertierenden Eingang 222 verbunden.

Die aus der US-PS 4 031 479, Fig. 2, bekannte Schaltungsanordnung enthält ferner eine Stufe 16, der ein Referenzsignal 14 zugeführt wird und die daraus zwei Signale 18, 20 ableitet, die gemäß der dortigen Fig. 3 rechteckförmig ausgebildet und um 180° gegeneinander phasenverschoben sind. Mit diesen Signalen werden zwei Feldeffekttransistoren 214, 218 abwechselnd leitend bzw. gesperrt geschaltet. Dadurch kann das Eingangssignal wahlweise an den Verbindungen zwischen den Widerständen 212, 220 bzw. 216, 224 gegen Masse kurzgeschlossen werden. Es fließt somit abwechselnd nur dem invertierenden Eingang 222 bzw. dem nicht invertierenden 226 zu, wodurch der Verstärker 240 wahlweise invertierend bzw. nicht invertierend arbeitet. Dadurch ergibt sich ein gleichgerichtetes Signal am Ausgang 24 des Verstärkers 240. Die Verstärkung wird periodisch zwischen dem Wert +A und -A umgeschaltet; die Frequenz des Referenzsignals 14 ist dabei gleich der Frequenz der Wechselspannung am Knotenpunkt 210.

Bei dieser aus der US-PS 4 031 479 bekannten Schaltungsanordnung entsteht durch das einfache Umschalten zwischen einer positiven und einer negativen Verstärkung +A/-A des Verstärkers 240 bei der Synchrongleichrichtung ein hoher Anteil an ungeradzahligen Oberschwingungen. Darauf wird jedoch in der US-PS 4 031 479 mit keinem Wort eingegangen, und es wird auch keine Lösung zur Vermeidung dieser Oberschwingungen angeboten.

Aus der DE-OS 40 41 852 ist eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines digitalen Schaltsignals in Stereodecodern bekannt. Diese Schaltungsanordnung soll ein Oberwellenarmes, treppenförmiges Schaltsignal abgeben, mit dem Interferenzerscheinungen der Oberwellen des digitalen Schaltsignals mit Signale in Nachbarkanälen oder mit Trägersignalen im Seitenband und die dadurch entstehenden, sich im hörbaren Bereich als Zwitschern bemerkbar machenden Störungen verringert werden sollen. Präzise ausgedrückt soll ein digital erzeugtes Signal gebildet werden, welches nur ungeradzahlige Oberwellen ab der siebenten Ordnung enthält. Die DE-OS 40 41 852 gibt dazu eine Schaltungsanordnung speziell zum Bilden dieses treppenförmigen Signals an; sie macht jedoch keine Ausführungen über die weitere Verarbeitung dieses Signals in einem Stereodecoder.

Aus der Literaturstelle "Halbleiter-Schaltungstechnik" von Tietze und Schenk, 6. Auflage, Seite 800, ist bekannt, bei einem Synchron-Gleichrichter den unerwünschten Beitrag der ungeradzahligen Oberschwingungen dadurch zu beseitigen, daß statt eines Schalters ein Analogmultiplizierer als Synchron- Gleichrichter benutzt wird. Dieser Analogmultiplizierer kann die Eingangsspannung statt mit einer Rechteckfunktion mit einer Sinusfunktion multiplizieren. Da diese Sinusfunktion keine Oberschwingungen enthält, entfallen die dadurch ausgelösten Störungen entsprechend.

Die Erfindung hat die Aufgabe, eine Schaltungsanordnung zum Demodulieren eines Signals zu schaffen, bei der die Unempfindlichkeit gegen Fertigungstoleranzen (und Temperatureinflüsse), wie sie bei Analogmultipliezierenden und vergleichbaren Schaltungsanordnungen durch toleranzbedingte Veränderungen der Arbeitspunkte bzw. Bauteilkennwerte (Widerstandswerte) entstehen, verbunden ist mit einer wirksamen Unterdrückung von Harmonischen der Grundfrequenz der Steuerspannung des Synchron-Gleichrichters.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch die Maßnahmen der nebengeordneten Patentansprüche 1 oder 2. Dabei wird entweder eine einzige Eingangsstufe mit für unterschiedliche Verstärkungsfaktoren wahlweise wirksam schaltbaren Eingangs-, Ausgangs- bzw. Rückkopplungs-Netzwerken verwendet, oder es gelangen mehrere, wahlweise wirksam schaltbare Eingangsstufen zur Anwendung. Innerhalb der jeweils wirksamen Schaltungsteile kann der Einfluß von Fertigungstoleranzen wirksam unterbunden werden; beispielsweise werden bei einem rückgekoppelten Operationsverstärker in den einzustellenden Verstärkungsfaktor lediglich Widerstandsverhältnisse eingehen, die beispielsweise bei der Herstellung derartigen Widerstände auf einer auf einem Halbleiterkristall integrierten Schaltung sehr unempfindlich gegen Fertigungstoleranzen sind. Im Betrieb der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung erfolgt weiterhin nur eine ("digitale") Umschaltung zwischen derartigen Schaltungsstufen; eine zu Fehlern führende Einstellung analoger Arbeitspunkte findet nicht statt. Die Erfindung ermöglicht in einfacher Weise den Aufbau eines Synchron-Gleichrichters, der die vorstehend beschriebene Toleranz- Unempfindlichkeit verbindet mit einer wirksamen Unterdrückung von Störungen durch Harmonische der Grundfrequenz des Schaltsignals.

Bei derartigen, geschalteten Operationsverstärkern wird durch ein Umschalten der Eingangsstufen bzw. der Beschaltung insbesondere der Eingangsstufe ein Betrieb mit unterschiedlich vorgebbaren Verstärkungen ermöglicht. Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung erfolgt dieses Umschalten auf unterschiedliche Verstärkungen gemäß einer Zeitfunktion, deren Grundfrequenz die Frequenz der Trägerschwingung ist. Somit wird zur Gewinnung eines Ausgangssignals der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung das als Eingangssignal fungierende, auf die Trägerschwingung amplitudenmodulierte Nutzsignal mit einer zeitabhängigen Verstärkung multipliziert, wobei das demodulierte Nutzsignal (im Basisband) erhalten wird. Als Steuerschwingung wird der Umschaltsignal-Erzeugungsstufe dabei bevorzugt eine Rechteckschwingung zugeleitet. Durch diese läßt sich einfach entweder das Umschalten der Eingangsstufen bzw. Netzwerke unmittelbar bewerkstelligen, oder es können aus ihr in einfacher Weise Umschaltsignale anderer zeitlicher Verläufe abgeleitet werden.

Dies ist insbesondere dann von Vorteil, wenn gemäß einer Weiterbildung der Erfindung die unterschiedlichen Verstär­ kungen in einer zeitlichen Abfolge vorgebbar sind, die eine periodische, stufenförmige und zu Null symmetrische Funktion der Zeit bildet, deren Grundfrequenz der Frequenz der Trägerschwingung entspricht. Die Frequenz der Steuer­ schwingung wird dabei bevorzugt entsprechend den Stufen dieser Funktion gewählt.

Die Erfindung hat außerdem den Vorteil, daß die Verstär­ keranordnung mit dem Operationsverstärker eine hohe Aussteuerfähigkeit besitzt, wodurch nahezu die gesamte Versorgungsspannung der Verstärkeranordnung für die Signalaussteuerung, insbesondere für die Amplitude des demodulierten Nutzsignals, ausgenutzt werden kann.

An dieser Stelle sei bemerkt, daß aus der DE 32 00 071 C2 eine Schaltungsanordnung zur stufenweise einstellbaren Dämpfung eines elektrischen Signals bekannt ist, die als Lautstärke- oder Tonregler in Audioverstärkern eingesetzt werden kann. Diese Schaltungsanordnung enthält einen Schaltverstärker, der aus einer Anzahl von Differenzpaaren mit Transistorpaaren besteht. Die Basiselektroden der jeweils ersten Transistoren der Differenzpaare sind je für sich mit einem Eingang verbunden, während die Emitterelek­ troden dieser Transistoren je für sich mit den Emitter­ elektroden des zu dem Paar gehörigen anderen Transistors und ihre Kollektorelektroden zusammen über eine Kollektor­ belastung mit einem positiven Speiseanschlußpunkt verbunden sind. Die Basiselektroden der anderen Tran­ sistoren der Paare sind zusammen mit dem invertierenden Eingang und ihre Kollektorelektroden sind zusammen über eine Kollektorbelastung mit dem positiven Speiseanschluß­ punkt verbunden. Die Kollektorsignale, die an den Kollek­ torbelastungen anliegen, werden über einen Differenz­ verstärker und einen Endverstärker verstärkt und vom Ausgang auf den invertierenden Eingang rückgekoppelt.

Um die Eingänge des bekannten Schaltverstärkers je für sich aktivieren zu können, sind die Emitterelektroden der Transistorenpaare über zugeordnete Trenntransistoren, deren Basiselektroden mit einer Quelle einer Bezugs­ spannung verbunden sind, und über zugeordnete Schalttran­ sistoren, deren Basiselektroden je für sich mit zuge­ hörigen Steuereingängen verbunden sind, mit Emitterstrom­ quellen verbunden, die durch Widerstände gebildet werden können, wodurch durch die Einschaltung des betreffenden Schalttransistors ein Emitterstrom, der durch die Bezugs­ spannung und den Wert des betreffenden Widerstands bestimmt wird, zu fließen beginnt, was zur Folge hat, daß der entsprechende Eingang aktiviert wird und am Ausgang das an diesem Eingang vorhandene Signal erscheint.

Nach einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung sind die zeitliche Abfolge der unterschiedlichen Verstärkungen sowie ihre Werte derart vorgegeben, daß die dadurch gebildete Funktion der Zeit neben ihrer Grundfrequenz möglichst geringe Harmonische dieser Grundfrequenz aufweist.

Die periodische, stufenförmige Funktion der Zeit, nach der die Verstärkungen der Verstärkeranordnung variieren, weist in ihrer allgemeinsten Fassung ein Frequenzspektrum mit der Frequenz der Trägerschwingung als Grundfrequenz sowie mit deren Harmonischen als Oberwellen auf. Wird das zu demodulierende Signal mit einer solchen Funktion multipli­ kativ verknüpft, entstehen Störanteile im Frequenzband des (demodulierten) Nutzsignals, wenn im zugeführten, amplitudenmodulierten Nutzsignal Anteile bei entsprechen­ den Vielfachen der Frequenz der Trägerschwingung enthalten sind. Im Betrieb einer derartigen Schaltungsanordnung macht sich das als Empfindlichkeit auf Signalfrequenzen bemerkbar, die in der Nähe der Frequenzen der genannten Oberwellen liegen. Da solche Störungen aus dem demodulier­ ten Nutzsignal nur schwer oder gar nicht zu beseitigen sind, ist eine Vermeidung derartiger Störungen von vornherein sehr bedeutsam.

Durch die vorgenannte Ausgestaltung der Erfindung wird die Vermeidung bzw. Unterdrückung derartiger Störungen sehr einfach und wirksam ermöglicht, indem die unterschied­ lichen Verstärkungen in ihrer zeitlichen Abfolge und ihren absoluten Werten innerhalb der periodischen, stufen­ förmigen und zu Null symmetrischen Funktion der Zeit der Art gewählt werden, daß die Oberwellen dieser Funktion bei Vielfachen der Frequenz der Trägerschwingung zu einem Minimum werden. Diese Minimierung kann grundsätzlich durch eine beliebig feine Abstufung und damit durch beliebige Erhöhung der Anzahl der Eingangsstufen bzw. Netzwerke beliebig weit getrieben werden, ist jedoch in der Praxis durch den damit verursachten Schaltungsaufwand und die Fertigungstoleranzen dieser Schaltungsteile begrenzt. Am wichtigsten ist eine Unterdrückung der Einflüsse der unteren Harmonischen, insbesondere beim Dreifachen oder beim Fünffachen der Frequenz der Trägerschwingung. Hierbei ist mit geringem Schaltungsaufwand eine gute Störunter­ drückung erreichbar.

In einer ersten Weiterbildung der Erfindung, durch die diese Unterdrückung der Störeinflüsse erzielt werden kann, ist eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit einem Operationsverstärker mit einer Eingangsstufe, die mit wenigstens zwei wahlweise wirksam schaltbaren Eingangs-, Ausgangs- bzw. Rückkopplungs-Netzwerken verbunden ist, der Art ausgestaltet, daß die Eingangsstufe mit zwei Differenz-Eingangsanschlüssen ausgebildet ist, daß die Netzwerke gemeinsam mit einem ersten Widerstandsspannungs­ teiler, der zwischen einem Eingang der Verstärkeranordnung und einem Referenzspannungsanschluß angeordnet ist, und einem zweiten Widerstandsspannungsteiler, der zwischen dem Eingang der Verstärkeranordnung und einem Ausgang der Verstärkeranordnung angeordnet ist, gebildet werden und daß beide Widerstandsspannungsteiler Anzapfungen auf­ weisen, die gesteuert durch die Umschaltsignale wahlweise gemäß der gewünschten Verstärkung mit einem der Differenz- Eingangsanschlüsse verbindbar sind.

In dieser Schaltungsanordnung kann durch das unterschied­ liche Verbinden der Anzapfungen mit den Differenz- Eingangsanschlüssen die Verstärkeranordnung auf unter­ schiedliche Verstärkungen eingestellt werden. Durch eine entsprechend gestaltete zeitliche Abfolge des Anschaltens dieser unterschiedlichen Verbindungsmöglichkeiten lassen sich in einfacher Weise die verschiedenen, erwünschten zeitlichen Verläufe der Verstärkungen erhalten.

Dieser Vorteil kann nach einer anderen Ausgestaltung der Erfindung auch erreicht werden mit einer Schaltungsanord­ nung, in der der Operationsverstärker wenigstens zwei durch die Umschaltsignale wahlweise wirksam schaltbare Eingangsstufen umfaßt, und zwar dadurch, daß jede der Eingangsstufen mit zwei Differenz-Eingangsanschlüssen ausgebildet und mit einem für sie wirksamen Eingangs-, Ausgangs- bzw. Rückkopplungs-Netzwerk verbunden ist, wobei die Netzwerke gemeinsam mit einem ersten Widerstands­ spannungsteiler, der zwischen einem Eingang der Verstär­ keranordnung und einem Referenzspannungsanschluß angeordnet ist, und einem zweiten Widerstandsspannungs­ teiler, der zwischen dem Eingang der Verstärkeranordnung und einem Ausgang der Verstärkeranordnung angeordnet ist, gebildet werden und daß beide Widerstandsspannungsteiler Anzapfungen aufweisen, von denen jede mit wenigstens einem der Differenz-Eingangsanschlüsse verbunden ist.

Bevorzugt sind die Eingangsstufen in der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung als Differenzverstärkerstufen ausge­ staltet, die je einen nicht invertierenden Eingang, der einen ersten der Differenz-Eingangsanschlüsse bildet, und je einen invertierenden Eingang aufweisen, der den zweiten der Differenz-Eingangsanschlüsse bildet. Insbesondere sind dabei die nicht invertierenden Eingänge mit den Anzapfun­ gen des ersten Widerstandsspannungsteilers und die inver­ tierenden Eingänge mit den Anzapfungen des zweiten Wider­ standsspannungsteilers im Fall mehrerer Eingangsstufen verbunden bzw. mit der einzigen Eingangsstufe verbindbar. Dadurch wird eine einfache, übersichtliche und auf verschiedene Anwendungsfälle leicht erweiterbare und anpaßbare Schaltungsanordnung geschaffen. Darüber hinaus können in einzelnen Fällen die invertierenden bzw. die nicht invertierenden Eingänge auch mit den Anzapfungen des jeweils anderen Widerstandsspannungsteilers verbunden werden.

In einer vorteilhaften Ausführungsform der erfindungs­ gemäßen Schaltungsanordnung mit drei unterschiedlich vorgebbaren Verstärkungen weist die Umschaltsignal- Erzeugungsstufe einen durch 6 teilenden (ersten) Frequenz­ teiler, dem als Steuerschwingung eine Rechteckschwingung mit der sechsfachen Frequenz der Trägerschwingung zuführ­ bar ist und durch den daraus eine Anzahl um je ein Sechstel der Periodendauer der Trägerschwingung gegen­ einander phasenverschobener Rechteckschwingungen mit der Frequenz der Trägerschwingung erzeugbar ist, sowie eine (erste) Verknüpfungsschaltung auf, in der durch logische Verknüpfungen dieser Rechteckschwingungen und der Steuer­ schwingung die Umschaltsignale erzeugbar sind. Ein derartiger (erster) Frequenzteiler ist beschrieben in der DE 42 14 612 A1, Fig. 7 und 8 mit zugehöriger Beschreibung. Mit den an diesem (ersten) Frequenzteiler zur Verfügung stehenden Rechteckschwin­ gungen lassen sich durch einfache logische Verknüpfungen die Umschaltsignale insbesondere für eine Verstärkung als Funktion der Zeit ableiten, bei der der Anteil der dritten Harmonischen sehr gering ist.

In einer anderen Fortbildung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung mit vier unterschiedlich vorgebbaren Verstärkungen weist die Umschaltsignal-Erzeugungsstufe einen (zweiten) Frequenzteiler mit zwei zueinander in Kaskade angeordneten Teilerstufen, durch die die Frequenz einer ihnen zugeführten Schwingung je halbiert werden kann und von denen zwei Ausgangssignale mit dieser halbierten Frequenz und einer Phasenverschiebung von einem Viertel der Periodendauer dieser halbierten Frequenz abgebbar sind. In einer (zweiten) Verknüpfungsschaltung sind durch logische Verknüpfungen von ausgewählten Ausgangssignalen der Teilerstufen die Umschaltsignale erzeugbar.

Diese Ausgestaltung vereinigt in besonders vorteilhafter Weise einen geringen Schaltungsaufwand mit einer hohen Störunterdrückung, da hier außer der dritten auch die fünfte Harmonische minimiert ist. Gleichzeitig ist der Schaltungsaufwand für die Frequenzteilung und die logischen Verknüpfungen besonders gering.

Einige Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Schaltungs­ anordnung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im nachfolgenden näher beschrieben. Es zeigen

Fig. 1 eine blockschematische Prinzipskizze einer Schaltungsanordnung nach der Erfindung,

Fig. 2 ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung mit einem Operationsverstärker mit zwei Eingangsstufen,

Fig. 3 zwei Schaltbilder zur Darstellung der Funktions­ weise der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 und

Fig. 4 schematisch einige zeitliche Verläufe von Signalen in der Schaltungsanordnung nach Fig. 2,

Fig. 5 ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung mit einem Operationsverstärker mit drei Eingangsstufen in blockschematischer Darstellung,

Fig. 6 einige Signalverläufe in der Schaltungsanordnung nach Fig. 5,

Fig. 7 ein drittes Ausführungsbeispiel der Erfindung mit einem Operationsverstärker mit vier Eingangsstufen und

Fig. 8 die zeitlichen Verläufe einiger Signale in der Schaltungsanordnung nach Fig. 7,

Fig. 9 ein detaillierteres Schaltbild eines Teils der Schaltungsanordnung nach Fig. 7,

Fig. 10 ein viertes Ausführungsbeispiel der erfindungs­ gemäßen Schaltungsanordnung mit einem Operationsverstärker mit einer Eingangsstufe und umschaltbarem Eingangs-, Ausgangs- bzw. Rückkopplungs-Netzwerk,

Fig. 11 eine Tabelle zur Funktion der Schaltungsanordnung nach Fig. 10,

Fig. 12 ein Ausführungsbeispiel für eine Umschaltsignal- Erzeugungsstufe zum Einsatz im Ausführungsbeispiel nach Fig. 10,

Fig. 13 eine zweite Tabelle zur Erläuterung einer Abwand­ lung der Funktionsweise der Schaltungsanordnung nach Fig. 10,

Fig. 14 ein fünftes Ausführungsbeispiel der erfindungs­ gemäßen Schaltungsanordnung mit einem Operationsverstärker mit einer Eingangsstufe und umschaltbaren Eingangs-, Ausgangs- bzw. Rückkopplungs-Netzwerken und

Fig. 15 eine dritte Tabelle zur Darstellung der Funktions­ weise der Schaltungsanordnung nach Fig. 14.

Im Schaltbild nach Fig. 1 ist mit dem Bezugszeichen 1 eine Verstärkeranordnung bezeichnet, der an einem Eingang 2 ein auf eine Trägerschwingung amplitudenmoduliertes Nutzsignals zuführbar ist. An einem Ausgang 3 kann das demodulierte Nutzsignal von der Verstärkeranordnung 1 abgegriffen werden. Die Schaltungsanordnung umfaßt weiterhin eine Umschaltsignal-Erzeugungsstufe 4 mit einem Eingang 5 für eine Steuerschwingung, deren Frequenz ein vorgebbares ganzzahliges Vielfaches der Frequenz der Trägerschwingung bildet. Bevorzugt wird als Steuerschwingung am Eingang 5 eine Rechteckschwingung zugeführt. In der Umschaltsignal- Erzeugungsstufe 4 wird aus der Steuerschwingung wenigstens ein Umschaltsignal erzeugt und über eine Umschaltsignal­ leitung 6 der Verstärkeranordnung 1 zugeleitet. Alle Umschaltsignale sind derart ausgeführt, daß durch sie die Verstärkung der Verstärkeranordnung 1 gemäß einer perio­ dischen und vorzugsweise stufenförmigen, zu Null symme­ trischen Funktion der Zeit veränderbar ist. Das amplitudenmodulierte Nutzsignal am Eingang 2 wird mit dieser Funktion der Zeit multipliziert, wodurch am Ausgang 3 ein demoduliertes Nutzsignal zur Verfügung gestellt wird.

Gemäß dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 2, in der wie auch im folgenden bereits beschriebene Elemente wieder mit denselben Bezugszeichen versehen sind, enthält die Verstärkeranordnung 1 einen Operationsverstärker 7 mit zwei Eingangsstufen, die über die Umschaltsignalleitung 6 wahlweise wirksam schaltbar sind. In der Darstellung nach Fig. 2 sind die Umschaltsignal-Erzeugungsstufe 4 und die Umschaltsignalleitung 6 sehr einfach, nämlich als durch­ gehende Leitungsverbindung, dargestellt, und es ist angenommen, daß die Steuerschwingung am Eingang 5 gemäß ihrem zeitlichen Verlauf als Rechteckschwingung zwei Pegel annehmen kann, wobei durch den einen Pegel die erste Eingangsstufe und durch den anderen Pegel die zweite Eingangsstufe wirksam schaltbar ist. In einer Abwandlung dieses Ausführungsbeispiels kann die Umschaltsignal- Erzeugungsstufe 4 eine Inverterschaltung enthalten, wenn die Eingangsstufen beide durch denselben ersten Pegel in ihren wirksamen Zustand und durch denselben zweiten Pegel in ihren unwirksamen Zustand geschaltet werden können.

Jede der beiden nicht explizit dargestellten Eingangs­ stufen des Operationsverstärkers 7 ist mit zwei Differenz- Eingangsanschlüssen ausgebildet und bevorzugt als Differenzverstärkerstufe ausgestaltet, so daß die Differenz-Eingangsanschlüsse paarweise einen nicht inver­ tierenden und einen invertierenden Eingang bilden. Diese sind in Fig. 2 mit einem Minuszeichen bzw. einem Plus­ zeichen und entsprechend der Numerierung der Eingangs­ stufen mit fortlaufenden Nummern versehen. Entsprechend ist der nicht invertierende Eingang 8 der ersten Eingangs­ stufe des Operationsverstärkers 7 mit der Kennzeichnung "1+" und der zugehörige invertierende Eingang 9 mit "1-", der nicht invertierende Eingang 10 der zweiten Eingangs­ stufe mit "2+" und der zugehörige invertierende Eingang 11 mit "2-" versehen. Die entsprechende Kennzeichnung wird auch in den weiteren Figuren beibehalten.

Der Operationsverstärker 7 weist weiterhin einen Ausgang 12 auf, der im Beispiel nach Fig. 2 den Ausgang 3 der Verstärkeranordnung 1 bildet. Ferner ist der Operationsverstärker 7 mit der Umschaltsignalleitung 6 verbunden, über die in der schon beschriebenen Weise zwischen der Wirksamkeit der ersten und der zweiten Eingangsstufe umgeschaltet werden kann.

Zwischen dem Eingang 2 der Verstärkeranordnung 1 und ihrem Ausgang 3 ist ein (zweiter) Widerstandsspannungsteiler aus zwei Widerständen 13, 14 angeordnet, die zwischen sich eine Anzapfung 15 einschließen. Der Eingang 2 ist mit dem nicht invertierenden Eingang 8 der ersten Eingangsstufe, die Anzapfung 15 mit dem invertierenden Eingang 11 der zweiten Eingangsstufe und der Ausgang 3 mit dem inver­ tierenden Eingang 9 der ersten Eingangsstufe verbunden, wohingegen der nicht invertierende Eingang 10 der zweiten Eingangsstufe mit einem Referenzspannungsanschluß 16 verbunden ist, über den eine Referenzgleichspannung zugeführt wird. Ein grundsätzlich möglicher Widerstand zwischen dem Eingang 2 und dem Referenzspannungs­ anschluß 16, über den der Eingangswiderstand der Verstärkeranordnung 1 sowie eine Eingangsgleichvorspannung des Eingangs 2 eingestellt werden kann, ist für die Erläu­ terung der prinzipiellen Funktion der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 nicht erforderlich und daher auch nicht dar­ gestellt. In anderen Ausführungsbeispielen kann durch einen solchen Widerstand ein (erster) Widerstands­ spannungsteiler gebildet werden, mit dessen Anzapfungen Eingänge der Eingangsstufen, bevorzugt die nicht inver­ tierenden Eingänge, verbunden werden können.

In Fig. 3 sind zur Erläuterung der Funktionsweise der Fig. 2 die beiden Schaltungskonfigurationen dargestellt, die sich durch das Umschalten auf entweder die erste oder die zweite Eingangsstufe ergeben. In Fig. 3a) ist dabei die erste Eingangsstufe, in Fig. 3b) die zweite Eingangs­ stufe wirksam. In Fig. 3a) wurden der Übersichtlichkeit halber die Widerstände 13, 14 nicht dargestellt, da sie lediglich parallel zum Operationsverstärker 7 eine Verbindung zwischen dem Eingang 2 und dem Ausgang 3 der Verstärkeranordnung 1 bilden.

Bei Wirksamkeit der ersten Eingangsstufe des Operations­ verstärkers 7 bildet dieser gemäß Fig. 3a) somit eine Übertragungsstrecke mit der Verstärkung 1, wohingegen bei Wirksamkeit der zweiten Eingangsstufe gemäß Fig. 3b) sich eine Verstärkung von -1 ergibt. Wird nun als Steuer­ schwingung an den Eingang 5 eine Rechteckschwingung mit der Frequenz der Trägerschwingung angelegt, wird der Operationsverstärker 7 im Takt der Trägerschwingung zwischen den Werten +1 und -1 für die Verstärkung hin- und hergeschaltet. Somit wird jede Halbwelle der mit dem Nutz­ signal amplitudenmodulierten Trägerschwingung mit einem anderen Verstärkungsfaktor übertragen. Wird insbesondere jede positive Halbwelle der Trägerschwingung mit der Verstärkung 1, jede negative Halbwelle der Träger­ schwingung dagegen mit der Verstärkung -1 übertragen, erhält man ein gleichgerichtetes Signal, aus welchem durch Abtrennen der niederfrequenten Signalanteile unmittelbar das Nutzsignal erhalten werden kann.

Diese Verhältnisse sind anhand der Fig. 4 schematisch erläutert. Darin ist im oberen Teil die mit dem Nutzsignal modulierte Trägerschwingung 17 als Vollinie dargestellt, deren Amplitude gemäß dem als punktierte Linie wieder­ gegebenen Nutzsignal 18 über der Zeit t variiert. Im unteren Teil der Fig. 4 ist der zeitliche Verlauf der Steuerschwingung 19 dargestellt, deren Frequenz mit der­ jenigen der Trägerschwingung übereinstimmt. Mit gestrichelter Linie ist ferner die mit der zeitvariablen Verstärkung multiplizierte Trägerschwingung 20 wieder­ gegeben, die ein gleichgerichtetes Signal bildet. Durch Tiefpaßfilterung wird daraus die Hüllkurve, nämlich das Nutzsignal 18 gewonnen.

Um die durch die Multiplikation mit dem rechteckförmigen zeitlichen Verlauf der Verstärkung sich ergebende Empfind­ lichkeit der Schaltungsanordnung auf Frequenzen im dem Eingang 2 zugeführten, auf die Trägerschwingung amplitu­ denmodulierten Nutzsignal zu verringern, wird erfindungs­ gemäß ein zeitlicher Verlauf der Verstärkung gebildet, der einen möglichst geringen Anteil von Oberwellen aufweist. Insbesondere werden dazu die Harmonischen niedriger Ordnung in ihrem Wert minimiert. In Fig. 5 ist ein Beispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung darge­ stellt, mit welchem die Empfindlichkeit auf die dritte Harmonische der Trägerschwingung minimiert werden kann. Da diese Harmonische bei einer Reihenentwicklung des recht­ eckförmigen Verlaufs der Verstärkung über der Zeit den höchsten Koeffizienten aufweist, ist eine Unterdrückung der Empfindlichkeit der Schaltungsanordnung bei dieser dritten Harmonischen besonders vorteilhaft.

In der Schaltungsanordnung nach Fig. 5 umfaßt der dort eingesetzte Operationsverstärker 7 zusätzlich zu den beiden, aus den Fig. 2 und 3 bekannten Eingangsstufen noch eine dritte Eingangsstufe mit einem nicht invertierenden Eingang 21 und einem invertierenden Eingang 22, die ent­ sprechend den Eingängen der ersten beiden Eingangsstufen auch mit "3+" bzw. "3-" gekennzeichnet sind. Ansonsten entspricht die Verstärkeranordnung 1 weitgehend der Konfiguration aus Fig. 2 mit der Maßgabe, daß die Anzapfung 15 ihr mit dem nicht invertierenden Eingang 10 der zweiten Eingangsstufe (2+) und daher der invertierende Eingang 11 der zweiten Eingangsstufe (2-) mit dem Referenzspannungsanschluß verbunden ist, welcher im vor­ liegenden Fall durch Masse gebildet wird. Der nicht inver­ tierende Eingang 21 der dritten Eingangsstufe (3+) ist ebenfalls mit dem Referenzspannungsanschluß 16 verbunden, wohingegen der invertierende Eingang 22 der dritten Ein­ gangsstufe (3-) gemeinsam mit dem invertierenden Eingang 9 der ersten Eingangsstufe (1-) an den Ausgang 12 des Opera­ tionsverstärkers 7 geführt ist.

Werden bei der Anordnung nach Fig. 5 die ersten beiden Eingangsstufen wirksam geschaltet, ergeben sich die bereits zu Fig. 2 bis 4 beschriebenen Verstärkungen für die Verstärkeranordnung 1, d. h. diese nimmt den Wert +1 beim Betrieb mit der ersten Eingangsstufe und den Wert -1 beim Betrieb mit der zweiten Eingangsstufe an. Beim Umschalten des Operationsverstärkers 7 auf die dritte Eingangsstufe, deren nicht invertierender Eingang 21 an Masse liegt und deren invertierender Eingang 22 mit dem Ausgang 12 verbunden ist, wird vom Eingang 2 kein amplitu­ denmoduliertes Nutzsignal auf den Operationsverstärker 7 übertragen. Damit ist in diesem Betriebsfall die Verstärkung gleich Null.

Die Funktion der Zeit, gemäß der die drei Eingangsstufen des Operationsverstärkers 7 gemäß Fig. 5 wechselweise wirksam geschaltet werden, um einen Verstärkungsverlauf zu erreichen, durch den Einflüsse der dritten Harmonischen der Trägerschwingung bzw. Empfindlichkeiten der Schal­ tungsanordnung auf Signalfrequenzen in diesem Bereich unterdrückt werden können, ist in Fig. 6f) aufgetragen. Der Verlauf der Verstärkung V über der Zeit t weist im ersten Zwölftel der Periode T der Trägerschwingung den Wert 0 auf, springt dann auf den Wert 1, um im Bereich von 1/12 der Periode T vor und hinter der halben Dauer der Periode T wieder auf 0 abzufallen. Anschließend erfolgt ein Umschalten auf den Wert -1 bis zu einem um 1/12 der Periodendauer T vor dem Ende der Periode der Trägerschwin­ gung gelegenen Zeitpunkt. Für den Rest der Periodendauer nimmt die Verstärkung V wieder den Wert 0 an. In Fig. 6g) ist zu dem jeweiligen Wert der Verstärkung V die zuge­ hörige, wirksam geschaltete Eingangsstufe eingetragen.

Ein Beispiel für eine Umschaltsignal-Erzeugungsstufe 4, mit der der in Fig. 6f) dargestellte, zeitliche Verlauf der Verstärkung V erzeugt werden kann, ist ebenfalls in Fig. 5 wiedergegeben. Diese Umschaltsignal-Erzeugungs­ stufe 4 umfaßt eine Kettenschaltung dreier D-Flipflops 23, 24, 25, die einen Frequenzteiler zum Teilen der Frequenz der Steuerschwingung am Eingang 5 durch den Faktor 6 dar­ stellt. Die Kettenschaltung 23, 24, 25 ist mit einer Logikschaltung 26 verbunden, die eine einwandfreie Funktion der Frequenzteilerschaltung gewährleisten soll. Die Kettenschaltung 23, 24, 25 mit der Logikschaltung 26 ist in der DE 42 14 612 A1, Fig. 7 mit zugehöriger Beschreibung, ausführlich erläutert worden. Auf die Offenbarung dieser Patentanmeldung wird hiermit ausdrücklich Bezug genommen. Jedes der D-Flipflops 23, 24, 25 weist einen (nicht invertierenden) Ausgang Q1, Q2 bzw. Q3 und - zusätzlich gegenüber der Anordnung gemäß DE 42 14 612 A1 - je einen invertierenden Ausgang 27, 28 bzw. 29 auf. Alle Ausgänge Q1, Q2, Q3, 27, 28 und 29 der D-Flipflops 23, 24 bzw. 25 der Ketten­ schaltung sind mit zugehörigen Eingängen der ersten Verknüpfungsschaltung 30 verbunden, in der durch logische Verknüpfung der von den Ausgängen der D-Flipflops 31, 32 bzw. 33 abgegebenen Signale die Umschaltsignale auf der Umschaltsignalleitung 6 gebildet werden, die ebenfalls mit der ersten Verknüpfungsschaltung 30 verbunden ist. Zur Erläuterung der Funktionsweise der Kettenschaltung 23, 24, 25 und der ersten Verknüpfungsschaltung 30 sind in Fig. 6a) bis e) die aus der Fig. 8 der DE 42 14 612 A1 entnehmbaren Signalverläufe an der dort im einzelnen beschriebenen Frequenzteilerschaltung wiedergegeben. Dabei bildet das Taktsignal CL gemäß Fig. 6a) bei der vorliegenden Erfindung die Steuer­ schwingung, deren Frequenz in diesem Ausführungsbeispiel der sechsfachen Frequenz der Trägerschwingung entspricht. An den nicht invertierenden Ausgängen Q1, Q2 bzw. Q3 der D-Flipflops 23, 24 bzw. 25 treten die in den Fig. 6c) bis e) dargestellten Signale auf, die eine gegenüber der Steuerschwingung CL um den Faktor 6 in der Frequenz geteilte Rechteckschwingung bilden, wobei die Rechteck­ schwingungen an den einzelnen Ausgängen Q1, Q2 bzw. Q3 gegeneinander um je ein Sechstel ihrer Periode phasen­ verschoben sind. In Fig. 6b) ist außerdem das Signal am Eingang D1 des ersten D-Flipflops 23 dargestellt, welches gemäß den Ausführungen aus DE 42 14 612 A1 von der Logik­ schaltung 26 geliefert wird. Für jedes zwölfte Intervall der Periode T der Trägerschwingung läßt sich eine ein­ deutige logische Verknüpfung der Steuerschwingung CL und der Signale an den Ausgängen Q1, Q2 und Q3 sowie ihrer Inversen aufstellen, so daß aus den entsprechenden Verknüpfungen für die einzelnen Teile der Periode T die die einzelnen Eingangsstufen wirksam schaltenden Umschaltsignale zusammengesetzt werden können. Die dafür erforderlichen logischen Verknüpfungen ergeben sich unmittelbar aus den Werten der in Fig. 6a) und c) bis e) dargestellten Signale mit der Darstellung der Schalt­ zustände der Eingangsstufen gemäß Fig. 6g).

Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 7, in welchem bereits beschriebene Elemente wieder mit denselben Bezugszeichen versehen sind, weist einen Operationsverstärker 7 mit vier Eingangsstufen auf, wobei der nicht invertierende Eingang 31 der vierten Eingangsstufe entsprechend den Bezeichnungen bei den übrigen Eingangsstufen mit "4+" und der invertierende Eingang 32 mit "4-" bezeichnet ist. Die Verstärkeranordnung 1 ist in diesem Ausführungsbeispiel außerdem mit einem ersten Widerstandsspannungsteiler versehen, der aus zwei Widerständen 33, 34 besteht, die in Reihenschaltung zwischen dem Eingang 2 für das amplituden­ modulierte Nutzsignal und dem Referenzspannungsanschluß 16 angeordnet sind. Zwischen den Widerständen 33, 34 ist eine Anzapfung 35 angeordnet, die mit dem nicht invertierenden Eingang 10 der zweiten Eingangsstufe verbunden ist. Begrifflich können die Endanschlüsse des ersten Wider­ standsspannungsteilers 33, 34 ebenfalls als Anzapfungen geführt werden, da sie jedoch mit dem Eingang 2 bzw. dem Referenzspannungsanschluß 16 verbunden sind, sollen für sie keine neuen Begriffe eingeführt werden. Im Aus­ führungsbeispiel nach Fig. 7 ist der Eingang 2 mit dem nicht invertierenden Eingang 8 der ersten Eingangsstufe und der Referenzspannungsanschluß 16 mit den nicht inver­ tierenden Eingängen 21 und 31 der dritten bzw. vierten Eingangsstufe verbunden.

Der zweite Widerstandsspannungsteiler umfaßt im Aus­ führungsbeispiel nach Fig. 7 außer den Widerständen 13, 14 mit der dazwischen eingeschlossenen Anzapfung 15 einen weiteren Widerstand 36, der an den Widerstand 14 angereiht ist; zwischen diesen beiden Widerständen befindet sich eine zweite Anzapfung 37 des zweiten Widerstandsspannungs­ teilers. Der so erweiterte zweite Widerstandsspannungs­ teiler ist in der beschriebenen Weise zwischen den Eingang 2 und den Ausgang 3 der Verstärkeranordnung 1 eingefügt. Die (erste) Anzapfung 15 des zweiten Wider­ standsspannungsteilers ist mit dem invertierenden Ein­ gang 22 der dritten Eingangsstufe, die zweite Anzapfung 37 mit dem invertierenden Eingang 32 der vierten Eingangs­ stufe verbunden. Die invertierenden Eingänge 9, 11 der ersten und der zweiten Eingangsstufe sind gemeinsam mit dem Ausgang 3 der Verstärkeranordnung 1 (bzw. dem Ausgang 12 des Operationsverstärkers 7) verbunden.

Im Ausführungsbeispiel nach Fig. 7 sind die Widerstands­ werte der Widerstände 13, 14, 33, 34, 36 der beiden Wider­ standsspannungsteiler entsprechend den bei der Wirksamkeit der einzelnen Eingangsstufen des Operationsverstärkers 7 erwünschten Verstärkungen wählbar. Insbesondere kann damit ein zeitlicher Verlauf der Verstärkung V über der Zeit t erzielt werden, wie er in Fig. 8h) schematisch wieder­ gegeben ist. Durch die dort gezeigte, mit der Träger­ schwingung periodische, stufenförmige und zu Null symme­ trische Funktion der Zeit kann erreicht werden, daß Stör­ frequenzen bzw. Empfindlichkeiten nicht nur im Bereich der dritten Harmonischen der Frequenz der Trägerschwingung, sondern auch im Bereich ihrer fünften Harmonischen unter­ drückt werden. Dazu nimmt die Verstärkung V im ersten Achtel der Periode T der Trägerschwingung einen Wert an, der der um 1 verminderten Quadratwurzel aus der Zahl 2 entspricht. Für die nächste Viertelperiode der Träger­ schwingung wird die Verstärkung V zu 1, nimmt danach für ein weiteres Achtel der Periode T den erstgenannten Wert an, springt für ein weiteres Achtel der Periode T auf das Negative des vorgenannten Wertes, also auf 1 abzüglich der Quadratwurzel der Zahl 2, um für eine weitere Viertel­ periode den Wert -1 anzunehmen. Während des letzten Achtels der Periode T beträgt die Verstärkung V wieder 1 abzüglich der Quadratwurzel der Zahl 2. In Fig. 8g) sind die für die einzelnen Werte der Verstärkung V wirksamen Eingangsstufen 1 bis 4 des Operationsverstärkers 7 gemäß Fig. 7 angegeben.

Um die vorstehend beschriebenen Werte für die Verstär­ kung V bei Wirksamkeit der einzelnen Eingangsstufen zu erreichen, sind die Widerstandswerte der Widerstände der Widerstandsspannungsteiler entsprechend zu wählen. Wird beispielsweise der Widerstandswert des Widerstands 34 des ersten Widerstandsspannungsteilers mit dem Symbol R bezeichnet, beträgt im vorliegenden Beispiel der Wert des anderen Widerstands 33 des ersten Widerstandsspannungs­ teilers das mit der Quadratwurzel der Zahl 2 Multipli­ zierte dieses Wertes R. Der Widerstand 36 erhält ebenfalls den Wert R, der Widerstand 13 den Wert R, multipliziert mit dem um 1 erhöhten Kehrwert der Quadratwurzel aus der Zahl 2, wohingegen der Wert des Widerstands 14 auf R, dividiert durch die Quadratwurzel aus der Zahl 2, fest­ gesetzt wird.

In der Verstärkeranordnung 1 gemäß Fig. 7 sind die Anzapfungen des ersten Widerstandsspannungsteilers 33, 34 mit den nicht invertierenden Eingängen 8, 10, 21, 31, die Anzapfungen des zweiten Widerstandsspannungsteilers 13, 14, 36 mit den invertierenden Eingängen 9, 11, 22, 32 verbunden. Wie im Beispiel nach Fig. 5 sind auch hier Ausführungen denkbar, in denen von dieser strengen Zuord­ nung abgewichen wird.

Die Umschaltsignal-Erzeugungsstufe 4 gemäß dem Aus­ führungsbeispiel nach Fig. 7 weist einen zweiten Frequenz­ teiler auf, der zwei zueinander in Kaskade angeordnete Teilerstufen 38, 39 enthält. Jede der Teilerstufen 38 bzw. 39 weist einen Eingang 40 bzw. 41 auf, dem ein in seiner Frequenz um den Faktor 2 zu teilendes Signal, vorzugsweise eine Rechteckschwingung, zugeführt werden kann. Jede Teilerstufe 38, 39 weist zwei Ausgänge 42, 43 bzw. 44, 45 auf, an denen je ein auf die Hälfte der Frequenz des dem zugehörigen Eingang 40 bzw. 41 zugeführten Signals geteil­ tes Signal abgegriffen werden kann. Dabei ist das Signal am ersten Ausgang 42 bzw. 44 der Teilerstufe 38 bzw. 39 gegenüber dem Signal am jeweils zweiten Ausgang 43 bzw. 45 um ein Viertel seiner Periode bzw. um die Hälfte der Periode des Signals am zugehörigen Eingang 40 bzw. 41 verschoben. Ein Umschalten der Signale an den ersten Aus­ gängen 42, 44 erfolgt in den Teilerstufen 38 bzw. 39 stets bei einer ansteigenden Flanke der den Eingängen 40 bzw. 41 zugeführten Signale, wohingegen das Umschalten der Signale an den zweiten Ausgängen 43 bzw. 45 der Teilerstufen 38 bzw. 39 stets durch eine abfallende Flanke der den Ein­ gängen 40 bzw. 41 zugeführten Signale ausgelöst wird. Dementsprechend werden die ersten Ausgänge 42, 44 auch als 0-Grad-Ausgänge, die zweite Ausgänge 43 bzw. 45 auch als 90-Grad-Ausgänge bezeichnet. Alle Ausgänge 42 bis 45 sind zweipolig als Gegentaktausgänge ausgeführt, wohingegen die Eingänge 40, 41 im Beispiel nach Fig. 7 nur einpolig dargestellt, jedoch in einer Abwandlung auch zweipolig ausführbar sind.

Ein Beispiel für Signalverläufe an den Teilerstufen 38, 39 ist in Fig. 8a) bis f) wiedergegeben. Dem mit dem Eingang 40 der ersten Teilerstufe 38 verbundenen Eingang 5 der Umschaltsignal-Erzeugungsstufe 4 wird eine rechteck­ förmige Steuerschwingung zugeführt, die gemäß Fig. 8a) die vierfache Frequenz der Trägerschwingung aufweist. Am nicht invertierenden Ausgangsanschluß des ersten Ausgangs 42 der ersten Teilerstufe 38, der mit dem Eingang 41 der zweiten Teilerstufe 39 verbunden ist, wird dann das in Fig. 8f) dargestellte Signal erhalten, wohingegen sich an den Anschlüssen des zweiten Ausgangs 43 die in Fig. 8b) und c) wiedergegebenen Signale ausbilden. Dabei ist das Signal nach Fig. 8b) dem nicht invertierenden Ausgangsanschluß, das Signal nach Fig. 8c) dem invertierenden Ausgangs­ anschluß des zweiten Ausgangs 43 der ersten Teilerstufe 38 zugeordnet.

Entsprechend wird das Signal am Eingang 41 der zweiten Teilerstufe 39, welches die doppelte Frequenz der Träger­ schwingung aufweist und mit seiner ansteigenden Flanke mit den ansteigenden Flanken der Steuerschwingung in Phase liegt, in der zweiten Teilerstufe 39 geteilt. Am ersten Ausgang 44 bilden sich die in Fig. 8d) und e) darge­ stellten Signale aus, wobei das Signal gemäß Fig. 8d) dem nicht invertierenden Ausgangsanschluß und das Signal gemäß Fig. 8e) dem invertierenden Ausgangsanschluß des ersten Ausgangs 44 der zweiten Teilerstufe 39 zugeordnet ist. Die ansteigenden Flanken der Signale an den nicht invertieren­ den Ausgangsanschlüssen der ersten, Ausgänge 42 und 44 sind mit den ansteigenden Flanken der Steuerschwingung am Eingang 40 in Phase.

Die Anschlüsse der Ausgänge 43 und 44 der Teilerstufen 38, 39 sind mit zugehörigen Eingängen einer zweiten Verknüpfungsschaltung 46 verbunden, die ferner mit der Umschaltsignalleitung 6 des Operationsverstärkers 7 verbunden ist. In der zweiten Verknüpfungsschaltung 46 wird aus den Signalen an den Ausgängen 43, 44, d. h. aus ausgewählten Ausgangssignalen der Teilerstufen 38, 39, durch logische Verknüpfungen eine Anzahl von Umschalt­ signalen für die Eingangsstufen des Operationsver­ stärkers 7 erzeugt. Die Ausbildung der einzelnen, dafür geeigneten logischen Verknüpfungen ergibt sich unmittelbar aus den Signalwerten der in den Fig. 8b) bis e) darge­ stellten Signalverläufe im Vergleich mit der Darstellung nach Fig. 8g).

Ein detaillierteres Ausführungsbeispiel für die zweite Verknüpfungsschaltung 46 und den Operationsverstärker 7 gemäß Fig. 7 ist in Fig. 9 dargestellt. Dabei sind bereits beschriebene Elemente wieder mit identischen Bezugszeichen versehen. Die von der Umschaltsignal-Erzeugungsstufe 4 umfaßte zweite Verknüpfungsschaltung 46 weist vier Ein­ gänge auf, die mit den Bezugszeichen 43 bzw. 44 der Aus­ gänge der in Fig. 9 nicht dargestellten Teilerstufen 38 bzw. 39 gekennzeichnet sind. Dabei ist der nicht inver­ tierende Ausgangsanschluß des zweiten Ausgangs 43 der ersten Teilerstufe 38 mit dem Bezugszeichen 431 versehen; entsprechend ist 432 der invertierende Ausgangsanschluß des zweiten Ausgangs 43, 441 der nicht invertierende und 442 der invertierende Ausgangsanschluß des ersten Aus­ gangs 44 der zweiten Teilerstufe 39. Am Ausgangsan­ schluß 431 wird das Signal gemäß Fig. 8b), am Ausgangs­ anschluß 432 das Signal nach Fig. 8c), am Ausgangsan­ schluß 441 das Signal von Fig. 8d) und am Ausgangsan­ schluß 442 das Signal von Fig. 8e) zugeführt.

Die zweite Verknüpfungsschaltung 46 weist drei emitter­ gekoppelte Transistorenpaare auf, von denen das erste Transistorenpaar 47 mit seinen miteinander verbundenen Emitteranschlüssen über eine Stromquelle 50 an Masse angeschlossen und mit seinen Kollektoranschlüssen mit je einer der Verbindungen der Emitteranschlüsse der beiden anderen emittergekoppelten Transistorenpaare 48 bzw. 49 verbunden ist. Die Basisanschlüsse der Transistoren des ersten emittergekoppelten Transistorpaares 47 sind als Eingänge der zweiten Verknüpfungsschaltung 46 mit den Ausgangsanschlüssen des zweiten Ausgangs 43 der ersten Teilerstufe 38 verbunden. Je ein Basisanschluß des zweiten und des dritten emittergekoppelten Transistorpaares 48 bzw. 49 ist mit einem der Ausgangsanschlüsse 441 bzw. 442 des ersten Ausgangs 44 der zweiten Teilerstufe 39 verbunden. Die Kollektoranschlüsse der Transistoren des zweiten und des dritten Transistorpaares 48, 49 bilden eine erste bis vierte Ader 61 bis 64 der Umschaltsignal­ leitung 6. Durch die Ansteuerung der emittergekoppelten Transistorenpaare 47, 48, 49 mit den Signalen gemäß Fig. 8b) bis e) wird erreicht, daß ein von der Strom­ quelle 50 gespeister Strom stets nur durch eine der Adern 61 bis 64 der Umschaltsignalleitung 6 fließt.

Die Adern 61 bis 64 der Umschaltsignalleitung 6 sind mit je einer Stromquelle 51 bis 54 verbunden. Die Strom­ quellen 51 bis 54 sind durch die Ströme auf den Adern 61 bis 64 in der Weise schaltbar, daß die betreffende Strom­ quelle 51 bis 54 dann einen Strom führt, wenn auf der mit ihr verbundenen Ader 61 bis 64 ein Strom fließt, und daß umgekehrt die zugehörige Stromquelle 51 bis 54 gesperrt ist, wenn auf der zugehörigen Ader 61 bis 64 kein Strom fließt.

Jede der Stromquellen 51 bis 54 ist mit einer als emitter­ gekoppeltes Transistorenpaar ausgebildeten Eingangs­ stufe 55 bis 58, und zwar mit einem ihrer Anschlüsse mit der Verbindung der Emitteranschlüsse der zugehörigen Eingangsstufe, verbunden. Die zweiten Anschlüsse jeder der Stromquellen 51 bis 54 sind an einen Stromversorgungs­ anschluß 59 angeschlossen. Über die Umschaltsignal­ leitung 6 wird somit zur Zeit nur je eine der Eingangs­ stufen 55 bis 58 mit einem der zugehörigen Stromquelle 51 bis 54 entnommenen Strom gespeist, die übrigen Eingangs­ stufen sind stromlos und damit unwirksam. Während die Basisanschlüsse der die erste bis vierte Eingangsstufe 55 bis 58 bildenden, emittergekoppelten Transistoren die zugehörigen Eingänge 8 bis 11, 21, 22, 31, 32 bilden, sind die Kollektoranschlüsse aller den invertierenden Ein­ gängen 9, 11, 22 bzw. 32 zugeordneten Transistoren mit den verbundenen Basis- und Kollektoranschlüssen eines ersten Stromspiegeltransistors 65 und die Kollektoranschlüsse aller den nicht invertierenden Eingängen 8, 10, 21, 31 zugeordneten Transistoren der Eingangsstufen 55, 56, 57, 58 mit dem Kollektoranschluß eines zweiten Stromspiegel­ transistors verbunden. Die Basisanschlüsse beider Strom­ spiegeltransistoren 65, 66 sind miteinander verbunden, und ihre Emitteranschlüsse sind gemeinsam an Masse 60 ange­ schlossen. Vom Kollektoranschluß des zweiten Stromspiegel­ transistors 66 führt ein Eingangsanschluß 67 zu einer gemeinsamen Ausgangsstufe 68, die mit jeder der Eingangs­ stufen 55 bis 58 zusammen wirksam ist zum Nachverstärken des von der jeweils wirksamen Eingangsstufe 55 bis 58 gelieferten Signals. Die Ausgangsstufe 68 bildet mit ihrem Ausgang den Ausgang 12 des Operationsverstärkers 7 und ist zur Energieversorgung sowohl mit dem Stromversorgungs­ anschluß 59 als auch mit Masse 60 verbunden.

In der Schaltungsanordnung nach Fig. 9 können die Strom­ quellen 51 bis 54 ebenfalls als Stromspiegelschaltungen ausgeführt sein, so daß der von der Stromquelle 50 erzeugte Strom wahlweise in eine der Eingangsstufen 55 bis 58 gespiegelt wird.

Fig. 10 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, in der der Operationsverstärker 7 mit nur einer Eingangsstufe mit einem nicht invertierenden Eingang 8 und einem inver­ tierenden Eingang 9 versehen ist. Die Wirksamkeit der unterschiedlichen Eingangs-, Ausgangs- bzw. Rückkopplungs- Netzwerke wird hierbei nicht über das Wirksamschalten verschiedener Eingangsstufen des Operationsverstärkers, sondern durch Schalter erreicht, die die Eingänge 8, 9 wahlweise mit verschiedenen Anzapfungen eines ersten bzw. eines zweiten Widerstandsspannungsteilers verbinden, wobei Fig. 10 ein sehr einfaches Ausführungsbeispiel zeigt, in welchem der erste Widerstandsspannungsteiler zwischen dem Eingang 2 der Verstärkeranordnung 1 und dem Referenz­ spannungsanschluß 16 entfallen kann. Die Schalter sind der Einfachheit halber als mechanische Schalter symbolisch dargestellt, können aber bevorzugt als Transistorschalter, insbesondere mit MOS-Transistoren, aufgebaut sein. Die gesamte Anordnung nach Fig. 10 wird dann vorteilhaft in sogenannter BIMOS-Technik erstellt.

In Fig. 10 wird die Umschaltsignalleitung 6 durch vier Wirkverbindungen zu den vier Schaltern gebildet, von denen ein erster Schalter 101 zwischen dem Eingang 2 der Verstärkeranordnung 1 und dem nicht invertierenden Eingang 8 des Operationsverstärkers 7, ein zweiter Schalter 102 zwischen der Anzapfung 15 des (zweiten) Widerstandsteilers 13, 14 und dem invertierenden Eingang 9, ein dritter Schalter 103 zwischen dem Ausgang 12 und dem invertierenden Eingang 9 und ein vierter Schalter 104 zwischen dem Referenzspannungs­ anschluß 116 und dem nicht invertierenden Eingang 8 angeordnet ist. Wie bei den bisherigen Ausführungs­ beispielen die Eingangsstufen sind in Fig. 10 die Schalter 101 bis 104 durch die von der Umschaltsignal- Erzeugungsstufe 4 aus der dem Eingang 5 zugeführten Steuerschwingung schaltbar. Dazu ist in Fig. 11 tabellen­ artig ein erstes Betriebsbeispiel für die Schaltungsanord­ nung nach Fig. 10 dargestellt, in welchem die Verstärkung der Verstärkeranordnung 1 wahlweise auf den Wert +1 oder -1 eingestellt werden kann. Dies entspricht dem Betriebs­ fall der Schaltungsanordnung nach Fig. 2. In der Tabelle nach Fig. 11 sind für beide einzustellenden Verstärkungen die Schaltzustände der Schalter 101 bis 104 wiedergegeben, wobei eine "1" einen eingeschalteten Schalter und eine "0" einen ausgeschalteten Schalter symbolisiert.

Fig. 12 zeigt zu Fig. 11 ein Ausführungsbeispiel für die Auslegung der Umschaltsignal-Erzeugungsstufe 4, die einen einfachen Inverter aufweist. Durch die über den Eingang 5 zugeführte Steuerschwingung werden unmittelbar der erste und der dritte Schalter 101, 103 gesteuert, wohingegen der zweite und der vierte Schalter 102, 104 vom Inversen der Steuerschwingung betätigt werden.

Fig. 13 zeigt tabellarisch die Schaltzustände der Schalter 101 bis 104 für einen Betriebsfall, der dem­ jenigen der Fig. 5 entspricht. Gegenüber den aus Fig. 11 bekannten Schaltzuständen ist noch eine weitere Kombina­ tion von Schaltzuständen aufgenommen, durch die die Verstärkeranordnung 1 auf die Verstärkung Null geschaltet wird. Somit können mit ein und derselben Anordnung nach Fig. 10 auf sehr einfache Weise zwei unterschiedliche Betriebsarten verwirklicht werden; allerdings ist die Umschaltsignal-Erzeugungsstufe 4 entsprechend auszulegen. Für die Dimensionierung der Widerstände 13, 14 gilt daßelbe wie für die Schaltungsanordnungen nach Fig. 2 und 5, nämlich daß ihre Widerstandswerte übereinstimmen.

Fig. 14 zeigt eine weitere Ausführungsform der erfindungs­ gemäßen Schaltungsanordnung mit der in Fig. 10 verwendeten Technik der Schalter, jedoch ausgelegt für ein Umschalten auf vier Werte für die Verstärkung, d. h. für eine Betriebsweise entsprechend der Schaltungsanordnung nach Fig. 7. Entsprechend sind die dort bereits erläuterten Elemente auch in Fig. 14 wieder mit denselben Bezugs­ zeichen versehen, was insbesondere für die beiden Wider­ standsspannungsteiler aus den Widerständen 13, 14, 36 bzw. 33, 34 gilt. Auch deren Dimensionierung stimmt mit der­ jenigen nach Fig. 7 überein.

Die Anordnung nach Fig. 14 weist insgesamt sechs Schalter auf, durch die die Anzapfungen der Widerstandsspannungs­ teiler 33, 34 bzw. 13, 14, 36 wahlweise mit den Ein­ gängen 8, 9 des Operationsverstärkers 7 verbindbar sind. Davon verbindet ein erster Schalter 201 den Eingang 2 der Verstärkeranordnung 1 mit dem nicht invertierenden Ein­ gang 8 des Operationsverstärkers 7, ein zweiter Schalter 202 die Anzapfung 35 des ersten Widerstands­ spannungsteilers 33, 34 ebenfalls mit dem Eingang 8, ein dritter Schalter 203 die Anzapfung 15 des zweiten Wider­ standsspannungsteilers 13, 14, 36 mit dem invertierenden Eingang 9, der ferner über einen vierten Schalter 204 mit der Anzapfung 37 und einen fünften Schalter 205 mit dem Ausgang 12 des Operationsverstärkers 7 verbindbar ist. Ein sechster Schalter 206 verbindet den Referenzspannungs­ anschluß 16 wahlweise mit dem nicht invertierenden Ein­ gang 8 des Operationsverstärkers 7. Entsprechend diesen sechs Schaltern 201 bis 206 umfaßt die Umschaltsignal­ leitung 6 sechs Wirkverbindungen.

Die einzelnen Schaltzustände der Schalter 201 bis 206 für die vier unterschiedlichen Verstärkungen, die zum Betrieb der Schaltungsanordnung nach Fig. 14 gemäß einem Verlauf der Verstärkung V über der Zeit t nach Fig. 8h) einzu­ stellen sind, sind in Fig. 15 in der bereits zu den Fig. 11 bis 13 erläuterten Darstellungsweise wieder­ gegeben. Mit einer Ausbildung der Umschaltsignal- Erzeugungsstufe 4 mit einer Frequenzteilung entsprechend Fig. 7 sowie den Vorgaben für die Schalterstellungen gemäß Fig. 15 kann unmittelbar ein Aufbau für eine zugehörige Verknüpfungsschaltung bestimmt werden.

Durch andere als die in Fig. 15 dargestellten Kombina­ tionen von Schalterstellungen der Schalter 201 bis 206 und entsprechend angepaßte Ausbildungen der Umschaltsignal- Erzeugungsstufe 4 können mit der Schaltungsanordnung nach Fig. 14 auch weitere Betriebsabläufe, d. h. andere Funk­ tionen der Zeit t für die Verstärkung V, verwirklicht werden.

Claims (6)

1. Schaltungsanordnung zum Demodulieren eines auf eine Trägerschwingung amplitudenmodulierten Nutzsignals (17) mit einer Verstärkeranordnung (1), die einen Operationsverstärker (7) enthält, mit einer Eingangsstufe, die mit wenigstens zwei durch die Umschaltsignale wahlweise wirksam schaltbaren Eingangs-, Ausgangs- bzw. Rückkopplungs-Netzwerken (13, 14, 33, 34, 36) verbunden ist derart, daß die Verstärkeranordnung (1) wenigstens zwei durch die Wirksamkeit der einzelnen Netzwerke (13, 14, 33, 34, 36) unterschiedlich vorgebbare Verstärkungen (V) aufweist, und der weiterhin eine Ausgangsstufe (68) umfaßt, sowie mit einer Umschaltsignal-Erzeugungsstufe (4) zum Erzeugen der Umschalt­ signale aus einer Steuerschwingung (an 5), deren Frequenz ein vorgebbares, ganz­ zahliges Vielfaches der Frequenz (1/T) der Trägerschwingung bildet; worin ferner die Werte der unterschiedlichen Verstärkungen (V) in einer zeitlichen Abfolge vorgebbar sind, die eine periodischen stufenförmige und zu Null symmetrische Funktion der Zeit (t) bildet, deren Grundfrequenz der Frequenz der Träger­ schwingung (1/T) entspricht und die neben ihrer Grundfrequenz (1/T) möglichst geringe Harmonische dieser Grundfrequenz aufweist; worin die Eingangsstufe mit zwei Differenz-Eingangsanschlüssen (8, 9) ausgebildet ist, daß die Netzwerke (13, 14, 33, 34, 36) gemeinsam mit einem ersten Widerstandsspannungsteiler (33, 34), der zwischen einem Eingang (2) der Verstärkeranordnung (1) und einem Referenz­ spannungsanschluß (16) angeordnet ist, und einem zweiten Wider­ standsspannungsteiler (13, 14, 36), der zwischen dem Eingang (2) der Verstärkeranordnung (1) und einem Ausgang (3) der Verstärkeranordnung (1) angeordnet ist, gebildet werden und daß beide Widerstandsspannungsteiler (33, 34; 13, 14, 36) Anzapfungen (14, 35, 37; 2, 3, 16) aufweisen, die gesteuert durch die Umschaltsignale (auf 6) wahlweise gemäß der gewünschten Verstärkung (V) mit einem der Differenz-Eingangsanschlüsse (8, 9) verbindbar sind.

2. Schaltungsanordnung zum Demodulieren eines auf eine Trägerschwingung amplitudenmodulierten Nutzsignals (17) mit einer Verstärkeranordnung (1), die einen Operationsverstärker (7) enthält, der wenigstens zwei durch Umschaltsignale (auf 65) wahlweise wirksam schaltbare Eingangsstufen (55 bis 58) umfaßt derart, daß die Verstärkeranordnung (1) wenigstens zwei durch die Wirksamkeit der einzelnen Eingangsstufen (55 bis 58) unterschiedlich vorgebbare Verstärkungen (V) aufweist, und der weiterhin eine Ausgangsstufe (68) umfaßt, sowie mit einer Umschaltsignal-Erzeugungsstufe (4) zum Erzeugen der Umschaltsignale aus einer Steuerschwingung (an 5), deren Frequenz ein vorgebbares, ganzzahliges Vielfaches der Frequenz (1/T) der Trägerschwingung bildet; worin ferner die Werte der unterschiedlichen Verstärkungen (V) in einer zeitlichen Abfolge vorgebbar sind, die eine periodische, stufenförmige und zu Null symmetrische Funktion der Zeit (t) bildet, deren Grundfrequenz der Frequenz der Trägerschwingung (1/T) entspricht und die neben ihrer Grundfrequenz (1/T) möglichst geringe Harmonische dieser Grundfrequenz aufweist; worin jede der Eingangsstufen (55 bis 58) mit zwei Differenz-Eingangsanschlüssen (8 bis 11; 21, 22; 31, 32) ausgebildet und mit einem für sie wirksamen Eingangs-, Ausgangs- bzw. Rückkopplungs-Netzwerk (13, 14, 33, 34, 36) verbunden ist, wobei die Netzwerke gemeinsam mit einem ersten Widerstandsspannungsteiler (33, 34), der zwischen einem Eingang (2) der Verstärkeranordnung (1) und einem Referenzspannungsanschluß (16) angeordnet ist, und einem zweiten Widerstandsspannungsteiler (13, 14, 36), der zwischen dem Eingang (2) der Verstärkeranordnung (1) und einem Ausgang (3) der Verstärkeranordnung (1) angeordnet ist, gebildet werden und worin beide Widerstandsspannungsteiler (33, 34; 13, 14, 36) Anzapfungen (15, 35, 37; 2, 3, 16) aufweisen, von denen jede mit wenigstens einem der Differenz-Eingangsanschlüsse (8 bis 11; 21, 22; 31, 32) verbunden ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsstufen (55 bis 58) als Differenz­ verstärkerstufen ausgestaltet sind mit je einem nicht invertierenden Eingang (8, 10, 21, 31), der einen ersten der Differenz-Eingangsanschlüsse bildet, und je einem invertierenden Eingang (9, 11, 22, 32), der den zweiten der Differenz-Eingangs­ anschlüsse bildet.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die nicht invertierenden Eingänge (8, 10, 21, 31) mit den Anzapfungen (35; 2, 16) des ersten Widerstandsspannungsteilers (33, 34) und die invertierenden Eingänge (9, 11, 22, 32) mit den Anzapfungen (15, 37; 3) des zweiten Widerstandsspannungsteilers (13, 14, 36) verbunden bzw. verbindbar sind.

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche mit drei unterschiedlich vorgebbaren Verstärkungen (V), dadurch gekennzeichnet, daß die Umschaltsignal-Erzeugungsstufe (4)

• - einen durch sechs teilenden (ersten) Frequenzteiler (23 bis 26), dem als Steuerschwingung (an 5) eine Rechteckschwingung (CL) mit der sechsfachen Frequenz der Trägerschwingung zuführbar ist und durch den daraus eine Anzahl um je ein Sechstel der Periodendauer (T) der Trägerschwingung gegeneinander phasenverschobener Rechteckschwingungen (an Q1, Q2, Q3) mit der Frequenz (1/T) der Trägerschwingung erzeugbar ist, sowie
• - eine (erste) Verknüpfungsschaltung (30) aufweist, in der durch logische Verknüpfungen dieser Rechteckschwingungen (an Q1, Q2, Q3) und der Steuerschwingung (CL) die Umschaltsignale (auf 6) erzeugbar sind.

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4 mit vier unterschiedlich vorgebbaren Verstärkungen (V), dadurch gekennzeichnet, daß die Umschaltsignal-Erzeugungsstufe (4)

• - einen (zweiten) Frequenzteiler (38, 39) mit zwei zueinander in Kaskade angeordneten Teilerstufen (38, 39), durch die die Frequenz einer ihnen (an 40, 41) zugeführten Schwingung je halbiert werden kann und von denen zwei Ausgangssignale (an 42, 43 bzw. 44, 45) mit dieser halbierten Frequenz und einer Phasenverschiebung von einem Viertel der Periodendauer dieser halbierten Frequenz abgebbar sind, sowie
• - eine (zweite) Verknüpfungsschaltung (46) aufweist, in der durch logische Verknüpfungen von ausgewählten Ausgangssignalen (an 43, 44) der Teilerstufen (38, 39) die Umschaltsignale (auf 6) erzeugbar sind.