DE1943566B2 - Auswertschaltung fuer messzwecke - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Auswertschaltung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Eine Auswertschaltung dieser Art ist für Meßzwecke bekannt (Nachrichtentechnik, 18 [1968] 1, Seiten 34 bis 36). Die bekannte Auswertschaltung ist schaltungstechnisch derart aufgebaut, daß eine veränderliche Frequenz erzielt wird, die von einer an der Schaltung angelegten Spannung eine lineare Abhängigkeit aufweist Es handelt sich also um einen Spannungs-Frequenz-Umsetzer, der für Meßzwecke eingesetzt werden kann. Dabei wird mit astabilen Multivibratoren gearbeitet, die auf die übliche Weise voll symmetrisch aufgebaut sind. Eine direkte Umsetzung Kraft-Frequenz ist dabei nicht möglich. Die bekannte Auswerteschaltung ist deshalb zur direkten digitalen Kraftmessung ungeeignet.

Es ist auch schon bekannt (Nachrichtentechnische Z. »NTZ« [1966] 11, Seiten 684 bis 692), bei der Anwendung von Doppelbasisdioden für Meßzwecke eine Schaltung so aufzubauen, daß sie mit fester Frequenz arbeitet. Ein Schaltungsaufbau, bei dem nunmehr in Abhängigkeit von einer veränderlichen Meßgröße eine veränderliche Frequenz erzielt wird, ist der bekannten Auswertschaltung nicht zu entnehmen.

Nun haben aber frequenzanaloge Signale gegenüber amplitudenanalogen Signalen für viele Anwendungen Vorteile. Sie sind z. B. unempfindlich gegen Fremdspannungen, wie Thermospannungen oder Driften von Gleichspannungsverstärkern, sowie gegen Änderungen der Parameter der Übertragungsleitungen. Frequenzen kann man überdies mit digitalen Zählern durch Auszählen von Schwingungsperioden sehr genau messen. Ebenso genau läßt sich die inverse Größe der Frequenz, also die Periodendauer durch Zählen der Impulse einer Bezugsfrequenz meßtechnisch gut erfassen. Ein weiterer Vorteil frequenzanaloger Meßwertdarstellung besteht schließlich in der zur Weiterverarbeitung und Speicherung günstigen Digitalisierung der Meßgröße.

Wesentlich für eine einfache Auswertschaltung ist eine lineare Abhängigkeit zwischen Meß- und Ausgangsgröße. Bei allen LC-, RC- und ÄL-Oszillatoren ergeben sich aber nichtlineare Zusammenhänge zwischen dem frequenzsteuernden Element und der Ausgangsgröße. Eigene Linearisierungsschaltungen erfordern einen beträchtlichen Mehraufwand an Bauelementen.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine für die direkte digitale Kraftmessung dadurch besonders gut brauchbare Auswertschaltung zu erzielen, daß zwischen der zu messenden Kraft und dem Ausgang der Auswertschaltung in weitem Bereich eine lineare Beziehung besteht, und daß es sich dabei durch Ausschaltung von Drift und durch Anwendung einer Temperaturkompensation um eine eindeutige Beziehung handelt. Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 angegebene Erfindung gelöst. Zweckmäßige Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen angeführt.

Es handelt sich also um einen ganz speziellen Anwendungsfall, nämlich die Kraftmessung. Hierfür wird der herkömmliche symmetrische Grundtyp des astabilen Multivibrators, wie erkennbar, erheblich

deformiert, um zu einer direkten Umsetzung Kraft - Frequenz zu kommen. Dabei erhält man überdies eine lineare Beziehung, so daß sich eine zur Meßgröße proportionale digitale Ausgangsgröße in der Auswertschaltung ergibt Das wird dabei erkennbarerweise dadurch erreicht, daß mit einem druckempfindlichen Halbleitergeber, ζ. Β. einem druckempfindlichen Transistor gearbeitet wird, der in den Ladestromkreis eines Kondensators geschaltet ist. Statt des druckempfindlichen Transistors ist auch ein mit der Meßgröße seinen Widerstandswert ändernder Widerstand verwendbar. Man erhält auf diese Weise eine für die Kraftmessung gut geeignete Auswerischaltung mit linearer Beziehung zwischen Meßgröße und Ausgangsgröße. Gleichzeitig ist für eine selbsttätige Temperaturkompensation gesorgt. Dennoch ist der elektronische Aufwand gering, so daß die Auswertschaltung preisgünstig hergestellt werden kann. In der Zeichnung ist die Erfindung beispielsweise näher erläutert, und zwar zeigt

F i g. 1 eine Prinzipschaltung zur Erläuterung der Funktionsweise der Auswertschaltung,

Fig. 2 ein Ausführungsbeispiel der Auswertschaltung mit einem druckempfindlichen Transistor,

F i g. 3 eine weitere Austührungsform der erfindungsgemäßen Auswertschaltung mit passiven Halbleitergebern,

F i g. 4 eine praktische Ausführungsform des passiven Halbleitergebers mit einer Vorrichtung zur Temperaturkompensation,

Fig. 5 die Anordnung des Halbleitergebers von F i g. 4 auf einem kraftverstärkenden Biegeelement, und F i £. 6 eine Erläuterung zur Anordnung nach F i g. 5.

F i g. 1 zeigt den prinzipiellen Aufbau der Auswertschaltung. Die Schaltung besteht aus einem astabilen Multivibrator, der durch zwei Transistoren 71 und 72 mit Arbeitswiderständen Ri und RU gebildet wird. Die beiden Transistoren sind über Kondensatoren Cl und C 2 rückgekoppelt. Die Aufladung der Kondensatoren erfolgt linear über Stromquellen 73 bzw. 74, die durch einen von der Meßgröße beeinflußten Halbleiter so verändert werden können, daß eine lineare, der Meßgröße proportionale digitale Ausgangsgröße entsteht. Zwei weitere Transistoren 75 und 76 dienen zum schnellen Entladen der beiden Kondensatoren Ci und

Zum besseren Verständnis der Funktion sei angenommen, daß zunächst der Transistor Ti gesperrt ist und der Transistor T2 Strom zieht. Eine Diode D 1 ist dann gesperrt, aber der Transistor 75 sowie eine Diode D 2 leiten. Weiter sind dann auch der Transistor 76 sowie eine Diode D3 gesperrt, während Diode D4 leitet. Die Stromquelle 73 liefert nun den Basisstrom für den leitenden Transistor 72. Die Stromquelle 74 lädt den Kondensator C2 linear auf, bis der Transistor 71 an seiner Basis ein solches Potential erhält, daß er leitend wird. Durch den bekannten Rückkoppelmechanismus eines astabilen Multivibrators wird nun der Transistor 72 gesperrt. Der vorher gesperrte Transistor 7 f> sowie die Diode D3 werden leitend und entladen den Kondensator C2 über den Widerstand R 10, so wie vorher 75 den Kondensator Cl über den Widerstand R 2 entladen hatte. Nun liefert die Stromquelle 74 den Basisstrom für den leitenden Transistor 71, wählend die Stromquelle 73 den Kondensator Cl auflädt Nach diesem Zyklus wiederholt sich das Ganze von vorne.

Die Zenerdiode Z sowie die Dioden Dl bis D 4 sorgen für eine konstante Spannlingsänderung über den beiden Ladekondensatoren Cl und C2. Der Transistor 77 dient zur Verbesserung der Ausgangskurvenform. Es wird direkt an den Emitterwiderstand Ä13 vom Transistor 72 angekoppelt Die Widerstände RS, R6, R 7, R 8, R 9 und R 14 dienen zur Arbeitspunkteinstel-■ lung. Am Ausgang A kann die digitale Ausgangsgröß von der Auswertschakung abgenommen werden.

F i g. 2 zeigt eine Auswertschaltung, bei der die Stromquelle 73 durch einen druckempfindlichen Transistor D ersetzt wird. Über einen Widerstand R 2

ίο wird der Kondensator Cl linear aufgeladen, was zu einer linearen, zur Meßgröße proportionalen Frequenzänderung am Ausgang A führt. Die Stromquelle 74 ist dabei durch einen Widerstand /?20 ersetzi, der so auszuwählen ist, daß die Linearität gewährleistet ist. Di Arbeitspunkteinstellung des druckempfindlichen Tran sistors D erfolgt über einen Spannungsteiler au Widerständen R 8, Kaltleiter KL 1, R 29, R 15, R 16 und Heißleiter HL 1 sowie den Spannungsteiler HL2, R 17, R 18, R 19 und R 6. Λ 6 und R 18 sind als Potentiomete

σc ausgebildet und dienen zur Frequenzjustierung. R9 kann auch als Zenerdiode ausgelegt werden. Zu Verdoppelung des Meßeffektes kann man den Lade widerstand R20 des Kondensators C2 durch eine de zur Aufladung des Kondensators Cl dienende gleichi

2.«, Anordnung mit einem zweiten druckempfindlichen Transistor ersetzen.

F i g. 3 zeigt eine weitere Modifikation der Schaltung. Die Emitterwiderstände /?3 und Λ 4 der aus üblichen Transistoren aufgebauten Stromquellen 73 und 74 von F i g. 1 werden hier durch passive Halbleitergeber H ' und /Y 2 gebildet, deren Widerstand von der Meßgrößi beeinflußt wird, was zu einer linearen Periodendauerän derung am Ausgang A führt.

Wie bereits beim druckempfindlichen Transisio

•0 beschrieben, werden zur Verdoppelung des Meßeffektes hier beide Kondensatoren C1 und C2 über je einen Halbleiter H 1 und /Y 2 aufgeladen.

F i g. 4 zeigt den Aufbau eines solchen passiven Halbleitergebers. Auf ein Halbleiterpiättchen 1 werden in vom Gebiet der integrierten Schaltung bekannte Technik die beiden von der Meßgröße beeinflußten Elemente 2 und 3 sowie ein von der Meßgröße unbeeinflußtes Temperaturkompensations-Element 4 aufgebracht. Dieses wird durch ein Verbindungsstück 5

.is das nichts zum Widerstand beiträgt, mit den von de Meßgröße beeinflußten Elementen 2 und 3 verbunden Anschlüsse 6,7,8 und 9 verbinden die Elemente mit den mit gleichen Ziffern bezeichneten Punkten von Fig. 3 Durch geeignete Formgebung, d. h. Verjüngung de

s¹ Querschnitts wird der Hauptanteil des von de Meßgröße beeinflußten Halbleiterwiderstandes in da Gebiet maximaler Dehnung gelegt.

F i g. 5 zeigt eine Ausführungsform, bei der da Halbleiterpiättchen 1 auf einem Biegeelement 10 mi

-■■ bekannten Mitteln derart aufgebracht ist, daß de Hauptanteil des jeweiligen Widerstandes der Element! 2 und 3 über einer Einkerbung 11 des Biegeelementes IC im Bereich größter Dehnungen liegt. Am nich eingespannten Ende des Riegeelements 10 greift di(

1· Kraft /-' an, wodurch das Biegeeletnent 10 al Kraftverstärker wirkt. Das Biegeelement 10 wird ζ. Β mittels einer Schraubvorrichtung 12 auf einer Halterung ' 3 befestigt.

Fig. b zeigt das gemäß 1 1 g. 5 angeordnete Halb leiterpliiltchen 1 in einer Draufsicht, die seine genau Lage auf dem Bicgcelcmcnt 10 bzw. über dessei F.inkcrhung 11 erläutert.

Die angegebenen Schaltungen eignen sich überdie

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gut zur Temperaturkompensation. Bei der in F i g. 2 dargestellten Schaltung mit einem druckabhängigen Transistor wird durch den Spannungsteiler R 8, R 15, Kaltleiter KL i,R29,R 16 mit dem Heißleiter HL 1 die Versorgungsspannung V der Stromquelle D sowie die Basisvorspannung der Stromquelle über den Spannungsteiler R 6, R 18, R 17 mit dem Heißleiter HL 2 so geregelt, daß ein Temperaturfehler ausgeglichen wird.

Bei der in F i g. 3 dargestellten Schaltung mit passiven Halbleitergebern wird die Temperaturkompensation durch Ändern der Versorgungsspannung der Stromquellen 7*3 und 7*4 bewirkt. Dies wird durch einen Spannungsteiler R 27, Heißleiter HL 3, R 26 sowie R 25, R 28 und Halbleiterelement H3 erreicht. Dieses zur Temperaturkompensation dienende Halbleiterelement H3 ist das Element 4 von F i g. 4, das zusammen mit den von der Kraft veränderten Elementen 2 und 3 in integrierter Technik auf einem Halbleiterplättchen aufgebracht ist.

Mit der in Fig. 3 dargestellten Regelschaltung kan man auch die Temperaturabhängigkeit der Emitter-Ba sis-Dioden der Stromquellen 7"3und 7*4 kompensierer Ein Transistor 7*9 mit seinem Widerstand R 22, der dei gleichen Widerstandswert besitzt wie der Halbleiterge ber HX bzw. H2, führt den gleichen Strom wie di< beiden Stromquellen 7*3 und 7*4. Durch gemeinsamer Basisanschluß von Transistor TiO und 7*11, di( Emitterwiderstände R24 und R23 aufweisen, fließ auch in diesen Transistoren der gleiche Strom wie in dei Stromquelle und im Transistor 7"8. Bei diesen-Transistor ist die Basis-Kollektor-Strecke kurzgeschlossen, so daß nur die Emitter-Basis-Diode vom Transistor 7*8 wirksam ist. Der an dieser Emitter-Basis-Strecke anliegende Spannungsabfall hat den gleichen Temperaturgang wie die Emitter-Basisstrecken der Stromquellen 7*3 und Γ4, wirkt jedoch deren Änderung entgegen.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

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Claims (8)

Patentansprüche:

1. Auswertschaltung für Meßzwecke mit einem astabilen Multivibrator aus zwei Transistoren, deren Kollektor-Verbindungsleitung je einen Widerstand aufweisen und die über Kondensatoren rückgekoppelt sind, die jeweils in die Verbindungsleitung der Basis des einen Transistors mit dem Kollektor des anderen Transistors geschaltet sind, mit je einem ι ο Entladestromkreis für die Kondensatoren und mit je einem Ladestromkreis für die Kondensatoren, so daß der Multivibrator eine der Meßgröße proportionale elektrische Größe in eine Frequenz umsetzt, die zur elektrischen Größe in linearer Beziehung steht, dadurch gekennzeichnet, daß zur direkten digitalen Kraftmessung im Ladestromkreis zumindest eines der Kondensatoren (Cl) ein druckempfindlicher Halbleitergeber (D, Hl, H 2) angeordnet ist und daß zur selbsttätigen Temperaturkompensation durch Ändern der Versorgungsspannung der Stromquelle oder durch Änderung der Basisvorspannung der Stromquelle temperaturabhängige Glieder (5, KL\,HL\,HL2, HL 3) vorgesehen sind.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekenn- z> zeichnet, daß der Halbleitergeber ein druckempfindlicher Transistor (Ty ist.

3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Halbleitergeber ein seinen Widerstandswert mit der Meßgröße ändernder 3" Widerstand (H X, H 2) ist.

4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Halbleitergeber (HX, H2) als Emitterwiderstand eines Transistors (T 3, T4) einer als Ladestromkreis des Kondensators (C 1, C2) dienenden Transistorschaltung geschaltet ist.

5. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Entladestromkreis jedes Kondensators (CX, C 2) einen Entladewiderstand (R 2, R XO) aufweist, der mit der Kollektor-Emitter-Strecke je eines weiteren Transistors (T5, T6) und einer Diode (D 2, D 3) in Reihe geschaltet sind, daß die Basen der weiteren Transistoren (T5, TS) an die Emitter der Kipptransistoren (TX, T2) angeschlossen sind und daß jeder Kondensator (CX, C2) jeweils zwischen der Kathode der Diode (D2, D 3) und dem Emitter des Transistors (T5, TS) angeschlossen ist.

6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Anoden der Dioden (D 2, D 3) über so eine Zenerdiode (Z) an Masse gelegt, daß der Verbindungspunkt ihrer Kathoden mit den Kondensatoren (CX, C2) je an die Kathode einer zusätzlichen Diode (D 1, D4) und daß diese Dioden (D X, D 4) an den Kollektor eines der Kipptransisto- ss ren (TX, 72) angeschlossen sind.

7. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die zur Meßgröße lineare Frequenz über einen zusätzlichen Transistor (T7) vom Emitterwiderstand (R 13) eines der < >o Kipptransistoren (T2) abgegriffen ist.

8. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß in einer Regelschaltung zur Kompensation der Emitter-Basis-Spannungs-Temperatur Abhängigkeit der als Stromquelle dienenden Transi- <"■ storschaltung (T3, Γ4) in einem als Emitter-Basis-Übergang geschalteten, den gleichen Strom wie die Stromauclle führenden zusätzlichen Transistor (T9) ein zu dem der temperaturabhängigen Emitter-Basis-Diode der Stromquelle entgegengesetzter Spannungsabfall vorgesehen ist