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Auswertschaltung zur direkten digitalen Kraftmessung Die Erfindung
betrifft eine Auswertschaltung zur direkten digitalen Kraftmessung durch lineare
Frequenzänderung eines Oszillators.
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Frequenzanaloge Signale haben gegenüber amplitudenanalogen Signalen
für viele Anwendungen Vorteile. So sind sie z.B.
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unempfindlich gegen Fremdspannungen wie z.B. Thermospannungen oder
Driften von Gleichspannunsverstärkern sowie gegen änderungen der Parameter der Übertragungsleitungen.
Frequenzen kann man mit di-Digitalen Zählern durch Auszählen der Schwingungsperioden
sehr genau messen. Ebenso genau läßt sich die inverse Größe der Frequenz, die Periodendauer
durch Zählen der Impulse einer Bezugsfrequenz gut meßtechnisch erfassen. Ein Vorteil
der frequenzanalogen Meßwertdarstellung ist weiterhin die zur Weiterverarbeitung
und Speicherung günstige Digitalisierung der Meßgröße. Wesentlicn für eine einfache
Auswertschaltung ist eine lineare Abhängigkeit zwischen Meß- und Ausgangsgröße.
Bei allen LC-, RC-und RL-Oszillatoren ergeben sich ähnlich dem Wurzelgesetz der
Thomson'schen Schwingungsformel nichtlineare Zusammenhänge zwischen
dem
frequenzsteuernden Element und der Ausgangsgröße. As sind Linearisierungsschaltungen
hierfür bekannt, die jedoch einem beträchtlichen Mehrauf wand an Bauelementen (Gleichspannungsverstärker,
Hegelschaltungen, Kompensationsschaltungen usw.) erfordern.
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Es ist auch schon die Anwendung druckempfindlicher Transistoren in
getriggerter Schaltung mit Pulsdauermodulation bekannt. Die Impulsdauermodulation
geht dabei aber nur in kleinen Bereichen mit dem Druck linear. Eine Temperaturkompensation
ist nicht vorgesehen.
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Bekannt ist schließlich eine druckempfindliche Halbleiteranordnung
mit druckempfindlichen Transistor, dessen Druckbeanspruchung über ein Biegeelement
erzielt wird. Dazu wird ein streifenförmiger Halbleiterkörper an einem Ende fest
auf einer Unterlage-eingespannt, während sein restlicher Teil frei schwebt.
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Auf den Halbleiterkörper wird mindestens ein aktives Halbleiterelement
derart angeordnet, daß es auf dem frei schwebend* reil aufliegt. Das Ende des frei
schwebenden Teils wird außerhalb des aktiven Halbleiterelementes den Druckänderungen
unterworfen.
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Das aktive Halbleiterelement kann dabei insbesondere in der Mitte
des frei schwebenden Teils angeordnet sein.
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Aufgabe der Erfindung ist es, eine für die direkte digitale Kraftmessung
dadurch besders gut brauchbare huswertschaltung zu erzielen, daß zwischen der zu
messenden Kraft und dem Ausgang der Auswertschaltung in weitem Bereich eine lineare
Beziehung besteht und daß es sich dabei durch Ausschaltung von Drift und durch Anwendung
einer Temperaturkompensation um eine eineindeutige Beziehung handelt.
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Diese Aufgabe wird erE dungsgemäß dadurch gelöst, daß zum erhalt
der linearen, zur Meßgröße proportionalen digitalen
Ausgangsgröße
im Zeitglied des Oszillators der Auswertschaltung ein von der Meßgröße beeinfluß6arer
Halbleiter liegt, der eine eingeprägten Strom liefernde Stromquelle für die lineare
Aufladung eines Kondensators ist. Als Halbleiter kann insbesondere ein druckempfindlicher
Transistor oder ein von der Meßgröße beeinflußbarer Widerstand in Form eines Halbleitergebers
Verwendung finden.
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l4an erhält auf diese leise eine für Meßzwecke gut geeignete Auswertschaltung
mit linearer beziehung zwischen der MeX-größe und dem Ausgangssignal. Für eine Temperaturkompensation
kann leicht gesorgt werden. Der elektronische Aufwand ist dabei gering und somit
eine preisgünstige Herstellung der Auswertschaltung möglich.
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Weitere dinzelheiten, Vorteile und Merkmale der Erfindung ergeben
sich aus der folgenden Beschreibung. In der Leichnung ist die Erfindung beispielsweise
veranschaulicht, und zwar zeigen Fig. 1 eine Prinzipschaltung zur irläuterung der
Funktionsweise der erfindungsgemäßen Auswertschaltung, Fig. 2 ein Ausführungsbeispiel
der erfindungsgemäßen Auswertschaltung mit einem druckempfindlichen Transistor,
Fig. 3 eine weitere Ausführungsform der erfindungsgemäßen Auswertschaltung mit passiven
Halbleitergebern, Fig. 4 eine praktische Ausführungsform des passiven Halbleitergebers
mit einer Vorrichtung zur Temperaturkompensation, Fig. 5 die Anordnung des Halbleitergebers
von Fig. 4 auf einem kraftverstärkenden Biegeelement, und Fig. 6 eine Ariauterung
zur Anordnung nach Fig. 5.
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Fig. 1 zeigt den prinzipiellen Aufbau der Åuswertschaltung. Die Schaltung
besteht aus einem astabilen Multivibrator, der durch zwei Transistoren T1 und T2
mit Arbeitswiderständen R1 und h11 gebildet wird. Die beiden Transistoren sind über
Kondensatoren G'1 und C2 rückgekoppelt. Die Aufladung der Kondensatoren erfolgt
linear über Stromquellen T3 bzw. T4, die durch einen von der Meßgröße beeinflußten
Halbleiter so verändert werden können, daß eine lineare, der Meßgröße proportionale
digitale Ausgangsgröße entsteht. Zwei weitere Transistoren T5 und T6 dienen zum
schnellen Entladen der beiden Kondensatoren Cl und C2.
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Zum besseren Verständnis der Funktion sei angenommen, daß zunächst
der Transistor T1 gesperrt ist und der Transistor T2 Strom zieht. Eine Diode Dl
ist dann gesperrt, aber der Transistor T5 sowie eine Diode D2 leiten. Weiter sind
dann auch der Transistor T6 sowie eine Diode D3 gesperrt, während-Diode D4 leitet.
Die Stromquelle T3 liefert nun den Basisstrom für den leitenden Transistor T2. Die
Stromquelle T4 lädt den Kondensator C2 linear auf, bis der Transistor T1 an seiner
Basis ein solches Potential erhält, daß er leitend wird. Durch den bekannten Rückkoppelmechanismus
Eines astabilen Multivibrators wird nun der Transistor T2 gesperrt. Der vorher gesperrte
Transistor T6 sowie die Diode D3 werden leitend und entladen den Kondensator C2
über den Widerstand R10, so wie vorher T5 den Kondensator Cl über den Widerstand
R2 entladen hatte. Nun liefert die Stromquelle T4-den Basistrom für den leitenden
Transistor T1, während die Stromquelle T3 den Kondensator Cl auflädt. Nach diet
sem Zyklus wiederholt sich das Ganze von vorne.
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Die Zenerdiode Z sowie die Dioden D1 bis D4 sorgen für eine konstante
Spannungsänderung über den beiden Ladekondensatoren
CI und C2.
Der Transistor T7 dient zur Verbesserung der Ausgangskurvenform. zur wird direkt
an den Emitterwiderstand R13 vom Transistor T2 angekoppelt. Die Widerstände R5,
S6, R7, R8, R9 und R14 dienen zur Arbeitspunkteinstellung. Am Ausgang A kann die
digitale Ausgangsgröße von der Auswertschaltung abgenommen werden.
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Fig. 2 zeigt eine Auswertschaltung, bei der die Stromquelle T3 durch
einen druckempfindlichen Transistor D ersetzt wird. Über einen Widerstand R21 wird
der Kondensator Cl linear aufgeladen, was zu einer linearen, zur Meßgröße proportionalen
Frequenzänderung am Ausgang A führt. Die Stromquelle T4 ist dabei durch einen Widerstand
R20 ersetzt, der so auszuwählen ist, daß die Linearität gewährleistet ist. Die Arbeitspunkteinstellung
des druckempfindlichen Transistors D erfolgt über einen Spannungsteiler aus Widerständen
R8, Kaltleiter KL1, H29, 1115, R16 und Heißleiter Htl sowie den Spannungsteiler
H1£2, R17, 1116, R19 und R6. R6 und R18 sind als Potentiometer ausgebildet und dienen
zur Frequenzjustierung. R9 kann auch als Zenerdiode ausgelegt werden. Zur Verdoppelung
des Meßeffektes kann man den Ladewiderstand R20 des Kondensators C2 durch eine der
zur AN-ladung des Kondensators Cl dienende gleiche Anordnung mit einem zweiten druckempfindlichen
Transistor ersetzen.
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Fig. 3 zeigt eine weitere Modifikation der Schaltung.
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Die Emitterwiderstände R3 und R4 der aus üblichen Transistoren aufgebauten
Stromquellen T3 und T4 von Fig. 1 werden hier durch passive Halbleitergeber H1 und
H2 gebildet, deren Widerstand von der Meßgröße beeinflußt wird, was zu einer Linearen
Periodendaueränderung am Ausgang A führt.
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Wie bereits beim druckempfindlichen Transistor beschrieben, werden
zur Verdoppelung des Meßeffektes hier beide @@nden
satoren C1 und
C2 über je einen Halbleiter Hl und H2aufgeladen.
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Fig. 4 zeigt den Aufbau eines solchen passiven Halbleitergebers.
Auf ein Halbleiterplättchen 1 werden in vom Gebiet der integrierten Schaltung bekannter
Technik die beiden von der Meßgröße beeinflußten Elemente 2 und 3 sowie ein von
der Meßgröße unbeeinflußtes Temperaturkompensations-Element 4 aufgebracht. Dieses
wird durch ein Verbindungsstück 5, das nichts zum Widerstand beiträgt, mit den von-der
1\IIeßgrölje beeinflußten Elementen 2 und 3 verbunden.-Anschlüsse 6, 7, 8 und 9
verbinden die Elemente mit den mit gleichen Ziffern bezeichneten Punkten von Fig.
3. Durch geeignete Formgebung, d.h. Verjüngung des Querschnitts wird der Hauptanteil
des von der Meßgröße beeinflußten Haltleiterwiderstandes in das Gebiet maximaler
Dehnung gelegt.
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Fig. 5 zeigt eine Ausführungsform, bei der das Halbleiterplättchen
1 auf einem Biegeelement 10 mit bekannten Mit In derart aufgebracht ist, daß der
Hauptanteil des jeweiligen Widerstandes der Elemente 2 und 3 über einer Einkerbung
11 des Biegeelementes 10 im Bereich größter Dehnungen liegt. Am nicht eingespannten
Ende des Biegeelementes 10 greift die Kraft F an, wodurch das Biegeelement 10 als
Kraftverstärker wirkt. Das Biegeelement 10 wird z.B. mittels einer Schraubvorrichtung
12 auf einer Halterung 13 befestigt.
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Fig. 6 zeigt das gemäß Fig. 5 angeordnete Halbleiterplättchen 1 in
einer Draufsicht, die seine genaue Lage auf dem Biegeelement 10 bzw. über dessen
Einkerbung 11 erläutert.
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Die angegebenen Schaltungen eignen sich überdies gut zur Temperaturkompensation.
Bei der in Fig. 2 dargestellten Schaltung mit einem druckabhängigen Transistor wird
durch den Spannungsteller R8, R15, Kaltleiter KL1, R29, R16 mit dem Heißleiter
Htl
die Versorgungsspannung V der Stromquelle D sowie die Basisvorspannung der Stromquelle
über den Spannungsteiler R6, R18, R17 mit dem Heißleiter HL2 so geregelt, daß ein
Temperaturfehler ausgeglichen wird.
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Bei der in Fig. 3 dargestellten Schaltung mit passiven Halbleitergebern
wird die Temperaturkompensation durch Andern der Versorgungsspannung der Stromquellen
T3 und T4 bewirkt.
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Dies wird durch einen Spannungsteiler 27, Heißleiter 11113, R26 sowie
R25, R2@ und Halbleiterelement H3 erreicht. Dieses zur Temperaturkompensation dienende
Haluleiterelement H3 ist das Element 4 von Fig. 4, das zusammen mit den von der
Kraft veränderten Elementen 2 und 3 in integrierter Technik auf einem Halbleiterplättchen
aufgebracht ist.
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iviit der in Fig. 3 dargestellten Regelschaltung kann man auch die
Temperaturabhängigkeit der Emitter-Basis-Dioden der Stromquellen T3 und T4 kompensieren.
Ein Transistor T9 mit seinem Widerstand 22, der den gleichen Widerstandswert besitzt
wie der Halbleitergeber Hl bzw. H2, fuhrt den gleichen Strom wie die beiden Stromquellen
T3 und T4. Durch gemeinsamen Basisanschluß von Transistoren T10 und Til, die Emitterwiderstände
T23 und R24 aufweisen, fließt auch in diesen Transistoren der gleiche Strom wie
in der Stromquelle und im Transistor T8. Bei diesem Transistor ist die Basis-Kollektorstrecke
kurzgeschlossen, so daß nur die Emitter-Basis-Diode von Transistor T6 wirksam ist.
Der an dieser Emitter-Basisstrecke anliegende Spannungsabfall hat den gleichen Temperaturgang
wie die Emitter-Basisstrecken der Stromquellen T3 und T4, wirkt jedoch deren Anderung
entgegen.