DE1797224C3 - Einrichtung zur Ableitung digitaler, für Sprachsignale charakteristischer Kennwerte - Google Patents
Einrichtung zur Ableitung digitaler, für Sprachsignale charakteristischer KennwerteInfo
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- 239000011159 matrix material Substances 0.000 claims description 14
- 230000000875 corresponding Effects 0.000 claims description 7
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 claims description 5
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 26
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 15
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
- 238000010615 ring circuit Methods 0.000 description 4
- 229920001345 ε-poly-D-lysine Polymers 0.000 description 4
- 101710006853 ARB_01071 Proteins 0.000 description 3
- 101700070578 NIPBL Proteins 0.000 description 3
- 102100000717 NIPBL Human genes 0.000 description 3
- 101700057186 SCC2 Proteins 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 3
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 3
- 241000093692 Prosthemadera novaeseelandiae Species 0.000 description 2
- 230000003247 decreasing Effects 0.000 description 2
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 2
- 238000002360 preparation method Methods 0.000 description 2
- 230000000630 rising Effects 0.000 description 2
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 2
- 230000001131 transforming Effects 0.000 description 2
- 230000000903 blocking Effects 0.000 description 1
- UIIMBOGNXHQVGW-UHFFFAOYSA-M buffer Substances [Na+].OC([O-])=O UIIMBOGNXHQVGW-UHFFFAOYSA-M 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 230000001808 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 238000009795 derivation Methods 0.000 description 1
- 230000001627 detrimental Effects 0.000 description 1
- 230000018109 developmental process Effects 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 235000013601 eggs Nutrition 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000003993 interaction Effects 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 230000003334 potential Effects 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 1
Description
Die Erfindung betrifft eine Einrichtung zur Ableitung digitaler, für Sprachsignale charakteristischer Kennwerte
nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Zur automatischen Erkennung von Sprachlauten hat es sich erforderlich erwiesen, die Lage der Harmonischen
oder der Formanten festzustellen. Zu diesem Zweck wurde bei bekannten Anordnungen der Sprachfrequenzbereich
durch eine Reihe von größenordnungsmäßig zehn bis zwanzig Bandfiltern in Frequenzbänder
zerlegt und das Auftreten von Größenwerten innerhalb der einzelnen Frequenzbänder bestimmt (DT-AS
89 744).
Es ist deshalb auch schon eine Spracherkennungseinrichtung
beschrieben worden, die mit weniger, dafür allerdings komplizierteren steuerbaren Filtern arbeitet
(vgl. DT-AS 11 89 744, z. B. Spalte 10).
Zur Vermeidung des bträchtlichen Aufwandes von Filtern läßt sich die Lage der lokalen Maxima von
Sprachlauten, nämlich der Harmonischen, auch durch eine' Zeitmessung ermitteln. Es genügt dafür, das
Sprachfrequenzband in einen niederfrequenten, einen 6$
mittelfrequenten, und einen hochfrequenten Teil zu zerlegen, was mit sehr einfachen Mitteln möglich ist.
Der niederfrequente Sprachanteil kann dabei nach einiger Umformung als Anfangspunkt für die Zeitmes
sune benutzt werden. Für die in dem mittelfrequenten Sprachbereich auftretenden Größtwerte ergibt sich
dann jeweils ein Amplituden- und ein Zeitwert als Charakteristikum.
Ferner ist es zur Bestimmung von lokalen, den Formanten entsprechenden Höchstwerten schon bekannt
Schwellwertschaltungen zu benutzen. Diese Technik liefert jedoch für viele Anwendungen unbrauchbare
Resultate, da sich die von den Schwellwertschaltungen gelieferten Schwellenwerte mit der Signalintensität
verändern (vgl. US-Patentschrift 32 96 374, Spalte !,Zeilen22bis28).
Für die Bestimmung der Maximalwerte von Energieanteilen
in bestimmten Frequenzbändern des Sprachfrequenzbereiches, die zur Lokalisierung von Formanten
dient, ist es bekannt (vgl. US-Patentschrift 32 96 374, Spalte 1, Zeile 61 bis Spalte 3, Zeile 4), Vergleicher
vorzusehen, die zur Maximalwertbestimmung die Energieanteile in benachbarten Frequenzbändern miteinander
vergleichen und korrelieren.
Die Ableitung der Energieanteile in den Frequenzbändern ist mit der Filtertechnik, wie bereits dargelegt
wurde, sehr aufwendig. Außerdem gelangen auch zu viele redundante Werte zu den nachgeschalteten
Auswerteeinrichtungen, da bei einer bisher verwendeten linearen Zeitbasis für die Abtastung des Sprachfrequenzbandes
durch das Gleiten der Formanten während ihres Auftretens redundante Kennwerte in unerwünscht
großer Zahl erzeugt werden, die insbesondere, wenn die den Energieanteilen entsprechenden Werte erst in
Zwischenspeichern gespeichert werden müssen, unnötigerweise Speicherplatz in Anspruch nehmen.
Die Erfindung hat sich daher die Aufgabe gestellt, die Gewinnung der Energieanteile mit möglichst wenig
Filteraufwand vorzunehmen und die Auswerteeinrichtungen von redundanten Werten weitgehend freizuhalten.
Gelöst wird diese Aufgabe durch die in dem Hauptanspruch angegebenen Merkmale.
Weitere Ausgestaltungen und vorteilhafte Weiterbildungen des Gegenstandes der Erfindung sind den
Unteransprüchen zu entnehmen.
Durch die Erfindung wird also der Vorteil erzielt, daß digitale, für Sprachsignale charakteristische Kennworte
besonders wirtschaftlich erzeugt werden können. Dieses resultiert daraus, daß die Bestimmung der Lage der
Formanten ohne großen Filteraufwand vorgenommen werden kann, wobei ferner redundante, für die
Erzeugung charakteristischer Kennwerte keinen Beitrag liefernde Signale unterdrückt werden, so daß auch
die nachgeordneten Einrichtungen, wie Zwischenspeicher und Auswerteschaltungen in ihrem Aufwand
verringert werden können.
Das nachfolgende Ausführungsbeispiel und die Beschreibung einiger Schaltungen werden durch Figuren
erläutert.
F i g. 1 ist ein schematisches Blockschaltbild der Gesamteinrichtung;
F i g. 2 zeigt wie die F i g. 2a bis 2f zusammenzusetzen sind;
F i g. 3 zeigt das Schaltbild eines Vorverstärkers;
Fig.4 ist das Schaltbild eines Detektors für Harmonische;
F i g. 5 zeigt das Schaltbild eines Detektors für den Höchstwert der Umhüllenden;
F i g. 6 ist das Schaltbild eines Reibelaut-Detektors;
F i g. 7 zeigt das Schahbild einer Speicherverrieglung;
die Schaltung eines gesteuerten Multivi-
IO
Fig.8-irators;
ρ j g 9 zeigt zwei Stufen einer Ringschaltung·,
F i g. 10 zeigt einen Abtastzähler;
F i g. 11 zeigt einen Vergleicher;
F i g. 12 zeigt Einzelheiten eines Impulsgenerators; Fig. 13 zeigt die Schaltung eines Generators für einen exponentiellen Spannungsverlauf;
F i g. 11 zeigt einen Vergleicher;
F i g. 12 zeigt Einzelheiten eines Impulsgenerators; Fig. 13 zeigt die Schaltung eines Generators für einen exponentiellen Spannungsverlauf;
Fig. Ha bis Hd sind Tabellen zur Erläuterung der Zeittransformation und
Fig. 15ist einZeit-Spannungs-Diagramm. Das Übersichts-Block-Diagramm der Fig. 1 enthält einen Sprachanalysator SPA, eine Speichermatrix SAi, einen Abtastring SCR, eine nichtlineare Zeitbasis und Blockierungen TB+1, eine Sichtanzeige und ein 15 Bedienungspult einschließlich Mikrophon 1. Um die Einrichtung betriebsfähig zu machen, wird der Rückstellknopf und anschließend der Sprechknopf Detätigt. Über das Mikrophon 1 kann dann eine Spracheingabe erfolgen, die von der Einrichtung in verschiedene 20 Signale überführt wird, welche über die Leitungen 25,26 „nd 51 zum Sprachanalysator SPA gelangen. Letzteres wird von Abtastsignalen SCOl bis SCOlO gesteuert, die vom Abtastring geliefert werden. Der Sprachanalysator liefert elf verschiedene Sprach-Meßwerte H1 bis 25 u,l die nach entsprechender Verschlüsselung unter Mitwirkung der Zeitsignale TUa bis TUe aus der Zeitbasis TB+1 in die Speichermatrix SM gebracht werden. Diese enthält in Zeilen und Spalten angeordnete Speicherverriegelungsschaltungen.
Fig. 15ist einZeit-Spannungs-Diagramm. Das Übersichts-Block-Diagramm der Fig. 1 enthält einen Sprachanalysator SPA, eine Speichermatrix SAi, einen Abtastring SCR, eine nichtlineare Zeitbasis und Blockierungen TB+1, eine Sichtanzeige und ein 15 Bedienungspult einschließlich Mikrophon 1. Um die Einrichtung betriebsfähig zu machen, wird der Rückstellknopf und anschließend der Sprechknopf Detätigt. Über das Mikrophon 1 kann dann eine Spracheingabe erfolgen, die von der Einrichtung in verschiedene 20 Signale überführt wird, welche über die Leitungen 25,26 „nd 51 zum Sprachanalysator SPA gelangen. Letzteres wird von Abtastsignalen SCOl bis SCOlO gesteuert, die vom Abtastring geliefert werden. Der Sprachanalysator liefert elf verschiedene Sprach-Meßwerte H1 bis 25 u,l die nach entsprechender Verschlüsselung unter Mitwirkung der Zeitsignale TUa bis TUe aus der Zeitbasis TB+1 in die Speichermatrix SM gebracht werden. Diese enthält in Zeilen und Spalten angeordnete Speicherverriegelungsschaltungen.
Bevor zu einer ins einzelne gehenden Beschreibung der Einrichtungen übergegangen wird, sollen einige
verwendete Einzelteile und Schaltungen näher beschne-
beDereiSp"ach-Vorverstärker, siehe Fig.3, wird vom
Mikrophon 1 über die Leitungen 2 und 3 gespeist. An der ersten Stufe mit dem Transistor 7 ist ein
Empfindlichkeitsreglers und ein Widerstandskondensator-Netzwerk
6 zur Unterdrückung elektrischer Storeinflüsse vorgesehen. Kapazitiv sind zwei weitere
Verstärkerstufen mit den Transistoren 10 und 14 angekoppelt, auf welche ein Verstärkungs-Regelsignal
AGC an der Leitung 26 einwirkt. An die Basis des Transistors 14 ist ein Pegelregler 17 angeschlossen; über
die Leitung 18 und den Kondensator 18' fuhrt vom Kollektor des Transistors 14 eine Gegenkopplung zu
einer Basis, die bei Frequenzen von etwa 15 Hz wirksam
ist Die Endstufe des Verstärkers mit dem Transistor 20 speist drei Ausgänge; der Ausgang P mit Leitung 23
liefert die höchsten Frequenzen mit Rauschko;nponenten zum Betrieb des Reibelaut-Detektors; der Ausgang
Qmit Leitung 24 liefert den mittleren Frequenzbereich
von 250 Hz bis 3000 Hz zum Betneb des Detektors fur die Harmonischen HL; der Ausgang R mn Leitung 25
liefert die niedrigen Frequenzanteile zum Betneb des
Detektors für den Höchstwert der Umhüllenden EPD
Der in F i. g. 4 mit seiner Schaltung gezeigte Detektor
für Harmonische HL besteht aus einem Spitzendetektor
28 und aus einem monostab.len Multivibrator 39, letzterer liefert nominierte Ausgangsimpulse. <'°
Die Eingangssignale auf Leitung 24 sind auf einer,
maximalen Spitze-Spitze-Wert von etwa 2 V begrenzt Beim Abstieg zum ersten großen positiven Spitzenwert
j.. ^.-..„^t«PD-rioH<» arbeitet der Transistor 30 als
Ldst^n sÄ imitterfblgebetriet,zur Aufladung
des Kondensators 32 über die Diode 33. Der Punkt A
gelangt dabei zu seinem höchsten positiven Wert von ?fw -2V Gleichzeitig wird der Punkt B über die
Diode 34 zum selben Spannungspegel gebracht. Während positiver Steigungen der komplexen Wellenform
erscheint also keine merkliche Spannungsdifferenz zwischen den Punkten A und B und der Transistor 37
bleibt nichtleitend; die Punkte Cund D werden bei etwa -12 V gehalten, der Transistor 40 ist nichtleitend und
die Punkte £ und F sind bei +6V bzw. -12 V. Vom Potentiometer 44 für die Bereichseinstellung fließt über
den Widerstand von 20 Kiloohm auf Leitung 43 ein Strom zu der Basis des Transistors 45, der volleitend
bleibt und die Ausgangsklemme nahe —12 V hält. Wenn eine Last angeschlossen ist, erreicht die Leitung 48 beim
Höchststrom des Transistors 45 einen Pegel von -10 V. Unter Annahme der ungünstigen Bedingungen
während des Ladtvorgangs beim ersten großen positiven Spitzenwert erreicht der Punkt B einen
geringfügig höheren Pegel als A, da in der Diode 33 weniger Strom fließt als in der Diode 34; dadurch wird
die Anschaltung des Transistors 37 erreicht. Nach dem Erreichen des Spitzenwertes kehren sich die Spannungsverhältnisse
um, da die Diode 34 jetzt mehr Strom führt als die Diode 33. Hinter dem Spitzenwert wird die
Diode 33 umgepolt, und der Punkt B fällt unter den Punkt A, so daß der Transistor 37 leitend wird. Die
Punkte Cund Dgelangen nun schnell nach — 6 V, wobei
der Punkt C einen geringfügig höheren Wert annehmen kann als D, und zwar wegen des Stromflusses vom
Kondensator 32 über den Transistor 37 und den Serienwiderstand 38' zur Basis des Transistors 40. Die
Folge ist ein scharfer Spannungsabfall des Punktes E von +6 nach -6 V. Der Kondensator 42 überträgt
diesen Pegelsprung zum Punkt Fder scharf von —10 V
nach etwa -20 V springt und den vorher leitenden Transistor 45 sperrt. Der resultierende Spannungsanstieg
der Leitung 48 nach positiven Werten wird über die Leitung 50 und den Widerstand 51 zum Punkt D
zurückgeführt, so daß der Transistor 40 während der Dauer des Ausgangsimpulses leitend bleibt. Die Dauer
ist durch das WC-Produkt des Kondensators 42 und des Widerstandes 51 sowie durch die Einstellung des
Potentiometers 44 bestimmt. Eine Variationsmöglichkeit zwischen 150 yszc und 450 \ysec ist vorgesehen.
Das Ende des Ausgangsimpulses braucht nicht notwendigerweise den Transistor zu sperren, da die
abfallende Flanke des Eingangssignals den Transistor noch leitend halten kann; der Transistor 40 wird leitend,
bis nach dem Ende des Ausgangsimpulses das »Tal« erreicht ist. Dann beginnt der Transistor 30 wieder den
Kondensator 32 zu laden, der Transistor 37 sperrt und die Punkte C und D fallen, so daß der Transistor
ebenfalls sperrt. Der Punkt Esteigt nun auf +6 V und
lädt den Kondensator 42 als Vorbereitung für den nächsten Ausgangsimpuls. Der Ausgangsimpuls bezeichnet
das Vorliegen der an Amplitude größten Harmonischen in der komplexen Sprachwelle und ihre
zeitliche Lage. Es entstehen separate Ausgangsimpulse für stimmhafte Laute, mit denen Vokale und stimmhafte
Konsonanten gemeint sind.
Stimmlose Konsonanten werden von der Schaltung nicht festgestellt; dazu werden andere Schaltungen
benutzt.
Die in F i g. 5 gezeigte Schaltung zur Bestimmung des Höchstwertes der Umhüllenden eines Sprachsignals
enthält den Transistor 75, der die während negativer Signaiwei te auftretenden, negativen Spitzen überwacht
und über die Leitungen 76 und 84 als positive Signale auf der Leitung 83 signalisiert. Die beiden Transistoren
und 82 überwachen die positiven Spitzen, die während
positiver Schwingungen des Sprachsignals auftreten und liefern Ausgangssignale ebenfalls auf die Leitung 83.
Diese positiven Spitzenspannungen auf Leitung 83 bilden die Grundfrequenz zur Steuerung des Abtastringes
SCR und des Zeitbasis-Ringes TBR.
Die beiden weiter angeschlossenen Transistoren 85 und 91 liefern ein Regelsignal für die automatische
Lautstärkeregelung sie arbeiten als Integrierverstärker; an den Transistor 85 angeschlossen ist noch eine
Regel-Anzeigevorrichtung.
Die Anteile hoher Frequenz des Sprachsignals, die den Vorverstärker auf Leitung 23 verlassen, speisen den
Reibelaut-Detektor nach Fig.6. Der Eingangstransistor 100 dient als Reiber. Daran angeschlossen ist ein
Differenzierverstärker aus den Transistoren 106 und 108, bei deren Speisung ein LC-Netzwerk 103 die
erforderliche Verzögerung liefert. Das Ausgangssignal des Reibelaut-Detektors 110 besteht aus hochfrequenten,
rauschartigen Signalen mit Frequenzen über 4 kHz. Über ein Widerstands-Dioden-Netzwerk 113 ist daran
der Transistor 116 angeschlossen, der ein Gleichstromsignal liefert, welches dem Spitze-Spitze-Wert des auf
Leitung 110 anstehenden Signals proportional ist.
Die Speichermatrix SM besteht aus Verriegelungsschaltungen ML, von denen drei in F i g. 7 dargestellt
sind.
Auf ein Rückstellsignal aus Leitung 158 werden beide Transistoren 152 und 154 gesperrt: Die Basis des
Transistors 152 wird vom Kollektor des Transistors 154 unter -6 V gehalten; der Transistor 154 wird über
Leitung 153 auf etwa +6V gebracht. Wenn beide Eingänge Q und R, auf etwa - 12 V liegen, so liegt die
Basis des Transistors 152 etwa beim gleichen Wert. Wenn eine der Eingangsklemmen bei -12 V liegt und
die andere auf Nullpotential, so wird die Verriegelungsschaltung ebenfalls im Sperrzustand erhalten.
Wenn beide Eingangssignale Nullpotential annehmen, fließt Strom zur Basis des Transistors 152, der
leitend wird. Das Kollektorpotential fällt und macht den Transistor 154 leitend, so daß dessen Kollektor sich dem
Nullwert nähert und die Anzeigelampe betätigt. Über die widerstandsbehaftete Verbindung zwischen der
Basis des Transistors 152 und dem Punkt F fließt genügend Strom um den Transistor 154 leitend zu
erhalten, auch wenn beide Eingangsklemmen Q und R wieder auf - 12 V gebracht werden. Dabei ist die Diode
151 in Sperrrichtung betrieben, so daß kein Strom von der Basis des Transistors 152 zu den Eingangsklemmen
abfließen kann. Die Schaltung bleibt also eingeschaltet, bis ein neuer Rückstellimpuls auftritt.
Bei dem in Fig. 8 gezeigten gesteuerten Multivibrator
sind im Betrieb die beiden Transistoren 192 und 194 abwechselnd leitend; der Transistor 203 dient als
Ausgangsverstärker. Im Ruhezustand, d. h. ohne Eingangs-Steuersignal
ist der Transistor 192 gesperrt und der Transistor 194 leitend. Beim Auftreten eines
Eingangssignals am Widerstand 190, welches die Eingangsklemme von - 12 V auf Null anhebt, läßt sich
der Kondensator 195 auf und nach einer durch das /?C-Verhältnis gegeben Zeit wird der Transistor 192
leitend, der Transistor 194 sperrt und der Transistor 203 wird leitend; an der Ausgangsleitung 205 entsteht ein
Ausgangssignal. Die Multivibrator-Funktion dauert so lange an, wie das Eingangssignal. Die Multivibrator-Frequenz
wird vom flC-Netzwerk 198 (Widerstand 199, Kondensator 201) sowie von der Einstellung des
Potentiometers 200 bestimmt.
Der in den F i g. 2e und 2f gezeigte Ring besteht aus den Ringschaltungen RUO bis RUS. In F i g. 9 sind zwei solche Stufen dargestellt, damit das Zusammenwirken erläutert werden kann. Eine Stufe kann nur eingeschaltet werden, wenn die vorhergehende für einige Zeit eingeschaltet war und ein Fortschaltimpuls auftritt. Durch eine Gleichspannungsrückführung wird die vorhergehende Stufe ausgeschaltet. Die Ringschaltung ist gegen Störimpulse unempfindlich.
Der in den F i g. 2e und 2f gezeigte Ring besteht aus den Ringschaltungen RUO bis RUS. In F i g. 9 sind zwei solche Stufen dargestellt, damit das Zusammenwirken erläutert werden kann. Eine Stufe kann nur eingeschaltet werden, wenn die vorhergehende für einige Zeit eingeschaltet war und ein Fortschaltimpuls auftritt. Durch eine Gleichspannungsrückführung wird die vorhergehende Stufe ausgeschaltet. Die Ringschaltung ist gegen Störimpulse unempfindlich.
Im Zustand der Rückstellung ist nur ein Transistor
ίο jeder Stufe, z. B. die Transistoren 484 und 512, leitend.
Durch einen Einstellimpuls, der normalerweise nur der ersten Stufe (z. B. bei Punkt 470) zuführbar ist, werden
die beiden anderen Transistoren einer Stufe (z. B. 480 und 485) leitend. Der im Rückstellzustand leitende
Transistor (z. B. 484) ist dann gesperrt. Die an Leitung 499 (oder 516 in der zweiten Stufe von Fig.9)
angeschlossene Ausgangsklemme nimmt dann ein Potential nahe 0 V an. Die Stromzufuhr zum leitenden
Transistor 485 erfolgt von der Rückstellung 495 über die Leitung 486 und den Widerstand 487 zur Klemme
- 12 V; der leitende Transistor 480 führt Strom von der Klemme + 6 V über die Verbindungspunkte 490,492 zur
Klemme -6 V.
Im Ein-Zustand einer Stufe ist die folgende Stufe in einem Vorbereitungsstand: Der Kondensator 503
(rechte Hälfte von F i g. 9) wird aus Leitung 499 (Pegel 0 V) über den Widerstand 501 auf -8 V aufgeladen; es
stellt sich ein Gleichgewichtszustand ein, denn vom Punkte 502 fließt über die Diode 508, den Widerstand
510 und den leitenden Transistor 512 ein gleich großer Strom ab zur Stromversorgungsklemme -12 V. Wenn
von Leitung 505 über die Leitung 504 ein Fortschaltimpuls
eintrifft wird der Punkt 502 vom Pegel -8 V angehoben und schaltet beim Erreichen von -6 V den
Transistor 509 ein. Als Folge davon wird auch der Transistor 515 leitend und der Transistor 512 gesperrt;
diese Stufe ist eingeschaltet. Die Pegelvcränderung in positiver Richtung der Ausgangsklemme 516 der soeben
eingeschalteten Stufe wirkt zurück über Leitung 517 auf die Transistoren 480 und 485 der vorhergehenden Stufe,
die jetzt gesperrt werden; der Transistor 484 der vorhergehenden Stufe wird wieder leitend.
Wenn die Ringschaltungen zum Ring geschaltet sind, ist die Ausgangsklemme der letzten Ringschaltung mit
der Eingangsklemme der ersten (in Fig.9 die Leitung
525) verbunden.
Der in den Fig. 2a und 2c in Blockform enthaltene Abtastzähler ist in F i g. 10 in Einzelheiten dargestellt. Er
zählt die Ausgangsimpulse des Detektors für Harmonisehe während eines Abtastintervalls (siehe F i g. 2c). Bei
einem Abtastvorgang liefert der Abtastring (siehe auch F i g. 2e) fortlaufend Impulse an die Eingangsdiode 30l£
(F i g. 10) und der Detektor für Harmonische speist die Eingangsdiode 301 b. Die zu den Dioden 301a und 3011
führenden Leitungen sind bei Abwesenheit eine; Eingangssignals auf etwa -12 V; das Eingangssigna
bringt die Leitungen auf etwa 0 V. So lange nicht au beiden Eingangsleitungen ein Signal anliegt, ist dei
Transistor 304 durch einen von +12V über der Widerstand 302 und eine der Dioden 301a oder 301Ϊ
fließenden Strom gesperrt. Bei Koinzidenz voi Impulsen auf den beiden Eingangsleitungen werden dii
Eingangsdioden gesperrt und der Transistor 304 win leitend; er verursacht auch das Leitendwerden de
(15 Transistors 308. Infolge der doppelten Invertierunj
durch die beiden genannten Transistoren entsteht au Leitung 310 ein Rechteckimpu's, der von -6 auf O1
ansteigt. Von der Diode 311 wird diese Leituni
lormalerweise auf —6 V gehalten. Beim Ende eines der
leiden Eingangsimpulse stellt sich der vorherige Sustand wieder ein.
Der positive Impuls auf Leitung 310 wird vom Kondensator 312 zu der rechtsanschließenden bekannten
Schaltung übertragen, die Ladungseinheiten von einem kleinen Kondensator auf einen größeren
Kondensator überträgt und damit eine Zählwirkung erreicht. Die Ladungsübertragung vom Kondensator
312 auf den Kondensator 318 geschieht über die Diode
316 beim Anstieg des Rechteckimpulses. Beim Abfall des Rechteckimpulses verhindert der Stromfluß durch
die Diode 314 von der Ausgangsklemme 355 her die Entladung des Kondensators 318. Das Potential dieser
Klemme war gerade wegen der erhöhten Leitfähigkeit 1 s
der Transistoren 322 und 3215 um einen Schritt angestiegen. Der kleine Spannungsanstieg am Punkt
317 verursacht nämlich einen geringen Stromzuwachs durch den Widerstand 323 und den Transistor 322 zur
Basis des Transistors 325 der seinerseits wieder den Stromfluß von Masse über den Widerstand 324 durch
den Transistor 325 vergrößert. Der Spannungsabfall am Widerstand 327 vergrößert sich um genau den Betrag,
um den sich die Spannung am Kondensator 318 erhöht; die Spannung an der Klemme 355 wächst um denselben
Betrag. Dadurch wird die Spannung am Punkt 313 auf einer höheren Spannung festgehalten als vor dem
Beginn des Impulses. Der nächste Eingangsimpuls treibt die gleiche Strommenge über die Diode 316. Bei jeder
Koinzidenz von Eingangsimpulsen wird die Spannung an der Ausgangsklemme um etwa 0,15 V angehoben;
nach 20 Impulsen beträgt der Zuwachs also 3,0 V und nach 30 Impulsen etwa 4,5 V usw. Wenn das
Ausgangssignal ausgewertet worden ist, wird der Zähler zurückgestellt. Das geschieht durch einen Impuls über
den Widerstand 321 zum Transistor 320 der den Kondensator 318 rasch entlädt.
F i g. H zeigt zwei benachbarte Vergleicher 335a und
335b, die in den F i g. 2b und 2d in Blockform mit der Bezeichnung BAL1 bis BAL12 enthalten sind. Sie
dienen zur Bestimmung der lokalen Maxima im Frequenzspektrum.
Bei der Darstellung in F i g. 11 ist berücksichtigt, daß
sich rechts und links weitere Vergleicher anschließen. Der Widerstand 343 von 360 Ohm zwischen den beiden
Vergleichern 335a und 335b ist rechts und links verbunden mit einem je gleich großen Widerstand, von
dem jeweils nur die Hälfte (340 mit 180 Ohm und 345 mit
180 Ohm) dargestellt sind. Zwischen den beiden gezeigten Vergleichern wird das Eingangssignal bei der
Leitung 355 zugeführt, zwischen den gezeigten und den benachbarten Vergleichern rechts und links bei den
Klemmen 336a und 336fr Die Ausgänge benachbarter Vergleicher, z. B. 335a und 335b, in diesem Falle die
Klemmen 354a und 351b werden paarweise zu den anschließenden UND-Invertern geführt (siehe auch
F i g. 2b und F i g. 2d).
Da das Potential der Emitterverbindungen, die Punkte 342 und 344 dem höheren Eingangssignal der
Transistorpaare 337, 350 bzw. 350', 337' folgt, werden (l0
die Potentiale an den Punkten 342 und 344 gleich sein und nur geringfügig unter der Spannung an den
Klemmen 356a und 3566 liegen. Dieser Zustand soll ein lokales Maximum bedeuten und an den benachbarten
Verbindungsstellen, die durch Spannungen an den 6S
Klemmen 336a und 336b beeinflußt Werden liegen niedrigere Spannungen an; es fließt dann über die
Widerstände 340 und 345 Strom nach rechts und links ab, der Widerstand 343 jedoch führt keinen Strom. Der
von den Punkten 342 und 344 über die Widerstände 340 und 345 abfließende Strom addiert sich jedoch zu dem
Strom in den Konstantstromerzeugern, nämlich den Transistoren 358 und 358' und verursacht eine
Vergrößerung des negativen Signals an den Ausgangsklemmen 354a und 354b; entsprechend subtrahiert sich
ein zu den benachbarten Verbindungen fließender Strom von dem für diese Verbindungen verfügbaren
Gesamtstrom, und vermindert die Verstärkung der Stufen, die dem lokalen Maximum benachbart sind. Die
Empfindlichkeit zur Feststellung lokaler Maxima wird dadurch erhöht und gleichzeitig die Empfindlichkeit für
die »Täler« verringert, so daß die Anordnung für Störungen weniger empfindlich wird.
Diese in Fig. 12 dargestellte Schaltung hat zwei
Eingangsklemmen 406 und 423 die nur für positive bzw. nur für negative Eingangsimpulse empfindlich sind. Im
Ruhezustand sind die Transistoren 410 und 425 nichtleitend; die Transistoren 414 und 430 sind
volleitend und halten die Ausgangsleitung 429 auf einem Ruhewert von —12 V. Beim Auftreten eines positiven
Eingangsimpulses an Klemme 406 oder eines negativen Eingangsimpulses bei Klemme 423 wird zunächst der
Transistor 410 bzw. der Transistor 425 leitend und die beiden anderen Transistoren werden daraufhin in den
nichtleitenden Zustand überführt. Die Ausgangsleitung 429 nimmt dabei mit einem raschen Spannungsanstieg
den Wert von 0 V an, wobei die beiden Kondensatoren 434 und 435 aufgeladen werden und über die Leitung
436 den umgeschalteten Zustand solange aufrechterhalten, bis die Kondensatoren entladen sind. Der
Kondensator 435 kann dabei außerhalb der Schaltung angebracht sein, damit beim Bedarf längerer Impulsdauer
der Wert variiert werden kann.
Die Leitung 416 ist eine weitere Ausgangsleitung, deren Pegel sich beim Auftreten von Eingangsimpulsen
von +6 V auf -6 V verlagert.
Die Schaltung nach Fi g. 13 liefert an ihre Ausgangsleitung
469 ein exponentiell abfallendes Signal, sobald die Spannung an der Eingangsklemme 451 von einem
Wert über den Nullpegel auf etwa -6 V abgesenkt wird. Bei einem positiven Spaniaingswert der Eingangsklemme 451 werden die beiden Transistoren 452 und
457 leitend und der den exponentiellen Spannungsverlauf an der Ausgangsklemme steuernde Kondensator
458 wird vollständig entladen. Die beiden Transistoren 464 und 456, die in Emitter-Folgeschaltung arbeiten, sind
dann nichtleitend und die Ausgangsleitung 469 liegt bei etwa -1-12 V. Sobald die Eingangsklemme 451 auf einen
Wert von — 6 V abgesenkt wird, sperren die beiden Transistoren 452 und 457 und der Kondensator 458
beginnt sich aufzuladen. Das Potentiometer 462 erlaubi innerhalb der Grenzen von — 6 V und —12 V die
Einstellung der die Ladung bewirkenden Spannungsdif ferenz zwischen diesem Potentiometerabgriff und einei
Klemme + 6 V (am Emitter des Transistors 457). Bei de Aufladung des Kondensators 458 wird der Transisto
464 an seiner Basis gesteuert, und ein verstärkter Stron des Transistors 465 bewirkt den Abfall der Spannung ai
der Ausgangsleitung 469 vom Werte +12V bi annähernd -6 V im Sättigungszustand des Transistor
465.
Die nach F i g. 2 zusammengesetzten F i g. 2a bis 7 zeigen das Gesamtschaltbild der Einrichtung. Die da
Mikrophon 1 treffenden Sprachlaute gelangen über di Leitungen 2 und 3 zum Vorverstärker PA (F i g. 2c) ai
dessen Ausgangsleitung 23 der hochfrequente Ante
709 643/;
zum Reibelaut-Detektor FS (Fig.2a) gelangt. Der
mittlere Frequenzbereich (zwischen 250 und 3000 Hz) wird auf Leitung 24 dem Detektor für Harmonische HL
(F i g. 2c) zugeleitet. Die Anteile niedriger Frequenz gelangen über die Leitung 25 zum Detektor für
Höchstwerte der Umhüllenden EPD. Das Ausgangssignal des Reibelaut-Detektors FS, bestehend aus einer
durch Gleichrichtung der hochfrequenten rauschähnlichen Signale über 4 kHz erhaltenen Gleichspannung,
gelangen über Leitung 121 zu den Vergleichern BAL i und BAL 2. Der Detektor für Höchstwerte der
Umhüllenden gibt Signale aus den Amplitudenspitzen ab, die vom Frequenzanteil auf Leitung 24 bestimmt sind
und liefert sie gleichzeitig an alle Abtastzähler SCC2 bis SCCIl (Fig. 2a und Fig. 2c). Im Detektor für
Höchstwerte der Umhüllenden EPD wird ein Lautstärkeregelsignal
gebildet, das über Leitung 26 zum Vorverstärker PA zurückläuft; er liefert außerdem
positive, der Grundfrequenz entsprechende Signale auf Leitung 83 um den Abtastring SCR (F i g. 2e) zu starten.
Das Signal aus EPD gelangt zunächst zum Ringtreiber RD t, der über Leitung 83' den Abtastring vorbereitet.
Die eigentliche Fortschaltung des Abtastringes wird vom Ringtreiber RD 2 gesteuert, der seinerseits von
dem steuerbaren Multivibrator GMVl zusammen mit
der einstellbaren Verzögerung ADi (Fig. 2e untere Hälfte) kontrolliert wird. Die Ausgangssignale 5COl
bis SCO 10 des Abtastringes bilden je Eingangswert für die Abtastzähler SCC2 bis SCC11; der andere
Eingangswert dafür wird vom Detektor für Harmonisehe HL auf Leitung 51, 52 geliefert. Die Arbeit des
Abtastringes wird mit der Rückstelltaste 101 (Fig. 2f)
gestartet, die den Verzögerungsschalter DS1 in Gang
setzt. Mit entsprechender Verzögerung wird daraufhin auf Leitung R 1 a ein Rücksteüsignal an alle Speicherverriegelungen
ML der Speichermatrix SM (F i g. 2b und Fig. 2d) geliefert. Über die Leitungen Rib und R ic
gelangt das gleiche Signal auch zum Abtastring SCR und zum Zeitbasisring in der Schalteinheit TB+I.
Die Sprachsignale gelangen zu den verschiedenen Abtastzählern SCC2 bis SCC11 und werden dort in der
eingangs im Zusammenhang mit F i g. 10 beschriebenen Weise gezählt; sie liefern während eines Abtastzyklus'
des Abtastringes elf verschiedene Meßwerte für die Sprache in Abhängigkeit von der Art des Sprachsignals.
Diese Meßwerte werden zusammen mit dein Ausgang des Reibelaut-Detektors FS den Vergleichern BAL 1 bis
BAL12 über die Leitungen 121 und 355a bis 355/
zugeführt. Die Ausgänge der Vergleicher bilden je ein Eingangssignal für die als UND-lnverter AINVi bis 11,
ausgebildeten Koinzidenzschaltungen deren jeweils zweite Eingänge von der Leitung 380' herrühren. Das
Abtastsignal auf dieser Leitung wird vom Impulsgenerator UPG 1 (siehe auch F i g. 12) geliefert. Die Ausgangsleitungen
der UND-lnverter AlNVi bis 11 gelangen über die Leitungen H1 bis H11 zur Speichermatrix SM;
sie stellen elf Meßwerte dar, die in der Speichermatrix unter Mitwirkung von Steuerimpulsen gespeichert
werden. Die Steuerimpulse gelangen über die Leitungen TUa, TUb, TUc, TLWund Tfeausdem Zeitbasisring zur
Speichermatrix.
Die Spracheingabe kann erst nach dem Betätigen der Sprechlaste 102 (Fig.2f) erfolgen. Das Ende des mit
Rückstelltaste 101 erzeugten Rückstellimpuls schallet die linke Stufe der Zeitbasiseinheit TUO und den <>s
Abtast-Stopp RUO (über Leitung R ic) ein. Die Betätigung der Sprechtaste 102 schaltet die rechte Stufe
der Einheit TUO ein. die ihrerseits die linke Stufe ausschaltet. Zwischen Sprechtaste und TUO sind zur
Vermeidung von Störimpulsen ein verzögernder Impulsgenerator UPG 3 und ein Treiber zwischengeschaltet.
Das Ausgangssignal der rechten Seite der Ringeinheit TU 0 bringt über die Leitungen 206,207 und
über die Verzögerungseinrichtung AD 1 ein Signal niedrigen Pegels auf Leitung 208 zur UND-Schaltung
AE2, die dadurch undurchlässig gehalten wird; der
Multivibrator GMV2 arbeitet nicht.
Der erste Grundtonimpuls, der auf Leitung 83' erscheint, ruft hinter der ODER-Schaltung OR 1
(F i g. 2f) auf Leitung 265 ein Signal hervor, das durch Einschalten der Zeit-Einheit TUX den Zeitring in Gang
setzt. Die rechte Stufe von TUO wird dadurch ausgeschaltet und die entstehende negative Schwingung
auf Leitung 207 läßt den Impulsgenerator UPG 2 einen
positiven Rückstellimpuls zur Leitung 227 abgeben. Dieser Impuls stellt alle Abtastzähler zurück und startet
gleichzeitig den Lauf des Abtastringes SCR. Der Impulsgenerator UPG 2 gibt auf seiner anderen
Ausgangsleitung 228 gleichzeitig einen negativen Impuls ab, dessen Endflanke /?D4 zur Abgabe eines
Fortschaltimpulses auf die Leitung 229 veranlaßt; die rechte Stufe von CUi des Zeitbasisringes wird dadurch
eingeschaltet und das Potential auf Leitung TUa, die zur Speichermatrix führt, wird ebenfalls angehoben. Nach
kurzer Zeit wird die Leitung 208 wieder positiv (TUO hat ausgeschaltet), die Leitung 209 zur Steuerung des
Multivibrators GMV2 wird positiv. Da die Leitungen 207, 207' negativ werden und auch die Leitung 230 kein
Signal führt, wird auch die Ausgangsleitung der ODER-Schaltung OR 2,230, negativ und der Generator
für exponentiellen Spannungsverlauf EVG liefert seiner Ausgangsleitung 230a eine exponentiell abfallende
Spannung.
Nach einem von der Einstellung abhängigen Intervall von etwa 60 ms liefert der von Leitung 230a beeinflußte
Multivibrator GMV2 einen positiven Anstieg auf seiner Ausgangsleitung 231. Da ein erster Ringfortschaltimpuls
vor dem Arbeitsbeginn des Multivibrators GMVi auftritt, hält das Ausgangssignal der Verzögerungseinheit
AD2 die rechte Stufe der Zeiteinheit TU4 ausgeschaltet fest. Wenn der Multivibrator GMV2 zu
arbeiten beginnt und die Leitung 231 anhebt, ist also die linke Stufe von TU4 im Ein-Zustand gehalten. Dadurch
sind alle Eingänge der UND-Schaltung AEi positiv, sobald auch Leitung 105 von der Ringeinheit RUQ
positiv ist; über den so aktivierten Impulsgenerator UPG 1 entsteht dadurch auf den Leitungen 380,380' ein
negatives Abtastsignal. Das positive Ende des Signals läßt den Impulsgenerator UPG 2 ein Zählerlöschsigna
auf die Leitung 227 geben, und, am Ende des negativer Impulses auf Leitung 228 (die vom anderen Ausgang
von UPG 2 gesteuert wird) liefert der Treiber /?D4 eir
Ringfortschaltsignal zu dem Zeitbasisring, der dami von TUi nach TU2 fortschaltet. Die rechte Stufe vor
TU4 wird nun nach Fortfall der Haltewirkung au: Leitung 231 eingeschaltet. Die Abtastung geht weite
und bei ihrem erneuten Stopp wird ein neue Zeitbasis-Fortschaltimpuls verhindert, weil die link«
Stufe von TUA beim Einschalten der rechten Stufi
ausgeschaltet wird. Die Abtastung geht weiter bis de Multivibrator GMV2 wieder aus- und einschaltet. Da
Signal auf Leitung 233 aus der Verzögerungseinrichtun; AD2 wird positiv, kurz nachdem der Multivibrato
GMV2 auf Leitung 231 ein negativ gehendes Sigm
hervorgerufen hat und schaltet die rechte Stufe vo TU4 aus, wodurch wieder die Sperre durch di
eingeschaltete linke Seite wirksam wird. Der nachfolgende
Ablauf von Abtasten, Rückstellen und Fortschalten des Ringes findet jeweils statt, sobald der
Multivibrator GMV2 einschaltet und sobald die Abtastung in der vorstehend genannten Weise beendet
ist.
Als Folge eines andauernden Reibe- oder Zischlautes steigen die Signalpegel auf den Leitungen Hl und Hl'
(F i g. 2b) an; während der gleichen Zeit verhindert der niedrige Signalpegel auf der Ausgangsleitung 208a des
Inverters INVl (Fig.2f) die Steuerleitung 209 zum
Multivibrator CMV2 am Ansteigen. Das Eingangssignal (Leitungen Hl', 230) zur ODER-Schaltung OR2
läßt den Ausgangspegel (Leitung 230) ansteigen; der exponentielle Spannungsverlauf auf Leitung 230a wird ,5
auf den höchsten positiven Wert eingestellt. Wenn ein Zischlaut am Anfang eines Wortes auftritt, etwa beim
Wort »sieben«, veranlaßt der steigende Signalpegel auf Leitung Hl den Betrieb des Zeitringes über RD 3,
Leitung 264, OR 1 und die Leitung 265. Der Ring wird nach der Ringschaltung TUi weitergeschaltet, wobei
der Zischlaut in Spalte 1, Zeile 1 der Speichermatrix SM abgespeichert wird. Die Ringfortschaltung wird bis zum
Ende des Zischlautes verhindert, woraufhin die Steuerleitung zum Multivibrator einen Pegelanstieg erfährt.
Wenn der Reibe- oder Zischlaut in der Mitte eines Wortes auftritt, wird der Betrieb des Multivibrators für
die Dauer des Lautes unterbrochen; anschließend wird der stimmhafte Laut weiter abgetastet. Für die Dauer
des Konsonanten wird das Ausgangssignal des Genera- ^0
tors für einen exponentiellen Spannungsanstieg EVC unterbrochen, damit die Zeitbasis rascher starten kann
und dann langsamer weiterläuft; auf diese Weise können feinere Vokal-Einzelheiten nach dem Auftreten eines
Konsonanten erfaßt werden, da das Ende des Konsonanten als Zeit-Bezugspunkt dienen kann. Reibelaute
und Zischlaute werden zwar bei der vorliegenden Einrichtung zusammen klassifiziert; eine weitere Unterteilung
kann jedoch ohne Beeinträchtigung des eben besprochenen Ausschlußprinzips durchgeführt werden. ^0
Um das Konzept der Umformung von der Echtzeitbasis zu der nichtlinearen Zeitbasis zu erläutern wird auf
die F i g. 14a bis 14d Bezug genommen. Die F i g. 14a ist eine graphische Darstellung für eine zeitliche Abtastung
längs der vertikalen Achse aufgetragen über die Echtzeit entlang der horizontalen Achse. Letztere ist in
fünfzehn Zeiteinheiten geteilt, wobei jede Zeiteinheit vier Grundtonperioden darstellt, was bei einer durchschnittlichen
männlichen Stimme etwa 30 ms entspricht. Elf Abtastvorgänge HL 1 bis HL U teilen die vertikale so
Achse. Die Anordnung der Zahlen innerhalb dieser Echtzeitdarstellung offenbart schlecht definierte Muster
mit Unsicherheiten, die von gleitenden Formanten hervorgerufen sind. In den Zeitabschnitten 1 und 2 z. B.
bewegt sich ein Formant von der Abtaststelle 5 zur ss
Abtaststelle 4. Während der Formant die Grenze zwischen den Abtaststellen 5 und 4 überschreitet,
registriert der Detektor für Harmonische HL Ausgangssignale in beiden Zeitabschnitten 1 und 2. Beim Beispiel
tritt der Zählwert 3 in beiden Abtastintervallen auf. Ein <,n
Höchstwert von vier könnte in zwei benachbarten Abtastintervallen registriert werden, falls ein Formant
mitten zwischen zwei Bereichen stehenbleibt; die Unsicherheit ist auf die Quantisierung der Sprachvermessung
zurückzuführen. u·,
In Fig. 14b wird dieselbe Sprachschwingung mit einer nichtlinearen Zeitbasis längs der horizontalen
Achse und mit einer Sw une(£) von Zählwerten Cl bis
CIl längs der vertikalen Achse. Diese Summation stellt
die gesamten Zählwerte dar, die innerhalb der in Fig. 14a durch die vertikalen Linien VLl bis VL5
markierten Bereiche auftreten. Wenn nur die eingekreisten höchsten Zählwerte der Darstellung nach
F i g. 14b berücksichtigt werden, ergibt sich ein eindeutiges Bild. Diese lokalen Maxima variieren zwischen 4 und
19 und können als solche nicht durch eine feste Schwellwertanordnung bestimmt werden. Ein Schwellwert
von 2 würde z. B. fünfzehn weitere Bits erzeugen, d. h. die doppelte Zahl der in F i g. 14b sich ergebenden.
Andererseits stellen die lokalen Zählwertmaxima ein echtes Bild der Sprachereignisses dar.
Um das lokale Maximum zu bestimmen, wird jeder Zählwert von einem Abtastzähler SCC in eine
Analogspannung umgewandelt; im Abtastzähler liefert jeder Eingangsimpuls einen Spannungsbeitrag zu der
Ladung eines Kondensators, wie es früher beschrieben wurde. Nach einem Abtastvorgang wird die Ladung
beseitigt und für die nächste Zeiteinheit ein neuer Zählvorgang begonnen. Der Spannungsbetrag für jeden
Zählwert kann z. B. 0,2 V betragen. Die unterstrichenen Spannungsbeträge in Fig. 14c stellen die lokalen
Maxima dar und werden in der Anordnung durch die Vergleicher BAL festgestellt. In Fig. 14d ist eine
graphische Darstellung der lokalen Maxima aufgetragen wobei die vertikale Achse in elf Teile H1 bis H 11
geteilt ist und die horizontale Achse in fünf Abschnitte geteilt ist, die den fünf Stufen des nichtlinearen
Zeitringes mit den Ausgangsleitungen TUa bis TUe entsprechen. Die Darstellung der Fig. 14d ist ein Bild
der in der Speichermatrix SM (F i g. 2b und F i g. 2d) enthaltenen Werte. Die Darstellung des Sprachlautes
durch die (im Beispiel) Pluszeichen ist einfacher und aussagefähiger als jedes Bild, das auf Schwellwertanordnungen
basiert. Die Darstellung nach Fig. 14d gibt die Lage der Ausgangssignale des Detektors für Harmonische
mit der höchsten Wahrscheinlichkeit für jeden Zeitabschnitt wieder, wobei die unsicheren Werte
eliminiert sind.
Freilaufende Multivibratoren werden oft benutzt, um Zeiteinheiten für Echtzeit-Darstellungen zu markieren.
Die Frequenz kann durch Änderung der Ladezeit von Koppelkondensatoren beeinflußt werden. Gewöhnlich
geschieht dies durch Änderung einer Spannung E Leider ist die Zeit T (Zeit der Leitfähigkeit eines
Transistors) keine lineare Funktion von £, sondern hängt folgendermaßen damit zusammen
T == 71 + T2, wobei Γι die Ladezeit für C\ ist und Tj die
Ladezeit für C2.
Bei einem gewöhnlichen symmetrischen Multivibrator ist
T = T1 + 7; s (K1C1 f R2C2)
Bei der vorliegenden Einrichtung wird ein gesteuerter
Multivibrator verwendet, bei dem Ti ein Festwert und
T2 variabel sind. Außerdem sind die Zeit /?Cund Eh- En,
Konstante. Damit ergibt sich
T =■ T1 -l· T2 s T1 -ι K1 log, γ .
Wenn jetzt dafür gesorgt wird, daß E exponentiell abfällt, dann läßt sich erreichen, daß T? mit der Zeit
folgendermaßen linear ansteigt:
L- I
T2 =5 K1 log, ■■ ;■ mit E - K ■ c Kc
i.
Das bedeutet, die Periode Γι, welche das Zeitintervall AT zwischen aufeinanderfolgenden Werten von V
darstellt, verändert sich linear mit wachsender Zeit T.
in den Koordinaten der Spannung über Zeit zeigt die Fig. 15 den tatsächlichen exponentiellen Spannungsveriauf
sowie die Multivibrator-Charakteristik. Die Tabelle im rechten Teil der Fig. 15 zeigt, daß die
resultierenden Zeitabschnitte A t linear sind, abgesehen von einer leichten Verlängerung beim letzten Abschnitt.
Diese Verlängerung beträgt 10 ms bei einem gesamten Zeitintervall von 460 ms; das sind 2%. Da die
Einschaltzeit des gesteuerten Multivibrators kleiner ist als die gewünschte Zeiteinheit von 30 ms, läßt sich durch
eine einstellbare zusätzliche Verzögerung der Wert von 30 ms erreichen.
Das Diagramm der Fig. 15 zeigt also, daß der Wert 7'(I) bei 30 ms liegt. E ist auf +9,5 V abgefallen; das
entspricht in der Multivibrator-Charakteristik einer Zeit
von 60 ms. 30 + 60 = 90 ms stellt den nächsten Punk dar, nämlich Γ'(2). Die Spannung ist jetzt für ein neues:
auf 90 ms gefallen. 90+ 90= 180 ms mit einen T= 120 ms usw.
Die folgende Tabelle zeigt »die Abtastzeiten ii Millisekunden und die ungefähren zugehörigen Fre
quenzbereiche für die elf Meßbereiche H1 bis H11:
Abiastzeit (ms) -ψ = /(Hz)
H 1 | 0,1 -0,2 | 4,7 k-8,8 k |
Hl | 0,6-0,9 | 1,1 k—1,7 k |
H3 | 0,9-1,2 | 833-1,1 k |
H4 | 1,2-1,5 | 667-833 |
HS | 1,5-1,8 | 555-667 |
H6 | 1,8-2,1 | 476-555 |
HJ | 2,1-2,4 | 416-476 |
HS | 2.4-2,7 | 370-416 |
H9 | 2,7-3,0 | 333-370 |
HiO | 3.0-3,3 | 303-333 |
Hii | 3,3-3,6 | 277-303 |
Hierzu l4Blatl Zeichnungen
Claims (3)
1. Einrichtung zur Ableitung digitaler, für Sprachsignale charakteristischer Kennwerte mit Aufteilung
des Sprachfrequenzbandes in einen niederfrequenten, einen mittelfrequenten und einen hochfrequenten
Teil, mit einer vom mittelfrequenton Teil der Sprachfrequenz gespeisten Schaltung zur Gewinnung
impulsförmiger, den auftretenden Harmonisehen
entsprechenden Signale, mit einer Speichermatrix zur Aufnahme der ermittelten Kennwerte
und mit zwei die Eintragung von Kennwerten in die Matrix zeilen- und spaltenweise steuernden Abtastringen,
dadurch gekennzeichnet, ds;ß die den Harmonischen entsprechenden Signale einer
vom Abtastring (SCR) zyklisch betätigten Reihe von Abtastzählern (SCC) zugeführt und dort in Analogspannungswerte
verwandelt werden, daß Vergleicher (BAL), die Analogspannungen in an sich
bekannter Weise zu lokalen Maximumwerten überhöhen, daß die Vergleicherausgänge paarweise
zusammengefaßt über Koinzidenzschaltungen (AINV) den Matrixspalten zur Speicherung zugeleitet
werden, und daß der die Spaltenleitungen der Speichermatrix (SM) steuernde Abtastring (TUO bis
TU3) vom niederfrequenten Teil der Sprachfrequenz gestartet wird und zeitlich nichtlinear
aufeinanderfolgende Steuersignale abgibt
2. Einrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Generator für exponentiellen Spannungsverlauf
(EVG) und einen von diesem gesteuerten Multivibrator (GMV2), der die Fortschaltung
des Abtastringes (TU 0 bis TU 3) steuert.
3. Einrichtung nach Anspruch 1 und/oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein vom hochfrequenten
Teil des Sprachfrequenzbandes gesteuerter Reibelaut-Detektor (FS) für die Dauer eines
Reibelautes die Fortschaltung des Abtastringes (TU0 bis TU3) unterbricht.
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US66616967A | 1967-09-07 | 1967-09-07 | |
US66616967 | 1967-09-07 |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE1797224A1 DE1797224A1 (de) | 1971-07-29 |
DE1797224B2 DE1797224B2 (de) | 1977-03-10 |
DE1797224C3 true DE1797224C3 (de) | 1977-10-27 |
Family
ID=
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