DE1797224C3 - Einrichtung zur Ableitung digitaler, für Sprachsignale charakteristischer Kennwerte - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Einrichtung zur Ableitung digitaler, für Sprachsignale charakteristischer Kennwerte nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Zur automatischen Erkennung von Sprachlauten hat es sich erforderlich erwiesen, die Lage der Harmonischen oder der Formanten festzustellen. Zu diesem Zweck wurde bei bekannten Anordnungen der Sprachfrequenzbereich durch eine Reihe von größenordnungsmäßig zehn bis zwanzig Bandfiltern in Frequenzbänder zerlegt und das Auftreten von Größenwerten innerhalb der einzelnen Frequenzbänder bestimmt (DT-AS 89 744).

Es ist deshalb auch schon eine Spracherkennungseinrichtung beschrieben worden, die mit weniger, dafür allerdings komplizierteren steuerbaren Filtern arbeitet (vgl. DT-AS 11 89 744, z. B. Spalte 10).

Zur Vermeidung des bträchtlichen Aufwandes von Filtern läßt sich die Lage der lokalen Maxima von Sprachlauten, nämlich der Harmonischen, auch durch eine' Zeitmessung ermitteln. Es genügt dafür, das Sprachfrequenzband in einen niederfrequenten, einen 6$ mittelfrequenten, und einen hochfrequenten Teil zu zerlegen, was mit sehr einfachen Mitteln möglich ist. Der niederfrequente Sprachanteil kann dabei nach einiger Umformung als Anfangspunkt für die Zeitmes sune benutzt werden. Für die in dem mittelfrequenten Sprachbereich auftretenden Größtwerte ergibt sich dann jeweils ein Amplituden- und ein Zeitwert als Charakteristikum.

Ferner ist es zur Bestimmung von lokalen, den Formanten entsprechenden Höchstwerten schon bekannt Schwellwertschaltungen zu benutzen. Diese Technik liefert jedoch für viele Anwendungen unbrauchbare Resultate, da sich die von den Schwellwertschaltungen gelieferten Schwellenwerte mit der Signalintensität verändern (vgl. US-Patentschrift 32 96 374, Spalte !,Zeilen22bis28).

Für die Bestimmung der Maximalwerte von Energieanteilen in bestimmten Frequenzbändern des Sprachfrequenzbereiches, die zur Lokalisierung von Formanten dient, ist es bekannt (vgl. US-Patentschrift 32 96 374, Spalte 1, Zeile 61 bis Spalte 3, Zeile 4), Vergleicher vorzusehen, die zur Maximalwertbestimmung die Energieanteile in benachbarten Frequenzbändern miteinander vergleichen und korrelieren.

Die Ableitung der Energieanteile in den Frequenzbändern ist mit der Filtertechnik, wie bereits dargelegt wurde, sehr aufwendig. Außerdem gelangen auch zu viele redundante Werte zu den nachgeschalteten Auswerteeinrichtungen, da bei einer bisher verwendeten linearen Zeitbasis für die Abtastung des Sprachfrequenzbandes durch das Gleiten der Formanten während ihres Auftretens redundante Kennwerte in unerwünscht großer Zahl erzeugt werden, die insbesondere, wenn die den Energieanteilen entsprechenden Werte erst in Zwischenspeichern gespeichert werden müssen, unnötigerweise Speicherplatz in Anspruch nehmen.

Die Erfindung hat sich daher die Aufgabe gestellt, die Gewinnung der Energieanteile mit möglichst wenig Filteraufwand vorzunehmen und die Auswerteeinrichtungen von redundanten Werten weitgehend freizuhalten.

Gelöst wird diese Aufgabe durch die in dem Hauptanspruch angegebenen Merkmale.

Weitere Ausgestaltungen und vorteilhafte Weiterbildungen des Gegenstandes der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Durch die Erfindung wird also der Vorteil erzielt, daß digitale, für Sprachsignale charakteristische Kennworte besonders wirtschaftlich erzeugt werden können. Dieses resultiert daraus, daß die Bestimmung der Lage der Formanten ohne großen Filteraufwand vorgenommen werden kann, wobei ferner redundante, für die Erzeugung charakteristischer Kennwerte keinen Beitrag liefernde Signale unterdrückt werden, so daß auch die nachgeordneten Einrichtungen, wie Zwischenspeicher und Auswerteschaltungen in ihrem Aufwand verringert werden können.

Das nachfolgende Ausführungsbeispiel und die Beschreibung einiger Schaltungen werden durch Figuren erläutert.

F i g. 1 ist ein schematisches Blockschaltbild der Gesamteinrichtung;

F i g. 2 zeigt wie die F i g. 2a bis 2f zusammenzusetzen sind;

F i g. 3 zeigt das Schaltbild eines Vorverstärkers;

Fig.4 ist das Schaltbild eines Detektors für Harmonische;

F i g. 5 zeigt das Schaltbild eines Detektors für den Höchstwert der Umhüllenden;

F i g. 6 ist das Schaltbild eines Reibelaut-Detektors;

F i g. 7 zeigt das Schahbild einer Speicherverrieglung;

die Schaltung eines gesteuerten Multivi-

IO

Fig.8-irators;

ρ j g 9 zeigt zwei Stufen einer Ringschaltung·, F i g. 10 zeigt einen Abtastzähler;
F i g. 11 zeigt einen Vergleicher;
F i g. 12 zeigt Einzelheiten eines Impulsgenerators; Fig. 13 zeigt die Schaltung eines Generators für einen exponentiellen Spannungsverlauf;

Fig. Ha bis Hd sind Tabellen zur Erläuterung der Zeittransformation und
Fig. 15ist einZeit-Spannungs-Diagramm. Das Übersichts-Block-Diagramm der Fig. 1 enthält einen Sprachanalysator SPA, eine Speichermatrix SAi, einen Abtastring SCR, eine nichtlineare Zeitbasis und Blockierungen TB+1, eine Sichtanzeige und ein 15 Bedienungspult einschließlich Mikrophon 1. Um die Einrichtung betriebsfähig zu machen, wird der Rückstellknopf und anschließend der Sprechknopf Detätigt. Über das Mikrophon 1 kann dann eine Spracheingabe erfolgen, die von der Einrichtung in verschiedene 20 Signale überführt wird, welche über die Leitungen 25,26 „nd 51 zum Sprachanalysator SPA gelangen. Letzteres wird von Abtastsignalen SCOl bis SCOlO gesteuert, die vom Abtastring geliefert werden. Der Sprachanalysator liefert elf verschiedene Sprach-Meßwerte H1 bis 25 u,l die nach entsprechender Verschlüsselung unter Mitwirkung der Zeitsignale TUa bis TUe aus der Zeitbasis TB+1 in die Speichermatrix SM gebracht werden. Diese enthält in Zeilen und Spalten angeordnete Speicherverriegelungsschaltungen.

Bevor zu einer ins einzelne gehenden Beschreibung der Einrichtungen übergegangen wird, sollen einige verwendete Einzelteile und Schaltungen näher beschne-

^beDer^eiSp"ach-Vorverstärker, siehe Fig.3, wird vom Mikrophon 1 über die Leitungen 2 und 3 gespeist. An der ersten Stufe mit dem Transistor 7 ist ein Empfindlichkeitsreglers und ein Widerstandskondensator-Netzwerk 6 zur Unterdrückung elektrischer Storeinflüsse vorgesehen. Kapazitiv sind zwei weitere Verstärkerstufen mit den Transistoren 10 und 14 angekoppelt, auf welche ein Verstärkungs-Regelsignal AGC an der Leitung 26 einwirkt. An die Basis des Transistors 14 ist ein Pegelregler 17 angeschlossen; über die Leitung 18 und den Kondensator 18' fuhrt vom Kollektor des Transistors 14 eine Gegenkopplung zu einer Basis, die bei Frequenzen von etwa 15 Hz wirksam ist Die Endstufe des Verstärkers mit dem Transistor 20 speist drei Ausgänge; der Ausgang P mit Leitung 23 liefert die höchsten Frequenzen mit Rauschko;nponenten zum Betrieb des Reibelaut-Detektors; der Ausgang Qmit Leitung 24 liefert den mittleren Frequenzbereich von 250 Hz bis 3000 Hz zum Betneb des Detektors fur die Harmonischen HL; der Ausgang R mn Leitung 25 liefert die niedrigen Frequenzanteile zum Betneb des Detektors für den Höchstwert der Umhüllenden EPD

Der in F i. g. 4 mit seiner Schaltung gezeigte Detektor für Harmonische HL besteht aus einem Spitzendetektor 28 und aus einem monostab.len Multivibrator 39, letzterer liefert nominierte Ausgangsimpulse. <'°

Die Eingangssignale auf Leitung 24 sind auf einer, maximalen Spitze-Spitze-Wert von etwa 2 V begrenzt Beim Abstieg zum ersten großen positiven Spitzenwert j.. ^.-..„^t«PD-rioH<» arbeitet der Transistor 30 als Ldst^n sÄ imitterfblgebetriet,zur Aufladung des Kondensators 32 über die Diode 33. Der Punkt A gelangt dabei zu seinem höchsten positiven Wert von ?fw -2V Gleichzeitig wird der Punkt B über die Diode 34 zum selben Spannungspegel gebracht. Während positiver Steigungen der komplexen Wellenform erscheint also keine merkliche Spannungsdifferenz zwischen den Punkten A und B und der Transistor 37 bleibt nichtleitend; die Punkte Cund D werden bei etwa -12 V gehalten, der Transistor 40 ist nichtleitend und die Punkte £ und F sind bei +6V bzw. -12 V. Vom Potentiometer 44 für die Bereichseinstellung fließt über den Widerstand von 20 Kiloohm auf Leitung 43 ein Strom zu der Basis des Transistors 45, der volleitend bleibt und die Ausgangsklemme nahe —12 V hält. Wenn eine Last angeschlossen ist, erreicht die Leitung 48 beim Höchststrom des Transistors 45 einen Pegel von -10 V. Unter Annahme der ungünstigen Bedingungen während des Ladtvorgangs beim ersten großen positiven Spitzenwert erreicht der Punkt B einen geringfügig höheren Pegel als A, da in der Diode 33 weniger Strom fließt als in der Diode 34; dadurch wird die Anschaltung des Transistors 37 erreicht. Nach dem Erreichen des Spitzenwertes kehren sich die Spannungsverhältnisse um, da die Diode 34 jetzt mehr Strom führt als die Diode 33. Hinter dem Spitzenwert wird die Diode 33 umgepolt, und der Punkt B fällt unter den Punkt A, so daß der Transistor 37 leitend wird. Die Punkte Cund Dgelangen nun schnell nach — 6 V, wobei der Punkt C einen geringfügig höheren Wert annehmen kann als D, und zwar wegen des Stromflusses vom Kondensator 32 über den Transistor 37 und den Serienwiderstand 38' zur Basis des Transistors 40. Die Folge ist ein scharfer Spannungsabfall des Punktes E von +6 nach -6 V. Der Kondensator 42 überträgt diesen Pegelsprung zum Punkt Fder scharf von —10 V nach etwa -20 V springt und den vorher leitenden Transistor 45 sperrt. Der resultierende Spannungsanstieg der Leitung 48 nach positiven Werten wird über die Leitung 50 und den Widerstand 51 zum Punkt D zurückgeführt, so daß der Transistor 40 während der Dauer des Ausgangsimpulses leitend bleibt. Die Dauer ist durch das WC-Produkt des Kondensators 42 und des Widerstandes 51 sowie durch die Einstellung des Potentiometers 44 bestimmt. Eine Variationsmöglichkeit zwischen 150 yszc und 450 \ysec ist vorgesehen.

Das Ende des Ausgangsimpulses braucht nicht notwendigerweise den Transistor zu sperren, da die abfallende Flanke des Eingangssignals den Transistor noch leitend halten kann; der Transistor 40 wird leitend, bis nach dem Ende des Ausgangsimpulses das »Tal« erreicht ist. Dann beginnt der Transistor 30 wieder den Kondensator 32 zu laden, der Transistor 37 sperrt und die Punkte C und D fallen, so daß der Transistor ebenfalls sperrt. Der Punkt Esteigt nun auf +6 V und lädt den Kondensator 42 als Vorbereitung für den nächsten Ausgangsimpuls. Der Ausgangsimpuls bezeichnet das Vorliegen der an Amplitude größten Harmonischen in der komplexen Sprachwelle und ihre zeitliche Lage. Es entstehen separate Ausgangsimpulse für stimmhafte Laute, mit denen Vokale und stimmhafte Konsonanten gemeint sind.

Stimmlose Konsonanten werden von der Schaltung nicht festgestellt; dazu werden andere Schaltungen

benutzt.

Die in F i g. 5 gezeigte Schaltung zur Bestimmung des Höchstwertes der Umhüllenden eines Sprachsignals enthält den Transistor 75, der die während negativer Signaiwei te auftretenden, negativen Spitzen überwacht und über die Leitungen 76 und 84 als positive Signale auf der Leitung 83 signalisiert. Die beiden Transistoren und 82 überwachen die positiven Spitzen, die während

positiver Schwingungen des Sprachsignals auftreten und liefern Ausgangssignale ebenfalls auf die Leitung 83. Diese positiven Spitzenspannungen auf Leitung 83 bilden die Grundfrequenz zur Steuerung des Abtastringes SCR und des Zeitbasis-Ringes TBR.

Die beiden weiter angeschlossenen Transistoren 85 und 91 liefern ein Regelsignal für die automatische Lautstärkeregelung sie arbeiten als Integrierverstärker; an den Transistor 85 angeschlossen ist noch eine Regel-Anzeigevorrichtung.

Die Anteile hoher Frequenz des Sprachsignals, die den Vorverstärker auf Leitung 23 verlassen, speisen den Reibelaut-Detektor nach Fig.6. Der Eingangstransistor 100 dient als Reiber. Daran angeschlossen ist ein Differenzierverstärker aus den Transistoren 106 und 108, bei deren Speisung ein LC-Netzwerk 103 die erforderliche Verzögerung liefert. Das Ausgangssignal des Reibelaut-Detektors 110 besteht aus hochfrequenten, rauschartigen Signalen mit Frequenzen über 4 kHz. Über ein Widerstands-Dioden-Netzwerk 113 ist daran der Transistor 116 angeschlossen, der ein Gleichstromsignal liefert, welches dem Spitze-Spitze-Wert des auf Leitung 110 anstehenden Signals proportional ist.

Die Speichermatrix SM besteht aus Verriegelungsschaltungen ML, von denen drei in F i g. 7 dargestellt sind.

Auf ein Rückstellsignal aus Leitung 158 werden beide Transistoren 152 und 154 gesperrt: Die Basis des Transistors 152 wird vom Kollektor des Transistors 154 unter -6 V gehalten; der Transistor 154 wird über Leitung 153 auf etwa +6V gebracht. Wenn beide Eingänge Q und R, auf etwa - 12 V liegen, so liegt die Basis des Transistors 152 etwa beim gleichen Wert. Wenn eine der Eingangsklemmen bei -12 V liegt und die andere auf Nullpotential, so wird die Verriegelungsschaltung ebenfalls im Sperrzustand erhalten.

Wenn beide Eingangssignale Nullpotential annehmen, fließt Strom zur Basis des Transistors 152, der leitend wird. Das Kollektorpotential fällt und macht den Transistor 154 leitend, so daß dessen Kollektor sich dem Nullwert nähert und die Anzeigelampe betätigt. Über die widerstandsbehaftete Verbindung zwischen der Basis des Transistors 152 und dem Punkt F fließt genügend Strom um den Transistor 154 leitend zu erhalten, auch wenn beide Eingangsklemmen Q und R wieder auf - 12 V gebracht werden. Dabei ist die Diode 151 in Sperrrichtung betrieben, so daß kein Strom von der Basis des Transistors 152 zu den Eingangsklemmen abfließen kann. Die Schaltung bleibt also eingeschaltet, bis ein neuer Rückstellimpuls auftritt.

Bei dem in Fig. 8 gezeigten gesteuerten Multivibrator sind im Betrieb die beiden Transistoren 192 und 194 abwechselnd leitend; der Transistor 203 dient als Ausgangsverstärker. Im Ruhezustand, d. h. ohne Eingangs-Steuersignal ist der Transistor 192 gesperrt und der Transistor 194 leitend. Beim Auftreten eines Eingangssignals am Widerstand 190, welches die Eingangsklemme von - 12 V auf Null anhebt, läßt sich der Kondensator 195 auf und nach einer durch das /?C-Verhältnis gegeben Zeit wird der Transistor 192 leitend, der Transistor 194 sperrt und der Transistor 203 wird leitend; an der Ausgangsleitung 205 entsteht ein Ausgangssignal. Die Multivibrator-Funktion dauert so lange an, wie das Eingangssignal. Die Multivibrator-Frequenz wird vom flC-Netzwerk 198 (Widerstand 199, Kondensator 201) sowie von der Einstellung des Potentiometers 200 bestimmt.
Der in den F i g. 2e und 2f gezeigte Ring besteht aus den Ringschaltungen RUO bis RUS. In F i g. 9 sind zwei solche Stufen dargestellt, damit das Zusammenwirken erläutert werden kann. Eine Stufe kann nur eingeschaltet werden, wenn die vorhergehende für einige Zeit eingeschaltet war und ein Fortschaltimpuls auftritt. Durch eine Gleichspannungsrückführung wird die vorhergehende Stufe ausgeschaltet. Die Ringschaltung ist gegen Störimpulse unempfindlich.

Im Zustand der Rückstellung ist nur ein Transistor

ίο jeder Stufe, z. B. die Transistoren 484 und 512, leitend. Durch einen Einstellimpuls, der normalerweise nur der ersten Stufe (z. B. bei Punkt 470) zuführbar ist, werden die beiden anderen Transistoren einer Stufe (z. B. 480 und 485) leitend. Der im Rückstellzustand leitende Transistor (z. B. 484) ist dann gesperrt. Die an Leitung 499 (oder 516 in der zweiten Stufe von Fig.9) angeschlossene Ausgangsklemme nimmt dann ein Potential nahe 0 V an. Die Stromzufuhr zum leitenden Transistor 485 erfolgt von der Rückstellung 495 über die Leitung 486 und den Widerstand 487 zur Klemme - 12 V; der leitende Transistor 480 führt Strom von der Klemme + 6 V über die Verbindungspunkte 490,492 zur Klemme -6 V.

Im Ein-Zustand einer Stufe ist die folgende Stufe in einem Vorbereitungsstand: Der Kondensator 503 (rechte Hälfte von F i g. 9) wird aus Leitung 499 (Pegel 0 V) über den Widerstand 501 auf -8 V aufgeladen; es stellt sich ein Gleichgewichtszustand ein, denn vom Punkte 502 fließt über die Diode 508, den Widerstand 510 und den leitenden Transistor 512 ein gleich großer Strom ab zur Stromversorgungsklemme -12 V. Wenn von Leitung 505 über die Leitung 504 ein Fortschaltimpuls eintrifft wird der Punkt 502 vom Pegel -8 V angehoben und schaltet beim Erreichen von -6 V den Transistor 509 ein. Als Folge davon wird auch der Transistor 515 leitend und der Transistor 512 gesperrt; diese Stufe ist eingeschaltet. Die Pegelvcränderung in positiver Richtung der Ausgangsklemme 516 der soeben eingeschalteten Stufe wirkt zurück über Leitung 517 auf die Transistoren 480 und 485 der vorhergehenden Stufe, die jetzt gesperrt werden; der Transistor 484 der vorhergehenden Stufe wird wieder leitend.

Wenn die Ringschaltungen zum Ring geschaltet sind, ist die Ausgangsklemme der letzten Ringschaltung mit der Eingangsklemme der ersten (in Fig.9 die Leitung 525) verbunden.

Der in den Fig. 2a und 2c in Blockform enthaltene Abtastzähler ist in F i g. 10 in Einzelheiten dargestellt. Er zählt die Ausgangsimpulse des Detektors für Harmonisehe während eines Abtastintervalls (siehe F i g. 2c). Bei einem Abtastvorgang liefert der Abtastring (siehe auch F i g. 2e) fortlaufend Impulse an die Eingangsdiode 30l£ (F i g. 10) und der Detektor für Harmonische speist die Eingangsdiode 301 b. Die zu den Dioden 301a und 3011 führenden Leitungen sind bei Abwesenheit eine; Eingangssignals auf etwa -12 V; das Eingangssigna bringt die Leitungen auf etwa 0 V. So lange nicht au beiden Eingangsleitungen ein Signal anliegt, ist dei Transistor 304 durch einen von +12V über der Widerstand 302 und eine der Dioden 301a oder 301Ϊ fließenden Strom gesperrt. Bei Koinzidenz voi Impulsen auf den beiden Eingangsleitungen werden dii Eingangsdioden gesperrt und der Transistor 304 win leitend; er verursacht auch das Leitendwerden de

(15 Transistors 308. Infolge der doppelten Invertierunj durch die beiden genannten Transistoren entsteht au Leitung 310 ein Rechteckimpu's, der von -6 auf O¹ ansteigt. Von der Diode 311 wird diese Leituni

lormalerweise auf —6 V gehalten. Beim Ende eines der leiden Eingangsimpulse stellt sich der vorherige Sustand wieder ein.

Der positive Impuls auf Leitung 310 wird vom Kondensator 312 zu der rechtsanschließenden bekannten Schaltung übertragen, die Ladungseinheiten von einem kleinen Kondensator auf einen größeren Kondensator überträgt und damit eine Zählwirkung erreicht. Die Ladungsübertragung vom Kondensator 312 auf den Kondensator 318 geschieht über die Diode

316 beim Anstieg des Rechteckimpulses. Beim Abfall des Rechteckimpulses verhindert der Stromfluß durch die Diode 314 von der Ausgangsklemme 355 her die Entladung des Kondensators 318. Das Potential dieser Klemme war gerade wegen der erhöhten Leitfähigkeit 1 _s der Transistoren 322 und 3215 um einen Schritt angestiegen. Der kleine Spannungsanstieg am Punkt

317 verursacht nämlich einen geringen Stromzuwachs durch den Widerstand 323 und den Transistor 322 zur Basis des Transistors 325 der seinerseits wieder den Stromfluß von Masse über den Widerstand 324 durch den Transistor 325 vergrößert. Der Spannungsabfall am Widerstand 327 vergrößert sich um genau den Betrag, um den sich die Spannung am Kondensator 318 erhöht; die Spannung an der Klemme 355 wächst um denselben Betrag. Dadurch wird die Spannung am Punkt 313 auf einer höheren Spannung festgehalten als vor dem Beginn des Impulses. Der nächste Eingangsimpuls treibt die gleiche Strommenge über die Diode 316. Bei jeder Koinzidenz von Eingangsimpulsen wird die Spannung an der Ausgangsklemme um etwa 0,15 V angehoben; nach 20 Impulsen beträgt der Zuwachs also 3,0 V und nach 30 Impulsen etwa 4,5 V usw. Wenn das Ausgangssignal ausgewertet worden ist, wird der Zähler zurückgestellt. Das geschieht durch einen Impuls über den Widerstand 321 zum Transistor 320 der den Kondensator 318 rasch entlädt.

F i g. H zeigt zwei benachbarte Vergleicher 335a und 335b, die in den F i g. 2b und 2d in Blockform mit der Bezeichnung BAL1 bis BAL12 enthalten sind. Sie dienen zur Bestimmung der lokalen Maxima im Frequenzspektrum.

Bei der Darstellung in F i g. 11 ist berücksichtigt, daß sich rechts und links weitere Vergleicher anschließen. Der Widerstand 343 von 360 Ohm zwischen den beiden Vergleichern 335a und 335b ist rechts und links verbunden mit einem je gleich großen Widerstand, von dem jeweils nur die Hälfte (340 mit 180 Ohm und 345 mit 180 Ohm) dargestellt sind. Zwischen den beiden gezeigten Vergleichern wird das Eingangssignal bei der Leitung 355 zugeführt, zwischen den gezeigten und den benachbarten Vergleichern rechts und links bei den Klemmen 336a und 336fr Die Ausgänge benachbarter Vergleicher, z. B. 335a und 335b, in diesem Falle die Klemmen 354a und 351b werden paarweise zu den anschließenden UND-Invertern geführt (siehe auch F i g. 2b und F i g. 2d).

Da das Potential der Emitterverbindungen, die Punkte 342 und 344 dem höheren Eingangssignal der Transistorpaare 337, 350 bzw. 350', 337' folgt, werden _(l0 die Potentiale an den Punkten 342 und 344 gleich sein und nur geringfügig unter der Spannung an den Klemmen 356a und 3566 liegen. Dieser Zustand soll ein lokales Maximum bedeuten und an den benachbarten Verbindungsstellen, die durch Spannungen an den 6_S Klemmen 336a und 336b beeinflußt Werden liegen niedrigere Spannungen an; es fließt dann über die Widerstände 340 und 345 Strom nach rechts und links ab, der Widerstand 343 jedoch führt keinen Strom. Der von den Punkten 342 und 344 über die Widerstände 340 und 345 abfließende Strom addiert sich jedoch zu dem Strom in den Konstantstromerzeugern, nämlich den Transistoren 358 und 358' und verursacht eine Vergrößerung des negativen Signals an den Ausgangsklemmen 354a und 354b; entsprechend subtrahiert sich ein zu den benachbarten Verbindungen fließender Strom von dem für diese Verbindungen verfügbaren Gesamtstrom, und vermindert die Verstärkung der Stufen, die dem lokalen Maximum benachbart sind. Die Empfindlichkeit zur Feststellung lokaler Maxima wird dadurch erhöht und gleichzeitig die Empfindlichkeit für die »Täler« verringert, so daß die Anordnung für Störungen weniger empfindlich wird.

Diese in Fig. 12 dargestellte Schaltung hat zwei Eingangsklemmen 406 und 423 die nur für positive bzw. nur für negative Eingangsimpulse empfindlich sind. Im Ruhezustand sind die Transistoren 410 und 425 nichtleitend; die Transistoren 414 und 430 sind volleitend und halten die Ausgangsleitung 429 auf einem Ruhewert von —12 V. Beim Auftreten eines positiven Eingangsimpulses an Klemme 406 oder eines negativen Eingangsimpulses bei Klemme 423 wird zunächst der Transistor 410 bzw. der Transistor 425 leitend und die beiden anderen Transistoren werden daraufhin in den nichtleitenden Zustand überführt. Die Ausgangsleitung 429 nimmt dabei mit einem raschen Spannungsanstieg den Wert von 0 V an, wobei die beiden Kondensatoren 434 und 435 aufgeladen werden und über die Leitung 436 den umgeschalteten Zustand solange aufrechterhalten, bis die Kondensatoren entladen sind. Der Kondensator 435 kann dabei außerhalb der Schaltung angebracht sein, damit beim Bedarf längerer Impulsdauer der Wert variiert werden kann.

Die Leitung 416 ist eine weitere Ausgangsleitung, deren Pegel sich beim Auftreten von Eingangsimpulsen von +6 V auf -6 V verlagert.

Die Schaltung nach Fi g. 13 liefert an ihre Ausgangsleitung 469 ein exponentiell abfallendes Signal, sobald die Spannung an der Eingangsklemme 451 von einem Wert über den Nullpegel auf etwa -6 V abgesenkt wird. Bei einem positiven Spaniaingswert der Eingangsklemme 451 werden die beiden Transistoren 452 und

457 leitend und der den exponentiellen Spannungsverlauf an der Ausgangsklemme steuernde Kondensator

458 wird vollständig entladen. Die beiden Transistoren 464 und 456, die in Emitter-Folgeschaltung arbeiten, sind dann nichtleitend und die Ausgangsleitung 469 liegt bei etwa -1-12 V. Sobald die Eingangsklemme 451 auf einen Wert von — 6 V abgesenkt wird, sperren die beiden Transistoren 452 und 457 und der Kondensator 458 beginnt sich aufzuladen. Das Potentiometer 462 erlaubi innerhalb der Grenzen von — 6 V und —12 V die Einstellung der die Ladung bewirkenden Spannungsdif ferenz zwischen diesem Potentiometerabgriff und einei Klemme + 6 V (am Emitter des Transistors 457). Bei de Aufladung des Kondensators 458 wird der Transisto 464 an seiner Basis gesteuert, und ein verstärkter Stron des Transistors 465 bewirkt den Abfall der Spannung ai der Ausgangsleitung 469 vom Werte +12V bi annähernd -6 V im Sättigungszustand des Transistor 465.

Die nach F i g. 2 zusammengesetzten F i g. 2a bis 7 zeigen das Gesamtschaltbild der Einrichtung. Die da Mikrophon 1 treffenden Sprachlaute gelangen über di Leitungen 2 und 3 zum Vorverstärker PA (F i g. 2c) ai dessen Ausgangsleitung 23 der hochfrequente Ante

709 643/;

zum Reibelaut-Detektor FS (Fig.2a) gelangt. Der mittlere Frequenzbereich (zwischen 250 und 3000 Hz) wird auf Leitung 24 dem Detektor für Harmonische HL (F i g. 2c) zugeleitet. Die Anteile niedriger Frequenz gelangen über die Leitung 25 zum Detektor für Höchstwerte der Umhüllenden EPD. Das Ausgangssignal des Reibelaut-Detektors FS, bestehend aus einer durch Gleichrichtung der hochfrequenten rauschähnlichen Signale über 4 kHz erhaltenen Gleichspannung, gelangen über Leitung 121 zu den Vergleichern BAL i und BAL 2. Der Detektor für Höchstwerte der Umhüllenden gibt Signale aus den Amplitudenspitzen ab, die vom Frequenzanteil auf Leitung 24 bestimmt sind und liefert sie gleichzeitig an alle Abtastzähler SCC2 bis SCCIl (Fig. 2a und Fig. 2c). Im Detektor für Höchstwerte der Umhüllenden EPD wird ein Lautstärkeregelsignal gebildet, das über Leitung 26 zum Vorverstärker PA zurückläuft; er liefert außerdem positive, der Grundfrequenz entsprechende Signale auf Leitung 83 um den Abtastring SCR (F i g. 2e) zu starten. Das Signal aus EPD gelangt zunächst zum Ringtreiber RD t, der über Leitung 83' den Abtastring vorbereitet. Die eigentliche Fortschaltung des Abtastringes wird vom Ringtreiber RD 2 gesteuert, der seinerseits von dem steuerbaren Multivibrator GMVl zusammen mit der einstellbaren Verzögerung ADi (Fig. 2e untere Hälfte) kontrolliert wird. Die Ausgangssignale 5COl bis SCO 10 des Abtastringes bilden je Eingangswert für die Abtastzähler SCC2 bis SCC11; der andere Eingangswert dafür wird vom Detektor für Harmonisehe HL auf Leitung 51, 52 geliefert. Die Arbeit des Abtastringes wird mit der Rückstelltaste 101 (Fig. 2f) gestartet, die den Verzögerungsschalter DS1 in Gang setzt. Mit entsprechender Verzögerung wird daraufhin auf Leitung R 1 a ein Rücksteüsignal an alle Speicherverriegelungen ML der Speichermatrix SM (F i g. 2b und Fig. 2d) geliefert. Über die Leitungen Rib und R ic gelangt das gleiche Signal auch zum Abtastring SCR und zum Zeitbasisring in der Schalteinheit TB+I.

Die Sprachsignale gelangen zu den verschiedenen Abtastzählern SCC2 bis SCC11 und werden dort in der eingangs im Zusammenhang mit F i g. 10 beschriebenen Weise gezählt; sie liefern während eines Abtastzyklus' des Abtastringes elf verschiedene Meßwerte für die Sprache in Abhängigkeit von der Art des Sprachsignals. Diese Meßwerte werden zusammen mit dein Ausgang des Reibelaut-Detektors FS den Vergleichern BAL 1 bis BAL12 über die Leitungen 121 und 355a bis 355/ zugeführt. Die Ausgänge der Vergleicher bilden je ein Eingangssignal für die als UND-lnverter AINVi bis 11, ausgebildeten Koinzidenzschaltungen deren jeweils zweite Eingänge von der Leitung 380' herrühren. Das Abtastsignal auf dieser Leitung wird vom Impulsgenerator UPG 1 (siehe auch F i g. 12) geliefert. Die Ausgangsleitungen der UND-lnverter AlNVi bis 11 gelangen über die Leitungen H1 bis H11 zur Speichermatrix SM; sie stellen elf Meßwerte dar, die in der Speichermatrix unter Mitwirkung von Steuerimpulsen gespeichert werden. Die Steuerimpulse gelangen über die Leitungen TUa, TUb, TUc, TLWund Tfeausdem Zeitbasisring zur Speichermatrix.

Die Spracheingabe kann erst nach dem Betätigen der Sprechlaste 102 (Fig.2f) erfolgen. Das Ende des mit Rückstelltaste 101 erzeugten Rückstellimpuls schallet die linke Stufe der Zeitbasiseinheit TUO und den <>s Abtast-Stopp RUO (über Leitung R ic) ein. Die Betätigung der Sprechtaste 102 schaltet die rechte Stufe der Einheit TUO ein. die ihrerseits die linke Stufe ausschaltet. Zwischen Sprechtaste und TUO sind zur Vermeidung von Störimpulsen ein verzögernder Impulsgenerator UPG 3 und ein Treiber zwischengeschaltet. Das Ausgangssignal der rechten Seite der Ringeinheit TU 0 bringt über die Leitungen 206,207 und über die Verzögerungseinrichtung AD 1 ein Signal niedrigen Pegels auf Leitung 208 zur UND-Schaltung AE2, die dadurch undurchlässig gehalten wird; der Multivibrator GMV2 arbeitet nicht.

Der erste Grundtonimpuls, der auf Leitung 83' erscheint, ruft hinter der ODER-Schaltung OR 1 (F i g. 2f) auf Leitung 265 ein Signal hervor, das durch Einschalten der Zeit-Einheit TUX den Zeitring in Gang setzt. Die rechte Stufe von TUO wird dadurch ausgeschaltet und die entstehende negative Schwingung auf Leitung 207 läßt den Impulsgenerator UPG 2 einen positiven Rückstellimpuls zur Leitung 227 abgeben. Dieser Impuls stellt alle Abtastzähler zurück und startet gleichzeitig den Lauf des Abtastringes SCR. Der Impulsgenerator UPG 2 gibt auf seiner anderen Ausgangsleitung 228 gleichzeitig einen negativen Impuls ab, dessen Endflanke /?D4 zur Abgabe eines Fortschaltimpulses auf die Leitung 229 veranlaßt; die rechte Stufe von CUi des Zeitbasisringes wird dadurch eingeschaltet und das Potential auf Leitung TUa, die zur Speichermatrix führt, wird ebenfalls angehoben. Nach kurzer Zeit wird die Leitung 208 wieder positiv (TUO hat ausgeschaltet), die Leitung 209 zur Steuerung des Multivibrators GMV2 wird positiv. Da die Leitungen 207, 207' negativ werden und auch die Leitung 230 kein Signal führt, wird auch die Ausgangsleitung der ODER-Schaltung OR 2,230, negativ und der Generator für exponentiellen Spannungsverlauf EVG liefert seiner Ausgangsleitung 230a eine exponentiell abfallende Spannung.

Nach einem von der Einstellung abhängigen Intervall von etwa 60 ms liefert der von Leitung 230a beeinflußte Multivibrator GMV2 einen positiven Anstieg auf seiner Ausgangsleitung 231. Da ein erster Ringfortschaltimpuls vor dem Arbeitsbeginn des Multivibrators GMVi auftritt, hält das Ausgangssignal der Verzögerungseinheit AD2 die rechte Stufe der Zeiteinheit TU4 ausgeschaltet fest. Wenn der Multivibrator GMV2 zu arbeiten beginnt und die Leitung 231 anhebt, ist also die linke Stufe von TU4 im Ein-Zustand gehalten. Dadurch sind alle Eingänge der UND-Schaltung AEi positiv, sobald auch Leitung 105 von der Ringeinheit RUQ positiv ist; über den so aktivierten Impulsgenerator UPG 1 entsteht dadurch auf den Leitungen 380,380' ein negatives Abtastsignal. Das positive Ende des Signals läßt den Impulsgenerator UPG 2 ein Zählerlöschsigna auf die Leitung 227 geben, und, am Ende des negativer Impulses auf Leitung 228 (die vom anderen Ausgang von UPG 2 gesteuert wird) liefert der Treiber /?D4 eir Ringfortschaltsignal zu dem Zeitbasisring, der dami von TUi nach TU2 fortschaltet. Die rechte Stufe vor TU4 wird nun nach Fortfall der Haltewirkung au: Leitung 231 eingeschaltet. Die Abtastung geht weite und bei ihrem erneuten Stopp wird ein neue Zeitbasis-Fortschaltimpuls verhindert, weil die link« Stufe von TUA beim Einschalten der rechten Stufi ausgeschaltet wird. Die Abtastung geht weiter bis de Multivibrator GMV2 wieder aus- und einschaltet. Da Signal auf Leitung 233 aus der Verzögerungseinrichtun; AD2 wird positiv, kurz nachdem der Multivibrato GMV2 auf Leitung 231 ein negativ gehendes Sigm hervorgerufen hat und schaltet die rechte Stufe vo TU4 aus, wodurch wieder die Sperre durch di

eingeschaltete linke Seite wirksam wird. Der nachfolgende Ablauf von Abtasten, Rückstellen und Fortschalten des Ringes findet jeweils statt, sobald der Multivibrator GMV2 einschaltet und sobald die Abtastung in der vorstehend genannten Weise beendet ist.

Als Folge eines andauernden Reibe- oder Zischlautes steigen die Signalpegel auf den Leitungen Hl und Hl' (F i g. 2b) an; während der gleichen Zeit verhindert der niedrige Signalpegel auf der Ausgangsleitung 208a des Inverters INVl (Fig.2f) die Steuerleitung 209 zum Multivibrator CMV2 am Ansteigen. Das Eingangssignal (Leitungen Hl', 230) zur ODER-Schaltung OR2 läßt den Ausgangspegel (Leitung 230) ansteigen; der exponentielle Spannungsverlauf auf Leitung 230a wird ,₅ auf den höchsten positiven Wert eingestellt. Wenn ein Zischlaut am Anfang eines Wortes auftritt, etwa beim Wort »sieben«, veranlaßt der steigende Signalpegel auf Leitung Hl den Betrieb des Zeitringes über RD 3, Leitung 264, OR 1 und die Leitung 265. Der Ring wird nach der Ringschaltung TUi weitergeschaltet, wobei der Zischlaut in Spalte 1, Zeile 1 der Speichermatrix SM abgespeichert wird. Die Ringfortschaltung wird bis zum Ende des Zischlautes verhindert, woraufhin die Steuerleitung zum Multivibrator einen Pegelanstieg erfährt. Wenn der Reibe- oder Zischlaut in der Mitte eines Wortes auftritt, wird der Betrieb des Multivibrators für die Dauer des Lautes unterbrochen; anschließend wird der stimmhafte Laut weiter abgetastet. Für die Dauer des Konsonanten wird das Ausgangssignal des Genera- ^₀ tors für einen exponentiellen Spannungsanstieg EVC unterbrochen, damit die Zeitbasis rascher starten kann und dann langsamer weiterläuft; auf diese Weise können feinere Vokal-Einzelheiten nach dem Auftreten eines Konsonanten erfaßt werden, da das Ende des Konsonanten als Zeit-Bezugspunkt dienen kann. Reibelaute und Zischlaute werden zwar bei der vorliegenden Einrichtung zusammen klassifiziert; eine weitere Unterteilung kann jedoch ohne Beeinträchtigung des eben besprochenen Ausschlußprinzips durchgeführt werden. ^₀

Um das Konzept der Umformung von der Echtzeitbasis zu der nichtlinearen Zeitbasis zu erläutern wird auf die F i g. 14a bis 14d Bezug genommen. Die F i g. 14a ist eine graphische Darstellung für eine zeitliche Abtastung längs der vertikalen Achse aufgetragen über die Echtzeit entlang der horizontalen Achse. Letztere ist in fünfzehn Zeiteinheiten geteilt, wobei jede Zeiteinheit vier Grundtonperioden darstellt, was bei einer durchschnittlichen männlichen Stimme etwa 30 ms entspricht. Elf Abtastvorgänge HL 1 bis HL U teilen die vertikale so Achse. Die Anordnung der Zahlen innerhalb dieser Echtzeitdarstellung offenbart schlecht definierte Muster mit Unsicherheiten, die von gleitenden Formanten hervorgerufen sind. In den Zeitabschnitten 1 und 2 z. B. bewegt sich ein Formant von der Abtaststelle 5 zur ss Abtaststelle 4. Während der Formant die Grenze zwischen den Abtaststellen 5 und 4 überschreitet, registriert der Detektor für Harmonische HL Ausgangssignale in beiden Zeitabschnitten 1 und 2. Beim Beispiel tritt der Zählwert 3 in beiden Abtastintervallen auf. Ein <,_n Höchstwert von vier könnte in zwei benachbarten Abtastintervallen registriert werden, falls ein Formant mitten zwischen zwei Bereichen stehenbleibt; die Unsicherheit ist auf die Quantisierung der Sprachvermessung zurückzuführen. u·,

In Fig. 14b wird dieselbe Sprachschwingung mit einer nichtlinearen Zeitbasis längs der horizontalen Achse und mit einer Sw une(£) von Zählwerten Cl bis CIl längs der vertikalen Achse. Diese Summation stellt die gesamten Zählwerte dar, die innerhalb der in Fig. 14a durch die vertikalen Linien VLl bis VL5 markierten Bereiche auftreten. Wenn nur die eingekreisten höchsten Zählwerte der Darstellung nach F i g. 14b berücksichtigt werden, ergibt sich ein eindeutiges Bild. Diese lokalen Maxima variieren zwischen 4 und 19 und können als solche nicht durch eine feste Schwellwertanordnung bestimmt werden. Ein Schwellwert von 2 würde z. B. fünfzehn weitere Bits erzeugen, d. h. die doppelte Zahl der in F i g. 14b sich ergebenden. Andererseits stellen die lokalen Zählwertmaxima ein echtes Bild der Sprachereignisses dar.

Um das lokale Maximum zu bestimmen, wird jeder Zählwert von einem Abtastzähler SCC in eine Analogspannung umgewandelt; im Abtastzähler liefert jeder Eingangsimpuls einen Spannungsbeitrag zu der Ladung eines Kondensators, wie es früher beschrieben wurde. Nach einem Abtastvorgang wird die Ladung beseitigt und für die nächste Zeiteinheit ein neuer Zählvorgang begonnen. Der Spannungsbetrag für jeden Zählwert kann z. B. 0,2 V betragen. Die unterstrichenen Spannungsbeträge in Fig. 14c stellen die lokalen Maxima dar und werden in der Anordnung durch die Vergleicher BAL festgestellt. In Fig. 14d ist eine graphische Darstellung der lokalen Maxima aufgetragen wobei die vertikale Achse in elf Teile H1 bis H 11 geteilt ist und die horizontale Achse in fünf Abschnitte geteilt ist, die den fünf Stufen des nichtlinearen Zeitringes mit den Ausgangsleitungen TUa bis TUe entsprechen. Die Darstellung der Fig. 14d ist ein Bild der in der Speichermatrix SM (F i g. 2b und F i g. 2d) enthaltenen Werte. Die Darstellung des Sprachlautes durch die (im Beispiel) Pluszeichen ist einfacher und aussagefähiger als jedes Bild, das auf Schwellwertanordnungen basiert. Die Darstellung nach Fig. 14d gibt die Lage der Ausgangssignale des Detektors für Harmonische mit der höchsten Wahrscheinlichkeit für jeden Zeitabschnitt wieder, wobei die unsicheren Werte eliminiert sind.

Freilaufende Multivibratoren werden oft benutzt, um Zeiteinheiten für Echtzeit-Darstellungen zu markieren. Die Frequenz kann durch Änderung der Ladezeit von Koppelkondensatoren beeinflußt werden. Gewöhnlich geschieht dies durch Änderung einer Spannung E Leider ist die Zeit T (Zeit der Leitfähigkeit eines Transistors) keine lineare Funktion von £, sondern hängt folgendermaßen damit zusammen

T == 71 + T₂, wobei Γι die Ladezeit für C\ ist und Tj die Ladezeit für C₂.

Bei einem gewöhnlichen symmetrischen Multivibrator ist

T = T₁ + 7; s (K₁C₁ f R₂C₂)

Bei der vorliegenden Einrichtung wird ein gesteuerter Multivibrator verwendet, bei dem Ti ein Festwert und T₂ variabel sind. Außerdem sind die Zeit /?Cund Eh- E_n, Konstante. Damit ergibt sich

T =■ T₁ -l· T₂ s T₁ -ι K₁ log, γ .

Wenn jetzt dafür gesorgt wird, daß E exponentiell abfällt, dann läßt sich erreichen, daß T? mit der Zeit folgendermaßen linear ansteigt:

L- I

T₂ =5 K₁ log, ■■ ;■ mit E - K ■ c ^Kc

i.

Das bedeutet, die Periode Γι, welche das Zeitintervall AT zwischen aufeinanderfolgenden Werten von V darstellt, verändert sich linear mit wachsender Zeit T.

in den Koordinaten der Spannung über Zeit zeigt die Fig. 15 den tatsächlichen exponentiellen Spannungsveriauf sowie die Multivibrator-Charakteristik. Die Tabelle im rechten Teil der Fig. 15 zeigt, daß die resultierenden Zeitabschnitte A t linear sind, abgesehen von einer leichten Verlängerung beim letzten Abschnitt.

Diese Verlängerung beträgt 10 ms bei einem gesamten Zeitintervall von 460 ms; das sind 2%. Da die Einschaltzeit des gesteuerten Multivibrators kleiner ist als die gewünschte Zeiteinheit von 30 ms, läßt sich durch eine einstellbare zusätzliche Verzögerung der Wert von 30 ms erreichen.

Das Diagramm der Fig. 15 zeigt also, daß der Wert 7'(I) bei 30 ms liegt. E ist auf +9,5 V abgefallen; das entspricht in der Multivibrator-Charakteristik einer Zeit

von 60 ms. 30 + 60 = 90 ms stellt den nächsten Punk dar, nämlich Γ'(2). Die Spannung ist jetzt für ein neues: auf 90 ms gefallen. 90+ 90= 180 ms mit einen T= 120 ms usw.

Die folgende Tabelle zeigt »die Abtastzeiten ii Millisekunden und die ungefähren zugehörigen Fre quenzbereiche für die elf Meßbereiche H1 bis H11:

Abiastzeit (ms) -ψ = /(Hz)

H 1	0,1 -0,2	4,7 k-8,8 k
Hl	0,6-0,9	1,1 k—1,7 k
H3	0,9-1,2	833-1,1 k
H4	1,2-1,5	667-833
HS	1,5-1,8	555-667
H6	1,8-2,1	476-555
HJ	2,1-2,4	416-476
HS	2.4-2,7	370-416
H9	2,7-3,0	333-370
HiO	3.0-3,3	303-333
Hii	3,3-3,6	277-303

Hierzu l4Blatl Zeichnungen

Claims (3)

Patentansprüche:

1. Einrichtung zur Ableitung digitaler, für Sprachsignale charakteristischer Kennwerte mit Aufteilung des Sprachfrequenzbandes in einen niederfrequenten, einen mittelfrequenten und einen hochfrequenten Teil, mit einer vom mittelfrequenton Teil der Sprachfrequenz gespeisten Schaltung zur Gewinnung impulsförmiger, den auftretenden Harmonisehen entsprechenden Signale, mit einer Speichermatrix zur Aufnahme der ermittelten Kennwerte und mit zwei die Eintragung von Kennwerten in die Matrix zeilen- und spaltenweise steuernden Abtastringen, dadurch gekennzeichnet, ds;ß die den Harmonischen entsprechenden Signale einer vom Abtastring (SCR) zyklisch betätigten Reihe von Abtastzählern (SCC) zugeführt und dort in Analogspannungswerte verwandelt werden, daß Vergleicher (BAL), die Analogspannungen in an sich bekannter Weise zu lokalen Maximumwerten überhöhen, daß die Vergleicherausgänge paarweise zusammengefaßt über Koinzidenzschaltungen (AINV) den Matrixspalten zur Speicherung zugeleitet werden, und daß der die Spaltenleitungen der Speichermatrix (SM) steuernde Abtastring (TUO bis TU3) vom niederfrequenten Teil der Sprachfrequenz gestartet wird und zeitlich nichtlinear aufeinanderfolgende Steuersignale abgibt

2. Einrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Generator für exponentiellen Spannungsverlauf (EVG) und einen von diesem gesteuerten Multivibrator (GMV2), der die Fortschaltung des Abtastringes (TU 0 bis TU 3) steuert.

3. Einrichtung nach Anspruch 1 und/oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein vom hochfrequenten Teil des Sprachfrequenzbandes gesteuerter Reibelaut-Detektor (FS) für die Dauer eines Reibelautes die Fortschaltung des Abtastringes (TU0 bis TU3) unterbricht.