DE1589840C3 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft gleichstromgekoppelte Treiberverstärker mit zwei Hochleistungstransistoren, die in einer abgeglichenen Differenzschaltung miteinander verbunden sind und die einen Treiberstrom für das magnetische Ablenkjoch einer Kathodenstrahlröhre erzeugen, wobei dieser Treiberstrom durch Gegentakt-

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signale entgegengesetzter Phase entsteht, die von einem vorgeschalteten Verstärker an die Basen der Transistoren abgegeben werden, wobei jeder von ihren Emittern über einen Widerstand mit Masse und über einen Rückkopplungswiderstand mit dem vorgeschalteten Verstärker verbunden ist, wobei die beiden letzteren Widerstände eine Differenzgegenkopplung bilden, die Ablenkspule an die Kollektoren der Transistoren angeschlossen ist und eine Mittelanzapfung aufweist, die über ein induktives Bauelement mit einer Spannungsquelle verbunden ist, dessen Induktivität im Vergleich zur Induktivität der Ablenkspule groß ist und bei der die verteilte Kapazität der Ablenkspule und der Induktivität die Kapazität des Ablenkkreises bilden.

Zu den Schwierigkeiten, die man für lange Zeit für den Aufbau von magnetischen Ablenksystemen für sehr erschwerend hielt, insbesondere bei Anwendungen, die veränderliche Strahlablenkgeschwindigkeiten fordern, zählt vor allem, daß die Speisespannung so groß sein muß, daß sie über das magnetische Ablenkjoch die größte geforderte Ablenkgeschwindigkeit erzeugt. Bei einer Spannungsquelle mit so hoher Spannung ist die Verlustleistung in den Treiberverstärkern bei kleinen Ablenkgeschwindigkeiten oder im Ruhezustand unerwünscht groß. Da sich die Gesamtverlustleistung gewöhnlich proportional zur Speisespannung vergrößert, ergibt sich wegen der Spannungsquelle mit hoher Spannung eine entsprechend große Verlustleistung und ein relativ kleiner Wirkungsgrad, der besonders bei Festkörperschaltungen ungünstig ist. ^o

Um diese Schwierigkeiten zu vermindern, wurden verschiedene Anordnungen vorgeschlagen, die Energiespeichervorrichtungen verwenden, die so geschaltet sind, daß ihre gespeicherte Energie über die Ablenkjoche abgeben, wenn hohe Ablenkgeschwindigkeiten erwünscht sind und die während der Zeitabschnitte, während denen mit geringen Ablenkgeschwindigkeiten gearbeitet wird, wieder aufgeladen werden. Bei einer dieser bekannten Anordnungen wird die Energiespeichervorrichtung durch einen Transformator gebildet.

Es ist andererseits nach der GB-PS 8 36 060 bereits ein gleichstromgekoppelter Treiberverstärker der eingangs erwähnten Art bekannt, mit dem die erforderlichen Ablenkgeschwindigkeiten dadurch erreicht werden, daß Energie in einer oder in beiden Hälften der Ablenkspule gespeichert wird und daß diese gespeicherte Energie die erforderliche Spannung an der Ablenkspule erzeugt. Bei diesem bekannten Treiberverstärker sind nicht nur die Kapazitäten der Schaltungselemente auf einem Minimum gehalten, sondern es sind auch die ohmschen Widerstände in den Kollektorkreisen der Treibertransistoren vermindert. Es sind jedoch die ohmschen Widerstände des induktiven Bauelements und des Ablenkjoches nicht zu umgehen. Darüber hinaus ist zwischen das freie Ende des induktiven Bauelements, dessen anderes Ende mit der Mittelanzap fung der Ablenkspule verbunden ist und den einen Pol der Spannungsquelle ein Widerstand gelegt, der einen verhältnismäßig hohen Wert aufweist, so daß die Spannungsquelle als Konstantstromquelle wirkt, wodurch die Schaltung unabhängig ist von Änderungen der Widerstände anderer Schaltungselemente. Selbst wenn man jedoch diesen Widerstand wegläßt, ergibt sich noch nicht die in vielen Fällen erwünschte Ansprechzeit für *>5 die gesamte Schaltung.

Ausgehend von einem Treiberverstärker der eingangs erwähnten Art liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, die Ansprechzeit dieses Treiberverstärkers zu vermindern und darüber hinaus den Verlauf seiner Ausgangssignale zu verbessern.

Diese Aufgabe wird gemäß den kennzeichnenden Merkmalendes Anspruchs 1 gelöst.

Es ist also neben, der Differenzgegenkopplung bei dem erfindungsgemäßen Treiberverstärker auch noch eine gemeinsame Gegenkopplung vorgesehen, die durch die beiden in Reihe geschalteten Widerstände und die zugehörige Verbindung mit dem vorgeschalteten Verstärker gegeben ist.

Diese gemeinsame Gegenkopplung hilft hohe Ablenkgeschwindigkeiten dadurch zu erzielen, daß sie die Größe der Änderungen der Summe der Wicklungsströme des Ablenkjoches beg -enzt, so daß bei Verminderung des Stromes durch eine der Wicklungen des Ablenkjoches der Strom durch die andere Wicklung erhöht wird, so daß der Gesamtstrom nahezu auf einem konstanten Wert bleibt. Durch dieses Konstanthalten des Gesamtstromes ist die induktiv gespeicherte Energie genügend groß, so daß eine Spannungsanhe-¹ bung hervorgerufen wird, die ausreicht, die gewünschte hohe Ablenkgeschwindigkeit zu erzeugen. Damit ist das Ansprechverhalten der Schaltung wesentlich verbessert, und es lassen sich auch die Ausgangskurvenverläufe optimaler gestalten.

Es sei noch darauf hingewiesen, daß man nach dem Stand der Technik in verschiedener Weise versucht hatte, das Ansprechverhalten der Schaltung zu verbessern. Zum einen stellen die Kapazitäten der Ablenkspule und des induktiven Bauelements die Kapazitäten des Ablenkkreises dar. Nur diese Kapazitäten bestimmen als verteilte Streukapazitäten die Kapazität des Ablenkkreises. Das Ansprechverhalten der Schaltung läßt sich dadurch verbessern, daß die ohmschen Widerstände in den Kollektorkreisen der Treibertransistoren vermindert werden, jedoch sind auch die ohmschen Widerstände der induktiven Bauelemente und der Ablenkspulen nicht völlig ausschaltbar. Erst der durch die Erfindung beschrittene Weg der gemeinsamen Gegenkopplung ermöglicht eine wesentliche Verbesserung des Ansprechverhaltens.

Weiterbildungen sind durch die Unteransprüche gekennzeichnet.

In den Unteransprüchen 2 und 3 sind der vorgeschaltete Verstärker und die Gleichstromrückkopplung verbessert.

Bei einigen Betriebsbedingungen können die Transistorbasisströme Werte erreichen, die so groß sind, daß die durch sie hervorgerufenen Abweichungen bei der Jochstrommessung unzulässig hoch sind. Um Fehler bei den Ausgangskurvenverläufen zu vermindern oder zu vermeiden, kann der erfindungsgemäße Treiberverstärker nach den Unteransprüchen 4, 5 bzw. 6 weitergebildet sein.

Zusammenfassend läßt sich feststellen, daß mit dem erfindungsgemäßen Treiberverstärker große Strahlablenkgeschwindigkeit möglich sind, ohne daß eine entsprechende Hochspannungsquelle vorhanden sein muß.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachstehend anhand der Zeichnungen beschrieben. Dabei zeigt

F i g. 1 ein schematisches Schaltbild eines Treiberverstärkers für magnetische Ablenkung gemäß der Erfindung;

F i g. 2 eine Schar von Kurven der Spannungs- und Strombeziehung in der Schaltung nach F i g. 1;

Fig.3 ein schematisches Schaltbild einer anderen

Ausführungsform eines Treiberverstärkers für magnetische Ablenkung gemäß der Erfindung;

F i g. 4 ein Teil eines Schaltbildes, der eine abgewandelte Ausführung einer Teilschaltung der Schaltung nach F i g. 3 enthält und

Fig. 5 ein Teil eines Schaltbildes, das eine andere abgewandelte Ausführungsform einer Teilschaltung der Schaltung nach F i g. 3 enthält.

In F i g. 1 ist eine Ausführungsform der Erfindung dargestellt. Ein magnetisches Ablenkjoch für eine Kathodenstrahlröhre (nicht dargestellt) enthält zwei entgegengesetzt gepolte Wicklungen 11 und 13, die an einer Mittelanzapfung 15 mit einem induktiven Energiespeicherelement, einer Spule 17 verbunden sind und über dieses Element mit einer Klemme 19 einer Hochspannungsquelle verbunden sind, wodurch die primäre Leistungsschaltung für das Ablenkjoch gebildet wird. Der Treiberstrom durch die Wicklungen 11 und 13 der Ablenkspule wird durch zwei Umkehrverstärker oder Ausgangsverstärker 21 und 23 gesteuert, die wiederum durch die Differenzausgangsspannungen eines vorgeschalteten Verstärkers 25 gespeist werden, und zwar entsprechend der Steuerung durch Eingangssignale, die den Differenzeihgangsklemmen 27 und 29 des vorgeschalteten Verstärkers 25 zugeführt werden.

Die Verstärker 21 und 23 enthalten je einen Hochstromtransistor oder Haupttransistor 31 bzw. 33, die in Emitterbasisschaltung geschaltet sind und deren Basis der Eingang ist. Die Emitter sind über zwei stromempfindliche Rückkopplungswiderstände 35 und 37 mit Masse verbunden, an denen ein Differenzstromrückkopplungssignal abgegriffen wird und dem Differenzeingang des vorgeschalteten Verstärkers oder Differenzvorverstärkers 25 durch Widerstände 39 bzw. 41 gegengekoppelt zugeführt wird, wodurch der Rückkopplungssignalpegel gesteuert wird. Die so erzielte Differenzstromrückkopplung (durch 39 und 41) dient dazu, die Arbeitsweise des ganzen Treiberverstärkers (25,39 und 23) zu linearisieren und Proportionalität zwischen dem Ablenktreiberstrom #2-/3 in Fig.2E) und den Eingangssignalwerten (an 27 und 29) in allgemein üblicher Weise sicherzustellen.

Zusätzlich zu dieser Differenzstromrückkopplung (durch 39 und 41) ist auch eine gemeinsame Stromrückkopplung vorgesehen. Zu diesem Zweck sind zwei einander in Reihe geschaltete Widerstände 43 und 45 vorgesehen, deren gemeinsame Ausgangsverbindung oder deren Rückkopplungspfad 46 ein dem Gesamtstrom durch die Spule 17 (i\ in F i g. 2B) entsprechendes Gegenkopplungsstromsignal dem Differenzvorverstärker 25 zuführt. Im strengeren Sinne weist der Gesamtstrom auch Komponenten der Basisströme der Transistoren 31 und 33 auf, wie es anhand der F i g. 3, 4 und 5 noch erläutert wird. In F i g. 1 ist der Gesamtstrom die Netto-Summe der Emitterströme bzw. die Summe zweier Ströme, deren einer durch die Verbindung 36 nach Masse abfließt und deren anderer vom Mittelanzapfungspunkt 44 der Widerstände 43 und 45 durch den Rückkopplungspfad 46 abfließt. Dieses Gegenkopplungsstromsignal hilft hohe Ablenkgeschwindigkeiten dadurch zu erzielen, daß es die Größe der Änderungen der Summe der Wicklungsströme des Ablenkjoches begrenzt, so daß dann wenn der Strom durch eine der Wicklungen des Ablenkjoches vermindert wird, der Strom durch die andere Wicklung erhöht wird, so daß der Gesamtstrom nahezu auf einem konstanten Wert bleibt. Die Gegenkopplung dient ferner dazu, den Gesamtstrom auf einem Wert zu halten, daß die in der Spule 17 induktiv gespeicherte Energie immer so groß ist, daß sie eine Spannungsanhebung hervorruft, die ausreicht, die gewünschte hohe Ablenkgeschwindigkeit zu erzeugen. Aus diesem Grund ist die Spule 17 so ausgewählt, daß ihre Induktivität ein Vielfaches der Wicklungen des Ablenkjoches ist, wobei ein Verhältnis von 50 :1 kennzeichnend ist. Wenn die Induktivität des Ablenkjoches beispielsweise 120 mikrohenry beträgt, dann wären für die Spule 17 6 millihenry ein geeigneter Wert und die Spule kann als bekannte Eisenkernspule mit diesem Induktivitätswert ausgebildet sein.

Das bis jetzt beschriebene System arbeitet bei geringen Ablenkgeschwindigkeiten wie ein einfacher A-Verstärker und wie ein einfaches Ablenkjoch. Wenn jedoch die Ablenkgeschwindigkeit erhöht wird, dann wird sich einer der Transistoren 31 oder 33 sättigen und zu diesem Zeitpunkt wird das Anwachsen des Stromes auf der einen Seite der Schaltung langsamer vor sich gehen als das Abnehmen des Stromes auf der anderen Seite, wodurch eine Verminderung des Gesamtstromes auftritt. Die Induktivität der Spule 17, die, wie oben erwähnt wurde, sehr groß im Vergleich zu der Jochinduktivität ist, wirkt der Änderung des Gesamtjochstromes entgegen und erhöht die Spannung an der Jochmittelanzapfung, um den Wert dieses Stromes konstant zu halten. Das Anwachsen der Spannung hält so lange an, bis die Summe des Wertes des Spannungsanstieges auf der gesättigten Seite und des Wertes des Abfalles auf der entgegengesetzten Seite gleich dem Wert der Änderung ist, der durch das Eingangssignal gefordert wird.

In der eben beschriebenen Weise wird durch die Spule 17 die notwendige Spannungserhöhung vorgesehen, damit die geforderten Spitzenwerte der Ablenkgeschwindigkeit erzielt werden, während die mittlere Treiberverlustleistung auf einem gleichen Wert wie die mittlere Ablenkgeschwindigkeit gehalten wird. Bei dieser Betriebsweise erhält die Spule eine wesentliche Unterstützung durch die oben beschriebene Gegenkopplungsschaltung. Wie diese Arbeitsweise erzielt wird, kann man am besten dann verstehen, wenn man die Spannungs- und Stromverhältnisse betrachtet, die in den Kurven der F i g. 2 dargestellt sind.

Wenn ein rechteckiges Eingangssignal, wie es in Fig. 2A dargestellt ist, zugeführt wird, dann wird der Differenzverstärker 25 einen der Transistoren 31 bzw. 33 nichtleitend machen und den anderen in Sättigung bringen; zur Erläuterung sei angenommen, daß das Eingangssignal derart gepolt ist, daß der Transistor 31 nichtleitend wird. Wie oben erwähnt wurde, wird der in dem Transistor abgeschaltete Strom rascher abnehmen als der Wert des Stromes in dem Transistor zunehmen kann, der sich in Sättigung befindet, so daß der Gesamtstrom der Schaltung abnehmen wird. Dies ist in Fig.2B in der Kurve /1 dargestellt, die den in die Mittelanzapfung des Joches fließenden Strom und somit den Gesamtstrom zeigt. Der Strom /2, der durch den Transistor 31 fließt, der nichtleitend wird, fällt sehr schnell auf Null ab, wie es in F i g. 2C gezeigt ist, so daß

m> die Spannung am Kollektor dieses Transistors, nämlich die Spannung v₂ sehr stark anwächst, wie es durch die Kurve V₂ in Fig.2C dargestellt ist. Ein oberer Grenzwert für diesen Spannungsanstieg ist durch eine Einrichtung gegeben, die weiter unten beschrieben wird, damit keine Spannungswerte erzeugt werden, die die Spannungen übersteigen, denen die Transistoren ausgesetzt werden können.
Wie in F i g. 2B dargestellt ist, wird die Spannung v₍ an

der Mittelanzapfung 15 des Joches stark ansteigen, weil die Schaltung trotz der wirksamen höheren Impedanz, die sich aus dem Nichtleitendwerden des Transistors 31 ergibt, einen konstanten Strom aufrechterhält. Diese Spannung wirdinormalerweise auf einen Wert anwachsen, der etwa halb so groß ist wie die Spitzenspannung V2, wobei sich diese deshalb auf einem höheren Wert befindet, weil die Selbstinduktivität der Wicklung 11 des Joches vorhanden ist und weil sich der Strom durch die Wicklung infolge des Nichtleitendwerdens des Transistors 31 ändert.

Diese hohe Spannung v\ an der Mittelanzapfung 15 des Joches erhöht das Anwachsen des Stromes k durch den anderen Transistor 33, wodurch sich der Strom durch die Wicklung 13 des Joches erhöht und die Ablenkgeschwindigkeit des Strahles der Kathodenstrahlröhre sich vergrößert, die natürlich proportional zur Differenz zwischen diesem Strom und dem Strom h ist. D. h., daß die Strahlablenkgeschwindigkeit proportional zu dem Jochdifferenzstrom 'h—h ist, wie es in F i g. 2E dargestellt ist. Die Spannung v₃ fällt so ab, wie es in Fig.2D dargestellt ist, da der Widerstand des Transistors 33 bei der Sättigung dieses Transistors ganz

niedrig wird, und sie wächst dann allmählich mit dem Anwachsen des Stromes durch den Transistor 33 an, wodurch sich der Spannungsabfall an diesem Transistor und an dem stromempfindlichen Widerstand 37, der in Reihe dazugeschaltet ist, erhöht.

Wie man in den Fig. 2B und 2C sieht, zeigen der Strom und die Spannung zu einem bestimmten Zeitpunkt nach dem Eingangsstufenwert einen abrupten Übergang, wobei der Augenblick, zu dem dies geschieht, mit dem Zeitpunkt zusammenfällt, bei dem der Differenzstrom (12—13) des Joches einen Wert erreicht, der von dem Eingangssignal gefordert wird. Zu diesem Zeitpunkt fällt die Spannung v₂ auf den Wert der Spannung v₃ ab, bis die Gesamtstrom i\ wieder seinen hohen Wert erreicht, wobei zu diesem Zeitpunkt die Spannungen V2 und V₃ wieder auf ihren anfänglichen Ausgangswert anwachsen. Entsprechend aufeinander folgende Werte ergeben sich bei der Spannung v\, deren Kurve in Fig.2B die zusammengesetzten Werte der entsprechenden Kurven in F i g. 2C und 2C darstellt. Ein scharfes Anwachsen der Spannung v\ zu dem Zeitpunkt,

^ wenn ein stufenförmiger Eingangsimpuls zugeführt wird, verursacht ein sehr rasches Anwachsen der Strahlablenkgeschwindigkeit, welche andernfalls eine Speisespannung erfordern würde, die wesentlich höher läge als auf diese Weise möglich ist. Wie schon oben erwähnt wurde, ist es erwünscht, die Differenzspannung zwischen den Schalttransistoren zu begrenzen, damit eine Zerstörung durch außerordentlich große Spannungen während des Schaltens vermieden wird. Eine Möglichkeit, diese notwendige Begrenzung zu erreichen, besteht darin, Avelanche- bzw. Lawinendioden zu verwenden, die den Transistoren parallel geschaltet sind, wobei sie entweder die Kollektoremitterstrecke überbrücken, wie es durch Dioden 47 und 49 in F i g. 1 dargestellt ist oder aber dadurch, daß sie der Kollektorbasisstrecke parallel geschaltet werden. Ein solches Parallelschalten wird jedoch nicht in allen Fällen notwendig sein und die Dioden 47 und 49 können durch geeignete Wahl der Spannungsbetriebswerte der Transistoren und der Betriebsparameter entbehrlich werden.

In dem letzteren Falle wird der obere Grenzwert der Spannung durch die verteilten Kapazitäten der Wicklung der Spule 17 und der Jochwicklungen It und 13 gegenüber Masse bestimmt, wenn auch die Kapazität der zuletzt genannten Wicklungen normalerweise sehr klein verglichen mit der der Spule ist. Da der Strom durch die verteilte Kapazität der Spulenwicklungen direkt nach Masse fließt, umgeht er die stromempfindlichen Widerstände 35 und 37, und er könnte somit die Genauigkeit der Lage des Strahles der Kathodenstrahlröhre beeinträchtigen. In der Praxis ist dies jedoch nicht bedeutsam, weil sich dieser Strom in einem Teil der Schaltung befindet, in dem die Linearität des Eingangssignals nicht kritisch und weil der Nebenstrom selbst sehr klein ist.

In F i g. 3 ist eine Schaltung ohne Avelanche- bzw. Lawinendioden dargestellt, bei der die Differenzverstärker-Schaltungen und die zugehörigen Rückkopplungsverbindungen ausführlicher gezeigt sind. In Fig.3 ist der Differenzverstärker als ein Zweistufenverstärker dargestellt, wobei die erste Stufe 51 einen üblichen Aufbau hat und beispielsweise als handelsüblicher Differenzverstärker in Mikrominiaturtechnik ausgebildet sein kann. Diese Stufe enthält Transistoren 53 und 55, deren gemeinsamer Emitteranschluß mit einer konstanten Stromquelle 57 verbunden ist.

Der Differenzverstärker 59 der zweiten Stufe ist ähnlich aufgebaut und enthält am Emitter verbundene Transistoren 61 und 63, deren gemeinsamer Emitteranschluß mit einer Stromquelle 65 verbunden ist. Diese Stromquelle 65 gibt jedoch nicht wie die Stromquelle 57 des Differenzverstärker 51 der ersten Stufe einen konstanten Strom ab, sondern ändert den Wert ihres Vorstromes entsprechend dem Gegen-Kopplungsstromsignal auf dem Rückkopplungspfad 46, welches zwischen den Rückkopplungswiderständen 43 und 45 der Treiberstufe 21, 23 abgenommen wird. Dieses Gegenkopplungsstromsignal stellt den Arbeitspunkt des Transistors 67 ein, so daß es eine Änderung seines Kollektorstromes proportional zu seiner Größe bewirkt, und zwar in einer solchen Richtung, daß die Wirkung die Arbeitsweise der Transistoren 61 und 63 gegenkoppelt, so daß der Gesamtstrom in der Ausgangsstufe (21, 23) auf einem nahezu konstanten Wert gehalten wird, der durch die Größe der stromempfindlichen Widerstände 35 und 37 ebenso wie durch die Größe von Widerständen 69 und 71 in der Stromquelle 65 bestimmt wird, wobei die letzteren beiden Widerstände vorzugsweise einstellbar gemacht werden, wie es für den Widerstand 65 dargestellt ist, damit die Rückkopplung eingestellt werden kann. Die Verstärkung durch dieser Gegenkopplungsschaltung ist bei offener Schleife relativ kleiner als die Verstärkung bei offener Schleife der Differenzstromrückkoplungsschaltung (39, 41 usw.), so daß bei sogar hohen Ablenkgeschwindigkeiten nur geringe Schwankungen im Gesamtstrom auftreten können, wie es in der Kurve /1 in Fig.2B dargestellt ist. Diese vorübergehende Verminderung des Gesamtstromes unter den normalen konstanten Wert ist, wie es oben mit bezug auf F i g. 2 erklärt wurde, notwendig, damit die induktive Spule 17 den Wert der Treiberspannungen vi und v₂ oder V₃, die für hohe Ablenkgeschwindigkeiten erforderlich sind, in gewünschter Weise ansteigen lassen kann.

In F i g. 3 ist die Ausgangsstufe, die Umkehrverstärker 21 und 23 enthält, dargestellt. Sie unterscheidet sich jedoch von F i g. 1 darin, daß sie Vorrichtungen enthält, die die Wirkung der Änderungen des Transistorbasisstromes auf die gewünschte Linearität der Beziehung zwischen Jochtreiberstrom und Eingangssignal vermindert. Die stromempfindlichen Widerstände 35 und 37

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führen nicht nur den Strom, der ihnen durch die entsprechenden Wicklungen 11 und 13 des Ablenkjoches zufließt, sondern es fließen auch die Eingangssignalströme für die Steuerelektroden 32 und 34 der Ausgangstransistoren 31 und 33, d. h. die entsprechenden Transistorbasisströme durch sie hindurch. Bei einigen Betriebsbedingungen können diese Transistorbasisströme Werte erreichen, die so groß sind, daß die durch sie hervorgerufenen Abweichungen bei der Jochstrommessung unzulässig hoch sind. Um auf diese Weise gegebene Fehler zu vermindern oder zu vermeiden, kann irgendeine der Schaltungsanordnungen der F i g. 3,4 und 5 verwendet werden.

In Fig. 3 sind die Wirkungen des Basisstromes dadurch vermindert, daß ein zusätzlicher Treibertransistor 73 für den Ausgangstransistor 31 und ein ähnlicher Treibertransistor 75 für den Ausgangstransistor 33 verwendet wird, wobei der Treiber- und der Ausgangstransistor so in Reihe geschaltet sind, daß sie eine Darlingtonschaltung bilden. In dieser Anordnung ist der Basisstrom der Transistoren 73 und 75 der einzige Eingangsstrom für die beiden Ausgangstransistoren 31 und 33, der nicht durch die Wicklung des Ablenkjoches fließt und wegen der großen Stromverstärkung der Darlingtonschaltung sind die Basisströme der Transistoren 73 und 75 verglichen mit den Aüsgangsströmen vernachlässigbar klein. Deshalb werden Schwankungen des Treiberstromes (73 und 75) die Genauigkeit der Jochstrommessung nicht wesentlich beeinflussen.

In Fig.4 und 5 sind Anordnungen dargestellt, bei denen anstelle der nach F i g. 3 erzielten Verminderung der Wirkungen der Basisstromänderungen durch eine prozentuale Herabsetzung der Größe des Basiseingangsstromes eine Basisstromkompensation verwendet wird. Diese kommt dadurch zustande, daß dem Basisstrom ein komplementärer Strom hinzugefügt wird, dessen Größe sich so ändert, daß sich der Basisstrom und der komplementäre Strom zu einem gemeinsamen kontanten Wert addieren. Mit anderen Worten, der komplementäre Strom ändert sich entgegengesetzt wie der Basisstrom, so daß beide zusammen einen konstanten Strom ergeben, der das Differenzstromrückkoppiungssignal, welches von den stromempfindlichen Widerständen 35 und 37 abgenommen wird, nicht beeinflußt.

In F i g. 4, welche nur einen Teil der Treiberausgangsstufe zeigt, die so abgewandelt worden ist, daß sie eine andere Möglichkeit der Basisstromkompensation ergibt, werden den Ausgangstransistoren 31 und 33 Basissignaleingangsspannungen von Treibertransistoren 77 bzw. 79 zugeführt, und diesen werden wiederum Basiseingangsspannungen von dem Differenzverstärker 59, der weiter oben anhand von F i g. 3 beschrieben worden ist, zugeführt. Der Spannungsabfall an Widerständen 81 und 83, die jeweils mit dem Kollektor einer der Treibertransistoren 77 und 79 verbunden sind, wird im wesentlichen durch zwei Kompensationstransistoren 85 und 87 konstant gehalten, die in der dargestellten Weise so verbunden sind, daß sie den Treibertransistoren parallel geschaltet sind, so daß sie einen Parallelstrom aufnehmen, der sich umgekehrt proportional wie der Kollektorstrom des jeweiligen Treibertransistors ändert. Der aus Kollektorstrom des kompensierenden Transistors 85 und Emitterstroms des Treibertransistors 77 zusammengesetzte Strom und der in ähnlicher Weise zusammengesetzte Strom der Transistoren 87 und 79 wird dann in jedem Fall auf einem konstanten Wert gehalten. Dadurch wird jede Änderung des Stromes in den stromempfindlichen Widerständen ausgeschaltet, die andernfalls durch Änderungen des Basisstromes in den Ausgangtransistoren 31 und 33 entstünde, und die einzig mögliche Veränderung besteht darin, daß sich der Basisstrom des Treibertransistors und des Kompensationstransistors ändern; jedoch sind diese wegen der sehr hohen Verstärkung dieser Transistoren vernachlässigbar klein. Fig.5 zeigt eine andere Anordnung, die sich darin

ίο unterscheidet, daß Dioden 89 und 91 zur Gewinnung der Kompensationsströme verwendet werden, welche parallel zu den Treibertransistoren 77 und 79 geschaltet sind. Wenn diese mit dem Emitterstrom vereinigt werden, welche die Basen der Ausgangstransistoren speisen, erhält man einen im wesentlichen konstanten Wert. Die Dioden 89 und 91 sind Avelanche- bzw. Lawinendioden, die mit nahezu konstanter Spannung arbeiten, wenn sie in Sperrichtung getrieben werden. Der Strom durch einen Widerstand 81 kann beispielsweise durch die Diode 89 oder den Treibertransistor 77 und den Ausgangstransistor 31 fließen, es sind jedoch beide Ströme am Emitter des Transistors 31 wieder vereinigt, so daß der ganze Strom, der durch den Widerstand 81 fließt, auch durch den stromempfindlichen Widerstand 35 (Fig. 3), der mit dem Emitter des Transistors 31 verbunden ist, fließen muß. Da der Spannungsabfall an der Diode 89 unabhängig von Änderungen des hindurchfließenden Stromes im wesentlichen konstant ist, bleibt der Spannungsabfall am Widerstand 81 und der durch ihn hindurchfließende Strom auch im wesentlichen konstant, unabhängig von Änderungen des Verhältnisses, wie dieser Strom zwischen der Diode 89 und der Basis des Transistors 31 aufgeteilt wird. Auf diese Weise wird der Strom nahezu auf einem konstanten Wert gehalten, wobei der Anteil des Stromes der Treiberschaltung an dem Gesamtstrom durch den stromempfindlichen Widerstand 35 die Genauigkeit der Messung des vorübergehenden Jochstromes nicht beeinflußt.

Der Strom durch den Widerstand 81 wird sich in Abhängigkeit vom Kollektorstrom des Transistors 31 ändern, jedoch geschieht dies linear und nur als kleine Änderung der Verstärkung und nicht als Faktor der Linearität. Die dynamische Impedanz der Diode 89 und der Basisstrom des Transistors 77 liefern einen geringen Beitrag zu dem Gesamtstrom, jedoch sind diese Werte im allgemeinen vernachlässigbar zu dem Strom, der durch die Jochwicklung 11 und den Transistor 31 in den stromempfindlichen Widerstand 35 fließt. Der Basisstrom des Transistors 33 wird auf ähnliche Weise mit Hilfe einer Diode 91, eines Transistors 79 und eines Widerstands 83 kompensiert.

In dieser Schaltung sind ebenso wie in der Schaltung nach F i g. 4 die Treibertransistoren 77—79 und auch die kompensierenden Transistoren 85—87 in F i g. 4 von der Hochspannungsquelle für die Ausgangstransistoren getrennt und erfordern keine Hochspannungsbetriebswerte. Diese Bauelemente können deshalb von den Verstärkertypen mit hoher Signalverstärkung und mit kleinen Basisströmen ausgesucht werden, wodurch jeder dadurch entstehende Fehler vermindert wird.

Beim Betrieb der Treiberverstärker gemäß der Erfindung dient die Basisstromkompensationsanordnung, die eben beschrieben wurde, entweder dazu, den wirksamen Basiseingangsstrom zu vermindern, wie bei der Schaltung nach F i g. 3, oder solche Änderungen auszuschalten wie bei den Schaltungen nach F i g. 4 und Fig.5. Bei jeder Anordnung kann die gewünschte

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Linearität des Ansprechbereiches und die gewünschte die an der Klemme 19 zugeführte Spannung wesentlich

Linearität der Beziehung zwischen Ausgangs- und geringer sein kann, als es sonst notwendig wäre, und sie

Eingangssignalen erfolgreich aufrechterhalten werden. erreichen diese wesentliche Verringerung der erforder-

Die Ablenktreiberverstärker gemäß der Erfindung liehen Spannung ohne entsprechende aufwendigere

ergeben einen relativ hohen Arbeitswirkungsgrad, da 5 Schaltung oder Verschlechterung der Arbeitsweise.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (6)

Patentansprüche:

1. Gleichstromgekoppelter Treiberverstärker mit zwei Hochleistungstransistoren, die in einer abgeglichenen Differenzschaltung miteinander verbunden. ^r> sind und die einen Treiberstrom für das magnetische Ablenkjoch einer Kathodenstrahlröhre erzeugen, wobei dieser Treiberstrom durch Gegentaktsignale entgegengesetzter Phase entsteht, die von einem vorgeschalteten Verstärker an die Basen der Transistoren abgegeben werden, wobei jeder von ihren Emittern über einen Widerstand mit Masse und über einen Rückkopplungswiderstand mit dem vorgeschalteten Verstärker verbunden ist, wobei die beiden letzteren Widerstände eine Differenzgegen- '5 kopplung bilden, wobei die Ablenkspule an die Kollektoren der Transistoren angeschlossen ist und eine Mittelanzapfung aufweist, die über ein induktives Bauelement mit einer Spannungsquelle verbunden ist, dessen Induktivität im Vergleich zur Induktivität der Ablenkspule groß ist, und bei der die verteilte Kapazität der Ablenkspule und der Induktivität die Kapazität des Ablenkkreises bilden, dadurch gekennzeichnet, daß die Emitter der beiden Transistoren (21,23) durch zwei in Reihe geschaltete Widerstände (43,45) verbunden sind und daß von der Verbindungsstelle der beiden Widerstände (43, 45) über einen Gleichstrom gekoppelten Rückkopplungspfad (46) dem vorgeschalteten Verstärker (25) ein dem Gesamtstrom durch die Transistoren entsprechendes Gegenkopplungsstromsignal zugeführt wird.

2. Treiberverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei einer gleichstromgekoppelten Differentialverstärkerstufe als direkt vorgeschaltetem Verstärker (25), die zwei Transistoren aufweist, die im folgenden als Treibervorstufentransistoren (61, 63) bezeichnet sind, und bei Bezeichnung der in Anspruch 1 genannten Transistoren (21, 23) als Hauptransistoren, wobei die Emitter der Treibervorstufentransistoren (61, 63) gemeinsam an eine Stromquelle (65) angeschlossen sind, und wobei ihre Kollektoren Gegentaktsignale entgegengesetzter Phase über gleichstromgekoppelte Verbindungen an die Basen der Haupttransistoren (21, 23) abgeben, die Stromquelle (65) durch das Gegenkopplungsstromsignal einstellbar ist, um entsprechend diesem Signal den Strom in den Treibervorstufentransistoren (61, 63) und über die zugehörigen gleichstromgekoppelten Verbindungen im Gegenkopplungsbetrieb den Gesamtstrom in den Haupttransistoren (31,33) einschließlich der Anteile dieses Gesamtstroms, die von den Treibervorstufentransistoren (61, 63) selbst abgegeben werden, einzustellen.

3. Treiberverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß bei einer zwischen die Emitter der Treibervorstufentransistoren (61, 63) und einen Bezugspotentialpunkt geschalteten Stromquelle (65), die eine Reihenschaltung aus der Emitter-KoI-lektor-Strecke eines weiteren Transistors (67) und einen Widerstand (71) aufweist, das Stromrückkopplungssignal über einen Widerstand (69) der Basis des weiteren Transistors (67) zugeführt wird.

4. Treiberverstärker nach Anspruch 2 oder 3, ^b5 dadurch gekennzeichnet, daß zur weiteren Kompensation der Wirkungen der Gesamtemitterströme und der Differenzgegenkopplungsströme der Haupttransistoren (21, 23), die sich aus der Gleichstromkopplung der Vorverstärkertransistoren (61, 63) mit der Basis der Haupttransistoren (21, 23) ergeben, für jeden Haupttransistor (21, 23) ein Hilfstransistor (73, 75) vorgesehen ist, der mit dem zugehörigen Haupttransistor (21, 23) in Darlington-Schaltung verbunden ist, wobei der Kollektor jedes der Haupttransistoren und der Kollektor des jeweiligen der Hilfstransistoren miteinander verbunden sind, wobei der Emitter jedes der Hilfstransistoren (73 bzw. 75) mit der Basis des jeweiligen Haupttransistors (21, 23) verbunden ist und wobei der Basis jedes der Hilfstransistoren ihre Signalhälfte des Gegentakteingangssignals des vorgeschalteten Verstärkers (25) zugeführt wird (F i g. 3).

5. Treibverstärker nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß zur weiteren Kompensation der Wirkungen der Gesamtemitterströme und der Differenzgegenkopplungsströme der Haupttransistoren (21, 23), die sich aus der Gleichstromkopplung der Vorverstärkertransistoren (61, 63) mit der Basis der Haupttransistoren (21, 23) ergeben, für jeden Haupttransistor (31, 33) jeweils ein erster und ein zweiter Hilfstransistor (77, 79; 85, 87) vorgesehen sind, daß die ersten Hilfstransistoren (77, 79) in Emitterfolgeschaltung geschaltet sind, daß der Basis der ersten Hilfstransistoren ihre Signalhälfte des Gegentakteingangssignals entgegengesetzter Phase von dem vorgeschalteten Verstärker zugeführt wird, daß die Emitter der ersten Hilfstransistoren mit der Basis der Haupttransistoren (31, 33) verbunden sind und daß die Kollektoren der ersten Hilfstransistoren (77, 79) mit den jeweiligen Emittern der zweiten Hilfstransistoren (85,87) verbunden sind, daß die Kollektoren der zweiten Hilfstransistoren (85,87) mit den jeweiligen Emittern der Haupttransistoren (31, 33) verbunden sind und daß die Basen der zweiten Hilfstransistoren (85, 87) jeweils mit einem festen Potential (Fig.4) verbunden sind.

6. Treiberverstärker nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß zur weiteren Kompensation der Wirkungen der Gesamtemitterströme und der Differenzgegenkopplungsströme der Haupttransistoren (21, 23), die sich aus der Gleichstromkopplung der Vorverstärkertransistoren (61, 63) mit der Basis der Haupttransistoren (21, 23) ergeben, für jeden Haupttransistor (31, 32) jeweils ein Hilfstransistor (77, 79) und eine Lawinendiode (89, 91) vorgesehen sind, daß der Basis der Hilfstransistoren (77, 79) ihre Signalhälfte des Gegentakteingangssignals entgegengesetzter Phase zugeführt wird und daß die Kollektoren der Hilfstransistoren (77, 79) über ihre Lawinendiode (89,91) mit dem Emitter des jeweiligen Haupttransistors (31,33) und jeweils über einen Widerstand (81, 83) mit einem Bezugspotential (Fig.5) verbunden ist.