DE1589840B2 - Gleichstromgekoppelter Treiberverstärker für die Steuerung des magnetischen Ablenkjoches einer Kathodenstrahlröhre - Google Patents
Gleichstromgekoppelter Treiberverstärker für die Steuerung des magnetischen Ablenkjoches einer KathodenstrahlröhreInfo
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Description
Die Erfindung betrifft gleichstromgekoppelte Treiberverstärker mit zwei Hochleistungstransistoren, die in
einer abgeglichenen Differenzschaltung miteinander verbunden sind und die einen Treiberstrom für das
magnetische Ablenkjoch einer Kathodenstrahlröhre erzeugen, wobei dieser Treiberstrom durch Gegentakt-
\b Ö4U
signale entgegengesetzter Phase entsteht, die von einem vorgeschalteten Verstärker an die Basen der Transistoren
abgegeben werden, wobei jeder von ihren Emittern über einen Widerstand mit Masse und über einen
Rückkopplungswiderstand mit dem vorgeschalteten Verstärker verbunden ist, wobei die beiden letzteren
Widerstände eine Differenzgegenkopplung bilden, die Ablenkspule an die Kollektoren der Transistoren
angeschlossen ist und eine Mittelanzapfung aufweist, die über ein induktives Bauelement mit einer Spannungsquelle verbunden ist, dessen Induktivität im Vergleich.
zur Induktivität der Ablenkspule groß ist und bei der die verteilte Kapazität der Ablenkspule und der Induktivität
die Kapazität des Ablenkkreises bilden.
Zu den Schwierigkeiten, die man für lange Zeit für den Aufbau von magnetischen Ablenksystemen für sehr
erschwerend hielt, insbesondere bei Anwendungen, die veränderliche Strahlablenkgeschwindigkeiten fordern,
zählt vor allem, daß die Speisespannung so groß sein muß, daß sie über das magnetische Ablenkjoch die
größte geforderte Ablenkgeschwindigkeit erzeugt. Bei einer Spannungsquelle mit so hoher Spannung ist die
Verlustleistung in den Treiberverstärkern bei kleinen Ablenkgeschwindigkeiten oder im Ruhezustand unerwünscht
groß. Da sich die Gesamtverlustleistung gewöhnlich proportional zur Speisespannung vergrößert,
ergibt sich wegen der Spannungsquelle mit hoher Spannung eine entsprechend große Verlustleistung und
ein relativ kleiner Wirkungsgrad, der besonders bei Festkörperschaltungen ungünstig ist.
Um diese Schwierigkeiten zu vermindern, wurden verschiedene Anordnungen vorgeschlagen, die Energiespeichervorrichtungen
verwenden, die so geschaltet sind, daß ihre gespeicherte Energie über die Ablenkjoche
abgeben, wenn hohe Ablenkgeschwindigkeiten erwünscht sind und die während der Zeitabschnitte,
während denen mit geringen Ablenkgeschwindigkeiten gearbeitet wird, wieder aufgeladen werden. Bei einer
dieser bekannten Anordnungen wird die Energiespeichervorrichtung durch einen Transformator gebildet.
Es ist andererseits nach der GB-PS 8 36 060 bereits ein gleichstromgekoppelter Treiberverstärker der eingangs
erwähnten Art bekannt, mit dem die erforderlichen Ablenkgeschwindigkeiten dadurch erreicht werden,
daß Energie in einer oder in beiden Hälften der Ablenkspule gespeichert wird und daß diese gespeicherte
Energie die erforderliche Spannung an der Ablenkspule erzeugt. Bei diesem bekannten Treiberverstärker
sind nicht nur die Kapazitäten der Schaltungselemente auf einem Minimum gehalten, sondern es sind auch die
ohmschen Widerstände in den Kollektorkreisen der Treibertransistoren vermindert. Es sind jedoch die
ohmschen Widerstände des induktiven Bauelements und des Ablenkjoches nicht zu umgehen. Darüber
hinaus ist zwischen das freie Ende des induktiven Bauelements, dessen anderes Ende mit der Mittelanzap
fung der Ablenkspule verbunden ist und den einen Pol der Spannungsquelle ein Widerstand gelegt, der einen
verhältnismäßig hohen Wert aufweist, so daß die Spannungsquelle als Konstantstromquelle wirkt, wodurch die Schaltung unabhängig ist von Änderungen der
Widerstände anderer Schaltungselemente. Selbst wenn man jedoch diesen Widerstand wegläßt, ergibt sich noch
nicht die in vielen Fällen erwünschte Ansprechzeit für die gesamte Schaltung.
Ausgehend von einem Treiberverstärker der ein gangs erwähnten Art liegt der Erfindung die Aufgabe
zugrunde, die Ansprechzeit dieses Treiberverstärkers zu vermindern und darüber hinaus den Verlauf seiner
Ausgangssignale zu verbessern.
Diese Aufgabe wird gemäß den kennzeichnenden Merkmalendes Anspruchs 1 gelöst.
Es ist also neben der Differenzgegenkopplung ,bei dem erfindungsgemäßen Treiberverstärker auch noch
eine gemeinsame Gegenkopplung vorgesehen, die durch die beiden in Reihe geschalteten Widerstände und
Ό die zugehörige Verbindung mit dem vorgeschalteten
Verstärker gegeben ist.
Diese gemeinsame Gegenkopplung hilft hohe Ablenkgeschwindigkeiten dadurch zu erzielen, daß sie die
Größe der Änderungen der Summe der Wicklungsströme des Ablenkjoches beg-enzt, so daß bei Verminderung
des Stromes durch eine der Wicklungen des Ablenkjoches der Strom durch die andere Wicklung
erhöht wird, so daß der Gesamtstrom nahezu auf einem konstanten Wert bleibt. Durch dieses Konstanthalten
des Gesamtstromes ist die induktiv gespeicherte Energie genügend groß, so daß eine Spannungsanhe-'
bung hervorgerufen wird, die ausreicht, die gewünschte hohe Ablenkgeschwindigkeit zu erzeugen. Damit ist das
Ansprechverhalten der Schaltung wesentlich verbessert, und es lassen sich auch die Ausgangskurvenverläufe
optimaler gestalten.
Es sei noch darauf hingewiesen, daß man nach dem Stand der Technik in verschiedener Weise versucht
hatte, das Ansprechverhalten der Schaltung zu verbessern. Zum einen stellen die Kapazitäten der Ablenkspule
und des induktiven Bauelements die Kapazitäten des Ablenkkreises dar. Nur diese Kapazitäten bestimmen
als verteilte Streukapazitäten die Kapazität des Ablenkkreises. Das Ansprechverhalten der Schaltung
läßt sich dadurch verbessern, daß die ohmschen Widerstände in den Kollektorkreisen der Treibertransistoren
vermindert werden, jedoch sind auch die ohmschen Widerstände der induktiven Bauelemente
und der Ablenkspulen nicht völlig ausschaltbar. Erst der
to durch die Erfindung beschrittene Weg der gemeinsamen
Gegenkopplung ermöglicht eine wesentliche Verbesserung des Ansprechverhaltens.
Weiterbildungen sind durch die Unteransprüche gekennzeichnet.
In den Unteransprüchen 2 und 3 sind der vorgeschaltete Verstärker und die Gleichstromrückkopplung
verbessert.
Bei einigen Betriebsbedingungen können die Transistorbasisströme Werte erreichen, die so groß sind, daß
die durch sie hervorgerufenen Abweichungen bei der Jochstrommessung unzulässig hoch sind. Um Fehler bei
den Ausgangskurvenverläufen zu vermindern oder zu vermeiden, kann der erfindungsgemäße Treiberverstärker
nach den Unteransprüchen 4, 5 bzw. 6 weitergebildet sein.
Zusammenfassend läßt sich feststellen, daß mit dem
erfindungsgemäßen Treiberverstärker große Strahlablenkgeschwindigkeit möglich sind, ohne daß eine
entsprechende Hochspannungsquelle vorhanden sein muß.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachstehend anhand der Zeichnungen beschrieben. Dabei zeigt
F i g. 1 ein schematisches Schaltbild eines Treiberverstärkers für magnetische Ablenkung gemäß der
*>5 Erfindung;
F i g. 2 eine Schar von Kurven der Spannungs- und Strombeziehung in der Schaltung nach F i g. 1;
F i g. 3 ein schematisches Schaltbild einer anderen
Ausführungsform eines Treiberverstärkers für magnetische Ablenkung gemäß der Erfindung;
Fig.4 ein Teil eines Schaltbildes, der eine abgewandelte
Ausführung einer Teilschaltung der Schaltung nach F i g. 3 enthält und
Fig. 5 ein Teil eines Schaltbildes, das eine andere abgewandelte Ausführungsform einer Teilschaltung der
Schaltung nach F i g. 3 enthält.
In F i g. 1 ist eine Ausführungsform der Erfindung dargestellt. Ein magnetisches Ablenkjoch für eine
Kathodenstrahlröhre (nicht dargestellt) enthält zwei entgegengesetzt gepolte Wicklungen 11 und 13, die an
einer Mittelanzapfung 15 mit einem induktiven Energiespeicherelement, einer Spule 17 verbunden sind und
über dieses Element mit einer Klemme 19 einer Hochspannungsquelle verbunden sind, wodurch die
primäre Leistungsschaltung für das Ablenkjoch gebildet wird. Der Treiberstrom durch die Wicklungen 11 und 13
der Ablenkspule wird durch zwei Umkehrverstärker oder Ausgangsverstärker 21 und 23 gesteuert, die
wiederum durch die Differenzausgangsspannungen eines vorgeschalteten Verstärkers 25 gespeist werden,
und zwar entsprechend der Steuerung durch Eingangssignale, die den Differenzeihgangsklemmen 27 und 29
des vorgeschalteten Verstärkers 25 zugeführt werden.
Die Verstärker 21 und 23 enthalten je einen Hochstromtransistor oder Haupttransistor 31 bzw. 33,
die in Emitterbasisschaltung geschaltet sind und deren Basis der Eingang ist. Die Emitter sind über zwei
stromempfindliche Rückkopplungswiderstände 35 und 37 mit Masse verbunden, an denen ein Differenzstromrückkopplungssignal
abgegriffen wird und dem Differenzeingang des vorgeschalteten Verstärkers oder
Differenzvorverstärkers 25 durch Widerstände 39 bzw. 41 gegengekoppelt zugeführt wird, wodurch der
Rückkopplungssignalpegel gesteuert wird. Die so erzielte Differenzstromrückkopplung (durch 39 und 41)
dient dazu, die Arbeitsweise des ganzen Treiberverstärkers (25,39 und 23) zu linearisieren und Proportionalität
zwischen dem Ablenktreiberstrom fa — iz in Fig.2E)
und den Eingangssignalwerten (an 27 und 29) in allgemein üblicher Weise sicherzustellen.
Zusätzlich zu dieser Differenzstromrückkopplung (durch 39 und 41) ist auch eine gemeinsame Stromrückkopplung
vorgesehen. Zu diesem Zweck sind zwei einander in Reihe geschaltete Widerstände 43 und 45
vorgesehen, deren gemeinsame Ausgangsverbindung oder deren Rückkopplungspfad 46 ein dem Gesamtstrom
durch die Spule 17 (i\ in F i g. 2B) entsprechendes
Gegenkopplungsstromsignal dem Differenzvorverstärker 25 zuführt. Im strengeren Sinne weist der
Gesamtstrom auch Komponenten der Basisströme der Transistoren 31 und 33 auf, wie es anhand der F i g. 3,4
und 5 noch erläutert wird. In F i g. 1 ist der Gesamtstrom die Netto-Summe der Emitterströme bzw. die Summe
zweier Ströme, deren einer durch die Verbindung 36 nach Masse abfließt und deren anderer vom Mittelanzapfungspunkt
44 der Widerstände 43 und 45 durch den Rückkopplungspfad 46 abfließt. Dieses Gegenkopplungsstromsignal
hilft hohe Ablenkgeschwindigkeiten dadurch zu erzielen, daß es die Größe der Änderungen
der Summe der Wicklungsströme des Ablenkjoches begrenzt, so daß dann wenn der Strom durch eine der
Wicklungen des Ablenkjoches vermindert wird, der Strom durch die andere Wicklung erhöht wird, so daß
der Gesamtstrom nahezu auf einem konstanten Wert bleibt. Die Gegenkopplung dient ferner dazu, den
Gesamtstrom auf einem Wert zu halten, daß die in der Spule 17 induktiv gespeicherte Energie immer so groß
ist, daß sie eine Spannungsanhebung hervorruft, die ausreicht, die gewünschte hohe Ablenkgeschwindigkeit
zu erzeugen. Aus diesem Grund ist die Spule 17 so ausgewählt, daß ihre Induktivität ein Vielfaches der
Wicklungen des Ablenkjoches ist, wobei ein Verhältnis von 50 :1 kennzeichnend ist. Wenn die Induktivität des
Ablenkjoches beispielsweise 120 mikrohenry beträgt, dann wären für die Spule 17 6 millihenry ein geeigneter
ίο Wert und die Spule kann als bekannte Eisenkernspule
mit diesem Induktivitätswert ausgebildet sein.
Das bis jetzt beschriebene System arbeitet bei geringen Ablenkgeschwindigkeiten wie ein einfacher
A-Verstärker und wie ein einfaches Ablenkjoch. Wenn jedoch die Ablenkgeschwindigkeit erhöht wird, dann
wird sich einer der Transistoren 31 oder 33 sättigen und zu diesem Zeitpunkt wird das Anwachsen des Stromes
auf der einen Seite der Schaltung langsamer vor sich gehen als das Abnehmen des Stromes auf der anderen
Seite, wodurch eine Verminderung des Gesamtstromes auftritt. Die Induktivität der Spule 17, die, wie oben
erwähnt wurde, sehr groß im Vergleich zu der Jochinduktivität ist, wirkt der Änderung des Gesamtjochstromes
entgegen und erhöht die Spannung an der Jochmittelanzapfung, um den Wert dieses Stromes
konstant zu halten. Das Anwachsen der Spannung hält so lange an, bis die Summe des Wertes des
Spannungsanstieges auf der gesättigten Seite und des Wertes des Abfalles auf der entgegengesetzten Seite
gleich dem Wert der Änderung ist, der durch das Eingangssignal gefordert wird.
In der eben beschriebenen Weise wird durch die Spule 17 die notwendige Spannungserhöhung vorgesehen,
damit die geforderten Spitzenwerte der Ablenkgeschwindigkeit erzielt werden, während die mittlere
Treiberverlustleistung auf einem gleichen Wert wie die mittlere Ablenkgeschwindigkeit gehalten wird. Bei
dieser Betriebsweise erhält die Spule eine wesentliche Unterstützung durch die oben beschriebene Gegenkopplungsschaltung.
Wie diese Arbeitsweise erzielt wird, kann man am besten dann verstehen, wenn man
die Spannungs- und Stromverhältnisse betrachtet, die in den Kurven der F i g. 2 dargestellt sind.
Wenn ein rechteckiges Eingangssignal, wie es in Fig.2A dargestellt ist, zugeführt wird, dann wird der
Differenzverstärker 25 einen der Transistoren 31 bzw. 33 nichtleitend machen und den anderen in Sättigung
bringen; zur Erläuterung sei angenommen, daß das Eingangssignal derart gepolt ist, daß der Transistor 31
nichtleitend wird. Wie oben erwähnt wurde, wird der in dem Transistor abgeschaltete Strom rascher abnehmen
als der Wert des Stromes in dem Transistor zunehmen kann, der sich in Sättigung befindet, so daß der
Gesamtstrom der Schaltung abnehmen wird. Dies ist in Fig.2B in der Kurve i\ dargestellt, die den in die
Mittelanzapfung des Joches fließenden Strom und somit den Gesamtstrom zeigt. Der Strom h, der durch den
Transistor 31 fließt, der nichtleitend wird, fällt sehr schnell auf Null ab, wie es in F i g. 2C gezeigt ist, so daß
die Spannung am Kollektor dieses Transistors, nämlich die Spannung vz sehr stark anwächst, wie es durch die
. Kurve V2 in Fig.2C dargestellt ist. Ein oberer
Grenzwert für diesen Spannungsanstieg ist durch eine
damit keine Spannungswerte erzeugt werden, die die Spannungen übersteigen, denen die Transistoren ausgesetzt werden können.
Wie in F i g. 2B dargestellt ist, wird die Spannung v% an
der Mittelanzapfung 15 des Joches stark ansteigen, weil die Schaltung trotz der wirksamen höheren Impedanz,
die sich aus dem Nichtleitendwerden des Transistors 31 ergibt, einen konstanten Strom aufrechterhält. Diese
Spannung wird normalerweise auf einen Wert anwachsen, der etwa halb so groß ist wie die Spitzenspannung
V2, wobei sich diese deshalb auf einem höheren Wert
befindet, weil die Selbstinduktivität der Wicklung 11 des Joches vorhanden ist und weil sich der Strom durch die
Wicklung infolge des Nichtleitendwerdens des Transistors 31 ändert.
Diese hohe Spannung v\ an der Mittelanzapfung 15 des Joches erhöht das Anwachsen des Stromes k durch
den anderen Transistor 33, wodurch sich der Strom durch die Wicklung 13 des Joches erhöht und die
Ablenkgeschwindigkeit des Strahles der Kathodenstrahlröhre sich vergrößert, die natürlich proportional
zur Differenz zwischen diesem Strom und dem Strom h ist. D. h., daß die Strahlablenkgeschwindigkeit proportional
zu dem Jochdifferenzstrom h — h ist, wie es in
F i g. 2E dargestellt ist. Die Spannung V3 fällt so ab, wie
es in Fig.2D dargestellt ist, da der Widerstand des y Transistors 33 bei der Sättigung dieses Transistors ganz
niedrig wird, und sie wächst dann allmählich mit dem Anwachsen des Stromes durch den Transistor 33 an,
wodurch sich der Spannungsabfall an diesem Transistor und an dem stromempfindlichen Widerstand 37, der in
Reihe dazugeschaltet ist, erhöht.
Wie man in den Fig. 2B und 2C sieht, zeigen der Strom und die Spannung zu einem bestimmten
Zeitpunkt nach dem Eingangsstufenwert einen abrupten Übergang, wobei der Augenblick, zu dem dies geschieht,
mit dem Zeitpunkt zusammenfällt, bei dem der Differenzstrom (i2 —13) des Joches einen Wert erreicht,
der von dem Eingangssignal gefordert wird. Zu diesem Zeitpunkt fällt die Spannung v2 auf den Wert der
Spannung V3 ab, bis die Gesamtstrom i\ wieder seinen
hohen Wert erreicht, wobei zu diesem Zeitpunkt die Spannungen v2 und V3 wieder auf ihren anfänglichen
Ausgangswert anwachsen. Entsprechend aufeinander folgende Werte ergeben sich bei der Spannung vi, deren
Kurve in Fig.2B die zusammengesetzten Werte der entsprechenden Kurven in F i g. 2C und 2C darstellt. Ein
scharfes Anwachsen der Spannung v\ zu dem Zeitpunkt,
φ wenn ein stufenförmiger Eingangsimpuls zugeführt wird, verursacht ein sehr rasches Anwachsen der
Strahlablenkgeschwindigkeit, welche andernfalls eine Speisespannung erfordern würde, die wesentlich höher
läge als auf diese Weise möglich ist. Wie schon oben erwähnt wurde, ist es erwünscht, die Differenzspannung
zwischen den Schalttransistoren zu begrenzen, damit eine Zerstörung durch außerordentlich große Spannungen
während des Schaltens vermieden wird. Eine Möglichkeit, diese notwendige Begrenzung zu erreichen,
besteht darin, Avelanche- bzw. Lawinendioden zu verwenden, die den Transistoren parallel geschaltet
sind, wobei sie entweder die Kollektoremitterstrecke überbrücken, wie es durch Dioden 47 und 49 in F i g. 1
dargestellt ist oder aber dadurch, daß sie der Kollektorbasisstrecke parallel geschaltet werden. Ein
solches Parallelschalten wird jedoch nicht in allen Fällen notwendig sein und die Dioden 47 und 49 können durch
geeignete Wahl der Spannungsbetriebswerte der Transistoren und der Betriebsparameter entbehrlich
werden.
In dem letzteren Falle wird der obere Grenzwert der Spannung durch die verteilten Kapazitäten der
Wicklung der Spule 17 und der Jochwicklungen 11 und 13 gegenüber Masse bestimmt, wenn auch die Kapazität
der zuletzt genannten Wicklungen normalerweise sehr klein verglichen mit der der Spule ist. Da der Strom
durch die verteilte Kapazität der Spulenwicklungen direkt nach Masse fließt, umgeht er die stromempfindlichen
Widerstände 35 und 37, und er könnte somit die Genauigkeit der Lage des Strahles der Kathodenstrahlröhre
beeinträchtigen. In der Praxis ist dies jedoch nicht bedeutsam, weil sich dieser Strom in einem Teil der
Schaltung befindet, in dem die Linearität des Eingangssignals nicht kritisch und weil der Nebenstrom selbst
sehr klein ist.
In F i g. 3 ist eine Schaltung ohne Avelanche- bzw. Lawinendioden dargestellt, bei der die Differenzverstärker-Schaltungen
und die zugehörigen Rückkopplungsverbindungen ausführlicher gezeigt sind. In F i g. 3 ist
der Differenzverstärker als ein Zweistufenverstärker dargestellt, wobei die erste Stufe 51 einen üblichen
Aufbau hat und beispielsweise als handelsüblicher Differenzverstärker in Mikrominiaturtechnik ausgebildet
sein kann. Diese Stufe enthält Transistoren 53 und 55, deren gemeinsamer Emitteranschluß mit einer
konstanten Stromquelle 57 verbunden ist.
Der Differenzverstärker 59 der zweiten Stufe ist ähnlich aufgebaut und enthält am Emitter verbundene
Transistoren 61 und 63, deren gemeinsamer Emitteranschluß mit einer Stromquelle 65 verbunden ist. Diese
Stromquelle 65 gibt jedoch nicht wie die Stromquelle 57 des Differenzverstärker 51 der ersten Stufe einen
konstanten Strom ab, sondern ändert den Wert ihres Vorstromes entsprechend dem Gegen-Kopplungsstromsignal
auf dem Rückkopplungspfad 46, welches zwischen den Rückkopplungswiderständen 43 und 45
der Treiberstufe 21, 23 abgenommen wird. Dieses Gegenkopplungsstromsignal stellt den Arbeitspunkt
des Transistors 67 ein, so daß es eine Änderung seines Kollektorstromes proportional zu seiner Größe bewinkt,
und zwar in einer solchen Richtung, daß die Wirkung die Arbeitsweise der Transistoren 61 und 63
gegenkoppelt, so daß der Gesamtstrom in der Ausgangsstufe (21, 23) auf einem nahezu konstanten
Wert gehalten wird, der durch die Größe der stromempfindlichen Widerstände 35 und 37 ebenso wie
durch die Größe von Widerständen 69 und 71 in der Stromquelle 65 bestimmt wird, wobei die letzteren
beiden Widerstände vorzugsweise einstellbar gemacht werden, wie es für den Widerstand 65 dargestellt ist,
damit die Rückkopplung eingestellt werden kann. Die Verstärkung durch dieser Gegenkopplungsschaltung ist
bei offener Schleife relativ kleiner als die Verstärkung bei offener Schleife der Differenzstromrückkoplungsschaltung
(39, 41 usw.), so daß bei sogar hohen Ablenkgeschwindigkeiten nur geringe Schwankungen
im Gesamtstrom auftreten können, wie es in der Kurve /1 in Fig.2B dargestellt ist. Diese vorübergehende
Verminderung des Gesamtstromes unter den normalen konstanten Wert ist, wie es oben mit bezug auf F i g. 2
erklärt wurde, notwendig, damit die induktive Spule 17 den Wert der Treiberspannungen vi und V2 oder V3, die
für hohe Ablenkgeschwindigkeiten erforderlich sind, in gewünschter Weise ansteigen lassen kann.
In F i g. 3 ist die Ausgangsstufe, die Umkehrverstärker 21 und 23 enthält, dargestellt. Sie unterscheidet sich
jedoch von F i g. 1 darin, daß sie Vorrichtungen enthält, die die Wirkung der Änderungen des Transistorbasisstromes
auf die gewünschte Linearität der Beziehung zwischen Jochtreiberstrom und Eingangssignal vermindert.
Die stromempfindlichen Widerstände 35 und 37
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führen nicht nur den Strom, der ihnen durch die entsprechenden Wicklungen 11 und 13 des Ablenkjoches
zufließt, sondern es fließen auch die Eingangssignalströme für die Steuerelektroden 32 und 34 der
Ausgangstransistoren 31 und;33, d. h. die entsprechenden
Transistorbasisströme durch sie hindurch. Bei einigen Betriebsbedingungen können diese Transistorbasisströme
Werte erreichen, die so groß sind, daß die durch sie hervorgerufenen Abweichungen bei der
Jochstrommessung unzulässig hoch sind. Um auf diese Weise gegebene Fehler zu vermindern oder zu
vermeiden, kann irgendeine der Schaltungsanordnungen der F i g. 3,4 und 5 verwendet werden.
In Fig.3 sind die Wirkungen des Basisstromes dadurch vermindert, daß ein zusätzlicher Treibertransistor
73 für den Ausgangstransistor 31 und ein ähnlicher Treibertransistor 75 für den Ausgangstransistor 33
verwendet wird, wobei der Treiber- und der Ausgangstransistor so in Reihe geschaltet sind, daß sie eine
Darlingtonschaltung bilden. In dieser Anordnung ist der Basisstrom der Transistoren 73 und 75 der einzige
Eingangsstrom für die beiden Ausgangstransistoren 31 und 33, der nicht durch die Wicklung des Ablenkjoches
fließt und wegen der großen Stromverstärkung der Darlingtonschaltung sind die Basisströme der Transistoren
73 und 75 verglichen mit den Ausgangsströmen vernachlässigbar klein. Deshalb werden Schwankungen
des Treiberstromes (73 und 75) die Genauigkeit der Jochstrommessung nicht wesentlich beeinflussen.
In Fig.4 und 5 sind Anordnungen dargestellt, bei denen anstelle der nach Fig.3 erzielten Verminderung
der Wirkungen der Basisstromänderungen durch eine prozentuale Herabsetzung der Größe des Basiseingangsstromes
eine Basisstromkompensation verwendet wird. Diese kommt dadurch zustande, daß dem
Basisstrom ein komplementärer Strom hinzugefügt wird, dessen Größe sich so ändert, daß sich der
Basisstrom und der komplementäre Strom zu einem gemeinsamen kontanten Wert addieren. Mit anderen
Worten, der komplementäre Strom ändert sich entgegengesetzt wie der Basisstrom, so daß beide
zusammen einen konstanten Strom ergeben, der das Differenzstromrückkopplungssignal, welches von den
stromempfindlichen Widerständen 35 und 37 abgenommen wird, nicht beeinflußt.
In F i g. 4, welche nur einen Teil der Treiberausgangsstufe zeigt, die so abgewandelt worden ist, daß sie eine
andere Möglichkeit der Basisstromkompensation ergibt, werden den Ausgangstransistoren 31 und 33
Basissignaleingangsspannungen von Treibertransistoren 77 bzw. 79 zugeführt, und diesen werden wiederum
Basiseingangsspannungen von dem Differenzverstärker 59, der weiter oben anhand von F i g. 3 beschrieben
worden ist, zugeführt. Der Spannungsabfall an Widerständen 81 und 83, die jeweils mit dem Kollektor einer
der Treibertransistoren 77 und 79 verbunden sind, wird im wesentlichen durch zwei Kompensationstransistoren
85 und 87 konstant gehalten, die in der dargestellten Weise so verbunden sind, daß sie den Treibertransistoren
parallel geschaltet sind, so daß sie einen Parallelstrom aufnehmen, der sich umgekehrt proportional
wie der Kollektorstrom des jeweiligen Treibertransistors ändert. Der aus Kollektorstrom des kompensierenden
Transistors 85 und Emitterstroms des Treibertransistors 77 zusammengesetzte Strom und der
in ähnlicher Weise zusammengesetzte Strom der Transistoren 87 und 79 wird dann in jedem Fall auf
einem konstanten Wert gehalten. Dadurch wird jede Änderung des Stromes in den stromempfindlichen
Widerständen ausgeschaltet, die andernfalls durch Änderungen des Basisstromes in den Ausgangtransistoren
31 und 33 entstünde, und die einzig mögliche Veränderung besteht darin, daß sich der Basisstrom des
Treibertransistors und des Kompensationstransistors ändern; jedoch sind diese wegen der sehr hohen
Verstärkung dieser Transistoren vernachlässigbar klein. Fig. 5 zeigt eine andere Anordnung, die sich darin
ίο unterscheidet, daß Dioden 89 und 91 zur Gewinnung der
Kompensationsströme verwendet werden, welche parallel zu den Treibertransistoren 77 und 79 geschaltet
sind. Wenn diese mit dem Emitterstrom vereinigt werden, welche die Basen der Ausgangstransistoren
'S speisen, erhält man einen im wesentlichen konstanten
Wert. Die Dioden 89 und 91 sind Avelanche- bzw. Lawinendioden, die mit nahezu konstanter Spannung
arbeiten, wenn sie in Sperrichtung getrieben werden. Der Strom durch einen Widerstand 81 kann beispielsweise
durch die Diode 89 oder den Treibertransistor 77 und den Ausgangstransistor 31 fließen, es sind jedoch
beide Ströme am Emitter des Transistors 31 wieder vereinigt, so daß der ganze Strom, der durch den
Widerstand 81 fließt, auch durch den stromempfindlichen Widerstand 35 (Fig. 3), der mit dem Emitter des
Transistors 31 verbunden ist, fließen muß. Da der Spannungsabfall an der Diode 89 unabhängig von
Änderungen des hindurchfließenden Stromes im wesentlichen konstant ist, bleibt der Spannungsabfall am
Widerstand 81 und der durch ihn hindurchfließende Strom auch im wesentlichen konstant, unabhängig von
Änderungen des Verhältnisses, wie dieser Strom zwischen der Diode 89 und der Basis des Transistors 31
aufgeteilt wird. Auf diese Weise wird der Strom nahezu auf einem konstanten Wert gehalten, wobei der Anteil
des Stromes der Treiberschaltung an dem Gesamtstrom durch den stromempfindlichen Widerstand 35 die
Genauigkeit der Messung des vorübergehenden Jochstromes nicht beeinflußt.
Der Strom durch den Widerstand 81 wird sich in Abhängigkeit vom Kollektorstrom des Transistors 31
ändern, jedoch geschieht dies linear und nur als kleine Änderung der Verstärkung und nicht als Faktor der
Linearität. Die dynamische Impedanz der Diode 89 und der Basisstrom des Transistors 77 liefern einen geringen
Beitrag zu dem Gesamtstrom, jedoch sind diese Werte im allgemeinen vernachlässigbar zu dem Strom, der
durch die Jochwicklung 11 und den Transistor 31 in den stromempfindlichen Widerstand 35 fließt. Der Basisstrom
des Transistors 33 wird auf ähnliche Weise mit Hilfe einer Diode 91, eines Transistors 79 und eines
Widerstands 83 kompensiert.
In dieser Schaltung sind ebenso wie in der Schaltung nach F i g. 4 die Treibertransistoren 77—79 und auch die
kompensierenden Transistoren 85—87 in Fig. 4 von der
Hochspannungsquelle für die Ausgangstransistoren getrennt und erfordern keine Hochspannungsbetriebswerte.
Diese Bauelemente können deshalb von den Verstärkertypen mit hoher Signalverstärkung und mit
kleinen Basisströmen ausgesucht werden, wodurch jeder dadurch entstehende Fehler vermindert wird.
Beim Betrieb der Treiberverstärker gemäß der Erfindung dient die Basisstromkompensationsanordnung,
die eben beschrieben wurde, entweder dazu, den wirksamen Basiseingangsstrom zu vermindern, wie bei
der Schaltung nach F i g. 3, oder solche Änderungen auszuschalten wie bei den Schaltungen nach F i g. 4 und
F i g. 5. Bei jeder Anordnung kann die gewünschte
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Linearität des Ansprechbereiches und die gewünschte die an der Klemme 19 zugeführte Spannung wesentlich
Linearität der Beziehung zwischen Ausgangs- und geringer sein kann, als es sonst notwendig wäre, und sie
Eingangssignalen erfolgreich aufrechterhalten werden. erreichen diese wesentliche Verringerung der erforder-
Die Ablenktreiberverstärker gemäß der Erfindung liehen Spannung ohne entsprechende aufwendigere
ergeben einen relativ hohen Arbeitswirkungsgrad; da 5 Schaltung oder Verschlechterung der Arbeitsweise.
Hierzu 2 Blatt Zeichnungen
Claims (6)
1. Gleichstromgekoppelter Treiberverstärker mit zwei Hochleistungstransistoren, die in einer abgeglichenen
Differenzschaltung miteinander verbunden r> sind und die einen Treiberstrom für das magnetische
Ablenkjoch einer Kathodenstrahlröhre erzeugen, wobei dieser Treiberstrom durch Gegentaktsignale
entgegengesetzter Phase entsteht, die von einem vorgeschalteten Verstärker an die Basen der
Transistoren abgegeben werden, wobei jeder von ihren Emittern über einen Widerstand mit Masse
und über einen Rückkopplungswiderstand mit dem vorgeschalteten Verstärker verbunden ist, wobei die
beiden letzteren Widerstände eine Differenzgegen- '5
kopplung bilden, wobei die Ablenkspule an die Kollektoren der Transistoren angeschlossen ist und
eine Mittelanzapfung aufweist, die über ein induktives Bauelement mit einer Spannungsquelle verbunden
ist, dessen Induktivität im Vergleich zur Induktivität der Ablenkspule groß ist, und bei der die
verteilte Kapazität der Ablenkspule und der Induktivität die Kapazität des Ablenkkreises bilden,
dadurch gekennzeichnet, daß die Emitter der beiden Transistoren (21, 23) durch zwei in Reihe
geschaltete Widerstände (43,45) verbunden sind und daß von der Verbindungsstelle der beiden Widerstände
(43, 45) über einen Gleichstrom gekoppelten Rückkopplungspfad (46) dem vorgeschalteten Verstärker
(25) ein dem Gesamtstrom durch die ^o Transistoren entsprechendes Gegenkopplungsstromsignal
zugeführt wird.
2. Treiberverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei einer gleichstromgekoppelten
Differentialverstärkerstufe als direkt vorgeschaltetem Verstärker (25), die zwei Transistoren
aufweist, die im folgenden als Treibervorstufentransistoren (61, 63) bezeichnet sind, und bei Bezeichnung
der in Anspruch 1 genannten Transistoren (21, 23) als Hauptransistoren, wobei die Emitter der
Treibervorstufentransistoren (61, 63) gemeinsam an eine Stromquelle (65) angeschlossen sind, und wobei
ihre Kollektoren Gegentaktsignale entgegengesetzter Phase über gleichstromgekoppelte Verbindungen
an die Basen der Haupttransistoren (21, 23) abgeben, die Stromquelle (65) durch das Gegenkopplungsstromsignal
einstellbar ist, um entsprechend diesem Signal den Strom in den Treibervorstufentransistoren
(61,63) und über die zugehörigen gleichstromgekoppelten Verbindungen im Gegenkopplungsbetrieb
den Gesamtstrom in den Haupttransistoren (31,33) einschließlich der Anteile dieses
Gesamtstroms, die von den Treibervorstufentransistoren (61, 63) selbst abgegeben werden, einzustellen.
.
3. Treiberverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß bei einer zwischen die Emitter
der Treibervorstufentransistoren (61, 63) und einen Bezugspotentialpunkt geschalteten Stromquelle
(65), die eine Reihenschaltung aus der Emitter-Kollektor-Strecke
eines weiteren Transistors (67) und einen Widerstand (71) aufweist, das Stromrückkopplungssignal
über einen Widerstand (69) der Basis des weiteren Transistors (67) zugeführt wird.
4. Treiberverstärker nach Anspruch 2 oder 3, b5
dadurch gekennzeichnet, daß zur weiteren Kompensation der Wirkungen der Gesamtemitterströme
und der Differenzgegenkopplungsströme der Haupttransistoren (21, 23), die sich aus der
Gleichstromkopplung der Vorverstärkertransistoren (61, 63) mit der Basis der Haupttransistoren (21,
23) ergeben, für jeden Haupttransistor (21, 23) ein Hilfstransistor (73, 75) vorgesehen ist, der mit dem
zugehörigen Haupttransistor (21, 23) in Darlington-Schaltung verbunden ist, wobei der Kollektor jedes
der Haupttransistoren und der Kollektor des jeweiligen der Hilfstransistoren miteinander verbunden
sind, wobei der Emitter jedes der Hilfstransistoren (73 bzw. 75) mit der Basis des jeweiligen
Haupttransistors (21, 23) verbunden ist und wobei der Basis jedes der Hilfstransistoren ihre Signalhälfte
des Gegentakteingangssignals des vorgeschalteten Verstärkers (25) zugeführt wird (F i g. 3).
5. Treibverstärker nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß zur weiteren Kompensation
der Wirkungen der Gesamtemitterströme und der Differenzgegenkopplungsströme der Haupttransistoren (21, 23), die sich aus der
Gleichstromkopplung der Vorverstärkertransistoren (61, 63) mit der Basis der Haupttransistoren (21,
23) ergeben, für jeden Haupttransistor (31, 33) jeweils ein erster und ein zweiter Hilfstransistor (77,
79; 85, 87) vorgesehen sind, daß die ersten Hilfstransistoren (77, 79) in Emitterfolgeschaltung
geschaltet sind, daß der Basis der ersten Hilfstransistoren ihre Signalhälfte des Gegentakteingangssignals
entgegengesetzter Phase von dem vorgeschalteten Verstärker zugeführt wird, daß die Emitter der
ersten Hilfstransistoren mit der Basis der Haupttransistoren (31, 33) verbunden sind und daß die
Kollektoren der ersten Hilfstransistoren (77, 79) mit den jeweiligen Emittern der zweiten Hilfstransistoren
(85,87) verbunden sind, daß die Kollektoren der zweiten Hilfstransistoren (85, 87) mit den jeweiligen
Emittern der Haupttransistoren (31, 33) verbunden sind und daß die Basen der zweiten Hilfstransistoren
(85, 87) jeweils mit einem festen Potential (Fig.4) verbunden sind.
6. Treiberverstärker nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß zur weiteren Kompensation
der Wirkungen der Gesamtemitterströme und der Differenzgegenkopplungsströme der Haupttransistoren (21, 23), die sich aus der
Gleichstromkopplung der Vorverstärkertransistoren (61, 63) mit der Basis der Haupttransistoren (21,
23) ergeben, für jeden Haupttransistor (31, 32) jeweils ein Hilfstransistor (77, 79) und eine
Lawinendiode (89, 91) vorgesehen sind, daß der Basis der Hilfstransistoren (77, 79) ihre Signalhälfte
des Gegentakteingangssignals entgegengesetzter Phase zugeführt wird und daß die Kollektoren der
Hilfstransistoren (77, 79) über ihre Lawinendiode (89,91) mit dem Emitter des jeweiligen Haupttransistors
(31,3.3) und jeweils über einen Widerstand (81, 83) mit einem Bezugspotential (F i g. 5) verbunden
ist.
Applications Claiming Priority (1)
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US59266066A | 1966-11-07 | 1966-11-07 |
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DE1589840C3 (de) | 1978-12-14 |
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