DE1512518B2 - Binare Verknüpfungsschaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf Verknüpfungsschaltungen zur Verarbeitung binärer Signale, insbesondere auf Schaltkreise, die sich für die Herstellung in monolitischer Bauweise eignen und eine hohe Sicherheit gegen Störbeeinflussung bei geringer eigener Störerzeugung aufweisen.

Es ist bekannt, zur Verminderung der Störerzeugung die Ausgangsimpulse von Schaltkreisen so zu formen, daß ihre ansteigenden und abfallenden Flanken geradlinig und im Rahmen der zulässigen Schaltzeiten bzw. der erforderlichen Schaltgeschwindigkeit möglichst flach verlaufen. Die Ausgangsverstärkerstufen der Verknüpfungsschaltkreise werden daher mit einer kapazitiven Gegenkopplung versehen. Sobald die zu einer derartigen Verstärkerstufe gehörenden Transistoren in den Verstärkungsbereich getrieben werden, wirkt die Schaltung als Miller-Integrator. Die Flanken der Ausgangsimpulse werden dann weitgehend unabhängig von der Stromverstärkung der Transistoren und der Größe und Art der Belastung in definierter Weise abgeflacht (NTZ 18, Heft 12, Dez. 1965, Seiten 689 bis 692).

Es zeigt sich, daß Verknüpfungsschaltungen mit kapazitiv gegengekoppelten Ausgangsstufen auch eine hohe dynamische Störsicherheit haben. Unter dynamischer Störsicherheit wird hier die Sicherheit gegen die Einwirkungen kurzer Störimpulse, deren Dauer klein gegen die Integrationszeit des Miller-Integrators ist, verstanden. Für Störimpulse, die länger als die Integrationszeit sind, gilt die statische Störsi-

cherheit. Sie erreicht dann besonders günstige Werte, wenn

a) der Signalhub, d. h. der Unterschied zwischen den Signalwerten, die den beiden binären Zuständen entsprechen, möglichst groß wird,

b) der Übergangsbereich, in dem eine Änderung des Eingangssignals eine Änderung des Ausgangssignals hervorruft, möglichst klein ist,

c) der Übergangsbereich möglichst genau beim halben Signalhub liegt.

Bei den bekannten Schaltungsanordnungen, die beispielsweise aus Eingangsstufen, in denen die gewünschten logischen Verknüpfungen vorgenommen werden, und aus zu Miller-Integratoren erweiterten Ausgangsstufen bestehen, werden letztere mit vollem Signalhub angesteuert, um eine starke Übersteuerung zu erzielen. Um eine bestimmte Flankendauer der Ausgangssignale zu erhalten, muß die Gegenkopplungskapazität verhältnismäßig groß gemacht werden. Derartige Schaltungsanordnungen eignen sich daher nur schlecht oder gar nicht zur Herstellung in integrierter Technik. Bei dieser Herstellungsweise, deren Bedeutung ständig zunimmt, werden Kapazitäten im allgemeinen durch Sperrschichtkapazitäten realisiert. Mit vertretbarem Aufwand lassen sich hierbei nur kleine Kapazitäten im Wert von mehreren Picofarad erzielen.

Es ist die Aufgabe der Erfindung, Maßnahmen vorzusehen, durch welche Verknüpfungsschaltungen unter Verwendung an sich bekannter Eingangs- und Ausgangsstufen so dimensioniert werden können, daß sie auch für die Herstellung in monolithischer Bauweise geeignet sind, insbesondere also nur kleine Gegenkopplungskapazitäten zur Erzeugung einer relativ großen Flankendauer erfordern.

Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, daß bei einer Verknüpfungsschaltung zwischen Eingangsstufe und Ausgangsstufe eine Begrenzerstufe angeordnet ist, die den zur Steuerung der Ausgangsstufe verwendeten Spannungssprung (Integrationssprung) auf einen konstanten Wert begrenzt.

Die Flankendauer des Integrationssprunges soll im Vergleich zur Flankendauer der Ausgangsimpulse vernachlässigbar klein sein. Das Niveau des Sprunges kann so festgelegt werden, daß die Ausgangsstufe ansteigende und abfallende Flanken von gleicher Dauer erzeugt.

Am einfachsten lassen sich derartige Spannungssprünge durch Diodenbegrenzer herstellen. Obwohl hierbei der Spannungssprung dieselbe Steilheit wie das Eingangssignal besitzt, wird die Flankendauer des Spannungssprunges infolge der Begrenzung im allgemeinen genügend klein.

Eine erhebliche Versteilerung der Flanken der Spannungssprünge und damit nahezu eine völlige Unabhängigkeit von der Flankendauer der Eingangsimpulse wird durch Vorschalten eines Verstärkers, beispielsweise eines zweistufigen Emitterverstärkers vor den Diodenbegrenzer erreicht. Geeignete Spannungssprünge mit kurzer, von der Form der Eingangsimpulse praktisch unabhängiger Flankendauer können auch durch den Einsatz von begrenzenden Verstärkern an Stelle der Diodenbegrenzer erzielt werden.

Nachstehend wird die Erfindung an Hand von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt:

F i g. 1 die vollständige Schaltungsanordnung einer Verknüpfungsschaltung gemäß der Erfindung mit einem Diodenbegrenzer,

Fi g. 2 a bis 2 i einige weitere Ausführungsbeispiele von Diodenbegrenzern,

Fig. 3 ein weiteres Ausführungsbeispiel für eine Verknüpfungsschaltung mit einem Diodenbegrenzer,

Fi g. 4 eine Verknüpfungsschaltung mit einem dem Diodenbegrenzer vorgeschalteten zweistufigen Verstärker,

Fig. 5 a bis 5 c Ausführungsbeispiele von zweistufigen Verstärkern,

Fig. 6a bis 6η Diodenbegrenzer, die sich zusammen mit den Verstärkern nach den Fig. 5a bis 5c verwenden lassen,

Fi g. 7 a bis 7 b eine Verknüpfungsschaltung mit einem begrenzenden Verstärker,

Fig. 8 bis 10 aus Verknüpfungsschaltungen gemäß der Erfindung aufgebaute Schaltungsanordnungen zur zeitlichen Beeinflussung von Impulsen.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 ist durch senkrechte strichpunktierte Linien in drei Abschnitte I bis III unterteilt. Die Eingangsstufe im Abschnitt I mit den Transistoren 1 und 2 dient zur logischen Verknüpfung der an den Klemmen 3 und 4 anliegenden Eingangssignale. Die Ansprechschwelle des Schaltkreises wird durch den Widerstand 5 in Verbindung mit dem nachfolgenden Schaltungsteil gebildet.

Die dargestellte Eingangsstufe läßt sich in verschiedener Weise abwandeln oder durch andere bekannte Eingangsstufen ersetzen. Durch Parallelschalten weiterer Verknüpfungstransistoren zu den vorhandenen Transistoren kann die Anzahl der zu verknüpfenden Eingänge vergrößert werden. Es ist ferner bekannt, den Widerstand 5 zur Schwellenbildung durch eine Diode oder durch die Serienschaltung mehrerer Dioden zu ersetzen (deutsche Auslegeschrift 1233 436). An Stelle der Eingangstransistoren können auch Dioden für die logische Verknüpfung Verwendung finden (EEE-Circuit Design Engineering, August 1956, Seite 42). Im Abschnitt III der Fig. 1 ist als Beispiel eine im wesentlichen durch die deutsche Patentschrift 1039570 bekannte Ausgangsschaltung dargestellt. Zwischen der Ausgangsklemme 6 und der Basis des ersten Transistors 7 der Ausgangsstufe ist eine Diode 8 so angeschaltet, daß ihre Polung von der Basis aus gesehen mit der Polung der Basis-Emitterstrecke des Transistors 7 übereinstimmt. Durch die Diode 8 wird eine kleine Integrationskapazität realisiert, die die Ausgangsstufe im Übergangsbereich zwischen den beiden möglichen Signalzuständen zum Miller-Integrator macht. Die Integrationszeitkonstante ist im wesentlichen durch die Sperrschicht-Kapazität der Diode 8 und durch die, Parallelschaltung des Widerstandes 9 und des Eingangswiderstandes des Transistors 7 im Übergangsbereich gegeben. Im stationären Zustand wird die Ausgangsklemme 6 je nach dem herrschenden Steuerpotential niederohmig mit dem Bezugspotential 0 oder mit dem freien Pol U_v der Versorgungsspannungsquelle verbunden.

Der Abschnitt II der Schaltungsanordnung in Fig. 1 zeigt eine gemäß der Erfindung zwischen die Eingangsstufe I und die Ausgangsstufe III eingefügte Begrenzerstufe in Form eines Diodenbegrenzers. Der Verbindungspunkt mit der Eingangsstufe ist mit B bezeichnet, der Verbindungspunkt mit der Ausgangsstufe mit E. .·■■■.·.·■

Die Ausführung der Begrenzerstufe richtet sich hauptsächlich nach dem zur Aussteuerung der Ausgangsstufe erforderlichen Spannungssprung (Amplitude) und dem Niveau des Spannungssprunges. Der in Fig. 1 gezeigte Diodenbegrenzer mit zwei in Serie geschalteten Dioden 10 und 11 liefert Spannungssprünge von 2 Dioden-Durchlaßspannungen, d. h. zwischen V und etwa + 1,4 V gegen das Bezugspotential (bei Silizium als Halbleitermaterial), entspre- chend der Ansprechschwelle der Ausgangsstufe von 1 Diodenspannung.

Ein der Serienschaltung der Dioden 10 und 11 parallelgeschalteter Widerstand 12 verhindert, daß sich der als Quellwiderstand für die Steuerung der Ausgangsstufe wirkende Begrenzerwiderstand in zu weiten Grenzen ändert, was eine Krümmung der Flanken der Ausgangsimpulse zur Folge hätte.

Weitere Ausführungsbeispiele von Diodenbegrenzern, die an die Stelle des in Fig. 1 gezeigten Diodenbegrenzers gesetzt werden können, sind in Fig. 2a bis 2 c dargestellt. Die jeweiligen Verbindungspunkte zur Eingangs- und Ausgangsstufe sind wie in Fig. 1 mit B und E bezeichnet.

F i g. 2 a zeigt ein Ausführungsbeispiel, bei dem die untere Diode 13 auch im Ruhezustand, d. h. ohne daß von der Eingangsstufe her eine Spannung anliegt, durch ein Vorstrom auf einem Arbeitspunkt in Nähe ihres Kennlinienknicks eingestellt ist. Der auftretende Integrationssprung bewegt sich also zwischen einer Dioden-Durchlaßspannung und 2 Dioden-Durchlaßspannungen.

Im Ausführungsbeispiel nach F i g. 2 b ist, vom Beispiel nach F i g. 1 ausgehend, die obere Diode durch einen Widerstand 14 ersetzt. Eine andere Gruppe von Diodenbegrenzern zur Erzeugung von Spannungssprüngen bis zur Größe von 3 Dioden-Durchlaßspannungen ist in F i g. 2 d bis 2 i gezeigt. Diese Begrenzer werden vorzugsweise dann eingesetzt, wenn der Schwellwert der Ausgangsstufe bei 2 Dioden-Durchlaßspannungen liegt. Ein Beispiel hierfür gibt Fig. 3, die wieder ein vollständiges Schaltbild einer Verknüpfungsschaltung enthält. Durch die Vorschaltung eines Transistors 15 vor die Ausgangsstufe nach F i g. 1 wird die Ansprechschwelle erhöht. Dementsprechend müßte sich der Spannungssprung zur Ansteuerung zwischen dem hohen Wert von 3 Dioden-Durchlaßspannungen und dem tiefen Wert von einer Dioden-Durchlaßspannung gegen das Bezugspotential bewegen.

Tatsächlich liegen jedoch bei dem in Fig. 3 eingezeichneten Diodenbegrenzer (entsprechend Fig. 2d) die beiden Spannungsniveaus im stationären Zustand einerseits bei 3 Dioden-Durchlaßspannungen gegen das Bezugspotential und andererseits beim Bezugspotential selbst. Berücksichtig man aber wiederum, daß die Begrenzerdioden beim hohen Steuerpotential niederohmig, beim niedrigen Steuerpotential dagegen hochohmig sind, so ergibt sich, daß bei geeigneter Bemessung des zur Serienschaltung der Dioden parallelen Widerstandes trotzdem einander völlig entsprechende ansteigende und abfallende Flanken der Ausgangssignale erzielt werden können.

Die Ausführungsform von Diodenbegrenzern nach Fig. 2ebis2 iunterscheiden sich im wesentlichen von der Ausführungsform nach F i g. 2 d bzw. F i g. 3 durch die Höhe des niedrigen Potentials. An Hand der vorstehenden Erläuterungen lassen sich Einzelheiten aus der Zeichnung entnehmen.

Bei den meisten der bisher behandelten, sowie bei weiteren im folgenden beschriebenen Ausführungsbeispielen sind besondere Anschlußpunkte D vorgesehen. Wenn bei monolitischer Bauweise mehrere Verknüpfungsschaltungen auf einer gemeinsamen Halbleiterplatte (Chip) sitzen, können jeweils die Dioden zwischen dem Anschlußpunkt D und dem Bezugspotential von allen gemeinsam benützt werden. Dadurch ergibt sich unter Umständen eine merkliche Ersparnis.

Wie schon erwähnt, kann eine erhebliche Versteilerung des Integrationssprunges und damit dessen nahezu völlige Unabhängigkeit von der Flankendauer der Eingangsimpulse durch Vorschalten eines zweistufigen Emitterverstärkers vor den Diodenbegrenzer erreicht werden. Ein Ausführungsbeispiel einer Verknüpfungsschaltung mit einer derartigen Begrenzerstufe zeigt Fig. 4.

Als eine von mehreren möglichen Eingangsstufen wurde in F i g. 4 eine an sich bekannte Eingangsstufe gewählt, bei der die logische Verknüpfung der Eingangssignale mit einer Diodenkombination vorgenommen wird. Als Schwellenteil dient ein Transistor. Die Ausgangsstufe entspricht der Ausgangsstufe nach Fig. 3.

Die in Fig. 4 dargestellte Begrenzerstufe liefert in Abhängigkeit von der Kombination der Eingangssignale ein hohes Potential von 3 Dioden-Durchlaßspannungen und ein tiefes Potential von einer Dioden-Durchlaßspannung. In beiden Fällen ist der Ausgangswiderstand der Begrenzerstufe klein.

Sowohl der Verstärkerteil als auch der Begrenzerteil der Begrenzerstufe können vielfältig abgewandelt werden. In Fig. 5a ist der nach Fig. 4 verwendete Verstärkerteil der Begrenzerstufe nochmals abgebildet. Die Schnittstellen zum eigentlichen Begrenzerteil (Diodenbegrenzer) sind mit El, E2 und E3 bezeichnet. Dieselben Bezeichnungen sind in den Fi g. 6 a bis 6 η enthalten, welche Diodenbegrenzer zeigen, die in Verbindung mit dem Verstärker nach Fig. 5 a eingesetzt werden können. Jeweils gleichbezeichnete Anschlußpunkte sind zu verbinden.

Die verschiedenen Begrenzerstufen, die jeweils aus dem Verstärker nach Fi g. 5 a und einem der Diodenbegrenzer nach F i g. 6 a bis 6 η zusammengesetzt sind, unterscheiden sich voneinander durch die Größe des Integrationssprunges und durch dessen Niveau. Weitere Kombinationsmöglichkeiten ergeben sich, wenn die bei den Diodenbegrenzern nach Fig. 6a bis 6η teilweise vorgesehenen Widerstände" durch Dioden ersetzt werden.

An Stelle der Verstärkerstufe nach Fig. 5 a lassen sich auch die Verstärkerstufen nach Fig. 5 b oder 5 c mit den Diodenbegrenzern nach Fi g. 6 a bis 6 η kombinieren.

Die Fi g. 7 a zeigt eine Verknüpfungsschaltung, bei der die Begrenzerstufe durch einen begrenzenden Verstärkertransistor 17 gebildet wird. Die Begrenzung wird durch die entsprechend niedrige Betriebsspannung dieses Transistors erreicht. Zur Stabilisierung dieser Betriebsspannung ist eine an sich bekannte Schaltungsanordnung nach Fig. 7b vorgesehen, die gegebenenfalls auch für mehrere Verknüpfungsschaltungen gemeinsam sein kann. Werden die jeweils mit den gleichen Bezugszeichen F und H des Begrenzerverstärkers nach Fig. 7a und der Stabilisierungseinrichtung nach Fig. 7b bezeichneten Punkte miteinander verbunden, so ergibt sich, wie unmittelbar aus der Zeichnung zu ersehen ist, ein tiefes Ausgangspotential der Begrenzerstufe von einer Dioden-Durchlaßspannung und ein hohes Potential von 3 Dioden-Durchlaßspannungen (4 Dioden in Serie minus 1 Basis-Emitter-Strecke des Transistors 15). Infolge des in der gemeinsamen Emitterzuleitung für die Transistoren 16 und 17 liegenden Durchlaßwiderstandes der Diode zwischen Punkt Fund dem Bezugspotential ergibt sich in der Begrenzer stufe neben einer geringen

ίο Hysterese ein Kippverhalten. Dies trägt wesentlich zur Versteilerung des Spannungssprunges bei.

Nachdem die Schaltungsanordnungen nach Fig. 4 einschließlich ihrer Varianten nach den Fig. 5 und 6 und insbesondere nach Fig. 7 Integrationssprünge erzeugen, deren Flankendauer von der Flankendauer der Eingangsimpulse praktisch völlig unabhängig ist, eignen sie sich in besonderer Weise auch für den Aufbau von Einrichtungen, mit denen Impulse verzögert oder in ihrer Dauer verändert werden können. Hierzu ist es zweckmäßig, jeweils den Basisanschluß des ersten Transistors der Ausgangsstufe, der zugleich einer der Anschlußpunkte der Integrationskapazität ist, auf ' ■ eine äußere Klemme Z herauszuführen. (Anschluß Z in Fig. 7 a). Zwischen diese Klemme Z und die Ausgangsklemme 6 kann dann parallel zur inneren Integrationskapazität eine Kapazität C geschaltet werden, mit der sich die Flankendauer über das gewöhnliche Maß hinaus verlängern läßt.

An Hand der Fig. 8 bis 10 sollen im folgenden einige Ausführungsbeispiele von Zeitschaltungen beschrieben werden. Die zur Darstellung der Verknüpfungsschaltungen in den Fig. 8 bis 10 verwendeten Symbole gelten unter der Voraussetzung, daß dem Binärzeichen »1« das höhere (positive) Signalpotential und dem Binärzeichen »0« das tiefere Signalpotential zugeordnet ist.

Die Fig. 8 zeigt eine Serienschaltung von zwei Verknüpfungsschaltungen zur Verzögerung von Signalen. Durch die zusätzliche Kapazität C an der ersten Schaltung wird die Flankendauer des Ausgangssignals dieser Schaltung verlängert und damit der Zeitpunkt hinausgeschoben, in dem die zweite Schaltung anspricht. Die zweite Schaltung regeneriert die Signalflanke wieder. ζ

Eine Anordnung zur Erzeugung von Impulsen definierter Dauer ist in F i g. 9 gezeigt. Das Eingangssignal liegt gleichzeitig am Eingang des ersten Schaltkreises und an einem der Eingänge des zweiten Schaltkreises an. Im Ruhezustand sei das Signalpotential hoch. Das Potential am Ausgang des zweiten Schaltkreises ist somit tief. Ein Umschlag des Eingangssignals bewirkt einen Anstieg des Ausgangssignals auf den oberen Wert. Nach einer bestimmten, durch die Flankendauer des ersten Schaltkreises gegebenen Verzögerungszeit wird der zweite Schaltkreis wieder gesperrt.

Die Dauer der Ausgangsimpulse kann höchstens gleich der kürzesten Zeitdauer gemacht werden, in der das Eingangssignal den Wert »0« annimmt.

Eine weitere Anordnung zur Erzeugung von Impulsen definierter Dauer ist in Fig. 10 gezeigt. Im Anfangszustand möge an beiden Eingängen des ersten Schaltkreises ein »0«-Signal anliegen. Infolge der doppelten Inversion führt auch der Ausgang des dritten Schaltkreises ein »0«.Ein »1 «-Impuls am Eingang des ersten Schaltkreises setzt sich auf den Ausgang des dritten Schaltkreises durch. Die Rückführung auf den zweiten Eingang des ersten Schaltkreises bewirkt die Aufrechterhaltung dieses Zustandes, auch wenn

der Eingangsimpuls bereits zu Ende ist. Nach der eingestellten Verzögerungszeit geht jedoch der Ausgang des zweiten Schaltkreises in den »1 «-Zustand über und sperrt wie bei der Anordnung nach Fig. 9 den dritten Schaltkreis. Die Dauer der Eingangsimpulse

ist beliebig, jedoch muß er mindestens so lange als die Paarlaufzeit über zwei Schaltkreise ohne zusätzliche Verlängerung der Flankendauer, d. h. etwa länger als die Integrationszeit des ersten bzw. dritten Schaltkreises sein.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

309 550/414

Claims (4)

Patentansprüche:

1. Binäre Verknüpfungsschaltung, insbesondere zum Aufbau in monolitischer Bauweise, mit einer Eingangsstufe zur logischen Verknüpfung von binären Eingangssignalen und einer Ausgangsstufe nach Art des Miller-Integrators zur Bildung von Ausgangssignalen mit linear ansteigenden bzw. abfallenden Flanken bestimmter Dauer, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen Eingangsstufe und Ausgangsstufe eine Begrenzerstufe angeordnet ist, die den zur Steuerung der Ausgangsstufe verwendeten Spannungssprung (Integrationssprung) auf einen konstanten Wert begrenzt.

2. Verknüpfungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Begrenzerstufe aus in Serie geschalteten Dioden besteht und das anliegende Signal auf die Summe der Durchlaßspannungen dieser Dioden begrenzt wird (Diodenbegrenzer).

3. Verknüpfungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Begrenzerstufe aus einem zweistufigem Emitterverstärker mit nachgeschaltetem Diodenbegrenzer besteht.

4. Verknüpfungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Begrenzerstufe aus einem begrenzenden Verstärker besteht, dessen Versorgungsspannung dem zu erzielenden Spannungssprung entspricht.