DE2539233A1

DE2539233A1 - Schaltungsanordnung zur erzeugung von schaltspannungen

Info

Publication number: DE2539233A1
Application number: DE19752539233
Authority: DE
Inventors: Robert Anthony Kumbatovic
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1974-09-03
Filing date: 1975-09-03
Publication date: 1976-03-11
Also published as: SE402686B; ATA665975A; ZA755493B; AT343210B; GB1516537A; NL7510337A; DE2539233C3; DE2539233B2; US3978349A; AU8412575A; BE833001A; FR2284225A1; JPS5152271A; SE7509503L; CA1050123A; IT1042236B

Description

7838-75/Sch/Ba

RCA 67,345

U.S. Ser. No. 502,672

vom 3. September 1974

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Schaltspannungen

Die Erfindung betrifft Schalterkreise und bezieht sich insbesondere auf eine Schaltung zur Erzeugung von Spannungen außerhalb des Spannungsbereiches der Betriebsspannungsquelle.

Es gibt zahlreiche Fälle, in denen es erforderlich und/oder erwünscht ist, die verfügbare Betriebsspannung zu erhöhen oder Vorspannungspotentiale außerhalb des verfügbaren Betriebsspannungsbereiches zu erzeugen. Wenn beispielsweise ein Hochleistungstransistor erst einmal in die Sättigung gesteuert ist, dann bleibt er noch eine relativ lange Zeit nach Abschalten des Ansteuersignals wegen der großen in seinem Kollektor-Basis-übergang gespeicherten Ladung leitend. Während dieser langen Abschaltzeit entsteht im Transistor eine hohe Verlustleistung,

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welche ihn aufheizt, so daß sein Leckstrom vergrößert wird und dadurch die Abschaltzeit noch weiter verlängert wird. Zur Verkürzung der Abschaltzeit kann man der Basis des Transistors eine Sperrspannung zuführen, welche die gespeicherten Ladungsträger abführt. Die Sperrspannung kann entweder positiver oder negativer als der höchste bzw. niedrigste von der Betriebsspannungsquelle gelieferte Spannungswert sein. Es besteht daher ein Bedürfnis zur Erzeugung von Potentialen außerhalb des Bereichs der verfügbaren Betriebsspannung mit nur wenig Bauelementen und nur geringem zusätzlichen Leistungsbedarf. Noch erwünschter ist es, in der Transistorschaltung Mittel zur Erzeugung der eigenen Sperrspannung selbst vorzusehen.

Zur Lösung der vorstehend skizzierten Aufgabe sieht die Erfindung ein erstes Schaltungselement vor, das bei Anliegen eines Signals an seinem Eingang ein gegenphasiges Signal an seinem Ausgang liefert. Ferner ist ein zweites Bauelement mit dem Ausgang des ersten verbunden und dient zur Speicherung des außerphasigen Signals. Schließlich ist ein drittes Bauelement zwischen das zweite und den Eingang des ersten geschaltet und führt das außerphasige Signal dem Eingang des ersten Bauelementes nach Verschwinden von dessen Eingangssignal zu.

Die Erfindung ist nachfolgend anhand der in den beiliegenden Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild einer Schaltung gemäß der Erfindung unter Verwendung \on bipolaren Transistoren unterschiedlichen Leitungstyps;

Fig. 2 das Schaltbild einer anderen Ausfuhrungsform der Erfindung ;

Fig. 3 das Schaltbild einer Schaltung gemäß der Erfindung mit einem rückgekoppelten Schalter;

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Fig. 4 eine Schaltung gemäß der Erfindung, bei welcher ein rückgekoppelter Schalter eine Last ansteuert;

Fig. 5 und 6 Schaltbilder weiterer Ausführungsformen der Erfindung.

Die in Fig. 1 dargestellte Schaltung enthält einen npn-Transistor Q1, dessen Emitter an Massepotential liegt und dessen Kollektor an einem mit X bezeichneten Belag eines Kondensators C1 und einem Ende eines Lastwiderstandes E_. liegt. Das andere Ende des Widerstandes E_ liegt an einem Anschluß 10, dem eine mit V bezeichnete gegenüber Masse positive Spannung zugeführt wird. Ein npn-Transistor Q2 ist mit seinem Kollektor an dem anderen mit Y bezeichneten Belag des Kondensators C1 und mit seinem Emitter an die Basis des Transistor Q1 angeschlossen. Ein Widerstand R1 liegt zwischen einem Eingangsanschluß 14 und der Basis des Transistors Q1. Weiterhin ist vom Anschluß 14 ein Kondensator C2 auf die Basis des Transistors Q2 geführt, zwischen Basis und Emitter des Transistors Q2 liegt ein Widerstand R2.

Die Spannungen an den Kollektoren der Transistoren Q1 und Q2 sind mit e bzw. e, bezeichnet, dem Anschluß 14 wird ein Eingangssignal e. zugeführt.

Unter der Annahme, daß das Potential e._n normalerweise gleich oder etwa gleich dem Massepotential ist, ist der Transistor Q1 gesperrt und seine Kollektorspannung e beträgt +V Volt. Der Transistor Q2 ist ebenfalls gesperrt, und die Spannung &2 ^am Anschluß Y des Kondensators C1 liegt anfangs beim oder nahe beim Massepotential, und zwar über die leitende Kollektor-Basis-Strecke des Transistors Q2 und die Widerstände R2 und R1, die zum Anschluß 14 führen.

Zum Zeitpunkt t.. ändert sich die Spannung e. von Null Volt in positiver Richtung auf +V- Volt. Die Amplitude V- des Impulses

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und der Wert des Widerstandes R1 sind so gewählt, daß genügend Basisstrom zum Transistor Q1 fließt, um diesen in die Sättigung zu steuern, wobei die Spannung e an seinem Kollektor einen Sprung von +V Volt auf nahezu 0 Volt macht. Der niedrigste Wert der Spannung am Kollektor des Transistors Q1 ist praktisch gleich der Sättigungsspannung V™ _{g T} dieses Transistors, die im folgenden zur Erleichterung der Erläuterung als Null angenommen wird.

Der negative Spannungsprung am Anschluß X gelangt über den Kondensator C1 zum Anschluß Y und erniedrigt das Potential am Anschluß Y von 0 auf -V Volt. Während die Spannung e am Kollektor des Transistors Q1 von +V auf 0 Volt abfällt, fällt

cc

die Spannung e~ am Anschluß Y von 0 Volt auf -V ab. Das nega-

^ CC

tive Potential (-V) am Anschluß Y kann über eine lange Zeit

CC

gehalten werden, wenn der Transistor Q2 gesperrt ist, seine Kollektor-Emitter-Impedanz sehr hoch ist und er sich wie ein geöffneter Schalter verhält. Somit ist zwischen den Anschlüssen 10 und Y eine Spannung von 2V verfügbar. Die Schaltung wirkt

cc

somit als Verdopplerschaltung für die von der Betriebsspannungsquelle zur Verfügung gestellte Spannung V

CC

Zum Zeitpunkt t~ erfolgt im Eingangsimpuls ein übergang von +V₁ auf 0 Volt. Wenn der Transistor Q2 und der Kondensator C1 nicht vorhanden wäre, könnte es viele Mikrosekunden dauern, bis der Transistor Q1 aus der Sättigung gerät und gesperrt wird. In dem Bereich zwischen Sättigung und Sperren wird im Transistor Q1 aber Verlustleistung umgesetzt, so daß man diese Übergangszeit so kurz wie möglich machen sollte. Es wird nun gezeigt, daß bei einem Zurückkehren der Eingangsspannung e. auf 0 Volt das am Anschluß Y des Kondensators C1 herrschende negative Potential den Transistor Q1 schnell ausschaltet.

Zum Zeitpunkt t₂ gelangt der negative Spannungssprung von e. über den Kondensator C2 zur Basis des pnp-Transistors Q2. Dieser

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Transistor wird eingeschaltet und die Impedanz seiner Kollektor-Emitter-Strecke wird sehr niedrig, so daß der Transistor wie ein geschlossener Schalter wirkt und die Spannung-V Volt vom An-Schluß Y des Kondensators C1 auf die Basis des Transistors Q1 überträgt. Der Kondensator C1 wirkt als Sperrspannungsquelle niedriger Impedanz und läßt einen großen Strom aus der Basis des Transistors Q1 fließen, der damit schnell abschaltet. Vom Anschluß X fließt ein Schleifenstrom durch die Kollektor-Basis-Strecke des Transistors Q1 und durch die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors Q2 zum Anschluß Y des Kondensators C1. Dieser Strom fließt bis zur Entladung des Kondensators C1. Für Werte V_cc = 1CX) Volt, Έ^ = 10 Ohm und C1 = 10 ,uF sind Schleifenströme von 18 A gemessen worden. Die Abschaltzeiten variierten zwischen 25 und 200 ns, während ohne die Verwendung der Elemente Q2 und C1 die Abschaltzeiten zwischen 0,8 und 5 ,us betrugen .

Wenn der Transistor Q1 sperrt, steigt die Spannung an seinem Kollektor schnell von 0 Volt auf V . Der positive Potentialan-

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stieg am Anschluß X gelangt über den Kondensator C1 zum Anschluß Y. Wenn aber die Spannung an diesem leicht positiv wird, wird der Kollektor-Basis-Übergang des Transistors Q2 in Durchlaßrichtung vorgespannt und es besteht ein Leitungsweg über die Widerstände R2 und R1 nach Masse. Die Spannung am Anschluß Y steigt somit niemals nennenswert über 0 Volt, während der Transistor Q1 gesperrt ist. Die bei leitendem Transistor Q1 erzeugte Sperrspannung wird beim Sperren des Transistors Q1 verbraucht. Die Sperrspannung (-V ) wird (am Anschluß Y) nur im

cc

Vorgriff auf spätere Verwendung (beispielsweise zum Abschalten des Transistors Q1) erzeugt. Wenn keine spätere Verwendung zu erwarten ist (nämlich wenn der Transistor Q1 gesperrt ist) wird keine Sperrspannung erzeugt und somit keine unnötige Leistung verbraucht.

Wenn der Transistor Q1 ein extrem langsam arbeitendes Bauelement ist, kann er noch teilweise für 4 oder 5/us nach Entladung

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des Kondensators C1 über seine Kollektor-Basis-Strecke eingeschaltet bleiben. Während dieser Übergangsperiode vom vollen Leiten zum vollen Sperren ist die Verlustleistung im Transistor extrem hoch. Bei der Schaltung gemäß Fig. 2 wird die Verlustleistung im Transistor Q1 minimal gehalten, indem die Übergangszeit vom Leiten zum Sperren des Transistors auf Kosten der Speicherzeit minimalisiert wird. Die Speicherzeit kann als dasjenige Zeitintervall definiert werden, welches mit dem Ende des Eingangsimpulses (Zeitpunkt t~) beginnt und dauert, bis der Transistor Q1 auf das Ende des Eingangsimpulses zu reagieren beginnt.

Die Schaltung gemäß Fig. 2 unterscheidet sich von der nach Fig. 1 dadurch, daß zwischen den Anschluß Y des Kondensators C1 und den Kollektor des Transistors Q2 eine Induktivität L1 eingefügt ist und zwei zusätzliche Dioden D1 und D2 vorgesehen sind. Die Induktivität L1 kann aus wenigen Drahtwindungen bestehen und in ihrem Wert von einem bis hunderten von mH varijeren. Die Diode D1 liegt mit ihrer Kathode an der Basis des Transistors Q1 und mit ihrer Anode an Masse. Die Diode D2 liegt mit ihrer Anode am Anschluß Y und mit ihrer Kathode an Masse. Der Widerstand R1 kann so bemessen sein, daß ausreichend Strom zur Sättigung des Transistors Q1 geliefert wird. Zwischen die Anschlüsse 12 und 14 ist ein Masserückschlußwidersbnd R3 geschaltet.

Die Betriebsweise der Schaltung nach Fig. 2 bei einem positiv gerichteten Eingangs impuls gleicht der von Fig. 1. Am Ende des Eingangsimpulses wird der Transistor Q2 eingeschaltet. Die Entladeschleife enthält nun den Kondensator C1 in Reihe mit der Induktivität L1 sowie in Reihe mit der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Q2 und der Basis-Kollektor-Strecke des Transistors Q1. Die Induktivität L1 verzögert die Zuführung des negativen Potentials am Anschluß Y des Kondensators C1 zur Basis des Transistors Q2 und verhindert auch den schnellen Abfluß der im Kondensator C1 gespeicherten Ladung. Wegen der Induktivi-

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tät L1 hat die der Basis des Transistors Q1 zugeführte Spannung die Form einer negativ gerichteten Rampe. Nach dem Ende des Eingangsimpulses vergeht ein als Speicherzeit definierter Zeitraum, ehe die Basisspannung des Transistors Q1 auf den Wert V_D„ Volt und darunter fällt. Bis dies eintritt, bleibt der Transistor Q1 voll eingeschaltet, und seine Verlustleistung ist relativ gering. Sobald die Basisspannung des Transistors Q1 unter V__E Volt fällt, wird der Transistor Q1 schnell gesperrt und bleibt gesperrt, da die ihm zugeführte negative Spannung wegen der Wirkung der Induktivität L1 aufrechterhalten bleibt. Dadurch wird die am Anschluß Y liegende negative Spannung der Basis des Transistors Q2 für einen längeren Zeitraum zugeführt, und ein vollständiges und schnelles Abschalten des Transistors Q1 ist sichergestellt. Die Diode D1 verhindert, daß die Basisspannung des Transistors Q1 um mehr als ein V^„ unter Massepotential fällt. Die Diode D2 verhindert, daß die Spannung am Anschluß Y des Kondensators C1 positiver als ein Spannungsabfall V_D„ oberhalb Masse ansteigt, wenn der Transistor Q1 abgeschaltet wird. Zusätzlich dienen die Dioden D1 und D2 zur Unterdrückung von Spannungsspitzen, wie sie beim Ein- und Ausschalten des Transistors Q2 entstehen.

In den Schaltungen gemäß Fig. 2 und Fig. 1 muß der Kondensator C2 genügend groß gewählt werden, damit der Transistor Q2 für ein ausreichend langes Zeitintervall zum Sperren des Transistors Q1 eingeschaltet bleibt. Andererseits möchte man den Wert des Kondensators so klein wie möglich machen. Ersetzt man den Transistor Q2durch einen regenerativen Schalter, dann kann der Kondensator C2 sehr klein gemacht werden, da die Haltewirkung des Schalters nicht stark von der im Kondensator C2 gespeicherten Ladung oder der Zeitkonstante der den Kondensator C2 enthaltenden Eingangsschaltung abhängt.

In der Schaltung gemäß Fig. 3 sind ein pnp-Transistor Q2A und ein npn-Transistor Q2B zur Bildung eines rückgekoppelten Schalters zwischen dem Anschluß Y des Kondensators C1 und der Basis

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des Transistors Q1 zusammengeschaltet. Der Widerstand R2 liegt zwischen Basis und Emitter des Transistors Q2A und eine Diode D3 liegt zwischen Basis und Emitter des Transistors Q2B. Außer dem Fehlen der Induktivität L1 und dem Ersatz des Transistors Q2 durch die Transistoren Q2A und Q2B entspricht die Schaltung gemäß Fig. 3 derjenigen nach Fig. 2.

Wenn die Spannung e. von 0 Volt auf V₁ übergeht, wird der Transistor Q1 eingeschaltet, die Spannung e an seinem Kollektor ändert sich von +V auf 0 Volt, und die Spannung am Anschluß Y

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geht von etwa 0 Volt auf etwa -V über. Der Transistor Q2B

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wird nicht eingeschaltet, da seiner Basis kein Strom zugeführt wird.

Wenn die Spannung e. von +V- Volt auf 0 Volt abfällt, dann wird dieser negative Übergang durch den Kondensator C2 dem Transistor Q2A zugeführt, der daraufhin eingeschaltet wird. Der Transistor Q2A liefert dann Basisstrom für den Transistor Q2B, der seinen Kollektorstrom von der Basis des Transistors Q2A bezieht, der daraufhin den Transistor Q2B noch mehr Basisstrom zuführt. Ist der Leitungszustand des Transistors Q2A erst einmal eingeleitet, dann bewirkt die positive Rückkopplung zwischen den Transistoren Q2A und Q2B eine Verriegelung des rückgekoppelten Schalters. Der Kondensator C2braucht nur groß genug zu sein, um genügend Signal zum Einleiten des Leitungszustandes durchzulassen. Sind die Transistoren Q2A und Q2B in die Sättigung gesteuert, dann wirken sie als niederohmiger Schalter und koppeln die Basis des Transistors Q1 an den Anschluß Y. Ein Schleifenstrom fließt dann vom Anschluß X über die Kollektor-Basis-Strecke des Transistors Q1 und durch die Transistoren Q2A und Q2B zum Anschluß Y. Diese Schleife zieht große Ströme aus der Basis des Transistors Q1, so daß dieser schnell gesperrt wird. Ein deutlicher Vorteil der Verwendung eines rückgekoppelten Schalters liegt darin, daß er nichtleitend wird, wenn die Spannung zwischen Anschiß Y und der Basis des Transistors Q1 sehr klein wird (also wenn der Kondensator CI entladen ist).

Es ist daher keine zusätzliche Schaltung zum Sperren oder zur Aufrechterhaltung des Sperrzustandes erforderlich.

Die Last R_x kann durch ein anderes Schaltelement als einem Transistor angesteuert werden, wie dies in Fig. 4 der Fall ist. Diese Schaltung unterscheidet sich von derjenigen nach Fig. 1 dadurch, daß der Transistor Q1 aus Fig. 1 durch ein Paar komplementäre Transistoren Q1A und Q1B ersetzt ist, welche einen rückgekoppelten Schalter bilden. Zusätzlich kann wahlweise ein Widerstand R3 zwischen den Eingangsanschluß 14 und Masse und ein Widerstand R4 zwischen Basis und Emitter des Transistors Q1B, welcher den Transistor gegen Störimpulse.unempfindlich macht, geschaltet sein. Wenn das Eingangssignal bei Null Volt am Anschluß X des Kondensators C1 dicht bei +V liegt, dann ist

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der Transistor Q1B gesperrt. Die Spannung am Anschluß Y des Kondensators C1 liegt dicht bei 0 Volt. Wird das Eingangssignal positiv, dann wird der Transistor Q1A eingeschaltet und schaltet seinerseits den Transistor Q1B ein. Die Spannung am Anschluß X des Kondensators C1 fällt in die Nähe des Massepotentials. Durch die Rückkopplungswirkung werden die Transistoren Q1A und Q1B schnell voll eingeschaltet und bringen die Emitterspannung des Transistors Q1B in die Nähe von 0 Volt. Der negativ gerichtete Strom von +V auf etwa 0 Volt am Anschluß X gelangt über den Kondensator C1 zum Anschluß Y, dessen Spannung von etwa O auf -V abfällt.

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Wenn die Spannung e. negativ wird, schaltet der Transistor Q2 ein und bildet einen niederohmigen Leitungsweg zwischen dem Anschluß Y und Kollektor und Basis der Transistoren Q1B bzw. Q1A. Ein Schleifenstrom i_A fließt von dem Anschluß X durch die Kollektor-Basis-Strecke des Transistors Q1A, und ein Schleifenstrom i„ fließt vom Anschluß X durch die Basis-Kollektor-Strecke des Transistors Q1B. Die beiden Schleifenströme fließen dann durch de Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors Q 2 zum Anschluß Y, um gegebenenfalls den Kondensator C1 zu entladen.

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Durch die Schleifenströme i- und i werden die Transistoren Q1A und Q1B gleichzeitig gesperrt, so daß die Leitungswege durch die Transistoren Q1B und Q1A schnell unterbrochen werden.

Die Schaltung nach Fig. 4 läßt sich so abwandeln, daß die Einschaltzeit und/oder die Empfindlichkeit maximal gemacht wird, indem eine Diode in Reihe mit dem Kondensator C1 geschaltet wird. Ihre Anode würde am Anschluß X, ihre Kathode an der Basis des Transistors Q1B und am Kollektor des Transistors Q1A liegen. Zusätzlich würde ein Widerstand zwischen die Anschlüsse X und gelegt werden.

Die Schaltung nach Fig. 5 ist ähnlich derjenigen nach Fig. 1, mit der Ausnahme, daß gegenüber den in Fig. 1 verwendeten Transistoren komplementäre Transistoren benutzt werden. Die Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 5 ist entsprechend komplementär zu derjenigen nach Fig. 1. Die am Anschluß Y des Kondensators C1A entstehende Spannung ist positiver (+2V) als die dem Anschluß 10 der Schaltung zugeführte am stärksten positive Betriebsspannung (+V).

Der rückgekoppelte Schalter Q1A und Q1B gemäß Fig. 4 kann durch ein Vierschichtbauelement ersetzt werden, das sich durch Anlegen eines Sperrspannungsimpulses an seine Steuerelektrode (n) abschalten läßt. Fig. 6 zeigt ein pnpn-Element 60, dessen Anode über eine erste Last R,- an die Spannung +V und dessen Kathode über eine zweite Last R-, an Masse gelegt ist. Ein erstes und ein zweites Eingangssignal e.. - und e. ~ werden jeweils den Steuerelektroden 1 bzw. 2 zugeführt. Das Eingangssignal an der Steuerelektrode 1 kann dem Eingangssignal e. gemäß Fig. 5 ent-

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sprechen, das Eingangssignal an der Steuerelektrode 2 kann von der Art des Eingangssignals e. gemäß den Fig. 1 bis 4 sein. Verwendet man ein Vierschichtbauelement mit zwei Steuerelektroden, dann wird nur eine einzige zwischen die Steuerelektroden geschaltete Sperrschaltung zum Abschalten des Vierschichtbau-

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elementes benötigt. Die Kombination eines Kondensators C2 mit einem Transistor Q2 gemäß Fig. 4 könnte dann zwischen die beiden Steuerelektroden geschaltet werden.

Es können jedoch auch gemäß Fig. 6 zwei Sperrschaltungen benutzt werden. Eine erste enthält einen Kondensator C11 und einen selektiv betätigten Schalter S1, die in Reihe zwischen Anode und Steuerelektrode 2 des Bauelementes 60 geschaltet sind. Die zweite enthält einen Kondensator C12 und einen selektiv betätigten Schalter S2 in Reihe zwischen der Kathode und der Steuerelektrode T des Bauelementes 60. Der Schalter S1 kann ähnlich dem Transistor Q2 in den Fig. 1, 2 und 4 oder dem rückgekoppelten Schalter Q2A, Q2B in Fig. 3 sein. Der Schalter S2 kann dem Transistor Q2C in Fig. 5 ähneln. Steht ein VierSchichtbauelement mit nur einer Steuerelektrode zur Verfügung, wie in einigen Schaltungen mit gesteuerten Siliziumgleichrichtern (SCR) und durch Steuerimpulse sperrbaren Thyristoren (GTO), dann kann das Vierschichtbauelement mit einer Sperrschaltung betrieben werden, und die Betriebsweise wäre dann ähnlich der anhand der Fig. 1 bis 3 oder 5 erläuterten Wirkungsweise.

Die Schalterelemente (also die Transistoren Q1 und Q2) können bipolare Transistoren sein oder durch andere Arten von Schaltern mit einer Hauptstromstrecke und einer Steuerelektrode gebildet werden. So lassen sich auch Feldeffekttransistoren anstelle der bipolaren Transistoren oder der rückgekoppelten Schalter verwenden, die in den vorstehend beschriebenen Beispielen erwähnt sind.

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Claims

-12-Patentansprüche

1) Schaltungsanordnung mit einem ersten Schalterelement, das eine Steuerelektrode und eine Ausgangselektrode hat, einem mit der Steuerelektrode verbundenen Signaleingangsanschluß und einem zwischen die Ausgangselektrode und die Steuerelektrode geschalteten Rückführungszweig, dadurch gekennzeichnet, daß der Rückführungszweig ein erstes Bauelement (C1) zur Verschiebung des Pegels der Spannung an der Ausgangselektorde und zur Speicherung der pegelverschobenen Spannung, sowie ein zweites Bauelement (Q2;Q2A,Q2B;Q2C) enthält, welches in Abhängigkeit von der Rückflanke eines dem Eingangsanschluß (14) zugeführten Signals (e. ) den Ausgang des ersten Bauelementes an die Steuerelektrode des ersten Schalterelementes (Q1;Q1A,Q1B; Q1C) koppelt.

2) Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Bauelement ein zweites Schalterelement.(Q2; Q2A,Q2B,Q2C) aufweist, das mit seiner Hauptstromstrecke zwischen den Ausgang des ersten Bauelementes (C1) und die Steuerelektrode des ersten Schalterelementes (Q1;Q1A,Q1B;Q1C) geschaltet ist, und daß eine Steuerelektrode des zweiten Schalterelementes an den Signaleingangsanschluß (14) angeschlossen ist.

3) Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Bauelement durch einenKondensator (C1) gebildet wird.

4) Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Schalterelement ein rückgekoppelter Schalter (Q2A,Q2B) ist.

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