DE1487357B2 - Modulator unter Verwendung von Feld effekttransistoren - Google Patents
Modulator unter Verwendung von Feld effekttransistorenInfo
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Description
Die Erfindung betrifft einen Modulator mit einem Transistor, dessen Steuerelektrode an eine Seite eines
eine periodische Spannung erzeugenden Generators angeschlossen ist, während das Eingangssignal zwischen
den beiden anderen mit den Eingangsklemmen eines Wechselspannungsverstärkers verbundenen
Elektroden des Transistors liegt.
Derartige transistorisierte Modulatoren sind aus der USA.-Patenischrift 3 202 922 sowie aus den
AEG-Mitteilungen 50 (1960), S. 353, bekannt. Diese bekannten Schaltungen arbeiten mit Flächentransistoren
und weisen daher die Nachteile auf, daß sie wenig hochohmig sind und komplizierte Schaltungsmaßnahmen zur Korrektur von Spannungsabweichungen
erfordern.
Daneben sind auch Modulatoren bekannt, die mit fotoelektrischen Elementen, mit Hallgeneratoren
oder mit mechanischen Zerhackern arbeiten. Allen diesen Schaltungen haftet der noch schwerer wiegende
Nachteil an, daß ihr Arbeitsbereich frequenzmäßig — insbesondere auf die niedrigeren Frequenzen —
beschränkt ist. Außerdem benötigen diese Schaltungen relativ hohe Steuerströme.
Die Nachteile der obenerwähnten bekannten transistorisierten Modulatoren werden erfindungsgemäß
dadurch vermieden, daß ein Feldeffekttransistor verwendet wird. Diese Feldeffekttransistoren bringen
nun das Problem mit sich, daß infolge der Eigenkapazitäten zwischen dem Gatter und den Kanalelektroden
des Transistors relativ hohe Spannungsspitzen entstehen. Dieses Problem, das also erst bei
Verwendung von Feldeffekttransistoren auftritt, wird erfindungsgemäß bei einem Modulator der eingangs
bezeichneten Art dadurch gelöst, daß der Verstärker mit einer symmetrischen Eingangsschaltung versehen
ist, deren Mittelpunkt an die andere Seite des Generators angeschlossen ist, und daß die Steuerelektrode
des Feldeffekttransistors über einen Kondensator mit einer seiner Kanalelektroden verbunden ist.
Die symmetrische Eingangsschaltung kann dabei vorteilhafterweise einen Differentialverstärker, einen
Differentialtransformator oder einen Transformator mit geteilter Primärwicklung umfassen.
Weitere Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der nachstehenden detaillierten Beschreibung bevorzugter
Ausführungsbeispiele an Hand der Zeichnungen. In diesen zeigt
Fig. 1 schematisch einen abgeglichenen HaIbwellenmodulator,
der einen Feldeffekttransistor zur periodischen Überbrückung eines i?C-Kopplungsgliedes
enthält,
F i g. 2 schematisch einen zweiten, abgeglichenen Halbwellenmodulator, bei dem ein Feldeffekttransistor
zur periodischen Überbrückung der Primärwindung eines Kopplungstransformators verwendet
wird,
F i g. 3 A und 3 B schematisch eine dritte, abgeglichene Halbwellenmodulatorschaltung, bei der ein
Feldeffekttransistor mit isoliertem Gatter mit einem Kopplungstransformator verbunden ist, welch letzterer
bifilar gewickelte Eingangswicklungen besitzt,
F i g. 3 C eine fragmentarische erklärende Darstellung,
auf die bei der Erörterung der Ausgleichsschaltungen in anderen Figuren Bezug genommen werden
wird,
Fig. 4A und 4B chematisch einen abgeglichenen
Ganzwellenmodulator, bei dem ein Paar Feldeffekttransistoren mit isoliertem Gatter mit einem Kopplungstransformator
verbunden sind, dessen Primärwindungsabschnitte in besonderer Weise angeordnet und verbunden sind, und
F i g. 5 ein Schaltdiagramm eines Impulsgenerators, der zur Ansteuerung der Modulatorschaltungen der
Fig. 1, 2, 3B und 4B verwendbar ist.
In dem Halbwellenmodulator 10, wie er in Fig. 1
gezeigt wird, ist eine der jeweils zu einem Kanal gehörenden Elektroden 27 (d. h. entweder die Anode
oder die Kathode) des Feldeffekttransistors 11 verbunden mit einem Punkt des extern angebotenen
Signals 12, 13, deren anderer Schaltpunkt mit Masse oder dem anderen Schaltungspunkt 14 verbunden ist.
Der Widerstand 13 stellt die effektive Serienimpedanz der Speisespannungsquelle 12 sowie irgendwelcher
anderer verwendeter Filter dar. Zwischen dem Schaltungspunkt 14 und dem Gatter oder der Steuerelektrode
des Transistors 11 ist ein Impulsgenerator 15 geschaltet, um den Transistor periodisch durchzusteuern
und zu sperren. Die zu dem anderen Kanal gehörende Elektrode 28 des Transistors ist verbunden
mit dem Schaltungspunkt 14 über den Ausgleichswiderstand 17, dessen Größe der effektiven Speiseimpedanz
13 des Speisesignals entspricht.
Die den beiden Kanälen zugeordneten Elektroden des Transistors 11, der vorzugsweise ein solcher mit
isoliertem Gatter ist, sind entsprechend über die Kopplungskondensatoren IiM, 19 B mit korrespondierenden
Schaltungspunkten mit im wesentlichen gleichen Widerstandsverhältnissen, dargestellt in
Fig. 1 durch die Widerstände 2QA und 20ß, verbunden, wobei die Widerstände mit ihren anderen
Anschlüssen mit dem Schaltungspunkt 14 verbunden sind. Diese Widerstände und Kondensatoren stellen
ein Kopplungsnetzwerk zwischen dem nebenschlußbildenden Schalttransistor 11 und dem Differentialverstärker
21 dar. Das Ganze oder ein Teil eines solchen Kopplungsnetzwerkes einschließlich der
Modulatorlastwiderstände 20/4, 20 B können physikalisch in dem Verstärker 21 enthalten sein, wenn
der Verstärker als Teil für sich gegenüber dem Schalter 10 ausgeführt ist. Es sei bemerkt, daß bei einem
nebenschlußbildenden Modulator gemäß F i g. 1 der Quellwiderstand 13 einen Nebenschluß für den Gesamtwiderstand
zwischen der zum einen Kanal gehörenden Elektrode 27 und dem Schaltungspunkt 14,
und der Ausgleichswiderstand 17 einen Nebenschluß für den Gesamtwiderstand zwischen der zum anderen
Kanal gehörenden Elektrode 28 und dem Schaltungspunkt 14 darstellt.
Wenn der Transistor 11 in den Sperrzustand gesteuert wird, soll die Modulatorausgangsspannung,
die an dem Kopplungsnetzwerk anliegt, zu einer Größe ansteigen, die dem dann anliegenden Eingangssignal
von der Quelle 12 entspricht. Wenn der Transistor 11 durchgesteuert wird, soll die Modulatorausgangsspannung,
die an dem Differential-Kopplungsnetzwerk auftritt, eine minimale Größe entsprechend
der dann anliegenden Größe des Eingangssignales annehmen. Jedoch die Anstiegs- und
Abfallflanken der Schalterimpulse, die durch den Generator 15 infolge des Stromflusses durch die
Eigenkapazitäten des Transistors zwischen seinem Gatter und seinen Elektroden erzeugt werden, bewirken
die Erzeugung sehr großer Spitzen der Ausgangsimpulse des Modulators. Die Schaltspannungen
können Spitzenwerte in der Größenordnung von einem Millivolt annehmen, wogegen die Größe des
Eingangssignals ein Mikrovolt oder weniger betragen kann. Infolge dieser Eigenkapazität des Transistors,
die durch Schaltungsmittel, die den kleinen, außerhalb angeordneten Kondensator 22 umfassen,
ausgeglichen werden kann, sind die Spannungsabfälle an den Widerständen 13 und 17 gleich groß und
in gleicher Richtung bei der Anstiegs- und Abfallflanke der Schaltimpulse. Der Differentialverstärker
21, der vorzugsweise derart ausgelegt ist, phasengleiche Signale zurückzuweisen, unterdrückt diese
gleichen Spannungsspitzen oder Spaltimpulse, so daß das Wechselstromsignal am Ausgang des Verstärkers
21 genau der entsprechenden Größe des kleinen Eingangssignals am Eingang des Modulators entspricht.
Um die Schaltungsanordnung für einen Halbwellenmodulator 10 gemäß F i g. 1 mit einem Verstärker
21A mit einem Ausgang zu verwenden, wird das Ankopplungsnetzwerk
für den Verstärker, bestehend aus 19A,19B,20A, 205, ersetzt durch einen Kopplungstransformator
25 (Fig. 2). Dieser Transformator hat eine aufgeteilte Primärwindung, deren Mittel-
. anzapfung mit dem Schaltungspunkt 14 verbunden ψ ist und deren Wicklungsenden entsprechend mit den
zu den Kanälen gehörenden Elektroden des Transistors 11 verbunden sind. Die Sekundärwicklung 30
des Transformators 25 gibt den Wechselstrom oder die in ihrer Richtung sich ändernden Impulse als
Ausgang des Modulators 10 entweder auf einen Verstärker 21/4 mit einem Ausgang (Fig. 2) oder auf
den Doppeleingang eines Differentialverstärkers 21 (Fig.l).
Für eine gute Unterdrückung der Schaltspitzen sollten die beiden Hälften 26,4, 265 der Primär-
.,,...... wicklung des Transformators 25 in ihren Widerständen
innerhalb 0,1% ausgeglichen sein. Wenn eine einfache Bifilarwicklung verwendet wird, wird ein
Spulenanfang und ein bpulenende durch die Schaltimpulse infolge der Eigenkapazität erregt. Für eine
absolute Unterdrückung soll die Kopplungsschaltung, jeweils betrachtet vom Spulenanfang und vom Spulenende,
für die Umschalteschaltung gleich sein. Für eine · einfache Bifilarwicklung ist diese Gleichheit normalerweise
nicht gegeben, kann jedoch durch eine elektro-
I; statische Abschirmung der Primärwicklung verbessert
werden, die mit dem Schaltungspunkt 14 verbunden wird; diese Abschirmung sollte jedoch keine geschlossene
Schlaufe um den ganzen Kern darstellen. Ein besserer Abgleich der Primärwindungen ist erreichbar
mit der Konstruktion, wie sie in Fig. 3A
schematisch dargestellt und im folgenden beschrieben wird.
Ein Paar Primärwindungen 1, 2 ist bifilar auf eine
Spule gewickelt, und ein zweites Paar Primärwicklungen 1', 2' ist entsprechend über eine zweite Spule
gewickelt. Um den Primärteil des Transformators herzustellen, wird eine Spule umgedreht, um die Anfangsenden
oder die Ausgangsenden der Wicklungen einander näherzubringen. Wirddie Ausführungsform
gemäß F i g. 3 A angenommen, so ist das Anfangsende der Wicklung 1 auf der ersten Spule mit dem
nun umgekehrt liegenden Anfangsende der Wicklung Γ auf der zweiten Spule verbunden; und das
Anfangsende der Wicklung 2 auf der ersten Spule ist mit dem umgekehrt angeordneten Anfangsende der
Wicklung 2' auf der zweiten Spule (F i g. 3 A) verbunden. Die Wicklungen 1, 1' sind so geschaltet
(Fig. 3B), daß sie die eine Hälfte der Primärwicklung des Transformators darstellen, und die Wicklungen
2, 2' sind so geschaltet, daß sie die andere Hälfte der Primärwicklungen des Transformators darstellen.
Derartige Windungen, in bezug auf Anordnung und Verbindung, stellen eine sehr gute Symmetrie
der Windungen in bezug auf den Kern, die Abschirmung und das Gehäuse des Transformators 25
dar. Das Spulenende einer Wicklung von jeder halben Primärwicklung ist verbunden mit dem Schaltungspunkt
14, soweit es die Modulatorfrequenz zuläßt.
ίο Insbesondere, wie in F i g. 3 A gezeigt, wird das:Ende
der Wicklung 2 der oberen Primärhalbwicklung direkt mit dem Schaltungspunkt 14 und das Ende der Wicklung
1' der unteren Primärhalbwicklung mit dem Schaltpunkt 14 über einen Nebenschlußkondensator
31, der einen kleinen Widerstand für die Modulatorfrequenz darstellt, verbunden. Die Enden der anderen
Wicklungen 1 und 2' der Primärhalbwicklungen sind entsprechend mit den zu den einzelnen Kanälen
gehörenden Elektroden des Feldeffekttransistors 11 verbunden. Derartige Verbindungen stellen eine ausgezeichnete
Schaltungssyminetrie mit oder ohne elektrostatischer Abschirmung für die Primärwicklungen
dar; die Kapazität irgendeines Punktes einer Hälfte der Primärwicklung gegenüber dem Kern oder dem
Massepunkt ist ausgeglichen durch die Kapazität des entsprechenden Punktes an der anderen Halbwicklung
der Primärwindungen.
Zur Kompensation der Schaltspannung (»humbucking«) sind die beiden bifilar gewickelten Spulen
1, 2 und 1', 2' an den gegenüberliegenden Seiten des Transformators angeordnet, wie auch die zwei Hälften
der ebenfalls aufgeteilten Sekundärwicklung.
In der in Serie geschalteten Umschalte-Schaltung, wie sie in F i g. 3 B gezeigt ist, sind die Signaleingangspunkte
12, 13 zwischen die zwei Hälften der Primärwicklung in Serie mit dem gemeinsamen Kanal
zwischen die Anode und Kathode des Transistors 11, der ein isoliertes Gatter besitzt, geschaltet. Ein Punkt
der Signalspannungsquelle ist für Gleich- und Wechselstrom mit dem Schaltungspunkt 14 oder mit Masse
verbunden; der andere Schaltungspunkt der Signalspannungsquelle ist, soweit es Gleichstrom betrifft,
von Masse isoliert, jedoch für die Modulationsfrequenz ist dieser Punkt über den Nebenschlußkondensator
31 mit Masse verbunden. Zum Beispiel beträgt die Kapazität des Kondensators 31 etwa 22 nF bei
einer Umschaltefrequenz von 200 Hz und ist entsprechend kleiner für größere Umschaltefrequenzen.
Wird kein Kondensator 31 verwendet, so liegt der Quellwiderstand 13 in Serie mit dem Ladewiderstand
(1, 1') zwischen der Kanalelektrode 27 und dem Schaltungspunkt 14 und stellt damit einen Serienwiderstand
zu dem gesamten Widerstand zwischen den Punkten 27 und 14 dar. Um einen Ausgleich des
Gesamtwiderstandes zwischen diesen Punkten mit dem Gesamtwiderstand zwischen den Punkten 28, 14.<;
zu erreichen, ist der Ausgleichskondensator 31 über die Signalspannungsquelle als Nebenschluß für die
Umschaltefrequenz geschaltet. Als Alternative zur Verwendung eines Kondensators 31 kann ein Ausgleichswiderstand
17 in Serie mit dem Ladewiderstand (2, 2') zwischen den Schaltungspunkt 14 und die Kanalelektrode 28 (F i g. 3 C) geschaltet werden.
In beiden Fällen muß der Gesamtwiderstand zwischen der Elektrode 28 und dem Schaltungspunkt 14 im
wesentlichen gleich dem Gesamtwiderstand zwischen Elektrode 27 und dem entsprechenden Punkt 14 gemacht
werden.
In diesen Fällen und in anderen Abwandlungen ist ein kleiner Kondensator 22 im Nebenschluß zum
Transistor 11 vorgesehen, wobei dieser zwischen sein Gatter und eine der Kanalelektroden geschaltet ist,
wodurch ein Ausgleich der Kapazität zwischen dem Gatter und dem Gehäuse 23, das mit der anderen
Kanalelektrode verbunden ist, erreicht werden kann. Zum Beispiel sollte die Kapazität des Kondensators
22 etwa 2 pF (»2 uufs«) für einen mit isoliertem Gatter ausgestatteten Feldeffekttransistor des Typs
2 N 3631 betragen.
An1 Stelle von Bifilarwicklungen, wie diese oben
beschrieben wurden, ist ein anderer, in F i g. 4 A gezeigter und im folgenden beschriebener Typ von
Kopplungstransformatoren zum Ausgleich von Ganzwellenmodulatoren mit Feldeffekttransistoren besser
geeignet.
Auf jeder gegenüberliegenden Seite des Wicklungskernes eines Transformators 25 B befinden sich
5 Spulen, wobei zwei von ihnen die entsprechenden Sekundärwicklungen (30 A oder 30 B) darstellen und
sich zwei weitere Spulen über den besagten Sekundärspulen befinden. Alle Spulen auf einer Seite sind in
derselben Richtung gewickelt, wobei sich die Spulenanfänge aller Spulen am selben Ende des Spulenkernes
und alle Spulenenden an dem gegenüberliegenden Ende des Spulenkernes befinden. Betrachtet man nur
die Primärspulen, so sind die Anfänge der Spulen 1, 2, 3 und 4 auf der linken Seite des Wicklungskernes
entsprechend mit den Anfängen der Spulen 4', 3', 2' bzw. V auf der anderen Seite des Wicklungskernes
verbunden. Die Enden der Spulen sind verbunden, wie in Fig. 4B gezeigt, so daß die geteilte Primärwicklung
durch das Quellsignal erregt wird, wenn der Transistor HA durchschältet; hierbei übertragen
die Wicklungen 1, 4' primär eine Halbwelle und die Wicklungen 1', 4 primär die andere Halbwelle; und
die geteilte Primärwicklung wird ebenfalls durch das besagte Signal erregt, wenn der Transistor 11B durchgeschaltet
ist, wobei die Spulen 2, 3' primär die eine Halbwelle und die Spulen 2', 3 primär die andere
Halbwelle übertragen. Mit den zwei Spulen jeder primär übertragenen Halbwelle auf den jeweils gegenüberliegenden
Seiten des Wicklungskernes und mit der entsprechenden Spule für jede Halbwelle, die in
bezug auf den Kern entsprechend angeordnet ist, ist die Kapazität von jedem Punkt der einen Hälfte der
Primärwicklung zu dem Kern und/oder zu der elektrostatischen Abschirmung für die Sekundärwicklung
durch die Kapazität von dem korrespondierenden Punkt der anderen Primärhälfte zu dem Kern und/
oder zu der Sekundärabschirmung ausgeglichen. Auch wird die magnetische Übertragung von irgendeinem
externen Feld zu einer Wicklung oder einem Paar von Wicklungen durch die Übertragung von demselben
Feld auf die gegenüberliegende Spule oder das gegenüberliegende Paar von Spulen ausgeglichen.
Der ineinandergreifende, unterteilte Typ der Wicklungen, wie er in Fig. 4A gezeigt ist, kann natürlich
auch an Stelle von Bifilarwicklungen in einem abgleichbaren Halbwellenumschalter verwendet werden.
■"'In dem Ganzwellenmodulator 105 in Fig. 4B
muß der Impulsgenerator 15 A natürlich ein Aus-EinSignal (»push-pull drive«) liefern, so daß jeder der
Feldeffekttransistoren mit isoliertem Gatter 11 A, 11 B
abwechselnd in den Durchlaßbereich gesteuert wird, gleichzeitig mit der Schaltung des anderen von ihnen
in den Sperrzustand. Die Schaltknacke oder Spitzen, die auf andere Weise am Ausgang der Ganzwellcnimpulse
in jeder Halbwelle an dem Modulator 105 entstehen, werden durch die abgeglichene Schaltung,
umfassend für jeden der Transistoren HA. UB, den
Abgleichkondensator 22, der zwischen das isolierte Gatter und die dazugehörige Kanalelektrode geschaltet
ist, unterdrückt. Das Transistorpaar 11 A, HB
kann eine zusammengehörige Schaltung oder Gerät
ίο (»integrated-cireuit device or unit«) umfassen.
Eine geeignete Schaltungsanordnung für den Impulsgenerator 15A ini'der Fig. 4B ist gezeigt in
F i g. 5 und im folgenden näher beschrieben. "
Die Schaltung besteht im wesentlichen aus einem selbständigen, freilaufenden Multivibrator, mit einem
Paar Flächentransistoren 35 A, 35 B, deren Basen jeweils über einen Rückkopplungskondensator 36 mit
dem Kollektorschaltkreis des anderen Transistors verbunden sind. Die Kollektoren der Transistoren
35 A bzw. 35 B sind über die Ladewiderstände 37 A
bzw. 37 B mit einem Punkt der Gleichspannungsquelle, z. B. mit der Batterie 38, verbunden. Die
Emitter der beiden Transistoren 35^4, 35 B sind mit
dem Schaltungspunkt 14 verbunden. Die Basen der Transistoren 35 A, 35 B sind mit ihren zugehörigen
Kollektoren über die Widerstände 39,4, 39 B verbunden. Die Begrenzerdioden 40 A, 405 begrenzen den
Ausgangsstrom der Transistoren, der über die Basis jedes Transistors über die Rückkopplung von dem
anderen Transistor entgegengesetzt gesteuert wird. Die Differenzierglieder 41A, 41B in den Rückkopplungskreisen
des Multivibrators verstärken die Anstiegsflanken der Ausgangsimpulse, die von den
Kollektoren der Transistoren abgegeben werden. Um Steuerimpulse für einen Ganzwellenmodulatöi'-zu erhalten,
werden, wie in'Fig. 5 gezeigt, die Kollektoren der Transistoren 35,4, 355 entsprechend mit den
Ausgangspunkten 43,4, 435 über die Blockkondensatoren
44A, 445 verbunden, um damit Ausgangsimpulse mit 180° Phasenverschiebung zu erhalten.
Die zwei Schaltkreise, jeweils bestehend aus dem Widerstand 45, der Diode 46 und der Zenerdiode 47,
sind zwischen den Schaltungspunkt 14 und dem einen oder dem anderen Ausgangspunkt 43 A, 435 geschaltet
und gewährleisten Schaltsignale für den Umschalter, die eine bestimmte Größe und Polarität besitzen.
Wenn der Multivibrator als Antrieb 15 für einen Halbwellenmodulator verwendet wird, wie dies schematisch
in den Fig. 1, 2, 3B gezeigt ist, kann natürlich der eine oder andere Schaltungskreis (45, 46, 47)
und der zugehörige Kopplungskondensator (44 A oder 445) aus Wirtschaftlichkeitsgründen fortgelassen
werden.
Claims (8)
1. Modulator mit einem Transistor, dessen Steuerelektrode an eine Seite eines eine periodische
Spannung erzeugenden Generators angeschlossen ist, während das Eingangssignal zwischen
den beiden anderen mit den Eingangsklemmen eines Wechselspannungverstärkers verbundenen
Elektroden des Transistors liegt, dadurch
gekennzeichnet, daß der Verstärker (21) mit einer symmetrischen Eingangsschaltung versehen
ist, deren Mittelpunkt (14) an die andere Seite des Generators (15) angeschlossen ist, und
daß der Transistor ein Feldeffekttransistor (11) ist, dessen Steuerelektrode über einen Kondensator
(22) mit einer seiner Kanalelektroden (27) verbunden ist.
2. Modulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangssignal zwischen
der einen Kanalelektrode (27) des Feldeffekttransistors (11) und dem Mittelpunkt (14) der Verstärkereingangsschaltung
liegt und daß zwischen die andere Kanalelektrode (28) und den Mittelpunkt ein Widerstand (17) zum Ausgleich des
Innenwiderstands der Eingangssignal quelle (12) eingeschaltet ist.
3. Modulator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker ein
Differentialverstärker (21) ist und die Eingangsschaltung zwei Ausgleichskondensatoren (19 A,
19B) umfaßt, die jeweils zwischen den Kanalelektroden
(27, 28) des Feldeffekttransistors (11) und den Eingangsklemmen (18 A, 18 B) des Verstärkers
(21) liegen.
4. Modulator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsschaltung einen
zwischen den Eingangsklemmen (18 A, 18 B) des Differentialverstärkers (21) liegenden Widerstand
(20) mit einem Mittelabgriff umfaßt, der mit der symmetrischen Mittelklemme des Verstärkers
verbunden ist.
5. Modulator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsschaltung einen
mit seiner Sekundärwicklung (30) an den Verstärker (21A) angeschlossenen Differential transformator
(25) umfaßt, dessen Primärwicklung (26) mit den Kanalelektroden (27, 28) des Feldeffekttransistors
(11) verbunden ist, während der Mittelabgriff der Primärwicklung den symmetrischen
Mittelpunkt (14) bildet.
6. Modulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsschaltung einen
Transformator (25 A) mit aufgeteilter Primärwicklung umfaßt, deren eine Hälfte (1) in Serie mit
der Eingangssignalquelle (12) zwischen dem symmetrischen Mittelpunkt (14) und der einen Kanalelektrode
(27) des Feldeffekttransistors (11) liegt, während die andere Hälfte (2) zwischen den
Mittelpunkt und1 die andere Kanalelektrode (28) eingeschaltet ist, und daß ein Kondensator (31)
parallel zu der Eingangssignalquelle liegt.
7. Modulator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß jede Hälfte der Primärwicklung
aus zwei auf getrennten Spulen angeordneten Wicklungen (1, 1'; 2, 2') besteht, wobei je eine
Wicklung der einen Hälfte mit einer Wicklung der anderen Hälfte bifilar zu einer Spule gewickelt
ist.
8. Modulator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformator (25 B) für
Zwei-Wege-Modul ation zwei Primärwicklungen mit jeweils zwei Hälften (1, 4; 2, 3) aufweist, die
mit zwei von dem Generator (15^4) gegenläufig geschalteten Feldeffekttransistoren (11 A; HjB)
verbunden sind und jeweils zwei Spulen aufweisen, die auf verschiedenen Schenkeln eines
Transformatorkerns (25 B) angeordnet sind sowie in beiden Hälften der Primärwicklung gleichen
Aufbau und gleiche Streukapazität haben.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen 009585/318
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