DE1487357C - Modulator unter Verwendung von Feld effekttransistoren - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Modulator mit einem Transistor, dessen Steuerelektrode an eine Seile eines eine periodische Spannung erzeugenden Generators angeschlossen ist, während das Eingangssignal zwischen den beiden anderen mit den Eingangsklemmen eines Wechselspannungsverstärkers verbundenen Elektroden des Transistors liegt.

Derartige transistorisierte Modulatoren sind aus der USA.-Patentschrift 3 202 922 sowie aus den AEG-Mitteilungen 50 (1960), S. 353, bekannt. Diese bekannten Schaltungen arbeiten mit Flächentransistoren und weisen daher die Nachteile auf, daß sie wenig hochohmig sind und komplizierte Schaltungsmaßnahmen zur Korrektur von Spannungsabweichungen erfordern.

Daneben sind auch Modulatoren bekannt, die mit fotoelektrischen Elementen, mit Hallgeneratoren oder mit mechanischen Zerhackern arbeiten. Allen diesen Schaltungen haftet der noch schwerer wiegende Nachteil an, daß ihr Arbeitsbereich frequenzmäßig — insbesondere auf die niedrigeren Frequenzen — beschränkt ist. Außerdem benötigen diese Schaltungen relativ hohe Steuerströme.

Die Nachteile der obenerwähnten bekannten transistorisierten Modulatoren werden erfindungsgemäß dadurch vermieden, daß ein Feldeffekttransistor verwendet wird. Diese Feldeffekttransistoren bringen nun das Problem mit sich, daß infolge der Eigenkapazitäten zwischen dem Gatter und den Kanalelektroden des Transistors relativ hohe Spannungsspitzen entstehen. Dieses Problem, das also erst bei Verwendung von Feldeffekttransistoren auftritt, wird erfindungsgemäß bei einem Modulator der eingangs bezeichneten Art dadurch gelöst, daß der Verstärker mit einer symmetrischen Eingangsschaltung versehen ist, deren Mittelpunkt an die andere Seite des Generators angeschlossen ist, und daß die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors über einen Kondensator mit einer seiner Kanalelektroden verbunden ist.

Die symmetrische Eingangsschaltung kann dabei vorteilhafterweise einen Differentialverstärker, einen Differentialtransformator oder einen Transformator mit geteilter Primärwicklung umfassen.

Weitere Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der nachstehenden detaillierten Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele an Hand der Zeichnungen. In diesen zeigt

Fig. 1 schematisch einen abgeglichenen HaIbwellenmodulator, der einen Feldeffekttransistor zur periodischen Überbrückung eines .RC-Kopplungsgliedes enthält,

Fig. 2 schematisch einen zweiten,' abgeglichenen Halbwellenmodulator, bei dem ein Feldeffekttransistor zur periodischen Überbrückung der Primärwindung eines Kopplungstransformators verwendet wird, n^;

F i g. 3 A und 3 B schematisch eine dritte, abgeglichene Halbwellenmodulatorschaltung, bei der ein Feldeffekttransistor mit isoliertem Gatter mit einem Kopplungstransformator verbunden ist, welch letzterer bifilar gewickelte Eingangswicklungen besitzt,

F i g. 3 C eine fragmentarische erklärende Darstellung, auf die bei der Erörterung der Ausgleichsschältungen in anderen Figuren Bezug genommen werden wird,

Fig. 4A und 4B chematisch einen abgeglichenen Ganzwellenmodulator, bei dem ein Paar Feldeffekttransistoren mit isoliertem Gatter mit einem Kopplungstransformator verbunden sind, dessen Primärwindungsabschnitte in besonderer Weise angeordnet und verbunden sind, und

F i g. 5 ein Schaltdiagramm eines Impulsgenerators, der zur Ansteuerung der Modulatorschaltungen der Fig. 1, 2, 3B und 4B verwendbar ist.

In dem Halbwellenmodulator 10, wie er in F i g. 1 gezeigt wird, ist eine der jeweils zu einem Kanal gehörenden Elektroden 27 (d. h. entweder die Anode oder die Kathode) des Feldeffekttransistors 11 verbunden mit einem Punkt des extern angebogenen Signals 12, 13, deren anderer Schaltpunkt mit Masse oder dem anderen Schaltungspunkt 14 verbunden ist. Der Widerstand 13 stellt die effektive Serienimpedanz der Speisespannungsquelle 12 sowie irgendwelcher anderer verwendeter Filter dar. Zwischen dem Schaltungspunkt 14 und dem Gatter oder der Steuerelektrode des Transistors 11 ist ein Impulsgenerator 15 geschaltet, um den Transistor periodisch durchzusteuern und zu sperren. Die zu dem anderen Kanal gehörende Elektrode 28 des Transistors ist verbunden mit dem Schaltungspunkt 14 über den Ausgleichswiderstand 17, dessen Größe der effektiven Speiseimpedanz 13 des Speisesignals entspricht.

Die den beiden Kanälen zugeordneten Elektroden des Transistors 11, der vorzugsweise ein solcher mit isoliertem Gatter ist, sind entsprechend über die Kopplungskondensatoren 19A, 19B mit korrespondierenden Schaltungspunkten mit im wesentlichen gleichen Widerstandsverhältnissen, dargestellt in Fig. 1 durch die Widerstände 20A und 2QB, verbunden, wobei die Widerstände mit ihren anderen Anschlüssen mit dem Schaltungspunkt 14 verbunden sind: Diese Widerstände und Kondensatoren stellen ein Kopplungsnetzwerk zwischen dem nebenschlußbildenden Schalttransistor 11 und dem Differentialverstärker 21 dar. Das Ganze oder ein Teil eines solchen Kopplungsnetzwerkes einschließlich der Modulatorlastwiderstände 20/1, 20 B können physikalisch in dem Verstärker 21 enthalten sein, wenn der Verstärker als Teil für sich gegenüber dem Schalter 10 ausgeführt ist. Es sei bemerkt, daß bei einem nebenschlußbildenden Modulator gemäß F i g. 1 der Quellwiderstand 13 einen Nebenschluß für den Gesamtwiderstand zwischen der zum einen Kanal gehörenden Elektrode 27 und dem Schaltungspunkt 14, und der Ausgleichswiderstand 17 einen Nebenschluß für den Gesamtwiderstand zwischen der zum anderen Kanal gehörenden Elektrode 28 und dem Schaltungspunkt 14 darstellt.

Wenn der Transistor 11 in den Sperrzustand gesteuert wird, soll die Modulatorausgangsspannung, die an dem Kopplungsnetzwerk anliegt, zu einer Größe ansteigen, die dem dann anliegenden Eingangssignal von der Quelle 12 entspricht. Wenn der Transistor 11 durchgesteuert wird, soll die Modulatorausgangsspannung, die an dem Differe.ntial-Kopplungsnetzwerk auftritt, eine minimale¹ Größe entsprechend der dann anliegenden Größe des Eingangssignales annehmen. Jedoch die Anstiegs- und Abfallflanken der Schalterimpulse, die durch den Generator 15 infolge des Stromflusses durch die Eigenkapazitäten des Transistors zwischen seinem Gatter und seinen Elektroden erzeugt werden, bewirken die Erzeugung sehr großer Spitzen der Ausgangsimpulse des Modulators. Die Schaltspannungen können Spitzenwerte in der Größenordnung von einem Millivolt annehmen, wogegen die Größe des

Eingangssignals ein Mikrovolt oder weniger betragen kann. Infolge dieser Eigenkapazität des Transistors, die durch Schaltungsmittel, die den kleinen, außerhalb angeordneten Kondensator 22 umfassen, ausgeglichen werden kann, sind die Spannungsabfälle an den Widerständen 13 und 17 gleich groß und in gleicher Richtung bei der Anstiegs- und Abfallflanke der Schaltimpulse. Der Differentialverstärker 21, der vorzugsweise derart ausgelegt ist, phasengleiche Signale zurückzuweisen, unterdrückt diese gleichen Spannungsspitzen oder Spaltimpulse, so daß das Wechselstromsignal am Ausgang des Verstärkers 21 genau der entsprechenden Größe des kleinen Eingangssignals am Eingang des Modulators entspricht. Um die Schaltungsanordnung für einen Halbwellenmodulator 10 gemäß F i g. 1 mit einem Verstärker 21A mit einem Ausgang zu verwenden, wird das Ankopplungsnetzwerk für den Verstärker, bestehend aus 19A,19B,20A, 205, ersetzt durch einen Kopplungstransformator 25 (F i g. 2). Dieser Transformator hat eine aufgeteilte Primärwindung, deren Mittel-

. anzapfung mit dem Schaltungspunkt 14 verbunden ψ ist und deren Wicklungsenden entsprechend mit den zu den Kanälen gehörenden Elektroden des Transistors 11 verbunden sind. Die Sekundärwicklung 30 des Transformators 25 gibt den Wechselstrom oder die in ihrer Richtung sich ändernden Impulse als Ausgang des Modulators 10 entweder auf einen Verstärker 21^4 mit einem Ausgang (Fig. 2) oder auf den Doppeleingang eines Differentialverstärkers 21 (Fig.l).

Für eine gute Unterdrückung der Schaltspitzen sollten die beiden Hälften 26A, 26B der Primärwicklung des Transformators 25 in ihren .Widerständen innerhalb 0,1% ausgeglichen sein. Wenn eine einfache Bifilarwicklung verwendet wird, wird ein Spulenanfang und ein bpulenende durch die Schaltimpulse infoige der Eigenkapazität erregt. Für eine absolute Unterdrückung soll die Kopplungsschaltung, jeweils betrachtet vom Spulenanfang und vom Spulenende, für die Umschalteschaltung gleich sein. Für eine einfache Bifilarwicklung ist diese Gleichheit normalerweise nicht gegeben, kann jedoch durch eine elektrostatische Abschirmung der Primärwicklung verbessert werden, die mit dem Schaliungspunkt 14 verbunden wird; diese Abschirmung sollte jedoch keine geschlossene Schlaufe um den ganzen Kern darstellen. Ein besserer Abgleich der Primärwindungen ist erreichbar mit der Konstruktion, wie sie in F i g. 3 A schematisch dargestellt und im folgenden beschrieben wird.

Ein Paar Primärwindungen 1, 2 ist bifilar auf eine Spule gewickelt, und ein zweites Paar Primärwicklungen 1', 2' ist entsprechend über eine zweite Spule gewickelt. Um den Primärteil des Transformators herzustellen, wird eine Spule umgedreht, um die Anfangsenden oder die Ausgangsenden der Wicklungen einander näherzubringen. Wird die Ausführungsform gemäß F i g. 3 A angenommen, so ist das Anfangsende der Wicklung 1 auf der ersten Spule mit dem nun umgekehrt liegenden Anfangsende der Wicklung 1' auf der zweiten Spule verbunden; und das Anfangsende der Wicklung 2 auf der ersten Spule ist mit dem umgekehrt angeordneten Anfangsende der Wicklung 2' auf der zweiten Spule (F i g. 3 A) verbunden. Die Wicklungen 1, 1' sind so geschaltet (Fig. 3B), daß sie die eine Hälfte der Primärwicklung des Transformators darstellen, und die Wicklungen 2, 2' sind so geschaltet, daß sie die andere Hälfte der Primärwicklungen des Transformators darstellen. Derartige Windungen, in bezug auf Anordnung und Verbindung, stehen eine sehr gute Symmetrie der Windungen in bezug auf den Kern, die Abschirmung und das Gehäuse des Transformators 25 dar. Das Spulenende einer Wicklung von jeder halben Primärwicklung ist verbunden mit dem Schaitungspunkt 14, soweit es die Modulatorfrequenz zuläßt.

ίο Insbesondere, wie'in Fig. 3 A gezeigt, wird das Ende der Wicklung 2 der oberen Primärhalbwicklung direkt mit dem Schaltungspunkt 14 und das Ende der Wicklung 1' der unteren Primärhalbwicklung mit dem Schaltpunkt 14 über einen Nebenschlußkondensator 31, der einen kleinen Widerstand für die Modulatorfrequenz darstellt, verbunden. Die Enden der anderen Wicklungen 1 und 2' der Primärhalbwicklungen sind entsprechend mit den zu den einzelnen Kanälen gehörenden Elektroden des Feldeffekttransistors 11 verbunden. Derartige Verbindungen stellen eine ausgezeichnete Schaltungssymmetrie mit oder ohne elektrostatischer Abschirmung für die Primärwicklungen dar; die Kapazität irgendeines Punktes einer Hälfte der Primärwicklung gegenüber dem Kern oder dem Massepunkt ist ausgeglichen durch die Kapazität des entsprechenden Punktes an der anderen Halbwicklung der Primärwindungen.

Zur Kompensation der Schaltspannung (»humbucking«) sind die beiden bifilar gewickelten Spulen 1, 2 und 1', 2' an den gegenüberliegenden Seiten des Transformators angeordnet, wie auch die zwei Hälften der ebenfalls aufgeteilten Sekundärwicklung.

In der in Serie geschalteten Umschalte-Schaltung, wie sie in F i g. 3 B gezeigt ist, sind die Signaleingangspunkte 12, 13 zwischen die zwei Hälften der Primärwicklung in Serie mit dem gemeinsamen Kanal zwischen die Anode und Kathode des Transistors 11, der ein isoliertes Gatter besitzt, geschaltet. Ein Punkt der Signalspannungsquelle ist für Gleich- und Wechselstrom mit dem Schaltungspunkt 14 oder mit Masse verbunden; der "andere Schaltungspunkt der Signalspannungsquelle ist, soweit es Gleichstrom betrifft, von Masse isoliert, jedoch für die Modulationsfrequenz ist dieser Punkt über den Nebenschlußkondensator 31 mit Masse verbunden. Zum Beispiel beträgt die Kapazität des Kondensators 31 etwa 22 μΡ bei einer Umschaltefrequenz von 200 Hz und ist entsprechend kleiner für größere Umschaltefrequenzen. Wird kein Kondensator 31 verwendet, so liegt der Quellwiderstand 13 in Serie mit dem Ladewiderstand (1, V) zwischen der Kanalelektrode 27 und dem Schaltungspunkt 14 und stellt damit einen Serienwiderstand zu dem gesamten Widerstand zwischen den Punkten 27 und 14 dar. Um einen Ausgleich des Gesamtwiderstandes zwischen diesen Punkten mit dem Gesamtwiderstand zwischen den Punkten 28, 14 zu erreichen, ist der Aüsgleichskondensator 31 über die Signalspannungsquelle als Nebenschluß für die Umschaltefrequenz geschaltet. Als Alternative zur Verwendung eines Kondensators 31 kann ein Ausgleichswiderstand 17 in Serie mit dem Ladewiderstand (2, 2') zwischen den Schaltungspunkt 14 und die Kanalelektrode 28 (F i g. 3 C) geschaltet werden. In beiden Fällen muß der Gesamtwiderstand zwischen der Elektrode 28 und dem Schaltungspunkt 14 im wesentlichen gleich dem Gesamtwiderstand zwischen Elektrode 27 und dem entsprechenden Punkt 14 gemacht werden.

In diesen Fällen und in anderen Abwandlungen ist ein kleiner Kondensator 22 im Nebenschluß zum Transistor 11 vorgesehen, wobei dieser zwischen sein Gatter und eine der Kanalelektroden geschaltet ist, wodurch ein Ausgleich der Kapazität zwischen dem Gatter und dem Gehäuse 23, das mit der anderen Kanalelektrode verbunden ist, erreicht werden kann. Zum Beispiel sollte die Kapazität des Kondensators 22 etwa 2 pF (»2 uufs«) für einen mit isoliertem Gatter ausgestatteten Feldeffekttransistor des Typs 2N 3631 betragen.

An Stelle von Bifilarwicklungen, wie diese oben beschrieben wurden, ist ein anderer, in Fig. 4A gezeigter und im folgenden beschriebener Typ von Kopplungstransformatoren zum Ausgleich von Ganzwellenmodulatoren mit Feldeffekttransistoren besser geeignet.

Auf jeder gegenüberliegenden Seite des Wicklungskernes eines Transformators 25 B befinden sich 5 Spulen, wobei zwei von ihnen die entsprechenden Sekundärwicklungen (3(M oder 30 B) darstellen und sich zwei weitere Spulen über den besagten Sekundärspulen befinden. Alle Spulen auf einer Seite sind in derselben Richtung gewickelt, wobei sich die Spulenanfänge aller Spulen am selben Ende des Spulenkernes und alle Spulenenden an dem gegenüberliegenden Ende des Spulenkernes befinden. Betrachtet man nur die Primärspulen, so sind die Anfänge der Spulen 1, 2, 3 und 4 auf der linken Seite des Wicklungskernes entsprechend mit den Anfängen der Spulen 4', 3', 2' bzw. T auf der anderen Seite des Wicklungskernes verbunden. Die Enden der Spulen sind verbunden, wie in Fig. 4B gezeigt, so daß die geteilte Primärwicklung durch das Quellsignal erregt wird, wenn der Transistor 11,4 durchschaltet; hierbei übertragen die Wicklungen 1, 4' primär eine Halbwelle und die Wicklungen 1', 4 primär die andere Halbwelle; und die geteilte Primärwicklung wird ebenfalls durch das besagte Signal erregt, wenn der Transistor 11B durchgeschaltet ist, wobei die Spulen 2, 3' primär die eine Halbwelle und die Spulen 2', 3 primär die andere Halbwelle übertragen. Mit den zwei Spulen jeder primär übertragenen Halbwelle auf den jeweils gegenüberliegenden Seiten des Wicklungskernes und mit der entsprechenden Spule für jede Halbwelle, die in bezug auf den Kern entsprechend angeordnet ist, ist die Kapazität von jedem Punkt der einen Hälfte der Primärwicklung zu dem Kern und/oder zu der elektrostatischen Abschirmung für die Sekundärwicklung durch die Kapazität von dem korrespondierenden Punkt der anderen Primärhälfte zu dem Kern und/ oder zu der Sekundärabschirmung ausgeglichen. Auch wird die magnetische Übertragung von irgendeinem externen Feld zu einer Wicklung oder einem Paar von Wicklungen durch die Übertragung von demselben Feld auf die gegenüberliegende Spule oder das gegenüberliegende Paar von Spulen ausgeglichen. Der ineinandergreifende, unterteilte Typ der Wicklungen, wie er in Fig. 4A gezeigt ist, kann natürlich auch an Stelle von Bifilarwicklungen in einem abgleichbaren Halbwellenumschalter verwendet werden.

"In dem Ganzwellenmodulator 10 ß in Fig. 4 B muß der Impulsgenerator 15 A natürlich ein Aus-EinSignal (»push-pull drive«) liefern, so daß jeder der Feldeffekttransistoren mit isoliertem Gatter UA, 11B abwechselnd in den Durchlaßbereich gesteuert wird, gleichzeitig mit der Schaltung des anderen von ihnen in den Sperrzustand. Die Schaltknacke oder Spitzen, die auf andere Weise am Ausgang der Ganzwellenimpulse in jeder Halbwelle an dem Modulator K)B entstehen, werden durch die abgeglichene Schaltung, umfassend für jeden der Transistoren Il A, HB, den Abgleichkondensator 22, der zwischen das isolierte Gatter und die dazugehörige Kanalelektrode geschaltet ist, unterdrückt. Das Transistorpaar HA, HB kann eine zusammengehörige Schaltung oder Gerät (»integrated-cireuit device or unit«) umfassen.·

Eine geeignete Schaltungsanordnung für den Impulsgenerator 15A in der Fig. 4B ist gezeigt in F i g. 5 und im folgenden näher beschrieben.

Die Schaltung besteht im wesentlichen aus einem selbständigen, freilaufenden Multivibrator, mit einem Paar Flächentransistoren 35 A, 35B, deren Basen jeweils über einen Rückkopplungskondensator 36 mit dem Kollektorschaltkreis des anderen Transistors verbunden sind. Die Kollektoren der Transistoren 35 A bzw. 35 B sind über die Ladewiderstände 37 A bzw. 37 B mit einem Punkt der Gleichspannungsquelle, z. B. mit der Batterie 38, verbunden. Die Emitter der beiden Transistoren 35 A, 35 B sind mit dem Schaltungspunkt 14 verbunden. Die Basen der Transistoren 35 A, 35 B sind mit ihren zugehörigen Kollektoren über die Widerstände 39,4, 39 B verbunden. Die Begrenzerdioden 40^4, 4QB begrenzen den Ausgangsstrom der Transistoren, der über die Basis jedes Transistors über die Rückkopplung von dem anderen Transistor entgegengesetzt gesteuert wird. Die Differenzierglieder 41A, 41B in den Rückkopplungskreisen des Multivibrators verstärken die Anstiegsflanken der Ausgangsimpulse, die von den Kollektoren der Transistoren abgegeben werden. Um Steuerimpulse für" einen Ganzwellenmodulator zu erhalten, werden, wie in F i g. 5 gezeigt, die Kollektoren der Transistoren 35 v4, 35 B entsprechend mit den Ausgangspunkten 43,4, 43 B über die Blockkondensatoren 44^4, 44B verbunden, um damit Ausgangsimpulse mit 180° Phasenverschiebung zu erhalten. Die zwei Schaltkreise, jeweils bestehend aus dem Widerstand 45, der Diode 46 und der Zenerdiode 47, sind zwischen den Schaltungspunkt 14 und dem einen oder dem anderen Ausgangspunkt 43^4, 435 geschaltet und gewährleisten Schaltsignale für den Umschalter, die eine bestimmte Größe und Polarität besitzen.

Wenn der Multivibrator als Antrieb 15 für einen Halbwellenmodulator verwendet wird, wie dies schematisch in den Fig. 1, 2, 3B gezeigt ist, kann natürlich der eine oder andere Schaltungskreis (45, 46, 47) und der zugehörige Kopplungskondensator (44 A oder 44 B) aus Wirtschaftlichkeitsgründen fortgelassen werden.

Claims (8)

Patentansprüche:

1. Modulator mit einem Transistor, dessen Steuerelektrode an eine Seite eines eine periodische Spannung erzeugenden Generators angeschlossen ist, während das Eingangssignal zwischen den beiden anderen mit den Eingangsklemmen eines Wechselspannungverstärkers verbundenen Elektroden des Transistors liegt, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker (21) mit einer symmetrischen Eingangsschaltung versehen ist, deren Mittelpunkt (14) an die andere Seite des Generators (15) angeschlossen ist, und

daß der Transistor ein Feldeffekttransistor (11) ist, dessen Steuerelektrode über einen Kondensator (22) mit einer seiner Kanalelektroden (27) verbunden ist.

2. Modulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangssignal zwischen der einen Kanalelektrode (27) des Feldeffekttransistors (11) und dem Mittelpunkt (14) der Verstärkereingangsschaltung liegt und daß zwischen die andere Kanalelektrode (28) und den Mittelpunkt ein Widerstand (17) zum Ausgleich des Innenwiderstands der Eingangssignalquelle (12) eingeschaltet ist.

3. Modulator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker ein Differentialverstärker (21) ist und die Eingangsschaltung zwei Ausgleichskondensatoren (19 A, 195) umfaßt, die jeweils zwischen den Kanalelektroden (27, 28) des Feldeffekttransistors (11) und den Eingangsklemmen (18Λ, 18 B) des Verstärkers (21) liegen.

4. Modulator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsschaltung einen zwischen den Eingangsklemmen (18A, 18B) des Differentialverstärkers (21) liegenden Widerstand (20) mit einem Mittelabgriff umfaßt, der mit der symmetrischen Mittelklemme des Verstärkers verbunden ist.

5. Modulator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsschaltung einen mit seiner Sekundärwicklung (30) an den Verstärker (21^4) angeschlossenen Differentialtransformator (25) umfaßt, dessen Primärwicklung (26) mit den Kanalelektroden (27, 28) des Feldeffekttransistors (11) verbunden ist, während der Mittelabgriff der Primärwicklung den symmetrischen Mittelpunkt (14) bildet.

6. Modulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsschaltung einen Transformator (25 A) mit aufgeteilter Primärwicklung umfaßt, deren eine Hälfte (1) in Serie mit der Eingangssignalquelle (12) zwischen dem symmetrischen Mittelpunkt (14) und der einen Kanalelektrode (27) des Feldeffekttransistors (11) liegt, während die andere Hälfte (2) zwischen den Mittelpunkt und die andere Kanalelektrode (28) eingeschaltet ist, und daß ein Kondensator (31) parallel zu der Eingangssignalquelle liegt.

7. Modulator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß jede Hälfte der Primärwicklung aus zwei auf getrennten Spulen angeordneten Wicklungen (1, 1'; 2, 2') besteht, wobei je eine Wicklung der einen Hälfte mit einer Wicklung der anderen Hälfte bifilar zu einer Spule gewickelt ist.

8. Modulator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformator (25 B) für Zwei-Wege-Modul ation zwei Primärwicklungen mit jeweils zwei Hälften (1, 4; 2, 3) aufweist, die mit zwei von dem Generator (15.A) gegenläufig geschalteten Feldeffekttransistoren (UA; UB) verbunden sind und jeweils zwei Spulen aufweisen, die auf verschiedenen Schenkeln eines Transformatorkerns (25 B) angeordnet sind sowie in beiden Hälften der Primärwicklung gleichen Aufbau und gleiche Streukapazität haben.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen 009585/318