DE1466630A1

DE1466630A1 - Phasenvergleichsschaltung

Info

Publication number: DE1466630A1
Application number: DE19651466630
Authority: DE
Inventors: Hebb James William
Original assignee: Ampex Corp
Current assignee: Ampex Corp
Priority date: 1964-03-30
Filing date: 1965-03-30
Publication date: 1969-03-13
Also published as: GB1063577A; US3311755A; FR1440687A; NL6503894A; JPS441788B1

Description

PatantanwSIte

Dipl. Ing. Γ. W-^kms^, Dr. Ing. A. Wpickmann DIpI. In j. :-;.^-ci .-V.-.:^::.;, -.;_ρϊ. _P:_;ys. _Cr.Ä. Fincka

8 faUÄobsn 27, MS.'.istraße 22

AKPEX CORPORATION

401 Broadway, Redwood City, Calif. USA

Phasenvergleichsschaltung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Verarbeiten von informativen Signalen und im besonderen auf die 'Ausschaltung von TrägereinflUssen in einer solchen Schaltung.

Die vorliegende Erfindung wird in Verbindung mit einem DigitaL-Analog-Wandler des Typs beschrieben, der Verwendung in einem Hocnleistungs-Regelsystem findet. Die Erfindung kann aber

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bei jedem System Verwendung finden, in dem es erwünscht ist, den Einfluß des Trägers zu unterdrücken, der in einem Signal auftritt, das aus Trägerkomponenten und bestimmten Informationskomponenten besteht. Ein Hochleistungs-Regelsystem, wie zum Beispiel die Antriebsregelung eines Magnetbandgerätes besitzt einen Regelkreis, der mit einer Vorrichtung beginnt, die Impulse erzeugt, die in direktem Zusammenhang zur Winkelgeschwindigkeit des Antriebes und dessen Motor stehen. Die Winkelgeschwindigkeits-Signale werden auf einen Digital-Analog-Wandler oder auf eine phasenyergleichende Schaltung gegeben und mit sehr genauen Zeit-Bezugssignalen nach Periode und Phase verglichen, um ein Fehlersignal zur Regelung des Motors zu erzeugen.

Der Ausgang eines Digital-Analog-Wandlers besteht aus einer Rechteck-Impulsfolge, die durch glättende, kompensierende und verstärkende Schaltungen behandelt werden muß, um ihren Informationsgehalt (das Regelsignal für den Motor zur Korrektur der Geschwindigkeitsund Phasenablage) in eine brauchbare Form zu bringen. Die Ausgangsimpulsfolge besteht aus Fourier-Komponenten und überlagerten Harmonischen, von denen die meisten, einschließlich der höchsten, unwichtig für die Übertragung der Informationssignale sind. So hat zum Beispiel die höchste Harmonische einer Rechteck-Impulsfolge eine größere Amplitude (Spitze zu Spitze) als die Rechteck-Impulsfolge selbst.

_(O Diese überflüssigen Fourier-Komponenten treten als Rauschen

-» neben das wirkliche Informations-Signal und geben ein äußerst un- ^ vorteilhaftes Verhältnis Signal zu Rauschen auf das Regelsystem, ö ■

^ besonders bei kleinsten Ablagen. Obwohl die Störung durch Filter

teilweise beseitigt wird, ist es unpraktisch, die Anzahl Filter hintereinanderzuschalten, die nötig ist, um die Begrenzungen des

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Gerätes, die durch die Fourier-Komponenten der Rechteckimpulsfolge diesem vorgegeben werden, möglichst klein zu halten.

Daher ist es hauptsächlich Aufgabe der vorliegenden Erfindung, Mittel vorzusehen, um das Verhältnis Signal zu Träger in Schaltungen wie in dem oben erwähnten Regelsystem zu vergrößern, wo der Träger eine Begrenzung der Genauigkeit, der Verstärkung und der Leistungsaufnahme darstellt.

Weiter ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, Mittel vorzusehen, die Fremdenergie in Signalsystemen sehr klein zu halten, wenn sehr kleine Signale vorliegen und eher die Energie der Trägerwelle mit Zunehmen als, wie bisher, mit Kleinerwerden des Ablagefehlers anwachsen zu lassen.

Weiterhin ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung genauere und empfindlichere Ablagesignale von einem Digital-Analog-Wandler zu erhalten.

Weiterhin ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, das Verhältnis Signal zu Träger in verschiedenen Systemen ohne die Anwendung zahlreicher Filter zu verbessern.

Zur Durchführung des vorstehend Aufgeführten und als Hauptmerkmal der Erfindung wird die informative Trägerimpulsfolge durch eine Schaltung geführt, die geeignet ist, alle Fourier-Komponenten,

to aus denen sich die Trägerwelle zusammensetzt noch einmal zu addieren,

«o aber umgekehrt ader um l8o° phasenverschoben. Dadurch wird eine

^ Elimination der meisten Trägerkomponenten aus dem Informationso Signal erreicht. Geht der Fehler gegen Null, so ergibt sich keine

*·* Signal spannung und kein Träger einfluß; wächst der Fehler, so wachsen to

Signal und Trägereinfluß proportional an.

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Als weiteres Hauptmerkmal der vorliegenden Erfindung kann bei Digital-Analog-Wandlern die Elimination der Trägerkomponenten durch Umkehrung der Zeitbezugsimpulse, die im Wandler benutzt werden, und durch zusätzliche Addition zu den Ausgangsimpulsen des Wandlers durchgeführt werden. Dadurch werden die Wandler-Ausgangsimpulse gleich Null, wenn der Fehler gleich Null ist, und mit wachsendem Fehler zu einer Rechteckimpulsfolge von wacnsender Energie, sodaß bedeutend kleinere Fehlersignale durch ein System übertragen und beantwortet werden können, das einen Wandler als Komponente hat.

Andere Anwendungsmöglichkeiten und Kennzeichen der vorliegenden Erfindung und ein besseres Verständnis derselben ergeben sich aus der folgenden Beschreibung und aus den Ansprüchen im Zusammenhang mit den beiliegenden Darstellungen:

Figur 1 ist das Schaltbild eines Phasenvergleichers oder "Impulszählers", das eine vorzugsweise Ausführung der Erfindung des Anmelders'enthält.

Figur 2 ist das Blockschaltbild eines Regelsystems, mit dem die Erfindung des Anmelders eine nützliche Anwendung findet.

Figur 5 gibt anschaulich Impulsfolgen an verschiedenen Punkten des Schemas von Figur 1 wieder.

Das in Figur 1 gezeigte Schaltbild veranschaulicht eine An- ·? wendungsart des neuartigen Träger-Unterdrückers It. vorliegender

ο, Erfindung. Es besitzt Stromversorgungsklemmen 10 und 12, einen -» Eingang 14 für ein Zeit-Bezugssignal, einen Eingang 16 für ein ° geschwindigkeitsabhängiges Signal, eine Erdklemme 18 und einen J₀ Ausgang 19. Aus Anschauungsgründen sind die Stroraversorgungsklemmen

10 und 12 mit +12 Volt bzw. mit -12 Volt bezeichnet. ' . BAD ORIGINAL

Der Zeitbezugs-Eingang l4 ist mit der Stromversorgungsklemme 10 über einen Widerstand 20 und mit einer Zener-Diode 22 über einen Widerstand 24 verbunden. Ein Transistor Tl besteht aus Emitter 26, Basis 28 und Kollektor 30. Die Basis 28 ist mit einer Zener-Diode 22 und über einen Widerstand 32 mit dem Stromversorgungsanschluß 12 •verbunden. Der Emitter 26 ist mit dem Stromversorgungsanschluß 12 über die Diode J>*\ verbunden. Der Kollektor 30 ist über den Widerstand 36 geerdet.

Ein Transistor T2 besitzt Emitter 38, Basis 40 und Kollektor 42. Die Basis 40 ist mit dem Kollektor 30 des Transistors Tl über einen Kondensator 44 und ebenfalls mit dem Stromversorgungsanschluß 10 über einen Widerstand 46 verbunden. Der Emitter 38 ist direkt geerdet. Der Kollektor 42 ist über eine Diode 48 geerdet und mit dem Stromversorgungsanschluß 10 sowohl über eine Diode 49 als auch über eine Spule 50 und über einen Widerstand 52, die in Reihe geschaltet sind, verbunden. Eine Diode 5^ ist zwischen Erde l8 und die Verbindung zwischen Spule 50 und Widerstand 52 geschaltet.

An der Eingangsklemme l6 ankommende geschwindigkeitsabhängige Signale gehen über einen Kondensator 56. Zwei Transistoren T3 und T4 besitzen die Emitter 60 und 70, die Basis-Elektroden 62 und 72 und die Kollektoren 64 und 74. Die Basis 62 des Transistors T3 ist direkt mit dem Kondensator 56 verbunden und über einen Widerstand 66

geerdet. Die Emitter 60 und 70 der Transistoren T3 und T4 sind ο
direkt miteinander und mit dem Stromversorgungsanschluß 12 über einen

* Widerstand 68 verbunden. Der Kollektor 64 des Transistors T3 ist s. mit dem Stromversorgungsanschluß 10 über einen Widerstand 80 und ■> mit der Basis 72 des Transistors T4 über die parallele Anordnung

* eines Kondensators 82 und eines Widerstandes 84 verbunden. Die Ba3is 72 des Transistors T4 ist mit dem Stromversorgungsanschluß 12 über einen Widerstand 86 verbunden. Der Kollektor 74 des

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des Transistors Τ4 1st mit dem Stromversorgungsanschluß 10 über einen Widerstand 88 verbunden.

Ein Transistor T5 besitzt Emitter 90, Basis 92 und Kollektor Die Basis 92 ist über einen Widerstand 96 mit dem Stromversorgungsanschluß 10 und über einen Kondensator 98 mit dem Kollektor "Jk des Transistors T4 verbunden. Der Emitter 90 des Transistors T5 ist direkt geerdet. Der Kollektor 9^ des Transistors T5 ist über eine Diode 100 geerdet und mit dem Stromversorgungsanschluß 10 sowohl über eine Diode 101 als auch über eine Spule 102 und einen Widerstand 104, in Reihe geschaltet, verbunden. Eine Diode 106 ist zwischen Erde und die Verbindung zwischen Spule 102 und Widerstand 104 geschaltet.

Der Kollektor 42 des Transistors T2 und der Kollektor 94 des Transistors T5 sind direkt mit den getrennten Eingangsklemmen eines bekannten bistabilen Multivibrators I08 verbunden. Der bistabile Multivibrator 108 dient als Grundimpulszähler oder als phasenvergleichende Komponente des veranschaulichenden Schaltbildes. Die anderen Komponenten dienen dazu, die Eingangssignale bis zum Multivibrator und die Ausgangssignale hinter ihm optimal zu formen. Der Ausgang des bistabilen Multivibrators 108 ist an die Eingangselektrode des Transistors T6 angelegt, der den Emitter 110, die Basis 112 und den Kollektor Hk besitzt. Die Basis 112 ist die Kontroll-Elektrode, auf die das Signal des bistabilen Multivibrators gegeben wird. Die Basis 112 ist mit dem Stromversorgungsanschluß über einen Widerstand Ho verbunden. Der Emitter 110 ist mit dem Stromversorgungsanschluß 10 über eine Diode II8 verbunden. Der Kollektor 114 des Transistors Τ6 ist mit der Erde l8 über einen Widerstand II9 verbunden.

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" ⁷ ' H66630 ;

Zwei Transistoren T7 und Τδ besitzen die Emitter 120 und I50, die Basis-Elektroden 122 und 152 und die Kollektoren 124 bzw. 1J4. Die Basis-Elektroden 122 und 132 sind direkt miteinander, mit dem Kollektor JO des Transistors Tl über einen Widerstand 126 und mit dem Kollektor 114 des Transistors T6 über einen Widerstand 128 verbunden. Der Kollektor 124 des Transistors T7 ist mit dem Stromversorgungsanschluß 10 über einen Widerstand I36 verbunden. Der Kollektor 1^4 des Transistors T8 ist mit dem Stromversorgungsanschluß 12 über einen Widerstand 158 verbunden. Die Emitter 120 und 130 der Transistoren T7 und T8 sind direkt miteinander und mit der Erde l8 verbunden. Der Kollektor 124 des Transistors T7 ist mit der Ausgangsklemme 19 über einen Widerstand l40 verbunden. Der Kollektor 1^4 des Transistors T8 ist mit der Ausgangsklemme 19 über einen Widerstand 142 verbunden.

Des Blockschaltbild in Figur 2 zeigt einen vollständigen Regelkreis, in dem der Phasenvergleicher, der zur Veranschaulichung der Erfindung benutzt wird, Verwendung finden könnte. Die Glieder des Regelkreises, die in dem Schaltbild von Figur 1 erschdnen, sind von der gestrichelten Linie umgeben. Aufgabe des Regelkreises ist es, einen Servomotor 200 mit genauen Regel-Signalen zu versorgen. Der geschwindigkeitsabhängige Teil des Kreises besteht aus einer Magnet-Kode-Scheibe 202, die mit dem Motor 200 umläuft und einem festen Abnehmer-Kopf 204, der von jedem vorbeilaufenden aktivierten Abschnitt der Kode-Scheibe 202 ein Signal abnimmt. Das geschwindigkeitsabhängige Signal wird bei 206 verstärkt, um die Rechteck-Impulsfolge wie in Figur JC zu erzeugen. Dann leitet ein Geschwindigkeits-Signal-Wandler 208 einen Nadelimpuls wie in Figur JD von der Vorderflanke eines jeden Impulses der Figur JC ab. Die Nadel-Impulsfolge D wird an'e^ne Seite des bistabilen Multivibrators 108 geführt.

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Die Zeitbezugs-Impulse, die an Klemme l4 ankommen, werden in Figur JA gezeigt. Wie die Geschwindigkeits-Impulse der Form C, so geht auch die Impulsfolge A durch einen Impuls-Wandler 210, um eine Nadel-Impulsfolge B zu erzeugen, die an die andere Seite des bistabilen Multivibrators 108 geführt wird. Der bistabile Multivibrator 108, der bei jeder Triggerung auf den anderen der beiden Eingänge schaltet, erzeugt die Impulsfolge nach Figur 3 E.als Antwort auf die abwechselnd aufgebrachten Nadelimpulse nach Figur B und D. Die Vorderflanke der Impulsfolge E ist die Antwort auf die Spitze der Impulsfolge B, die den bistabilen Multivibrator I08 auf seinen negativeren Wert schaltet. Die Endflanke der Impulsfolge E ist die Antwort auf die Spitze der Impulsfolge D, die den bistabilen Multivibrator 108 zurück auf den positiveren Wert schaltet. Da die Nadelimpulsfolge B Zeitbezugssignale darstellt, wird die Regelmäßigkeit und Genauigkeit ihres Auftretens unverändert fortdauern. Andererseits wird die Nadelimpulsfolge D, obwohl sie im Idealfall (d.h. wenn der Motor 200 in Phase ist) um l80° phasenversetzt zur .Nadelimpulsfolge B verläuft, in Abhängigkeit davon, ob der Motor der genauen Phase vor- oder nacheilt, oft etwas vor oder nach dem idealen Zeitpunkt auftreten. Wenn keine Phasenverschiebung beim Motor 200 auftritt, werden die Impulse nach Figur J5 E Spiegelbilder der Impulse nach Figur J A sein. Bei Phasennacheilung des Motors wird die Nadelimpulsfolge D wie in Figur D¹ etwas nach dem phasenrichtigen Punkt auftreten. Das Ergebnis ist ein verspätetes Schalten des bistabilen Multivibrators 108, sodaß die Ausgangs-Impulse des Multivibrators, wie in E¹ gezeigt, von längerer Dauer sind. Wenn umgekehrt der Motor der Phase etwas vorauseilt, werden die Nadel-Impulse wie in B^1! etwas eher erscheinen, und die Ausgangsimpulse des bistabilen Multivibrators 108 werden von etwas kürzerer Dauer* wie in E^1! gezeigt, als bei Phasengleichheit sein.

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Die Impulsfolge in Punkt A wird von der Impulsfolge in Punkt E durch Phasenumkehrung im Wandler 210 abgezogen und dann bei 212 addiert. Das Ergebnis wird¹in Figur 3 F gezeigt. Bei phasenrichtiger Drehzahl des Motors 200 erscheint im Punkt F kein Signal, denn dann ist die Impulsfolge E identisch der Impulsfolge A und ihre Subtraktion ergibt Null. Die Subtraktion der Impulsfolge A von den der Phase nacheilenden Impulsen E¹ jedoch ergibt einen kurzen negativen Impuls im Punkt F, wie in Figur 3 F¹ gezeigt. Die der Phase vorauseilenden Impulse E¹' ergeben, vermindert um die Impulse im Punkt A, den kurzen, positiven Impuls in F^!'. Die im Punkt F ankommenden Signale werden auf ein Glättungs-Glied 214 gegeben, in dem sie auf einen variablen Dauerstrom geglättet werden. Dann werden bei 2l6 die Unregelmäßigkeiten und Nichtlinearitäten des Regelkreises kompensiert, und schließlich ermöglicht der Motor-Antriebs-Verstärker 218 eine Regelung des Motors 200.

Beim Betrieb der Schaltung, die schematisch in Figur 1 gezeigt und oben beschrieben ist, haben die Impulse, die am Eingang 14 des Zeitbezugssignals eingehen, die Rechteckform der Figur 3 A. Die Impulse am Eingang l6 für das geschwindigkeitsabhängige Signal sind in Figur 3 C dargestellt. Die Ausgangssignale der die Impulse umformenden Anordnungen 208 und 210, die die Eingänge des bistabilen Multivibrators 108 bilden, sind in Figur 3 gezeigt und haben die Impulsform D (geschwindigkeitsabhängige Information vom Wandler 208) bzw. B (Zeitbezugssignal vom Wandler 210).

^ Die Rechteckimpulsfolge A wird dem Spannungs-Niveau des Strom- _* kreises, in den sie eingeht, durch die Zener-Diode 22 angeglichen. D Da die Rechteck-Impulsfolge A die Zener-Diode 22 auf den Spannungs- ^ pegel schaltet, der ihrem Leitfähigkeitszustand entspricht, und sie darauf für die Dauer jedes Impulses festhält, wird die Reohteckimpulsfolge A im Endergebnis auf den Stromkreis mit einer neuen

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Amplitude übersetzt, die der Zenerspannung entspricht. Da Rauschen und andere Störsignale selten stark genug sind, um die Zener-Diode zu schalten, ist deren Einfluß auf die folgenden Stufen des Kreises wirksam ausgeschaltet.

Die Impulse der Zener-Diode 22 werden auf die Basis 28 des Transistors Tl gegeben. Dieser ist ein npn-Transistor, dessen Emitter 26 an -12 Volt liegt. Daher läßt die positive Spannung hinter der Zener-Diode 22 an der Basis 28 den Kollektor 30 des Transistors Tl negativ bis fast -12 Volt werden, wobei eine Phasen- ' umkehr der Impulsfolge A bewirkt wird. So wird die Umkehrung der ' Impulsfolge A sowohl auf die miteinander verbundenen Basiselektroden der Transistoren T7 und T8 als auch auf den Kondensator 44 gegeben.

Wenn die Vorderflanke der Umkehrung der Impulsfolge A am Kollektor 30 des Transistors Tl ankommt, erzeugt das R-C-Glied, das aus dem Kondensator 44 und dem Widerstand 46 besteht, als Antwort darauf einen Nadelimpuls als Ableitung, der auf die Basis 40 des Transistors T2 geht.Entsprechend ergibt die Endflanke der Umkehrung der Impulsfolge A als Ableitung einen positiven Nadelimpuls an der Basis 40 des Transistors T2. Dieser Transistor T2 ist so vorgespannt, daß er sich beim Fehlen eines Signals im leitenden Zustand befindet. Sein Kollektor 42 ist direkt auf einen Eingang des Multivibrators 1θ8 geschaltet. Wegen der Diode 48, die jeden Strom von Erde zum Kollektor 42 leitet, können jedoch keine ·? negativen Signale am Kollektor 42 ankommen. Entsprechend verhindert O₀ die Diode 49 ein Ansteigen der Spannung in positiver Richtung über -» die der Stromversorgung 10 hinaus. Der Zweck der Spule 50 ist es, ° die Vorderflanke des differenzierten Impulses, der durch den ^ Kondensator 44 entsteht, steil zu machen. Daraus entsteht die Impuleform von Figur 3 B, die eine klar definierte Schaltzeit bei Aufschaltung auf den bistabilen Multivibrator 108 ergibt.

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Die geschwindigkeitsabhängigen Eingangs-Signale, die an der Klemme l6 ankommen, werden über den Kondensator 56 auf die Basis des Transistors TJ gegeben. Dieser, ein npn-Transistor, dessen Emitter 6O mit dem negativen Stromversorgungsanschluß verbunden ist, während seine Basis an Erde liegt, leitet normalerweise beim Fehlen eines Signals. Die Widerstände 68 und 8O sind so ausgelegt, daß die untereinander verbundenen Emitter 60 und 70 der Transistoren TJ und T4 gerade unter dem Potential der Erde l8 gehalten werden, und daß der Kollektor 64 des Transistors TJ an fast derselben Spannung wie'die untereinander verbundenen Emitter 60 und 70 liegt. So wird die Basis 72 des Transistors T4 unter dem Pegel des Emitters 70 des Transistors Τ4 gehalten, und der npn-Transistor T4 ist normalerweise abgeschaltet.

Die Vorderflanke eines Impulses im Punkt C würde nicht ausreichen, den Transistor T4 zu schalten, aber die negative oder nacheilende Flanke des Impulses wird zuerst die Spannung, die über den Kondensator 56 an der Basis 62 anliegt, unter Null drücken und so den Transistor TJ abschalten. Plötzlich schaltet der Transistor TJ ab, die Spannung an seinem Emitter 60 fällt ab und die Spannung an seinem Kollektor 64 steigt an. Entsprechend tritt gleichzeitig ein Spannungsabfall am Emitter 70 des Transistors T4 und ein Spannungsanstieg an der Basis 72 des Transistors Τ4 auf, was ein sofortiges Durchschalten des Transistors T4 bewirkt. Während der

to Transistor T4 abgeschaltet war, lag sein Kollektor 74 am Potential ο

V> der Stromversorgung 10. Beim Durchschalten des Transistors T4 sinkt 00

3^ die Spannung an seinem Kollektor 74 auf die gleiche Spannung wie O der Emitter 70 ab. Durch die Spannungsteiler-Anordnung der Wider- *-■ stände 68 und 88 liegt das Potential in der Nähe des Erdpotentials. 10

Der Spannungsabfall am Kollektor 74 des Transistors T4 erzeugt über den Kondensator 98 einen negativen Nadelimpuls an der Basis 92 des

OR|Qf_NAL

Transistors Τ5·

Wenn das Signal an der Basis 62 des Transistors Tj5 wieder auf einen Spannungsüberschuß gegenüber den untereinander verbundenen Emittern 60 und 70 ansteigt, schaltet der Transistor Tj5 wieder durch. Dann fällt die Spannung am Kollektor 64, die durch den Strom erzeugt wird, der in den Widerständen 80, 84 und 86 fließt, auf ungefähr die Spannung des Emitters 60 des Transistors TJ ab. Durch den Beschleunigungseffekt des Kondensators 82 wird der Spannungsabfall am Kollektor 64 sofort auf die Basis 72 gegeben, die den Transistor T4 abschaltet. Die Spannung am Kollektor 74 des Transistors T4 steigt dann auf die Spannung der positiven Stromversorgung 10 an und erzeugt einen positiven Nadelimpuls an der Basis 92 des Transistors T5·

Dieser npn-Transistor T5 ist normalerweise auf Durchgang geschaltet, da sein Emitter geerdet ist und seine Basis an der positiven Stromversorgung 10 liegt. So würden die differenzierten Nadelirapulse, die vom Kondensator 98 herkommen, am Kollektor 94 mit einer gewissen Verstärkung ankommen. Aber die negativen Nadelimpulse werden über die Diode 100 geerdet und die positiven Nadelimpulse können der Diode 101 wegen nicht den Wert der positiven Stromversorgung überschreiten. Die Spule 102 richtet die Vorderflanke der Differential-Nadelimpulse in der gleichen Weise auf, die im Zusammenhang mit der Spule 50 beschrieben wurde, und erzeugt die Impulsfolge D an einem Eingang des bistabilen Multivibrators

H Am Ausgang des bistabilen Multivibrators 108 erscheint die O Impulsfolge gemlfl Figur 3 E, wobei jeder Reohteckimpuls mit einem · **■ Sohalten des bistabilen Multivibrators beginnt und mit einem anderen Schalten endet, wobei jeder der beiden Schaltvorgange durch einen Impuls abwechselnd in Punkt B oder D getriggerd wird. Der

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Multivibrator-Ausgang E ist über den normalerweise auf Durchgang geschalteten Transistor T6 mit den untereinander verbundenen Basiselektroden 122 und 132 der Transistoren T7 und T8 verbunden.

Der Kollektor 124 des npn-Transistors T7 ist mit der positiven . Stromversorgung 10 verbunden und sein Emitter 120 direkt geerdet. Der Kollektor 134 des pnp-Transistors Τ8 ist mit der negativen Stromversorgung 12 verbunden und sein Emitter 13Ο direkt geerdet. Daher wird ein positives Signal an den untereinander verbundenen Basiselektroden 122 und 132 der beiden Transistoren T7 und T8 den Transistor T7 durch- und den Transistor T8 abschalten. Ein negatives Signal dagegen hat die umgekehrte Wirkung: Abschalten von T7 und Durchschalten von Τ8. Immer wird der Transistor, T7 oder T8, der auf Durchgang geschaltet ist, am Kollektor 124 oder 134 gegen Erdpotential gehen. Der jeweils andere wird am Kollektor ein Potential haben, das näher dem der zugehörigen Stromversorgung 10 oder 12 liegt. Entsprechend ist es der letzte Schritt in der Wirkungsweise des Schaltkreises nach Figur 1, daß die Summation der Signale an den Kollektoren 30 des Transistors Tl (die Umkehrung der Impulsfolge 3A) und 114 des Transistors T6 (Impulsfolge 3 E), die an den miteinander verbundenen Basiselektroden 122 und 132 erscheint, eine Spannung nahe Null an einem der Kollektoren 124 oder 134 erzeugt, wodurch das am Ausgang 19 durch die Spannungsteiler schaltung der Widerstände 136, l40, 142 und 138 nahe Null gehaltene

_<g> Potential verändert wird. Eine Summation die weniger als Null

to ergibt, wird den Transistor T8 durchschalten, sodaß die Widerstände

-* 136, l40 und 142 die Spannung zwischen der positiven Strom-Q Versorgung 10 und dem angenäherten Erdpotential teilen, wodurch ein

*- Anstieg der Spannung am Ausgang 19 verursacht wird. Entsprechend cx>

schaltet eine Summation, die einen Wert größer als Null ergibt, den Transistor T7 durch, sodaß die Widerstände 138, l40 und 142

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die Spannung zwischen der negativen Stromversorgung 12 und dem angenäherten Erdpotential 18 teilen, wodurch ein Spannungsabfall am Ausgang 19 verursacht wird. 'Das Gesamtergebnis ist die Impulsfolge gemäß Figur 3 P als Ausgang der Phasenvergleichsschaltung gemäß Figur 1. Die Impulsfolge 3 F gibt den Informationsinhalt der Impulsfolge 3 E wieder und eliminiert die Träger-Impulsfolge 3 A.' In dieser Ausführungsform der Erfindung wurde die Träger-Impulsfolge eliminiert durch addieren einer Impulsfolge, die entweder als Umkehrung oder als Phasenverschiebung um l8O° der Trägerimpulsfolge charakterisiert werden könnte, obwohl bei nichtsymmetrischen Impulsfolgen nur die Umkehrung diesem Zwecke dient.

Eine Phasenvergleichsschaltung wurde gemäß obiger Beschreibung und zugehörigem Schaltbild mit folgenden Komponenten gebaut und betrieben:

Spannungen;

10 ... +12 Volt

12 ... -12 Volt

Transistoren:

Tl ... SM 1170 T5 ..· SM 1170

T2 ... SM 1170 T6 ... SM 1542

T3 ... SM 1170 T7 ... SM 1170

T4 ... SM 1170 T8 ... SM 1542

Dioden:

22 ... IN 756 54 ... FD 2022

34 ... FD 2022 100 ... FD 2022

48 ... FD 2022 101 ... FD 2022

49 ... FD 2022 IO6 ... FD 2022

II8 ... FD 2022

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Widerstände (Ohm);

20 ... 5OK 88 ... 1.5K

24 ... 1OK 96 ... 1OK

32 ... 1OK 104 ... 270

36 ... 1.5K 116 ... 2.4k

46 ... 1OK 119 ... 4.7K

52 ... 270 126 ... 1OK

66 ... 2K 128 ... 1OK

68 ... I.3K 136 510

80 ... 1.5K ' 138 ... 510

84 ... 15K 140 ... 1OK

86 ... 30K 142 ... lOK

Kondensatoren (Mikrofarad):

44 ... 6OOXIO"⁶ 82 ... 24xlO~⁶

56 ... 1.0 98 ... 600xl0"⁶

Spulen (Mikrohenry);
50 ... 27
... 27

Die oben festgelegte Schaltung wurde mit Eingangs-Impulsen von ca. 12 Volt-Amplituden betrieben und erreichte einen Träger-Unterdrückungsfaktor besser als 36 db. Es sind also Mittel vorgesehen, die den Trägereinfluß und den Betrag an Fremdenergie in Schaltungen wie dem oben beschriebenen Regelkreis herabsetzen, wo TrägereinflUsse eine soharfe Begrenzung der Genauigkeit und besonders der Fähigkeit, kleine Signale aufzulösen, darstellen. Dies wurde ohne Anwendung von Filtern erreicht, obwohl man Filter benutzen kann, um das Signal weiter zu sieben, bevor es auf den Motorantriebs-Verstärker 218 gegeben wird.

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Die Erfindung ist nicht auf das oben beschriebene Ausführungsbeispiel beschränkt; ersichtlich können zum Beispiel npn-Tr-ansistoren und pnp-Transistoren ausgetauscht werden, wenn nur die Stromversorgung, die Vorspannungselemente und andere Komponenten der Schaltung entsprechend umgepolt werden.

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Claims

Patentansprüche

1. Phasenvergleichsschaltung mit aktiven Elementen, mit einem Eingang für ein Zeitbezugssignal und einem Eingang für ein phasenabhängiges Signal, sowie einem Ausgang, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerelektrode (2b) eines ersten aktiven Elementes (Tl) mit dem Eingang (l4) für das Zeitbezugssignal verbunden ist, daß die Steuerelektrode (40) eines zweiten aktiven Elementes (T2) über einen ersten, das Zeitbezugssignal differenzierenden Kondensator (44) mit der Ausgangselektrode (j>0) des ersten aktiven Elementes (Tl) verbunden ist, daß der Eingang (l6) für das phasenabhängige Signal über einen zweiten, dieses differenzierenden Kondensator (56) mit der Steuerelektrode (62) eines dritten aktiven Elementes (T5) verbunden ist, daß die Eingangselektrode (60) des dritten aktiven Elementes (Tj)) direkt mit der Eingangselektrode (70) eines vierten aktiven Elementes (Τ4) verbunden ist, daß die Steuerelektrode (72) des vierten aktiven Elementes über die Parallelscualtung eines ersten Widerstandes (84) und eines dritten Kondensators (82) mit der Ausgangselektrode (64) des dritten aktiven Elementes (T3) verbunden ist, ciaß die Steuerelektrode (y2) eines fünften aktiven Elementes (Ti?) über einen vierten Kondensator (¹Jt) mit der Ausgangselektrode (74) des vierten aktivci. ELementes (Τ4) verbunden ist, daß ein Eingang eines an "? .^r;ii;ji ooKanribon bistabilen Multivibrators (lOo¹) mit zwei co Ein;;än-;en t.nu einem Ausgang mit der Ausgar*gselektrode (42) des —» zweiten aktiven Elementes (T2) verbunden ist, daß uex' zweite Elni'iixnr, uv υ bistabilen Multivibrators (lOÖ) mit der Ausgangs-

to elektrode (y4) des l'üni'ten aktiven Elementes (T^) verbunden it;l, daß die Steuerelektrode (112) eines sechsten aktiven ,^g (To) direkt mit dem Ausgang des bistabilen Muiti-

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vibrators (lO8) verbunden ist, daß die Eingangselektroden (120, 130) eines siebenten und eines achten aktiven Elementes (T7j Te) direkt verbunden und einerseits über einen zweiten Widerstand (126) mit der Ausgangselektrode (20) des ersten aktiven Elementes (Tl) und andererseits über einen dritten Widerstand (128) mit der Ausgangselektrode (ll4) des sechsten aktiven Elementes (Τ6) verbunden sind, und daß die Ausgangselektroden (124, 1J54) des siebenten und achten aktiven Elementes (T7j TB) über einen vierten und einen fünften Widerstand (l40, 142) mit dem Ausgang (19) verbunden sind.

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2. Phasenvergleichsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als aktive Elemente Transistoren Verwendung finden.

5. Phasenvergleichsschaltung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Zusammenschaltung des siebenten und achten Transistors (T7, Τ8) für eine Summation des Eingangs-Zeitbezugssignals und des Ausgangssignals des bistabilen Multivibrators (108) vorgesehen ist.

4. Phasenvergleichsschaltung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang (l4) für das Zeitbezugssignal über eine Zener-Diode (22) mit der Basis (28) des ersten Transistors (Tl) gekoppelt ist.

eo£j. Phasenvergleichsschaltung nach Anspruch 1 bis 4, dadurch ο

to gekennzeichnet, daß die Basis (2ö) des ersten Transistors (Tl) co

^ über die Zener-Diode (22) und einen aus Widerständen (20, 24) ο gebildeten Spannungsteiler, dessen Abgriff am Eingang (14) *-> für das Zeitbezugssignal liegt, an eine positive Stromversor-

gungsklemme (10) geschaltet ist.

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6. Phasenvergleichsschaltung nach Anspruch 1 bis 5> dadurch gekennzeichnet, daß die Basis (28) des ersten Transistors (Tl) über einen Widerstand (32) und der Emitter (26) des ersten Transistors (Tl) über eine Diode (34) an eine negative Stromversorgungski errane (12) geschaltet ist.

7. Phasenvergleichsschaltung nach Anspruch 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor (JO) des ersten Transistors (Tl) über einen Widerstand (36) an eine Erdklemme (l8) geschaltet ist.

8. Phasenvergleichsschaltung nach Anspruch 1 bis ¹J, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis (4o) des zweiten Transistors (T2) über einen Widerstand (46) an der positiven Stromversorgungsklemme (10) liegt.

9. Phasenvergleichsschaltung nach Anspruch 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter (J8) des zweiten Transistors (T2) direkt mit der Erdklemme (18) verbunden ist.

10. Phasenvergleichsschaltung nach Anspruch 1 bis 9» dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor (42) des zweiten Transistors (T2) einerseits Über eine Diode (48) an der Erdklemme (18) und andererseits über die Reihenschaltung einer Spule (50) und eines Widerstandes (52) an der positiven Stromversorgungsklemme (10) liegt.

11. Phasenvergleichsschaltung nach Anspruch 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß eine Diode (54) zwischen den Verbindungspunkt des Widerstandes (52) und der Spule (50) und die Erdklemme (l8) geschaltet ist.

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12. Phasenvergleichsschaltung nach Anspruch 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis (62) des dritten Transistors (T3) über einen Widerstand (66) an der Erdklemme (18) liegt.

IJ. Phasenvergleichsschaltung nach Ansprucn 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die direkt verbundenen Emitter (60, JO) des dritten und vierten Transistors (TJ₁ T4) über einen Widerstand (68) an der negativen Stromversorgungsklemme (12) liegen.

14. Phasenvergleichsschaltung nach Anspruch 1 bis IJ, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor (64) des dritten Transistors (T3) über einen Widerstand (80) und der Kollektor (74) des vierten Transistors (T4) Über einen Widerstand (88) an der positiven Stromversorgungsklemme (10) liegt.

15· Phasenvergleichsschaltung nach Anspruch 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis (72) des vierten Transistors (T4)

über einen Widerstand (86) an der negativen Stromversorgungsklemme (12) liegt.

16. Phasenvergleichsschaltung nach Anspruch 1 bis 15» dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter (90) des fünften Transistors (T5) direkt mit der Erdklemme (l8) verbunden ist.

17· Phasenvergleichsschaltung nach Anspruch 1 bis l6, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis (92) des fünften Transistors (T5) über einen Widerstand (96) mit der positiven Stromversorgungsklemme (10) verbunden ist.

18. Phasenvergleiohsschaltung nach Anspruch 1 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor (94) des fünften Transistor's (T5) einerseits über eine Diode (100) mit der Erdklemme (l8) und andererseits über die Reihenschaltung einer Spule (102) und

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eines Widerstandes (104) an der positiven Stromversorgungsklemme (10) liegt, wobei der Verbindungspunkt der Spule (102) und des Widerstandes (1O4) über- eine Diode (1O6) mit der Erdklemme (l8) verbunden ist.

19· Phasenvergleichsschaltung nach Anspruch 1 bis l8, dadurch gekennzeichnet, äaß ein Eingang des bistabilen Multivibrators (IO8) mit dem Kollektor (42) des zweiten Transistors (T2) und der andere Eingang mit dem Kollektor (9²O des fünften Ti-ansistors (T5) verbunden ist.

20. Phasenvergleichsschaltung nach Anspruch 1 bis 19, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter (HO) des sechsten Transistors (To) über eine Diode (II6) und seine Basis (112) über einen Widerstand (II6) an der positiven Stromversorgungsklemme (10) liegen.

21. Phasenvergleichsschaltung nach Anspruch 1 bis 20, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor (ll4) des sechsten Transistors (Τ6) über einen Widerstand (II9) an der Erdklemme (l8) liegt.

22. Pnasenvergleichsschaltung nach Anspruch 1 bis 21, dadurch gekennzeichnet, daß der Verbindungspunkt der Emitter (120, I30) des siebenten und achten Transistors (T7> T8) direkt mit der Erdklemme (l8) verbunden ist.

23· Phasenvergleichsschaltung nach Anspruch 1 bis 22, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor (124) des siebenten Transistors (T?) über einen Widerstand (I36) mit der positiven Stromversorgun^sklemme (10) und der Kollektor (lj54) des achten Transistors (T8) über einen Widerstand (138) mit der negativen Stromversorgungsklemme (12) verbunden ist.

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