DE1462684A1 - Verstaerker mit stufenweise einstellbarem Verstaerkungsfaktor - Google Patents

Description

Die Priorität der Anmeldung Nr.6508145 vom 24.6.1965 in den Niederlanden wird in Anspruch genommen.

In bekannten Verstärkern mit variabler Verstärkung werden Dioden verwendet, um eine Änderung der Verstärkung zu erhalten. Bs ist jedoch allgemein bekannt, daß die Diodenkennlinien von Temperaturänderungen und der Alterung der Diode abhängig sind. Es ergibt sich deshalb eine Ungenauigkeit bei der Eingangs-AusgangsCharakteristik des Verstärkers, die aus mehreren geradlinigen Streckenabschnitten zusammengesetzt ist und insbesondere eine Ungenauigkeit> in Bezug auf die genaue Stelle der Schnittpunkte der Streckenabschnitte bei der Änderung der Verstärkung in dieser Eingangs-Ausgangscharakteristik. Bei sehr kleinen Eingangssignalen,z.B. in der Größenordnung von einigen Millivolt wird der relative Fehler wichtig. Wenn diese Verstärker mit variabler Verstärkung als Compander in PCM-Übertragungssystemen verwendet werden, erhält man eine Codierunsicherheit, da der Wert eines Oodierungs- oder Decodierungsbits in derselben Größenordnung ist, z.B. einig· Millivolt. Überdies kann in solchen PCM-tibertragungssystemen die Dehner-'Charakteristik nicht genau die Presser-Oharakteristik kompensieren, da die genauen Knickstellen der Presser- und DehnerCharakteristiken aus den oben genannten Gründen nicht genau übereinstimmen. Nichtlineare Analog-Digitalumsetzer, die eine schrittweise lineare Charakteristik haben, die man durch unterschiedliche Codierungsschritte in diesen Umsetzern erhält, sind auch allgemein bekannt,

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z.B. aus dem US-Patent 3 016528. Der größte Nachteil dieser Umwerter liegt in den Schwierigkeiten der genauen Erzeugung der kleinsten Codierungsschritte, so daß die Tendenz heute dahin geht, diesen Typ zu verlassen und dafür Umwerter mit Pressung zu verwenden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Verstärker mit stufenweise einstellbarem Verstärkungsfaktor, der als Differenzverstärker bekannte Verstärkerstufen enthält, zu schaffen, der die oben erwähnten Nachteile nicht hat. Dies wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß eine Mehrzahl von solchen Verstärkerstufen parallel geschaltet ist, die gemeinsame Eingänge haben und auf eine gemeinsame Ausgangsimpedanz derart wirken, daß sich als Ausgangssignal das Signal einer einzelnen Verstärkerstufe bzw. das Summenoder Differenzaignal mehrerer Stufen ergibt und daß die Verstärkerstufen aus einer gemeinsamen Konstantstromquelle gespeist werden und in Abhängigkeit von dem gewünschten Verstärkungsfaktor durch Schaltmittel bei einer oder mehreren Verstärkerstufen der Konstantversorgungsstrom an- oder abgeschaltet wird, sodaß sich in Abhängigkeit von diesen Schaltvorgängen eine stufenweise .Änderung des Verstärkungsgrades der gesamten Anordnung ergibt.

Gemäß einer weiteren Ausbildung der Erfindung sind zur Verwendung des Verstärkers als Phaseninverter-Modulator die Ausgänge zweier Verstärkerstufen gegenphasig miteinander verbunden.

daß Eine weitere Ausbildung der Erfindung besteht darin, zur Verwendung des Verstärkers als Compander in einer Analog-Digital-Umaetzereinrichtung die Schaltung der Verstärkeretufen durch den Analog-Digital-Umsetzer gesteuert wird.

Die Erfindung wird nun anhand der in den beiliegenden Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigen

Fig.1 einen in einem PCM-Übertragungeeyatem enthaltenen kompandierenden Coder gemäß der Erfindung,

Pig.2 einen Verstärker mit variabler Veretärkung, der den Preseerteil des Coders nach Pig.1 bildet,

Pig.3 die Bingangs-Ausgangskennlinie des Verstärkers bzw. des Presserkreises nach Pig.2,

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ORIGINAL INSPECTED

Pig.4 Einzelheiten dee Coders nach Fig.1, Fig.5 Taktimpulse, die an den Coder nach Fig.1 oder 4 angelegt werden,

Pig.6 Einzelheiten einzelner Blockschaltbilder der Pig.1 und 7

Pig.8 in schematischer Weise die Anordnung einea Dehnerkreises in dem obengenannten PCM-Übertragungssystem,

Pig.9 einen Teil dea phaseninvertierenden Modulators gemäß der Erfindung,

Pig. 10 in etchematischer Weise eine weitere Anordnung eines Dehnerkreises gemäß der Erfindung, die die Stromkreise nach Pig.8 und 9 enthält.

Der in Pig.1 dargestellte pressende Coder besteht aus einem Presserkreis CO, dem ein linearer Coder folgt, und zwar ein Serien- oder Vergleichscoder. An den Eingang i deB Pressers CO werden die zu pressenden PAM-Signale angelegt und dann über die zwei Ausgänge 0 und 0' an den Coder weitergegeben. Der Coder enthält drei funktioneile Teile: den Ehtscheidungsteil, den Steuerteil und den Bewertungsteil. Es wird angenommen, daß der Coder 64 Stufen hat,d.h. er setzt ein analoges Eingangssignal in ein 6-ziffriges PCM-Signal um. Der Entscheidungsteil des Coders enthält einen Diskriminator DSC und einen Ausgangs-Plip-Plop PP. Der Diskriminator DSC hat zwei Eingänge 0, 0', die mit den gleichnamigen Ausgängen des Pressers CO verbunden sind.· Die zwei Ausgänge sind mit entsprechenden Eingängen des Flip-Flops PP verbunden. Ein weiterer Eingang/fe des Diskriminators DSC ist mit einer nicht dargestellten Taktimpulsquelle verbunden. Die Ausgänge des Flip-Flops FP sind mit der nicht dargestellten Übertragungsleitung verbunden.

Der Steuerteil enthält fünf Flip-Flops PP1 bis FP5, die jeweils drei Eingänge 1,2,3 und zwei Ausgänge 4,5 haben, sowie einen Torkreis G. Die Flip-Flops mit Toreingang F1 bis F5 sind allgemein bekannt, z.B. sind es Pairchild Micrologic halbe Schieberegisterelement· /uL 906« In Fig.T ist in echematischer Weise ein solches Element Fi ( i « 1 bis 5) dargestellt. Das Element Fi (Fig.7) ist aus vier NAHD (Nicht-UHD-Torechaltungen) L7 bis L10 mit zwei

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Eingängen gebildet, die Widerstand Transistor logische (RTL) Torkreise sind. Die Torschaltungen L9 und L10 bilden die Ausgangs-Flip-Flop-Stufe und die Torschaltungen L7 und L8 die Eingangs-Tors tufe. Die Eingänge 1 und 3 des Elementes Fi bilden einen Eingang der Torschaltungen L7 bzw, L8, während der Eingang 2 des Elementes Fi den zweiten gemeinsamen Eingang für beide Torschaltungen L7 und L8 bildet. Die Ausgänge 4 und 5 des Elementes Fi sind die Ausgänge der Torschaltungen L9 und 110 und stellen die komplementären Ausgangssignale fi (1 oder 0) und fi ( 0 oder 1) der Flip-Flop-Stufe I9,L10 oder des gesamten Flip-Flop-Kreises Fi dar. Die Eingänge 1 der Flip-Flop F1 bis F5 (Fig.1) sind parallel mit einem Ausgang des Flip-Flops FF verbunden. In ähnlicher Weise sind die Eingänge 3 des Flip-Flop's parallel mit dem Ausgang Έ des Flip-Flops verbunden. Die Eingänge 2 der Flip-Flop-Schaltungen sind mit entsprechenden Ausgängen ep1 bis ep5 eines nicht dargestellten Taktgebers verbunden. Der Torkreis G- hat fünf Eingänge, die mit den Ausgängen ft, Ti und f2, Ύ2 der Flip-Flops F-1 und F2 und mit dem Ausgang ep2 des Taktgebers verbunden sind und einen Ausgang c, der mit dem Steuereingang des Pressers CO verbunden ist. Der Torkreis G ist schematisch in Fig.6 dargestellt. Er ist aus vier NAND-Torschaltungen L1 bis L4 mit zwei Eingängen und einem Inverter N1 gebildet, die RTL-Kreise sind, die allgemein bekannt sind. An seinem Ausgang bildet er die logische Funktion c = ep2 (f1 fs + f1 72). (1) Der Bewertungsteil des Coders enthält sechs .Bewertungsnetzwerke SN1 bis SN6, von denen jedes zwei Eingänge bj und bjj¹· und zwei Aus gänge aj, aj· ( j = 1 bis 6) hat. Die Ausgänge aj und a'j sind parallelgeschaltet und mit den Eingängen 0 bzw. 0' des Diskriminator! TSC verbunden. Die Eingänge b1, b2 und b6 der Bewertungsnetzwerke SN1,SN2 und SN6 sind parallelgeschaltet und mit dem Ausgang f1 des Flip-Flops F1 verbunden. Die Eingänge b3, b4, b5 der Netzwerke SN3» SN4 und SN5 sind mit den Ausgängen f3, f4 bzw. f5 der Flip-Flops F3, 4>5 verbunden. Der Eingang b'1 des Netzwerkes SN1 ist mit dem Ausgang c des Torkreises G verbunden, während die Eingänge b^f2 bis b'6 mit den Ausgängen ep1 bis ep5 und ep'2 des nicht dargestellten Taktgebers verbunden sind.

In der Fig.4 sind in Einzelheiten der Diskriminator DSC, der Ausgangsflip-Flop FF und das Bewertungsnetzwerk SNj (j = 1 bis 6) dargestellt.

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Der Diskriminator DSC enthält zwei npn-Transiatoren Q7 und Q'7» die als Differentialveratärker geschaltet sind, einen Schalt-npn-Transistor Q8 und einen Ausgangstransformator T. Die Kollektorelektroden der Transistoren Q7 und Q^!7 sind miteinander über die Primärwindung des Transformators T verbunden, dessen Mittelanzapfung mit dem positiven Anschluss einer Gleichspannungsquelle S verbunden ist. Die Emitter der Transistoren Q7 und Q'7 sind gemeinsam über den Widerstand R22 mit dem Kollektor des Transistors Q8 verbunden. Der Emitter dieses Transistors Q8 liegt an Masse und die Basis ist über einen Inverter N2 mit dem Ausgang des Taktgebers verbunden. Die Basiselektroden der Transistoren Q7 und Q'7» die die zwei Eingänge und O¹ bilden, an die das gepreßte PAM-Signal im Diskriminator angelegt wird, sind einmal mit den gleich bezeichneten Ausgängen des Pressers CO verbunden und andererseits über gleiche Widerstände H21 bzw. R20 mit dem Verbindungspunkt zwischen den beiden Spannungateilerwideratänden R19 und R18. Die Spannungsteilerwiderstände R18 und R19 liegen zwischen dem positiven Anschluß der Quelle S und Masse. Die Sekundärwicklung des Transformators T ist ebenfalls mit einer Mittelanzapfung versehen, die mit Masse verbunden ist. Die Flip-Flop-Schaltung FF enthält zwei NAND-Torachaltungen L5 und L6 mit zwei Eingängen. Ein Eingang dieser Torschaltungen L5 bzw.Lö ist mit dem einen bzw. dem anderen Ende der Sekundärwicklung des Transformators T verbunden. Der Ausgang s der Torschaltung L6 bildet den Ausgang des Coders und ist mit dem nicht dargestellten Übertragungsweg verbunden. Das Bewertungsnetzwerk SNj enthält zwei npn-Transistoren Q9 und Q¹9» deren Emitter gemeinsam mit dem Kollektor eines Schalt—npn-Transistora Q10 verbunden sind. Die Kollektoren der Transistoren Q9 und Q'9 bilden die Ausgänge aj und a'j des Additionsnetzwerkea SNj und sind mit den Basiselektroden der Translatoren Q7 und Q¹7 dea Diakriminators DSC verbunden. Die Basiselektrode des Transistors Q¹9 iat mit dem Verbindungapunkt zwischen den beiden Spannungsteiler-Widerständen R23 und R24 verbunden. Der andere Anschluß des Widerstandea R23 ist mit dem positiven Anschluß der Quelle S verbunden, während der zweite Anschluß des Widerstandes R24 einmal mit der Basiselektrode des Translators Q10 verbunden iat und andererseits mit der Anodenseite einer Diode D1, deren Kathodenseite mit Masse verbunden iat. Der Emitter dea Tranaiators Q10 iat einmal über einen Bewertungswiderstand Rwj mit dem negativen Anachluß einer Bezugsapannungsquelle S¹ « von festem Gleichapannungapotential verbunden und andererseits mit

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der Katliodenseite einer Diode D2. Die Basis des Transistors Q9 und die Anodenseite der Diode D2 bilden die Eingänge bj und Vj des Additionsnetzwerkes SN;).

♦ Φ

In Pig.5 sind die Taktimpulse 1 und 2 dargestellt, die an den entsprechenden Ausgängen eines nicht dargestellten doppelphasigen Taktgebers abgegeben werden, sowie die Impulsmuster ep1 bis ep5 und ep'2,'die an die Kreise der Pig.1 angelegt werden.Die Taktimpulse"2 treten in der Hitte des Intervalls zwischen zwei aufeinanderfolgenden φΐ-Impulsen auf. Das Zeitintervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden φΐ bzw. |2-Taktimpulsen ist gleich der Länge einer Ziffer in dem 6-ziffrigen PCH-Code. Die Impulsmuster ep1 bis ep5 und ep¹2 haben bestimmte Zeitlagen gegenüber einem Codierintervall, das durch den 1-Zustand des Godiermusters dargestellt wird.

Es sei hier noch darauf hingewiesen, daß eine negative logische Konvention während dieser Beschreibung angenommen wird und die logischen Pegel 1 und 0 von den Ein- und Aus Binärsignale stellen ein Erdpotential bzw. ein positives Gleichstromsignal, z.B. 6 V dar. Das Codierintervall, das durch den logischen 1-Pegel des Musters gegeben wird, ist der Umwandlung eines PAM-Signales in einen sechsziffrigen PCM-Code zugeordnet. Dieses Codierintervall kann durch die φΐ Taktimpulse in sechs aufeinanderfolgende Zifferncodierintervalle eingeteilt werden ( gestrichelte Senkrechte in der Pig.5). Man sieht, daß das Impulsmuster ep1 den O-Pegel nur während des der ersten Ziffer zugeordneten Codierintervalles einnimmt, das Muster ep2 nur während der ersten und zweiten Codierintervalle. Diese Impulse ep1 bis ep5 kann man von fünf entsprechenden Ausgängen eines fünfstufigen Ringzählers erhalten, der durch die (>1 -Taktimpulse gesteuert wird.Die . fünf Stufen dieses Zählers nehmen die sechs in Pig.5 dargestellten Lagen während sechs aufeinanderfolgender Zifferncodierintervalle ein. Das Impulsmuster ep'2 erhält man durch Kombinierung der Muster ep1 und ep2 (ep¹2 s ep1 . ep~2) und den Komplementärwert ep'2 durch Invertierung von ep¹2. Es ist ebenfalls möglich, die oben genannten Impulsmuster ep1 bis ep5. und ep¹2 auf andere Weiee zu erzeugen.

Der in Pig.2 dargestellte Presserkreis besteht aus zwei Hauptteilön, einem Analogteil und einem Steuerteil. Der Analogteil enthält zwei Paar von npn-Transistoren Q5» Q4 und Q5,Q6, die als zwei Differential-

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Verstärker zusammengeschaltet und parallel miteinander verbunden sind. Der Steuerteil enthält die Sehalt-npn-Transistoren Q1,Q2 und .den npn-Transistor QO, der als Konstantstromgenerator dient. Die Emitter der Transietoren Q3 und Q4 sind über eine Reihenschaltung von zwei gleichen Widerständen R3 und R4 verbunden, wobei der Verbindungspunkt zwischen den beiden Widerständen mit dem Kollektor des Schalttransistors Q1 verbunden ist. In entsprechender Weise sind die Emitter der Transistoren Q5 und Q6 über die Serienschaltung von zwei gleichen Widerständen R5 und R6 verbunden, wobei der Verbindungspunkt zwischen diesen beiden Widerständen mit dem Kollektor des Schalttransistors Q2 verbunden ist. Die Kollektoren der Transistoren Q3 und Q4 sind mit den Kollektoren des Tranistore Q5 bzw.Q6 verbunden und die Verbindungen zwischen diesen Kollektoren sind miteinander über eine Reihenschaltung von zwei gleichen Ausgangswiderständen R7 und R8 verbunden, wobei der Verbindungspunkt zwischen diesen Widerständen mit dem positiven Anschluss der Quelle S mit festen Gleichspannungspotential verbunden ist. Die Basen der Transistoren Q3 und Q5 sind genau so wie die Basen der Transistoren Q4 und Q6 miteinander und weiterhin über gleiche Widerstände R9 bzw.RIO mit dem Verbindungspunkt von zwei zu einem Spannungsteiler zusammengeschalteten Widerständen R1.1 bzw.R12 verbunden.Die anderen Anschlüsse der Widerstände R11 und R12 sind mit dem positiven Anschluß der Quelle S bzw. mit Masse verbunden. Die zusammengeschalteten Basen der Transistoren Q3 und Q5 bilden den Eingangsanschluß i des Pressers, während die zusammengeschalteten Basen der Transistoren Q4 und Q6 einen zweiten Eingang i¹ des Pressers bilden können.Die zusammengeschalteten Kollektoren der Transistoren Q3 und Q5 und der Transistoren Q4 und Q6 bilden die Ausgänge 0 bzw.O¹ des Pressers 00. Die Emitter der Schalttransistoren Q1 und Q2 sind über eine Reihenschaltung von Widerständen R1 und R2 miteinander verbunden, wobei am Verbindungspunkt dieser zwei Widerstände der Kollektor des Transistors Qo angeschaltet ist. Die Basis des Transistors Q1 ist mit dem Ausgang c des Trokreises G des Coders verbunden, während die Basis des Transie tors Q2 einmal über einen Widerstand R17 mit dem positiven Anschluß S verbunden ist und andererseits über einen Widerstand R16 mit Masse. Die Basis des Transistors QO ist über den

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Widerstand R 13 mit postiven Anschluß der Quelle S und über den Widerstand RH mi-t Masse verbunden.Der Emitter des Transistors Qo ist über einen Widerstand R15 mit Masse verbunden.

Bei vollsymmetrischer Arbeitsweise werden die zu pressenden PAM-Signale zwischen den Eingängen i und i' des Kompressors CO über eine] nicht dargestellten symmetrischen Transformator angelegt, der die Symmetrierung der Eingangs-PAM-Sigiiale durchfüiirt, während das gepreßte symmetrische Ausgangssignal zwischen den Ausgängen 0 und 0· des Pressers CO abgenommen wird. Eine vorteilhaftere Arbeitsweise wird mit diesem Typ möglich, nämlich die halbsymmetusche Arbeitsweise, die hier verwendet wird, d.h. unsymmetrischer Eingang und symmetrischer Ausgang. Das unsymmetrische Eingangs-PAII-Signal v/ird an den Eingangsanschluß i angelegt und das symmetriscne Ausgangssignal zwischen den Ausgangsanscnlüssen ο und 0^f abgenommen. Auf diese Weise kann die Verwendung eines Eingangstranformators vermieden werden.

Man kann jedoch auch eine vollkommen unsymmetrische Arbeitsweise bei diesem Presser erreichen, ohne daß man einen Qualitätsverlust im gepreßten Ausgangs-PAIi-Signal erhält, wie es nachher noch erklärt wird, jedoch nur mit der Hälfte der Amplitude in bezug auf die Ausgangssignale von der oben erwähnten halb- oder vollsymmetrischen Arbeitsweise. Bei der vollkommen unsymmetrischen Arbeitsweise werden die Eingangssignale an einen der Eingänge i oder i¹ angelegt und die Ausgangssignale von einem der Ausgangsansclilüsse 0 oder 0^f abgenommen.

Die Pressercharakteristik ist in Pig.3 dargestellt, in der der Ausgangsstrom £ Ioo¹ über der Eingangsspannung AEii' aufgetragen ist. Dabei ist Δ Eii¹ = Ei - Ei¹ und 6 Ioo¹ = Io - Io^f. Ei ist die Spannung am Eingangsanschluß i, Ei' die Spannung an der Leitung i¹, Io der Strom im Ausgangsanschluß 0 und Io· der Strom im Ausgangsanschluß 0'.

Die Ausgan^aströ'me OCr und OCr (OCr = OCr ) auf der Achse entsprechen- den Pegeln 48 und 16 oder dem Codewert +16 und -16 des PCII-Code. Die Presser-Kennlinie wird durch die geraden Abschnitte BM B1, B¹3 B*2 und B2 B3 gebildet. Wie es nachher noch erklärt wird, sind die Abschnitte B'3 B'2 und B2 B3 vertikal in die parallelen Lagen B^f4 B'1 und Bi B4 verschoben durch einen Strom Β·1Β·2 oder Bi B2

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der an den Eingang 0 oder O¹ des Discriminators DSG über das Bewertungsnetzwerk SN1 angelegt wird.

Es wird jetzt die Arbeitsweise des Pressers CO und des Coders anhand der Fig.1 bis 6 beschrieben.

Im Normalzustand, d.h. im Zustand mit großer Verstärkung, der dem der Linie B'1 B1 der Presseroharakteristik entspricht, sind die beiden Differentialverstärker Q3,Q4 und Q5, Q6 aktiv. Zu diesem Zweck wird die Gleichspannung an dem Punkt e an der Basis des Transistors Qo auf einen niedrigerem Pegel gehalten als die Gleichspannung am Punkt d an der Basis des Schalttransistors Q2 und die Steuerspannung Vc am Steueranschluß c auf z.B. die gleiche Gleichspannung, wie sie auch am Punkt d an der Basis des Transistors Q2 anliegt, z.B. + 6V eingestellt. In diesem Falle fließt der gesamte Emitterstrom der Transistoren Q3 bis Q6, der von der Konstantstromquelle Qo abgegeben wird und der symmetrisch auf die beiden Kollektorwiderstände R7 und R8 aufgeteilt ist, durch beide Transistorpaare Q3> Q4 und Q5, Q6. Der Verstärkungsfaktor GbM, B1 ist annähernd durch die folgende Gleichung gegeben:

G* n Jt₇ (R3+R3) Ji₈(R₄ + R₆ ) ₍₂₎

·°1 1-⁰I

R₃ R₅ R₄R₆

dabei ist R₇ = R_Q> R₃ = R₄ < R₅ = R₆ (3)

Ein an den Eingang i des Pressers angelegtes PAM-Signal wird mit diesem Verstärkungsfaktor GB¹ ..B₁ verstärkt und dann über den Ausgang .00' des Pressers CO an den Diskriminator DSC angelegt.Der Coder beginnt dann mit den aufeinanderfolgenden Vergleichen des gepreßten PAM-Signales, das an die Diskriminatorseingänge mit Bezugssignalen angelegt ist.

während des Codierintervalles für die erste Ziffer nehmen die Impulse ep1 bis ep5 und "ep¹2 den logischen Nullpegel ein, der einem positiven Gleichspannungspotential von z.B. 6V entspricht. Dann ist der Emitter den npn-Transistors Q10 in jedem Bewertungsnetzwerk SNj auf einem positiveren Potential als: die entsprechende Basis. Zum Beispiel liegt der Emitter auf +5,3 V und die Basis auf +0,7 V, wobei angenommen ist, daß der Spannungsabfall über den Dioden D1 und D2 0,7 V entspricht. Da der Emitter des Transistors Q10 auf_xpositiver·*

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BAD ORlGWAL

Potential als die Basis liegt, ist dieser Transistor Q10 gesperrt und der Stromweg von der Bezugsspannungsquelle S'' zu den Kollektoren aj und a'.j der Transistoren Q9 und Q'9 ist unterbrochen,d.h. es wird kein Bezugssignal an die Eingänge 0,0' des Diskriminator DSC angelegt. Die Ausgänge <j>1 und φ2 des Doppelphasentaktgebers sind normal auf dem logischen Nullpegel, d.h. positiv und werden während des Auftretens von $1 und {)2-Phasentaktimpulsen auf den logischen 1-Pegel gebracht, d.h. auf Masse. Die Basis des Transietors Q8, die mit dem Ausgang <j)2 des oben genannten doppelphasigen Taktgebers über den Inverter N2 verbunden ist, liegt normalerweise auf Massenpotential und während des Auftretens eines 02-Phasentaktimpulses auf positivem Potential, z.B. +6V. Der Transistor Q8 ist normalerweise gesperrt und nur während -des Auftretens eines Taktimpulses 02 leitend. Daraus ergibt sich, daß der Diskriminator DSG nur während des Auftretens eines Taktimpulses 02 wirksam ist, d.h. der Entscheidungsmoment liegt beim Auftreten eines Impulses 02. Während des oben erwähnten Codierintervalles für die erste Ziffer und beim Auftreten eines Taktimpulses 02 wird der Diskriminator DSC eingeschaltet und führt die erste Entscheidung durch, die die Polarität des gepreßten PAM-Eingangssignales betrifft. Diese Entscheidung wird durch den Flip-Flop FF registriert und auf die nicht dargestellte Übertragungsleitung ausgesendet. Bei einem positiven PAM-Eingangssignal ist der Strom im Eingansanschluß 0 des Diskriminators DSC größer als im Eingangsanschluß O¹. Die umgekehrten Beziehungen gelten für ein negatives Eingangssignal. Es soll jetzt angenommen werden, daß der Ausgang s des Flip-Flop FF bei einem positiven PAM-EingangsimpulB auf den logischen 1-Pegel gebracht wird und bei einem negativen PAM-Eingangsimpuls auf den logischen 0-Pegel. Man erkennt jetzt, daß ein PCM-Code, der einem positiven bzw. einem negativen PAM-Signal entspricht, an der ersten oder gewichtigsten Stelle die Ziffer 1 bzw.O hat. Es soll jetzt angenommen werden, daß die oben genannte erste Entscheidung ergeben hat, daß am Ausgang s des Flip-Flop FF ein 1-Pegel auftritt, d.h. das Eingangs-PAM-Signal ist positiv. Die mit den Ausgängen s und ¥ des Flip-Flops FF verbundenen Flip-Flop F1 bis F5, die alle während des Codierintervalles für die erste Ziffer freigegeben werden ( ep1 bis ep5 auf dem O-Pegel) · speichern das Resultat dieser ersten Entscheidung. Das Ausgangssignal

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mit dem Pegel 1 am Anschluß s veranlaßt, daß der Ausgang fi (i = 1-5) von jedem Flip-Flop F1 bis F5 auf den 1-Pegel gebracht wird, d.h. auf Massepotential. Vom Ende des Codierintervalles der ersten Ziffer ist der Flip-Flop F1 gesperrt, da das an seinen Eingang 2 angelegte Impulsmuster ep1 den Pegel 1 annimmt, d.h. Massepotential. Daraus folgt, daß dieser Flip-Flop den Wert bis zum Ende des Codierintervalles für die sechste Ziffer speichert.Während des Oodierintervalles für -die zweite Ziffer wird der Transistor Q10 der Bewertungsnetzwerke SN2 und SN6 in den leitenden Zustand gebracht durch die Impulsmuster ep1 und e"p^f2, die dann auf dem 1-Pegel sind und man hat einen Stromweg von der Quelle S¹ zu den Transistoren Q9 und Q^f9 der Netzwerke,SN2 und SN6 über die entsprechenden Bewertungswiderstände RW2 und RW6. Wenn die Basis des Transistors Q9 auf dem 1-Pegel liegt, d.h. auf Massepotential über die entsprechenden Ausgänge fi der Flip-Flops F1 bis F5 und die Basis des Transistors Q¹9 auf ein positives Potential von z.B.+4V vorgespannt ist, fließen die von den freigegebenen Hetzwerken SN2 und SN6 abgegebenen Bezugs- oder konstanten Ströme von der Quelle S¹ über die Be^wertungswiderstände RW2 und RW6 und die Kollektoren a'2 und a'6 der entsprechenden Transistoren Q^f9 und werden am Eingang 0' des Diskriminators DSG addiert, d.h. an der Basis.des Transistors Q'7. Die Transistoren Q9 der*Netzwerke SN2 und SN6 sind gesperrt, da ihre Basis negativer ist(Masse) als die Basis der Transistoren Qi9 (+4V). Die Netzwerke SN2 und SN6, bei denen die Bewertungswiderstände RW2 und RW6 identisch sind, geben jeweils einen konstanten Bezugsstrom 1/2 ab, deren Summe I = OCr (Fig.3) ist und an den Eingang 0* des Diskriminators DSC angelegt wird. Die zweite Entscheidung, die auf die gleiche Weise wie die oben beschriebene erste Entscheidung durchgeführt wird, bezieht sich auf den Strompegel Cr, d.h. darauf, ob das gepreßte PAM-Signal oberhalb oder unterhalb dieses Pegels Cr liegt. Es wird jetzt angenommen, daß auf Grund der zweiten Entscheidung eine Ziffer 1 am Ausgang s des Flip-Flops FF auftritt, d.h. der Ausgang β bleibt in demselben Zustand, wie er schon bei der ersten Entscheidung eingenommen hatte und dieses bedeutet, daß das PAM-Eingangssignal auf einem höheren Pegel als dem Pegel Cr liegt. Die Flip-Flops F2 bis F5, die noch freigegeben sind,

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registrieren die oben genannte zweite Ziffer, d.h. sie bleiben im selben Zustand und der Flip-Flop F2 wird jetzt vom Ende des Intervalles für die zweite Ziffer bis zum Ende des Codierintervalles für die sechste Ziffer gesperrt. Der Ausgang des Torkreises G, der die logische Kombination c = ep2(f"₁f"2 + ^^2^ bildet, wird in den logischen Zustand 1 am Ende des Codierintervalles für die zweite Ziffer gebracht. Damit wird der Schalttransistor Q1 des Pressers CO abgeschaltet und damit auch das Transistorpaar Q3> Q4 dieses Pressers. Der Schalttransistor Q2 bleibt jedoch leitend und damit auch das Transistorpaar Q5 und Q6 und der Verstärkungsfaktor ist jetzt durch dieses Transistorpaar Q5, Q6 festgelegt. Dieser Verstärkungskoeffizient wird durch die folgende Gleichung gegeben:

π. B= ^R7 ^R8
^R5 ^R6

und das Verhältnis zwischen den beiden Koeffizienten GjJ₁₁B₁ und Gjj,,B, durch die Beziehung:

^{BM 1 R}3 ^{+ R}5 =^R4 ^{+ R}6 (5)

G_B,₃B₅ R

Wenn man annimmt, daß R7 =R8 =R5 =R6 ist, dann ist der Koeffinzient G-Q₁,B, =1. Es können jedoch beliebige Werte für die Koeffizienten Gjj 11B- und Gj,,.,B, gewählt werden, indem man die Werte der Widerstand« R3 bis R8 entsprechend wählt.

Eine andere Arbeitsweise für den Presser CO besteht darin, nur die Trarä-Storen Q3 und Q4 bei dem Zustand mit hoher Verstärkung B'.,B₁ aktiv zu machen und die Transistoren Q5, Q6 nur bei dem Zustand mit niedriger Verstärkung B¹^B,. Dies läßt sich leicht erreichen durch entsprechende Wahl von festen Spannungen an den Punkten e und d an den Basen der Transistoren QO bzw. Q2 und der Steuerspannung Vc. Die Verstärkungsfaktoren für diese Arbeitweise sind die folgenden:

η Rr₇ Ro

⁰B^₁B₁ J-i (6)

^R6

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und das Verhältnis zwischen diesen beiden Koeffizienten beträgt: ^B'i^B1 ^R5 ^R6 (8)

'Β·₃Β₃ R₅

Diese zweite Arbeitweise hat jedoch, einen leichten Nachteil gegenüber der ersten Arbeitweise. Wenn der vorhandene Konstantstrom, der von Transistor QO geliefert wird, von einem Transistorpaar Q3,Q4 auf das andere Transistorpaar Q5,Q6 umschaltet, ist eine kurze Übergangsperiode, während der der Strom auf die beiden Transistorpaare Q3,Q4 und Q5,Q6 aufgeteilt wird, nicht zu vermeiden. Während dieser Periode ist der Verstärkungskoeffizient festgelegt durch die Gleichung^) und unterscheidet sich von dem endgültigen Verstärkungskoeffizienten, der durch die Gleichung (7) gegeben ist. Es ist deshalb vorteilhaft, die Bedingung mit der hohen Verstärkung dadurch zu erreichen, daß der obengenannte verfügbare Strom zwischen den zwei TrareLstorpaaren Q3,Q4 und Q5,Q6- aufgeteilt wird.

Die oben genannten Formeln und Bemerkungen gelten sowohl für den symmetrischen als auch für die unsymmetrische Arbeitsweise des Stromkreises. .

Für alle Betriebsarten ist die Entkopplung zwischen Steuer- und Übertragungsweg nahezu vollständig, da der Gleichstrom durch die Widerstände R7 und R8 nicht von der Steuerspannung Vc abhängig ist. Er wird durch den Konstantstromgenerator Qo konstant gehalten. Wenn der Konstantstromgenerator Qo fehlt, können Rückwirkungen zwischen der Steuerspannung Vc und dem Ausgangsstrom ^Ioo· infolge der relativen Wichtigkeit der zu schaltenden Ausgangsströme nicht verhindert werden. Auch wenn die Lese- oder Entscheidungszeitpunkte im Coder gegenüber den Schaltzeitpunkten verzögert sind, wie im vorliegenden Fall,sind Übergangseffekte immer noch vorhanden und werden die Ausgangssignale des Pressers CO stören.

Das Bewertungsnetzwerk SN1 wird am Ende des oben erwähnten Codierintervalles für die zweite Ziffer freigegeben und der Konstantstrom i/k, der durch den Bewertungswiderstand RW1 fließt und der dem Strom BiB2 (fi.^,3) entspricht, wird an den Ausgang O^f angelegt, so daß man sagen kann, die Linie B2B3 der Pressercharakteristik wird in die parallele Lage BiB4 verschoben.»ix* Der Abschnitt BiB4 entspricht

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den Godewerten +16 bis +32. In Wirklichkeit wird jedoch, die Achse -λ \E±±^l um den Betrag BiB2 parallel zu sich selbst verschoben. Ss ist jedoch einfacher, anzunehmen, daß der Abschnitt B2B3 nach BiB4 verschoben ist und bei den folgenden Schritten die Wirkung des LTetzwei SETI nicht zu betrachten. Während des Codierintervalles für die drii Ziffer wird das Eingangs-PAM-Signal, das jetzt gemäß'der Kurve ΒχΒΊ verstärkt wird, im Diskriminator DSC mit dem Bezu^sstrompegel Cr/2 1/2 verglichen, der an den Eingang 0' des Diskriminators DSC durch das Bewertungsnetzwerk SF2 angelegt wird. Es wird angenommen, daß sich bei dieser dritten Entscheidung eine Ziffer 0 ergibt, d.h. eir PCM-Signal mit dem Pegel 0 am Ausgang s des Flip-Flops 5¹F. Der Pege des nach der Kurve BiB4 gepreßten PAM-Signales ist niedriger als de Bezugspegel Cr/2 und die entsprechenden Ausgänge f3,f4 und f5 der Flip-Flops F3 bis F5 werden in den logischen O-Zustand gebracht, d. auf +6V und der Flip-Flop F3 wird vom Ende dieses Codierintervalles für die dritte Ziffer bis zum Ende des Codierintervalles für die letzte Ziffer gesperrt. Das Bewertungsnetzwerk SN3, das einen Bezug strom 1/4 ab^ibty wird nach der Beendigung des Codierintervalles fü die dritte Ziffer freigegeben. Dieser Bezugsstrom 1/4 fließt jetzt durch den Kollektor a3, da die Basis des Transistors ^'9 des Additi netzwerkes SF3 weniger positiv ist, d.h. +4V als die Basis des entsprechenden Transistors 1^9, z.B. +67. Dieser Bezugsstrom 1/4 = Cr/4 der an den Eingang 0 des Diskriminators DSu angelegt wird, wird von Bezugsstrom 1/2 abgezogen, der vom Hetzwerk SLT2 angelegt wird und bei der vierten Entscheidung findet ein Vergleich des gepreßten PAI; Eingangssignales mit einem Bezugspegel Cr/4 statt. Die Codierung wi in gleicher Weise durch aufeinanderfolgende Betätigung der Bewertun netzwerke SlH und S1T5 durchgeführt, von denen man die Bezugsströme 1/8 und 1/16 erhält.

Wenn bei der oben erwähnten zweiten Entscheidung am Ausgang s des Flip-Flops FF eine Ziffer 0 aufgetreten wäre, was bedeutet, daß der Pegel des Eingangs-PAK-Signales am Diskriminators DSC niedriger als der Bezugspegel Cr ist, hätte der Ausgang c des Torkreises G- weiter hin den logischen Pe_oel ü, z.B. +6Y eingenommen und das Netzwerk SH wäre nicht betätigt worden und der Codierprozeß wäre mit einem PAK-Signal fortgeführt worden, das entsprechend der Kurve OBI der Press

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charakteristik verstärkt wäre.

Aus dem Obigen ist zu erkennen, dai3 ein gepreßtes positives PAH-Signal einer PCH-C ode zahl ü"ber bzw. unter +16 entspricht, wenn zwei höchstwertigen Binärziffern des PCM-Codes, die den Wert 11 bzw. 10 einnehmen. In gleicher V/eise entspricht ein gepreßtes negatives PAM-Signal einem PCH-Codewert über bzv/. unter -16, wenn die beiden höchstwertigen binären Ziffern des Codes den Wert 00 bzw. 01 haben. Ein gemäß der Kurve B¹1331 verstärktes PAM-Signal und im bereich zwischen den Strompegeln CR und C¹R oder außerhalb dieses Bereiches liegt, entspricht einem Codewert, in der PCK-Codezone +16 und -16 oder außerhalb, dieser Zone entsprechend den zwei höchstgewichtigen Ziffern im PCH-Code liegt, die untereinander verschieden oder gleich sein können, üb eine Identität zwischen diesen obengenannten zwei wichtigsten Ziffern im PCK-Code besteht, wird im Torkreis G- festgestellt und die Verstärkung des Presaers CO wird auf eine niedrigere Verstärkung am Ende des Codierintervalles für die zweite Ziffer umgeschaltet, wenn die Identität vorhanden ist.

Der in Fig.8 als Bio cc dargestellte Dehner Ex entspricht der Schaltung nach Fig.2, hat jedoch eine Kennlinie, die zu der in Fig.3 dargestellten komplementär ist , so daß die gesamte Presser-Dehner-Charakteristik linear ist. Das Prinzip der Arbeitsweise des Dehners EX ist so leicht zu verstehen. Der Decoder DEC empfängt die sechs Ziffern des oben erwähnten PAI-i-Codes in Serienform, speichert sie in seinem nicht dargestellten Speicher und wandelt sie dann in parallele Form um. Er gibt dann ein entsprechendes Analogsignal an den Jehnerkreis EX, der voruer auf die entsprechende Verstärkung durch eine Steuerspannung Vc gescnaltet wurde, die an den Steuereingang c in ähnlicher Weise wie oben beim Preuser CO beschrieben, angelegt wird, z.3. sobald der Decoder DEC die zweite Ziffer des sechsziffrigen PCu-Codes empfangen hat.

Ea sei darauf hingewiesen, daß das Wort "Verstärkung" hier in einem weiten Sinn gebraucht wird und auch eine entsprechende Dämpfung umfassen soll.

In der Fig.9 ist ein Teil eines phaseninvertier^enden Ilodulatorkreises dargestellt, der eine negative und positive Verstärkung erzeugen kann, z.B. +1 und -1. Dieser Ilodulatorkreis, der keine Transformatoren enthält, ist der Schaltung nach Fig.2 ähnlich. Es sind lediglich die

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ISE/Reg. 3409 -16- 1 4"b Z b ö H

Verbindungen zwischen dem Transistorpaar Q3,Q4 und den Ausgangswiderständen R7,R8 umgekehrt. Das Träger- oder Steuersignal wird an den Steuereingang c^! angelegt, Diese Schaltung, die an vielen Stellen verwendet werden kann, z.B. in der Träger- Telegrafie, kann auch mit Vorteil im Zusammenhang mit Decodern verwendet werden, die keine Vorspannung haben und z.B. nur positive Analogsignale abgeben. Der Verstärkungskoeffizient ist in dem Pail, in dem beide Transistorpaare Q3, Q4 und Q5,Q6 aktiv sind( negative Verstärkungsbedingung) durch die folgende Gleichung gegeben:

(R₃ -R₅)R₇ (R₄-R₆) R ₈ ^&1 -Τςΐς = R₄R₆ ⁽⁹⁾

Dabei ist R-, = R. < R(-=R,-. V/enn nun. das Transistorpaar Q5,Q6 betätigt wird, gilt die. Gleichung (7). Diese Koeffizienten können z.B. die folgenden Werte annehmen:

G1=-1 und G-J₂, ■□ = +1 ,wenn R|-=R„=2R, ist.

Man erkennt, daß die erste oder gewichtigste PCH-Codeziffer ausreicht, um diesen Kreis in die negative oder positive Verstärkungsbedingung um zuschalten, da ein PCl.-Code, der einem positiven oder einem negativen Analogsignal entspricht, als wichtigste Ziffer eine 1 oder eine 0 hat. Das Schalten dieses Kreises auf positive oder negative Verstärkung kan in ähnlicher Weise durchgeführt werden, wie es oben in Verbindung mit dem Presser CO beschrieben wurde. Wie schon oben erwähnt, enthält der Decoder DEC einen Speicher, in dem die nacheinander empfangenen PCII-Ziffern gespeichert werden und nach Empfang der letzten Ziffer wird dai gesamte im Speicher aufgenommene PCII-Signal in ein Analogsignal umgewandelt, das an den Dehner angelegt wird. Der Speicher kann z.B. aus sechs Flip-Flops bestehen. Es genügt dann, einen Ausgang des Flip-Flopi der die wichtigste Ziffer speichert, als Steuerein^ang c' zu verwenden über den die Schaltung nacn Fig.9 in den gewünschten Zustand gebracht wird.

In Fig.10 ist die Zusammenschaltung eines Dehner-Kreises mit einem Decoder, der keine Vorspannung hat, dargestellt. Es sind hier zwei Stufen EX1 und EX2 in Reihe miteinander hinter einen Decoder DEC geschaltet. Die erste Stufe EX1 entspricht dem Demodulatorkreis nach Fig.9 und die zweite Stufe EX2 der Dehner-Anordnung EX nach Fig.8. Das Schalten der Stufe EX1 auf die negativen oder positiven Verstärkuni

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BADORlGiNAL -17-

erfolgt über die Steuerleitung c¹ in der oben beschriebenen Weise und die Steuerung der Stufe EX2 über die Steuerleitung c in der Weise, wie sie anhand der Fig.8 beschrieben wurde. In der bisherigen Beschreibung von Presser- oder Dehner-Kreisen ist angenommen worden, daß die Presser-oder Dehne r-äbcaisus Charakteristik durch zwei gerade Abschnitte oder Verstärkungsbedingungen gebildet wurde. Dies wurde nur deshalb durchgeführt, um die Beschreibung einfacher zu halten. Es ist jedoch selbstverständlich, daß diese Presser- und Dehner-Kreise leicht abgewandelt werden können, um eine Kennlinie zu ergeben, die durch eine größere Zahl von Verstärkungsbedingungen gebildet wird, z.S. durch Parallelverbindung von mehr als zwei Transistorpaaren Q3,Q4 und Q5,Q6 (Fig.2) und indem man mehr als einen Steuereingang C vorsieht. Bs ist ebenfalls selbstverständlich,daß in diesem letzteren Fall mit mehr als zwei Verstärkungsbedingungen die dritte und evtl. auch eine größere Anzahl von aufeinanderfolgenden anderen PCM-Codeziffern verwendet wird, um die Bereiche der verschiedenen Verstärkungsbedingungen zu ermitteln und daß der Torkreia G- nach Fig.6 mehr Elemente enthalten muß.

6 Patentansprüche

5 Bl.Zeichnungen mit 10.Figuren

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Claims (6)

1. ISE/Reg.3409 -18-

   Patentansprüche

   .//verstärker mit stufenweise einstellbarem Verstärkungsfaktor, der als Differenzverstärker bekannte Verstärkerstufen enthält, dadurch, gekennzeichnet, daß eine Mehrzahl von solchen Verstärkerstufen parallel geschaltet ist, die gemeinsame Eingänge haben und auf eine gemeinsame Ausgangsimpedanz derart wirken, daß sich als Ausgangssignal das Signal einer einzelnen Verstärkerstufe bzw. das Summenoder Differenzsignal mehrerer Stufen ergibt und daß die Verstärkerstufen aus einer gemeinsamen Konstantstromquelle gespeist werden und in Abhängigkeit von dem gewünschten Verstärkungsfaktor durch Schaltmittel bei einer oder mehreren Verstärkerstufen der Konstantvers orgungs strom an- oder abgeschaltet wird, sodaß sich in Abhängigkeit von diesen Schaltvorgängen eine stufenweise Änderung des Verstärkungsgrades der gesamten Anordnung ergibt.
2. 2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die gemeinsame Ausgangsimpedanz aus zwei in Reihe geschalteten V/iderständen besteht deren Verbindungspunkt mit einem festen Gleichspannungspotential verbunden ist, während die zwei anderen Anschlüsse oder auch nur einer dieser Anschlüsse die Ausgänge des Verstärkers bilden
3. 3. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Umschaltung von einem Bereich der Verstärkungskennlinie auf einen anderen Bereich durch An- oder Abschaltung der Konstantstromquelle bei nur einer Verstärkerstufe erfolgt.
4. 4. Verstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zur Verwendung als Phaseninverter Modulator die Ausgänge zweier Verstärkerstufen gegenphasig miteinander verbunden sind.
5. 5. Verstärker nach einem oder mehreren der Ansprüche 1-3, dadurch gekennzeichnet, daß zur Verwendung als Compander in einer Analog-Digital-Umsetzereinrichtung die Schaltung der Verstärkerstufen durch, den Analog-Digital-Umsetzer gesteuert wird.

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6. 6. Anwendung von Veratärkern nach den vorhergehenden Ansprüchen in Zusammenwirken mit einem Digital-Analog-Umsetzer, der an seinem Ausgang nur ein Analogsignal einer Polarität liefert, dadurch gekennzeichnet, daß ein Verstärker nach Anspruch 4 mit einem Verstärker nach Anspruch 5 in Reihe geschaltet ist.

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