DE1303075B

DE1303075B -

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Publication number: DE1303075B
Application number: DE19651303075
Authority: DE
Priority date: 1964-04-30
Filing date: 1965-04-14
Publication date: 1974-11-14
Also published as: US3292075A; NO117042B; SE304094B; DE1303075C2; GB1053155A

Description

steht darin, ein Komplementärfilter der eingangs bezeichneten Gattung zu schaffen, welches bei einfachem konstruktiven Aufbau eine äußerst geringe Welligkeit der Filterkennlinie aufweist und für eine vergleichsweise sehr große Zahl von Anwendungsfällen eingesetzt werden kann. Nach der Erfindung wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß die Komplementär-Teilfilter Durchlaß- und Sperrbereiche mit gleich großer Bandbreite aufweisen und so bemessen sind, daß die die frequenzabhängige Durchlaßcharakteristik der Komplementär-Teilfilter wiedergebenden Kurven sich bei etwa 50 % der durchgelassenen Mikrowellenenergie schheiden, daß jedes Komplementär-Teilfilter TEM-Leitungsabschnitte zwischen den parallelen Platten aufweist, deren Länge etwa gleich einem Viertel der Wellenlänge derjenigen Frequenz ist, welche in der Mitte des ersten Durchlaß- bzw. Sperrbereiüies des einen bzw. anderen Komplementär-Teilfilters liegt und daß das eine Komplementär-Teilfilter einen durch einen Einschnitt unterbrochenen Hohlzylinder aufweist, der in seinen durch diesen Einschnitt gebildeten Hohlzylinderabschnitten jeweils ein gegenüber dem Hohlzylinder isoliert gehaltenes Leitungselement enthält, von denen das eine an seinem dem nachfolgenden Hohlzyiinderabschnitt zugewandten Ende mit einer Stichleitung und mit diesem Hohlzyiinderabschnitt verbunden ist, während das andere Leitungselement an seinem der Stichleitung abgewandten Ende an die den beiden Komplementär-Teilfiltern gemeinsamen Anschlußleitung angeschlossen ist, und daß das der gemeinsamen Anschlußleitung zugewandte Ende des Hohlzylinderabschnittes mit einer zweiten Stichleitung versehen ist, und daß das andere Komplementär-Teilfilter einen Hohlzyiinderabschnitt aufweist, dessen der gemeinsamen Anschlußleitung zugewandtes Ende mit einer Stichleitung versehen ist. und dessen im Inneren isoliert gehaltenes und an seiner Austrittsstelle aus dem Hohlzylinder mit einer Stichleitung verbundenen Leitungselement mit der den beiden Komplementär-Teilfiltern gemeinsamen Anschlußleitung über eine weitere Leitung verbunden ist.

Ein Komplementärfiter mit den zuvor definierten Merkmalen ist vergleichsweise sehr einfach aufgebaut und kann insbesondere innerhalb enger Maßtoleranzen hergestellt werden, so daß ein nachträglicher Abgleich des Komplementärfilters, im Gegensatz tu dem Bekannten, nicht erforderlich ist.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform kann vorgesehen sein, daß der eine Teil der Stichleitungen zur Erzielung einer kapazitiven Wirkung an ihren freien Enden im Leerlauf betrieben werden und daß der andere Teil der Stichleitungen zur Erzielung einer induktiven Wirkung an ihren freien Enden kurzgeschlossen sind. Die Anordnung kann dabei so getroffen sein, daß der Reaktanzwert der Stichleitungen sich logarithmisch mit dem Abstand zwischen diesen und den geerdeten Platten ändert.

Das Komplementärfilter nach der vorliegenden Erfindung läßt sich auf Grund seiner besonderen Eigenschaften für eine Frequenzvervielfachung mit Varaktordiode einsetzen, die dann dem gemeinsamen Anschluß der beiden Komplementär-Teilfilter parallelgeschaltet ist. Bei einem derart aufgebauten Frequenzvervielfacher kann dann vorgesehen sein, daß die in das Komplementär-Teilfilter mit der niedrigeren Frequenzlage de* ersten Durchlaßbereiches ein gespeisten Signale von einem Kippgenerator hrrrühren.

Eine weitere Anwendungsmöglichkeit für das Komplementärfilter nach der vorliegenden Erfindung besteht in der Aufteilung eines breiten Frequenzbandes in mehr als zwei Teilbändern, wobei dann die Frequenzkomponenten des breiten Frequenzbandes dem gemeinsamen Anschluß eines ersten Komplementärfiltcrs zugeführt werden, und die zwei Ausgangsanschlüsse dieses Filters jeweils mit dem gemeinsamen

" Anschluß weiterer Komplementärfilter verbunden sind. Auch kann das Komplementärfilter nach der Erfindung zur Aufteilung eines breiten Frequenzbandes in zwei Teilbänder und zur Wiedervereinigung derselben verwendet werden. Eine besonders vorteilhafte

'5 Ausführungsform für diesen Zweck kennzeichnet sich dadurch, daß der Übertragungsweg für das eine Teilband aus dem einen Komplementär-Teilfilter eines ersten Komplementärfilters einer Einwegleitung und dem einen Komplementär-Teilfüter eines zweiten

*° Komplementärfilters besteht und daß der Übertragungsweg für das andere Teilband aus dem anderen Komplementär-Teilfüter des ersten Komplementär filters, einer Einwegleitung und dem anderen Komplementär-Teilfilter des zweiten Komplementärfilters

besteht. Zweckmäßig ist dabei die Einwegleitung für das eine Teilband mit einer Phasenkorrekturschaltung versehen. Eine weitere Möglichkeit zur Aufteilung eines breiten Frequenzbandes in zwei Teilbänder und zur Wiedervereinigung derselben, unter Verwendung

des Komplementärfilters nach der Erfindung besteht auch darin, daß unter Heranziehung von d^ei Komplementärfiltern eine drei Tore aufweisende Schaltungsanordnung mit Zirkulator-Eigenschaften für das breite Frequenzband mit zwei dreiarmigen Zirkulatoren verwirklich wird, von welchen der eine Zirkulator, der Zirkulator-Eigenschaften nur bei den niedrigen Frequenzen des breiten Frequenzbandes aufweist, für das Frequenzband der niedrigen Frequenzlage mit seinen Anschlüssen jeweils mit einem der drei Korn plcmentär-Teilfiller mit dem Durchlaßbereich der niedrigeren Frequenzlage verbunden ist, während dei andere Zirkulator, der Zirkulator-Eigenschaften nur bei den hohen Frequenzen des breiten Frequenzbandes zeigt, mit seinen Anschlüssen jeweils mit einem

der drei Komplementär-Teilfilter mit dem Durchlaßbereich der höheren Frequenzlage in Verbindung steht.

Im folgenden wird die Erfindung an Hand von Ausführungsbeispielen und unter Hinweis auf die Zeichnung näher erläutert.
Es zeigt

Fig. 1 bis6eine Reihe vereinfachter schematischer Schaltskizzen zur Darstellung der Transformation von Schaltkreisen mit punktförmig angeordneten Impe-

danzen in Kreise mit verteilten konstanten Impedanzen,

Fig. 7 teilweise geschnitten die Ansicht einer bevorzugten Ausführungsform eines Komplementärfilters,

Fi g. 7 a eine Schnittdarstellung nach der Linie la la der Fig. 7.

Fig. 8 eine Kurve zur Darstellung der Filtercharakteristik des Komplementärfilters nach Fig. 7, Fig. 9 ein vereinfachtes schematisches Blockschaltbild einer harmonischen Multiplizierschaltung, Fig. 10 eine schematische, jedoch mehr ins Einzelne gehende Darstellung der Schaltung nach Fi g. 9 mit schematischer Darstellung des mechanischen

Aufbaues des Komplementärfilters nach der Erfindung,

Fig. 11 ein Blockschaltbild eines Frequenzvervielfachers mit einem Kipp-Generator und dem Komplementärfilter nach der Erfindung,

Fig. 12 Schaltung zur Aufteilung eines breiten Frequenzbandes in mehr als zwei Teilbänder mit nach der vorliegenden Erfindung aufgebautem Komplementärfilter,

Fig. 13 eine Schnittdarstellung durch die Filterkonstruktion für die Schaltung nach Fig. 12,

Fig. 14 eine Schaltungsanordnung zur Aufteilung eines breiten Frequenzbandes in zwei Teilbänder und zur Wiedervereinigung derselben unter Zuhilfenahme des Komplementärfilters nach der Erfindung,

Fig. 15 Einzelheiten der Schaltung nach Fig. 14.

Fig. 16 eine weitere Schaltungsanordnung zur Aufteilung eines breiten Frequenzbandes in zwei l'eübänder und zur Wiedervereinigung derselben mit Hilfe des Komplementärfilters nach der Erfindung.

Fig. 17 und 18 Einzelheiten der Schaltung nach Fig. 16, und

Fig. 19 bis 22 Kurven /ur Bestimmung der Länge der entsprechenden Bauteile für verschiedene Frequenzen.

Wenn Komplemcntärfiiter bei relativ niedrigen Frequenzen verwendet werden, so kann man auf ziemlich einfache Weise eii>e Schaltung errechnen, in der die rückwirkenden Komponenten einander aufheben. Dies ist bei relativ niedrigen Frequenzen deswegen möglich, weil die bekannten Theorien von punktförmig verteilten konstanten Impedanzen zur Berechnung der Filteranordnung herangezogen werden können. Die Theorien der punktförmig verteilten Impedanzen können nur angewendet werden, wenn die Länge eines elektrischen Bauteils, wie z. B. einer Drosselspule, eines Kondensators oder ohm'schen Widerstandes im Vergleich zur mittleren Betriebswellenlänge sehr klein ist, so daß die Wirkung eines elektrischen Bauteils bezüglich der Wellenlänge in einem infinitesimal kleinen Punkt konzentriert zu sein scheint. Im Mikrowellenbereich von 1 bis 10 GHz liegen die Wellenlängen in der Größenordnung bis zu 1,5 cm, so daß die Längenausdehnung der verwendeten Bauteile nicht mehr infinitesimal klein gegenüber dieser Wellenlänge angesehen werden kann, so daß die Theorie der punktförmig verteilten konstanten Impedanzen nicht mehr zur Anwendung gebracht werden kann, sondern die Theorie der »verteilten konstanten Impedanzen«. Es ist erheblich schwieriger die Abmessungen elektronischer Bauteile nach dieser Theorie auszurechnen oder anderweitig zu bestimmen und es ist bisher nur gelungen Bauteile und Bauteilgruppen zu bauen, welche angenähert verteilte konstante Impedanzen aufweisen. Dadurch erhielt man elektronische Bauteile von nicht sehr weitem Anwendungsbereich.

Die Erfindung löst dieses Problem, indem sie eine Transformation bzw. Umrechnung von Werten der punktförmig verteilten konstanten Impedanzen in Werte für verteilte konstante Impedanzen angibt, welche zur Erregung von genau arbeitenden elektronischen Bauteilen im MikroweUenbereich notwendig ist. Durch die Erfindung wird auch ein Bauteil geschaffen, bei dem man die verteilten konstanten Impedanzen bei einer einfachen und kompakten Anordnung crzieli

Berechnung einer Leitung mit verteilter Impedanz

In den Fig. 1 bis 6 ist schematisch dargestellt, wie man auf dem Wege über Transformationen eine Leitung mit punktförmig verteilten Impedanzen in eine solche mit verteilten Impedanzen errechnet, und zwar mit Hilfe verschiedener Zuordnungen oder »Identitäten«, so daß man ein TEM-modulartiges oder nach dem L-Typ ausgebildetes Bauteil erhält, welches genau verteilte konstante Impedanzen hat und damit eine sehr große Bandbreite. So ist in Fig. 1 schematisch eine Schaltung dargestellt, die an gegenüberliegenden Enden einen Eingangswiderstand 21 und einen Ausgangswiderstand 22 hat. Leitungselemente 23, 24, 25 und 26 liegen in der Schaltung und jedes hat die Impedanz 1. Von diesen Voraussetzungen ausgehend soll im folgenden die Transformation in eine Leitung mit verteilten Impedanzen errechnet werden.

Es wird dabei von der Annahme ausgegangen, daß die linke Hälfte dieses Kreises, d. h. also diejenigen Bauteile, die in Fig. 1 links von den Anschlüssen 27 und 28 liegen, das Hochpaß-Teilfilter ist mit einem Kondensator 29 von 2 F, einem Kondensator 30 mit ^:/, F und einer Drossel 31 mit V₄ H. Das Tiefpaß-Teilfilter liegt dann auf der rechten Seite der Anschlüsse 27 und 28 und hat eine Drossel 32 von V₂H, eint· Drossel 33 von '/,H und einen Kondensator 34 von V₄F. Es wird weiterhin von der Annahme ausgegangen, daß ein Kreis nach Fig. 1 mit diesen Werten ein Komplementär-Filter für Mikrowellen-Frequenzen ergibt. Da jedoch mit Mikrowellen gearbeitet werden soll, kann man eine Leitung mit punktförmig verteilten Konstanten dieser Werte nicht verwenden, sondem muß eine Leitung bauen, welche verteilte Konstanten hat, welche diesen Werten äquivalent sind. Der erste Schritt zu der dazu erforderlichen Transformation geht aus von der Verwendung der sogenannten »Kuioda-Identitäten« A, B, C, D nach Fig. 2. Durch Verwendung der Identität C werden das Leitungselement 24 und der Kondensator 29 in den Transformator 40 (Fig. 3) mit einem Übersetzungsverhältnis von 3:2, den Kondensator 41 von ⁴Z₁ F und das Leitungselement 42 mit einer charakte-

ristischen Impedanz von V₂ umgeformt, wie die«· Fig. 3 zeigt. Ebenso wird die Indentität A der Fi g. 2 dazu verwendet, die Drossel 33 und das Leitungselement 25 in F i g. 1 in das Leitungselement 43 mit einei charakteristischen Impedanz von V₂ und den Kondensator 44 mit V,F zu transformieren.

Dann wird die Drossel 31 (Fig. 1) von ¹Z₄H in die Drosseln 45 und 46 gemäß Fig. 3 aufgeteilt, die 2 bzw. 1 H haben. Die Drosseln 45 und 46 sind dei Drossel 31 äquivalent. Der Grund für die »Auftei lung« der Drossel 31 wird bei der Erläuterung de: nächsten Schrittes klar werden. Mit Hilfe der Identität D der F i g. 2 wird das Leitungselement 42 dei Fig. 3 und die Drossel 45 in Fig. 3 in den Transfer mator 50 (siehe Fig. 4) transformiert, der ein Über Setzungsverhältnis von V₂ zu 1 hat, wobei die Drosse 51 einen Wert von 2 H und das Leitungselement 5i eine charakteristische Impedanz 1 hat. Mit Hilfe vor Identität B der F i g. 2 wird dann der Kondensator 3^ in Fig. 3 und das Leitungselement 43 in das Lei tungselement 53 der Fig. 4 mit einer charakteristi sehen Impedanz von '/_: und die Drossel 54 von 1 Y transformiert (siehe Fig. 4).

In Fig ^s sind nun zwei weitere Identitäten E un(

409546/9:

^- ·· ^WwSh.A^.«

4 4

F gezeigt mit deren Hilfe die weiteren Verfahrensschritte vorgenommen werden.

Der Kondensator 41 (Fig. 4) wird mit Hilfe der Identität F (Fig. 5) auf die linke Seite des Transformators 40 gebracht, um den Kondensator 56(Fi g. 6) mit einem Wert von 3 F zu erhalten. Dadurch verbleiben die beiden einander entgegen wirkenden Transformatoren 40 und 50 (Fig. 4), die mit Hilfe der Transformations-ldentätit E der Fig. 5 eliminiert werden können. Es wird die Identität A in Fi g. 2 dazu verwendet, die Drossel 32 (Fig. 4) und das Leitungselement 53 der Fig. 4 in das Leitungselement 57 (F ig. 6) mit einer charakteristischen Impedanz des Wertes 2 und des geshunteten Kondensator 58 von V₂ F der Fig. 6 zu transformieren. Nunmehr liegt eine praktische Ausführung eines Kreises mit verteilten Impedanzen vor, der äquivalent ist dem Kreis mit punktförmig verteilten Impedanzen nach Fig. 1. Der nächste Schritt besteht nun darin, das in F i g. (-> gezeigte Schema in ein elektronisches Bauteil /u verwandeln, welches praktisch verwertbar ist. Dazu wird auf Fig. 7 verwiesen.

Bauteil mit verteilten Impedanzen

In Fig. 7 und 7a ist ein elektronisches Bauteil gezeigt, welches elektrisch der Schaltung nach Fig. <·> entspricht. Das Eingangssignal wird dabei an die gemeinsame Anschlußleitung 60 gelegt, die bei dieser Ausführung einen Durchmesser von 3,45 mm (0,13S 2LoII) hat. Die Leitung 60 endet an der quer /u ihr verlaufenden Komplementär-Filter-Anordnung 61, die aus verschiedenen in Serie liegenden und parallel geschalteten Abschnitten besteht, die ihrerseits den Induktivitäten und Kapazitäten der Fig. 6 entsprechen und somit auch mit denselben Bezugszeichen bezeichnet sind. Der rechte Teil des Bauteiles bezogen auf die Anschlußleitung 60 des Filters 61 enthält das Tiefpaß-Teilfilter und auf der linken Seite der Anschlußleitung 60 ist in Fig. 7 das Hochpaß-Teilfilter des ganzen Komplementärfilters angeordnet. Das in Reihe liegende Leitungselement 56a hat 1,75 mm Durchmesser und ist von einem Teflon-Hohlzylinder 56fr umgeben, der seinerseits einen Durchmesser von 2,9 mm hat. Dieser Abschnitt entspricht dem Kondensator 56der Fig. 6. Das rechte Ende oder die Basis des Leitungselementes 56a hat einen Durchmesser von 3.45 mm und ist mit einer quer dazu verlaufenden oder geshunteten Stichleitung 51a verbunden, die ihrerseits einen Durchmesser von 1,5 mm hat und an seinem Ende einen Kurzschlußblock 516 aus Metall trägt, welcher seinei seits in Berührung mit den beiden parallelen Metallplatten 59 und 59a (siehe Fig. 7a) steht, die oberhalb und unterhalb der Anschlußleitung 60 und des Filters 61 angeordnet sind und als geerdete Ebenen wirken. Die Stichleitung SIo entspricht der Drossel 51 in Fig. 6.

Das Leitungselement 30a hat 0,475 mm Durchmesser und ist von einem Teflon-Hohlzylinder 306 mit Durchmesser von 2,9 mm umgeben zur Bildung des Kondensators 30 in Fig. 6. Die Außenseiten des Teflon-Hohlzylinders 566 und 306 sind mit dünnen metallischen Hohlzylinderabschnitten 23a und 52a umschlossen, welche an einem Ende offen sind um die in Serie geschalteten Leitungselemente 56a und 30a aufzunehmen, so daß sie zusammen mit den geerdeten Platten 59 und 59a die Leitungselemente 23 bzw. 52 der Fig. 6 bilden.

Die im Nebenschluß liegende Stichleitung 46a besteht aus Metall und ist am inneren Ende mit dem I eitungselement 306 verbunden und am äußeren Ende mittels eines metallischen Blockes 466 mit den geerdeten Platten 59 und 59a verbunden. Die Stichleitung 46α entspricht der Drossel 46 in Fig. 6 und hat Linen Durchmesser von 1,5 mm und entspricht dem Leitungselement 57 in F-' i g. (S. Von dessen in der Zeichnung rechten Ende steht eine geshuntete Stichleitung 58fl ab, die 4,6 mm Durchmesser hat; diese Siichleitung entspricht der Kapazität 58 in F ig. 6. Das Ende der Stichleitung 58a ist gegen die geerdeten Platten 59 und 59a mit Hilfe des Teflonblockes 586 isoliert. Der in Reihe liegende Leitungsabschnitt 54« von O₁KK mm Durchmesser ist von einem Teflon-

»5 Hohlzylinder 546 von 2.9 mm Durchmesser umgeben; dieser wiederum ist in das offene Ende eines Metall-Hohlzylinders 26« eingeschoben und erstreckt sich zum geschlossenen Ende des Hohlzylinders 26a, wodurch er die Induktivität 54 in Fig. 6 darstellt.

Quer von der äußeren Oberfläche des offenen Endes des Hohl/ylindcrs 26a steht eine geshuntete Stichleitung 44« von 1,55 mm Durchmesser ab, welche die Kapazität 44 in Fig. fi darstellt. In Fig. 7a ist ein Schnitt nach der Linie 7 «-7a der Fig. 7 dargestellt; aus dieser Figur ist die Anordnung der Leitungen und der geerdeten Platten 59 und 59a zueinander zu sehen sowie die Lage des Blockes 586. Da das in Fig. 7 dargestellte Bauteil vom L-Typ ist, können Koaxialkabel-Verbindungen 90, 91 und 92 unmittelbar an

"· den Enden des Leitungsabschnittes 61 und an der Eingangsleitung 60 vorgesehen werden.

Die »effektiven« Längen der Impedanz-Elemente 56a. 30a, 57a, 54a, 51a, 46a, 58a und 44a sind V₄ der mittleren Wellenlänge, für welche das Filter ausgelegt ist. Bei dem gezeigten Ausführungsbeispiel kann die »mittlere« Wellenlänge als die Wellenlänge der Mittelfrequenz des ersten vollständigen Durchlaßbereiches des Filters sein, d.h. (siehe Fig. 8) die Wellenlänge, die näherungsweise einer Frequenz von 1.9 GHz des ersten Hochpaß-Teilfilter-Bereiches Fl, der sich von etwa 1,0 bis 2,8 GHz erstreckt. Ebenfalls ist darauf hinzuweisen, daß die »effektive« Länge die Länge eines Bauteils ist. in der eine viertel Wellenlänge läuft, die durchaus verschieden sein kann von einer viertel Wellenlänge, die im freien Raum läuft. So muß beispielsweise die Leitungslänge verringert werden, wenn das Element in ein Dielektrikum eingeschlossen ist, so daß das Element dieselbe »effektive« Länge hat. Diese Verringerung wird dadurch bestimmt, daß man durch die Quadrat-Wurzel der Dielektrizitätskonstante des Dielektrikums teilt.

Theoretisch haben die Impedanz-Elemente einen Durchmesser des Wertes Null, während sie eine ganz bestimmte Länge haben; wenn das Verhältnis von Länge zu Durchmesser ausreichend groß ist, dann kann man annehmen, der Durchmesser sei Null. Wenn jedoch die Frequenz ansteigt und die Baulänge der einzelnen Bauteile geringer wird, so daß sich das Verhältnis Länge zu Durchmesser verringert, dann sollte

man die Länge in dem Sinne etwas verändern, daß man die erwünschten Ergebnisse erhält. Diese Korrekturen der Länge können empirisch bestimmt werden; die F i g. 19 und 20 zeigen die Möglichkeit derartiger Längenkorrekturen. In Fig. 19 ist eine Kurve

für ein geshuntet geschaltetes kapazitives Element dargestellt, bei weichem die Abszisse die Länge in Millimeter und die Ordinate die entsprechende Frequenz wiedergibt, die fÜT die vorgesehene Viertel-

Wellenlänge gilt. Man sieht, daß die Frequenz größer wird und die Längenänderung des Elementes wird für eine gegebene Frequenz-Änderung kleiner. Dieselbe Beziehung gilt im wesentlichen auch für ein in Serie geschaltetes kapazitives Element, wie dies in Fi g. 21 dargestellt ist, für ein im Nebenschluß liegendes induktives Element (Fig. 21) und für in ein in Reihe liegendes induktives Element (siehe Fig. 22). In den Fi g. 20 und 21 ist die Ordinate die doppelte Vierwel-Icn-Frequenz, da meßbare Nullstellen an der doppelten Viertelwellen-Frequenz auftreten, d. h. bei der Frequenz die der Viertelwellenlänge entspricht besteht ein Durchlaßbereich.

Der Abstand zwischen den geerdeten Platten 49 und 49a und den Leitungselementen 23a, 52,26a und 57a bestimmen die charakteristische Impedanz dieser Leitungselemente. Dieser Abstand wird dadurch jeweils richtig erzielt, indem man den Durchmesser der Zylinder entsprechend bemißt, wobei eine logarith mische Beziehung besteht. Je größer der Abstand ist. desto größer ist die charakteristische Impedanz.

Der Abstand zwischen den im Nebenschluß liegenden Stichleitungen 51a, 46a, 58a, 44a und den geerdeten Platten 59 und 59a bestimmt die Impedanz dieser Bauteile und es besteht auch in diesem Falle ein logarithmischer Zusammenhang. Dieser Abstand wird dadurch richtig hergestellt, indem man die Durchmesser der Leitungsabschnitte 51a, 46a, 58a und 44« entsprechend auslegt. Die induktiven Werte ändern sich unmittelbar mit dem Abstand während die kapazitiven Werte sich reziprok mit dem Abstand ändern.

Der Abstand zwischen den in Reihe liegenden Leitungsabschnitten 56a, 30a, 54a und deren entsprechenden Hohlzylinderabschnitten 23a, 52a, 26a bestimmen die Impedanz in einem logarithmischen Zusammenhang. Dieser Abstand wird dadurch richtig eingestellt, indem man die Durchmesser der Leitungsabschnitte 56a, 30a und 54a entsprechend wählt. Auch hier ändern sich induktive Werte im selben Sinne wie der Abstand und kapazitive Werte reziprok.

Das Frequenzmaximum des Bauteils wird durch den axialen Abstand zwischen den Leitungsabschnitten 23a, 52a, 26a und den Basen der entsprechenden in Reihe geschalteten Hohlzylinderabschnitte 56a bzw. Leitungsabschnitte 30a bzw. 54a. Der Abstand ist bei dieser Ausführung 1,5 mm und ganz allgemein gilt, daß die erreichbare maximale Frequenz um so höher liegt, je geringer man die zulässigen Abstände macht. In jedem Anwendungsfalle können die Abstände dann empirisch für optimale Wirkungsweise eingestellt werden.

Durch Verwendung der richtigen Abstände und durch Transformation mit Hilfe der Identitäten nach den F i g. 2 und 5, kann nahezu jedes Filter ganz genau errechnet werden, wodurch man besonderes gutes elektrisches Verhalten erzielt, was erfindungswesentlich ist.

In Fi g. 8 ist graphisch der gemessene Ausgang eines Filters nach Fig. 7 dargestellt, wobei auf der Ordinate in Prozent die übertragene Eingangsenergie aufgetragen ist und auf der Abszisse die Frequenz. Wie Fig. 8 zeigt, sind die Kurven für das Tiefpaß-Teilfilter und das Hochpaß-Teilfilter komplementär, indem ein Filier jeweils dort einen Durchlaßbereich hat, wo das andere einen Sperrbereich hat. Die Kurven schneiden sich dabei jeweils an den Uberlappungspunkten P_x, P₂, P,, V_A. Wegen der genauen Impedanzwerte, die man mit Hilfe der Erfindung erzielt und der periodischen Wirkungsweise von TEM-Leitungen werden mehrfache Wiederholungen von Durchlaß- und Sperrberuchen erzielt. Bei bekannten Filtern für die hier in Frage stehenden Frequenzen konnte man nur eine geringe Anzahl von Durchlaßoder Sperrbereichen bei jedem Filter erreichen, weil man die Impedanzen nicht genau bestimmen konnte.

i" In der vorliegenden Abhandlung wird als »tiefes« Teilfilter dasjenige Filterteil bezeichnet, welches eine Gleichspannung perfekt durchläßt und Durchlaßbereiche aufweist, die um gerade Vielfache der Viertelwellen-Frequenz liegen, d. h. die im vorliegenden Falle bei 4,8,12 und 16 GHz auftreten (die Durchlaßbereiche um 4 und 8 GHz sind in Fi g. 8 dargestellt). Das »hohe« Teilfilter oder das Hochpaß-Teilfilter ist in der vorliegenden Abhandlung derjenige Teil des Filters, welcher für Gleichspannung vollständig sperrt und Durchlaßbereiche um ungradzahlige Vielfache der Viertelwellenlängen-Frequenz aufweist, die beim vorliegenden Ausführungsbeispiel bei 2,6,10 und 14 usw. GHz auftreten, von denen in Fig. 8 die Durchlaßbereiche bei 2 GHz und 6 GHz gezeigt sind. Der gemessene Welligkeitsfaktor, der in Fig. 8 als gestrichelte Linie dargestellt ist, erreicht einen Maximalwert von 1,6 und für den ersten Durchlaß- bzw. Sperrbereich ist er kleiner als 1,1; dies stellt eine wesentliche Verbesserung gegenüber bekannten FiI-tern dar. Der Welligkeitsfaktor wurde am Eingangsanschluß 92 gemessen; der Welligkeitsfaktor ist ein Maß für den Ohmschcn Charakter der Eingangsimpedanz, wobei der Welligkcitsfakior um so niedriger iNt. je höher der Ohm-Wert liegt

Frequenzvervielfacher-Schaltung

Die Erfindung gestattet es auch die Frequenzvervielfacher-Schaltung nach den Fig. 9 und 10 211 errechnen bzw. zu bauen. Dabei wird ein Komplementär-Filter nach F i g. 7 zusammen mit einer Varaktor-Diode verwendet. Bei der schematischen Darstellung gemäß Fi g. 9 ist mit 95 das Tiefpaß-Teilfilter dargestellt und ein Hochpaß-Teilfilter ist mit 96 bezeichnet. Parallel zu den Teilfiltern 95 und 96 liegt zwischen ihnen eine Varaktor-Diode 97. Eine Varaktor-Diode ist ein elektronisches Bauelement, welches Frequenzen vervielfachen kann. Diese Diode wird zusammen mit dem Komplementärfilter verwendet, welcher die Eingangs-Frequenz von der Ausgangs-Frequenz trennt. Bei der Ausführung nach den Fig. 9 und 10 ist ein Eingang 100 mit dem Teilfilter 96 verbunden und bei 101 erscheint eine verdoppelte Ausgangsfrequenz. Das dem Schema nach Fig. 9 entsprechende elektronische Bauteil ist in Fig. 10 schematisch dargestellt, wobei das Eingangs-Teilfilter 96 in ähnlicher Weise wie in Fig. 7 dargestellt mit Leitungsabschnitten aufgebaut ist und die Diode 102 liegt zwischen einem Transformator 103, welcher die Dioden-Impedanz an die Leitung 105 anpaßt, und einer geerdeten Platte 104. An der Leitung 106 liegt eine Vorspannungsquelle 107 für die Diode 102, wobei ein Kondensator 108 die Gleichspannung von der Ausgangsleitung trennt.

Man kann nun mehrere derartige in den F i g. 9 bzw. 10 dargestellte Frequenzvervielfacher-Schaltungen kaskadenartig hintereinander schalten, um die Frequenz auf das erwünschte Vielfache der Eingangs-Frequenz zu erhöhen.

Schaltung mit Kipp-Generator

Gemäß einem weiteren Gedanken der Erfindung kann man mit Hilfe des Komplementärfilters gemäß Fig. 11 einen Kipp-Generator bauen. Dabei sind ein Hochpaß-Teilfilter 110 und ein Tiefpaß-Teilfilter 111 sowie eine Varaktor-Diode 112 in einer der Fig. K) ähnlichen Anordnung zusammengeschaltet. Der Ausgangs-Widerstand 114 ist mit dem Tiefpaß-Teilfilter 111 verbunden und hat den doppelten Frequenzbereich des Generators 113. Bisher hat man zu derartigen Zwecken eine äußerst komplizierte und aufwendige Schaltung benötigt, während mit Hilfe der Erfindung der Frequenzbereich eines Kipp-Generators in relativ einfacher Weise mit Hilfe eines kompakten und mechanisch widerstandsfähigen Bauteils erzielt werden kann. In einer tatsächlichen Ausführung nach dem Schema gemäß Fig. 11 kann man die Anordnung so treffen wie in Fig. 10, bei welcher für den vorliegenden Fall mit 100a ein Kippfrequenz-Generator bezeichnet ist. Man kann natürlich auch bei dieser Ausführung eine kaskadenartige Schaltung vorsehen, indem man den Ausgang an einen zweiten Kipp-Generator-Vervielfacher anschließt und eventuell noch einen dritten solchen Vervielfacher anhängt, bis die entsprechende Frequenz erreicht ist.

Nach einer weiteren Ausführung der Erfindung kann man gemäß Fig. 12 eine Schaltung zur Aufteilung eines breiten Frequenzbandes in mehr als zwei Teilbänder bauen. Es können dabei die in Fi g. 7 dargestellten Komplementär-Filter verwendet werden, um ein relativ breites Hochfrequenz-Signalspektrum in kleinere Bandbreiten aufzuteilen, die eine solche Bandbreite haben, daß sie mit bekannten Schaltungen wetterverarbeitet werden können, die nur eine relativ begrenzte Bandbreite haben.

Bei dem dargestellten Beispiel gemäß Fig. 12 wird bei 120 das Eingangs-Signal vom Bereich zwischen I) und 8 GHz angelegt und einem ersten Komplementärfilter 124 zugeführt, welcher seinerseits ein Tiefpaß-Teilfilter 123 und einen Hochpaß-Teilfilter 122 aufweist. Der Ausgang des Hochpaß-Teilfilters 122 enthält dann die obere Hälfte der Eingangs-Frequenz und zwar von 4 bis X GHz. dieses Signal wird wieder in ein zweites Komplementärfilter 125 eingespeist mit Hochpaß-Teilfilter 126 und Tiefpaß-Teilfiiier 127. Man kann nun noch weitere derartige Komplementär-Filter vorsehen, um die Frequenz weiter aufzuteilen. In ähnlicher Weise leitet das Tiefpaß-Teilfilter den Frequenz-Bereich von 0 bis 4 GHz einem dritten Komplementärfüier 128 zu, das wieder ein Hochpaß und einen Tiefpaß 129 bzw. 130 zum Aufteilen der Frequenz aufweist.

In Fig. 13 ist schematisch eine Ausführung eines Bauelementes zur Ausführung der Funktion der Schaltung 12 dargestellt, bei welcher die Blöcke 122 bis 130 durch die bereits beschriebenen Bauteile 122a bis 130a dargestellt werden. Nähere Einzelheiten dieser Anordnung wurden bereits unter Hinweis auf die Fig. 7 und 7a beschrieben. Die Bauelemente im Filter 124a sind kleiner als jene im Filter 128a und größer als diejenigen im Filter 125a, was wegen der verschiedenen Frequenzen in den Filtern erforderlich ist. Die selbstverständlich vorgesehenen geerdeten Platten sind der Einfachheit halber nicht gezeigt.

In Fi g. 14 ist schematisch eine weitere Ausführung der Erfindung gezeigt, hui der die Komplementärfilter nach Fig. 7 zusammen mit bekannten Finweglcitungen verwendet werden, um eine Einwegleitung mit besonders großer Bandbreite zu bauen. Der Eingang 132 ist mit einem ersten Komplementärfilter 133 mit einem Hochpaßabschnitt 134 und einem Tiefpaßab-

schnitt 135, welche in der vorbeschriebenen Weise die Frequenz vom Eingang 32 teilen, verbunden.

Die obere Hälfte der Frequenzen wird einem Einwegleiter 136 zugeführt, der etwa die halbe Bandbreite des Eingangs 132 hat. Eine Einwegleitung 137

"-¹ ähnlicher Bandbreite ist mit dem Tiefpaß-Teilfilter

135 verbunden. Die Ausgänge der Einwegleitungen

136 und 137 werden dann durch ein Komplementär-Filter 138 mit entsprechenden Abschnitten 139 und 140 geleitet, um am Ausgang 141 ein Signal großer

Bandbreite abzugeben. Zwischen der Einwegleitung 136 und dem Hochpaß-Teilfilter 139 ist ein Phasen-Korrektur-Netzwerk 142 vorgesehen, um Phasenverschiebungen zu kompensieren, die wegen der Phasenverschiebungseigenschaften der Einwegleitungen 136

»ο und 137 auftreten können. Das Netzwerk 142 kann dabei einr solche I.eitungslänge haben, die alle Pha senverschiebungen korrigiert. Die l^eitungslänge defür kann gerechnet werden, wenn man die genauen Eigenschaften der Einwegleiiungen 136 und 137

*5 kennt oder man kann - noch einfacher - die Leitungslänge so lange ändern, bis die Ausgangsgröße genau dem Eingang entspricht. In Fig 15 ist eine Breitband-Einwegleitung schematisch als Bauteil dargestellt, wobei die Filter 133a und 138a nach der Lehre entsprechend den Fig. 7 und 7a aufgebaut sind. Man sieht, daß die Serien, Shunt- und Stichleitungselemente von denen nach F i g. 7 abweichen, was daher rührt, daß ein Filter anderer Impedanz und mit einer anderen Anzahl von Abschnitten erforderlich ist. Im Prinzip sind die verwendeten Filter denen nach F i g. 7 und 7 a gleich.

Man kann auch in diesem Falle eine Kaskadenschaltung vornehmen, indem man zwei Filter auf ein erstes Filter setzt, wie dies bei der Vervielfacher-Schaltung gemäß der Fig. 12 und 13 gezeigt ist; nach Vornahme der entsprechenden Anzahl von Unterteilungen schließt man eine Einwegleitung an jeden offenen Anschluß an und dann kombiniert man die se erhaltenen Signale mit einer gleichen Anzahl von FiI-tern wieder, um ein Ausgangssignal zu erhalten.

Unter Hinweis auf die F i g. 16, 17 und 18 wird eint weitere Ausführung der Erfindung beschrieben, gemäß welcher die Bandbreite von im Handel erhältlichen dreiarmigen Zirkulatoren vergrößert werden kann, indem man solche Zirkulatoren mit den durch die Erfindung gegebenen Komplementärfiltern kombiniert. Dabei wird am Eingang 145 (Fig. 16) ein Signal von großer Bandbreite an ein erstes Komplementär-Filter 146 angeschlossen, das ein Hochpaß-Teilfilter 147 und ein Tiefpaß-Teilfilter 148 aufweist, welche die Frequenzen teilen, so daß die obere Hälfte zurr Zirkulator 149 gelangt und die untere Hälfte zum Zir kulator 150 Die Ausgänge des Zirkulators 149 wer den dann mit den Hochpaß-Teilfiltern 151 und 152

fio der Komplementärfilter 153 bzw. 154 verbunden während die anderen beiden Ausgänge des Zirkulators 150 mit den Tiefpaß-Teilfiltern 155 bzw. 156 dei Komplementärfilter 153 bzw. 154 verbunden werden um kombinierte hochfrequente und relativ niederfre quente Ausgangssignale an den Ausgängen 157 unc 158 zu erhalten, wodurch auch bei diesen sehr hohei Frequenzen eine Zirkulatorwirkung möglich ist, ob wohl die Zirkulatoren selbst nur die herkömmliche

und relativ geringe Bandbreite aufweisen. In Fig. 17 und 18 sind eine Draufsicht bzw. ein Schnitt durch eine Ausbildung nach dem Schema von Fig. 16 dargestellt. Auch bei dieser Ausführung der Erfindung kann eine Kaskadenschaltung zur Erhöhung der Bandbreite dadurch vorgenommen werden, daß man eine Vervielfacher-Schaltung gemäß den Fig. 12 und 13 so ausbildet, daß die erwünschte Anzahl von Stufen erhalten wird, dann die Zirkulatoren in der eben beschriebenen Weise einschaltet und dann die verschiedenen Ausgänge von den Zirkulatoren wieder mit einer entsprechenden Anzahl von Komplementärfiltern vereinigt.

Der Komplementär-Filter nach der Erfindung leitet transversale elektromagnetische Wellen (TEM) und kann bei allen Frequenzen betrieben werden, d. h. von Gleichspannung bis 20 GHz, wenn auch meist dei Einsatz im Frequenzbereich vcn 1 bis 10 GHz vorgesehen ist. Bei Frequenzen auf der niedrigen Seite dieses Bereiches, d. h. bei beispielsweise 100 MHz, wäre eine Viertelwellenlänge bereits etwa 75 cm und wenn man Frequenzen über diesem Bereich verwenden will, dann wird der Abstand zwischen dem offenen Ende der Leitungselemente und dem nächsten geshunteter Element so klein, daß die Herstellung bereits schwierig wird.

Hierzu 9 Blatt Zeichnungen

Claims

1 3Ü3 Patentansprüche:

1. Komplementärfilter für Mikrowellen, bei welchem zwei Komplementär-Teilfilter vorgesehen sind, die jeweils mehrere aufeinanderfolgende Durchlaß- und Sperrbereiche mit einer Frequenzlage aufweisen, durch die sich die Mittenfrequenzen der Durchlaßbereiche des einen Komplementär-Teilfilters mit den Minenfrequenzen der ^ln Sperrbereiche des anderen Komplementär-Teilfilters decken, und bei welchem die Komplementär-Teilfilter TEM-Leitungsabschnitte aufweisen, die zwischen den beiden Komplementär-Teilfiltern gemeinsamen geerdeten Platten angeordnet '5 sind und bei welchem drei Anschlüsse vorgesehen sind, von weichen der eine Anschluß den beiden Komplemeritär-Teilfiltern gemeinsam ist, während die zwei anderen Anschlüsse den einzelnen Komplenientär-Teilfiltern zugeordnet sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Komplementär-Teilfilter Durchlaß- und Sperrbereiche mit gleich großer Bandbreite aufweisen und so bemessen sind, daß die die frequenzabhängige Durchlaßcharakteristik der Komplementär-Teil- ²S filter wiedergebenden Kurven sich bei etwa 5(1'«■ der durchgelassenen Mikrowellenenergit schneiden, daß jedes Komplementär-Teilfilter ThM-Leitungsabschnitte zwischen den parallelen Platten (59, 59a) aufweist, deren Länge etwa gleich einem Viertel der Wellenlänge derjenigen Frequenz ist, welche in der MiUe des ersten Durchlaßbzw. Sperrbereiches des einen bzw. anderen Komplementär-Teilfilters liegt und daß das eine Komplementär-Teilfilter einen durch einen Einschnitt unterbrochenen Hohlzylinder aufweist, der in seinen durch diesen Einschritt gebildeten Hohlzylinderabschnitten (23a, 52fl) jeweils ein gegenüber dem Hohlzylinder isoliert gehaltertes Leitungselement (56a, 30a) enthält, von denen das eine (56a) an seinem dem nachfolgenden Hohlzylinderabschnitt (52a) zugewandten Ende mit einer Stichleitung (51a,51 b) und mit diesem Hohlzylinderabschnitt (52a) verbunden ist, während das andere Leitungselement (30ö) an seinem der Stichleitung (51α, 51Λ) abgewandten Ende an die den beiden Komplementär Teilfiltern gemeinsamen Anschlußleitung (60) angeschlossen ist und daß das der gemeinsamen Anschlußleitung (60) zugewandte Ende des Hohlzylinderabschnittcs (52a) mit einer weiteren Stichleitung (46a, 46/>) versehen ist, und daß das andere Komplementär-Teilfilter einen Hohlzylinderabschnitt (26a) aufweist, dessen der gemeinsamen Anschlußleitung (60) zugewandtes Ende mit einer Stichleitung (44a) versehen ist. und dessen im Inneren isoliert gehaltertes und an seiner Austrittsstelle aus dem Hohlzylinder (26a) mit einer Stichleitung (58a) verbundenen Leitungselement (54a) mit der den beiden Komplementär-Teilfiltern gemeinsamen ou Anschlußleitung (60) über eine Leitung (57a) verbunden ist (Fig. 7).

2. Komplementärfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der eine Teil der Stichleitungen zur Erzielung einer kapazitiven Wirkung G₅ an ihren freien Enden im Leerlauf betrieben werden und daß der andere Teil der Stichleitungen zur Erzielung einer induktiven Wirkung an ihren

freien Enden kurzgeschlossen sind.

3. Komplementärfiltcr nach Anspruch 1 ode 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnun so getroffen ist, daß der Reaktanzwert der Stich leitungen sich logarithmisch mit dem Abstani z« ischen diesen und den geerdeten Platten ändert

t. Komplementärfilter nach einem der vorher gehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch du Anwendung bei einem Frequenzvervielfacher mi Varaktordiode (97). die dem gemeinsamen An Schluß der beiden Komplementär-Teilfilter (96 95) parallelgeschaltet ist (Fig. 9).

5. Komplementärfilter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die in das Komplementär-Teilfilter mit der niedrigeren Frequenzlage (110) des ersten Durchlaßbereiches eingespeisten Signale von einem Kippgenerator (113) herrühren (Fig. 11).

t>. Anwendung des Komplementärfilters nach einem der Ansprüche 1 bis 3 zur Aufteilung eines breiten Frequenzbandes in mehr als zwei Teilbän-•jer. dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzkomponenten des breiten Frequenzbandes dem gemeinsamen Anschluß (92) eines ersten Komplementärfilters (124) zugeführt werden, und daß die .-Wei Ausgangsanschlüsse dieses Filters jeweils mit dem gemeinsamen Anschluß weiterer Komplementärfilter (125. 128) verbunden sind (I ig. i:>.

7. Anwendung des Komplementärfilters nach einem der Ansprüche 1 bis 3 zur Aufteilung eines breiten Frequenzbandes in zwei Teilbänder und zur Wiedervereinigung derselben, dadurch gekennzeichnet, daß der Übertragungsweg für das eine Teilband aus dem einen Komplementär-Teilfilter (134) eines ersten Komplementärfilters (133). einer Einwegleitung (136) und dem einen Komplementär-Teilfilter (139) eines zweiten Komplementärfilters (138) besteht und daß der Übertragungsweg für das andere Teilband aus dem anderen Komplementär-Teilfiiter (135) des ersten Koniplementärfilters (133), einer Einwegleitung (137) und dem anderen Komplementär-Teilfilter (140) des zweiten Komplementärfilters (138) besteht (Fig. 14).

8. Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Einwegleitung (136) für das eine Teilb.'* " nit einer Phasenkorrekturschaltung (142) ν«!·* st (Fig. 14).

9. A*'« . .-... _;t des Komplementärfilters nach einem de. \ · uche 1 bis 3 zur Aufteilung eines breiten Frequenzbandes in zwei Teilbänder und zur Wiedervereinigung derselben, dadurch gekennzeichnet, daß unter Heranziehung von drei Komplementärfiltern eine drei Tore aufweisende Schaltungsanordnung mit Zirkulator-Eigenschaften für das breite Frequenzband mit zwei dreiarmigen Zirkulatoren (149, 150) verwirklicht ist. von welchen der eine Zirkulator (150), der Zirkulator-Eigenschaften nur bei den niedrigen Frequenzen des breiten Frequenzbandes aufweist, für das Frequenzband der niedrigeren Frequenzlagc mit seinen Anschlüssen jeweils mit einem der drei Komplementär-Teilfilter (148,155, 156) mit dem Durchlaßbereich der niedrigeren Frequenzlage verbunden ist, während der andere Zirkulator (149), der Zirkulator-Eigenschaften nur bei den hohen Frequenzen des breiten Frefnirii7hnnH<»c

zeigt, mit seinen Anschlüssen jeweils mit einem der drei Komplementär-Teilfilter (147,151, 152) mit dem Durchlaßbereich der höheren Frequenzlage in Verbindung steht (Fig. 16).

KoGiplemenlärfilter für Mikrowellen, bei welchem zwei Komplementär-Teilfilter vorgesehen sind, die jeweils mehrere aufeinanderfolgende Durchlaß- .und Sperrbereiche mit einer Frequenzlage aufweisen, durch die sich die Mittenfrequenzen der Durchlaßbereiche des einen Komplementär-Teilfilters mit den MittenfreqLtiizen der Sperrbereiche des anderen Komplementär-Teilfilters decken, und bei welchem die Komplementär-Teilfilter TEM-Leitungsabschnjüe aufweisen, die zwischen den beiden Komplementär-Teilfiltern gemeinsamen geerdeten Platten angeordnet sind und bei welchem drei Anschlüsse vorgesehen sind, von welchen der eine Anschluß den beiden Komplementär-Teilfiltern gemeinsam ist, während die zwei anderen Anschlüsse den einzelnen Komplementär-Teilfiltern zugeordnet sind.

Es ist bereits ein derartiges Komplementärfilter bekannt und die Kennlinie dieses Komplemcntärfilters, die sich aus den Kennlinien der einzelnen Komplementär-Teilfilter zusammensetzt, weist aufeinanderfolgend mehrere Durchlaß- und Sperrbereiche auf. wobei sich zwar die Mittenfrequenzen des Durchlaßbereiches des einen Komplementär-Teilfilters mit den Mittenfrequenzen der Sperrbereiche des anderen Komplementär-Teilfilters decken, jedoch die Durchlaß- und Sperrbereiche der einzelnen Komplementär-Teilfilter sehr unterschiedlich sind bzw. auch die Dämpfung entsprechend der Sperrbereiche des einen Komplementär-Teilfilters stark von der Dämpfung des Sperrbereiches des anderen Komplementär-Teilfilters abweicht. Damit läßt sich das vorhandene Eingangsspektrum sehr schlecht ausnutzen, da ein sehr großer Teil der Eingangsfrequenzen in einem geringeren Ausmaß gedämpft wird, als ein anderer Teil der Eingangsfrequenzen. Dies führt auch zu einer hohen Welligkeit, die offensichtlich daher rührt, daß diejenigen Einzelkurven der Filter, die in der Summe die Gesamtdurchlaßkurve des Komplementärfilters bilden, ein sehr verschiedenes Aussehen haben (USA Patentschrift 2976498).

Es sind auch Multiplexer bekannt geworden, die aus Komplementär-Teilfiltern aufgebaut sind bzw. benachbarte Bandpässe aufweisen, deren Durchlaßbzw. Dämpfungskurven sich bei 3 dB kreuzen oder überlappen.

Es ist bei einem Multiplexer mit benachbarten Kanälen, deren Dämpfungskurven sich typisch bei 3 dB kreuzen oder überlappen, von Bedeutung, diese Multiplexer als zusammenhängende Einheit auszulegen, also dabei keine Entkopplungstechniken zu verwenden. Um dies zu erreichen, hat man bereits vorgeschlagen Bandpässe in Form einer Bandleitung zu verwenden. Die Resonatoren bei diesem Filtertyp bestehen aus TEM-Übertragungsleitungselementen, die beispielsweise an einem Ende kurzgeschlossen sein können und eine konzentrierte oder punktförmig verteilte Kapazität zwischen dem anderen Ende jedes Resonator-Leistungselementes und Masse aufweisen. Dabei kann die Ansprechkurve des erhaltenen Multiplexers so gestaltet werden, daß sich die Dämpfungs kurven bei etwa 3 dB überschneiden. Zur Aufhebunj der Suszeptanz des Multiplexers kann hierbei eini speziell ausgeführte koaxiale Leitung mit niedrige Impedanz dienen, die derart abgestimmt wird, dal man ein optimales Ansprechverhalten des Multiple xers erhält (Literaturstelle »IEEE Transactions οι Mircrowave Theory and Techniques«, Band MTT-K [Januar 1964], No. 1, Seiten 88 bis 93).

Für die genaue Auslegung von TEM-Mikrowellen netzwerken unter Verwendung von Viertelwellenlän genleitungen, ist es ebenso bereits bekannt, TEM Elemente in folgender Weise auszuführen:

Zum Vorsehen bestimmter Induktivitäts- unc

*5 Kapazitätswerte werden Reihen-Stichleitungen ver wendet, die entweder aus einer doppelt koaxialer Konstruktion, oder aus einer einfachen koaxialer Konstruktion bestehen können, die zwischen ebener geerdeten Platten angeordnet sind. Die Impedanz ei nes Einheitselementes wird hier von der Impedanz dei inneren koaxialen Anordnung gebildet und zwar relativ zu einem äußeren Leiter. Die innere koaxiale Anordnung besteht aus einer mittleren Stichleitung, dit von einer dielektrischen Masse umgeben ist, wobei diese dielektrisch*· Masse von einem äußeren Leitei umschlossen ist, dei mit der inneren koaxialen Stichleitung keine galvanische Verbindung aufweist. Derartige Reihenstichleitungen können zum Vorseher großer Reihenkapazitäten, oder zum Vorsehen kleiner Reiheninduktivitäten verwendet werden (Literaturstelle »IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques«, Band MMT-12 [Januar 1964] Nr. 1. Seiten 94 bis 111).

Es ist auch grundsätzlich bekannt, bei Frequenzvervielfachern eine Varaktordiode im Querzweig der Vervielfacheranordnung vorzusehen und der Varaktordiode Filter vor- und nachzuschalten, die als Komplementär-Teilfilter eines Komplementärfilters wirksam sind (Literaturstelle »Scientia Electrica«, Band X [1964] Fase. 1. Seiten 1 bis 23; und Literaturstelle »Proceedings of the Institute of Radio Engineers«, Band 47 [Dezember 1959] Nr. 12, Seiten 2076 bis 2084).

Zur Aufteilung eines breiten Frequenzbandes in mehr als zwei Teilbänder ist auch bereits bekannt Hohlleiter in einer sogenannten 120°-Y-Verbindung zueinander zu führen, wobei in dem einen Zweig ein Frequenzspektrum zugeführt wird, welches beispielsweise aus Frequenzbändern bestehen kann, die bei

den Frequenzen /1, /2, /3 und /4 zentriert sind und in zwei Teile entsprechend /1 + /2 und /3 + /4 aufgeteilt werden. An die zwei von der Verbindung abgehenden Zweige können sich dann weitere ähnlich aufgebaute 120°-Y-Verbindungen anschließen, so daß die jeweiligen Frequenzbänder erneut aufgeteilt werden entsprechend den Frequenzen /1, /2, /3 und /4. Bei der Empfangsverstärkung breiter Frequenzbänder (Antennenverstärker), sind auch bereits Bandfilter-Ubertrager für die Unterteilung in einzelne Frequenzbänder zur Anwendung gelangt. Dies geschieht hier zum Zwecke der Vermeidung von Störungen, wobei man also den jeweiligen Frequenzbereich, der verarbeitet werden soll, auf den notwendigen Teil beschränkt, um möglichst wenig Störquellen zu haben (Zeitschrift »Hochfrequenztechnik und Elektroakustik«, Band 54, [August 1939] Heft 2, Seiten 44 bis 53).

Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe be-