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Transistorisierte zweistufige Kippschaltung Die Erfindung betrifft
eine tränsistbrisierte zweistüfige Kippschaltung, die nach Art eitler Schmitt-Trigger-Schaltung
ichfiter dann einen uitutiterbrochetlen Ausgangsimpuls vorgegebener Amplitude abgibt,
solange ihre Eingangsspannung einen vorgegebeiieti Anfangswert über- und dätiach
eitlen vorgegebeneii, nur wenig unter dem Afifangswert liegenden Endwert nicht unterschreitet.
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Üblicherweise versteht tnan Unter einer Schmitt-T'rigger-Sehaltung
eine die vorerwähnte Kippeigenschaft aufweisende Kippschaltung mit zwei Röhren-oder
Transistorstufen, die untereinander kathodenbzW. einittergekoppelt sind. Zur Erzielung
der meist erwünschten kurzen Anstiegszeiten der Ausgangsimpulse einer solchen Schaltung
wird in der einschlägigen Literatur ausdrücklich auf die Zweckmäßigkeit der erwähnten
Kathoden bzw. Emitterkopplung aufmerksam gemacht, wodurch in die Fach-Welt ein Vorurteil
gegen die Verwendung anderer üblicher Kopplungsarten von Verstärkerstufen - eingeführt
sein dürfte, beispielsweise gegen die Verwendung einer Widerstandskopplung vom Ausgang
der Eingangsstufe auf den Eingang der Ausgangsstufe. Gemäß einer der Erfindung zugrunde
liegenden wesentlichen Erkenntnis bedingen jedoch bei einer transistorisierten emittergekoppelten
Schmitt-Trigger-SChaltüng Temperaturänderungen und Alterungserscheinüngen eine Änderung
des Spannungsteilerverhältnisses zwischen Kollektorwiderstand und Eitiltterwiderstand,
was unvermeidbar ein Weglaufen des notwendigen Triggerpotentials zur Folge hat.
Eine galvanische Kopplung des Ausgangs der Schaltung zu ihrem Eingang muß aus dem
gleichen Grunde gemäß dieser Erkenntnis vermieden werden. Analoges zum vorstehenden
gilt für entsprechende Röhrenschaltungen. Es ist zwar eine weitere Schmitt-Trigger-Schaltung
bekannt, die eine derartige galvanische Rückkopplung vermeidet und hierfür den Ausgang
der Schaltung auf ihren Eingang kapazitiv rückkoppelt; auch bei dieser bekannten
Schaltung in Röhrenschaltungstechnik ist jedoch als überwiegend wirksame Kopplung
die Kathodenkopplung der beiden Stufen durch Verwendung eines gemeinsamen Kathodenwiderstandes
anzusehen. Durch die kapazitive Rückkopplung erhält diese weitere bekannte Schtnitt-Trigger-Schaltung
quasimonostabile Eigenschaften, und sie gibt daher auch bei Triggerung mittels extrem
kurzer Nadelimpulse Ausgangsimpulse ab, deren Dauer einen vorgegebenen Minimalwert
nicht unterschreitet.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Kippschaltung der eingangs
angegebenen Art beziiglieh ihres Ansprechpotentials am Triggereingang im Vergleich
zu den bekannten Schmitt-Trigger-Schaltungen temperatur- und alterungsünabhängiger
zu machen. Zusätzliche quasimonostabile Eigenschaften sollen hierbei nicht hervorgerufen
werden.
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Mit dem Problem der Temperaturstabilisation und der Vermeidung von
Auswirkungen der Alterungserscheinungen von transistorisierten Schmitt-Trigger-Schaltungen
auf deren Arbeitsverhalten befassen sich bereits detailliert mehrere derartige Schaltungen
betreffende Vorveröffentlichungen; in diesen ist zur Lösung des genannten Problems
die Verwendung eines Netzwerkes im Basisspannungsteiler des in Emitter-Transistor-Schaltung
betriebenen Eingangstransistors mit kompensierendem Temperaturkoeffizienten und
gegebenenfalls in Verbindung mit einer zusätzlichen Spannungsquelle die Anwendung
des Brückenschaltungsprinzips und schließlich die Verwendung einer zusätzlichen
Transistorstufe beschrieben. Nachteilig an den Lösungen mit den Netzwerken und der
Brückenschaltung ist außer dem unerwünschten zusätzlichen wirtschaftlichen Aufwand,
der auch auf die Lösung mit der zusätzlichen Transistorstufe zutrifft, die stark
verminderte Ansprechempfindlichkeit der Schaltung im Vergleich zu ihren nichttemperaturstabilisierten
Vorläufern und die Tatsache, daß ein linearer Widerstandsverlauf über einen für
die Praxis ausreichenden Temperaturbereich nicht einhaltbar ist. Der Hauptnachteil
der Lösung mit der zusätzlichen Transistorstufe liegt in der Unmöglichkeit begründet,
gleichzeitig eine Eingangsklemme und eine Versorgungsspannungsquelle an Massepotential
legen zu können.
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Alle erwähnten Nachteile vermeidet die erfindungsgemäße Kippschaltung
der eingangs genannten Art dadurch, daß ihre zwei Transistorstufen unter Vermeidung
einer Emitterkopplung galvanisch miteinander gekoppelt sind (Widerstandskopplung)
und daß
der Ausgang der Schaltung gleichstromfrei auf ihren Eingang
rückgekoppelt ist.
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Im folgenden seien an Hand der Zeichnung bevorzugte Ausführungsbeispiele
der Erfindung zu deren näheren Erläuterung im einzelnen beschrieben.
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In F i g. 1 sind mit Tri und Tr2 die beiden Transistoren der Kippschaltung
bezeichnet, die im-vorliegenden Ausführungsbeispiel vom npn-Typ sind. Mit + Ub und
- Ui sind Versorgungsspannungen gegen das Null-Pötential0 bezeichnet. Die
Widerstände R1 bis R8 dienen der Spannungszuführung und Arbeitspunkteinstellung,
wobei der zusätzliche Transistor Tr3 und die Widerstände R2 bis R4 vorerst unbetrachtet
bleiben können, unter der Annahme, daß der Emitter des Transistors Tri direkt mit
dem Null-Potential verbunden ist. Die Rückkopplung bei der bisher beschriebenen
Kippschaltung erfolgt im Sinne der Erfindung mittels des Kondensators C1 gleichspannungsfrei:
Das Triggerpotential jeder Schmitt-Trigger-Schaltung und auch der Kippschaltung
gemäß F i g. 1 ist unter anderem abhängig von den temperaturbedingten Änderungen
der-- Bä'sis-Emitter-Spannung des Eingangstransistors Tri. Zur weitgehenden Verminderung
dieses Einflusses ist bei einer Weiterbildung der Erfindung der zusätzliche Transistor
Tr3 mit seinem Emitterwiderstand R4 vorgesehen und der Emitter des Transistors Tri
nicht an Null-Potential, sondern an den Emitter des zusätzlichen Transistors Tr.
angeschlossen, wodurch in das erforderliche TriggerpotentiaInunmehr lediglich die
Differenz der Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren Tri und Tr, eingeht, die
dann besonders klein ist, wenn die Kennlinien und deren Temperaturabhängigkeit der
Transistoren Tri und Tr3 im Arbeitsbereich möglichst weitgehend übereinstimmen.
In der Praxis werden daher bei extremen Genauigkeitsanforderungen möglichst aus
gleichen Typen der Transistoren Tri und Tr3 zwei kennliniengleiche Exemplare ausgesucht.
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Es ist zum Kompensieren unterschiedlicher Basis-Emitter-Spannungen
der Transistoren Tri und Tr3 gemäß einer Weiterbildung der Erfindung zweckmäßig,
Einstellmittel zur Ermöglichung der Einprägung kleiner positiver bis kleiner negativer
Basisvorströme für die Transistoren Tri und Tr3 vorzusehen, damit das Ansprechpotential
- welches definiert ist als dasjenige Potential an der Basis des Transistors Tri,
bei dem der Transistor Tr2 Strom zu ziehen beginnt - genau mit dem Null-Potential
der Meßspannung zusammenfällt. Hierzu sind bei der in der Zeichnung dargestellten
Kippschaltung die Widerstände R1 bis R3 maßgeblich, von denen der Widestand R3 einstellbar
und der Widerstand R2 groß gegen die Widerstände R, und R3 ist. Der Basisvorstrom
verursacht an R1 einen Spannungsabfall und ermöglicht damit durch Einstellung des
Widerstandes R3 den Abgleich der Kippschaltung.
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Wenn sich auch die Sperrspannung des Transistors Tr. mit der Temperatur
ändert und damit auch das Triggerpotential, so hat diese Änderung auf das Arbeiten
der Kippschaltung gemäß F i g. 1 dennoch keinen praktischen Einfluß, da das Signal
an der Basis des Transistors Tr2 bereits durch die Verstärkerstufe mit dem Transistor
Tri verstärkt dort ankommt.
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Unter Umständen ist es jedoch bei extremen Genauigkeitsanforderungen
zweckmäßig, zusätzlich darüber hinaus den Transistor Tr. in der Weise in der Temperatur
zu stabilisieren, die an Hand der Zeichnung mit Bezug auf *den Transistor Tri mit
seinem Stabilisierungstransistor Tr. beschrieben ist.
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Die in der Zeichnung schraffiert dargestellten Widerstände werden
zweckmäßig als Metallschichtwiderstände ausgeführt, da diese Widerstände besonders
kleine Temperaturkoeffizienten aufweisen.
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Die gestrichelt eingezeichneten Bauelemente R9, RIO, C2 und D (Diode)
dienen der Differenzierung und Gleichrichtung der Ausgangsimpulse der Kippschaltung
gemäß F i g.1.
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Die gezeigte Kippschaltung erzeugt negative Ausgangsimpulse beim Nulldurchgang
negativer Steigung der Meßspannung. Benötigt man jedoch Impulse beim Nulldurchgang
der Meßspannung positiver Steigung, so sind anstatt der gezeigten Transistoren vom
Typ npn Transistoren des pnp-Typs zu wählen, und die Polarität der Versorgungsspannung
ist dann entsprechend umzukehren. Selbstverständlich muß bei Differenzierung der
Ausgangsimpulse der Kippschaltung in der gezeigten Weise dann auch die Diode D unigepolt
werden, um positive Impulse abzugeben.
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Soll die Kippschaltung gemäß der Zeichnung auf eine andere Momentanphase
als die Nullphase ansprechen, so ist zweckmäßig der Meßspannung eine Gleichspannung
in Reihe zu schalten, die gleich dem Augenblickswert der Meßspannung bei der gewünschten
Momentanphase ist und ein umgekehrtes Vorzeichen besitzt. Häufig wird die Aufgabe
gestellt, die Phasenverschiebung zwischen zwei Sinusspannungen zu messen. Es ist
zweckmäßig, solche Phasenmessungen durch Zeitmessungen zu ersetzen; weil sie dann
mit Hilfe der Impulstechnik leicht automatisiert werden können und die Meßergebnisse
in digitaler Form erhalten werden können. Für den Übergang von der Sinusspannung
auf Impulsschaltungen wird eine Schaltung benötigt, die es gestattet, bei einer
bestimmten Phase der Sinusspannung, z. B. beim positiven Nulldurchgang (Nulldurchgang
negativer Steigung), einen Impuls zu erzeugen. Die Genauigkeit der Impulszeit in
bezug auf die Phase der Sinusspannung ist entscheidend für die Genauigkeit der Phasenmessung.
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Diese erforderliche Schaltung ist besonders vorteilhaft gemäß der
Lehre der Erfindung aufbaubar.
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Ein Anwendungsfall, bei der vorstehende Aufgabe auftritt, ist z. B.
die Messung des Abstandes zwischen zwei Punkten A und B. überträgt
man eine Sinusspannung über Funkstrecken von A nach B und wieder zurück
nach A, so ist die Phasenverschiebung zwischen der in A abgehenden und der
in A ankommenden Spannung ein Maß für die Länge der Strecke AB.
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F i g. 2 zeigt eine Schaltung im Blockschaltbild. Die beiden Phasen-Diskriminator-Schaltungen
gemäß der Erfindung liefern Impulse, deren zeitlicher Abstand der Phasenverschiebung
zwischen Bezugs- und Meßphase entspricht. Sie öffnen bzw. schließen die Torschaltung,
die im offenen Zustand die Zählimpulse durchläßt. Die Anzahl der durchgelassenen
Zählimpulse wird im Zähler erfaßt und bildet das Meßergebnis. Ist z. B. die Frequenz
der Zählimpulse f2 = 360 f1, so ist die Anzahl der abgezählten Impulse gleich der
Phasenverschiebung in Winkelgrad.
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Unter Berücksichtigung der Lichtgeschwindigkeit erhält man in einer
solchen Anordnung das Ergebnis der oben geschilderten Entfernungsmessung unmittelbar
in Vielfachen von 100 m, wenn man als Zählfrequenz f2 = 1,5 MHz wählt.