DE1277390C2

DE1277390C2 - Radaranordnung zum konischen, impulsfoermigen Abtasten

Info

Publication number: DE1277390C2
Application number: DE1965C0035047
Authority: DE
Inventors: Jean Gabriel Salomon
Original assignee: Compagnie Francaise Thomson Houston SA
Current assignee: Compagnie Francaise Thomson Houston SA
Priority date: 1964-02-11
Filing date: 1965-02-09
Publication date: 1969-04-30
Also published as: FR1393477A; GB1099852A; DE1277390B

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

PATENTSCHRIFT

Int. Cl.:

GOls

HOlq

Deutsche Kl.: 21 a4 - 48/63

Nummer: 1 277 390

Aktenzeichen: P 12 77 390.9-35 (C 35047) Anmeldetag: 9. Februar 1965 Auslegetag: 12. September 1968 Ausgabetag: 30. April 1969 Patentschrift stimmt mit der Auslegeschrift überein

Die Erfindung betrifft eine Radaranordnung zum konischen, impulsförmigen Abtasten mittels eines fokussicrenden Reflektors und einer primären Optimalquelle, die aus vier im Quadrat angeordneten Strahlungsöffnungen besteht, sowie einer Monopulskombinationsschaltung mit einem Summenkanal, einem Höhenwinkcldiffercnzkanal und einem SeitenwinkeldifTerenzkanal und schließlich mittels eines über Umschalter und einen Phasenschieber angeschlossenen Kopplers zur linearen Kombination der Summensignale und der in einem gegebenen Zeitpunkt von einem der Differenzkanäle ankommenden Signale und ist insbesondere bei Verfolgungsund Leitradar anwendbar.

Eine bekannte Art der konischen Abtastung mittels eines Strahls wird dadurch erreicht, daß ein Teil der Antenne geschwenkt wird. Diese Methode hat jedoch zahlreiche Nachteile., Die gewöhnlich erzielbarcn Abtastgeschwindigkeiten sind ziemlich niedrig. Um sehr hohe Abtastgeschwindigkeiten zu erzielen, sind Spezialverfahrcn und sehr leistungsfähige Antriebe erforderlich, die kostspielig und empfindlich sind. Andererseits kann man mit hohen Abtastgeschwindigkeiten z. B. bei einem Verfolgungsradar die Fehler der Entfernungsmessung, die durch die schnellen Amplitudenschwankungen des vom Ziel reflektierten Echos hervorgerufen werden, beseitigen. Zur Vermeidung derartiger Fehler muß die Abtastfrequenz erheblich größer sein als die Grenzfrequenz der Amplitudenschwankungen des Echosignals. Außerdem besteht die Gefahr, daß bei selbsttätiger Regelung des Anlcnnengewinns bei einer Grenzfrequenz, die niedriger als die Abtastfrequenz liegt, die schnellen Schwankungen der Amplitude des Echosignals bei der Regelschaltung infolge Sättigung einen nichtlinearen Betrieb hervorrufen.

Andererseits wird der Antennengewinn bei einem mit mechanischer Sirahlabtastung arbeitenden Verfolgungsradar beim Senden vermindert durch die Verschiebung des Strahls gegenüber der Richtachse. die gleichzeitig die Rotationsachse des Strahls ist. Diese Verschiebung des Strahls beim Senden führt außerdem zu einer Einschränkung bezüglich Abtastfrequenz und Reichweite des Verfolgungsradars. Die durch die Enlfernungsmessung gegebene Spannung verschwindet nämlich, wenn die Zeitdauer des Hin- und Rücklaufs eines Impulses gleich der halben Abtastpeiiodc wird. Das Produkt aus Abtastfrequenz und Radarrcichwcite wird so auf etwa ¹ ,„ der Lichta geschwindigkeit nach oben begrenzt.

Eine andere Abtaslarl wird durch aufeinanderfolgende elektronische Umschaltung mehrerer Primür- Radaranordnung zum konischen, impulsförmigen Abtasten

Patentiert für: Compagnie Frangaise Thomson Houston-Hotchkiss Brandt, Paris

Vertreter:

Dipl.-Ing. Dipl. oec. publ. D. Lewinsky, Patentanwalt, 8000 München, Gotthardstr. 81

Als Erfinder benannt: Jean Gabriel Salomon, Boulogne, Seine

(Frankreich)

Beanspruchte Priorität: Frankreich vom 11. Februar 1964 (963 332) --

anlennenquellen erhalten. Auch diese Methode weist zahlreiche Nachteile auf. Wie bei der mechanischen Abtastung wird das Bündel beim Senden und beim Empfang umgeschaltet. Dadurch tritt ein Leistungsverlust beim Senden in der Richtachse auf sowie eine Begrenzung der Reich weile des Verfolgungsradars ein. Außerdem müssen die Umschaltorgane die gesamte ausgesandte Leistung aufnehmen und dementsprechend dimensioniert sein. Durch diese Organe können auch Eingangsimpedanzen eingeführt werden, die für jede Quelle verschieden sein können, wodurch ein Richtungsfchler bei der Richtachse auftreten kann. Schließlich ist es mechanisch unmöglich, eine derartige Anordnung von Primärqucllen zu optimieren.

So ist beispielsweise (französische Patentschrift I 244 109) ein Radarsystem mit kontinuierlicher konischer Abtastung bekannt, bei dem beim Senden eine phasengesteuerte konische Abtastung mittels zweier Antenncnclemente und beim Empfangen ein Monopulsbetrieb durchgerührt werden. Diesem System haftet jedoch der Nachteil an, einen ungünstigen Antennpngcwinnfaktor und beim Empfang kein optimales Strahlungsdiagramm aufzuweisen.

Ferner (deutsche Patentschrift 767 460) ist ein Radarpeilverfahren bekannt, bei dem gleichzeitig beim Senden und Empfangen ein Abtasten durchgerührt wird. Beim Senden bringt die phasenglcichc

W 618 Hi

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Speisung von in einem Reflektor angeordneten Dipolen dessen Bestrahlung in günstiger Form hervor, während jedoch beim Empfang die Dipole nacheinander oder gleichzeitig miteinander angeschlossen werden und eine unterschiedliche Bestrahlung des Reflektors ergeben. Daraus ergibt sich, daß der Antennengewinn beim Empfangen schlechter als beim Senden ist. Auch ist eine Monopulskombination nicht vorgesehen.

Weiterhin (»electronics«, 36 [1963], 48 [29. November], S. 30 bis 32) ist eine Anordnung zur Erzie- lung einer Umtastung mehrerer Strahlungsquellen bekannt, bei der außer beim Empfangen auch beim etwaigen Senden eine Abtastung durchgeführt wird. Die Anordnung führt im übrigen zu einem großen Materialaufwand, da für jede Quelle mindestens ein Reflektor und ein Phasenschieber verwendet wird.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Radaranordnung der eingangs genannten Art zu schaffen, durch die unter Vermeidung der den vorstehend beschriebenen Anordnungen anhaftenden Nachteile ein optimaler Antennengewinn und ein optimales Strahlungsdiagramm bei Abtastung eines Antennenstrahls mit beliebig einstellbarer Geschwindigkeit mittels einfacher Schaltungsmittel erreicht werden kann. Diese Aufgabe ist bei der hier vorgeschlagenen Anordnung vor allem dadurch gelöst, daß die Umschalter aus einem Schalter und einem weiteren Schalter bestehen, von denen der erste mit vorbestimmter Geschwindigkeit abwechselnd und nacheinander die Signale der Differenzkanäle an den zweiten Schalter anlegt, daß der zweite Schalter den Phasenschieber periodisch in den Weg der dem Koppler zugeführten Signale mit der halben Umschaltgeschwindigkeit des ersten Schalters einschaltet und daß der Wert des Phasenschiebers gleich π beträgt.

Eine vorteilhafte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Radaranordnung hesteht darin, daß der Phasenschieber und der Umschalter in ihrer Lage vertauschbar sind.

Eine weitere vorteilhafte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Radaranordnung besteht darin, daß die Schaltfrcqucnz des ersten Schalters gleich der Folgefrequenz der von dem zugehörigen Sender abgegebenen Impulse oder gleich einem ganzzahligen Bruchteil der Impulsfolgefrequenz ist.

Als Schalter und Phasenschieber können Ultrahochfrcqucnzdioden oder elektronisch gesteuerte Ferrite oder andere elektronisch gesteuerte UHF-Bauelemente verwendet werden.

Die erfindungsgemäße Radaranordnung ermöglicht den Empfang eines Echosignals in der gleichen Art, als ob dieses mit einer Antenne mit abtastendem Strahl aufgefangen wäre. Die auf diese Weise^vCrzieIte Strahl-Abtastgeschwindigkcit ist nach oben praktisch unbegrenzt, da sie nur von der Frequenz der elektronischcn Umschaltung abhängig ist.

Insbesondere kann die Optimalgcschwindigkeit eines vollständigen Umlaufs für vier passend synchronisierte Radarimpulse erreicht werden. Ferner erfolgt die Abstrahlung in einer Strahlungskeule, die Vcrschieden und unabhängig von den Keulen des Abtaststrahl* ist. Bei einem Ziclverfolgungsradar treten demnach mit dieser Anordnung keine Abstrahlverluste in der Richtachse auf.

Weitere Merkmale und durch sie erzielte Vorteile gehen aus der sich auf die Zeichnung beziehenden Beschreibung hervor. In der Zeichnung ist eine beispielsweise Ausführungsform in die Erfindung er- 390

läuternden Blockschaltbildern und Diagrammen veranschaulicht. Es zeigt

F i g. I ein schematisches Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Radaranordnung,

F i g. 2 eine bekannte Monopulsquelle mit vier Hornstrahlern,

F i g. 3 a, 3 b und 3 c typische Strahlungsverhältnisse an der öffnung der Primärquelle der Antenne,

F i g. 4 Diagramme der Primärstrahlung,

Fig. 5a und 5b im Vergleich die Strahlungsdiagramme der erfindungsgemäßen und dertoekannten Anordnungen und

F i g. 6 a und 6 b das Schema des Schalters und des Phasenschiebers.

In F i g. 1 ist die Primärquelle S₀ der Antenne An dargestellt. Bei dieser Quelle handelt es sich um eine Optimalquelle, wie sie in der Monopulstechnik verwendet wird, wie beispielsweise eine Quelle mit acht oder zwölf Hornstrahlern oder eine ähnliche Vielfachquelle. An die Quelle sind, der Summenkanal S, der Höhcnwinkeldifferenzkanal D_s und der Seitenwinkeldifferenzkanal D_a angeschlossen. Die drei Leiter dieser Kanäle sind voneinander vollständig entkoppelt. Für jeden gelten optimale Strahlungsbedingungen, d. h. maximale Verstärkung im Summenleiter, maximale Diagrammsteilheit in Achsennähe in den Winkeldifferenzleitern. Mit dem Summenleiter ist ein Sender Em verbunden; der Duplexer Du bewirkt den Durchgang der auf dem Summenweg ausgesandten Energie in Richtung auf die Quelle und den Durchgang der von dem Summenleiter aufgenommenen Energie in Richtung auf den Empfänger. Die Winkeldifferenzlciter werden nur zum Empfang benutzt. Mit Co ist ein elektronischer Umschalter für zwei Stellungen gekennzeichnet, der abwechselnd den Seitenwinkeldifferenzleiter und den Höhenwinkeldifferenzleiter einzuschalten gestattet, um nacheinander die Meßspannungen nach Seitenwinkel und Höhen winkel zu messen. Im übrigen könnten ganz allgemein die beiden durch die Winkeldifferenzleiter definierten Winkelkoordinaten in zwei beliebigen orthogonalen Ebenen liegen, die nicht notwendig eine waagerechte und eine lotrechte Ebene sein müssen.

Hy bezeichnet einen Hybridkoppler, z. B. ein magisches T, an dessen öffnungen einerseits der Summenleiter und andererseits der im Augenblick der Messungen benutzte Winkeldifferenzleiter D (D_s oder D_(;) angeschlossen sind. De ist ein elektronisch gesteuerter Phasenschieber für zwei Stellungen, der den an ihn gelangenden Spannungen eine Phasenverschiebung von O oder π mitteilt. Je nach seiner Stellung treffen die von dem Summenleitcr S und von einem der Winkeldifferenzleiter D ausgehenden Spannungen in Phase oder gcgenphasig an den Eingangsöffnungen des Kopplers Hy ein. Tr bezeichnet die Leitungen mit fester Phasenverschiebung, mit denen die Phase der WinkeldiITerenzIeiter fest eingestellt werden kann. Diese Phase wird z. B. so eingestellt, daß zwischen den Leitern D und dem Leiter S eine Phasenverschiebung Null oder , besteht. Bei

einer Phasenverschiebung ] stellt der KoppIerWv einen 3-db-Kopplcr dar. Der Phasenschieber Di· und 'der Umschalter Co können in ihrer Lage verlauscht werden. Es können jedoch auch zwei Phasenschieber einer in jedem Wiiikeldifferenzlciler benutzt werden. Re stellt den benutzten einzigen Empfänger

dar, der als üblicher Mischempfanger oder als rauscharmer Hochfrequenzempfanger ausgebildet sein kann. Zur Vereinfachung des Schaltbildes sind die Schutzeinrichtungen für den Empfiinger nicht dargestellt worden. Der Empfänger Re liegt an einem der Ausgänge des Hybridkopplers Hy. Er nimmt dort eine Spannung auf, die durch Addition oder Subtraktion der Spannungen entsteht, die auf dem Summenleiter und auf dem im jeweiligen Augenblick angeschlossenen Winkeldifferenzleiter herankommt. Addition erfolgt, wenn der Phasenschieber in der Stellung O steht, Subtraktion in der Stellung .-τ. Die Umschaltung des Phasenschiebers De erfolgt mit einer Frequenz, die halb so groß wie die der Umschaltung des Schalters Co ist.

F i g. 2 stellt eine bekannte Monopulsquelle mit vier Hornstrahlern X₁, K₂, K₃, K₄ dar, die im Quadrat angeordnet sind. Die bei der vorliegenden Einrichtung tatsächlich benutzte optimierte Quelle kann mit der in F i g. 2 dargestellten Quelle zur Erleichterung des Verständnisses der ablaufenden Vorgänge verglichen werden, da z. B. die übliche Leitungsführung einer Vielfachquelle der dargestellten entspricht. Die Hornstrahler K₁, K₂, K₃, K_ii sind in der üblichen Weise über Hybridkoppler oder magische T mit den Kanälen S, D_s, D_u verbunden, wo sich dementsprechend die Amplitudenfelder

V₂ IE_K, + E_K2 + E_ks + E_m).
Ίι [(E_ki + E_K2) - (E_K3 + £_K4)]

V₂ [<£*, + E_Ki) - (E_K2 + E_A4)]

ergeben. Die folgende Tabelle zeigt die Ergebnisse einer Folge von Umschaltungen mit einer Umschaltfrequenz des Schalters Co, die gleich der Folgefrequenz der ausgesandten Impulse ist.

Reihenfolge der Impulse	Stellung des Schalters Co	Phasenver schiebung in De	In Hy in Richtung auf Re vorgenommene Operation	Ergebnis des Vorgangs in dem Empfangerweg
1	1	O	(E_s + E_DS) ]f2	-γ=- (Eju + ^Em) = Eu
2	2	π	(E_s — E_DG) *IfT*	y=- (£_K2 + E_K4) = E_r
3	1	π	(E_s — E_DS) ΪΪ	(E_K3 + E_Ki) = E_b
4	2	O	(E_s + E_dg) η	-~ (E_KX + £_KJ) ^ E_l

In dem Empfänger werden also nacheinander Keulen für oben (H), rechts (R), unten (B), links (L) wieder gebildet. Die diesen verschiedenen Keulen entsprechenden Signale werden nachfolgend als Signale der Abtastkanäle bezeichnet. Tatsächlich wird auf diese Weise eine Vierimpulsabtastung (»quadripulse«) des Antennenstrahls, d. h. in vier wohldefinierten räumlichen Lagen, im Empfänger dargestellt.

Der Empfänger Re nimmt jedoch nicht die gesamte auf den Eingang des Kopplers Wv gegebene Energie auf, weil ein Teil dieser Energie durch einen anderen Ausgang den Koppler verläßt. An diesen Ausgang ist eine angepaßte Belastung Ch geschaltet, die jede Energiereflexion verhindert. Die untenstehende Tabelle zeigt bei der gleichen Umschaltreihenfolge wie zuvor die in den Weg der Belastung Ch übertragenen Signale. Sic stellen gewissermaßen die Komplcmenlärsignale zu den von dem Empfänger Re aufgenommenen Signalen dar.

Reihen folge	Vorgang in Hy in Richtung auf den Belastungsweg Ch	Ergebnis im Weg der Belastung Ch	Wiederholung des Ergebnisses im Wege des Empfängers Re (vgl. vorhergehende Tabelle)
3	(Es + E_DS) η	E₁₁
4	(E_s-E_mi) η	£«	E₁.

Reihen folge	Vorgang in Hy in Richtung auf den Bclastungsweg Ch	Ergebnis im Weg der Belastung Ch	Wiederholung des Ergebnisses im Wege des Empfängers Rc (vgl. vorhergehende Tabelle)
1	(E_s-E_ns) P-	E_h	E₁₁
2	(E_s +E_na) P-	E₁.	E_k

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65 Wenn man an die Stelle der Belastung Ch einen zweiten Empfänger setzt oder bestimmte Duplexverfahren anwendet, kann jeder Leistungsverlust vermieden werden. Dieser Leistungsverlust stellt jedoch talsächlich keinen Nachteil der Einrichtung dar. Wenn das Objekt sich in der Richtachse befindet, ist das Signal im Leiter S maximal groß; das der Leiter D ist Null. Nun empfängt der Empfänger Re nur die Hälfte der Signalcnergic aus dem Leiter S, während die andere Hälfte in die Belastung Ch abgeführt wird. Der Verlust beträgt in diesem Fall demnach 3 db. Es ist bekannt, daß bei der üblichen mechanischen Abtastung beim Verfolgungsradar das Optimum der Bündelüberschneidungen bei — 3 db liegt. Das entspricht dem im vorliegenden Fall beobachteten Verlust. Außerdem zeigen rechnerische Überlegungen, daß um die Richtung der maximalen Strahlung einer der Abtastkeulen (H, R, B oder L) herum die in den Leitern S und D empfangenen elektrischen Felder gleich (oder fast gleich) und

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gleichphasig sind. Wenn jetzt der Phasenschieber in der Stellung O steht, geht sämtliche aufgenommene Energie zum Empfänger und keine Energie in die Belastung CA. Daher wird der Maximalgewinn der betrachteten Keule (betrachtet am Eingang des Emp-Fängers Re) durch den Hybridkoppler nicht beeinträchtigt, er ist ungefähr derselbe wie der Gewinn der Summenkeule, die bei der Emission benutzt wird. Das bedeutet, daß der Empfangsverlust von — 3 db in dei Keulenachse nur auf die Verwendung eines einzigen Empfangskanals zurückzuführen ist, während wie bei allen Abtastantennen zwei gleichzeitige Signale zur Analyse vorliegen.

Die F i g. 3a stellt eine typische Energieverteilung des Feldes an der öffnung der PrimUrquelleS₀ in einer Symmetrieebenc der Quelle dar. Die Achse XX' ist die Schnittlinie von S₀ in dieser Ebene beiderseits des Brennpunktes F der bündelnden Optik. Die

Abszissenwerte der Grenzen von S₀ sind ± F hat

-

den Abszissenwert Null. Die Feldamplhuden sind in Richtung der Achse YY' aufgetragen, die in F senkrecht zu XX' steht. Das dem Summenlcitcr entsprechende Feld ist E_s. das dem einen der Diffcrenz-Ieiter entsprechende ist E₀. Deren Amplituden sind normiert, damit sich bei der Abstrahlung gleiche Gesamtleistungen für jeden der beiden Leiter ergeben.

F ¹I g. 3 b zeigt eine der Energieverteilungen an der Quellenöffnung, z. B. die Verteilung (£_s 4- £„). Es ist ersichtlich, daß das Feld (E_s + E₁,) nicht symmetrisch zur Achse YY' liegt. Ein übliches Abtaslhorn ist in irgendeiner. Weise simuliert worden. Die dem anderen Abtastkanal entsprechende Verteilung (E_s — E₀) liegt bezüglich der Achse YY' symmetrisch zu der vorhergehenden Verteilung. Man kann leicht nachweisen. daß die Orlhogonalität der Verteilungen des Summcnleiters und der Differenzlciler. die eine notwendige Voraussetzung für die Unabhängigkeit und die Entkopplung dieser Leiter ist. auch die Orlhogonalität der Energievcrleilungen für die Abtastkanüle zur Folge hat. Diese Abtastkanälc sind damit, ebenso wie Summen- und Diffcrenzleitcr. je für sieh unabhängig von den anderen optimiert.

F i g. 3c stellt in der üblichen Weise die Energieverteilung in der öffnungsebene der optimierten Quelle S„ dar. Die mit H. B. R und L bezeichneten Felder entsprechen den Energieverteilungen für die obere, untere, linke und rechte Keule oder auch den Verteilungen [E_s + E_l>s). (E_s — E_ns). {E_s + E,₎₀) und (E_s — E„_(l) entsprechend dem oben angeführten Beispiel. Die unterschiedlich schraffierten Bereiche entsprechen bestimmten Amplituden des Feldes. Zum Beispiel beiragen die Amplituden unter H von oben nach unten

L ^{1 +}1 ¹ ~_ ¹ Λ "12· |2 · ',2 · |2 ·

entsprechend der in Fig. 3 b dargestellten Normierung. Das sekundäre Strahlungsdiagramm läßt sich aus der Energieverteilung in bekannter Weise ableiten, fco Die von den oben beschriebenen Verteilungen ausgehenden Rechnungen führen zu den in F i g. 4 wiedergegebenen Strahlungsdiagrammen.

Auf der Abszisse ist die Variable 11 aufgetragen.

die durch die Bezeichnung 11 = ^{1 A} sin (->. wo A der

öffnung der bündelnden Antennenoptik. /. der benutzten Wellenlänge und (-) dem Winkel zwischen 390

Strahlungsrichtung und Richtachse entspricht. In Ordinatenrichtung sind die Amplituden E der ausgesandten Felder mit den entsprechenden Zeichen aufgetragen. Die Kurven L_s, L₀, L_b und L_b stellen die Summenkeule, die Differenzkeule und eine Abtastkeule bzw. die dazu bezüglich der Richtachse symmetrische Abtastkeule dar.

Die Felder der Abtastkeulen haben in dem Diagramm Amplituden, die der Summe oder der Differenz aus den Feldern der Summenkeule L_s und der Differenzkeule L_d gleich sind. Ihre reellen Amplituden

erhält man durch Multiplikation mit ψ-.

Jede Abtastkeule besitzt einen Nebenzipfel mit ziemlich hohem Pegel, aber dieser Nebenzipfel stört nicht, weil er innerhalb des Untersuchungskegels

liegt. Andererseits gibt es für u = ± ~ theoretisch

eine falsche Achse, die aber keine praktische Bedeutung hat, weil das Summencmpfangsfeld dort Null ist.

In F i g. 5a und 5b ist Vergleich zwischen dem hier dargestellten Beispiel für die elektronische Abtastung und'der bekannten mechanischen Abtastung für gleiche Antennendurchmesser und Betriebsfrequenz gegeben. Der Vergleich wurde in den Diagrammen der Sekundärstrahlung durchgeführt, wobei angenommen wurde, daß bei der üblichen Abtastung die Uberschneidung der Strahlen auf der Richtachse sich bei maximal 3 db beim Betrieb als Antwortradar und bei maximal —1.5 db beim Betrieb mit einem gewöhnlichen Ziel befindet. Die gestrichelten Kurven entsprechen dem üblichen Abtastverfahren, die ausgezogenen Kurven der erfindungsgemäßen Abtastung. F i g. 5a betrifft den Betrieb mit Antwortradar und F i g. 5b den mit gewöhnlichem Ziel.

Die Diagramme /11 bzw. Rn in F i g. 5a entsprechen Abfrage bzw. Antwort. Die Diagramme En und R'_n in F i g. 5b betreffen Sendung und Empfang. Die Kurven zeigen, daß die vorgeschlagene Abtastart beim Betrieb mit Anlwortradar beim Abfragen 3 db in der Richlachse zu gewinnen erlaubt, während die Verbcsserungen beim Empfang wenig, ausgeprägt sind. Beim Ansprechen eines beliebigen Ziels gewinnt man nach dem vorgeschlagenen Verfahren in der Richtachse 1.5 db bei der abgestrahlten Leistung. 1.5 db Verstärkung und beim Empfang ungefähr 1.5 an Steilheit.

Die Fig.6a bzw. 6b stellen ein Beispiel für einen Schalter Co bzw. für einen Phasenschieber Dc dar. Diese Bauelemente werden elektronisch von zeichnerisch nicht dargestellten Bauteilen gesteuert. Der Schalter Cosetzl sich aus zwei 3-db-Hybridkopplern K zusammen, die durch zwei Schaltdioden C₁ und C₁' miteinander verbunden sind. Die Dioden C₂ und C₃ stellen Unterbrecher zum Vergrößern der Entkopplung zwischen den beiden Ausgangskanälen S, und'S, dar. die mit den Leitern D_s und D₀ verbunden sind. Die Zwischenmodulation zwischen Seitenwinkel und Höhenwinkel wird damit vernachlässigbar. Je nach dem Betriebszusland der Dioden werden die auf dem Kanal c, ankommenden Wellen zu dem Ausgang S₁ oder Ausgang S₂ geleitet. Die nachstehende Tabelle erläutert die Betriebsweise der Vorrichtung:

	C -C	c,	C
Eingang (c, i	— Ausgang {S₁ 1	zu	offen	zu
Eingang (t-, I	— Ausgang (S₂)	offen	zu	offen

Claims

ίο Der Phasenschieber De wird durch eine 3-db-Hybridkopplung K' gebildet, die mit zwei Dioden C4und Cl verbunden ist, welche um 4 vom Kurz- schlußende angeordnet sind. Die Wellen verlaufen vom Leiterteil 3 zum Leiterteil 4. Wenn C4 und C4 einen offenen Kreis bilden, ist die Welle in dem Leiterteil 4 um π phasenverschoben gegenüber der Welle im Leiterteil 3. Die Entkopplung zwischen den verschiedenen Kanälen ist in erster Näherung unabhängig von den Eigenschaften der Dioden. Natürlich können in dem Schalter und dem Phasenschieber die UHF-Dioden durch beliebige gleichwirkende Bauelemente ersetzt werden. Es können darin auch Ferritte an Stelle von Dioden oder beliebige andere elektronisch gesteuerte UHF-Elemente benutzt werden. Die vorstehend beschriebene Radaranordnung ermöglicht eine elektronische Abtastung mittels eines Antennenstrahls mit einer beliebig hoch einstellbaren Geschwindigkeit, wobei die Optimierung der gesamten Strahlungsquelle gesichert ist. Die Strahlabtastung, die hier mit vier Keulen vorgenommen wird, welche im Raum in den Ecken eines Quadrates angeordnet sind, könnte auch mit vier Primärquellen, die ebenfalls in Form eines Quadrates angeordnet sind, vorgenommen werden. Die Richtachse würde jedoch schlecht definiert sein wegen der durch die Umschaltung hervorgerufenen Eingangsverluste, die in den verschiedenen Leitungen unterschiedlich sein könnten. Demgegenüber besitzt die erfindungsgemäße Radaranordnung nur in den Seitenwinkeldifferenz- und Höhenwinkeldifferenzkanälen wirkende Elemente, wie Schalter und Phasenschieber. Etwaige Eingangswiderstände beeinflussen demnach nicht die Signale, wenn das Ziel sich in der Richtachse befindet. Diese Achse ist somit immer vollkommen definiert. Eine Anordnung mit Umschaltung von vier Primärquellen ermöglichte darüber hinaus nicht die Optimierung dieser verschiedenen Quellen. Außer auf die bereits erläuterten Vorteile, die die erfindungsgemäße Einrichtung gegenüber mechanischen Abtastungen und Abtastungen mit Umschaltung von verschiedenen Quellen besitzt, ist auf die Vereinfachungen im Aufbau hinzuweisen, die mit der Anwendung der Monopulstechnik verbunden sind. Die erfindungsgemäße Radaranordnung braucht weder strengen Bedingungen bezüglich Phasenlage beim Empfang zu genügen noch benötigt sie ein so Prüfsignal, und sie besitzt nur einen einzigen Empfangskanal. An diesen einzigen Kanal kann daherleicht ein rauscharmer Empfänger angeschlossen werden. Außerdem kann die erfindungsgemäße Radaranordnung an Systeme angeschlossen werden, mit denen durch Fernsteuerung die Polarisation des elektrischen Feldes verändert werden kann, wie das bei bestimmten Zielverfolgungsradars erforderlich ist. Patentansprüche:

1. Radaranordnung zum konischen, impulsförmigen Abtasten mittels eines fokussierenden Reflektors und einer primären Optimalquelle, die aus vier im Quadrat angeordneten Strahlungsöffnungen besteht, sowie einer Monopulskombinationsschaltung mit einem Summenkanal, einem Höhenwinkeldifferenzkanal und einem Seitenwinkeldifferenzkanai und schließlich mittels eines über Umschalter und einen Phasenschieber angeschlos'. enen Kopplers zur linearen Kombination der Summensignale und der iri einem gegebenen Zeitpunkt von einem der Differenzkanäle ankommenden Signale, dadurch gekennzeichnet, daß die Umschalter aus einem Schalter (Co) und einem weiteren Schalter bestehen, von denen der erste mit vorbestimmter Geschwindigkeit abwechselnd und nacheinander die Signale der Differenzkanäle an den zweiten Schalter anlegt, daß der zweite Schalter den Phasenschieber (De) periodisch in den Weg der dem Koppler (Hy) zugeführten Signale mit der halben Umschaltgeschwindigkeit des ersten Schalters einschaltet und daß der Wert des Phasenschiebers gleich η beträgt.

2. Radaranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenschieber (De) und der Umschalter (Co) in ihrer Lage vertauschbar sind.

3. Radaranordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltfrequenz des ersten Schalters (Co) gleich der Folgefrequenz der von dem zugehörigen Sender (Em) abgegebenen Impulse oder gleich einem ganzzahligen Bruchteil der Impulsfolgefrequenz ist.

In Betracht gezogene Druckschriften: Deutsche Patentschrift Nr. 767460; französische Patentschrift Nr. 1 244 109; electronics, 36 (1963), 48 (29. November), S. 30 bis 32; D. R. R h ο d e s. Introduction to Monopulse, New ork-Toronto-London, 1959, S. 16 und 73.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen