DE1257900B - Doppler-Navigationssystem fuer den Bordbetrieb in einem Luftfahrzeug - Google Patents

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Int. CL:

Deutsche Kl.:

GOIs

HOIq

21 a4-48/63

Nummer: 1 257 900

Aktenzeichen: B 59687 IX d/21 a4

Anmeldetag: 7. Oktober 1960

Auslegetag: 4. Januar 1968

Es ist ein Doppler-Navigationssystem bekannt, bei welchem eine feststehende Antenne im Luftfahrzeug Anwendung findet. Dabei werden drei Strahlen nach unten gestrahlt, durch deren Dopplerdaten mit Hilfe eines Rechners die Koordinaten des Bewegungsvektors gewonnen werden. Bei dieser bekannten Einrichtung ist für jeden Strahl ein Ubertragungs- und Verarbeitskanal erforderlich, der zu der Recheneinrichtung führt, welche aus den drei Dopplerinformationen die Koordinaten des Bewegungsvektors bestimmt. Als besonders nachteilig wird bei diesem zwar mit recht guter Genauigkeit arbeitenden System empfunden, daß es viel Platz wegnimmt und vor allem ein hohes Gewicht hat. Dies rührt daher, daß für jeden Strahl ein eigener Ubertragungs- und Verarbeitungskanal erforderlich ist.

Es ist ein weiteres Doppler-Navigationssystem bekannt, bei welchem die sogenannte Janus-Technik Anwendung findet, d. h., es werden um 180° zueinander winkelversetzte Strahlen gleichzeitig abgestrahlt. Aus dem Unterschied von gegenüberliegenden Strahlen bzw. deren Dopplerverschiebungen werden Koordinaten entsprechend der Längs- und Querachse des Flugzeuges gewonnen, woraus sich dann der Geschwindigkeitsvektor des Flugzeuges bestimmen läßt. Auch bei diesem bekannten System sind zwei getrennte Ubertragungs- und Verarbeitungskanäle erforderlich, in deren jeden immer wieder die Doppler-Verschiebungsdaten eines Strahlenpaares verarbeitet werden.

Es ist auch ein Doppler-Navigationssystem bekannt, welches einen frequenzmodulierten Sender aufweist, der über eine fest eingebaute, aus mehreren Hohlleiter-Schlitzreihen bestehende Antenne mittels eines Umtastsystems einen stiftartigen Strahl nacheinander in die von der Längs- und Querachse begrenzten Quadranten richtet. Bei diesem bekannten System werden ebenfalls aus den von der Antenne empfangenen Reflexionen der Signale Doppler-Verschiebungsdaten gewonnen und diese Daten werden einer Frequenznachführeinrichtung zugeführt, welche für jeden Strahl den Doppler -Frequenzverschiebungsdaten entsprechende Mittelfrequenzen erzeugt, die wiederum zur Gewinnung von drei die Grundgeschwindigkeitskoordinaten des Luftfahrzeuges darstellenden Frequenzen kombiniert werden. Weiter ist dabei eine auf diese letztere Frequenzen ansprechende Recheneinrichtung vorgesehen, die mit Digital- und Analogrechengeräten — unter Berücksichtigung der Neigung des Luftfahrzeuges um seine Längs- und Querachse — die Geschwindigkeit über Grund und den Abtriftwinkel berechnen.

Doppler-Navigationssystem für den Bordbetrieb in einem Luftfahrzeug

Anmelder:

The Bendix Corporation, New York, N. Y.

(V. St. A.)

Vertreter:

Dipl.-Ing. K. A. Brose, Patentanwalt,

8023 Pullach, Wiener Str. 2

Als Erfinder benannt:

Burton L. Cordry,

Charles L. Christiansen, Ernest O. Kirner,

William F. Gunkel, Carl C. Bath,

Nicholas M. Papanicolaou,

Wilbur A. Visher, James H. Jackson,

Robert E. Willey, Baltimore, Md. (V. St. A.)

Beanspruchte Priorität:

V. St. v. Amerika vom 7. Oktober 1959 (845 034)

Die Erfindung geht von der Erkenntnis aus, daß zunächst einmal insbesondere im Sinne einer Gewichtsersparnis auszugehen ist von dem zuletzt abgehandelten bekannten System mit fest eingebauter, datenstabilisierter Hohlleiter - Schlitzreihenantenne und umgetastetem Strahl, und sie beabsichtigt eine besonders günstige Ausbildung des Gerätes.

Die Erfindung betrifft damit ein Doppler-Navigationssystem für den Bordbetrieb in einem Luftfahrzeug mit einem frequenzmodulierten Sender, welcher über eine fest eingebaute, aus mehreren Hohlleiter-Schlitzreihen bestehende Antenne mittels eines Umtastsystems einen stiftartigen Strahl nacheinander in die von der Längs- und Querachse begrenzten Quadranten richtet, einer Einrichtung, welche aus den von der Antenne empfangenen Reflexionen dieser Signale Doppler-Frequenzverschiebungsdaten gewinnt, einer elektronischen Frequenznachführeinrichtung, welche für jeden Strahl den Doppler-Frequenzverschiebungsdaten entsprechende Mittelfrequenzen erzeugt, die zur Gewinnung von drei die Grundgeschwindigkeitskoordinaten des Luftfahrzeuges darstellenden Frequenzen kombiniert werden, sowie einer auf letztere

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Frequenzen ansprechenden Recheneinrichtung mit Digital- und Analogrechengeräten zur Berechnung der Geschwindigkeit über Grund und — unter Berücksichtigung der Neigung des Luftfahrzeuges um seine Längs- und Querachse — des Abtriftwinkels. Sie besteht darin, daß das Umtastsystem von einem Oszillator mit Mikrowellenenergie gespeist ist, der einmal einen Schwinger mit niedriger Güte mit im wesentlichen flachen Ansprechbereichen beiderseits der Resonanzstelle aufweist und der zum zweiten durch eine automatische Frequenzregelschleife mit fester Grenzfrequenz stabilisiert und mit einer synchron mit der Strahlumtastung veränderten Modulationsfrequenz moduliert ist, die größer als die Grenz liegenden Erfindung die Roll- und Neigungsbewegungen in einfacher Weise dadurch mit berücksichtigt werden, daß man die Ausgangsgröße der Rechner z. B. mit Potentiometern verändert, womit also die entsprechenden Größen nicht durch den ganzen Rechner mitgeschleppt werden müssen.

Bei nicht nach dem Janus-Prinzip arbeitenden Systemen muß Kohärenz zwischen dem empfangenen Signal und dem den entsprechenden Mischstufen ein-

[o gegebenen Bezugssignal gewährleistet sein. Bei der Erfindung bietet dies offensichtlich deswegen kein Problem, weil beide Größen aus dem Sendesignal verwendet werden; die erforderliche große Stabilität wird durch Verwendung der automatischen Frequenz-

frequenz ist und eine Verschiebung der Oszillator- i₅ regelschleife erreicht. Dabei werden die Strahlwinkel frequenz innerhalb der flachen Ansprechbereiche be- durch die Regelschleife besonders stabil gehalten; die wirkt, daß die Einrichtung zur Gewinnung der Dopplerspektren eine mit den Dopplerspektren amplitudenmodulierte, stabile Unterträgerfrequenzquelle aufweist, deren Ausgang der Nachführeinrichtung zu- 20 geführt ist, die mehrere synchron mit der Strahlumtastung betriebene Kanäle enthält, und daß die Recheneinrichtung einen aus den drei die Geschwindigkeitskoordinaten des Luftfahrzeuges darstellenden Frequenzen die Geschwindigkeit über Grund errech- 25 der Bessel-Funktion verschwinden. Bei der Erfindung nenden ersten Digitalrechner, einen zweiten, teils kann dieses nachteilige Verhalten nicht auftreten, weil

Erfindung hat erkannt, daß die kurzzeitige Stabilität des Oszillators mit Regelschleife ausreichend dafür ist, eine genaue Kohärenz zu liefern.

Bei dem System nach der Erfindung treten auch keine »Höhenlöcher« auf, da die Sendefrequenz in der oben angegebenen Weise moduliert wird. Theoretisch entstehen Höhenlöcher dadurch, daß die die Doppler-Frequenzverschiebung beschreibenden Teile

digital, teils analog arbeitenden, aus zwei der drei Frequenzen einen Größe und Sinn des Abtriftwinkels darstellenden Strom erzeugenden Rechner und eine Korrekturvorrichtung aufweist, die diesen Strom erzeugenden Rechner und eine Korrekturvorrichtung aufweist, die diesen Strom entsprechend einer Funktion des Produktes der Neigungen des Luftfahrzeuges um die Quer- und Längsachse abändert.

Zunächst verwendet also die Erfindung gegenüber bekannten Systemen nur einen Ubertragungs- und Verarbeitskanal. Dies ist in anderem Zusammenhang an sich bekannt. Es bringt einmal eine erhebliche Gewichtseinsparung, ganz abgesehen davon, daß weniger störungsanfällige Teile verwendet werden. Von besonderer Wichtigkeit ist auch die gegenüber dem Bekannten unterschiedliche Art, nach der die Rechner arbeiten. Bei der bekannten Datenstabilisierung wird ein Rechner verwendet, der Gleichungen löst, in welchen die Doppler-Frequenzverschiebungen sowie Neigungs- und Rollwinkel als Variable bzw. Parameter vorkommen. Diese Anlage muß also Gleichungen lösen, deren Variable sowohl von den Dopplerverschiebungen als auch vom Roll- und wegen der stufenweisen Veränderung der Modulationsfrequenz es nicht vorkommen kann, daß bei irgendeiner Höhe die entsprechenden Signale ausbleiben.

Besonders zweckmäßige technische Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen beschrieben.

Im folgenden wird die Erfindung unter Hinweis auf die Zeichnung beschrieben: Es zeigt

F i g. A eine perspektivische Darstellung eines fliegenden Luftfahrzeuges, aus der die geometrischen Verhältnisse des Navigationsproblems ersichtlich sind,

F i g. B eine Draufsicht auf das Luftfahrzeug bezüglich der Schar konstanter Dopplerhyperbeln,

F i g. 1 ein Blockschaltbild eines vollständigen Navigationssystems mit Anzeigegerät und Selbststeuereinrichtung,

F i g. 2 ein Blockschaltbild des Datengewinnungsteiles des Systems,

Fig. 3, 3a, 3b und 3a' die Draufsicht, Seitenansicht und weitere Seitenansicht sowie ein Detail der Antennenanordnung,

Fig. 3c eine Ansicht der Schlitzanordnung der •Antenne,

Neigungswinkel abhängen. Im Gegensatz dazu ver- 50 F i g. 3 d ein Diagramm des Phasenverlaufs in arbeiten aber die beiden bei der Verwendung ver- schematischer Darstellung, wendeten Rechner nur diejenigen drei Frequenzen, die den Größen der Einheitsvektoren des Grundgeschwindigkeitsvektors entsprechen, wobei der zweite Rechner sogar nur zwei dieser Daten verarbeiten muß, 55 um den Triftwinkel zu errechnen. Wichtig ist dabei, daß die Rechner erheblich weniger Eingangsgrößen verarbeiten müssen, als dies bei bekannten Systemen der Fall ist, wodurch also bei der Erfindung nicht nur mit der minimalen Anzahl von Kanälen auszukommen 60 schleife, der Modulationskreise und der Verbindungen ist, sondern außerdem die Rechner viel kleiner sind für Zweisystembetrieb,

und damit nicht nur weniger wiegen, sondern auch ein- Fig. 5 a ein schematisches Schaltbild des Modu-

facher sind und damit weniger störanfällig. Gegenüber lationsgenerators und des Kreuzverstärkers, dem Bekannten müssen also die Neigungs-und Roll- Fig. 5b ein Wellendiagramm des Modulationsdaten von den Rechnern nicht mitverarbeitet werden. 65 wellengenerators, das im selben Zeitmaßstab wie die Der Rechner ist dadurch im Verhältnis zu den be- Strahlschalt wellenformen der F i g. 4 a gezeichnet ist, kannten Systemen weniger stark belastet, nachdem Fig. 5c die Ansprechcharakteristik des Sendergemäß einem Merkmal des Gegenstandes der vor- klystrom und des Bezugs-Hohlraumresonators,

F i g. 4 ein teilweise schematischer Schaltplan der Strahlschalt-, Generator- und Prüfoszillatorstromkreise,

Fig. 4 a ein Wellendiagramm der Strahlschaltwellen, die bei den Ferritschaltern der Antenne verwendet werden,

F i g. 5 ein teilweises schematisches Schaltbild des Senders, der automatischen Frequenzsteuerungs-

F i g. 6a, 6 b, 6c und 6 d Darstellungen der logischen Stromkreise, wie sie gemäß der Erfindung verwendet werden,

Fig. 7a und 7b miteinander genommen ein Blockschaltbild des Folgeordners, der Frequenznachführungseinrichtung und der Frequenz-Festhalte-Demodulatorkreise,

F i g. 7 c, 7d, 7e und 7f ein schematisches Schaltbild der Stromkreise der F i g. 7 a und 7 b,

F i g. 8 und 8 a miteinander genommen ein sehematisches Schaltbild eines Teils der Frequenz-Kombinatorkreise,

F i g. 9 ein schematisches Schaltbild des Restteiles der Frequenz-Kombinatorstromkreise und des Fähnchen-Anzeigekreises,

F i g. 10 ein Blockschaltbild des Rechengerätes und der Ausgangsteile des Systems,

Fig. 10a, 10b und 10c logische Schaltungen des Grundgeschwindigkeits - Rechengerätes in teilweise schematischer Darstellung,

F i g. 10 a' eine Legende zur Beschreibung der Wirkungsweise des Grundgeschwindigkeitsprogrammierers,

Fig. 1Od ein Phasendiagramm, das die Wirkungsweise der Zähler des Grundgeschwindigkeits-Rechengerätes angibt,

Fig. 1Oe ein Wellenform-Zeit-Diagramm für die Grundgeschwindigkeits- und Trift winkel-Rechengeräte,

Fig. 1Of ein Blockschaltbild des Zahlenwert-auf-Achse-Umformers für die Grundgeschwindigkeit,

Fig. 11a, 11b und lic ein schematisches Schaltbild des Triftwinkel-Rechengerätes,

Fig. Hd einen Querschnitt eines vieradrigen Drahtes,

F i g. 12 ein logisches Schaltbild des Dreiphasenumformers für das Grundgeschwindigkeitssignal,

F i g. 12 a ein Wellenformdiagramm zum Stromkreis der Fig. 12,

Fig. 13 das Schaltbild einer Navigations-Rechenanlage, die den Ausgang des Dopplersystems verwendet,

F i g. 14 eine Darstellung, die die Beziehung zum Zusammenstellen der Zeichnungsblätter der F i g. 7, 8, 10, und 11 herstellt, und

Fig. 15 einen wahlweise für die F i g. 9 zu verwendenden Stromkreis.

Theorie der Wirkungsweise

Das Navigationssystem nach der vorliegenden Erfindung arbeitet bezüglich seiner geometrischen Anordnung wie in F i g. A dargestellt, in der ein Flugzeug P relativ zur Oberfläche der Erde E fliegt. Die Koordinaten des Flugzeuges selbst sind als die mit der Längsachse des Flugzeuges P übereinstimmenden Achse x_p, als eine senkrechte Achse z_p-z_p und als waagerechte Achse y_p-y_p, die senkrecht auf der x_p-Achse steht, bezeichnet. Der Ursprung dieses Koordinatensystems liegt in der Antenne 30, die vier bleistiftförmige Strahlen ausstrahlt, die mit FL, FR, BR und BL bezeichnet sind.

Die Lage dieser Strahlen bezüglich des Koordinatensystems des Flugzeuges ist durch die Winkel α, β und γ festgelegt, wobei α der Winkel zwischen der x-Achse und der Achse des Strahles, β der Winkel zwischen der j>-Achse und der Achse des Strahles und γ der Winkel zwischen der z-Achse und der Achse des Strahles ist. Diese Winkel sind in F i g. A für den vorderen und auf der rechten Seite befindlichen Strahl FR dargestellt. Die vorderen linksseitigen (FL) und die vorderen rechtsseitigen [FR) Strahlen sind bezüglich der senkrechten Ebene durch die x-Achse des Flugzeuges symmetrisch angeordnet und liegen somit auf einer konstanten Dopplerhyperbel. Die rückwärtigen linksseitigen (BL) und rückwärtigen rechtsseitigen (BR) Strahlen sind symmetrisch angeordnet und liegen somit auf einer konstanten Dopplerhyperbel. Die vorderseitigen Strahlen sind mit demselben Winkel nach vorwärts geneigt, wie die rückwärtigen Strahlen nach rückwärts geneigt sind. Gemäß der bekannten Gleichung für die Dopplerfrequenzänderung bei Vorwärtsbewegung wird die von den vorderseitigen Strahlen zurückkehrende Energie in ihrer Frequenz um denselben Betrag zunehmen, wie die von den rückwärtigen Strahlen zurückkehrende Energie in ihrer Frequenz abnimmt, da die stirnseitige und seitwärtige Winkelversetzung für jeden Strahl gleich ist. Die Gleichung für die Doppleränderung ist:

fä =

2fv cos φ _ 2 ν cos φ

C "" λ

worm

fä =

λ -ν -

f-

Φ =

Dopplerfrequenzänderung, Wellenlänge,

Geschwindigkeit des Flugzeuges, Senderfrequenz,

Winkel zwischen dem Strahl und der Richtung v,

c = Fortpflanzungsgeschwindigkeit der Radiowellen.

Aus der Gleichung (1) kann die Dopplerfrequenzänderung für die entsprechenden Strahllagen in der in F i g. A gezeigten Anordnung wie folgt angeschrieben werden:

2
fpL — -γ (V_XP ^{cos α} — V_YP ^c^s β — V_ZP cos γ),

λ — ~r (V_Xp cos

^cos ß — ^vzp ^cos y\

fsh = "j (Vxρ cos α + Vyp cos β + V_ZP cos γ),

fßR = -J iVxP ^C0S « - ^VYP ^C0S ß + ^VZP ^COS

worm V_Xp, Vyp und V_ZP die Geschwindigkeiten des Flugzeuges P bezüglich der Koordinatenachsen X_p, Yp und Zp des Flugzeuges bedeuten. Die gleichzeitige Auflösung der Gleichungen (2) nach den Geschwindigkeitskomponenten des Flugzeuges P längs dessen eigener Koordinatenachse ergibt die folgenden Gleichungen:

Vy_P =

^xp 8 cos α

Vyp — g _cos η (—fFL+ fFR + flSL ~ fßR) ~ kl fy, (4)

v_7P =

(-fFL- fFR + füL + fß_R) = h fz, (5)

0 = fFL-fpR+fsL-fBR- (6)

Die Bedeutung der Gleichungen (3), (4), (5), (6) kann mit Bezug auf F i g. B erläutert werden, die einen Grundriß des Flugzeuges in F i g. A darstellt.

7 8

Das Flugzeug bewegt sich mit der Geschwindigkeit V₁,, der Geschwindigkeit über Grund oder die Grund-

die eine Geschwindigkeitskomponente V_XP längs der geschwindigkeit V_G:

x-Achse und eine Geschwindigkeitskomponente V_rP _

längs der y-Achse aufweist. Wenn V_YP Null ist (d. h. V_G = |/F|_P + V$_P + Vi_P - V§. (9) keine Trift auftritt) so ist die Doppleränderung, die 5

alle vier Strahlen erfahren, gleich, wobei die vorderen Da es sich hier um ein System für ein mit relativ

Strahlen beispielsweise um 5 kHz zunehmen und die hoher Geschwindigkeit vorwärts fliegendes Flugzeug

rückwärtigen Strahlen um beispielsweise 5 kHz ab- handelt, so können die Summen der Quadrate der

nehmen. Wenn eine Triftachse vorhanden ist, dann Geschwindigkeitskomponenten des Flugzeuges dem ruft die Komponente V_YP, die beispielsweise nach _ϊ0 Quadrat der Grundgeschwindigkeit unter Vernach-

rechts gerichtet sein kann, eine daraus herrührende lässigung des Gliedes V_z gleichgesetzt werden, ohne

Abnahme der Geschwindigkeit des Strahles FL her- daß in der endgültigen Lösung die Genauigkeit

vor, da/_FL beispielsweise gleich 4 kHz ist, während wesentlich vermindert wird. Somit ergibt sich:

die F-Komponente der Geschwindigkeit eine Ge-

schwindigkeitszunahme des Strahles FR hervorruft, 15 V_G = V_XP + V_YP + V£_P. (10) wie in F i g. B dargestellt ist. Die entsprechende

Frequenz f_FR würde somit 6 kHz betragen. Hin- Im Hinblick auf die Gleichungen (3), (4) und (5)

sichtlich der rückwärtigen Strahlen ist die Situation kann die Gleichung (10) wie folgt angeschrieben

gerade umgekehrt. Die Geschwindigkeitskompo- werden:

nentePyp vermindert in der Tat die Rückkehrge- 20

sch windigkeit des Strahles BR und f_BR nimmt um Fj = /c² β + \c\ f_y + /c| f~, (11) eine Doppleränderung von 4 kHz ab, während f_BL

um 6 kHz zunimmt. Es ist natürlich so zu verstehen, worin f_x, f_y, f, Frequenzen bedeuten, die den ent-

daß in F i g. B die Vorzeichen der Frequenzände- sprechenden Werten V_xp, V_yp und V_zp proportional

rungen die Richtung der Änderung, ausgehend von 25 sind. Ic₁, Ic₂ und Zc₃ sind die entsprechenden Propor-

der ausgesandten Frequenz, anzeigen sollen und daß tionalitätskonstanten. Der Gedanke der vorliegenden

die dargestellten Größen keine negativen Zahlen sind. Erfindung zur Lösung der Gleichung (11) zur Er-

Für in F i g. B gezeigte Anordnung von vier Strahlen mittlung der Geschwindigkeit über Grund besteht

bleibt die Summe aller Frequenzen für ein gegebenes _{d { h{a gd d} Gleichung (11) mit -£- zu

V_XP konstant unabhängig von der Triftgeschwmdig- 30 Λ*

keit V_Yp. Dieselbe Betrachtung kann für Bedingungen multiplizieren und mit N² + ε gleichzusetzen. Dann

mit einer Neigung und Schlingerbewegung aufgestellt wird die Gleichung (11):
werden, da eine Drehbewegung des Flugzeuges um

seine Längsachse oder Querachse nur die Strahlen in ^ y2 ρ ^. ρ.

bezug auf die Hyperbelscharen konstanter Doppler- 35 — —— —

änderung, wie sie in F i g. B angegeben sind, ändert, ^^gs

so daß die Summe der Änderungen konstant bleibt. _ ^₂ ,

Demgemäß stellt eine Frequenz, die der Summe der ~ '
Dopplerfrequenzen aller vier Strahlen proportional

ist, eine Frequenz dar, die direkt auf V_XP bezogen ist, 40 worin JV und η Konstanten sind. Eine Frequenz f_gs wird der Geschwindigkeit des Flugzeuges längs seiner erzeugt und durch eine Rückkopplungsschleife geeigenen Achse. steuert, um ε = 0 zu machen, wobei

Theorie zur Auswertung V_G = —^-. (12')

der Geschwindigkeit über Grund 45 ⁿ

Eine zahlenmäßige Beziehung, die zur Lösung der

Die Ableitung der Geschwindigkeit über dem Erd- Gleichung (12) verwendet werden kann:
boden des Flugzeuges P kann aus der geometrischen

Betrachtung der F i g. A gewonnen werden. Die w\ — i-lO-lij-a j. — ^tn^ "*" ^In (\ x\ Geschwindigkeit des Flugzeuges V_P ist ein Vektor in 50 \ ^(m> ~ * ^{+ + ό +} "'' ⁺ ~ 2 ' ^{l }} den Koordinaten des Flugzeuges. Ein identischer

Vektor F mit den Komponenten V_x, V_Y, V_z stellt die Die Gleichung (13) kann mit einem Zähler ausGeschwindigkeit des Flugzeuges bezüglich der Grund- geführt werden, der m zählt, während ein zweiter koordinaten dar. Da diese Vektoren denselben Vektor Zähler die Summation von m speichert. Damit können darstellen, sind sie von dem Koordinatensystem un- 55 die Glieder der Gleichung (12), die die Quadrate der abhängig, in dem sie beschrieben werden. Verhältnisse von zwei Frequenzen darstellen, durch

Es kann demgemäß gleichgesetzt werden: Zählen von f_x,f_y,f_z für Zeitabschnitte gebildet werden,

die bestimmt sind durch Ic₁, Zc₂ oder Zc₃ und dem Ver-

V=V_P. (7) hältnis von η zu f_gs, wobei gleichzeitig das Quadrat

60 in einem zweiten Zähler erhalten wird. Nach einer

Da diese Vektoren gleich sind, ist die Quadrat- kompletten Zählung, die die Variablen f_x, f_y, f_z in summe der Vektorkomponenten ebenfalls gleich: sich schließt, wird die Zahl des zweiten Zählers mit

JV² verglichen. Die Differenz (ε) wird dazu verwendet,

V_x + V^ + Vz = V_XP + Vy_P + Vi_P. (8) die Frequenz^ in einer Richtung zu ändern, in

65 der sie sich dem Zustand annähert, bei dem ε = 0 ist.

Da die Geschwindigkeit über Grund V_G als die Für ε = 0 gilt die Gleichung (12'), und die Frequenz Summe der Geschwindigkeitsvektoren X Yim Grund- f_gs ist ein zahlenmäßiges Maß für die Geschwindigkoordinatensystem definiert ist, beträgt die Größe keit über Grund V_G.

Es ist augenscheinlich, daß das Ergebnis der Gleichung (13) so behandelt werden kann, daß es mit dem Faktor 2 und dem Glied m korrigiert ist. Stromkreis zur Erzeugung einer Frequenz/_9S, die ein zahlenmäßiges Maß für die Grundgeschwindigkeit ist, werden im einzelnen nachstehend unter Bezug auf das Grundgeschwindigkeitssystem beschrieben.

10

Theorie zur Berechnung des
Triftwinkels

Der Ausdruck für den Triftwinkel kann aus den Geschwindigkeitskomponenten des Flugzeuges in Grundkoordinaten abgeleitet werden, die durch folgende Gleichung gegeben sind.

V_x = V_xρ cos P + Vyp sin R sin P V_2P cos R sin P,

Vy = Vyp cos R — V^p sin i?,

V₂ = V_XP sin P — Vyp cos P sin R — V_ZP cos P cos R.

Der Triftwinkel ό ist wie folgt definiert:

Vy_P

δ = arc tan

~ arc tan

rückseitig-linken Strahles zunimmt, wenn die Trift nach rechts erfolgt. Demgemäß kann/_x so betrachtet (15) werden, daß es zwei Komponenten enthält:

In Ausdrücken der ebenen Koordinaten kann der Triftwinkel relativ einfach durch Verwendung des folgenden Ausdrucks für Neigungs- und Rollbewegungen korrigiert werden:

δ = arc tan

^VXP

— sin P sin R \,

(16)

worin P der Neigungswinkel und R der Rollwinkel ist. Durch Einführung des Tangens auf beiden Seiten der Gleichung(15) ergibt sich:

tan δ =

'Yf

Vxp

— sin P sin R,

(17)

was wie folgt umgeformt werden kann:

30

tan δ = /c₄ ψ -

Jx

sin P sin R.

(17')

In der Gleichung (17') ist δ der Triftwinkel, Zc₄ eine Konstante, P der Neigungswinkel, R der Rollwinkel, und f_y und f_x sind die Frequenzen F_XP und F_YP aus den Gleichungen (3) und (4). Zwecks Lösung der Gleichung (17') wird diese in der nachstehenden Form geschrieben:

40

i_m = tan δ + Zc₄

Jx

sin P sin R. (17")

Sx=Sl +A,	ft	das gleich ist mit:	Sr	Jy	da	Sx	(18) und	A+ /ζ	(21) folgt das	(18)
wobei	fx ~		fx Sr	2 ~		2
A = Al + Ar ■>			SrSl			(19)
Sr = Ak + Al »	A +A			(20)
			Sl
	+A			(21)
				Ver-
	Z
Daher aus Gleichung (4):	+ A		(22)
Sy = A — Sl ■	2
Aus den Gleichungen
hältnis/j, zu fx:
(23)
(24)

Mit der Gleichung in dieser Form kann eine Lösung, die den Strom i_m gleich Null hält, dadurch erreicht werden, daß Ströme, die den Ausdrücken der Gleichung (17") entsprechen, einer Summiereinrichtung zugeführt werden und Null ergeben. Die den Gliedern der Gleichung (17") entsprechenden Ströme werden wie folgt erhalten:

Ein dem Tangens 6 proportionaler Strom wird durch einen Tangens-Brückenstromkreis erreicht, der ein lineares Potentiometer enthält, das durch einen Servometer angetrieben wird. Der dem Tangens d proportionale Strom wird auf eine Wicklung eines magnetischen Summenverstärkers gegeben.

Ein dem Produkt von sin P und sin R proportionaler Strom wird dadurch gebildet, daß Lageangaben des Flugzeuges einem Multiplikator zugeführt werden und einer zweiten Wicklung des die Summe bildenden magnetischen Verstärkers zugeführt werden. Das restliche Glied der Gleichung (17") muß in einer Form erhalten werden, die die Bestimmung des Vorzeichens des Triftwinkels erlaubt. Eine überprüfung der F i g. B zeigt, daß die Frequenzänderung des vorderseitig-linken und rückseitig-rechten Strahles zunimmt, wenn die Trift nach links erfolgt, während die Frequenzänderung des vorderseitig-rechten und Die Gleichung (23) wird positiv oder negativ, ab-

hängig davon, ob f_L kleiner oder größer als =ψ ist.

Die Gleichung (23) kann angeschrieben werden:

k - ^T

fx " fx

Die durch die Gleichung (25) ausgedrückte Größe kann zahlenmäßig durch einen Zähler erfaßt werden, der f_L während einer vorbestimmten Anzahl C_x

von γ zählt. Die letztere Bedingung macht C_L der Zahl von A proportional zu -^-, und (25) kann wie

Jx

folgt angeschrieben werden:

_ (C_x - C₁)

f_x

Damit kann ein Zähler, der eine Kapazität C_x aufweist, dazu verwendet werden, ein Ergebnis C_x — C_L für C_x > C_L dadurch zu liefern, daß die Ergänzung der Zahl C_L bis zum Ende von C_x ausgenutzt wird; ein Ergebnis von Null ergibt sich für C_x = C_L, ein direkt zählendes Ergebnis C_L — C_x für C_L > C_x.

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Ein dieser Größe proportionaler Strom kann aus dem Harmonische von annähernd 4,6 MHz aus dem Zähler mittels eines binären Wägenetzwerkes ab- ersten Mischer wird als Eingang auf einen Empfängeleitet werden, wobei dieses mit den Zählwerkstufen ger 60 gegeben, der ein einzelnes Seitenband-Ausverbunden ist. Wenn also die Polarität des Stromes, gangssignal auf einen 500-kHz-Hilfsträger erzeugt, der von dem mit dem Zähler verbundenen Wäge- 5 wobei es nacheinander mit dem Dopplerfrequenznetzwerk abgeleitet wurde, dann umgekehrt wird, spektrum der vier Antennenstrahlen moduliert ist. wenn die Zahl C_L durch den Wert C_x durchgeht Das Ausgangssignal des Empfängers 60 wird einer (d. h., wenn der Zähler voll ist), so stellt der Ausgangs- Frequenzführeinrichtung 70 zugeführt, wobei das Sistrom das Glied f_y—f_x der Triftwinkelgleichung gnal aufeinanderfolgend in jedes der vier Führeinsowohl der Größe als dem Sinn nach dar. Dieser Strom 10 richtungen in Zusammenhang mit den vier Antennenwird einer dritten Spule der Summieranordnung Stellungen eingespeist wird. Die vier Frequenzführzugeführt, die die Gleichung (17") löst. Der Ausgang einrichtungen weisen jeweils einen Oszillator auf, der Summieranordnung bringt das Tangenspotentio- der spannungsgesteuert ist, damit er so gesteuert meter in eine Stellung, bei der i„, — 0 ist und somit werden kann, daß er dem Mittelwert der Dopplerdie Winkelstellung des Potentiometers die Größe 15 spektra der entsprechenden Strahlen entspricht. Ob- und den Sinn des Triftwinkels angibt. gleich der diesen Führeinrichtungen zugeführte Ein-Die Stromkreise zur Ermittlung des Triftwinkels gang das zeitlich aufgeteilte Signalspektrum des werden nachstehend im einzelnen im Zusammen- Empfängers ist, so arbeiten doch die Führoszillatoren hang mit dem Triftwinkelsystem beschrieben. kontinuierlich, um vier mit den vier Antennenstrahlen . „ _ , ., JO^ ²⁰ verbundene Frequenzen zu erzeugen, die genau den Allgemeine Beschreibung des Systems Mittelwertfrequenzen der entsprechenden Doppler-

Das Blockschaltbild des Systems ist in Fig. 1 spektra entsprechen.

und 10 dargestellt, das die Datenverarbeitung und Diese vier Frequenzen werden übereinstimmend

die Zählabteilung enthält. Die allgemeine Beschrei- mit der Strahlstellung, aus der sie herrühren, mit/_ßL, bung der Blocks in F i g. 1 und 10 folgt nachstehend 25 f_BR, f_FL und f_FR bezeichnet und sind kontinuierlich in breiter Form und ins einzelne gehend zum voll- für den Gebrauch bei dem nachfolgenden Zählerständigen Verständnis der Erfindung. Der im ein- Stromkreis verfügbar. Diese vier Frequenzen werden zelnen offenbarte Gegenstand der Erfindung arbeitet auf einen Kombinator 80 gegeben, der die Eingangsmit einer Mikrowellenfrequenz, die von einem Sen- frequenzen in verschiedenen Summen- und Differenzder 10 erzeugt wird, der eine ununterbrochene (CW) 30 kombinationen algebraisch zusammensetzt, um drei Frequenz von 8800 MHz liefert, die mit etwa 1,1 MHz Ausgangsfrequenzen zu erzeugen, die den drei Gein einer vorbestimmten Weise moduliert ist. Dieses schwindigkeitskoordinaten des Flugzeuges entsprefrequenzmodulierte Dauer-(CW)-Signal wird vom chen, in dem das System nach der Erfindung ein-Sender 10 einer Zirkulator- und Mischeinrichtung 20 gebaut ist. Eine vierte Kombination der dem Kombizugeführt, die die Energie vom Sender 10 zu einer 35 nator 80 zugeführten Eingangsfrequenzen ergibt ein Antenne 30 und die empfangene Energie von der bekanntes Ergebnis, wenn das System richtig arbeitet, Antenne 30 zu einem Mischer leitet, der mit Rück- und kann somit dazu benutzt werden, daß in einem sieht auf die Senderfrequenz betrieben wird, um ein Fähnchenalarmstromkreis 90 eine Fehlleistung der frequenzmoduliertes Spektrum zu erzeugen, das ein Anlage angezeigt wird. Die mit J_x, J_y und Ji bezeichdoppeltes Seitenbandsignal der vierten Harmonischen 4° neten Ausgangsfrequenzen des Kombinutors 80 entder Modulationsfrequenz plus und minus der Doppler- halten alle zur Berechnung der Größe der Geschwinfrequenz enthält. digkeit über Grund notwendigen Informationen und

Die Antenne 30 ist eine flache Anordnung von werden in einem Rechner 100, der als Block in Schlitzstrahlern, die von geeigneten Wellenleitungs- F i g. 10 dargestellt ist, dazu benutzt, die Geschwinwegen gespeist werden, die steuerbare Ferritschalter 45 digkeit über Grund auszurechnen. Zur Errechnung enthalten um den Strahl der Antenne 30 in eine des Triftwinkels werden J_x und J\, mit der aus einer beliebige von vier bestimmten Richtungen leiten zu Vertikal-Bezugsanordnung abgeleiteten Flugzeugstelkönnen. Die Ferritschalter zur Steuerung der Strahl- lungsmeldung in einer Triftwinkel-Rechnerabteilung richtung der Antenne 30 werden aufeinanderfolgend des Rechners 100 benutzt. Die Größen der Geschwinvon einer Strahlschaltersteuereinrichtung 40 erregt, 50 digkeit über Grund und des Triftwinkels werden in die eine Zeitbasiswelle von zehn Impulsen in der der Kanzel des Flugzeuges angezeigt und betreiben Sekunde zum aufeinanderfolgenden Drehen des Strahls ein Navigations-Rechengerät, das Informationen darder Antenne 30 durch die vier Stellungen und zum über abgibt, wie sich die momentane Lage relativ zu Steuern anderer Teile des Systems im Synchronismus einem vorgeschriebenen Kurs verhält,
mit der Strahlschaltung erzeugt. 55 Die F i g. 2 zeigt eine allgemeine Anordnung eines

Der Sender 10 wird von einem Modulationsgene- vollständigen Navigationssystems für diesen Zweck, rator 50 frequenzmoduliert, wobei durch eine selbst- Das Dopplerradargerät 1 erhält eine Leitinformation tätige Frequenzregelungsschleife die Ruheträgerfre- aus dem Kompaß 2 und Neigungs- und Querbewequenz des Dauerträgers gewahrt wird, um den An- gungswerte aus einer Vertikal-Bezugseinrichtung 3. tennenstrahlwinkel konstant zu halten, während je- 60 Das Radargerät 1 erarbeitet die Werte der Geschwindoch die Frequenzmodulation zugelassen wird. Der digkeit über Grund und des Triftwinkels, die in Einfluß der Höhenlöcher, der in jedem frequenz- einem Anzeigegerät 4 angezeigt werden. Ein Navimodulierten Dauersignalsystem [FM/CM^-System) auf- gations-Rechengerät 5 erhält die Informationen über tritt, sobald die Modulation des rückkehrenden Signals Geschwindigkeit über Grund und Triftwinkel aus dem in Phase mit der Modulation des ausgesendeten ⁶5 Radargerät 1 und die Leitmeldung aus dem Kom-Signals ist, wird durch eine eigenartige Modulations- paß 2. Das Navigations-Rechengeräi 5 kann auf einen technik ausgeschaltet, die eine mit der Strahlschaltung gewünschten Kurswinkel und eine gewünschte Entsynchronisierte Wellenform verwendet. Die vierte fernung eingestellt werden und benutzt die Eingangs-

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daten dazu, Irrtümer im Kurs, die Kilometer bis Der Zirkulatorschalter 305 liefert wechselweise zu dem Bestimmungsort und die Abweichung oder Energie zu dem vorderen Links-Rechts-Ferritschalter die Entfernung vom Kurs zu berechnen. Diese 309 und dem rückwärtigen Links-Rechts-Ferritschal-Größen können auf ein Anzeigegerät 6 gegeben ter 310. Die Links-Rechts-Schalter 309 und 310 arwerden, damit sie der Pilot zur Kurskorrektur ver- 5 beiten in derselben Weise, um die von den Antennenwenden kann, oder es kann ein Selbststeuergerät 7 einheiten 301 bzw. 302 erhaltenen vorderseitigen zur automatischen Steuerung des Flugzeuges damit und rückwärtigen Strahlen zu schalten, so daß eine versorgt werden. Damit das System in der Lage ist, Beschreibung, die sich auf die Einheit 302 bezieht, einen Kurs zu steuern, der aus zwei oder mehr nach- für beide Teile genügt.

einanderfolgenden Teilen besteht, kann das Navi- io Die Energie, die zu der rückwärtigen Antennengations-Rechengerät 5 im wesentlichen verdoppelt einheit 302 dadurch geleitet wird, daß der Vorwärtswerden. Die Daten für den nächsten nachfolgenden Rückwärts-Schalter 305 so erregt wird, daß er sich Teil des Kurses können dann in der leeren Hälfte des in einem »Rück-Antennenzustand« befindet, geht Rechengerätes 5 eingestellt und die Flugdaten so durch den Links-Rechts-Schalter 310 zu getrennten übertragen werden, daß sie in bezug auf den neuen 15 Wellenleiterverbindungen 311, 312, die dem VerKurs wirken, wenn der vorliegende Kurs vollendet binder 311 zugeführte Energie geht durch einen Dreiist, was aus der Nullanzeige des Anzeigegerätes wegeleistungsteiler 313. Ein Paar von gleich langen abzulesen ist, das die noch zu fliegenden Kilometer Seitenarmen -314, 315 überträgt die Energie auf anzeigt. Gehrungseckelemente 316 bzw. 317. Ein dritter Aus-

20 gang 318 des Leistungsteilers versorgt einen Kurz-

Antennenanordnung und Speisesystem schlitzhybridkoppler 319, der Energie auf einen

direkten Ausgang 320 und einen gekoppelten Aus-

Die Antenne und das Speisesystem 30 sind in gang 321 abgibt. Der Ausgang 321 versorgt einen Draufsicht in Fig. 3, in Seitenansicht in F i g. 3 a weiteren Kurzschlitzkoppler 322, der einen direkten und in einer weiteren Seitenansicht in F i g. 3 b 25 Ausgang 323 und einen gekoppelten Ausgang 324 dargestellt. Die Anordnung besteht aus zwei iden- aufweist. Die Energie aus dem Gehrungseckstück 316 tischen Einheiten 301, 302, die Seite an Seite oder wird in ähnlicher Weise an einen Kurzschlitzkoppler Ende an Ende an der Unterseite des Flugzeuges 325 angekoppelt, der einen weiteren Schlitzkoppler 326 befestigt sind, wobei die Unterseite der Antenne speist. Die Energie des Gehrungseckstücks 317 wird gegen den Erdboden zu gerichtet ist. Die Einheiten 30 einem Kurzschlitzhybrid 327 zugeführt, das Energie 301 und 302 sind in ihrer Lage umgedreht, damit die zur Speisung eines anderen Kurzschlitzhybridkoppvorderseitig-rechten und rückseitig-linken Strahlen lers 328 auskoppelt. Die Energie, am Ausgang 320 aus der Einheit 301 und die rückseitig-linken und des Hybrids 319 wird in einen anderen Hybridkoppler rückseitig-rechten Strahlen aus der Einheit 302 aus- 329 mittels eines Boger.s für die Ebene 330 eingespeist, gehen. Auf der Einheit 302 ist ein Eingangswellen- 35 In ähnlicher Weise liefern die Hybriden 325 und 327 leiter-Kopplungsteil 303 angebracht, das die Energie das Eingangssignal für zusätzliche Hybriden 331, von dem Senderklystron zu einem Zirkulator 305 332. Die Anordnung der sechs Hybriden ist deshalb führt. Der Zirkulator führt die Eingangsenergie von so vorgenommen worden, daß drei obere Hybriden dem Kopplungsteil 303 durch einen Orthogonal- 326, 322 und 328 über einem unteren Satz von Hybrikoppler305a zu einem Ferritdreher 305 b, der auch 40 den 331, 329 und 322 gelegen sind und gegenüber als Vorwärts-Rückwärts-Schalter wirkt. Ein Teil der diesem unteren Satz um etwa die Breite eines Wellen-Eingangsleistung des Senders aus dem Kopplungs- leiters versetzt sind. Die beiden Ausgänge von jedem teil 303 wird an einem Zweigarm 306 über den ort- der sechs Hybriden sind so angeschlossen, daß sie liehen Oszillatorkoppler 304 abgegeben. Die von der abwechselnd Wellenleiter in einem Salz von zwölf Antenne empfangene Energie wird durch einen zweiten 45 parallelen Wellenleitern 341 bis 352 speisen, deren Zweigarm 307 des Zirkulators 305 α herausgeführt, entgegengesetzte Wände die Schutzanordnung tragen, und die Energien in den Zweigarmen 306 und 307 die das strahlende Element der Antenne bilden. Die werden einer Mischanordnung 308 zugeführt. Den Ausgänge des oberen Hybridensatzes speisen abAusgang des Mischers 308 erhält man an der Lei- wechselnd Wellenleiter des Satzes 341 bis 352, wobei tung D, die den Empfänger 60 versorgt. Für einen 50 die Einspeisung fingerartig verflochten gegenüber Betrieb mit Doppelsystem wird ein zweiter Mischer der Einspeisung erfolgt, die von dem unteren Satz 361 in der Nähe des Mischers 308 angebracht und Wellenleiter kommt. Der andere Ausgang des Ferritdurch eine leistungsteilende Hybridkopplungsanord- schalters 310, der den Ausgangswellenleiter 312 speist, nung (nicht gezeigt) von den Leitungen 306 und 307 ist über Eckstücke für die H- und £-Ebene mit einem gespeist. Die Verwendung der Leistung aus den beiden 55 unteren Dreiwegeleistungsteiler gekoppelt, der drei Klystronen eines Doppelsystems wird durch einen Ausgänge 318', 316' und 317' aufweist. Es soll bemerkt Ferritschalter 362 gesteuert, der zwei Eingänge 363 werden, daß 316' und 317' in bezug auf die Elemente und 364 aufweist. Das Klystron für das Betriebs- 316 und 317 entsprechend der vertauschten Lage der system ist mit einem Eingang 363 und das Bereit- Speiseleitungen 312 und 311 in bezug auf die Leistungsschaftssystem ist mit dem Eingang 364 gekoppelt. ⁶° teiler vertauscht sind. Somit besteht in den Wellen-Zur Auswahl des Betriebs- oder Bereitschaftssystem- leiter-Antennenelementen 341 bis 352 eine Phasenklystrons als Leistungsquelle wird eine Gleichstrom- progression in einer Richtung, wenn' eine Leistung steuerung auf den Schalter 362 angewendet, ,um das in die obere Eingangsleitung 311 eingespeist wird,, schwingende Klystron mit dem Eingang des An- während genau die entgegengesetzte Phasenprogrestennensystems zu koppeln. Der zusätzliche Aufbau 65 sion quer zu den Elementen 341 bis 352 auftritt, wenn im Antennensystem für Zweifachbetrieb. ist nur in die Leistung in die Eingangsleitung 312 eingespeist F i g. 3 angegeben und nicht in den F i g. 3 a und 3 b wird. Die übereinstimmenden Hybriden 325', 319' gezeigt. und 327' speisen die sechs Aüsgangshybriden 331,

lage der Eingänge der verbleibenden Wellenleiter 349 bis 352 um 45° in der Phase fortschreiten, um die gewünschte Phasenverteilung zu erreichen. Diese Phasenprogression richteten den Strahl um etwa 10° von der Richtung weg, die senkrecht auf der Antennenebene steht, und eine Umkehr der Phasenprogression kehrt diese Richtung von 10° um. Die eben beschriebenen Phasenbeziehungen zeigt die Fig. 3d, die ein schematisches Diagramm der Phasenlagen der

326, 329, 332, 328 mit einer umgekehrten Phasenprogression quer zu den zwölf Wellenleitern 341 bis 352 im Vergleich zu der Phasenprogression, die sich einstellt, wenn die Wellenleiter von den Hybriden 319, 325 und 327 gespeist werden.

Die Phasenlage der Anordnung geht aus der nachfolgenden Beschreibung der Einzelheiten hervor. Der
Leistungsteiler 313 besitzt Reflexions- und Abstimmbolzen 355 und einstellbare, die Phasenlage beeinflussende "Kolben 336 in den Ausgangsleitungen, die io Wellenleiterverbindungen darstellt, von Gehrungseckstücken 316 und 317 wegführen. In jedem Fall wird der vierte Arm der Eingangs-

Damit ist die Phase am Eingang zum Hybrid 325 hybriden 325, 319, 327', 319' und 325 an eine Wider- + 180° in bezug auf den Eingang zum Hybrid 319,' standsbelasturig 337 angeschlossen, und die Phase am Eingang des Hybrids 327 ist —180°, Die durch die Reflexionsbolzen erzeugte Leistungs-

was durch geeignete, die Phasenlage beeinflussende 15 teilung liefert in den Wellenleitern 314 und 315 einen Irisvorrichtungen in den Leitungen 314 und 315
und durch einstellbare Kolben 336 erreicht wird.
Das Merkmal der Hybridschlitzkoppler besteht darin,
daß sie für die gerade durchgehende Kopplung eine
Nacheilung von 45° und für den versetzten Ausgang 20 Wellenleiter auf jeder Seite der vier mittleren Welleneine Nacheilung von zusätzlich 90° erzeugt. Dem- leiter jeweils die halbe Leistung erhalten, gemäß hat der Ausgang des Hybrids 319 am Punkt Die F i g. 3 c zeigt eine Draufsicht auf die durch die

320 —45° in bezug auf einen Eingang von 0°, und freiliegenden Wände der Wellenleiter 341 bis 352 der Ausgang 327 ist —135°. Relativ zur gleichen gebildete Schlitzanordnung. Die einzelnen Schlitz-Bezugsphase hat der gerade durchgehende Ausgang 25 anordnungen in den entsprechenden Wellenleitern des Hybrids 325 einen Winkel von 135° und der 341 bis 352 sind so ausgebildet, daß sich eine H-Ebenenversetzte Ausgang einen Winkel von 45°. Der £-Bogen Tschebyscheff-Verteilung mit Seitenkeulen von 30db zwischen dem Hybrid 325 und dem Hybrid 331 er- ergibt, die dadurch abgeändert ist, daß die beiden zeugt zusätzlich 45° und erzeugt einen Eingang zu Endschlitze, die normalerweise mit höherer Amplitude 331 von 90° und einen gerade durchgehenden Aus- 30 erregt werden als die benachbarten Schlitze, ausgang von 45°. Damit weist der Ausgang der Wellen- gelassen werden. Der nicht ausgestrahlte Teil der durch leiteranordnung 341 45° auf, da die Speiselängen der
sechs Ausgangshybriden die gleiche elektrische Länge
aufweisen und keine weitere relative Phasenverschiebung herbeiführen. Diese elektrische Länge wird 35 353 befestigt ist. Der Schlitzabstand längs der Anorddurch Endwandbegrenzung 361 erreicht, die sich nung wurde so gewählt, daß der durch die Antenne

Leistungspegel, der die Hälfte von dem ist, der durch den Ausgangswellenleiter 318 führt. Damit ist der normalisierte Eingang zu den Wellenleitern 345, 346, 347 und 348 die Einheitsleistung, während die' vier

die Wellenleiteranordnung abwärts wandernden Energie wird von einer Widerstandsbelastung absorbiert, die jeden Wellenleiter begrenzt und an der Endplatte

in den abwechselnden Leitern befinden, die die Bögen der £-Ebene aufweisen, die mit den geradzahlig bezifferten Wellenleitern 342 bis 352 verbunden sind,

gebildete Strahl um etwa 23¹Z₂ ⁰ von einer Linie abweicht, die auf der Anordnung senkrecht steht.

Um diesen Strahlwinkel zu erreichen, ist ein enger und zwar in Verbindung mit einer gemeinsamen 40 Schlitzabstand längs der Anordnung erforderlich, wo-Wandkante 362, die einen Verbindungsweg 363 zwi- bei die Schlitzanordnung abgeändert wurde, um die sehen
Leiter

dem Speiseleiter und dem entsprechenden gegenseitige Kopplung zwischen den Schlitzen m der Anordnung bildet. Die ungeradzahlig Rechnung zu stellen. Wie bereits früher bemerkt bezifferten Speiseleiter 341 bis 351 haben eine gemein- wurde, erhalten die mittleren vier Anordnungen 345, same Wandkante 364, die die" Weglänge genauso 45 346, 347 und 348 die Einheitsleistung, während die" lang macht wie die der geradzahlig bezifferten Speise- vier Wellenleiter 349 bis 352 und 341 bis 344 an der leiter. Außenseite in bezug auf die" vier mittleren Leiter die

Der versetzte Ausgang des Hybrids 331 hat eine halbe Leistung erhalten. Die Anordnung der Schlitze Nachteilung von —90° gegenüber dem gerade durch- in den vier mittleren Wellenleitern 345 bis 348 ist die gehenden Ausgang, so daß der Wellenleiter 343 eine 50 gleiche wie die Anordnung in den Wellenleitern 344 Bezugsphase von —45° aufweist. Der dem Hybrid 326 und 349. Da die Wellenleiter 344 und 349 jedoch mit

halber Leistung gespeist werden, tritt eine kegelige Verjüngung in der £-Ebene auf jeder Seite der vier mittleren Wellenleiter wegen der Speisung der vier

mit 45° zugeführte Eingang erscheint an dem gerade durchgehenden Ausgang mit 0°, wodurch am Eingang des Wellenleiters 342 eine Phasenlage von 0°

herrscht. Der versetzte Ausgang des Hybrids 326 55 äußeren Wellenleiter mit halber Leistung auf, wobei

erzeugt am Wellenleiter 344 eine Phase von — 90° Der Ausgang des Hybrids 319 beträgt bei 320 —45°, und der .E-Bogen 330 erzeugt am Eingang zum Hybrid 329 -90°

zusätzlich der Schlitzabstand in bezug auf die Mittellinie bei den drei äußeren Wellenleitern progressiv vermindert wird, um die abgestrahlte Energie der äußeren drei Wellenleiter zu verkleinern. Damit

Demgemäß beträgt der gerade durchführende Aus- 60 koppelt der Wellenleiter 343 mehr Energie als der

gang 329 des Hybrids 330 -135°, und der Wellenleiter 345 weist dieselbe Phase auf. Der versetzte Ausgang des Hybrids 319 hat bei 321 -135°, was einem gerade durchgehenden Ausgang des Hybrids

Wellenleiter 342 aus, der wiederum eine größere Energiemenge ausstrahlt als der Wellenleiter 341, dessen Schlitze dicht an der Mittellinie des Wellenleiters liegen und der deshalb die geringste Energie

322 von —180° entspricht. Der versetzte Ausgang 65 abstrahlt. Die überschüssige, nicht abgestrahlte Ener-

des Hybrids 322 beträgt -270°, und der versetzte Ausgang des Hybrids 329 beträgt -225°. Es ist augenscheinlich, daß in ähnlicher Weise die Phasen-

gie der äußeren Wellenleiter wird in der Lasteinrichtung am Ende der Wellenleiter in der Nähe der Platte 353 vernichtet. Es soll noch bemerkt werden,

daß durch den Schlitzabstand von der Mittellinie der entsprechenden Wellenleiter an dem Ende, das bei der begrenzenden Lasteinrichtung 353 liegt, eine größere Energie aus dem Leiter ausgekoppelt wird als durch den Schlitzabstand am Eingang des Leiters. Diese zunehmende Kopplung kompensiert tatsächlieh die abnehmende Energiemenge im Leiter in der Nähe von dessen Begrenzung und hilft, eine Tschebyscheff-Verteilung in der if-Ebene zu erzeugen.

Die die Phasenlage verändernden Iriseinrichtungen in den Zweigen 314 und 315 sorgen zusammen mit den Kolben 336, die einstellbar in die Speisewellenleiter eingeführt sind, für eine Phasenstellung, um die in F i g. 3 d gezeigte Phasenprogression zu erhalten.

Zur Widerstandanpassung sind Dreifachstutzen-Abstimmbolzen 365 vorgesehen, die einstellbar in die Speisewellenleiter ragen.

Zwei entgegengesetzt gerichtete, in F i g. 3 dargestellte Antennen, die durch das beschriebene Speisesystem gesteuert werden, sind gut dazu geeignet, vier gleichmäßig an der Vorderseite und Rückseite und an der linken und rechten Seite eines Flugzeuges verteilte Strahlen hervorzubringen, die durch geeignete Steuersignale, die den Ferrit-Schaltvorrichtungen 305, 309 und 310 zugeführt werden, aufeinanderfolgend geführt werden.

Nach endgültigem Einbau in das Flugzeug kann die genaue Stellung und Winkellage des Strahles mittels der Phaseneinstellvorrichtungen 336 eingestellt werden, die in den Zweigspeiseleitungen sowohl für das linke wie auch das rechte Speisesystem eingebaut sind. Bequemlichkeitshalber wird die Strahlstellung jedoch dadurch eingerichtet, daß die Antenne in einem Rahmen, in dem sie befestigt ist, ausgerichtet wird. Der die Antenne enthaltende Rahmen kann dann in einer vorbestimmten Beziehung zu den Koordinaten des Flugzeuges befestigt werden.

Das Strahlschaltsteuergerät

Das in F i g. 4 in seinen Einzelheiten dargestellte Strahlschaltsteuergerät 40 sorgt für die grundlegende Steuerung der Strahlschaltung und der damit verbundenen Schaltfunktionen im System. Die Steuerfrequenz wird einem 40-Hz-Oszillator 401 entnommen, der eine Doppelbasisdiode 402 in einer Kippschwingungsschaltung verwendet. Die vom Oszillator 401 erzeugte Frequenz wird einer ersten Flip-Flop-Schaltung 403 zugeführt, der aus einem Paar »ORN«- Kreisen besteht, die später im Zusammenhang mit Fig. 6a erläutert werden. Die vom Flip-Flop erzeugte Rechteckwelle von 20 Hz wird vom EINS-Ausgang einem zweiten Flip-Flop 404 zugeführt, während der NULL-Ausgang des Flip-Flops 403 einem Flip-Flop 405 zugeführt wird. Der EINS-Ausgang des Flip-Flops 404 steuert nach einer geeigneten Verstärkung durch die Transistoren 406, 407 den Strom in den rechten Antennenspulen 411. Der NULL-Ausgang des Flip-Flops 404 wird durch die Transistoren 409, 410 verstärkt, um den Stromfluß durch die linken Antennenspulen 408 zu steuern. Diese Transistorkreise steuern den Stromfluß zwischen den Ein- und Aus-Zuständen in den Antennenspulen 408 und 411 gemäß den in F i g. 4 a gezeigten Wellenformen 404-1 und 404-0. Diese Wellenformen sind Rechteckwellen von 20 Hz, die abwechselnd die rechte oder linke Stellung des Antennenstrahls auswählen. Der EINS-Ausgang des Flip-Flop-Kreises 405 wird zur Steuerung des Stromes in der vorderen Antennenspule 414 in den Transistoren 412, 413 verstärkt, und der NULL-Ausgang des Flip-Flop-Kreises 405 wird in den Transistoren 415, 416 verstärkt und zur Steuerung des Stromes der" hinteren Antennenspule 417 zugeführt.

Die Steuerung des Stromes in den vorderen und hinteren Antennenspulen 414, 417 erfolgt gemäß den Ein-Aus-Zuständen, wie sie durch die Wellenformen

_Γ0 405-1 und 405-0 in F i g. 4 a dargestellt sind, die 90° Phasenverschiebung gegenüber den Wellenformen 404-1 und 404-0 aufweisen. Damit werden, wie in F i g. 4 angegeben, die einzelnen Antennenspulen dann Strom aufnehmen, wenn sich die entsprechende Rechteckwelle im negativen Teil der Periode befindet, so daß die Stellung des Antennenstrahls durch die beiden in jedem Augenblick negativen Wellen bestimmt wird. In einer vollständigen Periode besteht deshalb die Stellung des Antennenstrahls aus vier Intervallen, wie in F i g. 4 a angezeigt, wobei das Intervall FL der vorderseitig-linken, das Intervall FR der vorderseitigrechten, BL der rückseitig-linken, BR der rückseitigrechten Strahlstellung entspricht. Die Drehung des Antennenstrahls im Uhrzeigersinn wird durch einen Stromkreis sichergestellt, der den mit dem NULL-Ausgang des Flip-Flop-Kreises 405 verbundenen Kondensator 426 und eine Diode 427 enthält. Der Kondensator 426 und die Diode 427 bilden einen Differenzier- und Amplitudenabschneiderkreis, der über die Leitung 428 einen negativen Impuls auf den Eingang der NULL-Seite des Flip-Flop-Kreises 404 immer dann gibt, wenn der Flip-Flop-Kreis 405 auf EIN gestellt wird. Nur wenn die NULL-Seite des Flip-Flop-Kreises 404 leitend ist, wenn ein negatives Signal auf der Leitung 428 erscheint, ergibt sich keine Änderung. Demzufolge wird, wenn die Anlage anfänglich eingeschaltet wird und der Oszillator 401 mit der Strahlschaltfolge beginnt, der auf der Lei^tun8 ⁴²S auftretende negative Impuls den Flip-Flop-Kreis 404 dergestalt auslösen, daß eine Strahldrehung im Uhrzeigersinn sichergestellt ist. Dieser Zyklus wiederholt sich mit der 10-Hz-Rechteckwelle fortwährend.

Zusätzlich zur Steuerung der vorderseitig-rückseitigen Antennenspulen ist der EINS-Ausgang der Flip-Flop-Stufe zur Steuerung des Stufenwellengenerators im Modulationsgeneratorkreis 50 mit der Ausgangsleitung A verbunden.

Mit dem Strahlschaltsteuerkreis ist ein Prüfkreis verbunden, der einen Oszillator 421 für 6984 Hz und einen Oszillator422 für 5243 Hz enthält. Die Ausgänge der Oszillatoren 421, 422 sind über entgegengesetzt gepolte Dioden 423 bzw. 424 mit einem Ausgangstransistor 425 verbunden. Die Signale der Oszillatoren 421, 422 werden mittels der vom NULL· Ausgang des Flip-Flop-Kreises 403 zugeführten Steuer-Rechteckwelle wechselweise auf den Eingang des Transistors 425 geschaltet. Diese Rechteckwelle ist eine Steuerwelle" mit 20 Hz, die in wechselnden Halbwellen an den Ausgängen der Oszillatoren 421, 422 durch den Transistor 425 geht und als Prüfsignal am Empfänger dadurch verwendet wird, daß sie über die Leitung B zur Amplitudenmodulation der vierten Harmonischen der Modulationsfrequenz aus dem Oszillator 502 verbunden wird. Wenn der Prüf-Stromkreis arbeitet, dann führt er dem System Signale zu, die Dopplersignalen entsprechen, wie sie von den vier Strahlen bei 600 Knoten Geschwindigkeit über

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Grund und einem linksseitigen Triftwinkel von 20° Reflektor 101 des Klystrons 102 ein Phasenkorrekempfangen werden. tionssignal zuleitet, das dem Modulationssignal von

Das TilnHrsrhaifhiiH ^{1 MHz überla}g^{ert ist}·

α c a AA I, α ι*· . Mit der gezeigten Anordnung und bei Verwendung

des Senders und des Modulationsgenerators _{5 einer fest abgestimmten} Klystronröhre der Type

Der Sender 10 und der Modulationsgenerator mit BL-829 wird ein hohes Maß an Frequenzregelung der automatischen Frequenzsteuerschleife ist in erreicht. Zur Verminderung der gelegentlichen Am-F i g. 5 dargestellt. Die Rechteckwelle von· 10 Hz plitudenmodulation, die von der dem Klystron zuauf der Leitung A wird einem Stufengenerator 501 geführten Frequenzmodulationsspannung herrührt, zugeführt, der drei Flip-Flop-Kreise enthält, die auf io und zur Aufrechterhaltung einer konstanten Leieine Frequenz von etwa 1,25 Hz herunterzählen, stungsabgabe ist der innere Hohlraum breit abdie als Wiederholintervall für die Modulationswellen- gestimmt, mit einem an der Spitze relativ flachen form dient. Dieser Stromkreis bringt ein Achtpegel- Frequenzverlauf (Ansprechcharakteristik). Zur ge-Rechteckwellenmuster mittels der in F i g. 5 a dar- nauen Frequenzregelung hat jedoch der Bezugsgestellten Schaltung zustande, wobei die Wellen- 15 Hohlraum 104 eine sehr scharfe Ansprechcharakteform in Fig. 5b dargestellt ist. Ein Modulations- ristik, und die Regelung des Klystrons ist auf die oszillator 502 mit 1 MHz, der durch die Stufenwelle Spitze der scharfen Ansprechcharakteristik des Hohldes Generators 501 mittels einer Spannung abge- raums 104 zentrisch eingestellt, wie die F i g. 5 c stimmt wird, erzeugt eine sinusförmige Frequenz zeigt.

zwischen 1,1 und 1,2 MHz in acht bestimmten 20 Diese Anordnung gestattet ein Arbeiten des auto-Modulationsstufen, die durch die Modulationswelle matischen Frequenzsteuersystems bis zu einer Anaus dem Stufengenerator 501 hervorgerufen werden. Sprechfrequenz von etwa 50 kHz, wodurch im KIy-Diese Folge von Modulationsfrequenzen wird mit stron eine von mechanischen Resonanzerscheinungen, einstellbarer Größe mittels des Potentiometers 503 Stromversorgungswelligkeit und anderen niederfreder Reflektorelektrode 101 eines Klystrons 102 im 25 quenten Störungen hervorgerufene Frequenzmodula-Sender 10 zugeführt. Der Ausgang des Klystrons 102 tion beseitigt wird, wobei gleichzeitig das System in ist mit der Eingangskopplung 303 der Antenne 30 der Lage ist, die Mittelwertfrequenz innerhalb von verbunden. Ein Teil der von dem Klystron 10 an die 1 bis 2 MHz auf 8800 MHz zu halten. Die Kurzzeit-Antenne 30 abgegebenen frequenzmodulierten konti- Stabilität des Klystrons 102 ist deshalb ausreichend, nuierlichen Welle wird durch ein Kopplungsteil 103 30 um als genaue kohärente Quelle zur Gewinnung der entnommen und einem Bezugs-Hohlraumresonator Dopplermodulation aus den rückkehrenden Signalen 104 zugeführt. Eine Ausgangskopplung 105 koppelt zu dienen, wobei die Langzeitstabilität die Strahldie Energie aus dem Hohlraum 104 an einen Detek- winkel der Antenne konstant hält,
tor 106 aus, der das entstehende phasenveränderliche Der Ausgang des Modulationsoszillators 501 wird,

Signal von etwa 1,1 MHz einem automatischen Fre- 35 wie in Fi g. 5 a gezeigt, mit einem Uberkreuzverquenzsteuer-Zwischenfrequenzverstärker nach Maß- stärker 509 verbunden, der die Zwischenverbindung gäbe der auf die Resonanzspitze des Hohlraumes 104 für Doppelsystembetrieb herstellt und der das Modubezogenen Klystronfrequenz zuführt. Vom Detektor lationssignal von 1 MHz einem Verdopplerkreis 511 106 wird ebenfalls ein Signal an die Klemmen 505 zuführt, von dem ein Signal von 2 MHz über die für einen Kristall-Stromanzeiger abgegeben, um die" 40 Leitung C zum Empfänger übertragen wird.
Schwingung des Klystrons 102 des Senders 10 an- In F i g. 5 a wird ein Acht-Pegel-Stufengenerator

zuzeigen. 501 gezeigt, der drei ORN-Kreis-Flip-Flop-Stufen512,

Das verstärkte Zwischenfrequenzsignal aus dem 513 und 514 enthält. Aus dem EIN-Ausgang des Verstärker 504 für automatische Frequenzregelung Flip-Flop-Kreises 405 wird eine Rechteckwelle mit wird auf eine Phasenvergleichseinrichtung der auto- 45 10 Hz auf den Flip-Flop-Kreis 512 gegeben, nachmatischen Frequenzregelung (AFR) 506 gegeben, zum dem sie im Zuge der Leitung 515 differenziert wurde. Vergleich mit einem Signal gleicher" Frequenz vom Der Ausgang des Flip-Flop-Kreises 512 wird über Modulationsoszillator 502, das durch einen Bezugs- die Leitung 516 dem Flip-Flop-Kreis '513 und der ■ phasenverstärker 507 verstärkt wird. Der Durchlaß- Ausgang des " Flip-Flop-Kreises 513 wird über die bereich der AFR- Phasenvergleichseinrichtung er- 50 Leitung 517 dem Eingang des Flip-Flop-Kreises 514 streckt sich von Gleichstrom bis etwa. 50 kHz zu zugeführt: Der Kollektor des Transistors 01 ist über dem Zweck, eine AFR-Bestimmung der Mittelwerts- den Widerstand 518 mit der Leitung 519 verbunden, frequenz des Arbeitens zu gewinnen und gleichzeitig Der Kollektor des Transistors Q 3 im Flip-Flopeine hochverstärkende Rückkopplungs-Korrektur- Kreis 513 ist über den Widerstand 521 mit der schleife vorzusehen, die eine Verminderung der Fre- 55 Leitung" 519 und der Kollektor des Transistors Q 5 quenzabweichungen bewirkt, welche in gewissem Maß im Flip-Flop-Kreis 514 ist über den Widerstand 522 innerhalb des Durchlaßbereiches auftreten. Da die mit der Leitung 519 verbunden. Die Leitung 519 meisten mechanischen Vibrationen, die Welligkeit ist ebenfalls durch den Widerstand 523 mit der der Stromversorgung und ähnliche Störungen, die negativen 12-Volt-Versorgungsschiene verbunden,
die Senderfrequenz beeinflussen können, sich inner- 60 Die Leitung 519 ist an die Verbindungsstelle von halb dieses Frequenzbandes befinden, wird die von spannungsveränderlichen Kondensatoren 524 angediesen Ursachen erzeugte wirkliche Frequenzabwei- schlossen, die parallel zu dem Tankkreis (Parallelchung um einen Faktor vermindert, der gleich der resonanzkreis) 525 eines Oszillators 502 mit einer Verstärkung der Rückkopplungsschleife ist. Der Aus- Nennfrequenz von" 1 MHz liegen. Die" Arbeitsweise gang des Phasenvergleichers 506 wird durch eine 65 des Stufenwellengenerators 501, der zur Verände-Wechselstromtrennvorrichtung 508 geführt, die den rung der Schwingfrequenz des Oszillators 502 dient, Vergleicher506 von dem 1-MHz-Signal, das von kann an Hand der Fig. 5b erklärt werden", die im Potentiometer 503 abgeleitet ist, trennt, und damit dem selben Maßstab wie die Fig. 5 a gezeichnet ist.

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Der Ausgang der EIN-Seite des Flip-Flop-Kreises 405 Betriebssystemkreisen dem Empfänger des Bereitlöst den Flip-Flop-Kreis 512 aus (triggert) und er-' Schaftssystems zur überlagerung zugeführt,
zeugt am Kollektor des Transistors β1 die in der

F i g. 5b mit ßl bezeichnete Wellenform. Die Wir- ^{Uei tm}P^lang^er
kung der drei Flip-Flop-Kreise 512, 513 und 514 5 Der Empfänger 60, wie er in Form eines Blockruft deshalb an den EIN-Ausgängen der entsprechen- Schaltbildes in F i g. 1 dargestellt ist, empfängt auf den Transistoren die mit Ql, β 3, Q 5 bezeichneten der Leitung D ein Eingangssignal von dem Zirkulator Wellenformen hervor. Dadurch, daß die Wertungs- und Mischer 20.

widerstände 518, 521, 522 vorhanden sind, erfolgen Dieses Signal ist ein Dopplerspektrum auf der die Spannungsbeiträge auf der Leitung 519 von jedem 10 vierten Harmonischen der Modulationsfrequenz, die Transistor β1, β 3 und β 5 annähernd in einer etwa 4,6 MHz beträgt. Das Signal wird in einem binären Reihe (Progression), zu der ßl einen Wert 4,6-MHz-Zwischenfrequenzverstärker 601 verstärkt von Vier, Q 5 den Wert einer Einheit und Q 3 den und in einer zweiten Mischstufe 602 mit der vierten Wert von Zwei beiträgt. Durch Kombination der Harmonischen der Modulationsfrequenz gemischt, Größen der Wellenformen β 1, β 3 und β 5 gemäß 15 die aus einem Frequenzverdoppler 603 erhalten wird, diesen Wertungsgrößen wird die Wellenform 527 Der Frequenzverdoppler verdoppelt die zweite Harerzeugt, die eine Achtwert-Stufenwelle darstellt, die monische der Frequenz, die ihm auf der Leitung C nach acht bestimmten, je einer Halbperiode der vom Modulationsgenerator 50 zugeführt wird. Als Wellenform β 1 entsprechenden Intervallen wieder- Ausgang am Mischer 602 erscheint das Niederfreholt wird. Demgemäß wird der Oszillator 502 des 20 quenz-Dopplerspektrum/^, das in einem Nieder Modulationsgenerators in seiner Frequenz in acht frequenzverstärker 604 verstärkt wird, der ein Einbestimmten Werten dadurch geändert, daß die Wellen- gangssignal für den abgeglichenen Modulator 605 form 527 auf die spannungsgesteuerten Kondensa- liefert. Die Wirkung des Mischers 602 beseitigt den" toren Wirkt, wobei das Modulationssignal über die Einfluß irgendwelcher Energie, die in den Empfänger Leitung 528 dem Modulationspotentiometer zugeführt 25 direkt vom Sender 10 her oder durch Reflexion in der wird. Das gleiche Modulationssignal wird über die Antenne 30 eintritt, da diese Anteile mit der vierten Leitung 524 einem Uberkreuzverstärker 509 züge- Harmonischen der Modulationsfrequenz überlagert führt, der "das Modulationssignal über eine Ausgangs- werden und eine Null-Schwebung ergeben. Da der leitung 531 an den zweiten Sender bei einem Doppel- Verstärker 604 wechselstromgekoppelt ist und nur einbau liefert. Ein Doppeleinbau ermöglicht höchste 30 auf Niederfrequenz anspricht, gehen durch diesen Betriebssicherheit dadurch, daß zwei vollständige keinerlei Null-Schwebungen durch, während die Ener-Systeme vorgesehen werden, die mit einer Antenne gie mit Dopplerverschiebung ein Niederfrequenzverbunden und von einem Uberkreuzverstärker 509 . Dopplerspektrum ohne Träger erzeugt. Der andere gesteuert sind, üblicherweise wird jedes System mit Eingang des abgeglichenen Modulators 605 wird von geheizter Senderöhre betrieben, die Arbeitsspannun- 35 einem quarzgesteuerten 500-kHz- Oszillator 606 ergen an die anderen Klystronelektroden werden jedoch halten. Der abgeglichene Modulator 605 erzeugt als nur in einem Sender angelegt. Bei diesem Zustand Ausgang einen 500-kHz-Träger, der mit" den Komarbeiten die Modulations-Empfangs- und Rechen- ponenten des Dopplerfrequenzspektrums/^ plus und kreise von beiden Installationen mit dem Betriebs- minus amplitudenmoduliert ist. Dieses Signal wird sender, um einen Zweifachbetrieb zu erreichen. Für 40 einem Quarz-Einseitenbandfilter 607 zugeführt, das den Fall, daß der Sender ausfällt, ist ein Steuerschalter die oberen Seitenbänder zur übertragung auswählt vorgesehen, der das Bereitschafts-Senderklystron aus- und das (500 kHz plus/_d)-Signal einem ZF-Verstärker wählt und ihm die Arbeitsspannungen zuführt. Im 608 zuführt. Der Ausgang des Verstärkers 608 wird normalen Betrieb führt der uberkreuzverstärker des über die Leitung E auf die Frequenzführeinrichtung 70 Betriebssystems über die Leitung 531 ein Modula- 45 gegeben,
tionssignal dem Uberkreuzverstärker des Bereit- „ . . ,
schaftssystems an einem Punkt zu, der der in F i g. 5a _J ^ rolgevorricntung
gezeigten Leitung 531 entspricht. Wenn der Klystron- ^und Frequenznachfuhreinrichtung
sender des Bereitsc'haftssystems für den Betrieb ge- Die Folgevorrichtung und die Frequenzführeinwählt wird, so wird ein 12-Volt-Potential auf der 5° richtung 70 sind in einem ins einzelne gehenden Leitung 532 weggenommen. Die Wegnahme des Blockschaltbild in den F i g. 7 a und 7 b dargestellt. 12-Volt-Pötentials auf der Leitung 532 gestattet dem Die Folgevorrichtung und Frequenzführeinrichtung Transistor 533, das vom Bereitschaftssystem auf der erhält das 500-kHz-Zwischenfrequenzsignal durch die Leitung 531 "ankommende Modulationssignal zu ver- Leitung E, die Signale der Antennenschaltspulen durch stärken und dieses dem Frequenzverdoppler 511 zu- 55 die Leitung F und ein Potential für die automatische zuführen. Für die umgekehrte Bedingung, d. h., wenn Verstärkungsregelung (AVR) vom Empfänger durch der Sender des Betriebssystems mit den Frequenzver- die Leitung G. Die Folgevorrichtung empfängt durch doppler-Empfänger- und Rechnerkreisen des Bereit- die Leitung F eine Vorderseite-Rückseite-Rechteckschaftssystems betrieben werden soll, wird das ab- welle und eine Links-Rechts-Rechteckwelle bzw. die gestufte Modulationssignal von der Leitung 531 weg- 60 umgekehrten Wellen, die von den Antennenspulengenommen, und das Potential von 12VoIt auf der Entnahmekreisen stammen, wobei die Wellen den-Leitung 532 ist vorhanden. Für diese Bedingung ist jenigen entsprechen, die in F i g. 4 a dargestellt sind, die Diode" 534 vorgespannt, so daß die Signale auf Die vier Leitungen des Einganges F sind mit dem der Leitung 529 im Transistor 533 verstärkt werden. übersetzer (Umrechner, Decoder) verbunden, der Die Kollektorsignale am Transistor 533 gehen zum 65 Koinzidenzkreise 701,702,703 und 704 enthält. Wenn Frequenzverdoppler, während die Signale am Emitter die Verbindungen, wie dargestellt, vorgenommen werüber die Leitung 531 zum Bereitschaftssystem gehen. den, dann ergeben sich als Ausgänge der entsprechen-Demgemäß wird 'das Modulationssignal von den den Koinzidenzkreise 701 bis 704 zeitlich aufein-

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anderfolgende Schaltimpulse, die zeitlich den vier des Oszillators 718 wird durch einen vom Ausgang Strahlstellungen entsprechen. Die einzelnen Ausgänge des Koinzidenzkreises 704 gesteuerten Diodenschalter der Koinzidenzkreise 701 bis 704, wie sie durch die 719 übertragen und wird in zeitlicher Aufeinander-Wellenformen FR, FL, BL, BR in F i g. 7 dargestellt folge mit den geschalteten Ausgängen der anderen in sind, sind deshalb für Schaltsteuervorgänge verfügbar, 5 den Führeinrichtungen 720, 720', 720" enthaltenen um Stromkreise für eine Zwischenzeit zu ermöglichen, spannungsveränderlichen Oszillatoren auf die Leidie einer Stellung des Antennenstrahls für jeden tung721 als die Eingangsbezugsspannung für den Koinzidenzkreis entspricht. Einer der vier Führkreise Punkt707 gegeben.

soll nun unter Angabe der Verbindungen zu den ver- Die Gewinnung der Dopplerspektra wird in den

bleibenden drei identischen Kreisen eingehend be- _Io Frequenzführeinrichtungen dadurch durchgeführt, schrieben werden. daß der spannungsgesteuerte Oszillator 718 und die

Das 500-kHz-ZF-Signal der Leitung E wird ab- entsprechenden Oszillatoren in den Führeinrichtungeglichenen Diodenmischern 705, 706 zugeführt, wo gen 720, 720', 720" mittels eines eingeführten Signals es mit einem spannungsgeregelten Oszillatorsignal von 400 Hz geschwenkt (hin- und herbewegt) werden. verglichen wird, das einer Eingangsklemme 707 zu- 15 Das 400-Hz-Signal wird durch einen Schwenkgradgefuhrt wird, wo es geteilt wird, wobei die beiden steuerkreis 722 geführt, wobei die veränderliche Am-Teile durch einen nacheilenden Phasenschieber 708 plitude dem' Signal der Leitung G vom Empfänger für 45° und einen voreilenden Phasenschieber 709 entspricht. Somit wird der Schwenkgrad durch das für 45° gehen. Die Ausgänge der Mischer 705 und 706 Potential der automatischen Verstärkungsregelung weisen Niederfrequenzspektra auf, deren Phasenlagen 20 auf der Leitung G gesteuert und gestattet so eine gegeneinander um 90° verschoben sind, und zwar schnelle Schwenkung für starke Signale und eine langwegen der Phasendifferenzen der Eingänge von der same Schwenkung für schwache Signale, bei denen Klemme zu den Mischern. Diese relative Phasenlage die Gewinnung schwierig ist. Die Schwenkung wird ist so, daß der Ausgang des Mischers 705 dem Aus- dadurch erreicht, daß ein 400-Hz-Signal durch ein gang des Mischers 706 um 90° voreilt, "wenn die 25 Schwenkgatter 723 und geschaltetes Schwenkgatter Frequenz der Leitung £ höher als die des Eingangs 728 geschickt wird, um ein NF-Signal an entsprechende an der Eingangsklemme 707 ist. Umgekehrt eilt die NF-Verstärker 716 und 713 zu liefern. Wenn keine relative Phasenlage des Ausgangs von 705 der Phase Frequenzübereinstimmung zwischen den Eingangsam Ausgang des Mischers 706 um 90° nach, wenn die Signalen der Mischer 705, 706 besteht, dann bildet Frequenz der Leitung E kleiner als die Frequenz der 30 der Ausgang des Demodulators 715 ein Gleichstrom-Eingangsklemme 707 ist. Die resultierenden NF-Spek- Schwenksignal, das von den eingeführten 400 Hz tra werden nochmals in ihrer gegenseitigen Phasen- abgeleitet wurde, um die Frequenz des spannungslage um 90° durch die Phasenschieber 711 und 712 gesteuerten Oszillators über einen vorbestimmten verschoben. Jede Frequenzkomponente im NF-Spek- Bereich von etwa 500 bis 520 kHz zu ändern. Ein trum am Ausgang des Phasenschiebers 711 hat eine 35 Frequenz-Sperrdetektorkreis ist dazu vorgesehen, den entsprechende Frequenzkomponente am Ausgang des Schwenkzyklus zu unterbrechen, wenn von der Führ-Phasenschiebers 712. Die relative Phase zwischen · einrichtung ein Spektrumsignal gewonnen wurde. Zu diesen beiden Komponenten beträgt jedoch entweder diesem Zweck wird ein 250-Hz-Signal von einem 0 oder 180°, was von der relativen Frequenz ihrer NF-Oszillator 724 zur Frequenzmodulation des äquivalenten Komponente im 500-kHz-Spektrum der 40 500-kHz-Signals des Oszillators 718 zugeführt. Wenn Leitung E und der Oszillatorfrequenz an der Ein- die Schwenkspannung des Demodulators 715 die gangsklemme 707 abhängt. Der Ausgang des Phasen- Frequenz des Oszillators 718 so verändert hat," daß Schiebers 711 wird in einem NF-Verstärker 713 ver- sie der Mittelwertfrequenz des Spektrums auf der stärkt und geht durch einen NF-Schalter 714 zu Leitung E gleich ist, dann erscheint die Modulation einem Eingang eines abgeglichenen Demodulators 715. 45 von 250 Hz am Ausgang des Demodulators 715 als Der Ausgang des NF-Verstärkers 713 wird auch noch" eine 250-Hz-NF-Komponente. Zur selektiven Verdrei anderen Transistor-NF-Schaltkreisen zugeführt, Stärkung des 250-Hz-Signals wird der Ausgang des die sich ähnlich dem Schalter 714 in übereinstimmen- Demodulators 715 in einem selektiven Verstärker 725 den Führeinrichtungsoszillatorkreisen 720, 720', 720" verstärkt. Der Ausgang des Verstärkers wird einem' für die restlichen drei Strahlstellungen befinden. Der 50 kohärenten Phasendetektor 726 zugeführt, der einen Ausgang des Phasenschiebers 712 wird im NF-Ver- zweiten 250-Hz-Eingang vom Oszillator 724 erhält. stärker 716 verstärkt und dem anderen Eingang des Da die Phase der demodulierten 250-Hz-Komponente Demodulators 715 zugeführt. Der Ausgang des Ver- durch die S-Kurvencharakteristik der Führeinrichstärkers 716 ist auch mit den entsprechenden Demo- tungsschleife bestimmt wird, so kann eine Phasendulatoren in den Führeinrichtungen 720, 720', 720" 55 kohärenz zwischen dieser Komponente und dem verbunden, die den anderen Strahlstellungen ent- 250-Hz-Signal aus dem NF-Oszillator nur dann aufsprechen. Der Ausgang des Demodulators besteht in treten, wenn die Frequenz des spannungsgesteuerten einer Gleichspannung von entweder positiver oder Oszillators sehr nahe an dem Mittelwert des 500-kHznegativer Polarität, abhängig von der Summierung Eingangsspektrums der Führeinrichtung liegt. Irgendder Wirkungen der relativen Phasenlagen seiner zwei 60 welche am Phasendetektor 726 erscheinenden Stör-Eingangsspektra. Diese Spannung wird in einem komponenten auf oder in der Nähe von 250 Hz Integrator 717 integriert und die integrierte Spannung ergeben einen durchschnittlichen Ausgangswert von einem spannungsgesteuerten 500-kHz- Oszillator 718 Null, da ihre Phasen im Hinblick auf das Bezugssignal zugeführt. Die Frequenz des Oszillators 718 wird willkürlich (ungeordnet) sind. Der Ausgang des Phadem Kombinator 80 durch die Leitung 9 zusammen 65 sendetektors 726 wird in einem Gleichstromverstärker mit den Frequenzen der anderen Oszillatoren in den 727 verstärkt und einem Schalt-Schwenk-Gatter 728 Führungseinrichtungen 720, 720', 720" entsprechend zugeführt. Das Schwenkgatter 728 wird durch den den anderen Strahlstellungen zugeführt. Der Ausgang Schaltausgang des Koinzidenzkreises 704 in die Lage

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versetzt, das 400-Hz-Signal aus dem Kreis 722 dem Widerstand verwendet, während im zweiten Kanal NF-Eingang des Verstärkers 713 zuzuführen. Damit der Strom durch den Kondensator verwendet wird, wird jeder Führoszillator in den Führeinrichtungen Der durch den Transistor 743 gehende Strom teilt entsprechend dem Oszillator 718 aufeinanderfolgend sich zwischen dem Widerstand 745 und dem Kondenfür den Führvorgang geschaltet, wobei ein Frequenz- 5 sator 746 auf, wobei der eine gegenüber dem anderen Schwenksignal von 400 Hz so lange zugeführt wird, um 90° phasenverschoben ist. Der Strom im Widerbis der Ausgang des Phasendetektors 726 keine Gleich- stand 745 fließt zum Emitter eines Transistors 775, spannung an den Eingang des Schwenkgatters 728 dessen Basis geerdet ist und der als stromgespeiste' liefert. Wenn zwischen der Frequenz des Oszillators Vorrichtung kleiner Impedanz wirkt.
718 und dem durch die Leitung E zugeführten Mittel- _I0 Andererseits teilt sich der Strom durch den Tranwert des Spektrums eine Übereinstimmung auftritt, sistor744 zwischen dem Widerstand 748 und dem dann hindert der Ausgang des Gleichstromverstärkers Kondensator 747 auf, die jeweils gleiche Werte wie 727 das Schwenkgatter 728 daran, die Schwenk- der Widerstand 745 bzw. der Kondensator 746 haben, spannung von 400 Hz wegzunehmen. Die geschlos- In diesem Fall ist es der Strom durch den Kondensene Schleife um den Oszillator 718 führt danach das i₅ sator 747, der in den Transistor 775 mit geerdeter Signal auf der Leitung E so lange, wie ein Spektrum Basis eingespeist wird. Dessen Eingangsstrom ist vorhanden ist. Das entsprechende Schwenkgatter 728 deshalb bezüglich des Eingangsstromes des Tranin jeder Führeinrichtung beendet deshalb das Schwen- sistors 775 um 90° verschoben. Diese Signale werden ken in der Führeinrichtung, die führt, stellt jedoch durch im "wesentlichen gleiche Kanäle übertragen, das Schwenken ein jeder rühreinrichtung wieder her, ₂₀ wobei eine symmetrische Dämpfung der hohen Frein der das Signal aussetzt, da der entsprechende Ver- quenzen durch die Parallelkondensatoren 730 erreicht lust des 250-Hz-Signals im Phasendetektor 726 die wird und eine gute übertragung der niedrigen Fre-Anwendung des Schwenksignals durch das Gatter 728 quenzen durch direkte Kopplung unter Verwendung wiederherstellt. der Komplementärtypen der Transistoren in Tandem-

Ein UND-Kreis 729 empfängt eine Eingangsspan- ₂₅ schaltung erhalten wird.

nung vom Gleichstromverstärker 727 und von dem Die Phasenbeziehung von 90°, die von der Fre-

entsprechenden Verstärker in den Führeinrichtungen quenz wegen des ohmschen Stromflusses in dem 720, 720', 720". Der Ausgang des Kreises 729 ist mit Transistor 776, zusammen mit dem Abrollen der einem Fähnchenalarmkreis verbunden, um eine An- hohen Frequenzen, unabhängig ist, erzeugt eine zeige zu erhalten, wenn weniger als vier Eingänge vor- 30 S-Kurve mit der Kreuzungsstelle bei der Frequenz handen sind (d. h. immer dann, wenn alle Führein- des Oszillators 718. Diese S-Kurve hat immer ihre richtungen nicht führen) und liefert dabei für die Mitte bei der Frequenz des Oszillators 718, da die Leitung M ein 12-Volt-Signal vom Fähnchenalarm- durch die relativen Frequenzen auf der Leitung E und relais zur Einwirkung auf das Schwenkgatter 723. der Klemme 707 bestimmte Vor- oder Nacheilung Wenn alle Führeinrichtungen führen, hindert das 35 von 90° an den Eingängen zum Demodulator 715 Signal auf der Leitung M das Schwenkgatter 723 eine Phasenbeziehung von 0 oder 180° erzeugt, und" daran, das 400-Hz-Schwenksignal vom Verstärker716 zwar wegen der zusätzlichen Phasenverschiebung von wegzunehmen. 90° in den Kreisen 711 und 712. Demzufolge wird der

Der Synchrondetektor der Fig. 7 a und 7 b ist Ausgang des Phasendemodulators 715 positiv oder mit mehr Einzelheiten in den Fig. 7c und 7d dar- 40 negativ, was von den relativen Frequenzen der Leigestellt. Ein Eingangstransformator 731 erhält Signale tung E und der Klemme 707 abhängt. Dieser im von der Leitung E und führt die Signale zur Basis Integrator 717 integrierte Gleichstromausgang steuert des Transistors 732, der als Phasenteiler für die Zu- den Oszillator auf die Frequenz, bei der die Spektrumführung von symmetrierten Signalen zu einem Dioden- komponenten der Leitung E, die einen positiven Auspaar 733, 734 wirkt. Der Transformator 731 liefert 45 gang am Demodulator 715 erzeugen, gerade dengleiche Signale über einen Transistor 735 an ein jenigen die Waage halten, die einen negativen Auszweites Diodenpaar 736, 737. Von der Eingangs- gang erzeugen. Diese diskriminaterartige Charakteklemme 707 wird ein voreilendes Signal mittels eines ristik wird ohne Verwendung von irgendwelchen kapazitiven Netzwerkes 738 und eines Transistors 739 abgestimmten Kreisen erreicht und ist immer symder Verbindungsstelle der Dioden 736, 737 zugeführt. 50 metrisch. Daher wird der Ausgang des Kreises 715 Ein nacheilendes Signal wird der Verbindungsstelle dann Null, wenn die S-Kurve symmetrisch über dem" der Dioden 733, 734 mittels eines induktiven Strom- Energiespektrum des Dopplersignals gelegen ist. Die kreises 741 und eines Transistors 742 zugeführt. Die Frequenz des Oszillators 718 ist deshalb genau die Ausgänge der beiden eben beschriebenen Synchron- Mittelwertfrequenz des Dopplerspektrums,
detektorkreise werden durch Transistoren 743 bzw. 55 In der F i g. 7 c sind der Synchrondemodulator 715 744 verstärkt und erzeugen Ausgangssignale gleicher und der Integrator 717 in den Einzelheiten dargestellt." Amplitude, die der Frequenzdifferenz zwischen den Die geschalteten NF-Signale aus dem Verstärker 713 der Klemme 707 zugeführten Frequenzen und den werden der Primärseite 751 eines Transformators zu-Frequenzkomponenten der Spektra auf der Leitung E geführt, der eine Sekundärseite 752 hat, die einen entsprechen. Die Ausgangssignale der Transistoren 60 abgeglichenen (symmetrierten) Demodulator 715 haben jedoch wegen des um 45° voreilenden Phasen- speist, der Dioden 749, 750 in Brückenschaltung" winkeis des Stromkreises 738 und der um 45° nach- und eine zusätzliche Sekundärseite 753 enthält, die eilenden Phasenwinkelcharakteristik des Kreises 741 mit Dioden 754, 755 verbunden ist. Die Phasenlagen 90° Phasenverschiebung. Eine weitere Phasenver- der Sekundärseiten' sind einander entgegengesetzt Schiebung von 90° zwischen diesen beiden Signalen 65 gerichtet, wie in der Zeichnung angegeben ist. Der wird durch Verwendung gleicher ÄC-Stromteiler- Zusatz der Sekundärseite 753 und der Dioden 754, Netzwerke in jedem Kanal hervorgebracht. Es wird 755 macht den Stromkreis "zu einem Doppelwegjedoch in einem Kanal der Signalstrom durch den Phasendetektor, der beide Polaritäten des Eingangs

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verwendet und gegen eine Störung unempfindlich ist, das an der Kathode der Diode 765 erscheinende da diese symmetrisch zugeführt wird. Die entsprechen- Potential erreicht, beginnt diese Diode" zu leiten und den Mittelanzapfungen der Sekundärwicklungen 752 entlädt in einem sich wiederholenden Vorgang den und 753 sind mit einer Sekundärwicklung 756 ver- Speicherkondensator 763 über die Basis des Tranbunden; die von einer Primärwicklung 757 'erregt 5 sistors 762, über die Diode 765, über die Kollektorwird, an die der Verstärker 716 das ungeschaltete verbindung des Transistors 766 zu —12 Volt hin. NF-Signal liefert. Der Ausgang des Demodulators Der daraus resultierende Abfall in der Kollektorwird zwischen den Klemmen 758 und 759 ab- spannung des Transistors 762, der über einen Kongenommen, die durch einen Wider Standszweig ver- densator 760 mit dem Transistor 762 gekoppelt ist, bunden sind, der einen Symmetrie-Einstellabgriff 750 io läßt diesen Vorgang wiederholen. Ein 400-Hz-Signal hat, der mit der Mittelanzapfung der Sekundärwick- wird der Basis des Transistors 766 zugeführt, um den lung 756 verbunden ist. Dieser Ausgang speist einen Entladevorgang bei langsamen Schwenkbeträgen zu Integraforkreis, der Komplementärtransistoren 761, unterstützen.
762 enthält, die in bezug auf einen Integratorkondensator 763 zu einem Miller-Rückkopplungskreis ge- 15 Der Frequenzkombinator
schaltet sind. Der Integrator 717 besteht aus zwei

Komplementärtransistorkreisen 761 und 762. Bei einer Der Frequenzkombinator 80 ist in seinen Einzelgegebenen Gleichstrompolarität vom Demodulator heiten in F i g. 8 dargestellt. Die Eingangssignale des 715 leitet nur einer der Transistoren 761, 762. Wenn Kombinators 80 sind die monochromatischen Führbeispielsweise eine negative Polarität vom Demodula- 20 frequenzen von 500 kHz plus f_BL, f_BR, f_FL oder f_FR tor kommt, dann lädt der Transistor 761 den Speicher- die dem Mittelwert der Dopplerspektra des oberen kondensator 763. Der Transistor 762 hat eine Vor- Seitenbandsignals auf der Leitung E für die rückspannung und stellt eine hohe Impedanz vom Emitter seitig-linken bzw. rückseitig-rechten bzw. vorderdes Transistors 761 zur positiven Netzspannung dar. seitig-linken bzw. vorderseitig-rechten Strahlstellung Wenn die Spannung am Kondensator 763 ansteigt, 25 entsprechen. Diese Signale werden auf den Leitungen 9 folgt die Emitterspannung des Transistors 761 nach von der Frequenzführeinrichtung 70 geliefert und und fügt eine zunehmende Spannung der vom Demo- werden den Eingangstransistoren 801 bzw. 802 bzw. dulator 715 kommenden Spannung dazu. 803 bzw. 804 zugeführt. Von den Emittern der Tran-

Dadurch" wird ein zeitlich linearer Anstieg am sistoren 801 bis 804 werden die vier Strahlfrequenz-Kondensator 763 erzeugt. Während der AUS-Zeit 30 signale abgenommen und über die Leitungen K dem der Führeinrichtungsschleife kommt vom Demodula- Fähnchenalarmstromkreis 90 zugeführt,
tor 715 keine Information, und der Integrator hat Die Kollektoren der Transistoren 801 und 802

dann die Ladung am Kondensator festzuhalten. Die weisen abgestimmte Lastkreise 805 bzw. 806 auf, die »Bootstrap«-Rückkopplung (Rückkopplung in einer auf die Diagonalklemmen eines Ring-Vervielfacher-Schaltung mit mitlaufender Ladespannung) erhöht 35 kreises 807 wirken. Parallel zu einer Diagonalen des die Zeitkonstante des Kondensators und des Wider- Ringes 807 befindet sich ein abgestimmter Kreis 808, Standes R17, wenn sich die am Kondensator 763 der einen Mittelpunkt 809 im kapazitiven und einen anliegende Spannung zu ändern sucht. Dies erzeugt Mittelabgriff 811 im induktiven Zweig aufweist. Am eine entgegengesetzte Wirkung und verhindert ein Abgriff 809 erscheint die Summe der den Transistoren Entladen des Kondensators. Die Spannung am Kon- 4° 801 und 802 zugeführten Frequenzen. Dieses Signal, densator 763 wird Kapazitätsvariationsdioden764 zu- eine Frequenz von 1 MHz plus f_FR plus f_FL, wird in geleitet, die entsprechend der angelegten Spannung einem Transistor 812 verstärkt. Von dem Signal im ihre Kapazität ändern und dadurch in der Lage sind, Kollektorkreis des Transistors 812 wird die Amplitudie Schwingfrequenz des Oszillators 718 entsprechend denmodulation durch eine parallelgeschaltete Zenerder am Kondensator 763 anliegenden Spannung zu 45 diode 813 mit Kondensator 814 entfernt und dieses steuern. dem Eingang eines Transistors 815 zugeführt. Die

Während des Schwenkvorgangs, wenn der Oszilla- Zenerdiode hat einen Zenerfrequehzgang (Zenertor 718 eine in der Nähe von 520 kHz liegende ansprechcharakteristik) von etwa 2,5 MHz. Dieser Frequenz erreicht hat, ist es erwünscht, daß der Kreis unterdrückt die Seitenbandenergie in der Welle, Integrationskondensator 763 entladen wird und der 50 um die von Störungen in den vorhergehenden Kreisen Kreislauf des Suchvorganges bei einer Frequenz von herrührende Modulation zu beseitigen. Die Seiten-500 kHz beginnt. Zu diesem Zweck ist ein Entlade- bänder, die auf dieser Modulation beruhen, werden kreis, der eine Diode 765 enthält, so geschaltet, daß deshalb in einer Weise unterdrückt, daß die Modulaer durch die Verbindung zum Emitter eines Transis- tion in den nachfolgenden Stufen nicht wiederkehrt, tors 766 eine Gegenvorspannung, erhält. Der Tran- 55 Die Transistoren 803, 804 arbeiten auf Kollektorsistor 766 ist normalerweise auf EIN gesteuert mit abstimmkreise 816, 817, die symmetrische Signale positivem Potential an seiner Basis. Da dieser Tran- liefern, die parallel zu den Diagonalen eines Ringsistor sich im EIN-Zustand befindet, so ist die Span- kreises 818 angeschlossen werden, um die Summen nung am Emitter ungefähr gleich dem Potential an der Frequenzen in einer Weise zu bilden, wie es in der Basis. Die Diode 765 hat deshalb ein positives 60 Zusammenhang mit dem Ringvervielfacher 807 bePotential an ihrer Basis, und über den normalen Fre- schrieben wurde. Die Summenfrequenz aus dem quenzbereich ändert sich die Spannung an dem Ringkreis 818 wird von einem Mittelabgriff 819 im Kondensator von Null entsprechend etwa 500 kHz kapazitiven Zweig eines abgestimmten Kreises 821 auf +4VoIt bei 52OkHz. Die Spannung an den abgenommen. Die Summenfrequenz von 1 MHz plus Emitterelektroden der Transistoren 761, 762 hat an- 65 f_FL pi_us f_BR wird in einem Transistor 822 verstärkt, nähernd das gleiche Potential, was bedeutet, daß die wobei die Amplitudenmodulation durch einen Kreis Diode 765 normalerweise zwischen 500 und 520 kHz mit einer Zenerdiode 823 entfernt wird. Dieses abschaltet/Sobald die Spannung am Kondensator 763 Signal wird der Basis eines Transistors 824 zugeführt.

29 30

Die Transistoren 815 und 824 speisen abgestimmte gefährlich werden, da sie /_v bis zu einem gewissen Kollektor-Lastkreise U25 bzw. 826, die parallel zu Maß gleichen und es ohne Vorkehrungen verdecken den Diagonalen eines Diodenringvervielfachers ge- können. Der schlimmste Zustand in bezug auf dieses schaltet sind. Die Summenfrequenz von 2 MHz Störsignal besteht darin, wenn das /,,-Signal sehr nahe plus f_FR plus f_FL plus f_BR plus f_BL wird von einem 5 an der Frequenz Null liegt. In diesem Fall hat die Punkt 828 eines abgestimmten Kreises 829 abge- Störkomponente eine höhere Frequenz und kann nommen, der parallel zum Ring 827 geschaltet ist. Anlaß zu falschen Zählungen im /!,-Eingangskreis Die Differenzfrequenz von f_FR plus f_BL minus f_FL geben, der sich im Rechengerät befindet. Das Geminus/_BR wird von einem Anschluß 831 im induktiven rausch (die Störung) im ' /,,-Ausgang wird bis zu Zweig eines abgestimmten Kreises 829 abgeleitet, io einem Punkt unterdrückt, bei dem es der speisende Das Signal vom Anschluß 828 wird in einem Tran- Hystereseschalter durch die Verwendung des aus sistor 832 verstärkt. Dem Emitter des Transistors 832 einem Widerstand und zwei Kondensatoren bewird ein Signal von 2 MHz zugeführt, das ein Frequenz- stehenden Rückkopplungsnetzwerkes 845 unbeachtet vervielfacherkreis 833 liefert, der die Frequenz von läßt. Der Zweck dieses Netzwerkes besteht darin, 500 kHz aus dem 500-kHz-Oszillator 606 vervier- 15 die höchstmögliche Verstärkung zu erzielen, die der facht. Dieses 500-kHz-Signal wird dem Kombi- Transistor hervorbringen kann. In anderen Worten, nator80 vom Empfänger 60 über die Leitung L zu- das Netzwerk verleiht ihm die Wirkung eines Schalters geführt. Der Transistor 832 mischt die seiner Basis immer dann, wenn die NF-Komponente an der und seinem Emitter zugeführten Signale und koppelt Basis von 837 eine sehr niedrige Frequenz im Bereich diese an einen Dioden-Spitzenwertdetektorkreis 834, 20 von 0 bis 10 Hz ist. Das Netzwerk ist so entder die aus dem Mischvorgang im Transistor 832 worfen, daß die Signale mit höherer Frequenz durch resultierende Einhüllende der Schwebungsfrequenz den negativen Rückkopplungskreis unterdrückt werfeststellt. Die verbleibenden NF-Komponenten werden den, der kapazitiv gekoppelt ist, so daß sich bei einem als Emitterfolger geschalteten Transistor 835 Gleichstrom keine Rückkopplung ergibt. Der Rückzugeführt. Der gefilterte Ausgang des Emitterfolgers 25 kopplungskreis 845 ist für eine Ansprechcharakte-835 erscheint an der Klemme 836 als die Frequenz- ristik gebaut, die dem Transistor bei oder in der komponente J_x, die gleich f_FR plus f_BL plus f_FL plus Nähe von Gleichstrom die höchste Verstärkung f_BR ist. verleiht, diese dann bis auf einen ebenen Pegel über

Das Differenzsignal an der Klemme 831 erscheint, dem Bereich, den man für J_y erwartet, stufenweise

nachdem es gefiltert wurde, an der Klemme 838 als 30 vermindert und danach diese mit 3 db je Oktave in

Frequenz/,,, die gleich f_FR plus f_BL minus f_FL minus einer solchen Weise vermindert, daß eine Komponente

f_BR ist. von 2 MHz, die im Signal vorhanden ist, daran ge-

Die am Anschluß 811 auftretende Differenzfre- hindert wird, die Basis des Transistors 837 zu erquenz/_FK minus f_BL wird einem Transistor 839 zu- reichen. Die Arbeitsweise der beiden Transistoren 839 geführt und erscheint an der Ausgangsklemme 841 35 und 837 beeinflußt den Pegel der Mittelabzweigung als eine Rechteckwelle der Frequenz f_z. Die Vertikal- der Tankkreise 805 und 808, da sie von der Sättigung frequenzkomponente ist von Informationen abgeleitet, auf den abgeschalteten Zustand schalten, wobei sich die von nur zwei Strahlen erhalten wurden, da keine ergibt, daß die Tankkreise an Stelle von einem konhohe Genauigkeit für diese Frequenzkomponente stanten Gleichstrompotential von einem Potential erforderlich ist. 40 gespeist werden, das einer Rechteckwelle gleicht.

Beide Stromkreise der Transistoren 839 und 837 Auf den Transistor 839 wird als typisches Beispiel sind im wesentlichen in gleicher Weise geschaltet. Bezug genommen. Er wirkt als ein Schalter, der Ihre Wirkungsweise geht aus der folgenden Beschrei- »schwimmt«; d.h., er folgt dem Gleichstrompegel, bung hervor. Der Transistor 839 ist ein npn-Tran- aufdem die Brücke arbeitet, aber er spricht auf Gleichsistor, dessen Emitter mit dem gleichen Spannungs- 45 strom an, was bedeutet, daß der Schaltpunkt des pegel wie die Mittelanzapfung der Transformatoren Transitors 839 nicht beeinflußt wird, auch wenn sich 805 und 806 verbunden ist. Da die Basis mit dem Ring der Arbeitspunkt der Transitortreiberkreise für den verbunden ist, liegt sie auf gleichem Potential, wenn Ring 807 ändert, da die NF-Komponente atomatisch kein Signal vorhanden ist. Demzufolge befindet sich dem Gleichstrompegel des Emitters aufgedrückt wird, der Transistor 839 im abgeschalteten Zustand. Wenn 5° Demzufolge stellt der Transistor 839 einen den Nulldie vom Ring erzeugte und am Abgriff 811 abgenom- wert kreuzenden Schalter dar. Er hat als Ausgangsmene NF-Komponente der Basis des Transistors 839 signal eine Rechteckwelle und keine asymmetrische zugeführt wird, so schaltet diese entweder den Tran- Rechteckwelle. Die Folge aus diesem Verhalten sistor auf EIN oder schaltet ihn noch mehr auf AUS, besteht darin, daß die aus dem Transistor 839 korn-' als er es im Zustand der Vorspannung Null war. Da 55 mende Rechteckwelle immer symmetrisch ist, ohne das Signal an der Basis von 839 viel sauberer (klarer) Rücksicht darauf, auf welchem Pegel der Transistor als das Signal an der Basis 837 ist, sind keine Vor- arbeitet.

kehrungen getroffen, den Störgeräuschausgang am Die der Basis des Transistors 824 .zugeführte Fre-

Kollektor von 839 zu vermindern, von dem das quenzkomponehte ist vom Emitter des Transistors

Signal f_z stammt. 60 824 her mit dem Basiseingang des Transistors 842

Wegen der Schaltwirkung von 839 tritt das Signal/. verbunden, und eine vom Multiplikatorkreis 833 er-

normalerweise als Rechteckwelle auf. Im Transistor haltene Frequenzkomponente von 1 MHz wird dem

837 ist das der Basis zugeführte Signal wegen der Emitter des Transistors 842 zugeführt, wo diese Fre-

Störkomponenten aus allen Ringen, die auf das quenzen gemischt werden. Die gemischten Frequen-

Signal eingewirkt haben, etwas mit Störungen be- 65 zen werden einem Spitzendetektorkreis 843 zugeführt,

haftet. Diese Störung hat die Form von wirklichen der die Einhüllende der Schwebung gewinnt und die

NF-Störungen, die sich auf das Dopplersignal selbst Summenfrequenz f_FL plus f_BR verstärkt, die an der

beziehen. Sie können demzufolge im /,,-Kreis sehr Klemme 844 als f_L erscheint.

31 32

Der Fähnchenalarmkreis zum Relais parallelgeschaltete Diode 919 ist normaler

weise nichtleitend und leitet nur dann, wenn der

Der in seinen Einzelheiten in F i g. 9 dargestellte Transistor 918 die Relaisspule ausschaltet. In diesem Fähnchenalarmkreis 90 enthält einen ersten Ring- Fall unterdrückt die Diode 919 die kurzzeitig aufmodulator 901, dem zwei Eingangsfrequenzen mit 5 tretende hohe Spannung, die den Transistor 918 500 kHz plus f_FR und 500 kHz plus f_BR zugeführt zerstören könnte. Mit dem Kollektor des Transistors werden. Der Ring 901 gibt die Summe dieser Fre- 918 ist auch noch eine 50-Volt-Zenerdiode 920 verquenzen am Ausgang 902 ab. Ein anderer Ringmodu- bunden. Diese Zenerdiode 920 hat die Aufgabe, zu lator 903 erhält zwei Eingangsfrequenzen 500 kHz verhindern, daß eine höhere Spannung als 50 Volt plus f_FL und 500 kHz plus f_BL und liefert am Ausgang 10 am Transistor 918 auftritt, da das Netz des Flugzeuges die Summe dieser Frequenzen. Die an den Aus- wesentlich höhere Spannungen erreichen kann. Für gangen 902 und 904 erscheinenden Freqμenzen wer- den Fall, daß die Zenerdiode 920 leitet, wird mittels den in einem Widerstandsmischer 901 zusammen- der Reihenimpedanz der Spule 912, die den Strom gesetzt und einem dem Diodenkreis 834 ähnlichen führt, das Potential auf 50 Volt gehalten. Schwebungsdetektor 905 zugeleitet, der als Ausgang 15 Es wird nun wieder auf den Transistor 916 Bezug 906 die Differenz zwischen den von den Ausgängen 902 genommen, der als Sicherheitsmaßnahme in den und 904 hergeleiteten Frequenzen erzeugt. Die am Stromkreis eingebaut ist, um die fälschliche Anzeige Ausgang 906 erscheinende Kombination von Fre- eines richtigen Betriebs zu verhindern, d. h., daß das quenzen, nämlich f_FR plus f_BR minus f_FL minus f_BL Relais 915 umschaltet, wenn ein Ausfall der Spannung ist bei normalem Betrieb des Systems immer sehr 20 von 12VoIt eintritt. Der Emitter des Transistors 916 nahe gleich Null. Wenn irgendein Glied in dieser ist mit +12 Volt verbunden und seine Basis über Frequenzkombination unrichtig sein sollte, so ist es einen Widerstand 927 an +12 Volt und mittels eines augenscheinlich, daß die Summe nicht mehr Null anderen Widerstands 923 an eine Zenerdiode 921 bleibt. Dieses Kennzeichen wird zur Alarmmeldung angeschlossen. Diese Zenerdiode hat einen Zenerpegel verwendet. Zu diesem Zweck wird das Signal vom 25 von 12 Volt und ist mit der anderen Klemme an Ausgang 906 über einen Hystereseschalter (Verzöge- —12 Volt angeschlossen. Der Zweck der Zenerdiode rungsschalter) 907, einen monostabilen Multivibrator 921 bei der Steuerung des Transistors 916 besteht 908, einen Integrator 909 und geeignete Verstärker- darin, solange die Spannung von —12 Volt vorhankreise 911 geleitet, um das Fähnchenalarmrelais 912 den ist, der Basis des Transistors 916 einen zur zu steuern. 30 Sättigung ausreichenden Strom zuzuführen. Wenn

Der Ausgang des Kreises 908 wird in einen Inte- die Spannung von — 12VoIt nicht vorhanden ist, grator 909 eingespeist, der aus einem Kondensator genügt der Abfall an der Zenerdiode 921 nicht, besteht, der über die ganze Ein- und Auszeit des irgendeine Leitfähigkeit hervorzurufen. Der Wider-Multivibrators 908 integriert und einen Emitterfolger stand 927, der zwischen der Basis des Transistors 916 speist, der mit dem NOR-Eingang des Transistors 914 35 und dessen Emitter eingeschaltet ist, dient dazu, verbunden ist. Immer dann, wenn die im Integrator 909 den Transistor 916 abzuschalten und die positive gespeicherte Spannung einen genügend hohen Pegel Spannung zu dem Treibertransistor 918 zu untererreicht hat, schaltet der Transistor 914. Es ist vom brechen. Die Diode 922 ist mit der Dode 921 verTransistor 915 zur Basis des Transistors 914 eine bunden dargestellt und ist lediglich eine Sicherungs-Rückkopplung' vorhanden, so daß kein unscharfer 4° diode, um sicherzustellen, daß bei Ausfall der Klasse-A-Bereich für den Transistor 914 eintritt. Unter —12-Volt-Versorgung im offenen Zustand kein Potenden Bedingungen, daß sich der Integrator 909 lang- tial zugeführt wird, so daß der Transistor 916 einsam ändert, führt die Rückkopplung von Transistor geschaltet wird. Die Diode 922 dient dann als Erd- 915 einen gewissen Hystereseschalteffekt in die Wir- klemme für die —12-Volt-Leitung an der Verbindungskungsweise des Transistors 914 ein. Der als Schalter 45 stelle der Zenerdiode.

wirkende Transistor 914 kann dann den Transistor Das Alarmrelais 912 ist normalerweise bei richtigem

915 als Schalter betreiben. Der Transistor 915 erhält Arbeiten des Systems erregt. Bei Erregung des Relais seine Einspeisung zum Kollektor über einen Wider- 912 wird für die früher angegebenen Zwecke eine · stand 925 von dem Transistor 916, der als Schutz- positive Spannung von 12 Volt der Leitung M zukreis für den Fall wirkt, daß die negative Spannungs- 50 geführt. Bei dem Fehler, daß die Frequenz am Ausquelle von 12 Volt ausfällt und so der positiven gang des Mischers 905 im wesentlichen Null ist, 12-Volt-Spannung ein Weiterbestehen ermöglicht. erzeugt der Signalausgang auf der Leitung 906 am Der Transistor 915 speist einen Basis-Ableitungs- Ausgang des Verstärkers 911 ein Signal zur Entregung transistor 917, der dazu dient, entweder die Basis des Relais 912. Der Ausgang des UND-Kreises 729 des Transistors 918 zu erden oder die Basis des 55 auf der Leitung 913 erzeugt ebenfalls ein Signal zur Transistors 918 mit plus 12 Volt zu verbinden. Der Entregung des Relais 912 und zeigt an, daß das Transistor 917 kann als übersteuerter Emitterfolger System nicht alle vier Strahlen führt, betrachtet werden, der entweder vollständig aus- oder Der Fähnchenalarmkreis der F i g. 9 arbeitet nor-

eingeschaltet ist. Wenn der Transistor in EIN-Stel- " maierweise in bezug auf einen Nennschwellwert, um lung ist, erdet er die Basis des Transistors 918. Der 60 eine leichte Abweichung der Ausgangsfrequenz des Emitter des Transistors 918 wird von einer Silizium- Mischers 905 zuzulassen, bevor ein Alarm angezeigt Leistungsdiode 926 gespeist, die eine Anlaufsspan- wird. Dies wird durch die Integrations-Zeitkonstante nung von etwa ⁶/io Volt aufweist, so daß die Erdung des Treibers 909 erreicht. Um zahlreiche Alarmder Basis des Transistors 918 im wesentlichen eine meidungen zu verhindern, die beim Flug des Flug-Gegenvorspannung von V2 Volt an den Transistor ⁶5 zeuges über einen Einzelpunktquellenreflektor herlegt und damit sicherstellt, daß er vollständig ab- vorgerufen werden können, kann eine abgeänderte schaltet. Der Transistor 918 dient als Treiberstufe Ausführung vorgesehen werden. Ein Punktquellenfür das an +12 Volt angeschlossene Relais 912. Die reflektor neigt dazu, im Dopplerspektrum ein starkes

Signal mit einer bestimmten einzelnen Frequenz zu erzeugen, das von der Spektrums-Mittelwertfrequenz verschieden sein kann, für dessen Führung das System bestimmt ist. Demgemäß kann das Auftreten eines starken Signals von einem Punktquellenreflektor Alarmsignale und eine Verfolgung der von dem Punktreflektor hervorgerufenen Frequenz hervorrufen. Um dies zu vermeiden, wird eine stufenweise Verminderung der Empfindlichkeit der Servokreise (Hilfskreise) in den Grundgeschwindigkeits- und Triftwinkel-Recheneinrichtungen angewendet. Im einzelnen gesehen, erzeugt eine von der Leitung 931 abgeleitete Spannung ein Signal veränderlicher Amplitude, das der Ausgangsfrequenz am Mischer 905 entspricht. Wenn die Ausgangsfrequenz am Mischer" 905 zunimmt, so steigt auch die Höhe des Spannungspegels auf der Leitung 931 an, der zur Verminderung der Verstärkung des Servoverstärkers 1087 im Grundgeschwindigkeitssystem und des Servoverstärkers 1114 im Triftwinkelsystem verwendet werden kann. Durch diesen Einfluß kann die Auswirkung des starken Signals so lange in Kauf genommen werden, ohne daß ein Alarm ausgelöst wird, bis die Störung am Mischer 905 eine Ausgangsfrequenz in Höhe von 500 Hz erzeugt. An diesem Punkt kann der Schwellwert zur Alarmauslösung liegen.

Dieser Schwellwert kann durch verschiedene Mittel festgelegt werden. Wenn beispielsweise die Impulsbreite aus der monostabilen Einrichtung 908 verändert wurde und die ÄC-Zeitkonstante des Integrators konstant bleibt, dann erfordern schmale Impulsbreiten eine höhere Folgefrequenz zur Erzeugung der Schwellwertspannung im Integrator 909 als breitere Impulsbreiten. Bei konstanter Impulsbreite können ähnliche Veränderungen dadurch erreicht werden, daß die Entlade-Zeitkonstante des Integrators 909 verändert wird. Die Wirkungsweise des Systems mit dieser stufenweisen Verminderung der Verstärkung der Servoverstärker, wie sie vorstehend beschrieben wurde, gestattet leichte Abweichungen vorübergehenden Charakters, ohne daß das Schwenken in den Frequenzführkreisen wiederhergestellt und fehlerhaftes Führen von starken Signalen von Punktreflektoren auftritt. Bei einer genügenden Frequenzabweichung, die einen Fehler am Ausgang des Mischers 905 anzeigt, kehrt jedoch das System zur Arbeitsweise des Schwenkens zurück, um Signale zu gewinnen, und die Ausgänge der Grundgeschwindigkeits- und Triftwinkel-Rechengeräte werden auf die zuletzt erhaltenen guten Datenwerte festgelegt.

Grundgeschwindigkeits-Rechengerät

Das Rechengerät 100 führt Rechnungen aus, die die Grundgeschwindigkeit und den Triftwinkel des Flugzeuges betreffen, wobei es auf die Frequenzkomponenten f_x, f_y und i anspricht, die dem

Eingang des Rechengerätes zugeführt werden. Die Grundgeschwindigkeit wird als eine Frequenz berechnet, die durch den Digital-Rechner zahlenmäßig auf die Grundgeschwindigkeit in Knoten bezogen ist, dessen Aufbau die F i g. 10 zeigt. Die Komponente 4r wird durch einen Hystereseschalter (Nachwirkungsschalter) 1001, die Frequenzkomponente f_y wird durch einen Hystereseschalter 1002 und die Komponente J_x wird durch einen Hystereseschalter 1003 zugeführt. Der Ausgang des Schalters 1003 geht durch einen dreistufigen Zähler 1004, um die Frequenz J_x durch den Faktor 8 zu teilen, damit die Höhen der von den Digital-Rechnerkreisen verarbeiteten Frequenzkomponenten in derselben allgemeinen Größenordnung liegen. Die in den Hystereseschaltern behandelten Signale werden einzelnen Gattern 1005, 1006 und 1007 zugeführt, damit sie diese in geeigneter Weise aufeinanderfolgend dem Eingang des Rechenkreises zuführen. Die Gatter 1005, 1006 und 1007 stehen unter der Kontrolle einer Programmeinrichtung 1008. Die durch Gatter 1005, 1006 und 1007 gesteuerten Signale 1005, 1006 und 1007 werden einem ODER-Kreis 1009 zugeführt, dessen Ausgang einer Vielzahl von in Kaskade geschalteten Verzögerungsvorrichtungen 1010 zugeführt wird. Der Ausgang des ODER-Kreises wird umgekehrt und einem neunstufigen /!-Register 1011 zugeführt, wobei der EIN-Ausgang von jeder dieser Stufen einer Vielzahl von Gattern 1012 entsprechend zugeführt wird. Die Ausgänge der Gatter 1012 werden den entsprechend aufeinanderfolgenden Stufen eines Registers 1013 so zugeführt, daß sie die ersten neun Stufen des Registers 1013 für jeden EIN-Ausgang der neun Stufen des Registers 1011 ergänzen. Das Register ist ein 18stufiger Zähler, dessen Ausgang über die Leitung 1014 einem Irrtumsgatterkreis 1015 zugeführt wird. Der Irrtumsgatterkreis 1015 speist einen Integratorkreis 1016, der die Frequenz eines Grundgeschwindigkeitsoszillators 1017 ändert, dessen Ausgang durch einen Frequenzverdoppler 1018 und einen Meeres-Korrektionskreis 1019 geht. Die abgeänderte Grundgeschwindigkeitsfrequenz aus dem Meeres-Korrektionskreis 1019 wird als Eingangssignal auf einen 11 stufigen Uhrzähler 1021 gegeben. Der Uhrzähler erzeugt auf der Leitung 1022 ein Ausgangssignal, das die Programmeinrichtung 1008 steuert. Die Programmeinrichtung 1008 ist ein 2stufiger Zähler, der aufeinanderfolgende Tastwellenformen für die Gatter 1005, 1006 und 1007 erzeugt, die Zählintervalle oder Phasen Φ_ζ, Φ_ν, Φ_χ und 0_W festlegen. Das Gatter 1007 ist ebenfalls während des Intervalls Φ_κ eingeschaltet. Ein Ausgang der Programmeinrichtung 1008 wird über die Leitungen 1023, 1024, 1025 dem Zähler 1021 zugeführt, um diesen gemäß der Ergänzung der den entsprechenden Gattern 1005, 1006 und 1007 zugeführten Tastlänge voreinzustellen. Die Gattersteuerwellen Φ_χ, Φ_ν, Φ_ζ von der Programmeinrichtung 1008 werden einem ODER-Kreis 1026 zugeführt, dessen Ausgang den Rückstellimpuls für das Register 1011 liefert. Der Ausgang auf der Φ,,-Tastleitung der Programmeinrichtung 1008 wird als Rückstellimpuls für das B-Register 1013 zugeführt.
Die Arbeitsweise des Stromkreises der Fig. 10 kann wie folgt kurz zusammengefaßt werden. Die Grundgeschwindigkeitskomponenten des Flugzeuges

stellen die Frequenzen ψ, f_y, Jj- dar, die dem Register 1011 durch die Wirkungsweise der Gatter 1005, 1006 und 1007 aufeinanderfolgend zugeführt werden; Bei jedem Rechenzyklus werden die Frequenzen ^,

f_y, 4f- für eine Zeitdauer, die durch das zugelassene

Intervall des entsprechenden Gatters bestimmt ist, in das Register 1011 eingelassen. Das Register 1011 sammelt die Zählungen, die den Eingangsfrequenzen und Intervallen, in denen diese zugeführt werden, ent-

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sprechen. Bei jeder Zählung, die dem Register 1011 gegeben, kann dies mittels einzelner Verzögerungs-

zugeführt wird, wird die vorhandene Zahl in das Register 1013 übertragen. Demgemäß sammelt das

Register den Betrag
Register den Betrag

wobei m die gesamte wobei m die gesamte

Zählung im Register 1011 ist.

Da das Register 1011 zu Beginn jeder z-, y- und x-Phase zurückgestellt wird und das Register 1013 nur zu Beginn der z-Phase zurückgestellt wird, so ist

einrichtungen 1010 und Gatter 1012 dadurch erfolgen, daß die ersten neun Stufen des Registers 1013 bei J^{edem EIN}-^AusS^ang ^{der neun Stufen des} Registers _{1(m am Ende} j_{eder Zählung ergänzt werden}_ _Die in Fig. 10 gezeigte Anordnung sorgt für eine vorbestimmte Verzögerung, die durch die Vorrichtungen 1010 für jede Stufe des Registers 1011 erzeugt wird, damit dann, wenn eine EINS im Register 1011 zur

nur zu Beginn der z-Phase zurückgestellt wird, so ist damit dann, wenn eine EINS im Register 1011 zur der Betrag im Register 1013 am Ende der x-Phase io Ergänzung der entsprechenden Stufe im Register 1013

di S d _t, ^Zähl fu S^AiASt

die S„n,_me der _ge_tre„„,e„

-Zählungen fur

rühren kann, seine Stelle einnehmen kann, bevor die nächstnachfolgende Stufe im Register 1011 ein ver- 15 Signal über ihren entsprechenden Gatterkreis 1012 der nachfolgenden Stufe im Register 1013 zuführt. Diese Anordnung bringt eine größere Verzögerung hervor, als es für den Rechenvorgang notwendig ist, da bei jenen Stufen des Registers 1011, die keinen

g), g p

des .B-Registers 1013 erfolgt und demzufolge keine Zeitverzögerung erforderlich ist, um das überführen des Übertrags in das ß-Register zu gestatten. In F i g. 10 b wird ein verbesserter Uberführungs-

^kreis &^ζύ&> ^{der an Stelle der} Verzögerungsein_{richtungen 1010 und der Gatter 1012 eine} Vielzahl von monostabilen Multivibratoren 1070 enthält. In Fig. 10 b ist zur Beschreibung der Arbeitsweise dieser

Φ_ζ, Φ_γ, Φ_χ. Der Ausgang des Registers 1013 wird mit der Gattersteuerwelle aus der Programmierernrichtung 1008 durch das Irrtumsgatter 1015
glichen. "

Der Grundgeschwindigkeitsoszillator 1017 ist gesteuert, um dem Zähler 1021 eine einstellbare Frequenz
zuzuführen. Da die Programmeinrichtung 1008 vom
Zähler 1021 gesteuert ist, hängt die zugelassene Länge 20 EIN-Ausgang aufweisen (d. h., die Stufe ist auf Null (mögliche Dauer) der Gatter 1005,1006 und 1007 von gestellt), keine Änderung in der entsprechenden Stufe der Frequenz des Grundgeschwindigkeitsoszillators
1017 ab. Die für das Vollwerden des Registers 1013
erforderliche Zeit ist abhängig von der zugelassenen
Länge der Gatter 1005, 1006, 1007 und den Fre- 25

auen7en ^f* f und ί Damit füllt sich das Register quenzen _γ J_y und ₂ . Damit lullt sich das Register 1013 nur dann in der Zeit, in der die Programmein-

richtung die Φ_ζ-, Φ_γ- und Φ,,-Τεΐΐε ihres Zyklus voll- g g endet, wenn der Grundgeschwindigkeitsoszillator 1017 30 abgeänderten Ausführungsform die erste Stufe der eine Frequenz liefert, die der Grundgeschwindigkeit Einrichtung 1070 mit den Verbindungen zu den des Flugzeuges entspricht. Das Irrtumsgatter wirkt Logik-Schaltbildern der ersten Stufe der Register dahingehend, das es die Frequenz des Oszillators 1017 1011, 1013 schematisch dargestellt. Die Einrichtung auf diesen Wert nachsteuert, und diese Frequenz 1070 enthält einen Eingangs-ORN-Kreis 1071, dessen kann der Leitung 1028 als genaues Maß für die Grund- 35 Ausgang mit dem Eingang eines zweiten ORN-geschwindigkeit entnommen werden, ohne daß Irr- Kreises 1072 verbunden ist, dessen Ausgangssignal turner wie bei Analoganlagen auftreten. über die Leitung 1073 dem Eingang der Flip-Flop-Die ins einzelne gehende Arbeitsweise des Grund- Stufe zugeführt wird, die der Stufe im Register 1013 geschwindigkeits-Rechengerätes der F i g. 10 kann entspricht. Der ORN-Kreis 1072 weist eine Vorunter Bezug auf die Logik-Schaltbilder der Fig. 10a 4° spannung von —12 Volt an der Klemme 1074 auf mit dem Rechengeräteingang und der Programm- und ist über die Leitung 1075 mit dem Ausgang der einrichtung, der Fig. 10b mit dem Uhrwerkszähler EIN-Seite der entsprechenden Flip-Flop-Stufe im und dem Grundgeschwindigkeitszähler, der F i g. 10 c Register 1011 verbunden.

mit dem Grundgeschwindigkeitsoszillator, der Die Arbeitsweise der Einrichtung 1070 kann wie Fig. 1Od mit dem Zähler-Phasen-Diagramm und 45 folgt erklärt werden. Der Transistor 1072 ist normalerder Fig. 1Oe mit den zeitabhängigen Wellenformen weise leitend, während der Transistor 1071 normalererläutert werden. Wie die F i g. 10 a zeigt, wird die weise nichtleitend ist. Beim Auftreten eines negativen

Frequenzkomponente £ einem Hystereseschalter Eingangssignal^ vom ODER-Kreis 1009 leitet der ^{4 F} 2 ■ ^J Transistor 1071, bringt semen Kollektor auf Erd-

1001, die Frequenzkomponente f_y einem Hysterese- 50 potential und führt dem Eingang des Transistors 1072 schalter 1002 und die Frequenzkomponente J_x einem ein positives Signal zu. Der normalerweise leitende Hystereseschalter 1003 zugeführt. Der Ausgang des Transistor 1072 wird durch das vom Transistor 1071 Schalters 1003 wird einem 3stufigen Zähler 1004 zu- zugeführte Signal nur dann abgeschaltet, wenn auf geführt, wobei ein monostabiler Multivibrator der Leitung 1075 ein Erdpotential entsprechend einem 1000 Impulse von 80 Mikrosekunden im Takt von 55 EIN-Ausgang von der verbundenen Stufe des Re-

i abgibt. Der Ausgang i _wird dem Gatter 1007,

der Ausgang f_y wird dem Gatter 1006 und der Aus-

f- a /- «. inns ft, +
gang i dem Gatter 1005 zugeführt.

gisters 1011 vorhanden ist. Wenn die mit der Leitung ^_{75 verbundene Stufe im Register lou auf NTJL}£ gestellt ist, so daß die Leitung 1075 negativ ist, dann macht dieses negative Potential in Kombination mit _{dem yon der} ^*^ ^_{74 gelieferten Potential den} Transistor 1072 dazu, unfähig, von dem positiven Signal, das vom Transistor 1071 zugeführt wird, abgeschaltet zu werden. Demgemäß wird für eine NULL-Einstellung in der Stufe des Registers 1011 d

Die Zählung der einzelnen Eingangsfrequenzen durch die Register 1013 und 1011 verläuft so, daß im Register 1011 eine Zählung gespeichert wird, die

der Anzahl der dem Eingang des Registers zugeführten g g

Perioden entspricht, während im Register 1013 das ⁶5 der Ausgang des Transistors 1071, wenn er über die Quadrat der Zählung im Register. 1011, vermehrt Leitung 1076 der nächstfolgenden Einrichtung 1070 um die Zählung im Register 1011 und multipliziert zugeführt wird, nur ein umgekehrtes Duplikat des mit" ¹I₂, gespeichert wird. Wie in der F i g. 10 an- Eingangssignals und von kurzer Dauer sein. Es tritt

deshalb kein Ausgangssignal zum Register 1013 auf der Linie 1073 bei diesem Zustand auf, da der Transistor 1072 leitend bleibt. Wenn die Stufe im Register 1011 auf einen EIN-Ausgang gestellt ist, so daß die Leitung 1075 sich auf Erdpotential befindet, so ist dann das vom Transistor 1071 dem Eingang des Transistors 1072 zugeführte positive Signal ausreichend, um den Transistor 1072 abzuschalten, was in der Einrichtung eine Rückkopplungswirkung auf die Leitung 1077 bewirkt, die regenerativ eine übliche monostabile Wirkung erzeugt, wobei in einer vorbestimmten Zeitdauer, die durch die Zeitkonstante des Kreises bestimmt ist, der Transistor 1071 leitend und der Transistor 1072 abgeschaltet gehalten wird. Diese Zeit stellt die in das System eingeführte Zeitverzögerung dar, da die Begrenzung der Periode der Einrichtung bewirkt, daß der Transistor 1071 noch einmal nichtleitend wird und ein negativ werdendes Signal über die Ausgangsleitung 1076 der nachfolgenden Stufe zuführt. Der Ausgang auf der Leitung 1073 fuhrt wegen der monostabilen Wirkung ein negatives Signal dem Eingang der Flip-Flop-Stufe im Register 1013 zu und ändert den Zustand dieser Stufe immer dann, wenn eine EINS in der entsprechenden Stufe im Register 1011 eingestellt ist. Die Arbeit der ersten neun Stufen in den Registern 1011 und 1013 erfolgt deshalb im wesentlichen ohne Zeitverzögerung, wenn eine NULL in einer Stufe im Register 1011 eingestellt ist, und mit einer ausreichenden, durch die entsprechende Einrichtung 1070 eingeführte Zeitverzögerung immer dann, wenn eine EINS in einer Stufe im Register 1011 eingestellt ist. Die in einer Stufe des Zählers 1011 eingestellte EINS bewirkt eine Ergänzung oder Änderung des Zustandes der übereinstimmenden Stufen im Register 1013, und die Verzögerung der Einrichtung 1070 läßt zu, daß ein beliebiger Übertrag im Register 1013 registriert wird, bevor ein negatives Signal auf die nachfolgende monostabile Einrichtung zur Ablesung des Zustandes der nachfolgenden Stufe im Register 1011 gegeben wird. Die im Zähler 1013 angesammelte Summe ist die gleiche wie für die Fig. 10 anflehen n-imlirTi ¹^ + ^m
gegeben, namiicn - .

Es soll bemerkt werden, daß die Lösung der Grundgeschwindigkeitsgleichung, die an früherer Stelle unter der Überschrift »Theorie der Wirkungsweise« beschrieben wurde, es erforderlich macht, daß man die Summen der Quadrate der Geschwindigkeitskomponenten erhält.

Die technische Ausführung dieser Lösung hat, soweit sie bisher beschrieben wurde, die Größen in komponenten wird während der von der Programmeinrichtung 1008 festgelegten Zählphasen Φ_ζ, Φ_1> und Φ_χ erhalten. Das Eingangssignal, das vom Uhrzähler 1021 kommt und über die Leitung 1022 zur Programmeinrichtung 1008 geht, betreibt eine Flip-Flop-Stufe 1031, deren Ausgangssignal eine Flip-Flop-Stufe 1032 betreibt. Jede dieser Flip-Flop-Stufen ist mit Ausgangs-Emitterfolgern an ihren NULL- und EIN-Ausgängen versehen, wobei der NULL-Ausgang der Flip-Flop-Stufe 1031 mit einer Leitung 1 und der EIN-Ausgang der Flip-Flop-Stufe 1031 mit einer Leitung 2 verbunden ist. Der NULL-Ausgang der Flip-Flop-Stufe 1032 ist mit einer Leitung 3 und der EIN-Ausgang der Flip-Flop-Stufe 1032 mit einer Leitung 4 verbunden. Der Betrieb der Flip-Flop-Stufe 1031 und

1032 erzeugt die vier Zustände, die die Phase Φ_ζ, _{während dej}. _{die F} £ _{äMt wird die}

2
Phase Φ_τ während der die Frequenz f_y gezählt wird,

_{h h d} Frequenz A

*' ^H 8

gezählt wird, herstellen. Den vierten, durch die Flip-Flop-Stufen 1031 und 1032 erzeugten Zustand stellt die Phase Φ_κ dar. Die vier Phasen Φ_ζ, Φ_τ Φ_χ und Φ_κ bilden einen vollständigen Arbeitszyklus für das Grundgeschwindigkeits-Rechengerät. Die Zustände auf den Leitungen 1, 2, 3 und 4 für die Phasen Φ_ζ, Φ_τ Φ_χ und Φ_κ zeigt die Fig. 10a'. Die Φ,,-Phase wird zur Zeit t_z zur Erdung der Ausgänge auf den Leitungen 1 und 3 eingeleitet, was am ORN-Kreis

1033 ein Ausgangssignal erzeugt, das eine monostabile Einrichtung 1034 zündet, die wiederum einen Ausgangsimpuls auf der Leitung 1035 erzeugt, der _die ^ _yon £ _{ Uhrzähler 1021 bei einer

zur Füllung des Uhrzählers 1021 eingestellten Ergänzungszählung nach der 149ten Zählung startet. Diese Voreinstellung des Uhrzählers 1021 wird durch die Verbindungen zu den entsprechenden Stufen des Uhrzählers mit der Leitung 1023 in F i g. 10 b erreicht. Das Ausgangssignal auf der Leitung 1035 wird ebenfalls durch einen Treiberkreis 1036 zur' Rückstellung, des ß-Registers 1013 zugeführt. Am ^ _{der 149ten Zähmng erzeu}g_{t der ZäMer 1021}

ein auf der Leitung 1022 erscheinendes Ausgangssignal zur Einstellung der Flip-Flop-Stufe 1031, so daß die Erdausgänge auf der Leitung 2 und der Leitung 3 erscheinen. Ein geerdeter Ausgang auf der Leitung 2 erzeugt durch den ORN-Kreis 1037 ein Ausgangssignal auf der Leitung 1038, das die Phase Φ_y zur Zeit t_y einleitet. Das Ausgangssignal auf der Leitung 1038 ergänzt die Stufen des Zählers

zusätzlich zum Faktor V₂ mit einem Fehler behaftet sind. Dieser Fehler ist für große Werte von m ziemlieh klein und kann durch Erstellung der Proportionalitätskonstanten im System annähernd kompensiert werden. Eine exakte Lösung kann jedoch durch ein einfaches Hilfsmittel erhalten werden, indem der Zahlen-Ubertragungskreis zwischen den ersten Stufen der Register 1011 und 1013 unwirksam gemacht wird. Wenn die Leitung 1073 durch öffnen des Schalters 1080 zwischen den ersten Stufen der Zähler 1011 und 1013 unterbrochen wird, so beträgt die Zählung im Register 1013 m²/2, mit einer Genauigkeit von einer halben Zählung.
Die Summe der Quadrate der Geschwindigkeitsvoll ist, was der Zähllänge der Phase Φ_ν entspricht. Am Ende von 441 Zählungen wird vom Zähler 1021 auf der Leitung 1022 ein Ausgangssignal erzeugt, was wiederum den Zustand in den Flip-Flop-Stufen 1031, 1032 zur Festlegung der geerdeten Ausgänge der Leitungen 1 und 4 erzeugt. Die Erdausgänge auf den Leitungen 1 und 4 erzeugen durch den ORN-Kreis 1039 ein Ausgangssignal, das wiederum ein Ausgangssignal auf der Leitung 1041 hervorruft, das die Phase Φ_χ zur Zeit t_x einleitet. Ein Ausgangssignal der Leitung 1041 erzeugt auf der Leitung 1025 einen Impuls, der den Zähler in einen Zustand ver-' setzt, der zur Folge hat, daß der Zähler nach 1079 Zählungen voll ist, was der Länge der Phase Φ_χ enl-

spricht. Am Ende der Phase Φ_χ erzeugt der Zähler 1021 ein Ausgangssignal, das die Flip-Flop-Stufe 1031 in einen Zustand steuert, bei dem die Leitungen 2 und 4 geerdet sind, und der Ausgang der Leitung 2 leitet über den ORN-Kreis 1037, die Leitung 1038 und die Leitung 1024 die Phase Φ_κ zur Zeit t„ ein, die eine gleiche Zähllänge wie die Phase <P_y aufweist, nämlich 441 Zählungen bis zur Füllung des Zählers 1021. Am Ende der Phase Φ^, stellt der Ausgang des faßt, das das von der Leitung 1040 kommende Signal ψ zu einem Integrator 1044 mit einem solchen

geeigneten Sinn führt, daß die Frequenz des Grundgeschwindigkeitsoszillators zunimmt. Am Ende der Phase Φ_χ endet die durch die Phase Φ_χ hergestellte Freigabebedingung dadurch, daß die Phase Φ_χ auf den Leitungen 1 und 4 endet, und die auf der Leitung 2 erfaßte Bedingung der Phase Φ_κ beendet die Periode

Zählers 1021 wieder die Anfangsbedingung der Flip- io des Gatters 1043, in der dieses wirksam war. Dem-Flop-Stufen 1031 und 1032 in dem Zustand her, gemäß stellt die schraffierte Fläche 1054 den Korder der Zeit t_z und dem Beginn der Phase Φ_ζ ent- rekturbereich für eine Zunahme der Frequenz des spricht. Grundgeschwindigkeitsoszillators 1017 dar. Wenn die

Der Ausgang des Rechners wird dazu verwendet, Frequenz des Grundgeschwindigkeitsoszillators 1017 die Frequenz des Grdndgeschwindigkeitsoszillators 15 hoch ist, dann verläuft die Zählkennlinie nach einer 1017 über zwei Irrtumsgatter 1042 und 1043 zu Kurve ähnlich der Ziffer 1055. Bei zu hohen Grundsteuern. Das Irrtumsgatter 1042 läßt die über die geschwindigkeitsoszillatorfrequenzen werden die Zäh-

Leitung 1040 empfangenen Signale ^f-f durch, um die ^lun§^e£ ⁱⁿ f,ⁿ _R ^{Phasen φ}» ^φ> ^und _A ?* ,^m f"^Ügen _fi ^{d B} F 6 & 2 ' schnellem Maß gesammelt, so daß die Phase Φ_χ

Frequenz des Oszillators 1017 herabzusetzen, und 20 vollendet ist, bevor das B-Register VOLL ist. Diese zwar bei Grundeingangssignalen, die vom EIN-Aus- Bedingung entspricht dem Punkt 1050. An diesem gang (Leitung 2) der Flip-Flop-Stufe 1031 erhalten Punkt wird das Gatter 1042 durch "das NICHT-werden, bei einem Grund-Ausgangssignal vom NULL- VOLL-Signal des B-Registers, das vom Ausgang des Ausgang der letzten Stufe, das den NICHT-VOLL- B-Registers 1013 kommt, freigegeben, und ein Signal Zustand im B-Register anzeigt, und bei Grundaus- 25 der Leitung 2 zeigt den Beginn der Φ_Η,-Phase an. gangssignalen auf der Leitung 4 in der Programm- Damit wird das Gatter 1042 freigegeben, um die einrichtung, die verhindern, daß das Irrtumsgatter „. , f _{Ti ΛΛΛΛ} . . ~ , .

während der Phasen Φ_ζ und Φ, arbeitet. Das Irrtums- ^Sl§^nale T ^zum ^egrator 1044 m geeigneter Polangatter 1043 läßt Signale L, die über die Leitung 1040 ^ ^SS;

empfangen werden, durch, um die Frequenz des Grundgeschwindigkeitsoszillators zu erhöhen, und zwar bei Grundsignalen von EIN-Ausgang der letzten Stufe des B-Registers, die anzeigen, daß das Register

VOLL ist, bei Grundausgängen vom NULL-Aus- 35 wurde, beseitigt.

geschwindigkeitsoszillators 1017 vermindert wird. Diese Bedingung herrscht so lange, bis die Zählungen im B-Register den Wert VOLL erreichen. Von diesem Zeitpunkt an wird die Spannung zur Freigabe des Gatters, die- vom Register B zum Gatter 1042 geführt

gang (Leitung 1) der Flip-Flop-Stufe 1031 in der Programmeinrichtung und bei einem Grundausgang der Leitung 4.

Die Gatter 1042 und 1043 werden deshalb am übergang von der Phase Φ_χ auf die Phase Φ. Betrieb gesetzt und hängen vom Zustand des Registers B insoweit ab, ob dieses VOLL oder NICHT VOLL ist. Diese Arbeitsweise kann aus der Fig. 1Od ersehen werden, die einen Plan darstellt, in dem die Demgemäß erfolgt die Korrektur zur Verminderung der Frequenz des Grundgeschwindigkeitsoszillators in dem Bereich, der der schraffierten Fläche 1057 entspricht. Wenn das Register B VOLL wird, so stimmt in 40 das Wegnehmen des Freigabesignals vom Gatter 1042 mit der Anwendung eines Freigabegatters vom Register B zum Gatter 1043 überein. Es ist jedoch von den Leitungen 1 und 4 her kein Freigabesignal vor

handen, wie es während der Phase Φ_χ der Fall war, Zählungen im Uhrzähler 1021 als Abszissen gegen- 45 es tritt daher keine Frequenzzunahmekorrektur auf, über den als Ordinaten dargestellten Zählungen im wenn sich das Register B gemäß den Zählungen längs

der Kennlinie 1055 füllt. Es ist deshalb augenscheinlich, daß die Signale für Frequenzzu- und -abnähme zum Grundgeschwindigkeitsoszillator 1017 von solcher

B-Register aufgetragen sind.

Die Gleichung der Grundgeschwihdigkeit wird so lange gelöst, wie die zwei Register Zählungen ent

halten, die einem Punkt 1050 entsprechen, der die 50 Art sind, daß sich das System selbst in einer solchen Bedingung darstellt, daß das B-Register voll ist und Lage hält, daß es der Kennlinie 1051 entlang arbeitet, daß gleichzeitig der Uhrzähler die vorbestimmte

Zahl von Zählungen in den Phasen Φ_ζ, Φ_γ und Φ_χ ausgeführt hat. Wenn diese Bedingung vorhanden ist, so verläuft eine Aufzeichnung der Zählungen im B-Register und im Uhrzähler 1021 längs der Kennlinie 1051. Die Kurve 1051 enthält drei exponentielle Teile in "den Phasen Φ_ζ bzw. Φ_ν bzw. Φ_χ. Wenn der Grundgeschwindigkeitsoszillator 1017 eine zu kleine wobei die Zeit zur Zählung der Phasen Φ_ζ, Φ_γ und Φ_χ genau mit der Zeit übereinstimmt, die gebraucht wird, um das Register B VOLL zu zählen.

Die Frequenz des Grundgeschwindigkeitsoszillators 1017 wird in dem Frequenzverdoppler 1018 verdoppelt und über einen Meeres- oder See-Zustandkreis 1019 dem Eingang des Zählers 1021 zugeführt. Der See-Zustandkreis 1019 enthält ein Gatter 1060

Frequenz hat, dann sammelt der Uhrzähler 1021 die 60 und eine Flip-Flop-Stufe 1061, die aus kreuzgeschal-

Zählungen nicht schnell genug, um den Punkt 1050 zu erreichen, bevor das Register B VOLL ist. Dieser Zustand wird durch die Kurve 1052 angezeigt, die die Achse für ein VOLLES-B-Register im Punkt 1053 schneidet. Vom Punkt 1053 bis zum Ende der Phase Φ'_χ herrscht der Zustand, daß das B-Register VOLL ist und die Phase Φ_χ weiter fortschreitet. Diese Zustände werden vom Gatter 1043 als Freigabebedingung erteten ORN-Kreisen 1062 und 1063 besteht. Die verdoppelte Grundgeschwindigkeitsfrequenz aus dem Brequenzverdoppler 1018 wird einem Eingangsleiter 1064 des Gatters 1060 zugeführt und mittels eines Kondensators 1065 an den Eingang der Flip-Flop-Stufe 1062 angekoppelt. Der Kondensator 1065 ist auch über eine Diode 1066 mit Erde verbunden. Zur Auswahl von Land- und Seebetrieb ist ein Schalter 1067

vorgesehen, der eine offene Stellung für Landbedingungen und eine geerdete Stellung 1068 für Seebedingungen aufweist. Während des normalen Betriebs über Land ist der Schalter 1067 geöffnet, und die Versorgungsspannung von —12 Volt erscheint am Leiter 1069. Der normale Zustand des ORN-Kreises 1062 ist der, daß er leitend ist und den Ausgangsleiter 1071 erdet und das Gatter 1060 freigibt, damit er die Grundgeschwindigkeitsoszillatorimpulse, die am Eingangsleiter 1064 zugeführt werden, zum Zähler 1021 durchläßt. Diese Zählungen werden im Zähler 1021 gesammelt. Wenn eine vorbestimmte Zählung erreicht ist, beispielsweise die 128te Zählung, so erscheint am Leiter 1072 ein Ausgangs-signal. Dieses Signal am Leiter 1072 ist mit einem Eingang des ORN-Kreises 1063 verbunden und ändert den Zustand der Flip-Flop-Stufe 1061, indem es den ORN-Kreis 1963 leitend und den ORN-Kreis 1062 nichtleitend macht, und zwar nur dann, wenn sich der Schalter 1067 in geerdeter Lage 1068 befindet. Wenn der ORN-Kreis 1062 nichtleitend ist, so ist der Leiter 1071 negativ und sperrt das Gatter 1060 für eine Periode aus dem Frequenzverdoppler 1018.

Die nächste nachfolgende Periode ist, nachdem die Flip-Flop-Stufe 1061 vom Impuls auf der Leitung 1072 so eingestellt worden war, daß sie den ORN-Kreis 1063 leitend macht, durch einen Kondensator 1065 mit dem Eingang des ORN-Kreises 1062 zum Rück-" stellen der Flip-Flop-Stufe 1061 gekoppelt, um den ORN-Kreis 1062 leitend zu machen, wobei das Gatter 1060 freigegeben wird, so daß nachfolgende Signale aus dem Verdoppler 1018 im Zähler 1021 gespeichert werden können. Danach wird nach jeden 128 Zählungen eine Zählung durch die Wirkung der Flip-Flop-Stufe 1061 und des eben beschriebenen Gatters 1060 ausgelöscht. Diese Wirkungsweise kann durch Verbinden des Schalters 1067 mit der Erdklemme immer dann gewählt werden, wenn man über die glatte Oberfläche der See fliegt, wobei die Zeit korrigiert wird, die der Zähler 1021 zur Sammlung der Zählungen braucht. Damit kann die zum Vollwerden des Zählers 1021 erforderliche Zeit um jeden gewünschten Prozentsatz größer gemacht werden als diejenige Zeit, die dem wirklichen Eingang vom Frequenzverdoppler 1018 entspricht, indem die Leitung 1072 mit einer passenden Stufe des Zählers 1021 verbunden wird, damit die Zeit, den Bedingungen entspricht, die tatsächlich in Form einer Verschiebung der von der glatten Seeoberfläche zurückkehrenden Dopplerfrequenz auftreten. Es ist offensichtlich, daß diese Anordnung wahlweise ausgedehnt werden kann, um in vielfacher Weise eine prozentuale Änderung der im Zähler 1021 angesammelten Zählungen gegenüber dem Eingangssignal aus dem Verdoppler 1018 zu bewirken, indem man Zählungen für andere ausgewählte vorbestimmte Zählungen entsprechend den auf den Leiter 1072 empfangenen fallen läßt.

Das beschriebene System liefert eine genaue Grundgeschwindigkeitsoszillatorfrequenz, die präzise der Grundgeschwindigkeit in Form einer vorbestimmten Anzahl von Perioden je Knoten entspricht. Diese Frequenz wird unabhängig von den Temperaturbedingungen des Oszillators 1017 oder anderen Faktoren, die normalerweise die Oszillatorfrequenz beeinflussen, aufrechterhalten. Es ist damit keine weitere Kreisstabilisierung erforderlich, um die Grundgeschwindigkeitsinformation zum Eingang des Navigationsrechners gemäß der vorliegenden Erfindung zu liefern. Es kann jedoch bei Verwendungsfällen, in denen die Grundgeschwindigkeitsinformation in eine Wellendrehung umgewandelt werden muß, die Hilfsanordnung der F i g. 1Of verwendet werden. Durch die Wirkung dieses Kreises wird die Grundgeschwindigkeitsoszillatorfrequenz in eine Wellendrehung umgewandelt, wobei durch einen Hilfsoszillator 1081 eine Temperaturkompensation vorgesehen ist, wie nachstehend beschrieben wird. Der Wellenumwandler sorgt für eine wahre Integration des Grundgeschwindigkeitswertes, um die Frequenz des Oszillators 1017 ohne Fehlersignal in der Schleife des Rechners auf dem genauen Wert zu halten, und führt eine Gedächtnisfunktion für den Fall aus, daß der Grundgeschwindigkeitswert verlorengeht.

Den Umformer von Digitalwerten auf Wellendrehungen für die Grundgeschwindigkeitsfrequenz zeigt die F i g. 1Of. Dieser entspricht im allgemeinen dem Blockschaltbild Fig. 10c zwischen den Irrtumsgattern 1042, 1043 und dem See-Zustandkreis 1019. Signale aus dem Irrtumsgatter 1042 werden über die Leitung 1082 einem Transistor 1083 zugeführt, dessen Kollektor mit einem Integrationskondensator 1084 verbunden ist. Signale aus dem Irrtumsgatter 1043 werden, nachdem ihre Phasen in einem Inverter 1511 umgekehrt wurden, einem Transistor 1085 zugeführt und von dessen Kollektor mit umgekehrter Polarität dem Integrationskondensator 1084 zugeführt. Der Integrationskondensator 1084 liefert deshalb sowohl positive wie negative integrierte Größen, die das Zeitintegral des Irrtumsgattersignals darstellen und eine Polarität aufweisen, die dem überwiegenden Signal aus dem Irrtumsgatter 1042 oder 1043 entspricht. Diese integrierte Spannung wird in einem Zerhacker 1086 zerhackt und einem Servoverstärker 1087 zugeführt, der einen Motor 1088 betreibt. Der Motor 1088 wirkt mit einem Präzisionspotentiometer für zehn Umdrehungen 1089 zusammen und liefert am Gleitkontakt 1091 eine Spannung, die das Eingangssignal eines Magnetverstärkers 1092 darstellt. Das am Potentiometer 1089 angelegte Gleichstrompotential wird von einem Bezugsoszillator wie folgt erzeugt. Die Frequenz des Oszillators 1081 wird in Steuerimpulse umgewandelt, die in einem Digital-Phasenfrequenzdiskriminator 1093 mit einem Bezugssignal von 8 kHz verglichen werden, wobei man das Bezugssignal aus einem stabilen Oszillator 1094 erhält. Der Ausgang der Flip-Flop-Stufen 1093 wird in einem Integratorkreis 1095 integriert, dessen Ausgang eine Gleichspannung ist; die sich in der Größe und Richtung mit der Differenz der Frequenzen ändert, die vorher auf die beiden Eingänge der Flip-Flop-Stufe gegeben wurde. Nachdem die Eingänge angelegt wurden, verwandelt sich der Kreis in einen Phasendetektor, dessen Ausgang in einer Spannung besteht, die für eine Frequenzverriegelung zwischen den zwei Eingangssignalen zur Flip-Flop-Stufe 1093 sorgt. Diese Spannung wird dem Potentiometer 1089 und dem Oszillator 1081 am Mittelabgriff eines Transformators zugeführt, der dem Transformator 1099 ähnlich ist. Um zu vermeiden, daß das Potentiometer 1089 durch den vom Abgriff 1091 entnommenen Strom belastet wird, wird vom Magnetverstärker 1092 ein Hilfskreis betrieben, damit über die Leitung 1096 ein Strom aus einer Quelle mit niedriger Impedanz geliefert wird. Dies wird durch eine Hilfsschleife erreicht, die einen Verstärker 1097 und einen Phasendetektor 1098 enthält, der eine Spannung liefert, die

709 717/217

derjenigen am Abgriff 1091 gleich ist, Diese Spannung wird über die Leitung 1096 dem Mittelabgriff eines Transformators 1099 mit sättigbarem Kern zugeführt. Die Klemmen an den Enden der Primärwicklung des Transformators 1099 sind mit den Kollektoren von zwei Transistoren 1501, 1502 verbunden, die regenerativ kreuzweise gekoppelt sind, wobei die Basiselektroden mit den Klemmen einer Sekundärwicklung verbunden sind.

Abhängig von dem über die Leitung 1096 zugeführten Potential, das vom Abgriff 1091 abgeleitet wurde, schwingt dieser Kreis zwischen Frequenzen von 800 bis 8000 Hz. Ausgangssignale dieser Frequenz mit entgegengesetzter Phasenlage werden zur Bildung des Frequenzverdopplungskreises 1018 zwei Dioden 1504, 1505 zugeführt, deren Ausgangssignale über einen" ORN-Kreis 1506 gehen. Das Ausgangssignal des ORN-Kreises 1506 wird, nachdem es den See-Zustandkreis 1019 passiert hat, dem Eingang des Zählers 1021 zugeführt, um die Rückkopplungsschleife des Rechengerätes zu vervollständigen.

Der Stromkreis der Fig. 1Of enthält zusätzlich zur Hauptrückkopplungsschleife des Rechners zwei Hilfsrückkopplungsschleifen. Die Schleife, die den Magnetverstärker 1092, den Verstärker 1097 und den Phasendetektor 1098 enthält, wurde bereits früher als eine Einrichtung zur Beseitigung des Belastungsstromes auf das Potentiometer 1089 beschrieben. Die Rückkopplungsschleife, die den Bezugsoszillator 1081, den Diskriminator 1093 und den Integrator 1095 enthält, erzeugt eine Gleichspannung am Potentiometer 1089, die sich ändert, wenn sich der Oszillator 1081 in seiner Frequenz gegenüber der 8-kHz-Frequenz des Bezugsoszillators 1094 ändert. Der Bezugsoszillator 1081 ist im Aufbau und in seiner Umgebung dem Grundgeschwindigkeitsoszillator 1017 gleich und hat deshalb ein ähnliches Temperaturverhalten. Wenn sich die Temperatur der Anlage ändert, neigt der Oszillator 1081 dazu, seine Frequenz um den gleichen Betrag zu ändern wie der Grundgeschwindigkeitsoszillator 1017. Die Phasenänderung im Oszillator 1081 erzeugt jedoch wegen der Phasenänderung zwischen der Frequenz des Oszillators 1081 und des Bezugsoszillators 1094 eine Änderung im Gleichstromausgang am Integrator 1095. Diese Änderung im Gleichstromausgang am Integrator 1095 bewirkt eine Änderung der Spannung am Abgriff 1091 um einen Betrag, der genau ausreicht, um die von der Temperatur hervorgerufene Frequenzänderung zu kompensieren, die im Grundgeschwindigkeitsoszillator 1017 auftreten kann. Demgemäß ändert sich bei einer Temperaturänderung der Spannungseingang zum Bezugsoszillator 1081 in einer solchen Weise, daß dessen Frequenz konstant gehalten wird. Die Frequenz des Grundgeschwindigkeitsoszillators 1071 ist deshalb von Temperaturveränderungen unabhängig.

Der Ausgang in Form einer Drehbewegung vom Motor 1088 wird über eine Kette von Getrieben 1507 einem Synchronumformer 1508 zugeführt. Der elekirische Ausgang aus dem Transformator 1508 wird auf geeignete Anzeigegeräte oder andere Ausrüstungs^: teile übertragen, die ein elektrisches oder mechanisches Drehsignal brauchen, das die Grundgeschwindigkeit darstellt. Der Ausgang des Motors 1088 erzeugt durch das Einstellen des Abgriffes 1091 eine Frequenz des Grundgeschwindigkeitsoszillators 1017 mit einem solchen Wert, der die Hilfsschleife des Rechengerätes auf den Wert Null bringt und dabei eine Lösung der Grundgeschwindigkeitsgleichung liefert, wie bereits früher ausgeführt wurde. Wenn aus irgendeinem Grund die Grundgeschwindigkeitswerte verlorengehen, wird der letzte Wert der Grundgeschwindigkeit vom Grundgeschwindigkeitsoszillator 1017 beibehalten, da sich die Einstellung des Gleitkontakts 1091 nicht ändert, bevor ein neuer Wert für die Grundgeschwindigkeit vom System erzeugt wird. Diese Wirkungsweise wird durch ein Eingangssignal von der Leitung 931 zum Servoverstärker 1087 sichergestellt, das die Motorenergie wegnimmt und durch ein Gleichstrom-Bremspotential immer dann ersetzt, wenn der Fähnchenalarmkreis einen Verlust der Daten anzeigt. Die vom. Oszillator 1081 hervorgerufene Temperaturkompensation schaltet, wie vorstehend beschrieben, den Temperatureinfluß auf die Stellung des Gleitkontakts 1091 aus, so daß damit auch der Wellenausgang der Grundgeschwindigkeit von der Temperatur unabhängig ist.

Das Triftwinkelsystem

Die Berechnung des Triftwinkels erfolgt während der Phase Φ_χ der Grundgeschwindigkeits-Programmeinrichtung 1008, wie die F i g. 10 und 11a zeigen. Zu diesem Zweck wird der Rückstellimpuls K in der Fig. 1Oe aus der Grundgeschwindigkeits-Programmeinrichtung 1008, der das Gatter 1007 öffnet, auch über die Leitung 1100 der Flip-Flop-Stufe der Triftwinkel-Programmeinrichtung zugeführt. Dieser Impuls leitet die Triftwinkelberechnung in dem Augenblick ein, in dem die Zählung von ψ- im Register 1011

O ·

beginnt. Die Triftwinkel-Programmeinrichtung erhält vom Register 1011 über die Leitung 1102 dann ein Haltesignal, wenn im Register 1011 die 256te Zählung auftritt. Die Triftwinkel-Programmeinrichtung steuert ein Gatter 1103, dem über die Leitung 1104 eine Frequenz f_L zugeführt wird. Die Leitung 1104 erhält die Frequenz f_L aus einem Hystereseschalter 1120, dem die Eingangsfrequenz f_L aus dem Kombinator zugeführt· wird. Die Frequenz f_L wird durch das Gatter 1103 zu einer Flip-Flop-Stufe 1110 geführt, die die Frequenz halbiert und einem bewerteten Zähler 1105 zuführt. Der bewertete Zähler 1103 erzeugt einen Ausgangsstrom, der dem Verhältnis von —^-) zu-^-proportional ist, was dadurch erfolgt,

aß die Zählungen während des Zählintervalls im Zähler 1105 und die Zählungen im Zähler 1011 während des gleichen Intervalls verglichen werden. Dieser Strom wird, nachdem er durch einen Strompolaritätsschalter 1106 gegangen war, als ein Eingang einem Summen-Magnetverstärker 1107 zugeführt. Dieser Verstärker 1107 wird mit Arbeitsenergie von 400 Hz über ein 400-Hz-Gatter 1108 versorgt, das durch eine Programmeinrichtung 1101 gesteuert ist. Di6 Gatter 1103 und 1108 werden in komplementärer Weise freigegeben, so daß dann, wenn das Gatter 1103 freigegeben ist und der Zähler 1105 Zählungen für die Triftwinkelberechnung sammelt, das' Gatter 1108 nicht freigegeben ist und der Magnetverstärker kein Ausgangssignal erzeugt. Am Ende der Rechenperiode ist das Gatter 1103 nicht freigegeben und das Gatter 1108 freigegeben, so daß der Verstärker 1107 Leistung erhält und zuläßt, daß in der Triftwinkelanzeige eine Korrektur entsprechend den neuesten Rechenwerten

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erfolgt. Der Magnetverstärker 1107 erhält von einer Einerleitungen 1121 und Komplementärleitungen 1122 Tangensbrücke 1109 und von einem Multiplikator hervorrufen, der dem binären Gewicht jeder Stufe 1111 für die Bewegung um die Längs- und Quer- entspricht.

achse Eingangssignale. Der Multiplikator 1111 erhält Der Zählausgang der neunten Flip-Flop-Stufe wird

Eingangssignale von »Roll«-Synchro (Synchronisator 5 über eine Leitung 1127 einem Zählkreis zugeführt, für die Bewegung um die Querachse) 1112 und vom der die Transistoren β 19 und β 20 enthält, die so »Picht«-Synchro (Synchronisator für die Bewegung geschaltet sind, daß der Transistor β 20 normalerum die Längsachse) 1113. Der Ausgang des Magnet- weise in Leitstellung ist und daß der Transistor ßl9 Verstärkers 1107 wird in einem Steuerverstärker 1114 in Leitstellung gesteuert wird (getriggert), wenn der verstärkt, mit dessen Ausgang ein Motor 1115 be- 10 erste Zählausgang der Flip-Flop-Stufe auftritt, die die trieben wird. Der Motor 1115 ist mit einem Genera- Transistoren Q 17 und β 18 enthält. Das Ausgangstor 1116 und einem Synchroübertrager 1117 mecha- signal des Transistors β 19 auf der Leitung 1128 wird nisch gekuppelt. Die Signale des Generators werden dem Verstärkertransistor β 22 und der Ausgang des dem Steuerverstärker 1114 zugeführt, um in den Transistors β 20 auf der Leitung 1129 wird dem VerIntervallen zwischen den Datenkorrekturen ein dyna- 15 stärker β 21 zugeführt. Das Signal auf der Leitung misches Bremsen herzustellen. Die Drehstellung des 1128 führt auch eine Zählung der Leitung 1131 zu, Übertragers 1117 wird auf irgendein geeignetes An- um eine Zählung durch den Schalttransistor β 2 der zeigegerät zur Anzeige der Triftwinkel über eine ersten Uberlaufzählung hinzuzufügen. Das Ausgangs-Leitung 1118 übertragen. Der Motor 1115 treibt auch signal des Transistors geht durch einen Emitterfolger das Potentiometer in der Tangensbrücke 1109 an, um 20 β 32 und wird der Basis eines Schalttransistors β 33 den Tangens des Triftwinkelwertes herzustellen, der zugeführt. Der Ausgang des Verstärkers β 21 ist mit zur Lösung der Gleichung (17") dient, indem in der einem Emitterfolger β 34 verbunden, der einen Schaltgeschlossenen Nachsteuerschleife der Wert Null ge- transistor β 35 steuert. Die Transistoren β 21 und bildet wird. β 22 sind normalerweise wegen eines Austastgatters

Den Stromkreis mit den Einzelheiten des Trift- 25 in der Leitung 1132 während des Zählintervalls nichtwinkel-Rechengerätes zeigt die F i g. 11 a. Die Pro- leitend.

grammeinrichtung 1101, das Gatter 1103, der Hyste- Eine Eingangsleitung 1136 speist eine getastete

reseschalter 1120 und dk Flip-Flop-Stufe 1110 _{Fr enz} & _{in den Zähler in dessen erste Stufe ein}. arbeiten mit dem Zahler 1105 zusammen, wie bereits ⁿ 2

an früherer Stelle beschrieben wurde. Wie gezeigt, 30 Eine EIN-Einstelleitung 1137 ist mit der Leitung 1100 enthält der Zähler 1105 neun Stufen von ORN- verbunden, um die EIN-Seite aller Flip-Flop-Stufen Kreisen in Flip-Flop-Schaltung, wobei jede Stufe des Zählers 1105 bei Erscheinen des Startsignals tx zwei Transistoren enthält, die aufeinanderfolgend (Impuls K in F i "g. 10 e) auf die Zählung f_x der Promit ßl bis β 18 beziffert sind. Der Zähler 1105 grammeinrichtung 1101 einzustellen. Das EIN-Einhat eine Leitung 1121 für den Einer-Strom und eine" 35 Stellsignal schaltet auch, den Transistor 20 ein und Leitung 1122 für den Komplementärstrom. Die Einer- den Transistor 19 aus. Die Leitfähigkeit des Tran-Leitung 1121 ist über Widerstände 1123 und Stabistor- sistors 20 hat zur Ursache, daß wegen des Austastdioden 1124 mit den Kollektoren der ungeradzahlig gatters in der Leitung 1132 der Transistor ß21 nichtbezifferten Transistoren in jeder Flip-Flop-Stufe des leitend ist, während das EIN-Einstellsignal auf der Zählers 1105 verbunden. Die Null-Leitung (oder Korn- 40 Leitung 1037 den Transistor β 22 zum Leiten bringt, plementärleitüng) ist über Widerstände 1125 und Den Kollektoren der Schalttransistoren β 33 und Stabistordioden 1126 mit den Kollektoren der g'erad- β 35 wird eine vorbestimmte Bezugsgleichspannung zahlig bezifferten Transistoren in jeder Stufe des von "einer Zener-Spannungsbezugsdiode 1139 zuge-Zählers 1105 verbunden. Die Werte der Widerstände führt. Der Emitter des Transistors β 33 ist mit der

1123 und 1125 sind in umgekehrter Weise so aus- 45 Komplementärstromleitung 1122 und der Emitter des gewogen, daß sie mit den genauen Werten der Dioden Transistors β 35 mit der EIN-Stromleitung 1121 ver-

1124 einen mit jeder einzelnen Flip-Flop-Stufe ver- bunden.

bundenen Wert ergeben, der das Fließen eines Stromes Die Arbeitsweise des Zählers 1105, der Ströme

in einer Höhe in den Einer- bzw. Komplementär- erzeugt, deren geeignete Größe und Richtungssinn leitungen 1121, 1122 zuläßt, der dem binären Wert 50 dem Triftwinkel entsprechen, kann am Besten dadurch der einzelnen Flip-Flop-Stufen entspricht. Damit hat erklärt werden, daß man zwei verschiedene Zählungen

der Widerstand 1123 und die Diode 1124, die mit Λ i_ * 1 ^ * 1- · · λ n · · ₄ 1 j·

, _T . _ni . j „. ', „ . von -^ betrachtet, wobei eine davon kleiner ist als die

dem Transistor β 1 in der ersten Flip-Flop-Stufe 2

verbunden sind, einen Wert von 256 000 0hm und Zählkapazität von 512 des Zählers 1105 und die andere der Widerstand 1125 und die Diode 1126, die mit 55 diese Zählkapazität überschreitet. Am "Anfang, wenn £«Α«ΧÜKSSJ Z- * ^Zäl^ k ***- -»' *" EIN-Eins.elMgna, sprechenden Werte für den Widerstand 1123 und die auf der Leitung 1137 alle Flip-Flop-Stufen in die Diode 1124, die mit dem Transistor β 17 der neunten EIN-Stellung, wobei die geradzahlig bezifferten Tran-. Flip-Flop-Stufe verbunden sind, betragen 1000 Ohm, 60 sistoren β 2 bis β 18 leitend sind, wie bereits früher

Stufe verbunden sind, betragen 1000 Ohm. Die Zwi- alle Stufen und führt über die Leitung 1131 eine EIN-schenwerte zwischen der ersten und letzten Flip- _{Zählung auf die erste Stufe}. _{Die fo}i_genden 4 _werden Flop-Stufe fur die entsprechenden Widerstände 1123 65 ^ö ° 2

und 1125 schreiten zwischen diesen Werten um- dann in normaler Zählfunktion registriert. So lange gekehrt zu dem binären Gewicht jeder Stufe fort, diese Zählung kleiner als 512 bleibt, ist der Transistor damit sie einen Stromfiuß in den entsprechenden β 20 leitend, und es erfolgt, wenn die Ablesetransistoren

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(Transistoren zur Abnahme der Information) β 34 und setzten Richtungen erfolgt und damit sein Richtungs-

ß351eitend sind, eine Ablesung, wenn die Leitung 1132 sinn sich darauf bezieht, ob der Zähler 1105 gegen

am Ende des Triftwinkelprogramms zutastet, wobei seinen Komplementärwert zählt oder einmal gefüllt

in diesem Zustand der Strom in der Komplementär- gewesen ist und begonnen hat, eine seine Kapazität

leitung 1122 von der durch die Zenerdiode 1139 ge- 5 übersteigende Zählung zu sammeln. In jedem Fall

bildeten Referenzspannungsquelle geliefert wird, und wird die Größe des Stromes durch die im Zähler

zwar über den Pfad vom Kollektor zum Emitter des vorhandene Zählung am Ende des Tastintervalls zur

Transistors ß35 über die EINER-Leitung 1121 zu _zm £ _{wäMt und sein Wert wird durch}

einer Spule 1141 des Magnetverstarkers 1107, wobei ^b 2 ^to

er zur Komplementärleitung 1122 über irgendeinen io die wirksamen Binär-Wägewiderstände bestimmt,

der Widerstände 1125 und Dioden 1126 zurückkehrt, Der Magnetverstärker enthält drei sättigbare

die mit einem der leitenden· geradzahlig bezifferten Toroidkerne 1140,1142 und 1143, die so ausgerichtet

Transistoren ß'2 bis β18 verbunden sind, wobei aufgeschichtet sind, daß man darauf einzelne und

diese leitenden Transistoren ihre Kollektorelektroden gemeinsame Windungen erhält. Die Windung 1141

wirkungsvoll mit Erde verbunden haben. Wegen 15 umschließt alle Kerne 1140, 1142 und 1143. "Der

dieses Strompfades ist die Durchlaßrichtung der Verstärker 1107 wird durch eine Spule 1144 auf dem

Dioden 1126 so gepolt, daß diese dem Stromfluß Kern 1143 und durch eine Spule 1145 auf dem Kern

nicht entgegensteht.· Aus dem gleichen Grund sind 1140 erregt, die beide in Reihe geschaltet sind und

die ungeradzahlig bezifferten Transistoren β1 bis β17, über einen Kreis 1146 an den negativen Anschluß

die abhang von der einten ZäUung f leitend £

sein können, nicht in der Lage, einen Strompfad durch schlossen sind. Der Wechselstrom-Gatterkreis 1108 die Spule 1141 zu bilden, sondern leiten bloß den enthält zwei Transistoren 1146 und 1147, die durch Strom aus der Zenerquelle 1139 über den Pfad vom ein Tastsignal aus der Programmeinrichtung 1101 Kollektor zum Emitter des Transistors β 35 über 25 in entgegengesetzte Leitzustände gesteuert werden, irgendeinen der Widerstände 1123 und Diodeflll24, Der Emitter des Transistors 1146 ist mit einer 2,4-VoItdie mit einem ungeradzahlig bezifferten, leitenden 400-Hz-Wechselstromquelle" und der Emitter des Transistor Ql bis β 17 verbunden sind, zur Erde. Transistors 1147 ist mit Erde verbunden. Demgemäß Die Dioden 1126, die im Stromkreis irgendeines ist der Transistor 1147 während der Rechenperiode nichtleitenden Transistors liegen, der geradzahlige 30 leitend und erdet dabei über den Emitter-Kollektor-Ziffern β 1 bis β 18 trägt, sind bezüglich der —12-Volt- Pfad des Transistors 1147 den Wechselstromeingang Kollektor-Versorgungsspannung so gepolt, daß sie der Wicklungen 1143, 1145 des Verstärkers 1107. nichtleitend sind und dabei irgendeinen Leckstrom Wenn am Ende der Rechenperiode der neue Wert durch einen nichtleitenden Transistor daran hindern, für den Triftwinkel zur Korrektur der Triftwinkelzu der Größe des Triftwinkelstromes, der durch die 35 anzeige verwendet werden soll, wird der Transistor Zählung in den Zählern festgelegt ist, einen Beitrag 1146 leitend und der Transistor 1147 nichtleitend

zu liefern. Bei der 512ten Zählung von 4 wird der ™^d ^ ^dab* ^die, ^Εη{^? Λ™ _F ²'⁴ J⁰V? ?^Z

^& 2 Wechselstrom über den Kollektor-Emitter-Pfad des

Transistor β 19 leitend, und zum Ablesen jeder fol- Transistors 1146 den Windungen 1144 und 1145 zu. genden Zählung wird der Transistor β 22 leitend und 4° Durch diese Schaltwirkung wird die von der 12-Voltmacht die Transistoren β 32 und β 33 leitend, und die Quelle über den Stromkreis 1146 fließende Gleich-Transistoren β 34 und β 35 werden in den nicht- Stromkomponente nicht geschaltet. Damit ist kein leitenden Zustand gebracht. "Unter dieser Bedingung Gleichstromstoß vorhanden, und das Schalten des führt der Strompfad von der Zenerquelle 1139 über Schalters 1108 bringt keinen Ausgleichsvorgang im den Kollektor-Emitter-Pfad des Transistors β 33, 45 Verstärker 1107 hervor. Ein dem Tangens des Triftüber die Komplementärstromleitung 1122 zur Spule winkeis proportionaler Strom wird einer Spule 1148 1141 und kehrt zur EINER-Stromleitung 1121 zu zugeführt, die alle drei Kerne 1140, 1142 und 1143 irgendeinem der Widerstände 1123 zurück, die über umschließt. Der Strom für die Spule 1148 wird von Dioden 1124 mit ungeradzahlig bezifferten Transi- der Tangensbrücke 1109 abgeleitet. Die Brücke 1109 stören β 1 bis β 17 verbunden sind, die leitend sein 50 enthält ein lineares Potentiometer 1149 von 1000 Ohm können, wobei dann der Strom über den Kollektor- und zwei feste Widerstände 1151 und 1152. Die Emitter-Pfad eines solchen leitenden Transistors zur Windung 1148 ist an die Verbindungsstelle der beiden Erde führt. Wie in dem vorbeschriebenen Fall, sind die Widerstände 1151 und 1152 und an dem einstell-Dioden 1124 in einer solchen Richtung gepolt, daß baren Kontakt 1153 des Potentiometers 1149 angesie für jene ungeradzahlig bezifferten Transistoren 55 schlossen. Der Stabilisator 1199 ist den Dioden 1124, leitend sind, die sich im leitfähigen Zustand befinden; 1126 im Zähler 1105 ähnlich und ist mit dem Widersie sind jedoch so gepolt, daß sie nichtleitend für stand 1198 zur Temperaturkompensation von Temnichtleitende Transistoren sind, die die —12-Volt- peratureinflüssen auf die Spule 1141 vorgesehen. Wenn Kollektorquelle an die Anoden der Dioden anlegen. die Widerstände 1151 und 1152 jeweils einen Wert Wie im vorbeschriebenen Fall führt also der Pfad 60 _Von 820 Ohm, das Potentiometer 1149 einen Wert über die Kollektor-Emitter-Verbindung des Tran- von 1000 Ohm und der Stromkreis der Wicklungen sistors β 33 über irgendeinen mit einem leitenden, 1148 etwa 200 Ohm aufweisen, erzeugt die Brücke geradzahlig bezifferten Transistor β 2 bis β 18 ver- 1109 einen Strom, der dem Tangens des Drehwinkels bundenen Widerstand 1125 zur Erde und liefert der Achse entspricht, die sich mit dem Gleitkontakt keinen Beitrag zu dem Strom, der über die Spule 1141 ⁶5 1153 bewegt.

fließt. Der Verstärker 1107 enthält eine Abgleichwick-

Es ist augenscheinlich, daß in diesen beiden Fällen lung 1154, die mit einem einstellbaren Strom aus

der Stromfluß durch die Spule 1141 in entgegenge- dem Brückenkreis 1155 gespeist wird. Die verblei-

benden Wicklungen auf dem Verstärker 1107 sind: eine Wicklung 1156 für das Produkt aus Längs- und Querbewegungen, die alle drei Kerne umschließt, fünf kurzgeschlossene Windungen 1157, die alle drei Kerne umschließen, und eine Ausgangswicklung 1158, die nur den mittleren Kern 1142 umschließt. Die kurzgeschlossenen Windungen 1157 koppeln jede Unausgeglichenheit im Wechselstrom in den Kernen 1140 und 1143 auf den mittleren Kern 1142 und erzeugen somit ein Wechselspannungsausgangssignal in der Wicklung 1158. Die Wicklungen 1148, 1141, 1156 und 1154 werden in Form eines vieradrigen Drahtes mit einzeln isolierten Leitern gewickelt. Den Querschnitt durch den" Draht zeigt die F i g. 11 d. Dieser Draht ist mit einem gleichförmigen Drall verdrillt, wobei die Lagen der Leiter auf jedem Meter gerader Drahtlänge etwa dreimal um 360° gedreht sind. Die Wirkung dieses Aufbaus besteht darin, daß eine im wesentlichen vollständige Summierung der Ströme in den vier Strängen des vieradrigen Drahtes erfolgt, da jeder Strang die genau gleiche Kopplung mit den Magnetkernen erhält. Das Ausgangssignal der Wicklung 1158 ist in seiner Amplitude der Differenz zwischen dem Triftwinkel und der Einstellung des Potentiometers 1149 proportional und weist eine Phasenlage auf, die dem Richtungssinn der Abweichung (des Fehlers) entspricht. Der Ausgangsstrom der Wicklung 1158 wird dem Eingang eines Steuerverstärkers 1114 zugeführt. Der Steuerverstärker 1114 treibt einen Motor 1191 so in einer Richtung an, daß der Verstärker 1107 durch die Einstellung der Lage des Gleitkontakts 1153 am Potentiometer 1149 auf Null gebracht wird. Der Motor 1191 wird durch die Ausgangstransistoren des Verstärkers 1114 betrieben, die als wechselweise leitende Schalter für die ungefilterte, mit Vollweggleichrichtung arbeitende Energieversorgung wirken. Der Wechselstrom für den Motorbetrieb wird aus der Vollwegenergieversorgung gewonnen, wobei die Verluste in den Transistoren gering sind, da diese nur als Schalter arbeiten. Durch einen Generator 1192 wird eine Rückkopplungswirkung erzielt, indem die erzeugten Signale dem Eingang des Verstärkers 1114 zugeführt werden. Ein ebenfalls vom Motor 1191 angetriebener Synchrongeber 1193 überträgt die Triftwinkelwerte über die Leitungen 1194 zum Navigationsrechner und zum Entfernungsanzeiger. Durch einen Schalter 1195 kann der Motor 1191 von Hand gesteuert werden, damit das System von Hand auf jeden gewünschten Triftwinkel eingestellt werden kann.

Bei im wesentlichen allen Flugbedingungen von Flugzeugen des privaten Luftverkehrs stellt die Lage des Gleitkontakts 1153 den Triftwinkel genau dar, ohne daß Korrekturen wegen der Bewegungen um die Längs- und Querachse eingeführt werden. Wenn entweder eine Bewegung um die Längs- oder die Querachse auftritt, ist ebenfalls keine Korrektur der Triftwinkelanzeige erforderlich. Immer dann, wenn die Bewegung um die Längs- und Querachse zur gleichen Zeit auftritt, kann durch Einführung einer auf die Daten der Längs- und Querbewegung bezogenen Korrektur eine genauere Darstellung des Triftwinkels erreicht werden. Diese Korrektion verbessert die Genauigkeit des Systems, wenn ein für eine private Fluglinie typisches Profil geflogen wird, und dehnt darüber hinaus die Anwendbarkeit des Systems auf Verwendungsfälle aus, in denen das Flugzeug häufig heftigen Kursänderungen ausgesetzt ist wie bei militärischen Kampfflugzeugen und ähnlichen, bei denen das gleichzeitige Auftreten von Bewegungen um die Längs- und Querachse üblich ist.

Die Korrektur mit dem Produkt aus der Bewegung um die Längs- und Querachse wird von einem Multiplikator 1111 hergeleitet. Der Multiplikator 1111 ist ein Magnetverstärker mit drei sättigbaren Toroidkernen 1161, 1162 und 1163. Die Kerne sind so geschichtet, daß auf ihnen getrennte und gemeinsame Wicklungen angebracht werden können. Auf dem Kern 1161 ist eine Wicklung 1164 und auf den Kern

1163 eine Wicklung 1165 vorhanden. Die Wicklungen

1164 und 1165 sind in Reihe geschaltet und werden über die Leitungen 1166,1167 mit den Spannungen X und Y aus einem nicht gezeigten Synchronisator für die Bewegung um die Längsachse gespeist (Rollbewegung), wobei deren Differenz eine Wechselspannung ist, die sich entsprechend dem Sinus des Winkels der Rollbewegung in der Höhe ändert und ihre Phasenlage umkehrt. Eine Wicklung 1168 für die Bewegung um die Querachse, die alle drei Kerne umschließt und die auf dem Multiplikator angebracht ist, wird ein Gleichstrom-Eingangssignal zugeführt. Dieser der Wicklung 1168 zugeleitete Strom ist entsprechend dem Ausgangssignal eines Synchronisators für die Bewegung um die Querachse (nicht dargestellt) abgeleitet, der über die Leitungen 1169,1171 Wechselspannungen liefert, deren Differenz eine Spannung ist, die sich mit dem Sinus des Winkels der Bewegung um die Querachse des Flugzeuges in ihrer Höhe ändert und die Phase umkehrt. Die Spannungen der Leitungen 1169 und 1171 werden in bezug auf den Leiter 1172" einer VoHwellengleichrichtung mit entgegengesetzter Polarität in dem Gleichstrom-in-Wechseltrom-Umwandler 1173 unterzogen. Das Ausgangssignal des Stromkreises 1173 erscheint deshalb auf den Leitungen 1174,1175 zur Verwendung in der Spule 1168 als ein Strom, dessen Höhe der Größe des Sinus des Winkels der Bewegung um die Querachse entspricht und dessen Strom in seinem Richtungssinn mit der Richtung der Bewegung um die Querachse übereinstimmt.

Die noch vorhandenen zusätzlichen Windungen auf den Kernen des Verstärkers 1111 enthalten eine Windung 1176 auf dem Kern 1161 und eine Windung 1177" auf dem Kern 1163, wobei die Windungen 1176 und 1177 in Reihe geschaltet und mit einer Gleichstrom - Vorspannungsversorgung verbunden sind. Fünf kurzgeschlossene Windungen 1178 umschließen alle drei Kerne 1161, 1162 und 1163 und koppeln jede Unausgeglichenheit auf den Kernen 1161 und 1163 auf den Kern 1162. Auf dem Kern 1162 befindet sich eine Wicklung 1179, die ein Ausgangssignal liefert, das dem Produkt aus der Längs- und Querbewegung proportional ist. Eine Abgleichwicklung 1181 umschließt alle drei Kerne der produktbildenden Einrichtung 1111 und wird mit einem einstellbaren Gleichstrom" aus einem Brückenkreis 1182 gespeist. Der Ausgang der Wicklung 1179 erscheint als ein Wechselstromsignal, dessen Amplitude und Phase das Korrekturprodukt für die Bewegung um die Längs- und Querachse darstellt. Da dieses Signal von den zwei Phasen des Rollsynchronisators, die über die Leitungen 1166, 1167 zugeführt werden, und von den zwei Polaritäten der Gleichstromsteuerung, die über die Leitungen 1174,1175 zugeführt werden, abgeleitet ist, so hat die Ausgangsphase der Wicklung 1179 eine Phasenlage, von der man nach-

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weisen kann, daß sie sowohl mit den Signalen von nenten der Drehung der Welle 1312 sind. Damit einer der beiden Phasen und einer der beiden Polari- wird, wenn sich die Welle 1312 in" dem Maß R dreht, täten des Gleichstroms verbunden ist. Diese Ein- der Ausgang der Leitung 1313 R cos Θ, wobei Θ die richtung stellt in ihrer Wirkung einen Vier-Qua- Winkelstellung der Welle 1307 ist. Das entsprechende dranten-Multiplikator in der Phasenpolaritätsebene 5 Maß der Drehbewegung der Welle 1314 ist R sin Θ. dar, da das Ausgangssignal eine Phasenlage für Der Eingangswert der Welle 1312 ist der Grund-Komponenten in den ersten und dritten Quadranten geschwindigkeit direkt proportional und wird wie und die entgegengesetzte Phasenlage für Kompo- folgt erhalten. Das Signal f_GS aus dem Grundgenenten im zweiten und vierten Quadranten aufweist. schwindigkeitsoszillator 1017 wird einem Teilerkreis Das Signal aus der Wicklung 1179 wird einem io 1315 zugeführt, der die Frequenz um den Faktor 24 Phasendemodulator 1183 zugeführt, um an den Lei- vermindert und einer Dreiphasentreiberstufe 1316 ein tungen 1184, 1185 einen Gleichstrom zu erhalten, Signal zuführt, das in der Größenordnung von 300 Hz der der Wicklung 1156 des Verstärkers 1007 zugeführt liegt. Die Dreiphasentreiberstufe 1316 entwickelt aus wird, wobei dessen Polarität ein wahres Vier-Qua- dem Teiler 1315 Dreiphasensignale und treibt einen dranten-Produkt der Ausdrücke für die Bewegung 15 Dreiphasenmotor 1317 mit einer Synchrongeschwinum die Längs- und Querachsen darstellt. Diese digkeit an, die der wirklichen Grundgeschwindigkeit Korrektur, die der Wicklung 1156 des Verstärkers proportional ist. Diese Drehgeschwindigkeit des Mo-1107 zugeführt wird, verbessert die Triftwinkelkalku- tors 1317 bewirkt eine Drehung der Wellen 1313 lation entsprechend dem Ausdruck sin P sin R in der und 1314 gemäß dem Produkt der Grundgeschwindig-Gleichung (17"). 20 keit und den Kosinus- und Sinuskomponenten des _, - _T . „ , .... Kursabweichungswinkels Θ. Die Drehung dieser WeI-Das Navigations-Rechengerat _{len wkd} -_m Umdrehungszählern 1318,1319 gesammelt,

Ein Navigations-Rechengerät, das dazu geeignet die in beiden Richtungen arbeiten. Der Zähler 1318

ist, die von dem Dopplersystem entsprechend der mißt die Integration der Geschwindigkeit längs des

vorliegenden Erfindung gelieferten Daten zu ver- 25 Kurses, der durch die Kurswinkeleinrichtung 1305

arbeiten, zeigt Fig. 13. Das Rechengerät verwendet ausgewählt wurde. Wahlweise kann der Zähler" 1318

die Triftwinkelinformation aus der Verstellung der auf die gewünschte Kursentfernung eingestellt und

Tangensbrücke 1109, die eine mechanische Achsen- der Eingang 1313 umgekehrt werden, so daß er

drehung erzeugt, die bei 1301 angezeigt wird und der von diesem Wert subtrahiert. Der Anzeiger 1318

Drehung des beweglichen" Kontakts 1153 in der 30 mißt dann die noch zu fliegenden Kilometer, wie in

Tangensbrücke 1109 entspricht. Diese" Information F i g. 2 dargestellt. Der Zähler 1319 sammelt eine

in Form einer Drehbewegung wird einem Differential- Summe, die die Integration der Geschwindigkeit

zerleger 1302 zugeführt. Ein elektrisches Eingangs- quer zum Kurs darstellt, und zeigt somit in jedem

signal zum Differential 1202 erhält man aus einer gewünschten Augenblick die Versetzung vom ge-

Steuerungsquelle (Richtung der Flugzeuglängsachse) 35 wünschten Kurs an. Der Zähler 1319 ist mit einem

1303, die ein Bezugssignal relativ zu einer festen Anzeigegerät 1320 verbunden, das eine L-/?-Anzeige

Richtung liefert. Am Ausgang des Differentials 1302 enthält, die" immer dann wechselt, wenn der Zähler

erhält man die Summe von Steuerkurswinkel" und durch Null geht. Die beiden Anzeigen L oder R

Triftwinkel, die einer zweiten Differential-Zerlege- zeigen an, ob die Versetzung links oder rechts von

einrichtung 1304 zugeführt wird. Ein mechanischer 4° dem gewünschten Kurs ist.

Eingang zu der Vorrichtung 1304 gestattet, den ge- Die F i g. 12 ist ein Logik-Schaltbild, das die wünschten Kurswinkel für den zu fliegenden Kurs Erzeugung einer Dreiphasenspannung zum Betrieb auszuwählen. Dieses Eingangssignal wird mechanisch des Synchronmotors 1317 darstellt. Die Grundgebei 1305 zugeführt. Die Einrichtung 1304 erzeugt schwindigkeitsoszillatorfrequenz/^ wird einem abeinen Ausgangswert, der die Differenz zwischen 45 wärts zählenden Kreis 1315 zugeführt, der drei Flipdem Steuerkurs plus dem Triftwinkeleingang und Flop-Stufen 1201, 1202 und 1203 enthält. Das Ausdem gewählten Kurswinkeleingang darstellt, und gangssignal "der Flip-Flop-Stufen 1203, das ein Achtel liefert dabei einen Ausgangswert an einem Synchron- der Frequenz^ ist, die dem Eingang der Flip-Flop-Steuerumformer 1306, der die Kursabweichung oder Stufe 1201 zugeführt wurde, wird dem Eingang einer die Differenz zwischen dem wirklichen Kurs und dem 50 Dreiphasentreiberstufe 1316 zugeführt, die drei Flipgewählten Kurswinkel darstellt. Der Steuertrans- Flop-Stufen 1204, 1205 und 1206 enthält. Der EIN-formator 1306 hat einen mechanischen Ausgang 1307, Ausgang der Flip-Flop-Stufe 1206 ist durch die Leider mittels einer Hilfsschleife, die einen Steuerver- tung 1207 mit dem EIN-Eingang der Flip-Flop-Stufe stärker 1308 und einen Servomotor 1309 enthält, auf 1205 verbunden und. bewirkt, daß die drei Flipeiner Einstellung gehalten wird, die dem Signal der 55 Flop-Stufen 1204, 1205 und 1206 um den Faktor 6 Kursabweichung entspricht. Der Motor 1309 dreht nach abwärts zählen, was auf der Wirkung des EIN-den mechanischen Eingang 1307 zum Steuerumformer Ausganges der Flip-Flop-Stufe 1206 beruht, der die 1306 in eine solche Stellung, daß ein elektrischer Aus- Flip-Flop-Stufe 1205 zurückstellt. Die EIN-Ausgänge gangswert in der Größe Null zum Verstärker 1308 der Flip-Flop-Stufen 1204, 1205 und 1206 sind mit aufrechterhalten wird, und hält dabei die Einstellung 60 ^ ß, C bezeichnet, und die an diesen Ausgängen des mechanischen Elements 1307 gleich dem Signal erscheinenden Wellenformen zeigt die Fig. 12 a. Das für die Kurswinkelabweichung,, das dem Umformer Rückstellsignal auf der Leitung 1207 entsteht in 1306 zugeführt wird. Dieser mechanische Winkel wird Abänderung der normalen Abwärts-Zähl-Wellenform, einem mechanischen Zerleger 1311 zugeführt, wo es wie sie für die Wellenformen B und C gezeigt wurde, zur Wirkung gelangt, um eine über einen Eingang 1312 65 Die Ausgänge der Flip-Flop-Stufen 1204, 1205 zugeführte Wellendrehung so abzuändern, daß die und 1206 sind über eine Matrix 1208 mit den Einmechanischen, aus drehenden Wellen bestehenden gangen von vier ORN-Kreisen 1211, 1212, 1213 Ausgänge 1313, 1314 die Kosinus- und Sinuskompo- und 1214 verbunden. Die Ausgänge der ORN-Kreise

53 . 54

1211, 1212, 1213 und 1214 sind ausgewählte Punkte und erzeugt somit einen Rechteckwellenausgang glei-

in der Matrix 1208 und werden an den Punkten 1215, eher Frequenz.

1216 und 1217 hinzugefügt. Am Punkt 1215 wird Fig. 6d zeigt eine Ein-Impuls-Stufe, die einen die Summe des Ausganges des ORN-Kreises 1211 Impulsausgang vorbestimmter Länge für ein Aus- und des EIN-Ausganges der Flip-Flop-Stufe 1205, 5 löse-Eingangssignal erzeugt. Die Dauer des Ausgangsder der Wellenform B entspricht, gebildet. Das Aus- impulses ist durch die Zeitkonstanten des Regenerativgangssignal am Punkt 1216 ist die Summe aus dem pfades bestimmt.

Ausgang des ORN-Kreises 1212 und der Wellen- Die F i g. 15 zeigt einen verbesserten Stromkreis form C. Das Ausgangssignal am Punkt 1217 ist das zur Entregung der Hilfs- oder Steuervorrichtung des kombinierte Ausgangssignal der ORN-Kreise 1213 io Rechengerätes und zur Einleitung der Fähnchen- und 1214. Die Ausgangssignale an den Klemmen alarmanzeige. Der Stromkreis der Fig. 15 entspricht 1215; 1216 und 1217 können an Hand des Wellen- im allgemeinen der F i g. 9 bis auf den Hystereseförmdiagramms" der Fig. 12a beschrieben werden, schalter907. Der Rechteckwellenausgang des Schalda für irgendein negatives Eingangssignal zu den ters 907 wird in einem Transistor 931 differenziert ORN-Kreisen 1211 bis 1214 ein negatives Ausgangs- 15 und verstärkt. Die Ausgangsimpulse des Transistors signal erhalten wird. Es ist daher ersichtlich, daß das 931 werden durch eine Diode 932 gleichgerichtet Ausgangssignal des ORN-Kreises 1211 während der und erzeugen einen Gleichstrompegel am Emitter Zählung 3 negativ ist, da für alle verbleibenden Zäh- eines gemeinsamen Kollektortransistors 933, der dem lungen der ORN-Kreis 1211 leitend ist. Dieser Zu- Wiederholungsmaß des auf den Transistor 931 komstand ergibt sich, da der Eingang zum ORN-Kreis 20 menden Eingangsimpulses proportional ist.
1211 von A her eine Leitfähigkeit für die Zählung 2,¹ Wenn kein Eingangssignal vom Kombinator 905 4 und 6, von der Wellenform D her eine Leitfähigkeit kommt, befindet sich der Emitter des Transistors 133 für die Zählungen 4 und 5 und von der NULL-Seite normalerweise auf etwa —12 Volt. Wenn die Frequenz der Flip-Flop-Stufe 1206 eine Leitfähigkeit für die vom Kombinator 905 zunimmt, nähert sich der Zählungen 4, 5, 6 und 7 herstellt. Somit ist der ORN- 25 Transistor 933 -6 Volt, und eine 12-Volt-Zenerdiode Kreis 1211 nur für die Zählung 3 nichtleitend und 934 stoppt die Leitung. Durch diese Wirkung wird erzeugt einen negativen Ausgang bei 1215. Die der der Strom durch den Transistor 935 unterbrochen Ausgangsklemme 215 zugeführte Wellenform B ist und dabei die Gleichstromleistung von den Servofür die Zählungen" 4 und 5 negativ. Diese negativen verstärkern 1087 und 1114 weggenommen. Wenn Ausgänge und der negative Ausgang des ORN-Kreises 30 die Frequenz des Fähnchen-Kombinator-Ausgangs 211 machen die Klemme 215 für die Zählungen 3, 905 weiter zunimmt, wird eine größere positive Span-4" und 5 in jedem Zählzyklus negativ. In ähnlicher nung am Ausgang des Transistors 933 erzeugt. Wenn Weise kann gezeigt werden, daß die Klemme 1216 der Transistor 933 bezüglich Erde positiv wirkt, für die Zählungen 7, 2 und 3 und die Klemme 1217 so leitet ein Transistorverstärker 936 und betätigt für die Zählungen 5, 6 und 7 negativ ist. Die ent- 35 den Fähnchenanzeiger. Der Eingangskreis des Transtehenden Wellenformen haben die Phasenbeziehun- sistors 936 enthält ein integrierendes RC-Netzwerk, gen einer Dreiphasenversorgung und werden den um vorübergehende Spannungen zu glätten, so daß Transistortreiberstufen 1218,1219 und 1220 zugeführt, die Fähnchenanzeige nur betätigt wird, wenn der die die Leistungsverstärker 1221, 1222 und 1223 Durchschnittswert der Frequenz aus dem Kombisteuern. Die Verstärker 1221", 1222 und 1223 liefern 40 nator 905 einen eingestellten Pegel überschreitet. Das eine Dreiphasenleistung" an die Dreiphasenwicklung Fähnchenalarmrelais 912 befindet sich im Kollektordes Motors 1317 und veranlassen diesen, mit einer kreis des Ausganges" eines Hystereseschalters 937. Synchrongeschwindigkeit zu laufen, die der der Flip- Der Hystereseschalter 937 erhält einen Eingang aus Flop-Stufe 1201 zugeführten Eingangsfrequenz/_ffS pro- einem Hystereseschalter 928, der mittels eines UND-portional ist. 45 Kreises 939 betrieben wird, dessen Eingänge von den

Die Fig. 6 a zeigt die schematische und logische Phasen-Halte-Detektorverstärkern 727 abgeleitet sind.

Darstellung eines ORN-Kreises. Wenn irgendein Die Arbeitsweise des Stromkreises der Fig. 15

Eingang negativ ist, befindet sich der Ausgang auf erzeugt zwei Schwellwerte, von denen der niedrigere

dem Erdpegel. Nur wenn alle Eingänge sich auf dem die Servo verstärker 1087 und 1114 unwirksam macht

Erdpegel befinden, wird der Ausgang negativ. Dieser 50 und der höhere die Fähnchenalarmanzeige hervor-

Kreis führt eine negative ODER-Funktion (NOR) ruft. Dieser Stromkreis stellt eine wahlweise Art des

aus und wird überall in der Beschreibung der vor- Betriebes gegenüber der in F i g. 9 dar, bei der das

liegenden Erfindung verwendet. Da der Ausgang Potential der Leitung 931 der Servoverstärkung zur

das Umgekehrte des Eingangs ist, stellt der ORN- Verminderung der Verstärkung in der Art eines

Kreis einen Umkehrkreis dar. 55 automatischen Verstärkungs-Regelungskreises zuge-

Der Ausgang eines ORN-Kreises, der den Eingang führt wird.

eines weiteren ORN-Kreises steuert, ist ein ODER- Die Eichung des Systems nach der vorliegenden

Kreis. Erfindung hinsichtlich der mit den Dopplerdaten

Der Ausgang eines ORN-Kreises, der von zwei ausgeführten Rechenvorgänge wird mit der vorein-

ORN-Kreisen gesteuert wird, ist ein UND-Kreis. 60 gestellten Zählung ausgeführt, die den Uhrzähler 1021

In der F i g. 6 b sind zwei ORN-Kreise kreuzweise für die Zählphasen Φ_ζ, Φ_ν und Φ_χ eingegeben wird,

gekoppelt, um eine Flip-Flop-Zählstufe zu bilden, die Die Zähllänge dieser Zählphasen ist zur Wahl der

eine EIN- und NULL-Seite aufweist. Die Konden- .Proportionalitätskonstanten vorgesehen, die sich auf

satoren stellen die Speicherung dar, die den Zustand die Frequenz des Grundgeschwindigkeitsoszillators

der Stufe ändert, wenn ein Impuls beide Stufen trifft. 65 und die tatsächlichen Dopplerdaten beziehen. Dem-

In F i g. 6 c wird ein Hystereseschalter gezeigt. zufolge können die Faktoren, die die Beziehung

Dieser Kreis schaltet regenerativ bei einem Sinus- zwischen diesen Größen beeinflussen, wie beispiels-

welleneingang bei einer vorbestimmten Amplitude weise die verschiedenen Frequenzteilungen, die im

System erfolgen, am Ausgang des Systems kompensiert werden. Das System -kann auch zum Wechseln des Antennenstrahlwinkels nachgeeicht werden, indem die Voreinstellung des Zählers 1021 so gewählt wird, daß der Wechsel in den Dopplerfrequenzen kompensiert wird.

Claims (20)

Patentansprüche:

1. Doppler-Navigationssystem für den Bordbetrieb in einem Luftfahrzeug mit einem frequenzmodulierten Sender, welcher über eine fest eingebaute, aus mehreren Hohlleiter-Schlitzreihen bestehende Antenne mittels eines Umtastsystems einen stiftartigen Strahl nacheinander in die von der Längs- und Querachse begrenzten Quadranten richtet, einer Einrichtung, welche aus den von der Antenne empfangenen Reflexionen dieser Signale Doppler-Frequenzverschiebungsdaten gewinnt, einer elektronischen Frequenznachführeinrichtung, welche für jeden Strahl den Doppler-Frequenzverschiebungsdaten entsprechende Mittelfrequenzen erzeugt, die zur Gewinnung von drei die Grundgeschwindigkeitskoordinaten des Luftfahrzeuges darstellenden Frequenzen kombiniert werden, sowie einer auf letztere Frequenzen ansprechenden Recheneinrichtung mit Digital- und Analogrechengeräten zur Berechnung der Geschwindigkeit über Grund und — unter Berücksichtigung der Neigung des Luftfahrzeuges um seine Längs- und Querachse — des Abtriftwinkels, dadurch gekennzeichnet, daß das Umtastsystem von einem Oszillator (102) mit Mikrowellenenergie gespeist ist, der einmal einen Schwinger mit niedriger Güte mit im wesentlichen flachen Ansprechbereichen beiderseits der Resonanzstelle aufweist und der zum zweiten durch eine automatische Frequenzregelschleife (103 bis 105, 504, 506, 508) mit fester Grenzfrequenz stabilisiert und mit einer synchron mit der Strahlumtastung veränderten Modulationsfrequenz moduliert ist, die größer als die Grenzfrequenz ist und eine Verschiebung der Oszillatorfrequenz innerhalb der flachen Ansprechbereiche bewirkt, daß die Einrichtung (60) zur Gewinnung der Dopplerspektren eine mit den Dopplerspektren • amplitudenmodulierte, stabile Unterträgerfrequenzquelle (606) aufweist, deren Ausgang der Nachführeinrichtung (70) zugeführt ist, die mehrere synchron mit der Strahlumtastung betriebene Kanäle enthält, und daß die Recheneinrichtung einen aus den drei die Geschwindigkeitskoordinaten des Luftfahrzeuges darstellenden Frequenzen C^,/j,,/_z) die Geschwindigkeit (V_G) über Grund errechnenden ersten Digitalrechner (1001 bis 1028), einen zweiten, teils digital, teils analog arbeitenden, aus zwei (J_x, f_y) der drei Frequenzen (J_x, f_y, fj) einen Größe und Sinn des Abtriftwinkels (δ) darstellenden Strom erzeugenden Rechner (1001 bis 1120) und eine Korrekturvorrichtung (1111 bis 1113) aufweist, die diesen Strom entsprechend einer Funktion des Produktes der Neigungen des Luftfahrzeuges um die Quer- und Längsachse abändert.

2. Doppler-Navigationssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Speisesystem der Antennenanordnung {30) Einrichtungen (311, 319, 325,327) enthält, die die Wellenleiter (341" bis 352) an einem Ende so speisen, daß zwischen benachbarten Wellenleitern eine vorbestimmte Phasenprogression vorhanden ist, und Einrichtungen (312, 319', 325', 327') aufweist, die die Wellenleiter (341 bis 352) mit entgegengesetzter Phasenprogression speisen, wobei für die wahlweise Speisung der Anordnung (30) mit der vorbestimmten und der entgegengesetzten Phasenprogression elektrische Einrichtungen (411, 408, 414, 417) vorgesehen sind, die die Umtastung des Strahls in die Quadranten steuern.

3. Doppler-Navigationssystem nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch zwei mit gleicher Frequenz und 90°-phasenverschoben arbeitende Flip-Flops (404, 405), Schaltmittel (406, 407; 409, 410; 412, 413; 415, 416) zur Steuerung der elektrischen Einrichtungen im Sinne der aufeinanderfolgenden Umtastung des Strahles in die vier Stellungen entsprechend den von den Zuständen der Flip-Flops bestimmten Stellungen, wobei der Ausgang eines Flip-Flops (404) die Eingangsgröße für das andere Flip-Flop (405) bildet, um so den Richtungssinn der Umtastung des Strahles zu bestimmen.

4. Doppler-Navigationssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator (102) ein mit fester Frequenz arbeitendes Klystron aufweist und daß in der automatischen Frequenzregelschleife (103 bis 106, 504 bis 508) ein Hohlraumresonator (104) hoher Güte liegt, der auf eine vorherbestimmte Frequenz gestimmt ist und dem über einen Koppler (103) ein Teil der Ausgangsgröße des Klystrons (102) eingegeben ist.

5. Doppler-Navigationssystem nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die automatische Frequenzregelschleife einen Detektor (106) aufweist, der mit dem Hohlraumresonator (104) gekoppelt ist und einen Verstärker (504) speist, dessen Ausgang einen Eingang eines Phasenvergleichers (506) bildet, der seinerseits mit seiner Ausgangsgröße die Frequenz des Klystrons (102) steuert.

6. Doppler-Navigationssystem nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Klystron (102) durch einen Modulationsoszillator (502) frequenzmoduliert ist, welcher Oszillator (502) unter der Steuerwirkung eines Stufengenerators (501) steht, der seinerseits die Modulationsfrequenz synchron mit der Strahlstellung umstellt, und daß die Modulationsfrequenz gleichzeitig als Bezugsphasensignal für den anderen Eingang des Phasenvergleichers (506) verwendet wird.

7. Doppler-Navigationssystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der die Modulationsfrequenz erzeugende Oszillator (502) einen spannungsgesteuerten Schwingkreis aufweist, dessen Steuerspannung vom Stufengenerator (501) erzeugt wird, der seinerseits eine Mehrpegelrechteckwelle abgibt, und daß die Zeiten, während denen die Rechteckwellen auf einem Pegel bleiben, ganzzahlige Vielfache derjenigen Periode sind, in denen der Strahl seine vier Stellungen (FL, FR, BL, BR) einnimmt.

8. Doppler-Navigationssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenznachführeinrichtung (70) zwei Mischstufen (705, 706) aufweist, an welche je zwei Signale angelegt sind, wobei jeweils die ersten Signale um 90° zueinander phasenverschoben sind, und daß weiter Phasenschieber (711, 712) vorgesehen sind, welche die

Ausgangsgrößen der Mischstufen mit zusätzlicher 90°-relativer Phasenverschiebung einem abgeglichenen Demodulator (715) zuführen, dessen Ausgang seinerseits an einer Integrationsschaltung (717) liegt.

9. Doppler-Navigationssystem nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch einen einstellbaren Oszillator (718) zur Erzeugung einer Frequenz entsprechend dem Ausgang der Integrationsschaltung (717) wobei diese Frequenz das erste Ein- _ϊ0 gangssignal an die Mischstufen (705, 706) bildet, während der mit dem Dopplerspektrum modulierte Unterträger das zweite Eingangssignal für die Mischstufen (705, 706) bildet.

10. Doppler-Navigationssystem nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch Schalter (701 bis 704; 714) zum Nacheinanderbetätigen der Nachführeinrichtung (70) synchron mit dem Stellungswechsel des Strahles zur Erzeugung einer Mittelfrequenz für das in jeder Strahlstellung erfaßte Dopplerspektrum.

11. Doppler-Navigationssystem nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch Mittel (763) zur Aufrechterhaltung einer jeden solchen Mittelfrequenz während derjenigen Intervalle, in welchen das entsprechende Dopplerspektrum nicht an der Frequenznachführeinrichtung (70) liegt.

12. Doppler-Navigationssystem nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß für jede Strahlrichtung ein einstellbarer Oszillator (718) in der Nachführeinrichtung (70) vorgesehen ist und daß jedem Oszillator (718) ein Demodulator und eine Integrationsschaltung (715, 717) zugeordnet ist, wobei die einzelnen Demodulatoren und Integrationsschaltungen durch die Schalter angekoppelt werden, um synchron mit der jeweiligen Strahlstellung nachzuführen.

13. Doppler-Navigationssystem nach Anspruch 12, gekennzeichnet durch eine Wobbelschaltung (722, 723) zum Wobbein der Frequenz eines jeden einstellbaren Oszillators (718), wenn dessen Frequenz nicht mit der Mittelfrequenz des eingegebenen Dopplerspektrums zusammenfällt, sowie durch eine die Frequenz verriegelnde Schaltung (724 bis 728) zum Abbrechen des Wobbeins dann, wenn der Oszillator sich der Mittelfrequenz des Dopplerspektrums nähert.

14. Doppler-Navigationssystem nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung (724 bis 728) zur Frequenzverriegelung eine NF-Quelle (724) zur Frequenzmodulation der einstellbaren Oszillatoren (718) auf eine Niederfrequenz enthält, die am Ausgang der Nachführeinrichtung (70) erfaßt wird, und daß ein mit der NF- Quelle verbundener Phasendetektor (726), dem ebenfalls die erfaßte NF eingegeben ist, nur auf die erfaßte NF anspricht, wenn diese eine bestimmte feste Phasenlage bezüglich der NF-Quelle aufweist und dabei den Wobbeivorgang unterbricht.

15. Doppler-Navigationssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste, digital arbeitende Rechner (1001 bis 1028) eine unmittelbar der Geschwindigkeit über Grund proportionale Frequenz erzeugt und einen Zähler (1021) zur Zählung dieser Grundgeschwindigkeitsfrequenz aufweist, daß er ferner Zähler (1011) zum Zählen der den Geschwindigkeitskomponenten entsprechenden Frequenzen bei vorherbestimmten Zeitintervallen (Φ_χ, <t>_y, Φ_ζ) aufweist, welche der Zeit zum Zählen einer vorherbestimmten Anzahl von Perioden der Grundgeschwindigkeitsfrequenz entsprechen, wobei weiter eine Schaltung (1013) zum Summieren der Quadrate der Zählungen derjenigen Frequenzen, welche den Geschwindigkeitskomponenten entsprechen, und eine Vergleichsschaltung (1015) vorgesehen ist, welche die Größe der Summe dieser Quadrate mit der Zählung der Grundgeschwindigkeitsfrequenz vergleicht, und daß der Rechner auf die Vergleichsschaltung (1015) ansprechende Schaltmittel (1016) zum Einstellen der von einem Oszillator (1017) erhaltenen Grundgeschwindigkeitsfrequenz aufweist, um eine vorherbestimmte Beziehung zwischen dieser Größe und der vom Vergleicher verglichenen Zählung herzustellen, um so ein vorherbestimmtes Verhältnis zwischen der Grundgeschwindigkeitsfrequenz und der tatsächlichen Geschwindigkeit über Grund zu erhalten.

16. Doppler-Navigationssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite, digital und analog arbeitende Rechner (1101 bis 1120) zunächst zwei Zähler aufweist, nämlich einen Zähler (1011) zur Zählung der der Vorwärtsgeschwindigkeitskomponente entsprechenden Frequenz und einen Zähler (1105) zur Zählung der der Quergeschwindigkeit entsprechenden Frequenz, und daß der Rechner diejenige der Quergeschwindigkeit entsprechende Frequenz, die während der Zeitspanne einer vorherbestimmten Zählung der Vorwärtsgeschwindigkeitskomponentenzählung angesammelt wurde, vergleicht und einen ersten Strom erzeugt, dessen Größe und Richtung der Differenz zwischen den Zählungen und dem Vorzeichen der Differenz entspricht, wobei eine Schaltung (1109) zur Erzeugung eines zweiten Stromes vorgesehen ist, der proportional dem Tangens der Drehung einer drehbaren Welle ist und ein auf die Differenz zwischen diesen Strömen ansprechender Antrieb (1107), 1114, 1115) die Drehstellung der Welle im Sinne der Erzeugung eines Wertes Null verstellt.

17. Doppler-Navigationssystem nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die" Korrektureinrichtung (1111 bis 1113) diesen Nullwert nach Maßgabe einer Funktion des Produktes auf Neigungen um die Quer- und Längsachse des Flugzeuges ändert.

18. Doppler-Navigationssystem nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrekturvorrichtung (1111 bis 1113) einen magnetischen Verstärker (1111) aufweist, an welchen diejenigen Signale angelegt sind, die proportional dem Sinus des Neigungswinkels und proportional dem Sinus des Winkels um die Längsachse sind, daß weiterhin eine Schaltung (1179) vorgesehen ist, die vom Magnetverstärker (1111) ein Ausgangssignal ableitet, welches proportional ist dem Produkt der Eingangssignale, und daß ein Generator (1183) für einen dritten Strom vorgesehen ist, der diesem Produkt entspricht, wobei dieser letztere Strom durch eine Schaltung (1156) zur Veränderung des Nullwertes angelegt ist.

19. Doppler-Navigationssystem nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die auf Strom ansprechende Schaltung (1107, 1114, 1115) zur Erzeugung eines Nullwertes einen weiteren"

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magnetischen Verstärker (1107) mit versetzter Vierdrahtwicklung (1148, 1141, 1156, 1154) aufweist, und daß der erste, der zweite und der dritte Strom sowie ein einstellbarer Strom aus einer veränderlichen Stromquelle (1155) an die Anschlüsse der Vierdrahtwicklung gelegt" sind.

20. Doppler - Navigationssystem nach Anspruch 15, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (1019) zum wahl weisen Verändern der Zählung der Grundgeschwindigkeitsfrequenz zum Kompensieren derjenigen Wirkungen, welche die unter-

halb des Flugzeuges befindlichen Oberflächen auf die die Geschwindigkeitskomponenten darstellenden Frequenzen haben.

In Betracht gezogene Druckschriften: Britische Patentschriften Nr. 589 136, 818 643; französische Patentschrift Nr. 1 189 171; USA.-Patentschriften Nr. 2 223 224, 2 866 190; British Communications and Electronics, 5 (1958), (Oktober), S. 764 bis 771;
Journal of the British IRE, 1958, Juli, S. 425 bis 444.

Hierzu 11 Blatt Zeichungen

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