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Eingangsschaltanordnung für einen ein- oder mehrphasigen Transistor-Gittersteuersatz
für steuerbare elektrische Ventile Die Erfindung betrifft eine Eingangsschaltanordnung
für einen ein- oder mehrphasigen Transistor-Gittersteuersatz für steuerbare elektrische
Ventile, mit einem aus einem Wechselspannungsnetz gespeisten Impulstransformator,
der periodische Schaltimpulse auf einen durch eine Gleichspannung gesperrten Transistor
gibt.
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Bei einem bisher bekannten Transistor-Gittersteuersatz wird die Impulsverschiebung
dadurch vorgenommen, daß einer dem Netz entnommenen Wechselspannung eine Steuergleichspannung
überlagert wird und auf der ansteigenden bzw. abfallenden Flanke der Wechselspannung
durch Veränderung der Steuergleichspannung ein Impulsformer, z. B. ein Schmitt-Trigger,
auf eine gewünschte Impulsp'hasenlage ausgesteuert wird.
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Mit dieser Methode ist nur ein Steuerbereich von weniger als 180°
e1. zu erhalten, dessen etwa linearer Bereich aber bedeutend kleiner als 180° e1.
ist. Diese Schaltanordnung ist außerdem stark von Netzspannungsschwankungen abhängig,
weil durch sie und durch die von Stromrichtern in großen Anlagen selbst erzeugten
Netzoberwellen eine starke Änderung der Gleichrichteraussteuerung zustande kommt.
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Eine weitere bekannte Eingangsschaltanordnung sieht, wie F i g. 1
zeigt, die Aufladung eines Kondensators C über einen Impulstransformator Tr, eine
Diode D und einen ohmschen Widerstand R bei jeder Netzwechselspannungshalbwelle
und seine anschließende Entladung über einen onmschen Widerstand R1 vor. Man erhält
hierbei am Transistor T einer Steuergleichspannung Ust überlagerte Schaltimpulse
mit einem brauchbaren Steuerbereich von etwa 200° e1. Auch diese Schaltanordnung
ist von der Amplitude der Netzwechselspannungshalbwellen abhängig und liefert noch
keine befriedigenden Ergebnisse in bezug auf weitgehende Unabhängigkeit des Steuersatzes
von Netzspannungsschwankungen. Eine Stabilisierung der Netzwechselspannung kann
im allgemeinen nicht vorgenommen werden, da die Eingangsschaltanordnung meist sechsphasig
oder ähnlich ausgeführt ist und magnetische Konstanthalter eine verzerrte Kurvenform
liefern.
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Die Erfindung gibt eine Schaltanordnung an, die die genannten Nachteile
ausschließt und gute Ergebnisse im praktischen Betrieb gezeigt hat.
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Bei der im ersten Absatz genannten Eingangsschaltanordnung wird erfindungsgemäß
dem Impulstransformator eine die Netzspannungsoberwellen unterdrückende Siebkette
vorgeschaltet. Außerdem ist die erfindungsgemäße Schaltanordnung so ausgeführt,
daß über den Transistor und einen dazu in Reihe liegenden ohmschen Widerstand oder
eine Drossel eine konstante Gleichspannung an einen Kondensator mit parallelliegendem,
veränderbarem ohmschem Entladewiderstand schaltbar ist. Der positive Belag des Kondensators
ist über einen veränderbaren ohmschen Widerstand mit der Steuerelektrode eines zweiten
Transistors verbunden, in dessen Steuerstromkreis eine einstellbare Steuergleichspannung
der am Kondensator erzeugten Sägezahnspannung entgegenwirkt.
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Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in F i g. 2 dargestellt
und wird im folgenden beschrieben.
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Nach F i g. 2 wird ein Eingangsnetztransformator als Impulstransformator
Tr eingesetzt. Der Impulstransformator Tr ist durch die Eingangsnetzwechselspannung
Uw stark übersteuert, so daß er bei jedem Netzspannungsnulldurchgang praktisch unabhängig
von Netzspannungsschwankungen vom einen in den anderen Sättigungszustand getrieben
wird und einen schmalen Impuls auf der Sekundärseite abgibt. Geeignet sind hierbei
hochpermeable Kernmaterialien. Um eine Flußänderung durch überlagerte Spannungsspitzen
des Wechselstromnetzes zu verhindern, ist eine die Netzspannungsoberwellen unterdrückende
Siebkette, bestehend aus den Kondensatoren Cl und C., und einer Drosselspule Dr,
vor den Impulstransformator Tr geschaltet. So ist auch unter ungünstigen Netzverhältnissen
eine einwandfreie Impulserzeugung gesichert.
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Jeder durch die Netzspannungsnulldurchgänge einwandfrei in seiner
Phasenlage festgelegte negative Sekundärspannungsimpuls des Impulstransformators
Tr steuert über einen ohmschen Widerstand R1 einen Transistor T1 auf, wobei sich
über einen ohmschen Widerstand R3 der Kondensator C aufladen kann. In der übrigen
Zeit ist der Transistor T1 durch eine positive Basisvorspannung U1 gesperrt. Die
Entladung
des Kondensators erzeugt am Widerstand R, eine Sägezahnspannung.
Die Differenz aus Sägezahnspannung und Steuergleichspannung Ust bestimmt die Dauer
der Aufsteuerung des Transistors T,, wobei die Form der Sägezahnspannung die Steuerkennlinie
des Gittersteuersatzes festlegt. Daraus geht hervor, daß die Zeitkonstante T1 =
CR3 < T_ = CR, sein muß, damit die Amplitude des Sägezahnes etwa gleich der konstanten
Gleichspannung 17, wird. Die Spannung U, kann einem einfachen Transistorkonstantspannungshalter
entnommen werden, wie er auch zur Speisung weiterer Steuersatzteile vorhanden sein
muß. So ist eine Abhängigkeit von Spannungsschwankungen für den Sägezahn nicht mehr
gegeben.
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Bemerkenswert ist besonders, daß statt des Widerstandes R3 eine entsprechend
bemessene Drossel, die für alle Impulserzeuger gemeinsam ist, für die Strombegrenzung
bei der Aufladung des Kondensators C sorgen kann. Diese Drossel begrenzt die Aufladestromspitze
und bewirkt, daß bei voller Aufladung ein Transistor T1 für relativ kleinen Spitzenstrom
verwendet werden kann.
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Die Kondensatorentladung geschieht über den Widerstand R,, der in
gewissen Grenzen geändert werden kann, um die auftretenden Bauteiltoleranzen auszugleichen
und eine genaue Abstimmungsmöglichkeit für die einzelnen Eingänge eines Steuersatzes
aufeinander zu schaffen. Da eine hohe Genauigkeit für die Gleichheit der Sägezahnkürve
gefordert wird, die z. B. im sechsphasigen Gleichrichterbetrieb um 60° e1. versetzt
angeordnet sind, wie es durch das Netz vorgegeben wird, ist eine zusätzliche Abgleichmöglichkeit
durch einen ohmschen Widerstand R4 in der Basiszuleitung des Transistors T2 vorhanden.
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Der Widerstand R4 ist vorgesehen, um Ungleichmäßigkeiten in der Entladekurve,
wie sie durch ungleiche Sperrwiderstände des Transistors T2 entstehen, auszugleichen.
Durch Variation der beiden Widerstände R, und R4 läßt sich ein Abgleich auf eine
Eichsägezahnkurve, die z. B. sechsphasig umschaltbar sein kann, genau vornehmen.
Günstig wirkt sich hierfür auch aus, wenn der Widerstand R, möglichst klein, der
Kondensator C dagegen entsprechend größer dimensioniert wird, damit jedesmal eine
fast völlige Entladung über den Widerstand R, erfolgt. Der Abgleich erfolgt zweckmäßig
im 25-Hz-Rhythmus mit einem mechanischen Umschalter, z. B. einem Telegraphenrelais,
der durch einen bistabilen Multivibrator betätigt werden kann. Dabei werden auf
einem Oszillographenbildschirm abwechselnd der Eichzägezahn und der abzugleichende
Sägezahn abgebildet, wobei zwei Bilder entstehen, die man beim Abgleich zur Deckung
bringt. Es eignet sich ein mechanischer Umschalter dafür, weil er praktisch ideal
arbeitet, denn er weist im geschlossenen Zustand praktisch keinen und im geöffneten
Zustand einen unendlich großen Widerstand auf.
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Es gelingt mit diesem Abgleichverfähren, eine Impulsgenauigkeit von
weniger als ± 1° e1. im steilen Bereich der Sägezahnkurve zu erreichen, die als
sehr gut bezeichnet werden kann, da bereits die belastungsabhängigen Schwankungen
der Netzwechselspannungsnulldurchgänge in dieser Größenordnung liegen. Der große
Steuerbereich bringt als Verbesserung die Einsparung eines Phasenschwenktransformators
mit sich, denn die gewünschte Impulslage kann durch Umkehr der Eingangsphasenlage
und durch Vorgabe einer bestimmten Steuervorspannung, wie gewünscht, festgelegt
werden. Bei sechsphasigem Betrieb, bei Gleichrichter- und Wechselrichterbetrieb
wird nur ein Steuerbereich von etwa I.50° e1. benötigt, so daß bei vorhandenem Steuerbereich
von etwa 300° el. ein sehr großer Spielraum zur Verfügung steht.