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Elektrische Verstärkeranordnung Die Hauptpatentanmeldung bezieht sich
auf eine elektrische Verstärkeranordnung, die es bei weitgehender Driftkompensation
gestattet, kleinste Ströme praktisch trägheitslos zu verstärken. Erreicht wird dies
durch die Kombination eines annähernd trägheitslos arbeitenden, jedoch driftbehafteten
Hauptverstärkers mit einem driftfreien, jedoch vergleichsweise dazu langsam arbeitenden
Kompensationsverstärker. Dabei sind die Eingangskreise der beiden Verstärker hintereinander
angeordnet, so daß die zu verstärkende Größe die beiden Eingangskreise nacheinander
durchläuft. Dies macht eine Anpassung der beiden Eingangskreise aneinander erforderlich,
die insbesondere bei den außerdem noch zu berücksichtigenden Strom-Spannungs-Verhältnissen
der die Eingangsgröße liefernden Schaltung manchmal lästig und unvorteilhaft sein
kann. Die Erfindung gestattet in dieser Hinsicht eine größere Freizügigkeit und
stellt vorteilhafte Ausgestaltungen des in der Hauptpatentanmeldung niedergelegten
Erfindungsgedankens dar.
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Die Erfindung betrifft daher eine elektrische Verstärkeranordnung
mit zusätzlicher Beaufschlagung in Abhängigkeit von einem Vergleich zwischen Eingangsgröße
und der um den Verstärkungsgrad reduzierten Ausgangsgröße, bestehend aus einem Verstärker
und einem Vorverstärker, der als Magnetverstärker ausgeführt ist und in den Eingangskreis
des Hauptverstärkers gelegt ist, nach Patentanmeldung S 68722 VIII a/ 21 a2. Sie
ist dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangskreise beider Verstärker parallel von
der Eingangsgröße beaufschlagt werden.
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Ist der Hauptverstärker ein Transistorverstärker, so kann bei der
erfindungsgemäßenAnordnung durch ein weiteres Merkmal erreicht werden, daß nicht
nur die Nullpunktswanderung (Drift) kompensiert wird, welche durch die mit steigender
Temperatur geringer werdende Stromverstärkung der in dem Hauptverstärker angeordneten
Transistoren erfolgt bzw. durch irgendwelche Alterungseinflüsse zustande kommt,
sondern auch diejenige, welche durch die Drift der Eingangsspannung bedingt ist.
Diese Eingangsspannungsdrift kommt dadurch zustande, daß im Eingangskreis des Hauptverstärkers
die Schwellspannungen der entsprechenden Transistoren ebenfalls Temperatur- bzw.
Alterungseinflüssen unterworfen sind und dadurch am Innenwiderstand der die Verstärkeranordnung
beaufschlagenden Spannungsquelle wechselnde Spannungsabfälle hervorrufen. Diese
Schwankungen des Eingangspotentials würden sich am Ausgang der Verstärkeranordnung
als zusätzliche Nullpunktswanderung bemerkbar machen, da sie über den Kompensationsverstärker
wieder auf den Hauptverstärker zurückwirken würde. Durch eine gleichstrommäßige
Entkopplung der beiden Verstärkereingänge kann diesem unerwünschten Einfluß begegnet
werden. Gemäß einer Weiterbildung der Erfindung geschieht dies dadurch, daß in dem
Eingangskreis des Hauptverstärkers entweder ein RC-Glied oder ein RL-Glied angeordnet
wird. Das RL-Glied kann dabei zweckmäßigerweise so realisiert werden, daß die Eingangsgröße
dem Hauptverstärker über einen Transformator und einen Widerstand zugeführt wird.
Die Gegeninduktivität des Transformators ist dann die die Zeitkonstante des Eingangskreises
bestimmende Induktivität. Gleichzeitig wird in den Gegenkopplungskreis ein RC-Glied
gelegt, wobei gemäß einer Weiterbildung der Erfindung die Zeitkonstanten der im
Eingangskreis und Gegenkopplungskreis liegenden Glieder gleich bemessen sind.
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Als Kompensationsverstärker braucht nicht unbedingt ein Magnetverstärker
verwendet zu werden, es kann vielmehr hierfür auch ein anderer driftfreier Verstärker
in Frage kommen, wie z. B. ein dielektrischer Verstärker.
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Zur dynamischen Stabilisierung der Verstärkeranordnung kann es zweckmäßig
sein, dem Kompensationsverstärker einen Verstärker mit PI-Verhalten nachzuordnen.
Als weiteren Vorteil erhält man dadurch, daß sich dann die erfindungsgemäße Verstärkeranordnung
dem Ideal der vollkommenen driftfreien Verstärkung kleinster Ströme noch mehr, und
zwar desto besser nähert, je besser die Arbeitspunktkonstanz dieses Verstärkers
mit PI-Verhalten ist.
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Im folgenden soll das Wesen der Erfindung an Hand der Zeichnung näher
veranschaulicht werden:
In F i g. 1 ist schematisch ein Blockschaltbild
der erfindungsgemäßen Anordnung dargestellt. Mit 1 ist der Hauptverstärker, mit
2 der Kompensationsverstärker bezeichnet. Die an der Eingangsklemme 3 anstehende
Eingangsspannung beaufschlagt den Hauptverstärker 1 über den Eingangswiderstand
R1 e und über den Eingangswiderstand R., den Kompensationsverstärker 2. Die in der
F i g. 1 dargestellten Widerstände können in ihrer allgemeinsten Form als komplexe
Widerstände aufgefaßt werden. Die an der Klemme 4 erscheinende Ausgangsgröße wird
über den Gegenkopplungswiderstand R1, auf den Eingang des Verstärkers 1 und über
den Gegenkopplungswiderstand R2 g auf den Eingang des Verstärkers 2 zurückgekoppelt.
Wenn die Widerstände R2 e und R,9 derart bemessen sind, daß bei angenommener driftfreier
Verstärkung genau die um den Verstärkungsgrad des mit den Widerständen R1 e und
R1 , beschalteten Hauptverstärkers reduzierte Ausgangsgröße auf den Eingang des
Verstärkers 2 in gegenkoppelndem Sinne zugeführt wird, dann gibt der Ver-, stärker
2 bei einer Nullpunktswanderung ein dieser entgegenwirkendes Korrektursignal an
den Eingang des Verstärkers 1 ab. Bei den in der Zeichnung dargestellten Verstärkern
soll es sich z. B. um solche handeln, die in unbeschaltetem Zustand bei einem verschwindend
kleinen Eingangsstrom eine große Verstärkung erreichen. Dann sind bekanntlich in
beschaltetem Zustand Verstärkung und Zeitverhalten der Verstärker gegeben durch
das Verhältnis von Gegenkopplungsimpedanz zu Eingangsimpedanz des betreffenden Verstärkers.
Damit die beiden Verstärker in der vorher beschriebenen Weise zusammenarbeiten,
muß also dieses Verhältnis für beide Verstärker dasselbe sein.
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Ein mehr ins einzelne gehendes Ausführungsbeispiel ist in F i g. 2
dargestellt, das, wie ohne weiteres ersichtlich, im Kern der in F i g. 1 dargestellten
Anordnung entspricht. An der Eingangsklemme 3 liegt die das Eingangssignal liefernde
Signalspannungsquelle 19 mit ihrem Innenwiderstand 18. Der Eingangs-
und Gegenkopplungskreis des Hauptverstärkers enthalten je ein RC-Glied (6, 7 bzw.
8, 9), das jeweils so bemessen ist, daß sich die Widerstandswerte beider RC-Glieder
umgekehrt verhalten wie die entsprechenden Kapazitätswerte. Der Verstärkungsfaktor
des so beschalteten Hauptverstärkers 1 ist dann allein durch das Verhältnis der
Widerstände 8 und 6 gegeben, wobei die Beschaltungswiderstände 11 und 10 des Kompensationsverstärkers
2 dasselbe Verhältnis aufweisen.
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Mit Rücksicht auf den hohen Verstärkungsgrad des Kompensationskreises
wird zur dynamischen Stabilisierung zweckmäßig die Ausgangsgröße des Kompensationsverstärkers
über ein aus den Widerständen 12 und 14 sowie dem Kondensator 13 bestehendes Glättungsglied
zu einem Verstärker 5 geführt. Von dort gelangt sie über den Widerstand 17 an den
Eingang des Hauptverstärkers 1. Durch das aus dem Widerstand 15 und der Kapazität
16 bestehende RC-Glied im Gegenkopplungskreis des Verstärkers 5 wird diesem ein
IP-Verhalten verliehen. Es kann sich auch als zweckmäßig erweisen, auf den Verstärker
5 zu verzichten und das IP-Verhalten durch ein entsprechendes Netzwerk in einem
Rückkopplungskreis des Magnetverstärkers 2 zu bewirken.
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In F i g. 3 ist eine zweckmäßige Abwandlung des Ausführungsbeispiels
nach F i g. 2 gezeigt, wobei Elemente mit übereinstimmender Funktion unter Beibehaltung
derselben Bezugszeichen dargestellt sind. Der Unterschied besteht in der anderen
Ausgestaltung des Hauptverstärkereingangskreises und in der anderen Art, wie das
IP-Verhalten des Kompensationsverstärkers erzielt wird. Es ist dabei von der bekannten
Dualität ausgegangen, die zwischen einem Kondensator in Reihenschaltung und einer
Induktivität in Parallelschaltung besteht. Ein diesbezüglicher Vergleich der beiden
Hauptverstärkereingangskreise von F i g. 2 und 3 zeigt, daß bei letzterer die Serienschaltung
des Widerstandes 6 und des Kondensators 7 ersetzt wurde durch die duale, d. h. wirkungsmäßig
äquivalente Parallelschaltung der Gegeninduktivität Ml des Transformators
20 zu den Widerständen 6 und 6'. Sinngemäß gilt dies auch für die in F i
g. 2 enthaltene, aus dem Widerstand 15 und der Kapazität 16 bestehende Reihenschaltung,
welche ein IP-Verhalten bewirkt, und ihr dualer Ersatz in F i g. 3 durch die Widerstände
16 bzw. 16' und die Parallelinduktivität M., des Transformators 21. F i g.
3 macht insbesondere die Potentialtrennung der Signalquelle 19 von den Eingängen
des Verstärkers 1 und 2 deutlich. Beim Magnetverstärker 2 ist seine innere Schaltung
angedeutet. Es sind mit 22 die Steuerwicklung, mit 23 eine mit konstantem Gleichstrom
gespeiste Vormagnetisierungswicklung, mit 24 eine von der IP-Rückführung beaufschlagte
Rückkopplungswicklung und mit 25 die Lastwicklungen bezeichnet.
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Die Verstärkeranordnung nach der Erfindung ist vor allen Dingen geeignet
als Meßverstärker für Steuerungen und Regelungen, wo die zu verstärkenden Größen
vergleichsweise klein sind und eine hohe Regelgeschwindigkeit gewünscht ist.