DE961897C

DE961897C - Mehrstufiger Verstaerker mit Transistoren

Info

Publication number: DE961897C
Application number: DEG11676A
Authority: DE
Inventors: Richard Franklin Shea
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1952-05-05
Filing date: 1953-05-06
Publication date: 1957-04-11
Also published as: FR1087808A; GB781570A; BE519695A; US2794076A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf Halbleiterverstärker und insbesondere auf einen mehrstufigen Leistungsverstärker unter Verwendung von Transistoren.

Die bisher bekannten Transistorenverstärker besaßen den Nachteil, daß die Stabilisierung der Arbeitspunkte der Transistoren sehr schwer zu erreichen war, ohne den Wirkungsgrad des Verstärkers stark einzuschränken. Die Instabilität oder Verschiebung der Arbeitspunkte rührt von einer Änderung des Kollektorstroms her, selbst wenn kein Emittorstrom fließt. Der Kollektorstrom ändert sich nämlich bei einem gegebenen Transistor hauptsächlich in Abhängigkeit von seiner Temperatur. Diese Abhängigkeit ist bei verschiedenen Exemplaren derselben Fabrikationsserie verschieden groß, so daß man solche Transistoren in fertigen Schaltungen nicht ohne weiteres gegeneinander austauschen kann.

Die Schwankung des Kollektorstroms beim Emittorstrom Null in Abhängigkeit von der Temperatur kann io : ι betragen und hat eine entsprechende Schwankung des Stromes im Kollektorkreis des Transistors zur Folge. Außerdem kann dies unerwünschte Sättigungserscheinungen in dem Sinne hervorrufen, daß der Spannungsabfall am Transistor vernachlässigbar im Vergleich zum Spannungsabfall am Belastungswiderstand des Transistors wird, so daß der Kollektorstrom verzerrt wird oder sich umkehrt. Ferner kann eine Verschiebung des Arbeitspunktes in Leistungsverstärkern zu einer Zunahme der inneren Erwärmung des Transistors führen, die sich dann laufend steigert, so daß der ganze Verstärker »wegläuft« und es praktisch unmöglich wird, einen Betrieb an einem vorgegebenen Arbeitspunkt durchzuführen.

Der Hauptzweck der Erfindung ist die Schaffung einer Verstärkerschaltung mit Transistoren, bei der eine gute Stabilisierung des Arbeitspunktes bei verhältnismäßig kleinem Verlust an Wirkungsgrad erzielt wird.

Dies läßt sich bereits an Hand von zwei Transistoren erläutern, die derart geschaltet sind, daß ein Transistor als Quelle eines konstanten Stromes für den anderen dient. Der erfindungsgemäße Vorteil ίο wird dadurch erreicht, daß der erste Transistor einen konstanten Strom bei hohem Innenwiderstand liefert und sein Kollektorstrom geeignet stabilisiert zur Steuerung des zweiten Transistors verwendet wird. Die Schaltelemente sind dabei so gewählt, daß der erste Transistor auf einer verhältnismäßig niedrigen Spannung gegenüber der Arbeitsspannung des zweiten Transistors arbeitet und dadurch der Leistungsverbrauch und der schaltungsmäßige Aufwand des ersten Transistors zur Stabilisierung seines Ausgangsstroms verkleinert wird.

Fig. ι zeigt ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Leistungsverstärkers,

Fig. 2 ein Ersatzschaltbild eines Teils der Schaltung nach Fig. 1,

Fig. 3 ein Schaltbild einer gegenüber Fig. 1 abgewandelten Ausführungsform, während

Fig. 4 bis 6 weitere Ausführungsformen darstellen. Fig. ι zeigt einen zweistufigen Verstärker mit einphasigem Ausgang, welcher zwei Transistoren 11 und 13 enthält, die bekannte P-N-Schicht-Transistoren sein können und z. B. aus einer Anordnung zweier P-N-Schichten in einem einzigen Germaniumkristall bestehen, derart, daß zwei P-Gebiete durch ein N-Gebiet voneinander getrennt sind. An jedem dieser Gebiete werden die entsprechenden Anschlüsse vorgesehen, so daß also eine Basiselektrode b, 15 (Grundplatte), eine Emittorelektrode e, 17 (Steuerelektrode) und eine Kollektorelektrode c, 19 (Arbeitselektrode) am Transistor 11 und entsprechende Elektroden 21, 23 und 25 am Transistor 13 vorhanden sind.

Man kann natürlich auch N-P-N-Schicht-Transistoren benutzen, wozu nur die Polarität der Vorspannungsquellen umzudrehen ist. Die letztere Art von Transistoren arbeitet bekanntlich ähnlich wie die zuerst erwähnte Art. Bei beiden Arten sind die statischen Kennlinien, welche den Kollektorstrom in Abhängigkeit von der Kollektorspannung darstellen, im wesentlichen parallele Linien von annähernd gleichem Abstand. Bekanntlich haben solche Transistoren bis zu annähernd 50% Wirkungsgrad, so daß eine Belastung zwischen dem Strom Null und der Spannung Null ausgesteuert werden kann.

Wie oben bemerkt, sind derartige Transistoren

bisher in Verstärkern nur schwierig zu benutzen gewesen, da der Kollektorstrom beim Emittorstrom Null sehr instabil ist. Diese Instabilität tritt besonders bei verhältnismäßig hohen Leistungen auf.

In Fig. ι liegt die zu verstärkende Signalspannung zwischen den Eingangsklemmen 35 und wird über den Koppelkondensator 37 der Basis 15 des Transistors 11 zugeführt. Diese Basis ist an einem Punkt 30 zwischen den Widerständen 29 und 31 angeschlossen, die parallel zu einer geeigneten Vorspannungs- oder Arbeitsspannungsquelle 33 liegen, deren positive Klemme geerdet ist. Der Kollektor 19 ist über die Leitung 36 unmittelbar mit dem Emitter 23 des Transistors 13 verbunden, und beide Elektroden sind über den Nebenschlußkondensator 39 geerdet. Die Kapazität dieses Kondensators ist so hoch, daß die zu verstärkenden Frequenzen an ihm keinen Spannungsabfall bilden.

Der Strom des Emittors 17 des Transistors 11 durchfließt den Widerstand 27 zwischen dieser Elektrode und Erde, an welchem die verstärkte Ausgangsspannung der ersten Stufe auftritt. Diese Spannung wird der Basis 21 des Transistors 13 über den Koppelkondensator 37' zugeführt. Diese Basis ist über einen Widerstand 41 mit der negativen Klemme der Spannungsquelle 33 verbunden. Die Ausgangselektrode 25 (Kollektor) des Transistors 13 ist über einen geeigneten Lastwiderstand 43 mit der negativen Klemme einer zweiten geeigneten Vorspannungs- oder Arbeitsspannungsquelle 45 verbunden, deren positive Klemme an der negativen Klemme der zuerst erwähnten Spannungsquelle 33 liegt. Die verstärkte Ausgangssignalspannung tritt am Widerstand 43 auf und wird an den Klemmen 46 abgenommen.

Zur Stabilisierung des Arbeitspunktes des Transistors 11 wird gemäß der Erfindung der Widerstand 27 in dem über den Emittor 17, die Basis 15 und den Spannungsteiler 29, 31 verlaufenden Kreis vorgesehen.

Zur Erläuterung der Arbeitsweise und des Zustandekommens der gewünschten Stabilisierung sei die Fig. 2 betrachtet, welche ein Gleichstromersatzschaltbild des Transistors 11 darstellt. Die Widerstände A₁, R_z und R₃ in Fig. 2 entsprechen den Widerständen 27, 29 und 31 in Fig. 1. Der Kollektor 19 des Transistors 11 ist über einen Lastwiderstand Rl an die negative Klemme einer Batterie mit der Spannung E angeschlossen. Der Lastwiderstand Rl entspricht, wie aus dem folgenden hervorgeht, dem Transistor 13 und den an ihn angeschlossenen Stromzweigen in Fig. 1. Die Stromrichtungen sind in Fig. 2 in der durch Pfeile angedeuteten Weise angenommen, wobei zu jedem Bezugszeichen I noch ein Index hinzugesetzt ist, der den Teil der Schaltung andeutet, die von diesem Strom durchflossen wird.

In der nachfolgenden Berechnung wird angenommen, daß erstens die Spannung zwischen dem Kollektor und der Basis Vc ist, die im folgenden die Kollektor-Basis-Spannung genannt wird, und daß diese Spannung innerhalb eines Bereiches liegt, in welcher sie den Kollektorstrom I_c so gut wie überhaupt nicht beeinflußt. Zweitens wird angenommen, daß der Stromverstärkungsfaktor α im Arbeitsbereich konstant ist, wobei α als das Verhältnis der Änderung des Kollektorstromes zum Emittorstrom bei konstanter Kollektor-Basis-Spannung ist. Drittens wird angenommen, daß die Spannung zwischen dem Emittor und der Basis, die im folgenden Emittor-Basis-Spannung genannt ist, Null beträgt. iao

Für die einzelnen Zweige der Schaltung in Fig. 2 kann man auf Grund der vorstehenden Annahmen schreiben:

°1	= E	— Js-R₃,	(I)
Ic	= J₀	+ Ie,	(2)
h	= 4	J3·	(3)

Ferner kann man auf Grund der bekannten Transistoreneigenschaften schreiben

Ic = Ie₀ + α-fei

3 Ie

wobei α nach der obigen Definition gleich -^=- (V₀) ist und I_c0 der Kollektorstrom für I_e = 0.

Wenn man die Gleichungen (i) bis (4) auflöst, gewinnt man die folgenden Ausdrücke für den Kollektorstrom, den Emittorstrom und den Basisstrom:

T —

Ro

und ferner

Ic — Ico

Ic₀-Ic (τ—a)

Mi + ^E

12.

— Ic

• (9)

Der Stabilitätsfaktor S kann als das Verhältnis der Änderung des Kollektorstromes zur Änderung des Kollektorstromes beim Emittorstrom Null definiert werden. Man erhält also

S =

dl_e dl_co

(ΙΟ)

Für stabilen Betrieb soll der zahlenmäßige Wert des Stabilitätsfaktors S ein Minimum für einen

897 3

mittleren Wert der Batteriespannung E und des Leistungsverbrauchs Po in den Stabilisierungswiderständen R₁, R₂ und R₃ sein.

Wenn man den Kollektorstrom I_c als Funktion des Stabilitätsfaktors S ausdrückt, so gewinnt man

J₆=SI

ils

(S-i).

(11)

Im Betrieb existiert ein gewünschter Arbeitspunkt, der die Spannung V₀ zwischen dem Kollektor und der Basis sowie den Kollektorstrom I₀ bestimmt. Für diesen Arbeitspunkt und die verfügbare Speisespannung E lassen sich die Größen der Widerstände für jeden gewünschten Wert des Stabilitätsfaktors S oder umgekehrt der Wert von S für angenommen feste Werte der Widerstände berechnen.

Für eine gewünschte Kollektorspannung V_c zwischen Kollektor und Basis gilt

E — IqRl- Vc

(12)

Wenn man für I_e in dieser Gleichung (12) den Wert nach Gleichung (6) einsetzt, so erhält man:

(IS)

Ic

¹CO

Die Gleichung (11) kann auch folgendermaßen geschrieben werden:

Ic-SIc

(14)

Die Gleichung (10) läßt sich folgendermaßen umschreiben:

² R₃Sa-(S-X)(R^R₃) ' ^v -

Wenn man die Ausdrücke für R₁ und R₃ aus Gleichung (13) und (14) zur Gewinnung eines Aus-

drucks für -~ benutzt und diesen in Gleichung (10)

einsetzt sowie diese Gleichung auflöst, erhält man den

•η folgenden Ausdruck für E als Funktion von -~:

E =

a (Vo+ RlIc) (Ic-SIc₀)

(Ic -1 co) !-§■ '(S -1) + 5 (ι - α) - 11 + α (I_c - SI_C0)

(16)

Wenn man den Ausdruck für E aus Gleichung (16) in Gleichung (14) einsetzt, erhält man:

α (V_c+RlIc)

γ (Ic -Ic₀)+ (Ic — Ic₀) (ι — a) — I

_co

(17)

In den Ausdrücken für die Stabilisierungswiderstände nach Gleichung (13) bis (15) kann man den Ausdruck für R₂ als Funktion von E noch umformen:

Ic-I,

(S-I)

—S (13)

(18)

(E-V_c —

7? _ ³~

Ic-SI,

O₀

Man kann also für jeden gewünschten Arbeitspunkt, der durch die Wahl von V_c, Ic, Rl, des gewünschten Stabilitätsfaktors S und einer gewünschten Batteriespannung E bestimmt ist, die erforderlichen Stabilisierungswiderstände A₁, -R₂ ^un(i ^3 leicht berechnen.

Man erkennt, daß der Kollektorstrom I₀ des Transistors 11 wie in Gleichung (11) folgendermaßen ausgedrückt werden kann:

E(S₁-I)

— S₁ Ic₀. +

(II')

in welcher der Index 1 nunmehr andeuten soll, daß die betreffende Größe sich auf den ersten Transistor 11 bezieht. Somit ist Ic₁ der Kollektorstrom des Transistors 11 und S₁ der Stabilitätsfaktor dieses Transistors. Die Widerstände R₁, R₂ und R₃ entsprechen, wie weiter oben bemerkt, den Widerständen 27, 29 und 31.

Aus Fig. ι ist auch zu ersehen, daß der Kollektorstrom Ι_Οι unmittelbar dem Emittor 23 des Transistors 13 zufließt, und zwar über die Leitung 36. Somit ist der Emittorstrom Jg₂ des Transistors 13 gleich dem Strome Ic₁ des Transistors 11 oder

I₀ = S₁Ic₀ 1 -^⁵I-¹) .

Rs ' (20)

Ein Ausdruck für den Kollektorstrom des Transistors 13 kann entsprechend der Gleichung (4) folgendermaßen geschrieben werden:

Ic₂ = Ic o_a + a₂ Ie₂, (21)

in welcher der Index 2 andeutet, daß die entsprechenden Größen sich auf den zweiten Transistor 13 beziehen.

Nach entsprechenden Ersetzungen und nach Auflösung erhält man

Zq₈ = O₈S₁I₈₈₁+I_6n,+

(₂₂)

Durch geeignete Wahl der Stabilisierungswiderstände für den Transistor 11 und durch Wahl einer geeigneten Batteriespannung kann das dritte Glied in Gleichung (22), nämlich das Glied

zu dem bestimmenden Faktor für den Kollektorstrom I_Ci des Transistors 13 gemacht werden. Da J_co, in Gleichung (22) als ein additives Glied auftritt, ergibt sich auch, daß Ι_Η verhältnismäßig unabhängig von Änderungen von Ic₀₂. insbesondere bei verhältnis-(19)

mäßig hohen Werten von /_c,, ist. Außerdem häng der Grad der Unabhängigkeit von I_C2 von J_COl im wesentlichen von dem Stabilisationsfaktor S₁ für den Transistor 11 ab, der verhältnismäßig niedrige Werte annehmen kann, und zwar bei verhältnismäßig kleinem Leistungsaufwand.

Für die Übertragung des Wechselstromeingangssignals an den Klemmen 35 (Fig. 1) wird der Emittor 17 des Transistors 11 an die Basis 21 des Transistors 13 über einen geeigneten Kopplungskondensator 37' angeschlossen, und der Emittor 23 wird über einen Kondensator 39 von geeigneter Größe geerdet. Die Basis 21 wird für Wechselströme durch einen Widerstand 41 von geeigneter Größe geerdet.

Beim Betrieb des Verstärkers nach Fig. 1 wird ein Wechselstromsignal den Klemmen 35 zugeleitet und über den Kondensator 37 auf die zueinander parallel liegenden Widerstände 29 und 31 sowie auf den Transistor 11 aufgeteilt, und zwar entsprechend den Widerständen dieser Zweige. Der größte Teil des Eingangsstromes fließt dem Transistor 11 zu, und nach der augenblicklich allgemein angenommenen Theorie für die Wirkungsweise von Transistoren entsteht ein Wechselstrom i_ßi im Emittor 17, welcher zum Eingangswechselstrom ^₁ der Basis folgender- ioo maßen abhängt:

worin U₁ der Stromverstärkungsfaktor des Transistors 11 ist.

Der Emittorstrom ^₁ teilt sich auf die Stromzweige auf, welche die Widerstände 27, 41 und den Transistor 13 enthalten, wobei der Hauptteil dieses Stromes durch den Basis-Emittor-Zweig des Transistors 13 verläuft. Die Änderung des Kollektorstromes i_c% des Transistors 13, der von diesem Emittorstrom herrührt, läßt sich nach den heutigen Anschauungen folgendermaßen ausdrücken:

I (X₂

Der Kollektorstrom erzeugt eine Ausgangsspannung am Widerstand 43 zwischen dem Kollektor 25 und der negativen Klemme einer zweiten Gleichspannungsquelle, die hier als Batterie 45 dargestellt ist, wobei die Ausgangsspannung an den Klemmen 46 das verstärkte Eingangssignal darstellt.

Die gegenwärtig verfügbaren Transistoren mit Inversionsschicht haben bekanntlich Werte von α, die unter 1 liegen und 0,9 betragen oder noch besser sind.

Somit erkennt man, daß die Stromverstärkungen, welche durch getrennte Stufen des beschriebenen Verstärkers geliefert werden, von der Größenordnung von io oder mehr für die erste Stufe und von 9 oder mehr für die zweite Stufe betragen können. Bei Transistoren mit Verstärkungsfaktoren oberhalb 0,9 sind die Stromverstärkungen für jede Stufe entsprechend höher.

Bei einer arbeitsfähigen Ausführungsform des beschriebenen Verstärkers hatten die Transistoren 11 und 13 annähernd identische Stromverstärkungsfaktoren von etwa 0,9 und die übrigen Schaltelemente die folgende Größe:

Spannung der Batterie 33 19,0 Volt

Spannung der Batterie 45. 46,0 Volt

Widerstand 27 1,0 Kiloohm

Widerstand 29 60,0 Kiloohm

Widerstand 31 5,4 Kiloohm

Widerstand 41 5,0 Kiloohm

Widerstand 43 100,0 Ohm

(Gleichstromwiderstand einer Wechselstrombelastung von 5000 Ohm)

Kondensator 37 2,0 Mikrofarad

Kondensator 37' 20,0 Mikrofarad

Kondensator 39 50,0 Mikrofarad

Unter den geschilderten Verhältnissen lieferte der Verstärker Ströme und Spannungswerte nach der folgenden Tabelle:

	Transistor 11	Transistor 13
Basisstrom	1,1 mA	1,0 mA
Emittorstrom Kollektorstrom Basis-Kollektor- Spannung	12,1 mA 11,0 mA 2,0 Volt	11,0 mA 10,0 mA 50,0 Volt

Diese Tabelle läßt erkennen, daß die Spannung am zweiten Transistor 13 und daher die in ihm entwickelte Leistung erheblich größer ist als die Spannung bzw. Leistung am bzw. im ersten Transistor 11. Diese Leistungsverteilung ist besonders erwünscht, da man dann nämlich einen Leistungsverbrauch in den Stabilisierungswiderständen 27, 29 und 31 erzielen kann, der einen verhältnismäßig kleinen Teil des ganzen Leistungsverbrauchs im Verstärker darstellt. Wegen dieses geringen Leistungsverbrauchs der ersten Stufe bleibt der Rauschfaktor auf einem erstrebenswert kleinen Betrag. Auch die Kosten der Stabilisierung, gemessen am Leistungsverbrauch, werden gering.

Der beschriebene Verstärker lieferte eine Ausgangsleistung von über 200 Milliwatt in eine Wechselstrombelastung von 5000 Ohm mit einem Gesamtwirkungsgrad von etwa 35%.

Die Gesamtleistungsverstärkung betrug 35 Decibel und verteilt sich etwa gleichmäßig auf beide Stufen. Bei 50 Hz betrug die Leistungsverstärkung etwa 6 Decibel, und bei 10 000 Hz betrug sie ebensoviel. Die angegebenen Größen der Schaltelemente sind natürlich nur Beispiele und stellen keine Beschränkung des Erfindungsgedankens dar,

Der beschriebene zweistufige Verstärker kann als ein Verstärker mit geerdetem Kollektor und mit geerdetem Emittor bezeichnet werden, da der Kollektor 19 der ersten Stufe und der Emittor 23 der zweiten Stufe durch den Kondensator 39 geerdet sind. Die Eingangsstufe mit geerdetem Kollektor ist durch einen sehr hohen Eingangswiderstand und durch eine verhältnismäßig niedrige Spannungsverstärkung gekennzeichnet,

Wenn man bei kleinerem Eingangswiderstand eine höhere Spannungsverstärkung zu erhalten wünscht, als es mit einer Eingangsstufe mit geerdetem Kollektor möglich ist, so kann man die Ausführungsform nach Fig. 3 benutzen, in welcher die erste Stufe einen geerdeten Emittor hat.

In der Schaltung nach Fig. 3 sind dieselben Bezugszeichen verwendet wie in Fig. 1.

Zur Erdung des Emittors der ersten Stufe ist zum Widerstand 27 ein Kondensator 47 zum Kurzschluß der Wechselströme parallel geschaltet, und ein Widerstand 49 hegt zwischen dem Kollektor 19 und dem Emittor 23 des Transistors 13. Der Kollektor 19 ist mit der Basis 21 des Transistors 13 über einen Koppelkondensator 51 verbunden.

Zur Gleichstromstabilisierung werden die Widerstände 27, 29 und 31 in der oben beschriebenen Weise gewählt und arbeiten ebenso wie beim Verstärker in Fig.. i, wobei der Strom des Kollektors 19 gleichstrommäßig dem Emittor 23 zugeführt wird. Bezüglich des Wechselstrombetriebes wurde gefunden, daß die Eingangsstufe mit geerdetem Emittor eine um ungefähr 4 bis 6 Decibel höhere Verstärkung liefert, als die mit geerdetem Kollektor arbeitende Stufe. Der Eingangswiderstand des geerdeten Emittors hat sich als etwa um eine Größenordnung kleiner herausgestellt als der Eingangswiderstand in der Schaltung nach Fig. 1.

Gewünschtenfalls kann die Ausgangsstufe oder zweite Stufe des Verstärkers auch so geschaltet werden, daß sie eine geerdete Basis mit niedrigem Eingangs- 100-widerstand besitzt. Zu diesem Zweck wird der Widerstand 49 der Fig. 3 zwischen dem Kollektor 19 und dem Emittor 23 in Fig. 4 durch zwei in Reihe geschaltete Widerstände 53 und 55 zwischen dem Kollektor 19 und dem Emittor 23 ersetzt, wobei ihr Verbindungspunkt 57 über einen Kondensator 39 geerdet ist. Zwischen dem Kollektor 19 und dem Emittor 23 wird mittels des Kondensators 59 eine Wechselstromkopplung erzeugt. Da die Basis 21 für Wechselstrom nun nicht mehr ungeerdet sein muß, kann man sie also 'direkt erden und den Widerstand 41 in Fig. 3 fortlassen.

In Fig. 5 ist ein stabilisierter Transistorverstärker dargestellt, welcher, wie bei Fig. 4 erläutert, einen geerdeten Emittor und eine geerdete Basis besitzt. Jedoch ist in der Ausführungsform nach Fig. 5 eine Transformatorkopplung zwischen der ersten und zweiten Stufe statt der UC-Kopplung gemäß Fig. 4 vorgesehen. Bei einer Transformatorkopplung läßt sich die Widerstandsanpassung leichter erreichen. Der Kollektor 19 des Transistors 11 (Fig. 5) ist mit dem Emittor 23 des Transistors 13 über die Wicklungen 61 und 63 eines Kopplungstransformators 65 verbunden. Die Primärwicklung 61 und die Sekundärwicklung 63 können zusammengeschaltet werden, so daß sie einen Gleichstromweg zwischen dem Transistor 11 und 13

bilden, wobei der Verbindungspunkt 67 über einen Kondensator 69 geerdet werden kann, ähnlich wie die Erdung des Verbindungspunktes 57 in Fig. 4.

Die Arbeitsweise der Schaltungen nach Fig. 4 und 5 dürfte wegen der Gleichartigkeit der verwendeten Stabilisierungsnetzwerke und wegen deren Beschreibung an Hand der Fig. 1 und 3 verständlich sein.

Obwohl die Transformatorkopplung nur zwischen zwei Stufen mit geerdetem Emittor und geerdeter Basis beschrieben ist, ist eine solche Transformatorkopplung natürlich auch bei den anderen oben beschriebenen Verstärkerschaltungen anwendbar.

Die Fig. 6 zeigt einen Gegentaktverstärker, der aus einer Vorverstärkerstufe a, einer Phasenumkehrstufe b und zwei stabilisierten Verstärkungszügen A und B, die in Gegentakt arbeiten und zusammen mit c bezeichnet sind, besteht.

Die Vorverstärkerstufe α erhält ein Wechselstromeingangssignal, z. B. von einem Tonabnehmer 77 eines Schallplattenspielers oder von einer anderen Umwandlungseinrichtung, und besteht aus einem Transistor 79, dessen Basis 81 über einen geeigneten Kondensator 83 an den Tonabnehmer 77 angeschlossen ist. An die Basis und den Emittor sind Stabilisierungswiderstände 85 und 87 angeschlossen, wobei die Widerstände 85 und 87 bei 89 geerdet sind. Wegen der verhältnismäßig geringen Leistung in der Vorverstärkerstufe reicht die Stabilisierung durch die Widerstände 85 und 87 ohne einen weiteren Stabili-■ sierungswiderstand aus. Man kann zeigen, daß, wenn R_s den Wert unendlich erhält und für verhältnismäßig niedrige Spannung, eine ausreichende Stabilisierung erzielt wird.

Das verstärkte Ausgangssignal vom Kollektor 21 gelangt über einen Kopplungskondensator 93 zur Basis eines Transistors 97, der die Phasenumkehrstufe b bildet. Um zwei gegenphasige Ausgangsströme zu erhalten, wird der Strom des Kollektors 99 über einen Kopplungskondensator 101 an eine erste Verstärkerkette A geführt und der Strom des Emittors 103 über einen Kondensator 105 an eine zweite Verstärkerkette B, die ebenso aufgebaut und stabilisiert ist wie die Kette A. Die Phasenumkehrstufe 97 ist durch die Widerstände 107, 109 und in in der bei Fig. 1 erläuterten Weise stabilisiert.

Die beiden Verstärkerzüge A und B sind jeweils wie in Fig. ι ausgebildet. Die den Basiselektroden 113 und 115 der Eingangstransistoren 117, 119 zugeführten Ströme sind natürlich gegenphasig und können gleich groß gemacht werden. Hierzu dient ein verstellbarer Widerstand 121 zwischen dem Kollektor 99 und Erde des Phasenumkehrtransistors 97.

Die Kollektoren 123 und 125 der Ausgangstransistoren 127, 129 der beiden Verstärkerzüge A und B sind in Gegentakt an die Primärwicklung 131 eines Ausgangstransformators 133 angeschlossen. An die Ausgangsklemmen 135 der Sekundärwicklung kann ein Verbraucher, z. B. ein Lautsprecher od. dgl., angeschlossen werden. Die Mittelanzapfung 137 der Primärwicklung 131 hegt an der negativen Klemme einer Gleichspannung, beispielsweise der Batterie 139.

Die Wirkungsweise des Gegentaktverstärkers nach Fig. 6 bedarf mit Rücksicht auf die an Hand der Fig. 1 gegebenen Erläuterungen keiner weiteren Beschreibung. An der Ausgangsseite des Gegentaktverstärkers kann eine Ausgangsgröße abgenommen werden, die etwas mehr als das Zweifache einer einphasigen zweistufigen Verstärkerkette beträgt.

Bei einer praktischen Ausführung des Gegentaktverstärkers nach Fig. 6 wurde eine Ausgangsleistung von etwa ³/₁₀ Watt mit 10% Verzerrung gewonnen. Der gesamte Leistungsverbrauch betrug etwa 1,4 Watt.

Claims

Patentansprüche:

1. Mehrstufiger Transistorenverstärker mit einem Transistor in der ersten Stufe, dessen Kollektorstrom sich mit der Temperatur ändert, so daß sieh sein Arbeitspunkt verschiebt, gekennzeichnet durch ein an die Basis und den Emittor angeschlossenes Widerstandsnetzwerk zur Verkleinerung der Schwankungen des Kollektorstroms, bestehend aus je einem Widerstand zwischen Emittor bzw. Basis und dem einen Pol einer Gleichspannungsquelle sowie einem weiteren Widerstand zwischen der Basis und dem anderen Pol der Spannungsquelle, wobei diese Widerstände so bemessen sind, daß die Schwankungen des Arbeitspunktes des ersten Transistors bei Temperaturänderungen verkleinert werden, während der Kollektor des ersten Transistors an den Emittor des zweiten angeschlossen ist, so daß ein im wesentlichen konstanter Strom zwischen dem ersten und dem zweiten Transistor übergeht und dadurch Stromschwankungen des zweiten Transistors vermieden werden (Fig. 1, 3,4).

2. Verstärker nach Anspruch 1, in welchem zwischen dem Kollektor der ersten Stufe und dem Eingang der zweiten Stufe Signalübertragungsmittel vorgesehen sind, dadurch gekennzeichnet, daß diese aus einem Transformator mit in Reihe geschalteter Primär- und Sekundärwicklung bestehen (Fig. 5).

3. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Verstärkerstufe zwei in Gegentakt geschaltete Transistoren enthält und zwischen der ersten und zweiten Stufe eine Einrichtung zur Verzweigung des vom Kollektor des ersten Transistors gelieferten Stromes in zwei gegenphasige Ströme für die Eingänge der beiden in Gegentakt arbeitenden Transistoren vorhanden ist (Fig. 6). '

4. Verstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Stromverzweigung aus einem weiteren Transistor besteht, der eingangsseitig an den ersten Transistor angeschlossen ist und seinerseits die beiden in Gegentakt arbeitenden Transistoren speist.

5. Verstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß sämtliche Stufen mit Stabilisierungsnetzwerken gemäß Anspruch 1 versehen werden.

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In Betracht gezogene Druckschriften: USA.-Patentschrift Nr. 2 579 336.

Hierzu ι Blatt Zeichnungen

1 609 854 4.