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Vorstufenschaltung für Gegentaktleistungsverstärker mit Transistoren
Es ist bekannt, daß der Aufwand bei Transistor-Leistungsverstärkern größer wird,
wenn breite Frequenzbänder mit sehr großer Linearität übertragen werden sollen.
Da Endstufen normalerweise mit sehr großer Aussteuerung betrieben werden, ist es
schwierig, über den ganzen Pegelbereich ausreichende Linearität zu erhalten. Die
Verwendung von Gegentaktverstärkern bringt in diesem Falle zwar wesentliche Erleichterungen,
aber es werden auch hier Forderungen an die Einspeisung in die Endstufe gestellt,
die häufig den Aufwand erheblich steigern. Schon die Gleichstromstabilisierung ist
schwierig, wenn sie verlustarm sein soll. Hinzu kommen die Forderungen, die sich
aus der Notwendigkeit der symmetrischen Wechselstromeinspeisung in den Eingang der
Gegentaktendstufe ergeben. Beides führt häufig dazu, daß man die Vorstufe mittels
eines Übertragers mit der Endstufe verbinden muß. Bei Verwendung eines solchen Übertragers
verbietet es sich jedoch aus Stabilitätsgründen, die notwendige Linearisierung der
Endstufe durch ausreichende zusätzliche Schleifengegenkopplung über die Vorstufe
zu erzielen. Die Endstufe muß in solchen Fällen in sich sehr stark gegengekoppelt
sein, wobei so viel an Leistungsverstärkung verlorengeht, daß auch die Vorstufe
mit Leistungstransistoren ausgeführt werden muß.
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Um diese Nachteile zu vermeiden und Transistor-Gegentaktverstärker
mit relativ großer Ausgangsleistung und breitem Frequenzband bei Verwendung von
Endtransistoren mit verhältnismäßig niedriger Grenzfrequenz realisieren zu können,
wird eine Vorstufenschaltung vorgeschlagen, die es gestattet, Vor-und Endstufe galvanisch
zu verbinden. Gemäß der Er-findung wird das dadurch erreicht, daß die Vorstufe
aus einem zweistufigen, über einen Vorübertrager gegenphasig gespeisten Gegentaktverstärker
besteht, der mit der Gegentaktendstufe galvanisch niederohmig gekoppelt ist, derart,
daß die der Gegentaktendstufe zugekehrte Gegentaktvorstufe als Kollektor-Basisschaltung
und die eingangsseitige Gegentaktvorstufe als Emitter-Basisschaltung ausgebildet
sind und daß die gegenphasig arbeitenden Verstärkerzüge der Vorstufenschaltung je
für sich gleich- und wechselstromgegengekoppelt und daß je eine wechselseitige Mitkopplung
vorhanden ist vom Ausgang der Kol-1_ektor-Basisstufe des einen Verstärkerzuges zum
Eingang der Emitterbasisstufe des anderen gegenüberliegenden Verstärkerzuges.
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Die Mitkopplung, welche die beiden gegenphasig ausgesteuerten Verstärkerzüge
wechselseitig beeinflußt, ist vorteilhafterweise so ausgelegt, daß die Gegenkopplung
kompensiert wird. Durch die Maßnahmen der Gegen- und Mitkopplung der Vorstufe erhält
man an der Verbindungsstelle zwischen Vor-und Endstufe Eigenschaften, wie sie für
den optimalen Betrieb der Endstufe angestrebt werden. So wird das Gleichstrom-Basispotential
der Endstufe praktisch verlustfrei und extrem niederohmig festgehalten. Trotzdem
ändert sich die Größe der Wechselstromverstärkung der Vorstufe nahezu nicht. Jedoch
wird ein Betriebszustand erreicht3 wie er theoretisch nur durch eine ideale symmetrische
Drossel am Ausgang der Vorstufenschaltung herbeigeführt werden könnte. Hierbei wird
eine starke Schleifengegenkopplung der Endstufe über die Vorstufe hinweg ermöglicht.
Die Eigengegenkopplung der Endstufe mittels zweier kleiner Widerstände in den Emitterkreisen
kann sehr klein gehalten werden, so daß auch die Endstufe bis zu relativ hohen Frequenzen
eine große Leistungsverstärkung liefert. Der erhöhte Aufwand, den die Vorstufenschaltung
erfordert, ist im Vergleich zu den durch die neue Vorstufenschaltung erzielten Vorteilen
relativ gering.
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Die Erfindung wird an Hand der F i g. 1 und 2 näher erläutert. F i
g. 1 zeigt die zweistufige Vorstufenschaltung allein, während in der F i g. 2 die
Vorstufenschaltung mit der Gegentaktendstufe dargestellt ist.
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Die in F i g. 1 dargestellte zweistufige Vorstufensehaltung besteht
im wesentlichen aus der Eingangsschaltung mit dem Vorübertrager ü1, der ersten Gegentaktstufe
mit den Transistoren Trl und Tr2, der zweiten Gegentaktstufe mit den Transistoren
Tr3 und Tr 4 und den Mitteln für die Gegen- und Mitkopplung. Die mit einer
Mittelanzapfung zur gegenphasigen Aussteuerung der beiden Verstärkerzüge versehene
Sekundärwicklung w2, w3 ist mit den gleich großen Widerständen R 1, R 2 in Serie
geschaltet. Die beiden Transistoren Trl und Tr2 der ersten
Gegentaktstufe
mit den gleich großen Arbeitswiderständen R 3 und R 4 arbeiten in Emitterschaltung,
während die beiden Ausgangstransistoren der Vorstufenschaltung Tr3 und Tr4 in Kollektorschaltung
auf die Lastwiderstände Ral und Rat arbeiten. Der obere Verstärkungszug ist über
den Widerstand R 5, der untere Verstärkungszug über den Widerstand R 8
gleich-
und wechselstromgegengekoppelt. Die am Arbeitswiderstand Ra l des oberen Verstärkungszuges
abfallende Spannung wird über den Widerstand R 7 und den Kondensator C2 als Mitkopplungsspannung
an den Transistor Tr2 des unteren Verstärkungszuges zugeführt, während umgekehrt
die am Arbeitswiderstand Rat des unteren Verstärkungszuges abfallende Spannung als
Mitkopplungsspannung über den Widerstand R 6 und den Kondensator C 1 an den Eingang
des Transistors Trl des oberen Verstärkungszuges zurückgeführt wird. Die Gegen-
und Mitkopplungswiderstände R5, R6, R 7 und R 8 sind gleich groß und
nicht wesentlich größer als die mit der Sekundärwicklung w 2, w
3 in Serie geschalteten Widerstände R 1 bzw. R 2, z. B. etwa fünfmal größer.
Die Kondensatoren C 1 und C 2 sind so bemessen, daß ihr Wechselstromwiderstand
im zu übertragenden Frequenzbereich vernachlässigbar klein ist und daß sie lediglich
als Gleichstromsperre dienen. Da die Transistoren Trl und Tr3 des oberen Verstärkungszuges
sowie die Transistoren Tr2 und Tr4 des unteren Verstärkungszuges galvanisch gekoppelt
sind, erreicht man durch die Widerstände R 5 und R 1 bzw. R 8 und R 2 eine sehr
starke Gleichstromgegenkopplung, so daß es in Verbindung mit den Arbeitswiderständen
R 3 und R 4
möglich ist, das Gleichspannungspotential der Arbeitswiderstände
Ra 1 und Ra 2 unabhängig von deren Größe bzw. Größenänderung fest
einzustellen. Die Gegenkopplung wirkt sich auf die Verstärkung der in die Wicklungen
w 2 und w 3 des Vorübertragers induzierten Eingangsspannung so aus,
daß die Verstärkung sehr klein wäre, wenn die Gegenkopplung nicht durch die Mitkopplung
über die Widerstände R 6 und R 7 kompensiert würde. Ein Teil der Ausgangsspannung
Ua 1 am Arbeitswiderstand Ra 1 wird zur Eingangsspannung in Wicklung w 3
und ein Teil der Ausgangsspannung Ua2 am Arbeitswiderstand Ra2 über die Kondensatoren
zur Eingangsspannung in Wicklung w 2 addiert und so die Wechselstromeigengegenkopplung
wieder aufgehoben. Im Gegensatz zu einer gewöhnlichen Schaltung wird dadurch die
Ausgangsspannung Ual von der Ausgangsspannung Ua2 abhängig und umgekehrt. Diese
wechselseitige Beeinflussung führt dazu, daß beide Ausgangsspannungen Ua
1 und Ua 2 gleiche Größe und entgegengesetzte Phase haben, selbst
wenn die Widerstände Ra 1. und Rat verschieden groß und nichtlinear sind.
Es wird also ohne Übertrager bzw. Drossel eine Symmetrierung der Ausgangsspannungen
erzielt, die es in Verbindung mit der Gleichstromstabilisierung ermöglicht, eine
Transistoren-Gegentaktendstufe galvanisch mit dieser Vorstufe zu verbinden und sie
dann besonders vorteilhaft zu betreiben.
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In der F i g. 2 ist die Vorstufenachaltung nach F i g. 1 mit einer
galvanisch gekoppelten Gegentaktendstufe dargestellt. Die Gegentaktvorstufe wurde
in dieser Figur mit den gleichen Bezugszeichen versehen wie in F i g. 1.
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Die Gegentaktendstufe besteht im wesentlichen aus den Transistoren
Tr5, Tr6 und dem Ausgangsübertrager Ü2. In den Emitterkreisen der beiden Transistoren
sind die Widerstände R 11 und R 12 angeordnet. Diese Widerstände sind
gleich groß und dienen ebenfalls der Gleichstromstabilisierung und der Symmetrierung
der Endstufe. Gleichzeitig, kann- durch diese Widerstände die Ausgangsspannung der
Endstufe zusätzlich linearisiert werden, wenn man ihre Größe so bemißt, daß sie
gleich dem geometrischen Mittel der Wechselstromwiderstände der Endstufen-Emitterdioden
sind. Obgleich die Widerstände dieser Emitterdioden bei größerer Aussteuerung ziemlich
nichtlinear sind, bleibt das geometrische Mittel aus beiden Widerstandswerten ausreichend
konstant, da die Emitterdioden in Gegentaktstufen gegenphasig durchgesteuert werden.
Unter diesen Betriebsbedingungen ergänzen sich die für sich sehr nichtlinearen Einzelströme
der Endtransistoren in Annäherung an die Wirkungsweise einer im B-Betrieb arbeitenden
Gegentaktendstufe zu einem fast linearen Summenstrom. Aus diesem Grunde erübrigt
sich eine Linearisierung der Basisströme der Endstufe, so daß der Ausgangsquellenwiderstand
der vorangehenden Vorstufe klein sein darf. Im Ausführungsbeispiel gemäß der Erfindung
wird ein niederohmiger Ausgangsquellenwiderstand der Vorstufe durch die Kollektorschaltung
der Transistoren Tr3 und Tr4 erreicht. Diese Betriebsweise hat den Vorteil, daß
der Einfluß der Emitter- und Kollektorkapazität der Endstufen-Transistoren erheblich
vermindert wird, so daß hier Transistoren mit geringerer Grenzfrequenz verwendet
werden können. Solche Transistoren sind meistens nicht nur billiger, sondern haben
auch häufig größere Leistungsverstärkung, so daß auch die vorgesehene Schleifengegenkopplung
über die Vorstufe hinweg (in der F i g. 2 nicht dargestellt) vergrößert wird. Die
Schleifengegenkopplung kann vom Ausgangsübertrager bis in den Eingangsübertrager
geführt werden, ohne daß ein Zwischenübertrager die Stabilität gefährden kann.
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Als wesentlicher Vorteil der erfindungsgemäßen Schaltung ist noch
zu nennen, daß bei diesem Verstärker auf spezielle Einstellung der Arbeitspunkte
und auf Paarbildung von Transistoren verzichtet werden kann.