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TECHNISCHES GEBIET
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Die hier offenbarte Erfindung bezieht sich auf lineare Stromversorgungsschaltungen.
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STAND DER TECHNIK
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Lineare Stromversorgungsschaltungen, wie z. B. LDO-Schaltungen (Low-Dropout), werden als Stromversorgungen in einer Vielzahl von Geräten verwendet.
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Bei linearen Stromversorgungsschaltungen ist es wünschenswert, dass auch bei einem reduzierten Kapazitätswert im Ausgangskondensator eine Phasenkompensation ohne große Vergrößerung der Schaltungsfläche möglich ist.
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Ein Beispiel für eine bekannte Technologie, die für das oben Gesagte relevant ist, findet sich in dem unten genannten Patentdokument 1.
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ZITIERLISTE
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PATENTLITERATUR
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Patentdokument 1:
JP-A-2020-071681 -
10 ist eine Ansicht, die eine bekannte lineare Stromversorgungsschaltung gemäß Patentdokument 1 zeigt.
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Die bekannte lineare Stromversorgungsschaltung umfasst einen Eingangsanschluss T1, einen Ausgangsanschluss T2, einen ersten Ausgangstransistor 1, einen Treiber 2, einen Bezugsspannungsgenerator 3 und eine Phasenkompensationsschaltung 8. Außerdem verfügt sie über einen Ausgangskondensator 6 und eine extern angeschlossene Last 7. Die lineare Stromversorgungsschaltung nimmt eine Eingangsspannung VIN ab, um eine Ausgangsspannung VOUT zu erzeugen, und liefert die Ausgangsspannung VOUT an die Last 7. Die Leitfähigkeit des ersten Ausgangstransistors 1 und auch die eines zweiten Ausgangstransistors 81, der später beschrieben wird, (anders ausgedrückt, ihre Durchlasswiderstandswerte) werden mit einem Gatesignal G1 gesteuert. In der in 10 gezeigten Konfiguration sind der erste und der zweite Ausgangstransistor 1 und 81 als PMOSFETs (P-Kanal-MOSFETs) ausgeführt. Dementsprechend steigen die Leitfähigkeiten des ersten und zweiten Ausgangstransistors 1 und 81, wenn der Spannungspegel des Gatesignals G1 sinkt, und die Ausgangsspannung VOUT steigt an.
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Der Treiber 2 umfasst einen Differenzverstärker 21, eine Kapazität 22, einen PMOSFET 23, einen Stromverstärker 24 und einen PMOSFET 25, die in einer Stromspiegelschaltung vorgesehen sind.
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Ein Anschluss der Kapazität 22 ist mit dem Ausgang des Differenzverstärkers 21 verbunden, und der andere Anschluss der Kapazität 22 ist mit einem Massepotential verbunden. Somit ist der Verbindungsknoten zwischen dem Differenzverstärker 21 und der Kapazität 22 in einem Hochfrequenzband geerdet, was zu einer schnellen Reaktion des Treibers 2 beiträgt.
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Die Phasenkompensationsschaltung 8 umfasst einen zweiten Ausgangstransistor 81, einen Widerstand 82 und einen Kondensator 83.
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Ein Anschluss des Widerstands 82 ist mit dem Gate des ersten Ausgangstransistors 1 und mit dem Gate des in der Stromspiegelschaltung vorgesehenen PMOSFET 25 verbunden, und der andere Anschluss des Widerstands 82 ist mit dem Gate des zweiten Ausgangstransistors 81 verbunden. Der Kondensator 83 ist zwischen dem Gate und der Source des zweiten Ausgangstransistors 81 angeschlossen.
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Es wird nun die Funktion der Phasenkompensationsschaltung 8 in der in 10 dargestellten linearen Stromversorgungsschaltung als Beispiel für eine bekannte Technologie beschrieben. 11 ist eine Ansicht, die die Verstärkungsantwort der Übertragungsfunktion des ersten Ausgangstransistors 1 und der Phasenkompensationsschaltung 8 zeigt. Eine erste Polfrequenz FP1' ist die Frequenz eines ersten Pols, der einer parasitären Kapazität CPD zuzuschreiben ist. Der erste Pol der Übertragungsfunktion des ersten Ausgangstransistors 1 ist ein Pol, mit dem der Ausgangskondensator 6 nicht verbunden ist.
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Ein Strom, der durch den zweiten Ausgangstransistor 81 fließt, an dessen Gate eine CR-Schaltung (der Widerstand 82 und der Kondensator 83) angeschlossen ist, bewirkt eine Verschiebung der ersten Polfrequenz FP1' in einen niedrigeren Bereich als in einem Fall, in dem die Phasenkompensationsschaltung 8 nicht vorgesehen ist (dicke gestrichelte Linie). Dies führt zu einer geringeren Verstärkung in einem Bereich, der höher ist als die erste Polfrequenz FP1', im Vergleich zu einem Fall, in dem die erste Polfrequenz FP1' nicht in einen niedrigeren Bereich verschoben wird.
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Da der erste und der zweite Ausgangstransistor 1 und 81 parallel zueinander geschaltet sind und der erste Ausgangstransistor 1 nicht durch den Widerstand 82 beeinflusst wird, erscheint außerdem ein zweiter Pol an der ursprünglichen Position der ersten Polfrequenz FP1', bevor diese in einen niedrigeren Bereich verschoben wird, wobei die Frequenz am zweiten Pol die zweite Polfrequenz FP2' ist. Die Verschiebung der ersten Polfrequenz FP1' in einen niedrigeren Bereich und der daraus resultierende Abfall der Verstärkung bewirkt, dass sich die Nulldurchgangsfrequenz FZC' in einen niedrigeren Bereich verschiebt.
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Die ersten und zweiten Polfrequenzen FP1' und FP2' beziehen sich auf die zweite Polfrequenz der in 10 dargestellten Übertragungsfunktion der linearen Stromversorgungsschaltung und des Ausgangskondensators 6. Somit kann die Phasenkompensationsschaltung 8 die zweite Polfrequenz der Übertragungsfunktion der linearen Stromversorgungsschaltung und des in 10 dargestellten Ausgangskondensators 6 in einen niedrigeren Bereich verschieben als in einem Fall, in dem die Phasenkompensationsschaltung 8 nicht vorgesehen ist. Die Verschiebung ermöglicht es der Phasenkompensationsschaltung 8, in einem Bereich, der höher ist als die zweite Polfrequenz der Übertragungsfunktion der linearen Stromversorgungsschaltung und des in 10 dargestellten Ausgangskondensators 6, die Verstärkung der Übertragungsfunktion der linearen Stromversorgungsschaltung und des in 10 dargestellten Ausgangskondensators 6 im Vergleich zu einem Fall, in dem die Phasenkompensationsschaltung 8 nicht vorgesehen ist, zu verringern. Dies führt dazu, dass die Nulldurchgangsfrequenz der Übertragungsfunktion der linearen Stromversorgungsschaltung und des in 10 dargestellten Ausgangskondensators 6 in einen niedrigeren Bereich verschoben wird. Somit kann die in 10 gezeigte lineare Stromversorgungsschaltung selbst bei einer reduzierten Kapazität im Ausgangskondensator 6 eine Phasenkompensation allein durch Hinzufügen der Phasenkompensationsschaltung 8 (d. h. ohne große Vergrößerung der Schaltungsfläche) erreichen.
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ÜBERBLICK ÜBER DIE ERFINDUNG
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TECHNISCHE AUFGABE
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12 ist eine Ansicht, die die Beziehung zwischen der Eingangsspannung VIN, den Gatespannungen des ersten und zweiten Ausgangstransistors 1 bzw. 81 und der Ausgangsspannung VOUT in der in 10 dargestellten linearen Stromversorgungsschaltung zeigt. In 12 stellt die vertikale Achse die Spannung und die horizontale Achse die Zeit dar. Somit zeigt 12 die zeitliche Veränderung der Eingangsspannung VIN, der Ausgangsspannung VOUT, der Gatespannung VPG (Gatesignal G1), die den ersten Ausgangstransistor 1 steuert, und der Gatespannung VPGF, die den zweiten Ausgangstransistor 81 steuert.
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12 zeigt Folgendes. Zum Zeitpunkt t1, zu dem die Eingangsspannung VIN von 4,75 V auf 16 V anzusteigen beginnt, steigen auch die Gate-Spannungen VPG und VPGF an. Beachtet man jedoch den Zeitpunkt, an dem der Anstieg der Eingangsspannung VIN beendet ist, so ist der Pegel der Gatespannung VPGF zu diesem Zeitpunkt niedriger als der Pegel der Gatespannung VPG, was zu einer Verzögerung des Anstiegs der Gatespannung VPG führen kann, während die Gatespannung VPG bis zu einem bestimmten Pegel angestiegen ist. Dies ist auf die CR-Schaltung (den Widerstand 82 und den Kondensator 83) in der Phasenkompensationsschaltung 8 zurückzuführen.
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LÖSUNG DER AUSFGABE
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Gemäß einem Aspekt des hier Offenbarten umfasst eine lineare Stromversorgungsschaltung: eine Ausgangsstufe zwischen einem Eingangsanschluss, an den eine Eingangsspannung angelegt wird, und einem Ausgangsanschluss, an den eine Ausgangsspannung angelegt wird, wobei die Ausgangsstufe einen ersten Ausgangstransistor und einen zweiten Ausgangstransistor umfasst, die parallel zueinander geschaltet sind; einen Treiber, der eingerichtet ist, den ersten und den zweiten Ausgangstransistor anhand der Differenz zwischen einer auf der Ausgangsspannung basierenden Spannung und einer Bezugsspannung anzusteuern; und einen Potenzialdifferenzunterdrücker, der eingerichtet ist, eine Potenzialdifferenz zwischen dem Steueranschluss des ersten Ausgangstransistors und dem Steueranschluss des zweiten Ausgangstransistors zu unterdrücken.
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Gemäß einem weiteren Aspekt des hier Offenbarten umfasst ein Fahrzeug eine lineare Stromversorgungsschaltung, die wie oben beschrieben eingerichtet („konfiguriert“) ist.
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VORTEILHAFTE WIRKUNGEN DER ERFINDUNG
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Gemäß der hierin offenbarten Erfindung ist es möglich, ein Überschwingen einer Ausgangsspannung zu unterdrücken, das aus einer Verzögerung resultiert, die einem Widerstand und einem Kondensator zur Phasenkompensation zuzuschreiben ist.
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KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGSFIGUREN
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- 1 ist eine Ansicht, die ein Konfigurationsbeispiel einer linearen Stromversorgungsschaltung gemäß einer ersten Ausführungsform zeigt.
- 2 ist eine Ansicht, die ein Konfigurationsbeispiel für einen Operationsverstärker zeigt.
- 3 ist eine Ansicht, die ein Konfigurationsbeispiel für einen Stromverstärker zeigt.
- 4 ist eine Ansicht, die die Beziehung zwischen den Gate-Spannungen eines ersten und eines zweiten Ausgangstransistors und der Ausgangsspannung in der in 1 dargestellten linearen Stromversorgungsschaltung zeigt.
- 5 ist eine Ansicht, die ein Konfigurationsbeispiel für eine lineare Stromversorgungsschaltung gemäß einer zweiten Ausführungsform zeigt.
- 6 ist eine Ansicht, die ein weiteres Konfigurationsbeispiel eines Stromverstärkers zeigt.
- 7 ist eine Ansicht, die ein Konfigurationsbeispiel für eine lineare Stromversorgungsschaltung gemäß einer dritten Ausführungsform zeigt.
- 8 ist eine Außenansicht einer integrierten Halbleiterschaltungsvorrichtung.
- 9 ist eine Außenansicht eines Fahrzeugs.
- 10 ist eine Ansicht, die ein Konfigurationsbeispiel einer linearen Stromversorgungsschaltung gemäß dem Patentdokument 1 zeigt.
- 11 ist eine Ansicht, die die Verstärkungsantwort der Übertragungsfunktion der linearen Stromversorgungsschaltung und des in 10 dargestellten Ausgangskondensators zeigt.
- 12 ist eine Ansicht, die die Beziehung zwischen den Gate-Spannungen eines ersten und eines zweiten Ausgangstransistors und der Ausgangsspannung in der in 10 dargestellten linearen Stromversorgungsschaltung zeigt.
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BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
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In der vorliegenden Beschreibung bezeichnet eine konstante Spannung eine Spannung, die unter idealen Bedingungen konstant ist, und kann eine Spannung sein, die bei Temperaturänderungen und dergleichen leicht variieren kann.
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In der vorliegenden Beschreibung bezeichnet eine Bezugsspannung eine Spannung, die unter idealen Bedingungen konstant ist, und kann eine Spannung sein, die bei Temperaturänderungen und dergleichen leicht variieren kann.
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In der vorliegenden Beschreibung bezeichnet ein konstanter Strom einen Strom, der unter idealen Bedingungen konstant ist, und kann ein Strom sein, der bei Temperaturänderungen und dergleichen leicht variieren kann.
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In der vorliegenden Beschreibung bezeichnet ein MOSFET einen Transistor, dessen Gate eine Struktur aufweist, die aus mindestens drei Schichten besteht: einer Schicht aus einem Leiter oder einem Halbleiter mit niedrigem Widerstandswert wie Polysilizium, einer Schicht aus einem Isolator und einer Schicht aus einem P-Typ-, N-Typ- oder intrinsischen Halbleiter. Das heißt, ein MOSFET kann jede andere Gate-Struktur als eine Dreischichtstruktur aus Metall, Oxid und Halbleiter haben.
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< Erste Ausführungsform >
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1 ist eine Ansicht, die ein Konfigurationsbeispiel einer linearen Stromversorgungsschaltung gemäß einer ersten Ausführungsform zeigt. Die in 1 dargestellte lineare Stromversorgungsschaltung umfasst einen Eingangsanschluss T1, einen Ausgangsanschluss T2, einen ersten Ausgangstransistor 1, einen Treiber 2, einen Bezugsspannungsgenerator 3, Widerstände 4 und 5 und eine Phasenkompensationsschaltung 8. Die lineare Stromversorgungsschaltung hat auch einen Ausgangskondensator 6 und eine Last 7, die extern mit ihr verbunden sind.
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Der erste Ausgangstransistor 1 ist zwischen dem Eingangsanschluss T1, an den die Eingangsspannung VIN angelegt wird, und dem Ausgangsanschluss T2, an den die Ausgangsspannung VOUT angelegt wird, vorgesehen.
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Der Treiber 2 steuert den ersten Ausgangstransistor 1 und einen zweiten Ausgangstransistor, der später beschrieben wird. Konkret speist der Treiber 2 ein GateSignal G1 in das Gate des ersten Ausgangstransistors 1 und über den Widerstand 82 in das Gate des zweiten Ausgangstransistors 81 ein, um auf diese Weise den ersten und den zweiten Ausgangstransistor 1 und 81 zu steuern. Die Leitfähigkeiten der ersten und zweiten Ausgangstransistoren 1 und 81 (oder anders ausgedrückt, ihre Durchlasswiderstandswerte) werden durch das Gatesignal G1 gesteuert. In der in 1 dargestellten Konfiguration sind der erste und der zweite Ausgangstransistor 1 und 81 als PMOSFETs ausgeführt. Dementsprechend steigen die Leitfähigkeiten des ersten und zweiten Ausgangstransistors 1 und 81, wenn der Spannungspegel des Gatesignals G1 sinkt, und die Ausgangsspannung VOUT steigt an. Umgekehrt nehmen die Leitfähigkeiten der ersten und zweiten Ausgangstransistoren 1 und 81 ab, wenn der Spannungspegel des Gatesignals G1 steigt, und die Ausgangsspannung VOUT fällt. Die ersten und zweiten Ausgangstransistoren 1 und 81 können anstelle von PMOSFETs auch mit NMOSFETs oder bipolaren Transistoren realisiert werden.
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Der Treiber 2 umfasst einen Differenzverstärker 21, eine Kapazität 22, einen PMOSFET 23, einen Stromverstärker 24 und einen PMOSFET 25.
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Der invertierende Eingangsanschluss (-) des Differenzverstärkers 21 wird mit einer Rückkopplungsspannung VFB gespeist, und der nichtinvertierende Eingangsanschluss (+) des Differenzverstärkers 21 wird mit einer Bezugsspannung VREF gespeist. Basierend auf der Differenz ΔV (= VFB - VREF) zwischen der Rückkopplungsspannung VFB und der Bezugsspannung VREF steuert der Treiber 2 den ersten und zweiten Ausgangstransistor 1 und 81. Wenn die Differenz ΔV zunimmt, erhöht der Treiber 2 den Spannungspegel des Gate-Signals G1; wenn die Differenz ΔV abnimmt, senkt der Treiber 2 den Spannungspegel des Gate-Signals G1.
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Ein Anschluss der Kapazität 22 ist mit dem Ausgang des Differenzverstärkers 21 und der andere Anschluss der Kapazität 22 ist mit dem Massepotential verbunden.
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Die Source des PMOSFET 23 wird mit der Ausgangsspannung VOUT gespeist, und das Gate des PMOSFET 23 wird mit einer Spannung gespeist, die auf dem Ausgang des Differenzverstärkers 21 basiert (d.h. der Spannung am Verbindungsknoten zwischen dem Differenzverstärker 21 und der Kapazität 22). Der PMOSFET 23 wandelt die auf dem Ausgang des Differenzverstärkers 21 basierende Spannung in einen Strom um und gibt diesen Strom an seinem Drain ab. Der Verbindungsknoten zwischen dem Differenzverstärker 21 und der Kapazität 22 ist in einem Hochfrequenzbereich geerdet, was zu einer schnellen Reaktion des Treibers 2 beiträgt.
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Die Stehspannung des Differenzverstärkers 21 und des PMOSFET 23 ist niedriger als die Stehspannung des Stromverstärkers 24. Die Verstärkung des Differenzverstärkers 21 ist geringer als die Verstärkung des Stromverstärkers 24. Dies trägt zur Verringerung der Größe des Differenzverstärkers 21 und des PMOSFET 23 bei.
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Der Stromverstärker 24 verstärkt den vom Drain des PMOSFET 23 abgegebenen Strom Ia. Die Versorgungsspannung für den Stromverstärker 24 ist eine konstante Spannung VREG. Das heißt, der Stromverstärker 24 arbeitet mit der Spannung zwischen der Konstantspannung VREG und dem Massepotential.
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Der PMOSFET 25 bildet zusammen mit dem ersten Ausgangstransistor 1 eine Stromspiegelschaltung. Der PMOSFET 25 wandelt den vom Stromverstärker 24 ausgegebenen Strom Ib in eine Spannung um, um diese Spannung dem Gate des ersten Ausgangstransistors 1 zuzuführen.
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Der Bezugsspannungsgenerator 3 erzeugt die Bezugsspannung VREF. Die Widerstände 4 und 5 erzeugen die Rückkopplungsspannung VFB als Teilspannung der Ausgangsspannung VOUT.
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Der Ausgangskondensator 6 und die Last 7 werden von der Ausgangsanschluss T2 mit der Ausgangsspannung VOUT versorgt.
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Die Phasenkompensationsschaltung 8 umfasst einen zweiten Ausgangstransistor 81, einen Widerstand 82, einen Kondensator 83 und einen Operationsverstärker 84. Eine Konfiguration, bei der eine Verzögerung zwischen den Gate-Potentialen des ersten und des zweiten Ausgangstransistors 1 und 81 auftreten kann, erlaubt übrigens den Verzicht auf den Widerstand 82 und den Kondensator 83 im Gegensatz zur Konfiguration dieser Ausführungsform.
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Der zweite Ausgangstransistor 81 ist parallel zu dem ersten Ausgangstransistor 1 geschaltet. Das heißt, die Source des zweiten Ausgangstransistors 81 ist mit der Source des ersten Ausgangstransistors 1 verbunden, und der Drain des zweiten Ausgangstransistors 81 ist mit dem Drain des ersten Ausgangstransistors 1 verbunden. In dieser Ausführungsform ist die Größe des zweiten Ausgangstransistors 81 größer als die Größe des Ausgangstransistors 1, so dass der Strom durch den zweiten Ausgangstransistor 81 höher ist als der Strom durch den ersten Ausgangstransistor 1. Mit „Größe“ ist hier insbesondere die „Fläche“ gemeint.
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Ein Anschluss des Widerstands 82 ist mit den Gates des ersten Ausgangstransistors 1 und des PMOSFET 25 verbunden, und der andere Anschluss des Widerstands 82 ist mit dem Gate des zweiten Ausgangstransistors 81 verbunden.
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Der Kondensator 83 ist zwischen dem Gate und der Source des zweiten Ausgangstransistors 81 angeordnet. In dieser Ausführungsform wird der parasitäre Kondensator des zweiten Ausgangstransistors 81 als Kondensator 83 verwendet. Stattdessen kann ein anderer Kondensator als der parasitäre Kondensator des zweiten Ausgangstransistors 81 als Kondensator 83 verwendet werden, oder der parasitäre Kondensator des zweiten Ausgangstransistors 81 kann zusammen mit einem anderen Kondensator als dem parasitären Kondensator des zweiten Ausgangstransistors 81 als Kondensator 83 verwendet werden. Die Verwendung eines anderen Kondensators als des parasitären Kondensators des zweiten Ausgangstransistors 81 als Teil des Kondensators 83 ermöglicht eine einfache Einstellung des Kapazitätswertes des Kondensators 83. Vorzugsweise sollte der Kapazitätswert des Kondensators 83 höher sein als der Kapazitätswert der parasitären Kapazität CPD. Die Phasenkompensationsschaltung 8 kann ferner eine Kapazität umfassen, die zwischen dem Gate und dem Drain des zweiten Ausgangstransistors 81 vorgesehen ist.
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Der Operationsverstärker 84 ist ein Beispiel für einen Potentialdifferenzunterdrücker, der eine Potentialdifferenz zwischen den Gates des ersten und des zweiten Ausgangstransistors 1 und 81 unterdrückt. Der Potentialdifferenzunterdrücker kann beispielsweise eingerichtet sein, die Spannungsdifferenz zwischen den Spannungen an den Gates des ersten und zweiten Ausgangstransistors 1 und 81 zu überwachen und, wenn die Spannungsdifferenz gleich oder größer als ein vorbestimmter Wert ist, ein Steuersignal auszugeben, um mindestens eine der Spannungen an den Gates des ersten und zweiten Ausgangstransistors 1 und 81 zu steuern, um die Potentialdifferenz zwischen den Gates des ersten und zweiten Ausgangstransistors 1 und 81 zu verringern. In dieser Ausführungsform gibt der Operationsverstärker 84 das vorgenannte Steuersignal aus.
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Der Operationsverstärker 84 hat eine Eingangsoffsetspannung 84A. Der nichtinvertierende Eingangsanschluss (+) des Operationsverstärkers 84 ist mit dem Gate des ersten Ausgangstransistors 1 verbunden. Der invertierende Eingangsanschluss (-) und der Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 84 sind mit dem Gate des zweiten Ausgangstransistors 1 verbunden. Wenn bei dieser Konfiguration die Potentialdifferenz zwischen den Gates des ersten und des zweiten Ausgangstransistors 1 und 81 gleich oder höher als die Eingangsoffsetspannung 84A wird, arbeitet der Operationsverstärker 84, um die Potentialdifferenz zwischen den Gates des ersten und des zweiten Ausgangstransistors 1 und 81 gleich der Eingangsoffsetspannung 84A zu halten.
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2 ist eine Ansicht, die ein Konfigurationsbeispiel für den Operationsverstärker 84 zeigt. Der Operationsverstärker 84 des in 2 gezeigten Konfigurationsbeispiels enthält einen NMOSFET 841 als ersten Eingangsdifferenzpaartransistor, einen NMOSFET 842 als zweiten Eingangsdifferenzpaartransistor, PMOSFETs 843 und 844, die eine Stromspiegelschaltung bilden, und einen NMOSFET 845, der als Source-Follower-Ausgangsstufe dient.
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Die oben erwähnte Stromspiegelschaltung speist den NMOSFET 841 mit einem ersten Strom und speist den NMOSFET 842 mit einem zweiten Strom als Spiegelstrom des ersten Stroms.
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Die Source des NMOSFET 841 dient als nicht-invertierender Eingangsanschluss (+) des Operationsverstärkers 84, die Source des NMOSFET 842 dient als invertierender Eingangsanschluss (-) des Operationsverstärkers 84, und die Source des NMOSFET 845 dient als Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 84. An die Gates der NMOSFETs 841 und 842 wird eine Vorspannung Vb angelegt. Der Drain des NMOSFET 841 ist mit dem Drain des PMOSFET 843 und mit dem Gate des NMOSFET 845 verbunden. Der Drain des NMOSFET 842 ist mit dem Drain und dem Gate des PMOSFET 844 und mit dem Gate des PMOSFET 843 verbunden. Die Eingangsspannung VIN liegt an der Source des PMOSFET 843, an der Source des PMOSFET 844 und an dem Drain des NMOSFET 845. Die Source des NMOSFET 845 ist mit der Source des NMOSFET 842 verbunden.
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Im Operationsverstärker 84 des in 2 gezeigten Konfigurationsbeispiels wird die Eingangsoffsetspannung 84A zumindest entweder dadurch erzeugt, dass die NMOSFETs 841 und 842 unterschiedliche Verhältnisse von Kanalbreite zu Kanallänge aufweisen oder dass der erste und der zweite Strom unterschiedliche Werte aufweisen (Einstellung des Spiegelverhältnisses der oben erwähnten Stromspiegelschaltung auf einen anderen Wert als eins). Mit dieser Konfiguration ist es einfach, die Eingangsoffsetspannung 84A genau auf den Auslegungswert (Entwurfswert) einzustellen.
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3 ist eine Ansicht, die ein Konfigurationsbeispiel des Stromverstärkers 24 in der in 1 dargestellten linearen Stromversorgungsschaltung zeigt. Der Stromverstärker 24 umfasst Strom-Senken-Stromspiegelschaltungen CM_1, CM_2, ..., und CM_n und Strom-Quellen-Stromspiegelschaltungen CM_3, ..., und CM_n-1 (obwohl CM_n-1 in 3 nicht dargestellt ist). Zwischen der Strom-Senken-Stromspiegelschaltung CN_1 und einer Konstantstromquelle SC1, die einen konstanten Strom I1 erzeugt, und der Strom-Senken-Stromspiegelschaltung CM_n am anderen Ende sind vom Eingang bis zum Ausgang des Stromverstärkers 24 abwechselnd Strom-Senken-Stromspiegelschaltungen und Strom-Quellen-Stromspiegelschaltungen angeordnet, um einen Strom zu verstärken. Der verstärkte Strom wird schließlich in der letzten Stufe zu dem Strom Ib, der in eine Spannung umgewandelt wird, die als Gatesignal G1 dient.
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4 ist eine Ansicht, die die Beziehung zwischen der Eingangsspannung VIN, den Gate-Spannungen des ersten und zweiten Ausgangstransistors 1 bzw. 81 und der Ausgangsspannung VOUT in der in 1 dargestellten linearen Stromversorgungsschaltung zeigt. In 4 stellt die vertikale Achse die Spannung und die horizontale Achse die Zeit dar. Somit zeigt 4 die zeitliche Veränderung der Eingangsspannung VIN, der Ausgangsspannung VOUT, der Gatespannung VPG (Gatesignal G1), die den ersten Ausgangstransistor 1 steuert, und der Gatespannung VPGF, die den zweiten Ausgangstransistor 81 steuert.
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4 zeigt Folgendes. Zum Zeitpunkt t1, zu dem die Eingangsspannung VIN von 4,75 V auf 16 V anzusteigen beginnt, beginnen die Gatespannungen VPG und VPGF anzusteigen, und hier steigt die Gatespannung VPGF ohne Verzögerung vom Anstieg der Gatespannung VPG an. Das heißt, die Gatespannungen VPG und VPGF steigen gemeinsam an. Dies ist darauf zurückzuführen, dass der Operationsverstärker 84 die Spannungsdifferenz zwischen den Gatespannungen VPG und VPGF unterdrückt.
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Unter Berücksichtigung der Leitfähigkeiten des ersten und zweiten Ausgangstransistors 1 bzw. 81 führt die unterdrückte Spannungsdifferenz zwischen den Gate-Spannungen VPG und VPGF zu einer unterdrückten Leitfähigkeitsdifferenz zwischen diesen Transistoren. Dies trägt zur Unterdrückung eines Überschwingens der Ausgangsspannung VOUT bei und verhindert, dass die Ausgangsspannung VOUT die Ziel-Ausgangsspannung von 5 V zu weit überschreitet.
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< Zweite Ausführungsform >
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5 ist eine Ansicht, die die Konfiguration einer linearen Stromversorgungsschaltung gemäß einer zweiten Ausführungsform zeigt. In 5 sind die Teile, die ihre Entsprechung in 1 haben, durch dieselben Bezugszeichen gekennzeichnet, und für sie wird keine detaillierte Beschreibung wiederholt.
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In dieser Ausführungsform umfasst der Treiber 2 einen Differenzverstärker 21', eine Kapazität 22', einen NMOSFET 23', einen Stromverstärker 24 und einen PMOSFET 25.
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Der Differenzverstärker 21' gibt eine Spannung aus, die der Differenz zwischen der Rückkopplungsspannung VFB und der Bezugsspannung VREF entspricht. Die Versorgungsspannung für den Differenzverstärker 21' ist eine erste konstante Spannung VREG1. Das heißt, der Differenzverstärker 21' arbeitet mit der Spannung zwischen der ersten konstanten Spannung VREG1 und dem Massepotential.
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Die Stehspannung des Differenzverstärkers 21' und des NMOSFET 23' ist niedriger als die Stehspannung des Stromverstärkers 24. Die Verstärkung des Differenzverstärkers 21' ist geringer als die Verstärkung des Stromverstärkers 24. Dies trägt zur Verringerung der Größe des Differenzverstärkers 21' und des NMOSFET 23' bei.
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Ein Anschluss der Kapazität 22' wird mit dem Ausgang des Differenzverstärkers 21' gespeist, und der andere Anschluss der Kapazität 22' wird mit der Ausgangsspannung VOUT gespeist. Anstelle der Ausgangsspannung VOUT kann auch eine von der Ausgangsspannung VOUT abhängige Spannung an den anderen Anschluss der Kapazität 22' angelegt werden.
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Die Source des NMOSFET 23' wird mit dem Gate-Potential gespeist, und das Gate des NMOSFET 23' wird mit einer Spannung gespeist, die auf dem Ausgang des Differenzverstärkers 21' basiert (d.h. der Spannung am Verbindungsknoten zwischen dem Differenzverstärker 21' und der Kapazität 22'). Der NMOSFET 23' wandelt die auf dem Ausgang des Differenzverstärkers 21' basierende Spannung in einen Strom um und gibt diesen Strom an seinem Drain ab. Der Verbindungsknoten zwischen dem Differenzverstärker 21' und der Kapazität 22' dient als Ausgangsspannung VOUT-Masse (positive Masse) in einem Hochfrequenzband, wodurch eine schnelle Reaktion des Treibers 2 erreicht wird.
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Der Stromverstärker 24 verstärkt den vom Drain des NMOSFET 23' abgegebenen Strom Ia. Die Versorgungsspannung für den Stromverstärker 24 ist eine zweite Konstantspannung VREG2. Das heißt, der Stromverstärker 24 arbeitet mit der Spannung zwischen der zweiten konstanten Spannung VREG2 und dem Massepotential. Die erste und die zweite Konstantspannung VREG1 und VREG2 können den gleichen oder einen unterschiedlichen Wert haben. In diesem Konfigurationsbeispiel fließt der Strom Ia derart vom Stromverstärker 24 zum NMOSFET 23', dass der Stromverstärker 24 z. B. mit einer Schaltungskonfiguration wie in 6 dargestellt implementiert werden kann.
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Die Phasenkompensationsschaltung in der linearen Stromversorgungsschaltung dieser in 5 gezeigten Ausführungsform ähnelt derjenigen in der linearen Stromversorgungsschaltung der in 1 gezeigten ersten Ausführungsform. Sie hat daher eine ähnliche Wirkung, um ein Überschwingen der Ausgangsspannung VOUT zu unterdrücken. Darüber hinaus kann die lineare Stromversorgungsschaltung dieser in 5 dargestellten Ausführungsform den Betrieb des Differenzverstärkers 21' auch bei einem niedrigen Sollwert für die Ausgangsspannung VOUT sicherstellen. Übrigens kann in einem Fall, in dem eine niedrige Spannung als Eingangsspannung VIN verwendet wird, anstelle der ersten konstanten Spannung VREG1 die Eingangsspannung VIN als Versorgungsspannung für den Differenzverstärker 21' verwendet werden, und anstelle der zweiten konstanten Spannung VREG2 kann die Eingangsspannung VIN als Versorgungsspannung für den Stromverstärker 24 verwendet werden.
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< Dritte Ausführungsform >
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7 ist eine Ansicht, die die Konfiguration einer linearen Stromversorgungsschaltung gemäß einer dritten Ausführungsform zeigt. Die in 7 dargestellte lineare Stromversorgungsschaltung ergibt sich aus dem Einsatz der Phasenkompensationsschaltung 8 bei einer lineare Stromversorgungsschaltung mit einer bekannten PMOS-Ausgangsstufe mit Source-Erdung.
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Die lineare Stromversorgungsschaltung mit der in 7 gezeigten PMOS-Ausgangsstufe mit Source-Erdung ist als herkömmliche Technologie bekannt und wird daher hier nicht näher beschrieben. Auch bei der in 7 dargestellten linearen Stromversorgungsschaltung ist es möglich, ein Überschwingen der Ausgangsspannung zu unterdrücken, indem eine Leitfähigkeitsdifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Ausgangstransistor Q1 und 81 unterdrückt wird.
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Wie oben beschrieben, kann eine Phasenkompensationsschaltung gemäß der hierin offenbarten Erfindung nicht nur bei den linearen Stromversorgungsschaltungen gemäß der ersten und zweiten Ausführungsform eingesetzt werden, sondern bei Konfigurationen, die im Allgemeinen eine Vielzahl von Ausgangstransistoren umfassen.
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< Anwendungsbeispiel 1 >
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8 ist eine Außenansicht einer integrierten Halbleiterschaltung. Die in 8 dargestellte integrierte Halbleiterschaltung hat externe Pins P1 bis P14 und enthält eine interne Stromversorgung 9. Die interne Stromversorgung 9 ist eine der linearen Stromversorgungsschaltungen gemäß den zuvor beschriebenen ersten bis dritten Ausführungsformen, und in einem Fall, in dem sie auf diese Weise integriert ist, spielt es keine Rolle, ob ein Ausgangskondensator vorgesehen ist oder nicht. Die interne Stromversorgung 9 legt eine interne Versorgungsspannung Vreg (d.h. die Ausgangsspannung VOUT der linearen Stromversorgungsschaltung) an zumindest einige Schaltungen in der in 8 dargestellten integrierten Halbleiterschaltung an.
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< Anwendungsbeispiel 2 >
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9 ist eine Außenansicht eines Fahrzeugs X. Das Fahrzeug X dieses Konfigurationsbeispiels enthält verschiedene elektronische Geräte X11 bis X18, die mit einer Ausgangsspannung von einer nicht dargestellten Batterie versorgt werden. Der Einfachheit halber können die elektronischen Geräte X11 bis X18 in der Ansicht an anderen Stellen dargestellt sein als sie tatsächlich angeordnet sind.
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Die elektronische Vorrichtung X11 ist ein Motorsteuergerät, das die Steuerung eines Motors übernimmt (Einspritzungssteuerung, elektronische Drosselklappensteuerung, Leerlaufsteuerung, Steuerung der Sauerstoffsensorheizung, automatische Geschwindigkeitsregelung usw.).
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Das elektronische Gerät X12 ist ein Lampensteuergerät, das das Aufleuchten und Erlöschen von HIDs (High-Intensity Discharged Lamps), DRLs (Daytime Running Lamps) oder dergleichen steuert.
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Die elektronische Vorrichtung X13 ist eine Getriebesteuereinheit, die die Steuerung eines Getriebes übernimmt.
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Die elektronische Vorrichtung X14 ist eine Bewegungssteuerungseinheit, die die Bewegung des Fahrzeugs X steuert (ABS [Antiblockiersystem]-Steuerung, EPS [elektrische Servolenkung]-Steuerung, elektronische Aufhängungssteuerung und dergleichen).
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Das elektronische Gerät X15 ist ein Sicherheitssteuergerät, das Türschlösser, Einbruchmeldeanlagen und dergleichen ansteuert und kontrolliert.
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Die elektronische Vorrichtung X16 umfasst elektronische Vorrichtungen, die bei der Auslieferung des Fahrzeugs X serienmäßig oder vom Hersteller eingebaut werden, wie z. B. Scheibenwischer, elektrische Seitenspiegel, elektrische Fensterheber, Dämpfer (Stoßdämpfer), ein elektrisches Schiebedach und elektrische Sitze.
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Das elektronische Gerät X17 umfasst elektronische Geräte, die in das Fahrzeug X eingebaut werden können, wie z. B. A/V-Geräte (audio/visuelle Geräte), ein Fahrzeugnavigationssystem und ein ETC-System (elektronisches Mautkontrollsystem).
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Das elektronische Gerät X18 umfasst elektronische Geräte, die mit Hochspannungsmotoren ausgestattet sind, wie z. B. ein fahrzeugmontiertes Gebläse, eine Ölpumpe, eine Wasserpumpe und ein Batteriekühlgebläse.
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Jede der zuvor beschriebenen linearen Stromversorgungsschaltungen kann in jedes der elektronischen Geräte X11 bis X18 eingebaut werden.
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< Anmerkungen >
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Die oben beschriebenen Ausführungsformen sind in jeder Hinsicht illustrativ und nicht einschränkend zu verstehen, und der technische Schutzbereich der hierin offenbarten Erfindung wird nicht durch die oben gegebene Beschreibung der Ausführungsformen, sondern durch die beigefügten Ansprüche definiert und ist so zu verstehen, dass er alle Modifikationen mit umfasst, die innerhalb eines Schutzbereichs vorgenommen werden, der zu dem beanspruchten äquivalent ist.
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Die Phasenkompensationsschaltung kann eine beliebige Schaltung sein, die eine Verzögerung zwischen den Ansteuersignalen für parallel geschaltete Transistoren unterdrücken kann, und ihre Schaltungskonfiguration ist nicht auf die der Phasenkompensationsschaltung 8 beschränkt, die lediglich als Beispiel beschrieben wird.
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Gemäß einem Aspekt des hier Offenbarten umfasst eine lineare Stromversorgungsschaltung: eine Ausgangsstufe zwischen einem Eingangsanschluss (T1), an den eine Eingangsspannung angelegt wird, und einem Ausgangsanschluss (T2), an den eine Ausgangsspannung angelegt wird, wobei die Ausgangsstufe einen ersten Ausgangstransistor (1) und einen zweiten Ausgangstransistor (81) umfasst, die parallel zueinander geschaltet sind; einen Treiber (2), der eingerichtet ist, den ersten und den zweiten Ausgangstransistor anhand der Differenz zwischen einer auf der Ausgangsspannung basierenden Spannung und einer Bezugsspannung anzusteuern; und einen Potentialdifferenzunterdrücker (84), der eingerichtet ist, eine Potentialdifferenz zwischen dem Steueranschluss des ersten Ausgangstransistors und dem Steueranschluss des zweiten Ausgangstransistors zu unterdrücken. (Eine erste Konfiguration.)
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Die lineare Stromversorgungsschaltung der oben beschriebenen ersten Konfiguration unterdrückt eine Potentialdifferenz zwischen den Steueranschlüssen des ersten und zweiten Ausgangstransistors. Dadurch ist es möglich, ein Überschwingen der Ausgangsspannung zu unterdrücken, das durch eine Verzögerung verursacht wird, die einem Widerstand und einem Kondensator zur Phasenkompensation zuzuschreiben ist.
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In der oben beschriebenen linearen Stromversorgungsschaltung der ersten Konfiguration kann der Potenzialdifferenzunterdrücker eingerichtet sein, die Spannungsdifferenz zwischen der Spannung am Steueranschluss des ersten Ausgangstransistors und der Spannung am Steueranschluss des zweiten Ausgangstransistors zu überwachen, wenn die Spannungsdifferenz gleich oder größer als ein vorbestimmter Wert ist, ein Steuersignal auszugeben, um mindestens eine der Spannungen an den Steueranschlüssen des ersten und des zweiten Ausgangstransistors so zu steuern, dass die Potenzialdifferenz zwischen den Steueranschlüssen des ersten und des zweiten Ausgangstransistors verringert wird. (Eine zweite Konfiguration.)
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Die oben beschriebene lineare Stromversorgungsschaltung der zweiten Konfiguration verhindert, dass die Potentialdifferenz zwischen den Steueranschlüssen des ersten und zweiten Ausgangstransistors gleich oder größer als ein vorgegebener Wert wird. Ein Überschwingen der Ausgangsspannung durch eine Verzögerung, die auf einen Widerstand und einen Kondensator zur Phasenkompensation zurückzuführen ist, kann so zuverlässig unterdrückt werden.
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In der linearen Stromversorgungsschaltung der oben beschriebenen zweiten Konfiguration kann der Potentialdifferenzunterdrücker einen Operationsverstärker umfassen, und der Operationsverstärker kann das Steuersignal ausgeben. (Eine dritte Konfiguration.)
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Mit der oben beschriebenen linearen Stromversorgungsschaltung der dritten Konfiguration ist es möglich, den Potentialdifferenzunterdrücker mit einer einfachen Konfiguration zu bauen.
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In der oben beschriebenen linearen Stromversorgungsschaltung der dritten Konfiguration kann der Operationsverstärker eine Eingangsoffsetspannung aufweisen. Der nicht-invertierende Eingangsanschluss des Operationsverstärkers kann mit dem Steueranschluss des ersten Ausgangstransistors verbunden sein, und der invertierende Eingangsanschluss und der Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers können mit dem Steueranschluss des zweiten Ausgangstransistors verbunden sein. (Eine vierte Konfiguration.)
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Mit der oben beschriebenen linearen Stromversorgungsschaltung der vierten Konfiguration kann mit der Eingangsoffsetspannung auf einfache Weise verhindert werden, dass die Potentialdifferenz zwischen den Steueranschlüssen des ersten und zweiten Ausgangstransistors gleich oder größer als ein vorgegebener Wert wird.
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In der oben beschriebenen linearen Stromversorgungsschaltung der vierten Konfiguration kann der Operationsverstärker Folgendes umfassen: einen ersten Eingangsdifferenzpaartransistor, der mit dem Steueranschluss des ersten Ausgangstransistors verbunden ist; einen zweiten Eingangsdifferenzpaartransistor, der mit dem Steueranschluss des zweiten Ausgangstransistors verbunden ist; und eine Stromspiegelschaltung, die eingerichtet ist, den ersten Eingangsdifferenzpaartransistor mit einem ersten Strom zu speisen und den zweiten Eingangsdifferenzpaartransistor mit einem zweiten Strom als einem Spiegelstrom des ersten Stroms zu speisen. Die Eingangsoffsetspannung kann zumindest entweder durch Verwendung von MOS-Transistoren als erster und zweiter Eingangsdifferenzpaartransistor und durch unterschiedliche Verhältnisse von Kanalbreite zu Kanallänge bei den MOS-Transistoren oder durch unterschiedliche Werte des ersten und zweiten Stroms erzeugt werden. (Eine fünfte Konfiguration.)
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Mit der oben beschriebenen linearen Stromversorgungsschaltung der fünften Konfiguration ist es einfach, die Eingangsoffsetspannung genau auf den Auslegungswert (Entwurfswert) einzustellen.
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Die lineare Stromversorgungsschaltung einer der oben beschriebenen ersten bis fünften Konfigurationen kann ferner umfassen: einen Widerstand (82) zwischen den Steueranschlüssen des ersten und des zweiten Ausgangstransistors; und einen Kondensator (83), dessen einer Anschluss mit dem Eingangsanschluss verbunden ist und dessen anderer Anschluss mit dem Verbindungsknoten zwischen dem Widerstand und dem Steueranschluss des zweiten Ausgangstransistors verbunden ist. (Eine sechste Konfiguration.)
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Mit der oben beschriebenen linearen Stromversorgungsschaltung der sechsten Konfiguration ist es möglich, eine Phasenkompensation ohne beachtliche (große) Vergrößerung der Schaltungsfläche zu erreichen.
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In der linearen Stromversorgungsschaltung der oben beschriebenen sechsten Konfiguration kann der Kondensator ein parasitärer Kondensator des zweiten Ausgangstransistors sein. (Eine siebte Konfiguration.)
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Mit der oben beschriebenen linearen Stromversorgungsschaltung der siebten Konfiguration ist es möglich, eine Vergrößerung der Schaltungsfläche effektiver zu unterdrücken.
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In der linearen Stromversorgungsschaltung der oben beschriebenen sechsten oder siebten Konfiguration ist der Kapazitätswert des Kondensators höher als der Kapazitätswert einer Kapazität (CPD) zwischen dem ersten Anschluss, der mit dem Eingangsanschluss des Ausgangstransistors verbunden ist, und dem Steueranschluss des ersten Ausgangstransistors. (Eine achte Konfiguration.)
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Mit der oben beschriebenen linearen Stromversorgungsschaltung der achten Konfiguration ist es einfach, eine Phasenkompensation zu erreichen.
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In der linearen Stromversorgungsschaltung einer der oben beschriebenen sechsten bis achten Konfigurationen kann der Kondensator eine Kapazität aufweisen, die sich von einer parasitären Kapazität unterscheidet, die zwischen dem ersten, mit dem Eingangsanschluss verbundenen Anschluss, des zweiten Ausgangstransistors und dem Steueranschluss des zweiten Ausgangstransistors vorhanden ist. (Eine neunte Konfiguration.)
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Mit der oben beschriebenen linearen Stromversorgungsschaltung der neunten Konfiguration ist es einfach, den Kapazitätswert des Kondensators einzustellen.
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In der linearen Stromversorgungsschaltung einer der oben beschriebenen ersten bis neunten Konfigurationen können der erste und der zweite Ausgangstransistor unterschiedliche Größen haben. (Eine zehnte Konfiguration.)
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Mit der oben beschriebenen linearen Stromversorgungsschaltung der zehnten Konfiguration ist es möglich, die Ströme durch den ersten und zweiten Ausgangstransistor unterschiedlich groß zu machen.
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In der linearen Stromversorgungsschaltung der oben beschriebenen zehnten Konfiguration kann die Größe des zweiten Ausgangstransistors größer sein als die Größe des ersten Ausgangstransistors. (Eine elfte Konfiguration.)
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Mit der oben beschriebenen linearen Stromversorgungsschaltung der elften Konfiguration ist es möglich, den Strom durch den zweiten Ausgangstransistor höher zu machen als den Strom durch den ersten Ausgangstransistor.
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In der linearen Stromversorgungsschaltung einer der oben beschriebenen ersten bis elften Konfigurationen kann die Ausgangsstufe als PMOS-Schaltung mit Source-Erdung eingerichtet sein. (Eine zwölfte Konfiguration.)
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Mit der oben beschriebenen linearen Stromversorgungsschaltung der zwölften Konfiguration ist es möglich, eine hohe Spannungsverstärkung in der Ausgangsstufe zu erzielen.
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Gemäß einem weiteren Aspekt des hierin Offenbarten umfasst ein Fahrzeug eine lineare Stromversorgungsschaltung mit einer der oben beschriebenen ersten bis zwölften Konfigurationen. (Eine dreizehnte Konfiguration.)
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Mit dem Fahrzeug der oben beschriebenen dreizehnten Konfiguration ist es möglich, ein Überschwingen der Ausgangsspannung der linearen Stromversorgungsschaltung zu unterdrücken.
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Bezugszeichenliste
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- 1
- erster Ausgangstransistor
- 2
- Treiber
- 3
- Bezugsspannungsgenerator
- 4, 5
- Widerstand
- 6
- Ausgangskondensator
- 7
- Last
- 8
- Phasenkompensationsschaltung
- 21, 21'
- Differenzverstärker
- 22, 22'
- Kapazität
- 23
- PMOSFET (ein Beispiel für einen Wandler)
- 23'
- NMOSFET (weiteres Beispiel für einen Wandler)
- 24
- Stromverstärker
- 81
- zweiter Ausgangstransistor
- 82
- Widerstand
- 83
- Kondensator
- 84
- Operationsverstärker
- 84A
- Eingangsoffsetspannung
- T1
- Eingangsanschluss
- T2
- Ausgangsanschluss
- X
- Fahrzeug
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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