DE112021004136T5

DE112021004136T5 - Bildgebungsvorrichtung und elektronische einrichtung

Info

Publication number: DE112021004136T5
Application number: DE112021004136.3T
Authority: DE
Inventors: Takashi Moue; Takuro KOSAKA
Original assignee: Sony Semiconductor Solutions Corp
Current assignee: Sony Semiconductor Solutions Corp
Priority date: 2020-08-06
Filing date: 2021-07-14
Publication date: 2023-06-07
Also published as: CN115804012A; WO2022030207A1; JPWO2022030207A1; US20230353907A1

Abstract

Bereitgestellt werden: eine Bildgebungsvorrichtung, die, wenn ein Vergleich zwischen einem analogen Pixelsignal mit einem vorbestimmten Referenzsignal durchgeführt wird, einen Fehler eines Umkehrungszeitpunkts des Vergleichsergebnisses unterdrücken kann; und eine elektronische Einrichtung, die die Bildgebungsvorrichtung umfasst. Eine Bildgebungsvorrichtung gemäß der vorliegenden Offenbarung umfasst Folgendes: eine Laststromquelle; einen Komparator, der einen Eingangstransistor umfasst, der zwischen die Laststromquelle und eine Signalleitung geschaltet ist, die ein aus einem Pixel ausgelesenes Signal überträgt; eine erste Kondensatoreinheit zum Eingeben eines vorbestimmten Referenzsignals in eine Gate-Elektrode des Eingangstransistors; und eine zweite Kondensatoreinheit, die zwischen einen Referenzpotenzialknoten und die Gate-Elektrode des Eingangstransistors geschaltet ist. Eine elektronische Einrichtung gemäß der vorliegenden Offenbarung umfasst die wie oben beschrieben konfigurierte Bildgebungsvorrichtung.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Offenbarung betrifft eine Bildgebungsvorrichtung und eine elektronische Einrichtung.
STAND DER TECHNIK
Ein Analog-Digital-Umwandlungsabschnitt, der ein aus einem Pixel gelesenes analoges Pixelsignal digitalisiert, ist auf einer Bildgebungsvorrichtung montiert. Der Analog-Digital-Umwandlungsabschnitt ist ein sogenannter spaltenparalleler Analog-Digital-Umwandlungsabschnitt, der mehrere Analog-Digital-Wandler umfasst, die so angeordnet sind, dass sie Pixelspalten entsprechen.
Als Analog-Digital-Wandler, der den spaltenparallelen Analog-Digital-Umwandlungsabschnitt bildet, ist beispielsweise ein sogenannter Single-Slope-Analog-Digital-Wandler bekannt, der ein analoges Pixelsignal digitalisiert, indem er ein aus einem Pixel gelesenes analoges Pixelsignal mit einem vorbestimmten Referenzsignal vergleicht.
Der Single-Slope-Analog-Digital-Wandler umfasst beispielsweise einen Komparator, der das analoge Pixelsignal mit dem vorbestimmten Referenzsignal vergleicht, und einen Zähler, der eine Zählung auf Grundlage eines Vergleichsergebnisses des Komparators durchführt. Als Bildgebungsvorrichtung mit dem Single-Slope-Analog-Digital-Wandler wird beispielsweise eine Bildgebungsvorrichtung vorgeschlagen, bei der ein P-Kanal-Metall-Oxid-Halbleiter(MOS)-Transistor, bei dem ein analoges Pixelsignal in eine Source-Elektrode eingegeben wird und ein vorbestimmtes Referenzsignal in eine Gate-Elektrode eingegeben wird, und ein Inverter in einem Komparator angeordnet sind (siehe zum Beispiel Patentdokument 1).
LISTE DER ANFÜHRUNGEN
PATENTDOKUMENT
Patentdokument 1: US 2018/0103222 A1
KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNG
DURCH DIE ERFINDUNG ZU LÖSENDE PROBLEME
In der in Patentdokument 1 beschriebenen Bildgebungsvorrichtung ist der Komparator des Analog-Digital-Wandlers dazu ausgelegt, eine Laststromquelle eines Pixels (Pixelschaltung) als eine Stromquelle gemeinsam zu nutzen, und diese gemeinsame Nutzung der Stromquelle erzielt eine Reduzierung des Energieverbrauchs im Vergleich zu einem Fall einer Konfiguration, bei der eine Stromquelle auch in einem Komparator separat von einer Pixelschaltung bereitgestellt ist.
Jedoch variiert in der oben beschriebenen Verbindungskonfiguration in Bezug auf den P-Kanal-MOS-Transistor in der in Patentdokument 1 beschriebenen Bildgebungsvorrichtung eine Drain-Spannung des P-Kanal-MOS-Transistors je nach einem Pegel des Pixelsignals, wenn das analoge Pixelsignal mit dem vorbestimmten Referenzsignal übereinstimmt. Daher kann ein Zeitpunkt, zu dem das Vergleichsergebnis des Komparators invertiert wird, von einem idealen Zeitpunkt abweichen, zu dem das Pixelsignal mit dem Referenzsignal übereinstimmt. Dieser Fehler des Invertierungszeitpunkts verursacht ein Problem, dass ein Fehler oder eine Nichtlinearität in einem digitalen Signal auftritt, das durch eine Analog-Digital-Umwandlung des Pixelsignals erhalten wird, sodass die Bildqualität von Bilddaten beeinträchtigt wird.
Eine Aufgabe der vorliegenden Offenbarung besteht darin, eine Bildgebungsvorrichtung, die in der Lage ist, einen Fehler des Invertierungszeitpunkts eines Vergleichsergebnisses zu unterdrücken, wenn ein analoges Pixelsignal mit einem vorbestimmten Referenzsignal verglichen wird, und eine elektronische Einrichtung, die die Bildgebungsvorrichtung umfasst, bereitzustellen.
LÖSUNGEN DER PROBLEME
Eine Bildgebungsvorrichtung der vorliegenden Offenbarung zum Erreichen des oben beschriebenen Ziels umfasst Folgendes:

eine Laststromquelle;
einen Komparator, der einen Eingangstransistor aufweist, der zwischen die Laststromquelle und eine Signalleitung, die ein aus einem Pixel gelesenes Signal überträgt, geschaltet ist;
einen ersten Kondensator, der ein vorbestimmtes Referenzsignal in eine Gate-Elektrode des Eingangstransistors eingibt; und
einen zweiten Kondensator, der zwischen die Gate-Elektrode des Eingangstransistors und einen Referenzpotenzialknoten geschaltet ist.

Ferner umfasst eine elektronische Einrichtung der vorliegenden Offenbarung zum Erreichen des oben beschriebenen Ziels die Bildgebungsvorrichtung mit der oben beschriebenen Konfiguration.
Figurenliste

1 ist ein Blockdiagramm, das schematisch einen Entwurf einer Systemkonfiguration eines CMOS-Bildsensors darstellt, der ein Beispiel einer Bildgebungsvorrichtung ist, auf die die Technologie gemäß der vorliegenden Offenbarung angewendet wird.
2 ist ein Schaltbild, das eine beispielhafte Schaltungskonfiguration eines Pixels darstellt.
3A ist eine perspektivische Ansicht, die schematisch eine flache Chipstruktur darstellt, und 3B ist eine auseinandergezogene perspektivische Ansicht, die schematisch eine gestapelte Halbleiterchipstruktur darstellt.
4 ist ein Blockdiagramm, das schematisch eine beispielhafte Konfiguration eines Analog-Digital-Umwandlungsabschnitts darstellt.
5 ist ein Schaltbild, das ein Schaltungskonfigurationsbeispiel eines Komparators gemäß einem Referenzbeispiel darstellt.
6 ist ein Zeitdiagramm zur Beschreibung eines Schaltungsbetriebsbeispiels des Komparators gemäß dem Referenzbeispiel.
7 ist ein Kennliniendiagramm, das beispielhafte Kennlinien eines P-Kanal-MOS-Transistors darstellt.
8 ist ein Schaltbild zur Beschreibung von Pufferrauschen im Fall des Komparators gemäß dem Referenzbeispiel.
9 ist ein Schaltbild, das ein Schaltungskonfigurationsbeispiel eines Komparators gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung darstellt.
10 ist ein Schaltbild, das ein Schaltungskonfigurationsbeispiel eines Komparators gemäß Beispiel 1 darstellt.
11A ist ein Wellenformdiagramm, das eine Beziehung zwischen einer Steigung einer Rampenwelle eines Referenzsignals und einem Kreuzungspunkt mit einem Pixelsignal darstellt, und 11B ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen einer analogen Verstärkung eines Analog-Digital-Wandlers und einer Amplitude der Rampenwelle des Referenzsignals darstellt.
12 ist ein Schaltbild, das ein Schaltungskonfigurationsbeispiel eines Komparators gemäß Beispiel 2 darstellt.
13 ist ein Schaltbild, das ein Schaltungskonfigurationsbeispiel gemäß dem spezifischen Beispiel 1 eines Dämpfungsverhältnisses darstellt.
14 ist ein Schaltbild, das ein Schaltungskonfigurationsbeispiel gemäß dem spezifischen Beispiel 2 des Dämpfungsverhältnisses darstellt.
15 ist ein Schaltbild, das ein Schaltungskonfigurationsbeispiel gemäß dem spezifischen Beispiel 3 des Dämpfungsverhältnisses darstellt.
16 ist ein Schaltbild, das ein Schaltungskonfigurationsbeispiel gemäß dem spezifischen Beispiel 4 des Dämpfungsverhältnisses darstellt.
17A ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen einer analogen Verstärkung und einem Kapazitätswert von jedem eines ersten Kondensators und eines zweiten Kondensators darstellt, und 17B ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen der analogen Verstärkung und der Amplitude der Rampenwelle des Referenzsignals darstellt.
18 ist ein Schaltbild, das ein Schaltungskonfigurationsbeispiel eines Komparators gemäß Beispiel 3 darstellt.
19 ist ein Schaltbild, das ein Schaltungskonfigurationsbeispiel eines Komparators gemäß Beispiel 4 darstellt.
20 ist ein Schaltbild, das ein Schaltungskonfigurationsbeispiel eines Komparators gemäß Beispiel 5 darstellt.
21 ist ein Schaltbild, das ein Schaltungskonfigurationsbeispiel eines Komparators gemäß Beispiel 6 darstellt.
22 ist ein Schaltbild, das ein Schaltungskonfigurationsbeispiel eines Komparators gemäß Beispiel 7 darstellt.
23 ist ein Schaltbild, das ein Schaltungskonfigurationsbeispiel eines Analog-Digital-Wandlers gemäß Beispiel 8 darstellt.
24 ist ein Betriebserläuterungsdiagramm des Betriebsbeispiels 1 von Beispiel 8.
25 ist ein Betriebserläuterungsdiagramm des Betriebsbeispiels 2 von Beispiel 8.
26 ist ein Betriebserläuterungsdiagramm des Betriebsbeispiels 3 von Beispiel 8.
27 ist ein Betriebserläuterungsdiagramm des Betriebsbeispiels 4 von Beispiel 8.
28 ist ein Schaltbild, das eine andere Schaltungskonfiguration eines ReferenzsignalErzeugungsabschnitts darstellt.
29 ist ein Schaltbild, das ein Schaltungskonfigurationsbeispiel einer Stromversorgungsrauschkorrekturschaltung gemäß Beispiel 9 darstellt.
30 ist ein Betriebserläuterungsdiagramm des Verstärkungssteuerungsbeispiels 1 von Beispiel 9.
31 ist ein Betriebserläuterungsdiagramm des Verstärkungssteuerungsbeispiels 2 von Beispiel 9.
32 ist ein Betriebserläuterungsdiagramm des Verstärkungssteuerungsbeispiels 3 von Beispiel 9.
33 ist ein Betriebserläuterungsdiagramm des Verstärkungssteuerungsbeispiels 4 von Beispiel 9.
34 ist ein Schaltbild, das ein Schaltungskonfigurationsbeispiel eines Analog-Digital-Wandlers gemäß Beispiel 10 darstellt.
35 ist ein Blockdiagramm, das schematisch einen Entwurf einer Systemkonfiguration eines CMOS-Bildsensors gemäß Beispiel 11 darstellt.
36 ist ein Flussdiagramm, das ein Beispiel einer Verarbeitungsprozedur zum Einstellen eines DAC-Einstellungssignals und eines Schaltereinstellungssignals darstellt.
37 ist ein Schaltbild, das ein erstes modifiziertes Beispiel des Komparators darstellt.
38 ist ein Schaltbild, das ein zweites modifiziertes Beispiel des Komparators darstellt.
39 ist ein Schaltbild, das ein Konfigurationsbeispiel zeigt, bei dem eine Kapazität C_ADJ zu einem herkömmlichen Konfigurationsbeispiel hinzugefügt ist.
40 ist ein Diagramm, das ein Anwendungsbeispiel der Technologie gemäß der vorliegenden Offenbarung darstellt.
41 ist ein Blockdiagramm, das schematisch ein Konfigurationsbeispiel eines Bildgebungssystems darstellt, das ein Beispiel einer elektronischen Einrichtung der vorliegenden Offenbarung ist.
42 ist ein Blockdiagramm, das ein schematisches Konfigurationsbeispiel für ein Fahrzeugsteuersystem als Beispiel für ein Mobilkörpersteuersystem darstellt, auf das die Technologie gemäß der vorliegenden Offenbarung angewendet werden kann.
43 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Installationsposition eines Bildgebungsabschnitts in dem Mobilkörpersteuersystem darstellt.

MODUS ZUM AUSFÜHREN DER ERFINDUNG
Im Folgenden werden Modi zum Ausführen der Technologie gemäß der vorliegenden Offenbarung (im Folgenden als „Ausführungsformen“ bezeichnet) im Detail unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. Die Technologie gemäß der vorliegenden Offenbarung ist nicht auf die Ausführungsformen beschränkt. In der folgenden Beschreibung werden die gleichen Bezugszeichen für die gleichen Elemente oder Elemente mit der gleichen Funktion verwendet, und auf deren redundante Beschreibung wird verzichtet. Es sei angemerkt, dass eine Beschreibung in der folgenden Reihenfolge gegeben wird.

1. Allgemeine Beschreibung der Bildgebungsvorrichtung und der elektronischen Einrichtung der vorliegenden Offenbarung
2. Bildgebungsvorrichtung, auf die die Technologie gemäß der vorliegenden Offenbarung angewendet wird
- 2-1. Konfigurationsbeispiel des CMOS-Bildsensors
- 2-2. Schaltungskonfigurationsbeispiel eines Pixels
- 2-3. Halbleiterchipstruktur
  - 2-3-1. Flache Halbleiterchipstruktur
  - 2-3-2. Gestapelte Halbleiterchipstruktur
- 2-4. Konfigurationsbeispiel des Analog-Digital-Umwandlungsabschnitts
- 2-5. Bezüglich des Komparators des Analog-Digital-Wandlers
- 2-6. Komparator gemäß Referenzbeispiel
  - 2-6-1. Schaltungskonfigurationsbeispiel des Komparators gemäß Referenzbeispiel
  - 2-6-2. Schaltungsbetriebsbeispiel des Komparators gemäß Referenzbeispiel
  - 2-6-3. Bezüglich Pufferrauschen
3. Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung
- 3-1. Beispiel 1 (Beispiel, bei dem variable Kapazitätselemente als erster Kondensator und zweiter Kondensator verwendet werden)
- 3-2. Beispiel 2 (Beispiel, bei dem der erste Kondensator und der zweite Kondensator unter Verwendung einer Kombination mehrerer Kapazitätselemente und mehrerer Schaltelemente konfiguriert werden)
  - 3-2-1. Spezifisches Beispiel 1 des Kapazitätsdämpfungsverhältnisses (Beispiel eines Kapazitätsdämpfungsverhältnisses von 4/4 (keine Dämpfung))
  - 3-2-2. Spezifisches Beispiel 2 des Kapazitätsdämpfungsverhältnisses (Beispiel eines Kapazitätsdämpfungsverhältnisses von 3/4)
  - 3-2-3. Spezifisches Beispiel 3 des Kapazitätsdämpfungsverhältnisses (Beispiel eines Kapazitätsdämpfungsverhältnisses von 2/4)
  - 3-2-4. Spezifisches Beispiel 4 des Kapazitätsdämpfungsverhältnisses (Beispiel eines Kapazitätsdämpfungsverhältnisses von 1/4)
- 3-3. Beispiel 3 (Modifiziertes Beispiel von Beispiel 2: Beispiel für die Steuerung der analogen Verstärkung)
- 3-4. Beispiel 4 (Beispiel, bei dem auf der Seite des Referenzpotenzialknotens kein Schaltelement bereitgestellt ist)
- 3-5. Beispiel 5 (Beispiel des Einschließens von drei Kapazitätselementen und drei Schaltelementen)
- 3-6. Beispiel 6 (Modifiziertes Beispiel von Beispiel 5: Beispiel, bei dem die Verbindungsbeziehung zwischen Kapazitätselementen und Schaltelementen unterschiedlich ist)
- 3-7. Beispiel 7 (Beispiel, bei dem die Schaltungskonfiguration des Komparators unterschiedlich ist)
- 3-8. Beispiel 8 (Beispiel der Anwendung auf einen CMOS-Bildsensor mit einer Funktion zum Unterdrücken von Stromversorgungsrauschen einer Pixelstromversorgung)
  - 3-8-1. Betriebsbeispiel 1 (Beispiel eines Falls, bei dem das Kapazitätsdämpfungsverhältnis 4/4 beträgt)
  - 3-8-2. Betriebsbeispiel 2 (Beispiel eines Falls, bei dem das Kapazitätsdämpfungsverhältnis 3/4 beträgt)
  - 3-8-3. Betriebsbeispiel 3 (Beispiel eines Falls, bei dem das Kapazitätsdämpfungsverhältnis 2/4 beträgt)
  - 3-8-4. Betriebsbeispiel 4 (Beispiel eines Falls, bei dem das Kapazitätsdämpfungsverhältnis 1/4 beträgt)
- 3-9. Beispiel 9 (Schaltungskonfigurationsbeispiel einer Stromversorgungsrauschkorrekturschaltung)
  - 3-9-1. Verstärkungssteuerungsbeispiel 1 (Steuerungsbeispiel, wenn die zusätzliche Verstärkung das Einfache beträgt)
  - 3-9-2. Verstärkungssteuerungsbeispiel 2 (Steuerungsbeispiel, wenn die zusätzliche Verstärkung das 4/3-Fache beträgt)
  - 3-9-3. Verstärkungssteuerungsbeispiel 3 (Steuerungsbeispiel, wenn die zusätzliche Verstärkung das Zweifache beträgt)
  - 3-9-4. Verstärkungssteuerungsbeispiel 4 (Steuerungsbeispiel, wenn die zusätzliche Verstärkung das Vierfache beträgt)
- 3-10. Beispiel 10 (Modifiziertes Beispiel von Beispiel 8: Beispiel der Anwendung auf MOS-Bildsensor unter Verwendung der Referenzspannung im Pixel)
- 3-11. Beispiel 11 (Beispiel zum Einstellen des DAC-Einstellungssignals und des Schaltereinstellungssignals zum Zeitpunkt des Umschaltens der Steigung der Rampenwelle und der Eingangskapazität)
- 3-12. Beispiel 12 (Verarbeitungsprozedur zum Einstellen des DAC-Einstellungssignals und des Schaltereinstellungssignals)
4. Modifizierte Beispiele
5. Anwendungsbeispiele
6. Anwendungsbeispiele der Technologie gemäß der vorliegenden Offenbarung
- 6-1. Elektronische Einrichtung der vorliegenden Offenbarung (Beispiel einer Bildgebungsvorrichtung)
- 6-2. Beispiel für eine Anwendung auf einen mobilen Körper
7. Konfiguration, die durch die vorliegende Offenbarung verwendet werden kann

<Allgemeine Beschreibung der Bildgebungsvorrichtung und der elektronischen Einrichtung der vorliegenden Offenbarung>
In einer Bildgebungsvorrichtung und einer elektronischen Einrichtung der vorliegenden Offenbarung können ein erster Kondensator und ein zweiter Kondensator dazu ausgelegt sein, ein vorbestimmtes Referenzsignal, das in eine Gate-Elektrode eines Eingangstransistors eingegeben wird, durch kapazitive Spannungsteilung zu dämpfen. Ferner können der erste Kondensator und der zweite Kondensator jeweils so konfiguriert sein, dass sie ein variables Kapazitätselement mit einem variablen Kapazitätswert umfassen. Ferner können der erste Kondensator und der zweite Kondensator jeweils so konfiguriert sein, dass der Kapazitätswert abhängig von einer analogen Verstärkung eines Analog-Digital-Wandlers, der den Komparator umfasst, variabel ist.
In der Bildgebungsvorrichtung und der elektronischen Einrichtung der vorliegenden Offenbarung mit den oben beschriebenen bevorzugten Konfigurationen kann sowohl der erste Kondensator als auch der zweite Kondensator mehrere Kapazitätselemente, die jeweils ein mit der Gate-Elektrode des Eingangstransistors verbundenes erstes Ende aufweisen, und mehrere Schaltelemente, die jeweils zwischen zweite Enden der mehreren Kapazitätselemente geschaltet sind, umfassen. Ferner ist es möglich, eine Konfiguration zu verwenden, bei der das Schaltelement auch zwischen einem Referenzpotenzialknoten und dem zweiten Ende des Kapazitätselements auf der Seite des Referenzpotenzialknotens unter den mehreren Kapazitätselementen bereitgestellt ist.
Ferner kann in der Bildgebungsvorrichtung und der elektronischen Einrichtung der vorliegenden Offenbarung mit den oben beschriebenen bevorzugten Konfigurationen das vorbestimmte Referenzsignal so konfiguriert sein, dass es eine Spannung mit einer geneigten Wellenform ist, die sich linear mit einer vorbestimmten Steigung ändert. Dann kann der Komparator dazu ausgelegt sein, eine Spannung einer Signalleitung mit der Spannung der geneigten Wellenform zu vergleichen.
Ferner wird in der Bildgebungsvorrichtung und der elektronischen Einrichtung der vorliegenden Offenbarung mit den oben beschriebenen bevorzugten Konfigurationen eine Amplitude der Spannung der geneigten Wellenform mittels kapazitiver Spannungsteilung unter Verwendung des ersten Kondensators und des zweiten Kondensators gedämpft. Zu diesem Zeitpunkt kann ein Referenzsignalerzeugungsabschnitt, der die Spannung der geneigten Wellenform erzeugt, dazu ausgelegt sein, die Amplitude der Spannung der geneigten Wellenform im Voraus groß einzustellen, sodass eine Amplitude nach dem Dämpfen mittels der kapazitiven Spannungsteilung eine gewünschte Amplitude wird.
Ferner können die Bildgebungsvorrichtung und die elektronische Einrichtung der vorliegenden Offenbarung mit den oben beschriebenen bevorzugten Konfigurationen einen analogen Verstärkungssteuerabschnitt umfassen, der die analoge Verstärkung des Analog-Digital-Wandlers durch Anpassen der Amplitude der Spannung der geneigten Wellenform steuert. Dann kann der analoge Verstärkungssteuerabschnitt dazu ausgelegt sein, die Amplitude der Spannung der geneigten Wellenform und die Kapazitätswerte des ersten Kondensators und des zweiten Kondensators zu steuern.
Ferner kann in der Bildgebungsvorrichtung und der elektronischen Einrichtung der vorliegenden Offenbarung mit den oben beschriebenen bevorzugten Konfigurationen eine Laststromquelle eine eingangsseitige Laststromquelle und eine ausgangsseitige Laststromquelle umfassen, und der Eingangstransistor kann dazu ausgelegt sein, zwischen die Signalleitung und die eingangsseitige Laststromquelle geschaltet zu sein. Dann kann der Komparator einen Ausgangstransistor umfassen, der zwischen die Signalleitung und die ausgangsseitige Laststromquelle geschaltet ist und einen Ausgang des Eingangstransistors als Gate-Eingang verwendet.
Ferner können die Bildgebungsvorrichtung und die elektronische Einrichtung der vorliegenden Offenbarung mit den oben beschriebenen bevorzugten Konfigurationen eine Rauschkorrekturschaltung umfassen, die eine dem Rauschen einer Pixelstromversorgung entsprechende Korrekturspannung auf das durch die Referenzsignalerzeugungsschaltung erzeugte Referenzsignal überlagert. Zu diesem Zeitpunkt kann die Rauschkorrekturschaltung dazu ausgelegt sein, eine Verstärkung zum Erzeugen der Korrekturspannung gemäß dem Umschalten des Kapazitätswerts sowohl des ersten Kondensators als auch des zweiten Kondensators umzuschalten.
Ferner können die Bildgebungsvorrichtung und die elektronische Einrichtung der vorliegenden Offenbarung mit den oben beschriebenen bevorzugten Konfigurationen einen Steuerabschnitt umfassen, der ein Referenzsignaleinstellungssignal zum Erzeugen des Referenzsignals durch den Referenzsignalerzeugungsabschnitt und ein Schaltereinstellungssignal zum Umschalten der mehreren Schaltelemente einstellt, wenn die analoge Verstärkung des
Analog-Digital-Wandlers gesteuert wird. Zudem ist es möglich, eine Konfiguration zu verwenden, bei der ein Logikschaltungsabschnitt bereitgestellt ist, der Beleuchtungsstärkedaten auf Grundlage von Daten nach einer Analog-Digital-Umwandlung durch den Analog-Digital-Wandler erzeugt. Dann kann der Steuerabschnitt dazu ausgelegt sein, das Referenzsignaleinstellungssignal und das Schaltereinstellungssignal auf Grundlage der durch den Logikschaltungsabschnitt erzeugten Beleuchtungsstärkedaten einzustellen.
<Bildgebungsvorrichtung, auf die die Technologie gemäß der vorliegenden Offenbarung angewendet wird>
Als Bildgebungsvorrichtung, auf die die Technologie gemäß der vorliegenden Offenbarung angewendet wird, wird als Beispiel ein Komplementär-Metall-Oxid-Halbleiter(CMOS)-Bildsensor beschrieben, der eine Art X-Y-Adressbildgebungsvorrichtung ist. Der CMOS-Bildsensor ist ein Bildsensor, der durch Anwenden oder teilweises Verwenden eines CMOS-Prozesses hergestellt wird.
[Konfigurationsbeispiel des CMOS-Bildsensors]
1 ist ein Blockdiagramm, das schematisch einen Entwurf einer Systemkonfiguration des CMOS-Bildsensors darstellt, der ein Beispiel der Bildgebungsvorrichtung ist, auf die die Technologie gemäß der vorliegenden Offenbarung angewendet wird.
Ein CMOS-Bildsensor 1 gemäß dem vorliegenden Anwendungsbeispiel umfasst einen Pixelarrayabschnitt 11 und einen peripheren Schaltungsabschnitt des Pixelarrayabschnitts 11. Der Pixelarrayabschnitt 11 weist eine Konfiguration auf, bei der Pixel (Pixelschaltungen) 20, die Lichtempfangselemente umfassen, zweidimensional in einer Zeilenrichtung und einer Spaltenrichtung, also in einer Matrix, angeordnet sind. Hier bezieht sich die Zeilenrichtung auf eine Anordnungsrichtung der Pixel 20 in einer Pixelzeile, und die Spaltenrichtung bezieht sich auf eine Anordnungsrichtung der Pixel 20 in einer Pixelspalte. Das Pixel 20 führt eine fotoelektrische Umwandlung durch, um eine Fotoladung zu akkumulieren, die der empfangenen Lichtmenge entspricht.
Der periphere Schaltungsabschnitt des Pixelarrayabschnitts 11 umfasst beispielsweise einen Zeilenauswahlabschnitt 12, einen Analog-Digital-Umwandlungsabschnitt 13, einen Logikschaltungsabschnitt 14 als Signalverarbeitungsabschnitt, einen Zeitsteuerungsabschnitt 15 und dergleichen.
In dem Pixelarrayabschnitt 11 sind Pixelsteuerleitungen 31 (31₁ bis 31_m) entlang der Zeilenrichtung für jede Pixelzeile in Bezug auf das matrixförmige Pixelarray verlegt. Ferner sind Signalleitungen 32 (32₁ bis 32_n) entlang der Spaltenrichtung für jede Pixelspalte verlegt. Die Pixelsteuerleitung 31 überträgt ein Ansteuerungssignal zum Durchführen des Ansteuerns zum Zeitpunkt des Lesens eines Signals aus dem Pixel 20. Die Pixelsteuerleitung 31 ist in 1 als eine Verdrahtung dargestellt, ist jedoch nicht darauf beschränkt. Ein Ende der Pixelsteuerleitung 31 ist mit einem Ausgangsende verbunden, das jeder Zeile des Zeilenauswahlabschnitts 12 entspricht.
Im Folgenden werden die jeweiligen Bestandteile des peripheren Schaltungsabschnitts des Pixelarrayabschnitts 11, das heißt der Zeilenauswahlabschnitt 12, der Analog-Digital-Umwandlungsabschnitt 13, der Logikschaltungsabschnitt 14 und der Zeitsteuerungsabschnitt 15, beschrieben.
Der Zeilenauswahlabschnitt 12 umfasst ein Schieberegister, einen Adressdecoder und dergleichen und steuert das Abtasten von Pixelzeilen und Adressen von Pixelzeilen bei der Auswahl jedes der Pixel 20 des Pixelarrayabschnitts 11. Der Zeilenauswahlabschnitt 12 umfasst im Allgemeinen zwei Scansysteme, nämlich ein Lesescansystem und ein Sweep-Scansystem, obgleich eine spezifische Konfiguration davon nicht veranschaulicht wird.
Das Lesescansystem wählt nacheinander die Pixel 20 des Pixelarrayabschnitts 11 aus und scannt sie Zeile für Zeile, um ein Pixelsignal aus dem Pixel 20 zu lesen. Das aus dem Pixel 20 gelesene Pixelsignal ist ein analoges Signal. Das Sweep-Scansystem führt um eine einer Verschlussgeschwindigkeit entsprechende Zeit früher als das Lesescannen ein Sweep-Scannen an einer Lesezeile durch, an der das Lesescannen durch das Lesescansystem durchzuführen ist.
Das durch das Sweep-Scansystem durchgeführte Sweep-Scannen löscht überflüssige Ladungen aus fotoelektrischen Umwandlungselementen der Pixel 20 in der Lesezeile, wodurch die fotoelektrischen Umwandlungselemente zurückgesetzt werden. Dann wird ein sogenannter Elektronischer-Verschluss-Vorgang durch Löschen (Zurücksetzen) der nicht benötigten Ladungen durch das Sweep-Scansystem durchgeführt. Hier bezieht sich der Elektronischer-Verschluss-Vorgang auf einen Vorgang zum Löschen von Fotoladungen von fotoelektrischen Umwandlungselementen und zum erneuten Beginnen einer Belichtung (Beginnen der Akkumulation von Fotoladungen).
Der Analog-Digital-Umwandlungsabschnitt 13 umfasst einen Satz aus mehreren Analog-Digital-Wandlern (ADC), die so bereitgestellt sind, dass sie den Pixelspalten (zum Beispiel für jede Pixelspalte) des Pixelarrayabschnitts 11 entsprechen. Der Analog-Digital-Umwandlungsabschnitt 13 ist ein spaltenparalleler Analog-Digital-Umwandlungsabschnitt, der für jede Pixelspalte ein durch jede der Signalleitungen 32₁ bis 32_n ausgegebenes analoges Pixelsignal in ein digitales Signal umwandelt.
Als Analog-Digital-Wandler in dem Analog-Digital-Umwandlungsabschnitt 13 kann beispielsweise ein Single-Slope-Analog-Digital-Wandler verwendet werden, der ein Beispiel für einen Referenzsignalvergleichs-Analog-Digital-Wandler ist.
Der Logikschaltungsabschnitt 14, der der Signalverarbeitungsabschnitt ist, liest das durch den Analog-Digital-Umwandlungsabschnitt 13 digitalisierte Pixelsignal und führt eine vorbestimmte Signalverarbeitung durch. Insbesondere führt der Logikschaltungsabschnitt 14 als vorbestimmte Signalverarbeitung zum Beispiel eine Korrektur eines vertikalen Leitungsdefekts und eines Punktdefekts oder ein Klemmen eines Signals und ferner eine digitale Signalverarbeitung wie Parallel-zu-Reihen-Umwandlung, Komprimierung, Codierung, Addition, Mittelwertbildung oder intermittierenden Betrieb durch. Der Logikschaltungsabschnitt 14 gibt erzeugte Bilddaten als ein Ausgangssignal OUT des CMOS-Bildsensors 1 an eine nachfolgende Vorrichtung aus.
Der Zeitsteuerungsabschnitt 15 erzeugt verschiedene Zeitsignale, Taktsignale, Steuersignale und dergleichen auf Grundlage eines von außen bereitgestellten Synchronisationssignals. Dann steuert der Zeitsteuerungsabschnitt 15 das Ansteuern des Zeilenauswahlabschnitts 12, des Analog-Digital-Umwandlungsabschnitts 13, des Logikschaltungsabschnitts 14 und dergleichen auf Grundlage der erzeugten Signale.
[Schaltungskonfigurationsbeispiel eines Pixels]
2 ist ein Schaltbild, das eine beispielhafte Schaltungskonfiguration des Pixels 20 darstellt. Das Pixel 20 umfasst beispielsweise eine Fotodiode 21 als fotoelektrisches Umwandlungselement. Das Pixel 20 umfasst zusätzlich zu der Fotodiode 21 einen Übertragungstransistor 22, einen Rücksetztransistor 23, einen Verstärkungstransistor 24 und einen Auswahltransistor 25.
Als die vier Transistoren des Übertragungstransistors 22, des Rücksetztransistors 23, des Verstärkungstransistors 24 und des Auswahltransistors 25 werden beispielsweise N-Kanal-MOS-Feldeffekttransistoren verwendet. Jedoch ist eine hier beispielhaft dargestellte Kombination von Leitfähigkeitstypen der vier Transistoren 22 bis 25 lediglich ein Beispiel, und die Kombination ist nicht darauf beschränkt.
Für das Pixel 20 sind als die oben beschriebenen Pixelsteuerleitungen 31 (31₁ bis 31_m) mehrere Pixelsteuerleitungen gemeinsam mit den jeweiligen Pixeln 20 in derselben Pixelzeile verlegt. Die mehreren Pixelsteuerleitungen sind mit einem Ausgangsende verbunden, das jeder Pixelzeile des Zeilenauswahlabschnitts 12 in Einheiten von Pixelzeilen entspricht. Der Zeilenauswahlabschnitt 12 gibt in geeigneter Weise ein Übertragungssignal TRG, ein Rücksetzsignal RST und ein Auswahlsignal SEL an die mehreren Pixelsteuerleitungen aus.
Die Fotodiode 21 weist eine Anodenelektrode auf, die mit einer niederpotenzialseitigen Stromversorgung (beispielsweise Masse) verbunden ist, wandelt empfangenes Licht fotoelektrisch in Fotoladungen (hier Fotoelektronen) mit einer der Lichtmenge entsprechenden Ladungsmenge um und akkumuliert die Fotoladungen. Die Fotodiode 21 weist eine Kathodenelektrode auf, die über den Übertragungstransistor 22 elektrisch mit einer Gate-Elektrode des Verstärkungstransistors 24 verbunden ist. Hier ist ein Gebiet, in dem die Gate-Elektrode des Verstärkungstransistors 24 elektrisch verbunden ist, ein Floating-Diffusion-Gebiet (Floating-Diffusion-Gebiet/Fremdstoffdiffusionsgebiet) FD. Die Floating-Diffusion FD ist ein Ladung-Spannung-Umwandlungsabschnitt, der eine Ladung in eine Spannung umwandelt.
Das bei hohem Pegel (z. B. V_DD-Pegel) aktivierte Übertragungssignal TRG wird von dem Zeilenauswahlabschnitt 12 an eine Gate-Elektrode des Übertragungstransistors 22 geliefert. Der Übertragungstransistor 22 wird als Reaktion auf das Übertragungssignal TRG in einen leitenden Zustand gebracht, wodurch die Fotoladungen, die durch die Fotodiode 21 fotoelektrisch umgewandelt und in der Fotodiode 21 akkumuliert wurden, zu der Floating-Diffusion FD übertragen werden.
Der Rücksetztransistor 23 ist zwischen einen Knoten einer hochpotenzialseitigen Stromversorgungsspannung V_DD und die Floating-Diffusion FD geschaltet. Das bei hohem Pegel aktivierte Rücksetzsignal RST wird von dem Zeilenauswahlabschnitt 12 an eine Gate-Elektrode des Rücksetztransistors 23 geliefert. Der Rücksetztransistor 23 wird als Reaktion auf das Rücksetzsignal RST in einen leitenden Zustand gebracht und setzt die Floating-Diffusion FD zurück, indem er Ladungen der Floating-Diffusion FD zu dem Knoten der Spannung V_DD ableitet.
Der Verstärkungstransistor 24 weist die Gate-Elektrode, die mit der Floating-Diffusion FD verbunden ist, und eine Drain-Elektrode, die mit dem Knoten der hochpotenzialseitigen Stromversorgungsspannung V_DD verbunden ist, auf. Der Verstärkungstransistor 24 dient als Eingangsabschnitt eines Source-Folgers, der ein Signal liest, das durch fotoelektrische Umwandlung in der Fotodiode 21 erhalten wird. Das heißt, der Verstärkungstransistor 24 weist eine Source-Elektrode auf, die über den Auswahltransistor 25 mit der Signalleitung 32 verbunden ist.
Der Auswahltransistor 25 weist eine mit der Source-Elektrode des Verstärkungstransistors 24 verbundene Drain-Elektrode und eine mit der Signalleitung 32 verbundene Source-Elektrode auf. Das bei hohem Pegel aktivierte Auswahlsignal SEL wird von dem Zeilenauswahlabschnitt 12 an eine Gate-Elektrode des Auswahltransistors 25 geliefert. Der Auswahltransistor 25 wird als Reaktion auf das Auswahlsignal SEL in einen leitenden Zustand gebracht, wodurch das von dem Verstärkungstransistor 24 ausgegebene Signal an die Signalleitung 32 mit dem Pixel 20 in einem ausgewählten Zustand übertragen wird.
Es sei angemerkt, dass in dem oben beschriebenen Schaltungsbeispiel das Pixel 20, das eine 4-Tr-Konfiguration mit vier Transistoren, also dem Übertragungstransistor 22, dem Rücksetztransistor 23, dem Verstärkungstransistor 24 und dem Auswahltransistor 25, verwendet, beispielhaft dargestellt wurde, die vorliegende Erfindung jedoch nicht darauf beschränkt ist. Beispielsweise können auch eine 3-Tr-Konfiguration, bei der der Auswahltransistor 25 weggelassen ist und der Verstärkungstransistor 24 auch als Auswahltransistor 25 fungiert, und eine 5-Tr- oder mehr Konfiguration, bei der die Anzahl der Transistoren erhöht ist, bei Bedarf verwendet werden.
[Halbleiterchipstruktur]
Als eine Halbleiterchipstruktur des CMOS-Bildsensors 1 mit der oben beschriebenen Konfiguration können eine flache Halbleiterchipstruktur und eine gestapelte Halbleiterchipstruktur beispielhaft angegeben werden. Ferner ist es bezüglich einer Pixelstruktur unter der Annahme, dass eine Substratoberfläche auf einer Seite, auf der eine Verdrahtungsschicht ausgebildet ist, als Vorderfläche (Vorderseite) definiert ist, möglich, eine Rückflächenbestrahlungs-Pixelstruktur, die von einer Rückflächenseite eingestrahltes Licht auf der gegenüberliegenden Seite erfasst, oder eine Vorderflächenbestrahlungs-Pixelstruktur, die von der Vorderflächenseite eingestrahltes Licht erfasst, zu verwenden.
Im Folgenden wird ein Überblick über die flache Halbleiterchipstruktur und die gestapelte Halbleiterchipstruktur beschrieben.
(Flache Halbleiterchipstruktur)
3A ist eine perspektivische Ansicht, die schematisch die flache Chipstruktur des CMOS-Bildsensors 1 darstellt. Wie in 3A dargestellt, hat die flache Halbleiterchipstruktur eine Struktur, bei der die jeweiligen Bestandteile des peripheren Schaltungsabschnitts des Pixelarrayabschnitts 11 auf dem gleichen Halbleitersubstrat 41 wie der Pixelarrayabschnitt 11, in dem die Pixel 20 in einer Matrix angeordnet sind, ausgebildet sind. Insbesondere sind der Zeilenauswahlabschnitt 12, der Analog-Digital-Umwandlungsabschnitt 13, der Logikschaltungsabschnitt 14, der Zeitsteuerungsabschnitt 15 und dergleichen auf dem gleichen Halbleitersubstrat 41 wie der Pixelarrayabschnitt 11 ausgebildet. Pads 42 zur externen Verbindung und Stromversorgung sind beispielsweise sowohl am linken als auch am rechten Ende des Halbleiterchips 41 der ersten Schicht bereitgestellt.
(Gestapelte Halbleiterchipstruktur)
3B ist eine auseinandergezogene perspektivische Ansicht, die schematisch die gestapelte Halbleiterchipstruktur des CMOS-Bildsensors 1 darstellt. Wie in 3B dargestellt, weist die gestapelte Halbleiterchipstruktur, das heißt die gestapelte Struktur, eine Struktur auf, bei der mindestens zwei Halbleiterchips, ein Halbleiterchip 43 der ersten Schicht und ein Halbleiterchip 44 der zweiten Schicht, gestapelt sind.
Bei dieser gestapelten Halbleiterchipstruktur ist der Halbleiterchip 43 der ersten Schicht ein Pixelchip, in dem der Pixelarrayabschnitt 11, in dem die Pixel 20, die fotoelektrische Umwandlungselemente (beispielsweise die Fotodioden 21) umfassen, zweidimensional in einer Matrix angeordnet sind, ausgebildet ist. Die Pads 42 zur externen Verbindung und Stromversorgung sind beispielsweise sowohl am linken als auch am rechten Ende des Halbleiterchips 43 der ersten Schicht bereitgestellt.
Der Halbleiterchip 44 der zweiten Schicht ist ein Schaltungschip, in dem der periphere Schaltungsabschnitt des Pixelarrayabschnitts 11, das heißt der Zeilenauswahlabschnitt 12, der Analog-Digital-Umwandlungsabschnitt 13, der Logikschaltungsabschnitt 14, der Zeitsteuerungsabschnitt 15 und dergleichen, ausgebildet sind. Es sei angemerkt, dass die Anordnung des Zeilenauswahlabschnitts 12, des Analog-Digital-Umwandlungsabschnitts 13, des Logikschaltungsabschnitts 14 und des Zeitsteuerungsabschnitts 15 ein Beispiel ist und nicht auf dieses Anordnungsbeispiel beschränkt ist.
Der Pixelarrayabschnitt 11 auf dem Halbleiterchip 43 der ersten Schicht und der periphere Schaltungsabschnitt auf dem Halbleiterchip 44 der zweiten Schicht sind über Verbindungsabschnitte 72 und 73, darunter ein Metall-Metall-Übergang einschließlich eines Cu-Cu-Übergangs, eine Siliziumdurchkontaktierung (TSV: Through Silicon Via), ein Microbump und dergleichen, elektrisch verbunden.
Gemäß der oben beschriebenen gestapelten Halbleiterchipstruktur kann ein Prozess, der zum Herstellen des Pixelarrayabschnitts 11 geeignet ist, auf den Halbleiterchip 43 der ersten Schicht angewendet werden, und ein Prozess, der zum Herstellen des Schaltungsteils geeignet ist, kann auf den Halbleiterchip 44 der zweiten Schicht angewendet werden. Daher können die Prozesse bei der Herstellung des CMOS-Bildsensors 1 optimiert werden. Daher können die Prozesse bei der Herstellung des CMOS-Bildsensors 1 optimiert werden. Insbesondere kann zur Herstellung des Schaltungsteils ein fortschrittlicher Prozess angewendet werden.
[Konfigurationsbeispiel des Analog-Digital-Umwandlungsabschnitts]
Als Nächstes wird eine beispielhafte Konfiguration des Analog-Digital-Umwandlungsabschnitts 13 beschrieben. Hier wird ein Single-Slope-Analog-Digital-Wandler als jeder Analog-Digital-Wandler des Analog-Digital-Umwandlungsabschnitts 13 verwendet.
4 veranschaulicht die beispielhafte Konfiguration des Analog-Digital-Umwandlungsabschnitts 13. In dem CMOS-Bildsensor 1 umfasst der Analog-Digital-Umwandlungsabschnitt 13 einen Satz aus mehreren Single-Slope-Analog-Digital-Wandlern, die so bereitgestellt sind, dass sie jeweils Pixelspalten des Pixelarrayabschnitts 11 entsprechen. Hier wird als Beispiel ein Single-Slope-Analog-Digital-Wandler 130 der n-ten Spalte beschrieben.
Der Analog-Digital-Wandler 130 weist eine Schaltungskonfiguration auf, die einen Komparator 131 und einen Zähler 132 umfasst. Dann wird in dem Single-Slope-Analog-Digital-Wandler 130 ein durch einen Referenzsignalerzeugungsabschnitt 16 erzeugtes Referenzsignal verwendet. Der Referenzsignalerzeugungsabschnitt 16 umfasst zum Beispiel einen Digital-Analog-Wandler (DAC), erzeugt ein Referenzsignal V_RAMP mit geneigter Wellenform (sogenannte Rampenwelle), dessen Pegel (Spannung) im Laufe der Zeit monoton abnimmt, und liefert das Referenzsignal V_RAMP als Standardsignal an den Komparator 131, der für jede Pixelspalte bereitgestellt ist.
Der Komparator 131 verwendet ein aus dem Pixel 20 gelesenes analoges Pixelsignal V_VSL als Vergleichseingang und das durch den Referenzsignalerzeugungsabschnitt 16 erzeugte Referenzsignal V_RAMP der Rampenwelle als eine Referenzeingabe, um beide Signale zu vergleichen. Dann befindet sich beispielsweise eine Ausgabe des Komparators 131 in einem ersten Zustand (hoher Pegel), wenn das Referenzsignal V_RAMP größer als das Pixelsignal V_VSL ist, und eine Ausgabe befindet sich in einem zweiten Zustand (z. B. niedriger Pegel), wenn das Referenzsignal V_RAMP gleich oder kleiner als das Pixelsignal V_VSL ist. Daher gibt der Komparator 131 als Vergleichsergebnis ein Impulssignal mit einer Impulsbreite gemäß einem Signalpegel des Pixelsignals V_VSL aus, insbesondere entsprechend dem Betrag des Signalpegels.
Ein Taktsignal CLK wird zum selben Zeitpunkt wie ein Zufuhrstartzeitpunkt des Referenzsignals V_RAMP an den Komparator 131 von dem Zeitsteuerungsabschnitt 15 an den Zähler 132 geliefert. Dann führt der Zähler 132 eine Zähloperation synchron mit dem Taktsignal CLK durch, um eine Periode einer Impulsbreite eines Ausgangsimpulses des Komparators 131 zu messen, das heißt eine Periode vom Beginn einer Vergleichsoperation bis zum Ende der Vergleichsoperation. Ein Zählergebnis (Zählwert) des Zählers 132 wird dem Logikschaltungsabschnitt 14 als digitaler Wert zugeführt, der durch Digitalisieren des analogen Pixelsignals V_VSL erhalten wird.
Gemäß dem Analog-Digital-Umwandlungsabschnitt 13, der den oben beschriebenen Satz von Single-Slope-Analog-Digital-Umwandlern 130 umfasst, ist es möglich, einen digitalen Wert aus Zeitinformationen zu erhalten, bis sich eine Größenbeziehung zwischen dem durch den Referenzsignalerzeugungsabschnitt 16 erzeugten Referenzsignal V_RAMP der Rampenwelle und dem über die Signalleitung 32 aus dem Pixel 20 gelesenen analogen Pixelsignal V_VSL ändert.
Es sei angemerkt, dass die Konfiguration, bei der die Analog-Digital-Wandler 130 in einer Eins-zu-Eins-Entsprechung mit den Pixelspalten des Pixelarrayabschnitts 11 angeordnet sind, in dem oben beschriebenen Beispiel als der Analog-Digital-Umwandlungsabschnitt 13 beispielhaft dargestellt wurde, es jedoch auch möglich ist, eine Konfiguration zu verwenden, bei der die Analog-Digital-Wandler 130 in Einheiten mehrerer Pixelspalten angeordnet sind.
[Bezüglich des Komparators des Analog-Digital-Wandlers] In dem oben beschriebenen Single-Slope-Analog-Digital-Wandler 130 wird im Allgemeinen ein Komparator mit einer Differenzverstärkerkonfiguration als der Komparator 131 verwendet. Im Fall des Komparators mit Differenzverstärkerkonfiguration ist es jedoch erforderlich, einen Eingabebereich gemäß einem Signalbetrag des Pixels 20 sicherzustellen, und somit ist es erforderlich, die Stromversorgungsspannung V_DD relativ hoch einzustellen. Daher besteht ein Problem darin, dass der Energieverbrauch des Analog-Digital-Wandlers 130 und der Energieverbrauch des CMOS-Bildsensors 1 relativ hoch werden.
Andererseits gibt es eine verwandte Technik mit einer Konfiguration, bei der ein P-Kanal-Metall-Oxid-Halbleiter(MOS)-Transistor, bei dem ein analoges Pixelsignal in eine Source-Elektrode eingegeben wird und ein vorbestimmtes Referenzsignal in eine Gate-Elektrode eingegeben wird, bereitgestellt wird und eine Laststromquelle eines Pixels (Pixelschaltung) als Stromquelle eines Komparators gemeinsam genutzt wird (siehe zum Beispiel Patentdokument 1). Gemäß dem Stand der Technik kann der Energieverbrauch im Vergleich zu einem Fall einer Konfiguration, bei der eine Stromquelle auch in einem Komparator separat von einer Pixelschaltung bereitgestellt ist, reduziert werden.
Bei der oben beschriebenen Verbindungskonfiguration des Stands der Technik variiert jedoch, wenn das analoge Pixelsignal mit dem vorbestimmten Referenzsignal übereinstimmt, eine Drain-Spannung des P-Kanal-MOS-Transistors in Abhängigkeit von einem Pegel des Pixelsignals, und somit kann ein Zeitpunkt, zu dem das Vergleichsergebnis des Komparators invertiert wird, von einem idealen Zeitpunkt, zu dem das Pixelsignal mit dem Referenzsignal übereinstimmt, abweichen. Dieser Fehler des Invertierungszeitpunkts verursacht ein Problem, dass ein Fehler oder eine Nichtlinearität in einem digitalen Signal auftritt, das durch eine Analog-Digital-Umwandlung des Pixelsignals erhalten wird, sodass die Bildqualität von Bilddaten beeinträchtigt wird.
[Komparator gemäß Referenzbeispiel]
Ein Komparator zum Lösen des oben beschriebenen Problems des Stands der Technik wird im Folgenden als ein Komparator gemäß einem Referenzbeispiel beschrieben.
(Schaltungskonfigurationsbeispiel des Komparators gemäß Referenzbeispiel)
5 veranschaulicht ein Schaltungskonfigurationsbeispiel des Komparators gemäß dem Referenzbeispiel. Hier ist eine einer Pixelspalte entsprechende Schaltungskonfiguration veranschaulicht, um die Zeichnung zu vereinfachen.
Wie in 5 dargestellt, umfasst der Komparator 131 gemäß dem Referenzbeispiel ein Kapazitätselement C₁₁, einen Auto-Zero-Schalter SW_AZ, einen Eingangstransistor PT₁₁, eine eingangsseitige Laststromquelle I₁₁, ein Kapazitätselement C₁₂, einen eingangsseitigen Klemmtransistor PT₁₃, einen eingangsseitigen Klemmtransistor NT₁₁, einen Ausgangstransistor PT₁₂, eine ausgangsseitige Laststromquelle I₁₂ und einen ausgangsseitigen Klemmtransistor NT₁₂.
Der Eingangstransistor PT₁₁ umfasst einen P-Kanal-MOS-Transistor und ist zwischen die Signalleitung 32 und die eingangsseitige Laststromquelle I₁₁ geschaltet. Insbesondere weist der Eingangstransistor PT₁₁ eine mit der Signalleitung 32 verbundene Source-Elektrode und eine mit einem ersten Ende der eingangsseitigen Laststromquelle I₁₁ verbundene Drain-Elektrode auf. Daher wird das analoge Pixelsignal V_VSL über die Signalleitung 32 in die Source-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ eingegeben. Ein Back-Gate und die Source-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ sind bevorzugt kurzgeschlossen, um einen Back-Gate-Effekt zu unterdrücken.
Die eingangsseitige Laststromquelle I₁₁ weist ein zweites Ende auf, das mit einer niederpotenzialseitigen Stromversorgung, beispielsweise Masse GND, verbunden ist. Die eingangsseitige Laststromquelle I₁₁ liefert einen konstanten Strom an eine Reihenschaltung des Eingangstransistors PT₁₁ und der Signalleitung 32.
Das Kapazitätselement C₁₁ ist zwischen den Eingangsanschluss T₁₁ des Referenzsignals V_RAMP der Rampenwelle und eine Gate-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ geschaltet, dient als Eingangskapazität bezüglich des Referenzsignals V_RAMP und absorbiert einen Offset. Daher wird das analoge Pixelsignal V_VSL über die Signalleitung 32 in die Source-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ eingegeben, und das Referenzsignal V_RAMP der Rampenwelle wird über das Kapazitätselement C₁₁ in die Gate-Elektrode eingegeben.
Der Eingangstransistor PT₁₁ verstärkt eine Differenz zwischen dem Referenzsignal V_RAMP der in die Gate-Elektrode eingegebenen Rampenwelle und dem in die Source-Elektrode eingegebenen analogen Pixelsignal V_VSL, d. h. eine Gate-Source-Spannung V_gs des Eingangstransistors PT₁₁, und gibt die verstärkte Differenz als eine Drain-Spannung V_d aus der Drain-Elektrode aus.
Der Auto-Zero-Schalter SW_AZ ist zwischen die Gate-Elektrode und die Drain-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ geschaltet und wird durch ein von dem in 1 dargestellten Zeitsteuerungsabschnitt 15 über den Eingangsanschluss T₁₂ eingegebenes Ansteuerungssignal AZ dahingehend gesteuert, eingeschaltet (geschlossen) oder ausgeschaltet (offen) zu sein. Der Auto-Zero-Schalter SW_AZ wird in den Ein-Zustand gesetzt, um Auto-Zero (eine Initialisierungsoperation) durchzuführen, um einen Kurzschluss zwischen der Gate-Elektrode und der Drain-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ zu verursachen. Der Auto-Zero-Schalter SW_AZ kann unter Verwendung eines P-Kanal- oder N-Kanal-MOS-Transistors konfiguriert sein.
Das Kapazitätselement C₁₂ ist mit dem Eingangstransistor PT₁₁ parallel geschaltet. Insbesondere ist ein erstes Ende des Kapazitätselements C₁₂ mit der Source-Elektrode des Eingangstransistors Pt₁₁ verbunden, und ein zweites Ende des Kapazitätselements C₁₂ ist mit der Drain-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ verbunden. Das Kapazitätselement C₁₂ ist eine bandbegrenzende Kapazität.
Der eingangsseitige Klemmtransistor PT₁₃ umfasst beispielsweise einen P-Kanal-MOS-Transistor und ist zwischen die Source-Elektrode und die Drain-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ geschaltet. Der eingangsseitige Klemmtransistor PT₁₃ weist eine Diodenschaltungskonfiguration auf, bei der eine Gate-Elektrode und eine Source-Elektrode gemeinsam verbunden sind, und dient dazu, eine Verringerung der Drain-Spannung des Eingangstransistors PT₁₁ zu unterdrücken, wenn sich der Eingangstransistor PT₁₁ in einem nicht leitenden Zustand befindet.
Der eingangsseitige Klemmtransistor NT₁₁ umfasst zum Beispiel einen N-Kanal-MOS-Transistor und weist eine Drain-Elektrode, die mit der Source-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ verbunden ist, und eine Source-Elektrode, die mit der Drain-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ verbunden ist, auf. Der eingangsseitige Klemmtransistor NT₁₁ weist eine Gate-Elektrode auf, an die eine vorbestimmte Vorspannung bias1 angelegt wird.
Die vorbestimmte Vorspannung bias1 wird an die Gate-Elektrode des eingangsseitigen Klemmtransistors NT₁₁ angelegt. Daher kann eine untere Grenze der Drain-Spannung V_d des Eingangstransistors PT₁₁ unabhängig von einer Spannung der Signalleitung 32 begrenzt werden, und die Unterbrechung der Zufuhr eines Drain-Stroms kann direkt verhindert werden.
Der Ausgangstransistor PT₁₂ umfasst beispielsweise einen P-Kanal-MOS-Transistor und ist zwischen die Signalleitung 32 und die ausgangsseitige Laststromquelle I₁₂ geschaltet. Insbesondere weist der Ausgangstransistor PT₁₂ eine mit der Signalleitung 32 verbundene Source-Elektrode und eine mit einem ersten Ende der ausgangsseitigen Laststromquelle I₁₂ verbundene Drain-Elektrode auf. Daher wird das analoge Pixelsignal V_VSL über die Signalleitung 32 in die Source-Elektrode des Ausgangstransistors PT₁₂ eingegeben. Ein Back-Gate und die Source-Elektrode des Ausgangstransistors PT₁₂ sind bevorzugt kurzgeschlossen, um den Back-Gate-Effekt zu unterdrücken.
Die ausgangsseitige Laststromquelle I₁₂ weist ein zweites Ende auf, das mit einer niederpotenzialseitigen Stromversorgung, beispielsweise der Masse GND, verbunden ist. Die ausgangsseitige Laststromquelle I₁₂ liefert einen konstanten Strom an eine Reihenschaltung des Ausgangstransistors PT₁₂ und der Signalleitung 32.
Der Ausgangstransistor PT₁₂ weist eine Gate-Elektrode auf, die mit der Drain-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ verbunden ist. Daher wird die Drain-Spannung des Eingangstransistors PT₁₁ in die Gate-Elektrode des Ausgangstransistors PT₁₂ eingegeben.
Der Ausgangstransistor PT₁₂ gibt ein Signal OUT, das als Vergleichsergebnis zwischen dem analogen Pixelsignal V_VSL und dem Referenzsignal V_RAMP der Rampenwelle angibt, ob eine Spannungsdifferenz zwischen dem analogen Pixelsignal V_VSL, das über die Signalleitung 32 in die Source-Elektrode eingegeben wird, und der Drain-Spannung V_d des Eingangstransistors PT₁₁, die in die Gate-Elektrode eingegeben wird, eine vorbestimmte Schwellenspannung von einer Drain-Elektrode überschreitet, durch einen Ausgangsanschluss T₁₃ aus.
Der ausgangsseitige Klemmtransistor NT₁₂ umfasst zum Beispiel einen N-Kanal-MOS-Transistor und weist eine Drain-Elektrode, die mit der Source-Elektrode des Ausgangstransistors PT₁₂ verbunden ist, und eine Source-Elektrode, die mit der Drain-Elektrode des Ausgangstransistors PT₁₂ verbunden ist, auf. Eine vorbestimmte Vorspannung bias2 wird an eine Gate-Elektrode des ausgangsseitigen Klemmtransistors NT₁₂ angelegt. Der ausgangsseitige Klemmtransistor NT₁₂ einschließlich des N-Kanal-MOS-Transistors kann eine untere Grenze einer Drain-Spannung des Ausgangstransistors PT₁₂ begrenzen.
Wie oben beschrieben, weist der Komparator 131 gemäß dem Referenzbeispiel die Schaltungskonfiguration auf, bei der die Laststromquelle I₁₁ und die Laststromquelle I₁₂, die den Strom an die Signalleitung 32 liefern, als Stromquelle des Komparators 131 gemeinsam genutzt werden. Gemäß dem Komparator 131 mit dieser Schaltungskonfiguration ist es möglich, den Energieverbrauch des Analog-Digital-Wandlers 130 und ferner den Energieverbrauch des CMOS-Bildsensors 1 zu reduzieren. Das heißt, der Komparator 131 gemäß dem Referenzbeispiel ist ein Komparator mit ultrageringem Energieverbrauch.
Zudem liefert der Eingangstransistor PT₁₁ eine Drain-Source-Spannung zwischen dem Gate und der Source des Ausgangstransistors PT₁₂ in dem Komparator 131 gemäß dem Referenzbeispiel, und somit kann das Vergleichsergebnis zu einem Zeitpunkt invertiert werden, zu dem eine Änderung des analogen Pixelsignals V_VSL mit einer Änderung des Referenzsignals V_RAMP der Rampenwelle übereinstimmt. Daher kann die durch den Fehler des Invertierungszeitpunkts verursachte Nichtlinearität reduziert werden und die Bildqualität der Bilddaten kann verbessert werden.
(Schaltungsbetriebsbeispiel des Komparators)
Als Nächstes wird ein beispielhafter Schaltungsbetrieb des Komparators 131 mit der oben beschriebenen grundlegenden Schaltungskonfiguration beschrieben. 6 ist ein Zeitdiagramm zur Beschreibung des beispielhaften Schaltungsbetriebs des Komparators 131 gemäß dem Referenzbeispiel. Das Zeitdiagramm von 6 veranschaulicht eine zeitliche Beziehung zwischen Wellenformen des analogen Pixelsignals V_VSL, des Referenzsignals V_RAMP der Rampenwelle, der Drain-Spannung V_d des Eingangstransistors PT₁₁, eines Vergleichsergebnisses COMP des Komparators 131 und des Ansteuerungssignals AZ des Auto-Zero-Schalters SW_AZ.
Zu einem Zeitpunkt t₁ unmittelbar vor Beginn der Analog-Digital-Umwandlung (AD-Umwandlung) wird das Ansteuerungssignal AZ des Auto-Zero-Schalters SW_AZ über eine vorbestimmte Auto-Zero-Periode in einen aktiven Zustand (Zustand mit hohem Pegel) gebracht. Daher wird der Auto-Zero-Schalter SW_AZ als Reaktion auf das Ansteuerungssignal AZ in den eingeschalteten (geschlossenen) Zustand gesetzt, verursacht den Kurzschluss zwischen der Gate-Elektrode und der Drain-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ und führt die Initialisierungsoperation des Komparators 131, das heißt eine Auto-Zero-Operation, durch.
Nach der Auto-Zero-Operation beginnt der Referenzsignalerzeugungsabschnitt 16 mit der Ausgabe des Referenzsignals V_RAMP zu einem Zeitpunkt t₂. Das Referenzsignal V_RAMP ist ein Rampenwellensignal, dessen Pegel (Spannung) im Laufe der Zeit monoton abnimmt.
Unterdessen wird in dem CMOS-Bildsensor 1 im Allgemeinen eine Rauschentfernungsverarbeitung durch korrelierte Doppelabtastung (CDS: Correlated Double Sampling) durchgeführt, um Rauschen zum Zeitpunkt einer Rücksetzoperation des Pixels 20 zu entfernen. Daher werden beispielsweise ein Rücksetzpegel (P-Phase) V_{VSL_P} und einen Signalpegel (D-Phase) V_{VSL_D} als Pixelsignal aus dem Pixel 20 gelesen.
Der Rücksetzpegel V_{VSL_P} entspricht einem Potenzial der Floating-Diffusion FD, wenn die Floating-Diffusion FD des Pixels 20 zurückgesetzt worden ist. Der Signalpegel V_{VSL_D} entspricht einem Potenzial, das durch fotoelektrische Umwandlung in der Fotodiode 21 erhalten wird, das heißt, einem Potenzial der Floating-Diffusion FD, wenn die in der Fotodiode 21 akkumulierte Ladung zu der Floating-Diffusion FD übertragen wird.
Es wird angenommen, dass das Referenzsignal V_RAMP, dessen Spannung im Laufe der Zeit allmählich abnimmt, den Rücksetzpegel V_{VSL_P} zu einem Zeitpunkt t₃ schneidet. Hier wird unter der Annahme, dass die Drain-Spannung V_d des Eingangstransistors PT₁₁ zum Zeitpunkt t₃ als V_{d_p} definiert ist, eine Spannung, die niedriger als die Drain-Spannung V_{d_p} ist, als niedriger Pegel eingestellt, und eine Spannung, die gleich oder höher als die Drain-Spannung V_{d_p} ist, als hoher Pegel eingestellt, die Drain-Spannung V_d des Eingangstransistors PT₁₁ wird um den Zeitpunkt t₃ herum von dem niedrigen Pegel auf den hohen Pegel invertiert.
Danach wird das Referenzsignal V_RAMP initialisiert und das Referenzsignal V_RAMP nimmt ab einem Zeitpunkt t₄ allmählich ab. Unterdessen wird in dem Pixel 20 die Ladung von der Fotodiode 21 zu der Floating-Diffusion FD übertragen und der Signalpegel V_{VSL_D} wird als das Pixelsignal ausgegeben. Der Signalpegel V_{VSL_D} wird auf einen um ΔV niedrigeren Pegel als den Rücksetzpegel V_{VSL_P} eingestellt.
Dann wird angenommen, dass das Referenzsignal V_RAMP, dessen Spannung im Laufe der Zeit allmählich abnimmt, den Signalpegel V_{VSL_D} zu einem Zeitpunkt t₅ schneidet. Hier wird angenommen, dass die Drain-Spannung V_d des Eingangstransistors PT₁₁ zum Zeitpunkt t₅ als V_{d_d} definiert ist. Die Drain-Spannung V_{d_d} hat einen um ΔV niedrigeren Wert als die Drain-Spannung V_{d_p}. Das heißt, die Drain-Spannung V_{d_d} zum Zeitpunkt t₅ wird ein niedrigerer Wert, da der Signalpegel V_{VSL_D}, der das Pixelsignal zu diesem Zeitpunkt ist, niedriger ist.
Die Drain-Spannung V_{d_d} des Eingangstransistors PT₁₁ fällt zum Zeitpunkt der Umwandlung des Rücksetzpegels V_{VSL_P} um ΔV von der Drain-Spannung V_{d_p} ab. Im Stand der Technik wird bestimmt, dass die Drain-Spannung V_d zu einem Zeitpunkt t₆ nach dem Zeitpunkt t₅ invertiert wird. Wenn also die Drain-Spannung V_{d_p} verwendet wird, um das Vergleichsergebnis COMP des Komparators 131 zu erzeugen, weicht ein Zeitpunkt (um den Zeitpunkt t₆ herum), zu dem das Vergleichsergebnis COMP invertiert wird, von einem idealen Zeitpunkt (um den Zeitpunkt t₅ herum), zu dem das Referenzsignal V_RAMP den Signalpegel V_{VSL_D} schneidet, ab. Daher treten in dem Analog-Digital-Wandler 130 ein Linearitätsfehler und ein Offset auf, und es besteht die Möglichkeit, dass die Bildqualität der Bilddaten aufgrund dieses Fehlers beeinträchtigt wird.
Andererseits ist in dem Komparator 131 gemäß dem Referenzbeispiel der Ausgangstransistor PT₁₂ in der nachfolgenden Stufe des Eingangstransistors PT₁₁ bereitgestellt, und die Source-Elektrode und die Drain-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ sind mit der Source-Elektrode und der Gate-Elektrode des Ausgangstransistors PT₁₂ verbunden. Mit dieser Verbindung wird eine Drain-Source-Spannung V_DS des Eingangstransistors PT₁₁ in den Ausgangstransistor PT₁₂ als dessen Gate-Source-Spannung eingegeben.
Wie in dem Zeitdiagramm von 6 veranschaulicht, ist zum Zeitpunkt t₃ und Zeitpunkt t₅, zu denen das Referenzsignal V_RAMP das Pixelsignal V_VSL schneidet, ein Spannungsabfallbetrag ΔV des Pixelsignals V_VSL gleich einem Spannungsabfallbetrag der Drain-Spannung V_d des Eingangstransistors PT₁₁. Daher hat die Drain-Source-Spannung V_DS zu diesen Zeitpunkten den gleichen Wert. Der Wert der Drain-Source-Spannung V_DS zu der Zeit (d. h. zum Zeitpunkt t₃ und Zeitpunkt t₅) ist der gleiche wie zur Auto-Zero-Zeit. Da die Drain-Source-Spannung V_DS des Eingangstransistors PT₁₁ die Gate-Source-Spannung des Ausgangstransistors PT₁₂ ist, wird die Drain-Spannung des Ausgangstransistors PT₁₂ um den Zeitpunkt t₃ und um den Zeitpunkt t₅ herum invertiert.
Da der Invertierungszeitpunkt des Vergleichsergebnisses COMP des Komparators 131 dem idealen Zeitpunkt entspricht, zu dem das Referenzsignal V_RAMP den Signalpegel V_{VSL D} schneidet, wird der Fehler des Invertierungszeitpunkts unterdrückt. Daher kann die Bildqualität der Bilddaten verbessert werden, indem der Linearitätsfehler und der Offset im Vergleich zu dem Fall, in dem die Drain-Spannung V_{d_p} des Eingangstransistors PT₁₁ verwendet wird, um das Vergleichsergebnis COMP zu erzeugen, reduziert werden.
Als Nächstes wird der Grund, warum der Spannungsabfallbetrag ΔV der Drain-Spannung V_d des Eingangstransistors PT₁₁ gleich dem Spannungsabfallbetrag des Pixelsignals V_VSL, das zum Zeitpunkt t₃ und Zeitpunkt t₅ in die Source-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ eingegeben wird, beschrieben.
7 ist ein Kennliniendiagramm, das beispielhafte Kennlinien des P-Kanal-MOS-Transistors zeigt, der als Eingangstransistor PT₁₁ in dem Komparator 131 gemäß dem Referenzbeispiel verwendet wird. In dem Kennliniendiagramm von 8 repräsentiert die vertikale Achse einen Drain-Strom, und die horizontale Achse repräsentiert eine Drain-Source-Spannung. Ferner gibt die unterbrochene Linie eine Grenze zwischen einem linearen Bereich und einem Sättigungsbereich an.
Im Allgemeinen wird ein Arbeitspunkt des P-Kanal-MOS-Transistors so bestimmt, dass er zur Auto-Zero-Zeit im Sättigungsbereich arbeitet. Ein Drain-Strom I_d im Sättigungsbereich des P-Kanal-MOS-Transistors wird durch die folgende Formel (1) ausgedrückt. $I_{d} = (1 / 2) \cdot μ C_{OX} (W / L) \cdot {(V_{GS} - V_{th})}^{2} (1 + λ V_{ds})$
Hier ist µ die Elektronenmobilität, C_OX ist eine Kapazität pro Flächeneinheit des MOS-Kondensators, W ist eine Gate-Breite, L ist eine Gate-Länge, V_th ist eine Schwellenspannung ist und λ ist ein vorbestimmter Koeffizient.
Da der Eingangstransistor PT₁₁ der P-Kanal-MOS-Transistor ist, gilt Formel (1) im Sättigungsbereich. Zu diesem Zeitpunkt ist der Drain-Strom I_d des Eingangstransistors PT₁₁ ein konstanter Wert I_d1, der von der eingangsseitigen Laststromquelle I₁₁ geliefert wird. Ferner sind die Elektronenmobilität µ, die Einheitskapazität C_OX, die Gate-Breite W, die Gate-Länge L, die Schwellenspannung V_th und der Koeffizient λ konstante Werte.
Ferner weist, wenn das Referenzsignal V_RAMP, das in die Gate-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ eingegeben wird, das in die Source-Elektrode eingegebene Pixelsignal V_VSL schneidet, die Gate-Source-Spannung V_gs einen konstanten Wert auf, der zum Auto-Zero-Zeitpunkt bestimmt wird.
Daher weist, wenn das Referenzsignal V_RAMP, das in die Gate-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ eingegeben wird, das in die Source-Elektrode eingegebene Pixelsignal V_VSL schneidet, die Drain-Source-Spannung V_ds ebenfalls einen konstanten Wert gemäß Formel (1) auf. Unter der Annahme, dass eine solche konstante Drain-Source-Spannung als V_ds1 definiert ist, gelten die folgenden Formeln (2) und (3) zum Zeitpunkt t₃ und Zeitpunkt t₅. $V_{ds 1} = V_{V}_{SL_P} - V_{d_p}$
$V_{ds 1} = V_{V}_{SL_D} - V_{d_d}$
Wenn die Drain-Source-Spannung V_ds1 aus den Formeln (2) und (3) gestrichen wird, erhält man die folgende Formel (4). $V_{V}_{SL_P} - V_{VSL_D} = V_{d_p} - V_{d_d}$
Es sei angemerkt, dass in einem Fall, in dem der Arbeitspunkt so bestimmt wird, dass der P-Kanal-MOS-Transistor zur Auto-Zero-Zeit im linearen Bereich arbeitet, Formel (1) eine andere Form hat, Formel (4) jedoch ähnlich hergeleitet wird.
Anhand Formel (4) wird der Spannungsabfallbetrag ΔV der Drain-Spannung V_d des Eingangstransistors PT₁₁ gleich dem Spannungsabfallbetrag des in die Source-Elektrode eingegebenen Pixelsignals V_VSL. Daher kann die in dem Zeitdiagramm von 6 veranschaulichte zeitliche Beziehung erhalten werden.
(Bezüglich Pufferrauschen)
Unterdessen ist in dem Single-Slope-Analog-Digital-Wandler ein Puffer vor dem Kapazitätselement C₁₁ angeordnet, ausgelegt zum Absorbieren des Offsets, um eine Ansteuerungskraft des Referenzsignals V_RAMP der Rampenwelle, das dem Komparator jeder Pixelspalte zugeführt wird, zu erhöhen und eine Ausgangsimpedanz zu verringern. Zu diesem Zeitpunkt wirkt sich das Rauschen des Puffers nachteilig auf den Komparator aus, und somit ist ein Ausgangsende des Puffers beispielsweise in einem herkömmlichen Komparator mit einer Differenzverstärkerkonfiguration zwischen Pixelspalten geschaltet, und das Rauschen des Puffers wird durch Mittelwertbildung reduziert.
Jedoch ist in dem Komparator 131 mit ultrageringem Energieverbrauch gemäß dem oben beschriebenen Referenzbeispiel das Kickback groß, und es ist schwierig, ein Ausgangsende eines Puffers 50 zwischen Pixelspalten zu schalten, wie durch x-Markierungen in 8 angegeben, um Interferenzen mit anderen Pixelspalten, insbesondere Streifenbildung (Streifenrauschen), zu vermeiden. Als Ergebnis ist es schwierig, das Rauschen des Puffers 50 unter den Pixelspalten zu mitteln, und somit bleibt das Rauschen des Puffers 50 ohne Dämpfung, sodass das Rauschen des gesamten Komparators 131 beeinträchtigt wird. Das „Kickback“ ist hierbei ein Phänomen, bei dem ein Potenzial variiert (schwankt), wenn eine Ladung injiziert oder abgeleitet wird.
Es sei angemerkt, dass hinsichtlich des Rauschens, das den Analog-Digital-Umwandlungsabschnitt 13 nachteilig beeinflusst, das Rauschen des Puffers 50, der vor dem Kapazitätselement C₁₁ angeordnet ist, hier beispielhaft dargelegt wurde, um das diesbezügliche Problem zu beschreiben. Jedoch ist das Rauschen, das den Analog-Digital-Umwandlungsabschnitt 13 nachteilig beeinflusst, nicht auf das Rauschen des Puffers 50 beschränkt. Beispielsweise kann selbst in einem Fall, in dem der Puffer 50 nicht vor dem Kapazitätselement C₁₁ angeordnet ist, ein in dem Referenzsignal V_RAMP der Rampenwelle transportiertes Rauschen des Referenzsignalerzeugungsabschnitts 16 auch ein Problem hinsichtlich der Bildqualität der Bilddaten verursachen.
<Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung>
Ein Komparator 131 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung ist ein Komparator mit ultrageringem Energieverbrauch, der einen Eingangstransistor PT₁₁ umfasst, der zwischen Laststromquelle (insbesondere eine Laststromquelle I₁₁) und eine Signalleitung 32 geschaltet ist. Dann umfasst, wie in 9 dargestellt, der Komparator 131 gemäß der vorliegenden Ausführungsform Folgendes: einen ersten Kondensator 51, der ein vorbestimmtes Referenzsignal, insbesondere ein Referenzsignal V_RAMP einer Rampenwelle, in eine Gate-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ eingibt; und einen zweiten Kondensator 52, der zwischen die Gate-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ und einen Referenzpotenzialknoten (zum Beispiel Masse) geschaltet ist.
Bei dem Komparator 131 gemäß der vorliegenden Ausführungsform mit der oben beschriebenen Konfiguration gibt es beispielsweise einen Fall, in dem der Puffer 50 auf einer Gate-Eingangsseite des Eingangstransistors PT₁₁ angeordnet ist, um eine Ansteuerungskraft des Referenzsignals V_RAMP der Rampenwelle zu erhöhen und eine Ausgangsimpedanz zu verringern. Selbst in einem solchen Fall kann gemäß dem Komparator 131 der vorliegenden Ausführungsform mit der oben beschriebenen Konfiguration ein in die Gate-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ eingegebenes Rauschen des Puffers 50 durch Kapazitätsdämpfung unter Verwendung einer kapazitiven Spannungsteilung unter Verwendung des ersten Kondensators 51 und des zweiten Kondensators 52 selbst dann reduziert werden, wenn ein Ausgangsende des Puffers 50 nicht zwischen Pixelspalten geschaltet ist. Zu diesem Zeitpunkt kann nicht nur das Rauschen des Puffers 50, sondern auch ein Rauschen des Referenzsignalerzeugungsabschnitts 16, das in dem Rampenwellenreferenzsignal V_RAMP transportiert wird, reduziert werden. Ferner kann selbst in einem Fall, in dem der Puffer 50 nicht angeordnet ist, das Rauschen des Referenzsignalerzeugungsabschnitts 16, das in dem Referenzsignal V_RAMP der Rampenwelle transportiert wird, durch die Kapazitätsdämpfung unter Verwendung der kapazitiven Spannungsteilung zwischen dem ersten Kondensator 51 und dem zweiten Kondensator 52 reduziert werden.
Im Folgenden werden spezifische Beispiele des Komparators 131 gemäß der vorliegenden Ausführungsform, der den ersten Kondensator 51, der das Referenzsignal V_RAMP der Rampenwelle in die Gate-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ eingibt, und den zweiten Kondensator 52, der zwischen die Gate-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ und den Referenzpotenzialknoten geschaltet ist, umfasst, beschrieben.
[Beispiel 1]
Beispiel 1 ist ein Beispiel, in dem ein variables Kapazitätselement mit einem variablen Kapazitätswert als sowohl der erste Kondensator 51 als auch der zweite Kondensator 52 verwendet wird. 10 veranschaulicht ein Schaltungskonfigurationsbeispiel des Komparators 131 gemäß Beispiel 1.
Wie in 10 dargestellt, wird in dem Komparator 131 gemäß Beispiel 1 ein variables Kapazitätselement VC_RAMP mit einem variablen Kapazitätswert als der erste Kondensator 51 verwendet, und ein variables Kapazitätselement VC_VSS mit einem variablen Kapazitätswert wird als der zweite Kondensator 52 verwendet. Das variable Kapazitätselement VC_RAMP ist zwischen ein Ausgangsende des Puffers 50 und eine Gate-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ geschaltet und legt das über den Puffer 50 eingegebene Referenzsignal V_RAMP einer Rampenwelle an die Gate-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ an. Das variable Kapazitätselement VC_VSS ist zwischen die Gate-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ und einen Referenzpotenzialknoten (zum Beispiel Masse) geschaltet.
Bei dem Komparator 131 gemäß Beispiel 1 mit der oben beschriebenen Konfiguration umfassen der erste Kondensator 51 und der zweite Kondensator 52 das variable Kapazitätselement VC_RAMP bzw. das variable Kapazitätselement VC_VSS, und die Kapazitätswerte sind variabel, und somit ist es möglich, ein beliebiges Dämpfungsverhältnis der Kapazitätsdämpfung unter Verwendung einer kapazitiven Spannungsteilung bei der Rauschunterdrückung einzustellen. Beispielsweise kann das Dämpfungsverhältnis der Kapazitätsdämpfung, die durch das variable Kapazitätselement VC_RAMP und das variable Kapazitätselement VC_VSS durchgeführt wird, gemäß einer analogen Verstärkung eines den Komparator 131 umfassenden Analog-Digital-Wandlers 130 eingestellt werden.
Die analoge Verstärkung des Analog-Digital-Wandlers 130 wird beispielsweise in Abhängigkeit von einer Steigung der Rampenwelle des Referenzsignals V_RAMP, das durch den Referenzsignalerzeugungsabschnitt 16 (siehe 4) erzeugt wird, eingestellt. Wie in 11A dargestellt, ist in einem Fall, in dem die Steigung der Rampenwelle des Referenzsignals V_RAMP sanft ist, eine Zeit bis zu einem Schnittpunkt mit einem Pixelsignal V_VSL lang, und ein Zählwert des Zählers 132 (siehe 4) nimmt zu. Dies entspricht einer Erhöhung der analogen Verstärkung des Analog-Digital-Wandlers 130. Somit stehen, wie in 11B dargestellt, eine Amplitude der Rampenwelle des Referenzsignals V_RAMP und die analoge Verstärkung des Analog-Digital-Wandlers 130 in einer umgekehrt proportionalen Beziehung. Die Steigung der Rampenwelle des Referenzsignals V_RAMP kann im Referenzsignalerzeugungsabschnitt 16 beispielsweise auf Grundlage eines später beschriebenen DAC-Einstellungssignals (siehe 35) eingestellt werden.
Es sei angemerkt, dass das Rauschen des Puffers 50 und dergleichen durch die kapazitive Spannungsteilung unter Verwendung des ersten Kondensators 51 und des zweiten Kondensators 52 mit dem Komparator 131 gemäß Beispiel 1 reduziert werden kann, gleichzeitig jedoch auch die Amplitude der Rampenwelle (eine Spannung mit geneigter Wellenform) des Referenzsignals V_RAMP gedämpft wird. Daher ist es notwendig, die Amplitude der Rampenwelle des Referenzsignals V_RAMP im Voraus in der Referenzsignalerzeugungsschaltung 16 groß einzustellen, sodass die Amplitude nach Dämpfung durch die kapazitive Spannungsteilung eine gewünschte Amplitude wird.
[Beispiel 2]
Beispiel 2 ist ein Beispiel, in dem der erste Kondensator 51 und der zweite Kondensator 52 eine Kombination aus mehreren Kapazitätselementen und mehreren Schaltelementen umfassen. 12 veranschaulicht ein Schaltungskonfigurationsbeispiel des Komparators 131 gemäß Beispiel 2.
Wie in 12 dargestellt, weist der Komparator 131 gemäß Beispiel 2 eine Konfiguration auf, bei der der erste Kondensator 51 und der zweite Kondensator 52 die Kombination der mehreren Kapazitätselemente und der mehreren Schaltelemente umfassen, beispielsweise eine Kombination aus vier Kapazitätselementen C₁ bis C₄ und vier Schaltelementen SW₁ bis SW₄. Jedes der vier Kapazitätselemente C₁ bis C₄ weist ein erstes Ende auf, das mit einer Gate-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ verbunden ist. Unter den vier Schaltelementen SW₁ bis SW₄ sind drei Schaltelemente SW₁ bis SW₃ zwischen zweite Enden der vier Kapazitätselemente C₁ bis C₄ geschaltet.
Insbesondere ist das Schaltelement SW₁ zwischen das zweite Ende des Kapazitätselements C₁ und das zweite Ende des Kapazitätselements C₂ geschaltet. Das Schaltelement SW₂ ist zwischen das zweite Ende des Kapazitätselements C₂ und das zweite Ende des Kapazitätselements C₃ geschaltet. Das Schaltelement SW₃ ist zwischen das zweite Ende des Kapazitätselements C₃ und das zweite Ende des Kapazitätselements C₄ geschaltet. Ferner ist das Schaltelement SW₄ zwischen eine Referenzpotenzialknotenseite (zum Beispiel Masse) und das zweite Ende des Kapazitätselements C₄ auf der Referenzpotenzialknotenseite unter den vier Kapazitätselementen C₁ bis C₄ geschaltet.
In dem Komparator 131 gemäß Beispiel 2 mit der oben beschriebenen Konfiguration können Kapazitätswerte des ersten Kondensators 51 und des zweiten Kondensators 52 geändert werden, indem nur eines der vier Schaltelemente SW₁ bis SW₄ in einen Aus- (offenen) Zustand und die verbleibenden drei in einen Ein- (geschlossenen) Zustand gesetzt werden. Es sei angemerkt, dass die in 12 dargestellte Schaltungskonfiguration ein Beispiel ist und die vorliegende Erfindung nicht auf diese Schaltungskonfiguration beschränkt ist. Das heißt, die Anzahl der mehreren Kapazitätselemente und die Anzahl der mehreren Schaltelemente sind nicht auf vier beschränkt.
Nachfolgend werden spezifische Beispiele eines Kapazitätsdämpfungsverhältnisses, bei dem nur eines der vier Schaltelemente SW₁ bis SW₄ in einen Aus-Zustand gesetzt wird und die verbleibenden drei in einen Ein-Zustand gesetzt werden, beschrieben.
(Spezifisches Beispiel 1)
Das spezifische Beispiel 1 ist ein Beispiel in einem Fall, in dem das Kapazitätsdämpfungsverhältnis 4/4 beträgt (keine Dämpfung). 13 veranschaulicht ein Schaltungskonfigurationsbeispiel gemäß dem spezifischen Beispiel 1 des Kapazitätsdämpfungsverhältnisses.
Wie in 13 dargestellt, ist in dem spezifischen Beispiel 1 nur das Schaltelement SW₄, das zwischen das zweite Ende des Kapazitätselements C₄ und den Referenzpotenzialknoten geschaltet ist, unter den vier Schaltelementen SW₁ bis SW₄ in einen Aus-Zustand gesetzt, und die verbleibenden drei Schaltelemente SW₁ bis SW₃ sind in einen Ein-Zustand gesetzt.
Im Fall des spezifischen Beispiels 1 sind die vier Kapazitätselemente C₁ bis C₄ zwischen dem Ausgangsende des Puffers 50 und der Gate-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ parallel geschaltet, um den ersten Kondensator 51 zu bilden. In diesem Fall existiert der zweite Kondensator 52 nicht. Als Ergebnis tritt in einem Fall, in dem nur das Schaltelement SW₄ ausgeschaltet ist und die verbleibenden drei Schaltelemente SW₁ bis SW₃ eingeschaltet sind, die kapazitive Spannungsteilung unter Verwendung des ersten Kondensators 51 und des zweiten Kondensators 52 nicht auf, sodass das Kapazitätsdämpfungsverhältnis 4/4 wird (keine Dämpfung).
(Spezifisches Beispiel 2)
Das spezifische Beispiel 2 ist ein Beispiel in einem Fall, in dem das Kapazitätsdämpfungsverhältnis 3/4 beträgt. 14 veranschaulicht ein Schaltungskonfigurationsbeispiel gemäß dem spezifischen Beispiel 2 des Kapazitätsdämpfungsverhältnisses.
Wie in 14 dargestellt, ist in dem spezifischen Beispiel 2 nur das Schaltelement SW₃ unter den vier Schaltelementen SW₁ bis SW₄ in einen Aus-Zustand gesetzt, und die verbleibenden drei Schaltelemente SW₁, SW₂, und SW₄ sind in einen Ein-Zustand gesetzt.
Im Fall des spezifischen Beispiels 2 sind die drei Kapazitätselemente C₁ bis C₃ zwischen dem Ausgangsende des Puffers 50 und der Gate-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ parallel geschaltet, um den ersten Kondensator 51 zu bilden, und das Kapazitätselement C₄ auf der Referenzpotenzialknotenseite bildet den zweiten Kondensator 52. Als Ergebnis wird in einem Fall, in dem nur das Schaltelement SW₃ ausgeschaltet ist und die verbleibenden drei Schaltelemente SW₁, SW₂ und SW₄ eingeschaltet sind, das Kapazitätsdämpfungsverhältnis 3/4.
(Spezifisches Beispiel 3)
Das spezifische Beispiel 3 ist ein Beispiel in einem Fall, in dem das Kapazitätsdämpfungsverhältnis 2/4 beträgt. 15 veranschaulicht ein Schaltungskonfigurationsbeispiel gemäß dem spezifischen Beispiel 3 des Kapazitätsdämpfungsverhältnisses.
Wie in 15 dargestellt, ist in dem spezifischen Beispiel 3 nur das Schaltelement SW₂ unter den vier Schaltelementen SW₁ bis SW₄ in einen Aus-Zustand gesetzt, und die verbleibenden drei Schaltelemente SW₁, SW₃, und SW₄ sind in einen Ein-Zustand gesetzt.
Im Fall des spezifischen Beispiels 3 sind die zwei Kapazitätselemente C₁ und C₂ zwischen dem Ausgangsende des Puffers 50 und der Gate-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ parallel geschaltet, um den ersten Kondensator 51 zu bilden, und die zwei Kapazitätselemente C₃ und C₄ auf der Referenzpotenzialknotenseite sind zwischen der Gate-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ und dem Referenzpotenzialknoten parallel geschaltet, um den zweiten Kondensator 52 zu bilden. Als Ergebnis wird in einem Fall, in dem nur das Schaltelement SW₂ ausgeschaltet ist und die verbleibenden drei Schaltelemente SW₁, SW₃ und SW₄ eingeschaltet sind, das Kapazitätsdämpfungsverhältnis 2/4.
(Spezifisches Beispiel 4)
Das spezifische Beispiel 4 ist ein Beispiel in einem Fall, in dem das Kapazitätsdämpfungsverhältnis 1/4 beträgt. 16 veranschaulicht ein Schaltungskonfigurationsbeispiel gemäß dem spezifischen Beispiel 4 des Kapazitätsdämpfungsverhältnisses.
Wie in 16 dargestellt, ist in dem spezifischen Beispiel 4 nur das mit dem Ausgangsende des Puffers 50 verbundene Schaltelement SW₁ unter den vier Schaltelementen SW₁ bis SW₄ in einen Aus-Zustand gesetzt, und die verbleibenden drei Schaltelemente SW₂ bis SW₄ sind in einen Ein-Zustand gesetzt.
Im Fall des spezifischen Beispiels 4 ist nur ein Kapazitätselement C₁ zwischen das Ausgangsende des Puffers 50 und die Gate-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ geschaltet, um den ersten Kondensator 51 zu bilden, und die verbleibenden drei Kapazitätselemente C₂ bis C₄ sind parallel zwischen die Gate-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ und den Referenzpotenzialknoten geschaltet, um den zweiten Kondensator 52 zu bilden. Folglich wird, wenn nur das Schaltelement SW₁ ausgeschaltet ist und die verbleibenden drei Schaltelemente C₂ bis C₄ eingeschaltet sind, das Kapazitätsdämpfungsverhältnis 1/4.
Wie oben beschrieben, wird in dem Komparator 131 gemäß Beispiel 2 der Dämpfungsbetrag (Kapazitätsdämpfungsverhältnis) durch Umschalten der Kapazitätselemente C₁ bis C₄ eingestellt, um das Rauschen des Puffers 50 und das Rauschen des Referenzsignalerzeugungsabschnitts 16, das in dem Referenzsignal V_RAMP der Rampenwelle transportiert wird, zu reduzieren.
[Beispiel 3]
Beispiel 3 ist ein modifiziertes Beispiel von Beispiel 2 und ist ein Beispiel, in dem eine analoge Verstärkung des Analog-Digital-Wandlers 130 fein gesteuert wird. 18 veranschaulicht ein Schaltungskonfigurationsbeispiel des Komparators 131 gemäß Beispiel 3.
Im Fall des Komparators 131 gemäß dem oben beschriebenen Beispiel 2 kann der Dämpfungsbetrag nur durch Umschalten der Kapazitätselemente C₁ bis C₄ schrittweise geändert werden. Daher passt in dem Komparator 131 gemäß Beispiel 3 die Referenzsignalerzeugungsschaltung 16 eine Steigung einer Rampenwelle des Referenzsignals V_RAMP an, um die analoge Verstärkung des Analog-Digital-Wandlers 130 kontinuierlich zu steuern. Daher lässt sich die analoge Verstärkung fein steuern.
Insbesondere ist, wie in 18 dargestellt, ein analoger Verstärkungssteuerabschnitt 53 bereitgestellt, und eine Steuerung der analogen Verstärkung des Analog-Digital-Wandlers 130 und eine Steuerung des Dämpfungsbetrags (Kapazitätsdämpfungsverhältnis) durch Umschalten der Kapazitätselemente C₁ bis C₄ werden unter der Steuerung des analogen Verstärkungssteuerabschnitts 53 durchgeführt. Da eine Amplitude der Rampenwelle des Referenzsignals V_RAMP und die analoge Verstärkung des Analog-Digital-Wandlers 130 in einer umgekehrt proportionalen Beziehung stehen, steuert der analoge Verstärkungssteuerabschnitt 53 die analoge Verstärkung durch Anpassen der Amplitude der Rampenwelle in Bezug auf den Referenzsignalerzeugungsabschnitt 16, der das Referenzsignal V_RAMP der Rampenwelle erzeugt.
Der analoge Verstärkungssteuerabschnitt 53 kann beispielsweise auch als Steuerabschnitt 17 (siehe 35) dienen, der die analoge Verstärkung des Analog-Digital-Wandlers 130 gemäß später beschriebenen Beleuchtungsstärkedaten steuert. Wie in den 17A und 17B dargestellt, passt der analoge Verstärkungssteuerabschnitt 53 die analoge Verstärkung durch Anpassen der Amplitude der Rampenwelle des Referenzsignals V_RAMP in einem Bereich, in dem ein Kapazitätswert nicht umgeschaltet wird, an. Dann wird der Dämpfungsbetrag um einen Schritt umgeschaltet, wenn der Kapazitätswert um einen Schritt umgeschaltet wird, und somit werden die Amplitude der Rampenwelle und die Kapazitätswerte des ersten Kondensators 51 und des zweiten Kondensators 52 so gesteuert, dass die Amplitude von die Rampenwelle auf den ursprünglichen Wert zurückgesetzt wird. Mit dieser Steuerung wird die Amplitude der Rampenwelle des Referenzsignals V_RAMP auch diskontinuierlich umgeschaltet, wenn der Kapazitätswert umgeschaltet wird.
Es sei angemerkt, dass die Amplitude der Rampenwelle des Referenzsignals V_RAMP ursprünglich groß auf einer Seite mit niedriger analoger Verstärkung ist, und somit wird kaum eine Kapazitätsdämpfung angewendet. Es besteht jedoch kein Problem, da das Quantisierungsrauschen groß ist und eine Rauschanforderung nicht so streng ist wie bei einer hohen analogen Verstärkung. Der Effekt der Kapazitätsdämpfung kann stark auf der Seite mit hoher analoger Verstärkung angewendet werden, auf der ein strenger Bedarf an Rauschunterdrückung besteht.
[Beispiel 4]
Beispiel 4 ist ein Beispiel, bei dem kein Schaltelement auf einer Referenzpotenzialknotenseite bereitgestellt ist. 19 veranschaulicht ein Schaltungskonfigurationsbeispiel des Komparators 131 gemäß Beispiel 4.
Wie in 19 dargestellt, weist der Komparator 131 gemäß Beispiel 4 eine Konfiguration auf, bei der der erste Kondensator 51 und der zweite Kondensator 52 eine Kombination aus vier Kapazitätselementen C₁ bis C₄ und drei Schaltelementen SW₁ bis SW₃ umfassen. Jedes der vier Kapazitätselemente C₁ bis C₄ weist ein erstes Ende auf, das mit einer Gate-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ verbunden ist. Die drei Schaltelemente SW₁ bis SW₃ sind zwischen zweite Enden der vier Kapazitätselemente C₁ bis C₄ geschaltet.
Insbesondere ist das Schaltelement SW₁ zwischen das zweite Ende des Kapazitätselements C₁ und das zweite Ende des Kapazitätselements C₂ geschaltet. Das Schaltelement SW₂ ist zwischen das zweite Ende des Kapazitätselements C₂ und das zweite Ende des Kapazitätselements C₃ geschaltet. Das Schaltelement SW₃ ist zwischen das zweite Ende des Kapazitätselements C₃ und das zweite Ende des Kapazitätselements C₄ geschaltet. Dann wird ein gemeinsamer Verbindungsknoten zwischen dem Kapazitätselement C₄ und dem Schaltelement SW₃ mit dem Referenzpotenzialknoten (z. B. Masse) verbunden.
Der Komparator 131 gemäß Beispiel 4 mit der oben beschriebenen Konfiguration hat das Schaltungskonfigurationsbeispiel, in dem kein Schaltelement auf der Referenzpotenzialknotenseite bereitgestellt ist, das heißt das Schaltungskonfigurationsbeispiel, in dem das Schaltelement SW₄ in dem Komparator 131 gemäß Beispiel 2 weggelassen ist. Im Fall des Schaltungskonfigurationsbeispiels von Beispiel 4 ist es schwierig, den Aus- (offenen) Zustand des Schaltelements SW₄ in Beispiel 2 zu erreichen, das heißt den Zustand, in dem das Kapazitätsdämpfungsverhältnis 4/4 beträgt (keine Dämpfung), aber das Schaltungskonfigurationsbeispiel kann verwendet werden, wenn ein Dynamikumfang eines analogen Pixelsignals V_VSL ist relativ klein ist, und die Fläche und die Steuerlogik für ein Schaltelement können reduziert werden.
[Beispiel 5]
Beispiel 5 ist ein Beispiel des Einschließens von drei Kapazitätselementen und drei Schaltelementen. 20 veranschaulicht ein Schaltungskonfigurationsbeispiel des Komparators 131 gemäß Beispiel 5.
Wie in 20 dargestellt, weist der Komparator 131 gemäß Beispiel 5 eine Konfiguration auf, bei der der erste Kondensator 51 und der zweite Kondensator 52 eine Kombination aus drei Kapazitätselementen C₁ bis C₃ und drei Schaltelementen SW₁ bis SW₃ umfassen. Jedes der drei Kapazitätselemente C₁ bis C₃ weist ein erstes Ende auf, das mit einer Gate-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ verbunden ist. Die drei Schaltelemente SW₁ bis SW₃ sind zwischen zweite Enden der drei Kapazitätselemente C₁ bis C₃ geschaltet.
Insbesondere ist das Schaltelement SW₁ zwischen das zweite Ende des Kapazitätselements C₁ und das zweite Ende des Kapazitätselements C₂ geschaltet. Das Schaltelement SW₂ ist zwischen das zweite Ende des Kapazitätselements C₂ und das zweite Ende des Kapazitätselements C₃ geschaltet. Das Schaltelement SW₃ ist zwischen das zweite Ende des Kapazitätselements C₃ und das zweite Ende des Kapazitätselements C₄ geschaltet. Ferner ist das Schaltelement SW₃ zwischen die Referenzpotenzialknotenseite (zum Beispiel Masse) und das zweite Ende des Kapazitätselements C₃ auf der Referenzpotenzialknotenseite unter den drei Kapazitätselementen C₁ bis C₃ geschaltet.
In dem Komparator 131 gemäß Beispiel 5 mit der oben beschriebenen Konfiguration wird, wenn die Schaltelemente SW₁ und SW₂ eingeschaltet (geschlossen) und das Schaltelement SW₃ ausgeschaltet (offen) ist, das Kapazitätsdämpfungsverhältnis 3/3 (keine Dämpfung). Wenn die Schaltelemente SW₁ und SW₃ eingeschaltet sind und das Schaltelement SW₂ ausgeschaltet ist, wird das Kapazitätsdämpfungsverhältnis 2/3. Wenn das Schaltelement SW₁ ausgeschaltet ist und die Schaltelemente SW₂ und SW₃ eingeschaltet sind, wird das Kapazitätsdämpfungsverhältnis 1/3.
Indes wird, wenn eine Eingangskapazität, die den ersten Kondensator 51 und den zweiten Kondensator 52 umfasst, in Bezug auf das Referenzsignal V_RAMP fein unterteilt ist, ein Rauschschritt vor und nach einem Punkt einer analogen Verstärkung zum Umschalten eines Kapazitätselements klein, und das Rauschen ändert sich glatter in Bezug auf eine Änderung der analogen Verstärkung. Unter diesem Gesichtspunkt kann gesagt werden, dass der Komparator 131 gemäß Beispiel 2 mit den vier Kapazitätselementen dem Komparator 131 gemäß Beispiel 5 mit den drei Kapazitätselementen überlegen ist.
Wenn andererseits die Anzahl von Unterteilungen der Eingangskapazität grob gemacht wird, nimmt die Anzahl von Schaltelementen ab, die Fläche nimmt ab und eine Einheitskapazität nimmt zu, sodass eine Verstärkungsschwankung aufgrund einer Fehlanpassung ebenfalls abnimmt. Es sei angemerkt, dass, wenn zwischen Pixelspalten eine Verstärkungsschwankung auftritt, dies als ein vertikaler Streifen erscheint. Unter diesem Gesichtspunkt kann gesagt werden, dass der Komparator 131 gemäß Beispiel 5 mit den drei Kapazitätselementen dem Komparator 131 gemäß Beispiel 2 mit den vier Kapazitätselementen überlegen ist.
[Beispiel 6]
Beispiel 6 ist ein modifiziertes Beispiel von Beispiel 5 und ist ein Beispiel, in dem eine Verbindungsbeziehung zwischen Kapazitätselementen und Schaltelementen unterschiedlich ist. 21 veranschaulicht ein Schaltungskonfigurationsbeispiel des Komparators 131 gemäß Beispiel 6.
Wie in 21 dargestellt, weist der Komparator 131 gemäß Beispiel 6 die Schaltungskonfiguration auf, bei der der erste Kondensator 51 und der zweite Kondensator 52 eine Kombination aus drei Kapazitätselementen C₁ bis C₃ und drei Schaltelementen SW₁ bis SW₃ umfassen und sich eine Verbindungsbeziehung zwischen den Kapazitätselementen C₁ bis C₃ und den Schaltelementen SW₁ bis SW₃ von Beispiel 5 unterscheidet.
Insbesondere sind die drei Kapazitätselemente C₁ bis C₃ zwischen einem Ausgangsende des Puffers 50 und einem Referenzpotenzialknoten (beispielsweise Masse) in Reihe geschaltet. Die Schaltelemente SW₁ bis SW₃ weisen erste Enden, die jeweils mit Ausgangsenden der Kapazitätselemente C₁ bis C₃ verbunden sind, und zweite Enden, die mit einer Gate-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ verbunden sind, auf.
In dem Komparator 131 gemäß Beispiel 6 mit der oben beschriebenen Konfiguration unterscheidet sich eine Operation zum Umschalten eines Kapazitätsdämpfungsverhältnisses von der von Beispiel 5. Insbesondere wird, wenn das Schaltelement SW₁ eingeschaltet (geschlossen) und die Schaltelemente SW₂ und SW₃ ausgeschaltet (offen) sind, das Kapazitätsdämpfungsverhältnis 2/3. Wenn das Schaltelement SW₂ eingeschaltet ist und die Schaltelemente SW₁ und SW₃ ausgeschaltet sind, wird das Kapazitätsdämpfungsverhältnis 1/3.
Bei dem Komparator 131 gemäß Beispiel 6 mit der oben beschriebenen Konfiguration besteht ein Vorteil darin, dass eine vom Puffer 50 gesehene Last konstant wird, und es ist weniger wahrscheinlich, dass ein Unterschied im Ansprechverhalten, wenn die Kapazitätselemente C₁ bis C₃ umgeschaltet werden, ein Ausgabefehler ist.
[Beispiel 7]
Beispiel 7 ist ein Beispiel, in dem sich eine Schaltungskonfiguration des Komparators 131 von denen der Beispiele 1 bis 6 unterscheidet. 22 veranschaulicht ein Schaltungskonfigurationsbeispiel des Komparators 131 gemäß Beispiel 7.
Wie in 22 dargestellt, weist der Komparator 131 gemäß Beispiel 7 die Schaltungskonfiguration auf, bei der ferner ein eingangsseitiger Kaskodenschaltungstransistor PT₁₄ und ein ausgangsseitiger Kaskodenschaltungstransistor PT₁₅ bereitgestellt sind. Als eingangsseitiger Kaskodenschaltungstransistor PT₁₄ und ausgangsseitiger Kaskodenschaltungstransistor PT₁₅ können beispielsweise P-Kanal-MOS-Transistoren verwendet werden.
Der eingangsseitige Kaskodenschaltungstransistor PT₁₄ ist zwischen den Eingangstransistor PT₁₁ und die eingangsseitige Laststromquelle I₁₁ geschaltet. Eine vorbestimmte Vorspannung bias3 wird an eine Gate-Elektrode des eingangsseitigen Kaskodenschaltungstransistors PT₁₄ angelegt. Der ausgangsseitige Kaskodenschaltungstransistor PT₁₅ ist zwischen einen Ausgangstransistor PT₁₂ und eine ausgangsseitige Laststromquelle I₁₂ geschaltet. Eine vorbestimmte Vorspannung bias4 wird an eine Gate-Elektrode des ausgangsseitigen Kaskodenschaltungstransistors PT₁₅ angelegt.
Mit dem Komparator 131 gemäß Beispiel 7 mit der oben beschriebenen Konfiguration kann der Kickback-Einfluss verringert werden, indem ferner der eingangsseitige Kaskodenschaltungstransistor PT₁₄ und der ausgangsseitige Kaskodenschaltungstransistor PT₁₅ aufgenommen werden, und somit kann die Störung zwischen Pixelspalten reduziert werden.
[Beispiel 8]
Beispiel 8 ist ein Beispiel der Anwendung auf einen CMOS-Bildsensor mit einer Funktion zum Unterdrücken von Stromversorgungsrauschen einer Pixelstromversorgung. 23 veranschaulicht ein Schaltungskonfigurationsbeispiel des Analog-Digital-Wandlers 130 gemäß Beispiel 8.
In dem CMOS-Bildsensor wird mitunter ein Rauschen (im Folgenden in einigen Fällen einfach als „Stromversorgungsrauschen“ bezeichnet) der Pixelstromversorgung auf der Signalleitung 32, die ein Eingang des Analog-Digital-Wandlers 130 ist, über eine parasitäre Kapazität C_p oder dergleichen in dem Pixel 20 transportiert. Das Stromversorgungsrauschen auf der Signalleitung 32 wird visuell als horizontales streifenartiges Rauschen als Bild erkannt.
Um dieses Stromversorgungsrauschen zu unterdrücken, ist beispielsweise eine als PSRR-Korrekturschaltung bezeichnete Stromversorgungsrauschen-Korrekturschaltung 60 auf dem CMOS-Bildsensor montiert. Hier ist ein Stromversorgungsunterdrückungsverhältnis (PSRR: Power Supply Rejection Ratio) der PSRR-Korrekturschaltung ein Leistungsindex, der angibt, wie viel Stromversorgungsrauschen unterdrückt werden kann.
In einem CMOS-Bildsensor, der einen herkömmlichen Komparator mit einer Differenzverstärkerkonfiguration verwendet, erfasst die Stromversorgungsrauschen-Korrekturschaltung 60 Stromversorgungsrauschen von einer Pixelstromversorgung, führt eine Korrekturverstärkungsanpassung und eine Frequenzcharakteristikanpassung gemäß dem Stromversorgungsrauschen und dann eine Umwandlung in einen Korrekturstrom durch und überlagert (addiert) den Korrekturstrom auf das Referenzsignal V_RAMP einer Rampenwelle, während der Korrekturstrom in einen Ausgangswiderstand (entsprechend einem Ausgangswiderstand 163 in 23) des Referenzsignalerzeugungsabschnitts 16 fließt, um wieder eine Spannung (Korrekturspannung) zu erhalten. Daher kann das Stromversorgungsrauschen auf der Signalleitung 32 durch ein Differenzpaar des Komparators aufgehoben werden.
Wenn eine Stromversorgungsrauschunterdrückungsfunktion im Fall des herkömmlichen Komparators mit der oben beschriebenen Differenzverstärkerkonfiguration direkt auf den Single-Slope-Analog-Digital-Wandler 130 mit ultrageringem Energieverbrauch, der den Komparator 131 gemäß jedem der Beispiele 1 bis 7 umfasst, angewendet wird, nehmen ein Korrekturverstärkungsanpassungsbereich und die Anzahl von Korrekturverstärkungsanpassungsschritten in der Stromversorgungsrauschkorrekturschaltung 60 extrem zu, um eine Änderung der Kapazitätsdämpfung abzudecken, die durch das Umschalten einer Eingangskapazität des Komparators 131 verursacht wird.
Daher wird in Beispiel 8, wenn sowohl eine Steigung der Rampenwelle des Referenzsignals V_RAMP und die Eingangskapazität des Komparators 131 bei der Steuerung der analogen Verstärkung des Analog-Digital-Wandlers 130 umgeschaltet werden, eine zusätzliche Verstärkung, die der Stromversorgungsrauschkorrekturschaltung 60 bereitgestellt wird, in Verbindung mit dem Umschalten der Eingangskapazität umgeschaltet. Ein Korrekturstrom, der von der Stromversorgungsrauschkorrekturschaltung 60 ausgegeben wird, wird dem Referenzsignalerzeugungsabschnitt 16 zugeführt.
In dem vorliegenden Beispiel weist, wie in 23 dargestellt, der Referenzsignalerzeugungsabschnitt 16 eine Konfiguration einer stromlenkenden Digital-Analog-Umwandlungsschaltung (DAC) auf, die einen Erzeugungsabschnitt 161 für ein digitales Rampenwellenerzeugungssignal, eine variable Stromquelle 162 und den Ausgangswiderstand 163 umfasst. Dann fließt der von der Stromversorgungsrauschkorrekturschaltung 60 ausgegebene Korrekturstrom in den Ausgangswiderstand 163, um in eine Spannung umgewandelt zu werden, und wird zu dem Referenzsignal V_RAMP der Rampenwelle addiert.
Die PSRR-Verstärkung und eine Frequenzcharakteristik, bis das Stromversorgungsrauschen den Komparator 131 über das Pixel 20 und die Signalleitung 32 erreicht, werden durch eine Anpassungsfunktion für eine Korrekturverstärkung und die Frequenzcharakteristik, die ursprünglich in der Stromversorgungsrauschen-Korrekturschaltung 60, also die PSRR-Korrekturschaltung, enthalten sind, angepasst und korrigiert. Ein Steuerregister der Korrekturverstärkung und der Frequenzcharakteristik ist beispielsweise in den Logikschaltungsabschnitt 14 von 4 integriert, und die Anpassung wird auf einen optimalen Wert durchgeführt, wie später beschrieben.
Wenn es eine Änderung des Betrags der Kapazitätsdämpfung gibt, die durch das Umschalten der Eingangskapazität des Komparators 131 verursacht wird, ist es schwierig, das Stromversorgungsrauschen, das auf der Signalleitung 32 transportiert wird, durch den Komparator 131 unverändert zu aufzuheben. Somit führt in der Stromversorgungsrauschkorrekturschaltung 60 eine zusätzliche Verstärkungsumschaltschaltung 70 eine Operation zum Kompensieren des Kapazitätsdämpfungsbetrags in Verbindung mit dem Umschalten der Eingangskapazität des Komparators 131 unter der Steuerung des analogen Verstärkungssteuerabschnitts 53 durch. Insbesondere wird in der zusätzlichen Verstärkungsumschaltschaltung 70 der Kapazitätsdämpfungsbetrag durch Umschalten einer Verstärkung der Stromversorgungsrauschkorrekturschaltung 60, genauer gesagt der zusätzlichen Verstärkung außer der Korrekturverstärkung, die ursprünglich von der Stromversorgungsrauschkorrekturschaltung 60 gehalten wird, in Verbindung mit dem Umschalten der Eingangskapazität des Komparators 131 (d. h. in Verbindung mit dem Umschalten des Kapazitätswerts sowohl des ersten Kondensators 51 als auch des zweiten Kondensators 52) kompensiert.
Auf diese Weise ist es möglich, den Kapazitätsdämpfungsbetrag durch Umschalten der zusätzlichen Verstärkung, die der Stromversorgungsrauschkorrekturschaltung 60 bereitgestellt wird, in Verbindung mit dem Umschalten der Eingangskapazität des Komparators 131 zu kompensieren, und somit ist es möglich, das Stromversorgungsrauschen, das auf der Signalleitung 32 transportiert wird, zu unterdrücken, während der Einfluss des Umschaltens der Eingangskapazität des Komparators 131 absorbiert wird.
Nachfolgend werden spezifische Betriebsbeispiele zum Umschalten der Eingangskapazität und der Verstärkungssteuerung des Komparators 131 beschrieben.
(Betriebsbeispiel 1)
Betriebsbeispiel 1 ist ein Betriebsbeispiel in einem Fall, in dem ein Kapazitätsdämpfungsverhältnis 4/4 beträgt (keine Dämpfung). 24 veranschaulicht ein Betriebserläuterungsdiagramm des Betriebsbeispiels 1.
Der Fall, in dem das Kapazitätsdämpfungsverhältnis 4/4 beträgt, entspricht dem spezifischen Beispiel 1 von Beispiel 2, und nur das Schaltelement SW₄, das zwischen das zweite Ende des Kapazitätselements C₄ und den Referenzpotenzialknoten geschaltet ist, unter den vier Schaltelementen SW₁ bis SW₄ ist in einen Aus-Zustand gesetzt, und die verbleibenden drei Schaltelemente SW₁ bis SW₃ sind in einen Ein-Zustand gesetzt. In diesem Fall gibt es keine Dämpfung, und somit wird eine einfache Verstärkung in der zusätzlichen Verstärkungsumschaltschaltung 70 der Stromversorgungsrauschkorrekturschaltung 60 unter der Steuerung des analogen Verstärkungssteuerabschnitts 53 eingestellt.
(Betriebsbeispiel 2)
Betriebsbeispiel 2 ist ein Betriebsbeispiel in einem Fall, in dem das Kapazitätsdämpfungsverhältnis 3/4 beträgt. 25 veranschaulicht ein Betriebserläuterungsdiagramm des Betriebsbeispiels 2.
Der Fall, in dem das Kapazitätsdämpfungsverhältnis 3/4 beträgt, entspricht dem spezifischen Beispiel 2 von Beispiel 2, und nur das Schaltelement SW₃ unter den vier Schaltelementen SW₁ bis SW₄ ist in einen Aus-Zustand gesetzt, und die verbleibenden drei Schaltelemente SW₁, SW₂, und SW₄ sind in einen Ein-Zustand gesetzt. In diesem Fall wird eine Verstärkung von 4/3 entsprechend dem Kapazitätsdämpfungsverhältnis von 3/4 in der zusätzlichen Verstärkungsumschaltschaltung 70 der Stromversorgungsrauschkorrekturschaltung 60 unter der Steuerung des analogen Verstärkungssteuerabschnitts 53 eingestellt. Daher ist es möglich, das Stromversorgungsrauschen, das auf der Signalleitung 32 transportiert wird, zu unterdrücken, während der Einfluss des Umschaltens der Eingangskapazität des Komparators 131 absorbiert wird.
(Betriebsbeispiel 3)
Betriebsbeispiel 3 ist ein Betriebsbeispiel in einem Fall, in dem das Kapazitätsdämpfungsverhältnis 2/4 beträgt. 26 veranschaulicht ein Betriebserläuterungsdiagramm des Betriebsbeispiels 3.
Der Fall, in dem das Kapazitätsdämpfungsverhältnis 2/4 beträgt, entspricht dem spezifischen Beispiel 3 von Beispiel 2, und nur das Schaltelement SW₂ unter den vier Schaltelementen SW₁ bis SW₄ ist in einen Aus-Zustand gesetzt, und die verbleibenden drei Schaltelemente SW₁, SW₃, und SW₄ sind in einen Ein-Zustand gesetzt. In diesem Fall stellt die zusätzliche Verstärkungsumschaltschaltung 70 der Stromversorgungsrauschkorrekturschaltung 60 eine zweifache Verstärkung entsprechend dem Kapazitätsdämpfungsverhältnis von 2/4 unter der Steuerung des analogen Verstärkungssteuerabschnitts 53 ein. Daher ist es möglich, das Stromversorgungsrauschen, das auf der Signalleitung 32 transportiert wird, zu unterdrücken, während der Einfluss des Umschaltens der Eingangskapazität des Komparators 131 absorbiert wird.
(Betriebsbeispiel 4)
Betriebsbeispiel 4 ist ein Betriebsbeispiel in einem Fall, in dem das Kapazitätsdämpfungsverhältnis 1/4 beträgt. 27 veranschaulicht ein Betriebserläuterungsdiagramm des Betriebsbeispiels 4.
Der Fall, in dem das Kapazitätsdämpfungsverhältnis 1/4 beträgt, entspricht dem spezifischen Beispiel 4 von Beispiel 2, und nur das Schaltelement SW₁, das mit dem Ausgangsende des Puffers 50 verbunden ist, unter den vier Schaltelementen SW₁ bis SW₄ ist in einen Aus-Zustand gesetzt, und die verbleibenden drei Schaltelemente SW₂ bis SW₄ sind in einen Ein-Zustand gesetzt. In diesem Fall stellt die zusätzliche Verstärkungsumschaltschaltung 70 der Stromversorgungsrauschkorrekturschaltung 60 eine vierfache Verstärkung entsprechend dem Kapazitätsdämpfungsverhältnis von 1/4 unter der Steuerung des analogen Verstärkungssteuerabschnitts 53 ein. Daher ist es möglich, das Stromversorgungsrauschen, das auf der Signalleitung 32 transportiert wird, zu unterdrücken, während der Einfluss des Umschaltens der Eingangskapazität des Komparators 131 absorbiert wird.
Es sei angemerkt, dass der Referenzsignalerzeugungsabschnitt 16 nicht auf die Konfiguration der stromlenkenden Digital-Analog-Umwandlungsschaltung (DAC) einschließlich der variablen Stromquelle 162 und des Ausgangswiderstands 163 beschränkt ist. Beispielsweise ist es, wie in 28 dargestellt, auch möglich, eine Schaltungskonfiguration zu verwenden, bei der ein Addierer 80 bereitgestellt ist und ein Korrekturstrom, der von der Stromversorgungsrauschkorrekturschaltung 60 ausgegeben wird, zu dem Referenzsignal V_RAMP einer Rampenwelle, das durch die Referenzsignalerzeugungsschaltung 16 erzeugt wird, addiert wird.
[Beispiel 9]
Beispiel 9 ist ein Schaltungskonfigurationsbeispiel der Stromversorgungsrauschkorrekturschaltung 60. 29 veranschaulicht eine beispielhafte Schaltungskonfiguration der Stromversorgungsrauschkorrekturschaltung 60 gemäß Beispiel 9.
Wie in 29 dargestellt, umfasst die Stromversorgungsrauschkorrekturschaltung 60 die zusätzliche Verstärkungsumschaltschaltung 70 zusätzlich zu einem konduktanzfesten Vorspannungsabschnitt 61, einem Eingabeerfassungsabschnitt 62, einem ersten Vorspannungsabschnitt 63, einem Frequenzcharakteristikanpassungsabschnitt 64, einem Korrekturverstärkungsanpassungsabschnitt 65 und einem zweiten Vorspannungsabschnitt 66.
Der konduktanzfeste Vorspannungsabschnitt 61 umfasst zwei P-Kanal-MOS-Transistoren PT₇₁ und PT₇₂ mit gemeinsam verbundenen Gate-Elektroden, zwei N-Kanal-MOS-Transistoren NT₇₁ und NT₇₂ mit gemeinsam verbundenen Gate-Elektroden und ein Widerstandselement R₇₁. Sowohl der P-Kanal-MOS-Transistor PT₇₂ als auch der N-Kanal-MOS-Transistor NT₇₁ weisen eine Diodenschaltungskonfiguration auf, bei der eine Gate-Elektrode und eine Drain-Elektrode kurzgeschlossen sind.
Der P-Kanal-MOS-Transistor PT₇₁ und den N-Kanal-MOS-Transistor NT₇₁ sind zwischen einer hochpotenzialseitigen Stromversorgung und einer niederpotenzialseitigen Stromversorgung (z. B. Masse) in Reihe geschaltet. Der P-Kanal-MOS-Transistor PT₇₂, der N-Kanal-MOS-Transistor NT₇₂ und das Widerstandselement R₇₁ sind zwischen der hochpotenzialseitigen Stromversorgung und der niederpotenzialseitigen Stromversorgung in Reihe geschaltet.
Der Eingabeerfassungsabschnitt 62 umfasst ein Schaltelement SW₇₁, ein Kapazitätselement C₇₁ und einen N-Kanal-MOS-Transistor NT₇₃. Das Schaltelement SW₇₁ weist ein erstes Ende, das mit einer Gate-Elektrode jedes der N-Kanal-MOS-Transistoren NT₇₁ und NT₇₂ des konduktanzfesten Vorspannungsabschnitts 61 verbunden ist, und ein zweites Ende, das mit einer Gate-Elektrode des N-Kanal-MOS-Transistors NT₇₃ verbunden ist, auf. Das Kapazitätselement C₇₁ ist zwischen einen mit der Pixelstromversorgung verbundenen Stromversorgungsanschluss T₇₁ und die Gate-Elektrode des N-Kanal-MOS-Transistors NT₇₃ geschaltet.
Der erste Vorspannungsabschnitt 63 umfasst ein Schaltelement SW₇₂, ein Kapazitätselement C₇₂ und einen P-Kanal-MOS-Transistor PT₇₃. Das Schaltelement SW₇₂ weist ein erstes Ende, das mit der Gate-Elektrode jedes der P-Kanal-MOS-Transistoren PT₇₁ und PT₇₂ des konduktanzfesten Vorspannungsabschnitts 61 verbunden ist, und ein zweites Ende, das mit der Gate-Elektrode des P-Kanal-MOS-Transistors PT₇₃ verbunden ist, auf. Das Kapazitätselement C₇₂ ist zwischen die hochpotenzialseitige Stromversorgung und die Gate-Elektrode des P-Kanal-MOS-Transistors PT₇₃ geschaltet.
Der P-Kanal-MOS-Transistor PT₇₃ des ersten Vorspannungsabschnitts 63 und der N-Kanal-MOS-Transistors NT₇₃ des Eingabeerfassungsabschnitts 62 sind zwischen der hochpotenzialseitigen Stromversorgung und der niederpotenzialseitigen Stromversorgung in Reihe geschaltet. Hier ist ein gemeinsamer Drain-Verbindungsknoten des P-Kanal-MOS-Transistors PT₇₃ und des N-Kanal-MOS-Transistors NT₇₃ als Knoten N₇₁ definiert.
Der Frequenzcharakteristikanpassungsabschnitt 64 umfasst ein variables Kapazitätselement VC₇₁, das einen variablen Kapazitätswert aufweist und zwischen die hochpotenzialseitige Stromversorgung und den Knoten N₇₁, also parallel zu dem P-Kanal-MOS-Transistor PT₇₃ des ersten Vorspannungsabschnitts 63, geschaltet ist. Der Frequenzcharakteristikanpassungsabschnitt 64 ist so konfiguriert, dass er in der Lage ist, eine Frequenzcharakteristik durch Anpassen des Kapazitätswerts des variablen Kapazitätselements VC₇₁ anzupassen.
Der Korrekturverstärkungsanpassungsabschnitt 65 umfasst einen P-Kanal-MOS-Transistor PT₇₄, dessen Größe einstellbar ist. Hier kann die Größe des P-Kanal-MOS-Transistors PT₇₄, dessen Größe einstellbar ist, beispielsweise durch Ändern der Anzahl parallel geschalteter MOS-Transistoren angepasst werden. Dann kann der Korrekturverstärkungsanpassungsabschnitt 65 eine Korrekturverstärkung durch Anpassen der Größe des P-Kanal-MOS-Transistors PT₇₄ anpassen.
Der zweite Vorspannungsabschnitt 66 umfasst ein Schaltelement SW₇₃, ein Kapazitätselement C₇₃und einen N-Kanal-MOS-Transistor NT₇₄. Das Schaltelement SW₇₃ weist ein erstes Ende, das mit einer Gate-Elektrode jedes der N-Kanal-MOS-Transistoren NT₇₁ und NT₇₂ des konduktanzfesten Vorspannungsabschnitts 61 verbunden ist, und ein zweites Ende, das mit einer Gate-Elektrode des N-Kanal-MOS-Transistors NT₇₄ verbunden ist, auf. Das Kapazitätselement C₇₃ ist zwischen die Gate-Elektrode des N-Kanal-MOS-Transistors NT₇₄ und die niederpotenzialseitige Stromversorgung geschaltet.
Die zusätzliche Verstärkungsumschaltschaltung 70 umfasst fünf P-Kanal-MOS-Transistoren PT₇₅ bis PT₇₉ und vier Schaltelemente SW₇₄ bis SW₇₇. Der P-Kanal-MOS-Transistor PT₇₅ weist eine Diodenschaltungskonfiguration auf, bei der eine Gate-Elektrode und eine Drain-Elektrode verbunden sind, und ist direkt mit dem N-Kanal-MOS-Transistor NT₇₄ des zweiten Vorspannungsabschnitts 66 zwischen der hochpotenzialseitigen Stromversorgung und der niederpotenzialseitigen Stromversorgung verbunden.
Das Schaltelement SW₇₄ ist zwischen die Gate-Elektroden des P-Kanal-MOS-Transistors PT₇₅ und des P-Kanal-MOS-Transistors PT₇₆ geschaltet. Das Schaltelement SW₇₅ ist zwischen die Gate-Elektroden des P-Kanal-MOS-Transistors PT₇₆ und des P-Kanal-MOS-Transistors PT₇₇ geschaltet. Das Schaltelement SW₇₆ ist zwischen die Gate-Elektroden des P-Kanal-MOS-Transistors PT₇₇ und des P-Kanal-MOS-Transistors PT₇₈ geschaltet. Das Schaltelement SW₇₇ ist zwischen die Gate-Elektroden des P-Kanal-MOS-Transistors PT₇₈ und des P-Kanal-MOS-Transistors PT₇₉ geschaltet.
Wie oben beschrieben, bilden der P-Kanal-MOS-Transistor PT₇₅ und die P-Kanal-MOS-Transistoren PT₇₆ bis PT₇₉ eine Stromspiegelschaltung. Der P-Kanal-MOS-Transistor PT₇₅ ist ein Transistor einer Injektionsstromquelle, und der P-Kanal-MOS-Transistor PT₇₉ ist ein Transistor einer Ausgangsstufenspiegelquelle.
Die vier Schaltelemente SW₇₄ bis SW₇₇ sind zusätzliche Verstärkungsumschaltschalter und werden durch ein Schaltsteuersignal von dem analogen Verstärkungssteuerabschnitt 53 (siehe 23) so gesteuert, dass sie eingeschaltet (geschlossen)/ausgeschaltet (offen) sind, und die Anzahl paralleler Transistoren der Injektionsstromquelle und die Anzahl paralleler Transistoren der Ausgangsstufenspiegelquelle werden gemäß einer analogen Verstärkung geändert.
In der Stromversorgungsrauschkorrekturschaltung 60 mit der oben beschriebenen Schaltungskonfiguration wird das Stromversorgungsrauschen der von dem Stromversorgungsanschluss T₇₁ über das Kapazitätselement C₇₁ eingegebene Pixelstromversorgung in dem Eingabeerfassungsabschnitt 62 in ein Stromsignal umgewandelt, und das Stromsignal mit einer durch den Frequenzcharakteristikanpassungsabschnitt 64 angepassten Frequenzcharakteristik fließt in die zusätzliche Verstärkungsumschaltschaltung 70. Dieser Strom wird auch mit einem konstanten Vorspannungsstrom zum Betreiben der Schaltung addiert. Dann fließt in der zusätzlichen Verstärkungsumschaltschaltung 70 ein Strom, erhalten durch Subtrahieren eines Stroms, der zu der Injektionsstromquelle fließt, von dem Strom, der durch den Frequenzcharakteristikanpassungsabschnitt 64 fließt, zu der Ausgangsstufenspiegelquelle.
Es sei angemerkt, dass die Schaltungskonfiguration der Stromversorgungsrauschkorrekturschaltung 60 und die Schaltungskonfiguration der zusätzlichen Verstärkungsumschaltschaltung 70, die hierin veranschaulicht sind, lediglich Beispiele sind und die vorliegende Erfindung nicht auf diese Schaltungskonfigurationen beschränkt ist. Beispielsweise ist die Anzahl von Transistoren und Schaltelementen der zusätzlichen Verstärkungsumschaltschaltung 70 nicht auf die in 29 beschränkt, und somit sind die Anzahl von Schaltstufen und der Betrag der zusätzlichen Verstärkung nicht darauf beschränkt.
Nachfolgend werden spezifische Verstärkungssteuerungsbeispiele durch die zusätzliche Verstärkungsumschaltschaltung 70 der Stromversorgungsrauschkorrekturschaltung 60 beschrieben.
(Verstärkungssteuerungsbeispiel 1)
Verstärkungssteuerungsbeispiel 1 ist ein Steuerungsbeispiel, wenn die zusätzliche Verstärkung das Einfache beträgt. 30 veranschaulicht ein Betriebserläuterungsdiagramm des Verstärkungssteuerungsbeispiels 1.
Wenn die zusätzliche Verstärkung das Einfache beträgt, wird angenommen, dass die Anzahl paralleler Transistoren der Injektionsstromquelle null beträgt und die Anzahl paralleler Transistoren der Ausgangsstufenspiegelquelle vier beträgt. Insbesondere wird angenommen, dass unter den vier Schaltelementen SW₇₄ bis SW₇₇ das Schaltelement SW₇₄ in einem Aus-Zustand ist und die verbleibenden drei Schaltelemente SW₇₅, SW₇₆ und SW₇₇ in einem eingeschalteten Zustand sind.
(Verstärkungssteuerungsbeispiel 2)
Verstärkungssteuerungsbeispiel 2 ist ein Steuerungsbeispiel, wenn die zusätzliche Verstärkung das 4/3-Fache beträgt. 31 veranschaulicht ein Betriebserläuterungsdiagramm des Verstärkungssteuerungsbeispiels 2.
Wenn die zusätzliche Verstärkung das 4/3-Fache beträgt, wird angenommen, dass die Anzahl paralleler Transistoren der Injektionsstromquelle eins beträgt und die Anzahl paralleler Transistoren der Ausgangsstufenspiegelquelle drei beträgt. Insbesondere wird angenommen, dass unter den vier Schaltelementen SW₇₄ bis SW₇₇ das Schaltelement SW₇₅ in einem Aus-Zustand ist und die verbleibenden drei Schaltelemente SW₇₄, SW₇₆ und SW₇₇ in einem eingeschalteten Zustand sind.
(Verstärkungssteuerungsbeispiel 3)
Verstärkungssteuerungsbeispiel 3 ist ein Steuerungsbeispiel, wenn die zusätzliche Verstärkung das Zweifache beträgt. 32 veranschaulicht ein Betriebserläuterungsdiagramm des Verstärkungssteuerungsbeispiels 3.
Wenn die zusätzliche Verstärkung das Zweifache beträgt, wird angenommen, dass die Anzahl paralleler Transistoren der Injektionsstromquelle zwei beträgt und die Anzahl paralleler Transistoren der Ausgangsstufenspiegelquelle zwei beträgt. Insbesondere wird angenommen, dass unter den vier Schaltelementen SW₇₄ bis SW₇₇ das Schaltelement SW₇₆ in einem Aus-Zustand ist und die verbleibenden drei Schaltelemente SW₇₄, SW₇₅ und SW₇₇ in einem eingeschalteten Zustand sind.
(Verstärkungssteuerungsbeispiel 4)
Verstärkungssteuerungsbeispiel 4 ist ein Steuerungsbeispiel, wenn die zusätzliche Verstärkung das Vierfache beträgt. 33 veranschaulicht ein Betriebserläuterungsdiagramm des Verstärkungssteuerungsbeispiels 4.
Wenn die zusätzliche Verstärkung das Vierfache beträgt, wird angenommen, dass die Anzahl paralleler Transistoren der Injektionsstromquelle drei beträgt und die Anzahl paralleler Transistoren der Ausgangsstufenspiegelquelle eins beträgt. Insbesondere wird angenommen, dass unter den vier Schaltelementen SW₇₄ bis SW₇₇ das Schaltelement SW₇₇ in einem Aus-Zustand ist und die verbleibenden drei Schaltelemente SW₇₄, SW₇₅ und SW₇₆ in einem eingeschalteten Zustand sind.
Wie oben beschrieben, wird beispielsweise unter der Annahme, dass die Anzahl paralleler Transistoren der Injektionsstromquelle drei beträgt und die Anzahl paralleler Transistoren der Ausgangsstufenspiegelquelle eins beträgt, die vierfache zusätzliche Verstärkung erreicht. Der Grund dafür ist wie folgt.
Erstens wird ein Bias-Strom, der zu der Ausgangsstufenspiegelquelle fließt, 1/4, indem die Anzahl paralleler Transistoren der Injektionsstromquelle und die Anzahl paralleler Transistoren der Ausgangsstufenspiegelquelle geändert werden. Andererseits fließen alle in das Stromsignal umgewandelten Rauschanteile der Pixelstromversorgung zu der Ausgangsstufenspiegelquelle, und somit bleibt deren Betrag unverändert. Zu diesem Zeitpunkt beträgt eine Transkonduktanz g_m der Ausgangsstufenspiegelquelle 1/4, ähnlich der Parallelzahl.
In der Ausgangsstufenspiegelquelle wird der fließende Strom mit einem Verhältnis von 1/g_m in eine Gate-Spannung umgewandelt. Daher bleibt die Gate-Spannung der Ausgangsstufenspiegelquelle als Vorspannungskomponente unverändert, aber eine darauf transportierte Stromversorgungsrauschkomponente wird viermal so groß wie ursprünglich. Dies wird durch eine Ausgangsstufenstromquelle wieder in einen Strom umgewandelt und ausgegeben.
[Beispiel 10]
Beispiel 10 ist ein modifiziertes Beispiel von Beispiel 8 und ist ein Beispiel der Anwendung auf einen MOS-Bildsensor, der eine Referenzspannung in dem Pixel 20 verwendet. 34 veranschaulicht ein Schaltungskonfigurationsbeispiel des Analog-Digital-Wandlers 130 gemäß Beispiel 10.
Beispiel 8 ist das Beispiel, in dem das Rauschen der Pixelstromversorgung unterdrückt wird. Zusätzlich zu dem Rauschen der Pixelstromversorgung kann in einem Fall, in dem eine Referenzspannung in dem Pixel 20 verwendet wird, auf der Referenzspannung transportiertes Rauschen über die parasitäre Kapazität C_p oder dergleichen auf der Signalleitung 32 in dem in 34 dargestellten Pixel 20 transportiert werden. Selbst in diesem Fall wird das Rauschen auf der Signalleitung 32 visuell als horizontales streifenartiges Rauschen als Bild erkannt, ähnlich wie im Fall des Stromversorgungsrauschens. Die Referenzspannung wird beispielsweise an eine Anodenelektrode einer Fotodiode 21 angelegt.
Daher wird in dem Analog-Digital-Wandler 130 gemäß Beispiel 10 die Referenzspannung des Pixels 20 durch die Stromversorgungsrauschkorrekturschaltung 60 überwacht, um das durch die Referenzspannung in dem Pixel 20 verursachte Rauschen zu unterdrücken. Hier wird eine Rauschkorrekturschaltung, die Rauschen auf der Referenzspannung unterdrückt, der Einfachheit halber als Stromversorgungsrauschkorrekturschaltung 60 bezeichnet. Konfigurationen, Operationen und dergleichen der Stromversorgungsrauschkorrekturschaltung 60 und der darin integrierten zusätzlichen Verstärkungsumschaltschaltung 70 sind dieselben wie in den Fällen von Beispiel 8 und Beispiel 9 und überschneiden sich mit diesen, und daher wird hier auf deren Beschreibung verzichtet.
Auch im Fall des Analog-Digital-Wandlers 130 gemäß Beispiel 10 wird eine zusätzliche Verstärkung, die der Stromversorgungsrauschkorrekturschaltung 60 bereitgestellt wird, in Verbindung mit dem Umschalten einer Eingangskapazität des Komparators 131 gemäß dem gleichen Prinzip wie bei dem Analog-Digital-Wandler 130 gemäß Beispiel 8 umgeschaltet. Daher ist es möglich, einen Kapazitätsdämpfungsbetrag zu kompensieren, der das Umschalten der Eingangskapazität des Komparators 131 begleitet, und somit ist es möglich, Rauschen zu unterdrücken, das auf der Referenzspannung des Pixels 20 transportiert wird, während der Einfluss des Umschaltens der Eingangskapazität des Komparators 131 absorbiert wird.
[Beispiel 11]
Beispiel 11 ist ein Beispiel zum Einstellen eines Referenzsignaleinstellungssignals (im Folgenden als „DAC-Einstellungssignal“ bezeichnet) und eines Schaltereinstellungssignals, wenn eine Steigung einer Rampenwelle des Referenzsignals V_RAMP und eine Eingangskapazität des Komparators 131 bei der analogen Verstärkungssteuerung des Analog-Digital-Wandlers 130 umgeschaltet werden.
35 ist ein Blockdiagramm, das schematisch einen Entwurf einer Systemkonfiguration eines CMOS-Bildsensors gemäß Beispiel 11 mit einer Funktion zum Einstellen des DAC-Einstellungssignals und des Schaltereinstellungssignals zum Zeitpunkt der analogen Verstärkungssteuerung darstellt.
In dem CMOS-Bildsensor 1 gemäß Beispiel 11 erfasst der Logikschaltungsabschnitt 14 die Beleuchtungsstärke unter Verwendung aller oder einiger Pixelsignale des Pixelarrayabschnitts 11 und erzeugt Beleuchtungsstärkedaten. Eine Berechnungseinheit für die Beleuchtungsstärkedatenerzeugung kann dazu ausgelegt sein, einen statistischen Wert eines vorbestimmten Pixelsignals, beispielsweise einen Mittelwert, einen Medianwert und einen Moduswert, zu erhalten, oder kann dazu ausgelegt sein, eine beliebige lineare/nichtlineare Berechnung vor und nach Erhalt des statistischen Werts durchzuführen.
Es sei angemerkt, dass als Variationen der Erfassung der Beleuchtungsstärke ein der Messung der Beleuchtungsstärke gewidmetes Pixel bereitgestellt werden kann, oder ein Pixel bereitgestellt werden kann, das so konfiguriert ist, dass es zwischen der Verwendung zur Bildgebung und der Verwendung zur Messung der Beleuchtungsstärke umschaltbar ist.
Wie in 35 dargestellt, umfasst der CMOS-Bildsensor 1 gemäß Beispiel 11 den Steuerabschnitt 17, der das DAC-Einstellungssignal und das Schaltereinstellungssignal zum Zeitpunkt der analogen Verstärkungssteuerung einstellt. Der Logikschaltungsabschnitt 14 erzeugt die Beleuchtungsstärkedaten auf Grundlage von Daten nach einer Analog-Digital-Umwandlung durch den Analog-Digital-Wandler 130 und liefert die Beleuchtungsstärkedaten an den Steuerabschnitt 17.
Der Steuerabschnitt 17 gibt das Schaltereinstellungssignal zum Steuern des Ein-/Ausschaltens eines Schaltelements zum Umschalten der Eingangskapazität des Komparators 131 und das DAC-Einstellungssignal zum Steuern der Steigung der Rampenwelle des Referenzsignals V_RAMP auf Grundlage von in das Register 18 geschriebenen Einstellungsdaten und/oder von dem Logikschaltungsabschnitt 14 eingegebenen Beleuchtungsstärkedaten aus. Das Schaltelement zum Umschalten der Eingangskapazität entspricht beispielsweise den Schaltelementen SW₁ bis SW₄ in 12. Die Beleuchtungsstärkedaten und die Einstellungsdaten können dem Schaltereinstellungssignal durch Berechnungshardware, Berechnungssoftware und eine Nachschlagetabelle zugeordnet werden.
Es sei angemerkt, dass der Logikschaltungsabschnitt 14 und der Steuerabschnitt 17 in demselben Pixelchip wie der Pixelarrayabschnitt 11 bereitgestellt sein können oder ein Teil des Logikschaltungsabschnitts 14 und des Steuerabschnitts 17 außerhalb des Pixelchips bereitgestellt sein können.
Als Nächstes wird ein Beispiel einer Verarbeitungsprozedur zum Einstellen des DAC-Einstellungssignals und des Schaltereinstellungssignals zum Zeitpunkt der analogen Verstärkungssteuerung in dem CMOS-Bildsensor 1 gemäß Beispiel 11 unter Bezugnahme auf ein Flussdiagramm von 36 beschrieben.
Das Flussdiagramm von 36 veranschaulicht eine Lesesequenz eines Bildgebungsframes im Fall eines Rolling Shutter.
Zunächst wird unter Ansteuerung durch den Zeilenauswahlabschnitt 12 eine Lesezeile festgelegt (Schritt S11), und dann werden eine Belichtung und eine Pixelsignalausgabe für die festgelegte Lesezeile durchgeführt (Schritt S12). Als Nächstes führt der Analog-Digital-Umwandlungsabschnitt 13 eine A/D-Umwandlung (Analog-Digital-Umwandlung) der Lesezeile durch (Schritt S13) und gibt dann nach der A/D-Umwandlung Daten aus (Schritt S14).
Wenn die Lesezeile nicht die letzte Zeile ist (NEIN in Schritt S15), kehrt die Verarbeitung als Nächstes zu Schritt S11 zurück. Wenn die Lesezeile die letzte Zeile ist (JA in Schritt S15), werden Beleuchtungsstärkedaten in dem Logikschaltungsabschnitt 14 erzeugt (Schritt S16), und dann werden die erzeugten Beleuchtungsstärkedaten an den Steuerabschnitt 17 ausgegeben (Schritt S17).
Als Nächstes gibt der Steuerabschnitt 17 das Schaltereinstellungssignal zum Steuern des Ein-/Ausschaltens eines Schaltelements zum Umschalten der Eingangskapazität des Komparators 131 und das DAC-Einstellungssignal zum Steuern der Steigung der Rampenwelle des Referenzsignals V_RAMP auf Grundlage der in das Register 18 geschriebenen Einstellungsdaten 18 und der von dem Logikschaltungsabschnitt 14 eingegebenen Beleuchtungsstärkedaten aus (Schritt S18).
Das DAC-Einstellungssignal und das Schaltereinstellungssignal zum Zeitpunkt der analogen Verstärkungssteuerung werden durch die oben beschriebene eine Verarbeitung eingestellt, und danach wird ein normaler Bildgebungsvorgang durchgeführt. Als Ergebnis kann eine Bildgebung mit einer optimalen analogen Verstärkung für jeden Bildgebungsframe durchgeführt werden.
Als Variation der Beleuchtungsstärkedatenerzeugung kann die Belichtung zur Bildgebung auch als Belichtung zur Beleuchtungsstärkeerfassung dienen, sodass Beleuchtungsstärkedaten gemäß der Erzeugung von Bilddaten erzeugt werden. Außerdem erfolgen eine Belichtungssequenz zur Bildgebung und eine Belichtungssequenz zur Beleuchtungsstärkeerfassung nicht notwendigerweise abwechselnd. Beispielsweise kann die Belichtungssequenz zur Beleuchtungsstärkeerfassung einmal in mehreren Frames durchgeführt werden.
<Modifizierte Beispiele>
Obwohl die Technologie gemäß der vorliegenden Offenbarung oben auf Grundlage der bevorzugten Ausführungsform beschrieben wurde, ist die Technologie gemäß der vorliegenden Offenbarung nicht auf die Ausführungsform beschränkt. Die Konfiguration und Struktur der in der oben beschriebenen Ausführungsform beschriebenen Bildgebungsvorrichtung sind beispielhaft und können nach Bedarf geändert werden.
Beispielsweise ist die Schaltungskonfiguration des Komparators 131 in jedem der oben beschriebenen Beispiele ein Beispiel, und die vorliegende Erfindung ist nicht auf diese Schaltungskonfigurationen beschränkt. Insbesondere können der Komparator 131 gemäß Beispiel 1, der Komparator 131 gemäß Beispiel 2 oder der Komparator 131 gemäß Beispiel 7 eine Schaltungskonfiguration verwenden, bei der das Kapazitätselement C₁₂ und/oder der eingangsseitige Klemmtransistor PT₁₃ und/oder der eingangsseitige Klemmtransistor NT₁₁ und/oder der ausgangsseitige Klemmtransistor NT₁₂ weggelassen wird.
Ferner kann gemäß der für ein Produkt erforderlichen Genauigkeit ein neues Element zu dem Komparator 131 hinzugefügt werden. 37 ist ein Schaltbild, das ein erstes modifiziertes Beispiel des Komparators darstellt. Das Beispiel von 37 veranschaulicht ein Beispiel, bei dem Kapazität C_ADJ zu dem Komparator 131 gemäß der in 9 abgebildeten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung eine hinzugefügt wurde. Es sei angemerkt, dass interne Konfigurationen des ersten Kondensators 51 und des zweiten Kondensators 52 wie oben beschrieben geeignet gestaltet sein können und die in 10 bis 34 dargestellten Konfigurationsbeispiele umfassen können.
Die Kapazität C_ADJ ist zwischen eine Gate-Elektrode und eine Source-Elektrode des eingangsseitigen Klemmtransistors NT₁₁ geschaltet. Das heißt, ein erstes Ende der Kapazität C_ADJ ist mit der Gate-Elektrode des eingangsseitigen Klemmtransistors NT₁₁ verbunden und ein zweites Ende der Kapazität C_ADJ ist mit einer Drain-Elektrode eines Eingangstransistors verbunden. Ein Defekt, der auf einer in die Gate-Elektrode des eingangsseitigen Klemmtransistors NT₁₁ eingegebenen Spannung basiert, wie etwa Rauschen, kann durch Zuschalten der Kapazität C_ADJ, wie in 37 dargestellt, unterdrückt werden.
Ferner kann die Kapazität C_ADJ variabel sein, und die in die Gate-Elektrode des eingangsseitigen Klemmtransistors NT₁₁ eingegebene Spannung kann so angepasst werden, dass sie den Defekt basierend auf der Spannung effizienter unterdrückt, indem die Kapazität der Kapazität C_ADJ angepasst wird. Ferner kann die Kapazität C_ADJ gemäß einer analogen Verstärkung des Analog-Digital-Wandlers 130, die auf Grundlage eines durch den analogen Verstärkungssteuerabschnitt 53 erzeugten Steuersignals eingestellt wird, angepasst werden. Es sei angemerkt, dass es kein Problem gibt, selbst wenn die Kapazität der Kapazität C_ADJ auf null eingestellt wird, da die Konfiguration die gleiche wie die im Beispiel von 9 ist.
Ferner kann, wie die eingangsseitige Laststromquelle I₁₁ und die eingangsseitige Laststromquelle I₁₂ in 37, eine Signalleitung (VSS-Verdrahtung), die zum Verbinden eines Anschlusses jedes Elements mit der niederpotenzialseitigen Stromversorgung ausgelegt ist, von mehreren Elementen gemeinsam genutzt werden. Beispielsweise kann der zweite Kondensator 52 jedes der Komparatoren 131 mit derselben VSS-Verdrahtung verbunden sein.
38 ist ein Schaltbild, das ein zweites modifiziertes Beispiel des Komparators darstellt. Das Beispiel von 38 unterscheidet sich von dem Beispiel von 37 hinsichtlich der Anordnung, und die Kapazität C_ADJ ist zwischen eine Gate-Elektrode und eine Source-Elektrode des ausgangsseitigen Klemmtransistors NT₁₂ geschaltet. Der Rest ist ähnlich dem Beispiel von 37. Auch in dem Beispiel von 38 kann eine in die Gate-Elektrode des ausgangsseitigen Klemmtransistors NT₁₂ eingegebene Spannung durch Anpassen einer Kapazität der Kapazität C_ADJ angepasst werden. Dementsprechend kann der auf der Spannung basierende Defekt unterdrückt werden.
Ferner kann der Komparator 131 nicht nur sowohl den eingangsseitigen Klemmtransistor NT₁₁ als auch den ausgangsseitigen Klemmtransistor NT₁₂, sondern auch drei oder mehr Klemmtransistoren umfassen. In einem solchen Fall kann die Kapazität C_ADJ für einen oder mehrere der drei oder mehr Klemmtransistoren bereitgestellt sein.
Es sei angemerkt, dass die vorliegende Ausführungsform das Rauschen des Puffers 50, das in eine Gate-Elektrode des Eingangstransistors PT₁₁ eingegeben wird, durch Kapazitätsdämpfung unter Verwendung einer kapazitiven Spannungsteilung zwischen dem ersten Kondensator 51 und dem zweiten Kondensator 52 reduziert, aber eine Konfiguration, bei der die Kapazität C_ADJ zu dem herkömmlichen Konfigurationsbeispiel, wie in 5 oder dergleichen dargestellt, hinzugefügt wird, ist hinsichtlich des Anpassens der in die Gate-Elektrode des Klemmtransistors eingegebenen Spannung ebenfalls effektiv. 39 veranschaulicht ein Konfigurationsbeispiel, bei dem die Kapazität C_ADJ zu dem herkömmlichen Konfigurationsbeispiel hinzugefügt wurde.
<Anwendungsbeispiele>
Die Bildgebungsvorrichtung gemäß der oben beschriebenen vorliegenden Ausführungsform kann für verschiedene Vorrichtungen verwendet werden, die Licht, wie zum Beispiel sichtbares Licht, Infrarotlicht, Ultraviolettlicht und Röntgenstrahlen, erfassen, wie in 40 dargestellt. Spezifische Beispiele der verschiedenen Vorrichtungen sind nachstehend angegeben.

• Eine Vorrichtung, das ein Bild zur Verwendung beim Betrachten aufnimmt, wie etwa eine Digitalkamera oder eine tragbare Vorrichtung, die mit einer Kamerafunktion ausgestattet ist
• Eine im Transportwesen verwendete Vorrichtung, wie etwa ein an einem Fahrzeug montierter Sensor, der Bilder eines vorderen Bereichs, eines hinteren Bereichs, einer Umgebung, eines Innenbereichs und dergleichen eines Fahrzeugs aufnimmt, eine Überwachungskamera, die fahrende Fahrzeuge und Straßen überwacht, oder ein Entfernungsmesssensor, der einen Abstand zwischen Fahrzeugen und dergleichen misst, zur Fahrsicherheit, wie zum Beispiel automatisches Anhalten, Erkennen eines Fahrerzustands und dergleichen
• Eine Vorrichtung, die für Haushaltsgeräte wie etwa einen Fernseher, einen Kühlschrank und eine Klimaanlage verwendet wird, um ein Bild einer Geste eines Benutzers aufzunehmen und ein solches Gerät entsprechend der Geste zu bedienen
• Eine Vorrichtung, die für die medizinische Versorgung und Gesundheitsversorgung verwendet wird, wie etwa ein Endoskop oder eine Vorrichtung, die Angiografie durch den Empfang von Infrarotlicht durchführt
• Eine Vorrichtung, die zu Sicherheitszwecken verwendet wird, wie etwa eine Überwachungskamera für eine Kriminalitätspräventionsanwendung oder eine Kamera für eine Personenauthentifizierungsanwendung
• Eine Vorrichtung für die Kosmetik, wie ein Hautmessgerät, das ein Bild einer Haut aufnimmt, oder ein Mikroskop, das ein Bild einer Kopfhaut aufnimmt
• Eine Vorrichtung, die für Sport verwendet wird, wie etwa eine Action-Kamera oder eine Wearable-Kamera für Sportanwendungen und dergleichen
• Eine Vorrichtung, die für Landwirtschaft verwendet wird, wie etwa eine Kamera zum Überwachen des Zustands von Feldern und Nutzpflanzen

<Anwendungsbeispiele der Technologie gemäß der vorliegenden Offenbarung>
Die Technologie gemäß der vorliegenden Offenbarung kann auf verschiedene Produkte angewendet werden. Nachfolgend werden spezifischere Anwendungsbeispiele beschrieben.
[Elektronische Einrichtung der vorliegenden Offenbarung]
Hier werden Fälle, in denen die vorliegende Erfindung auf ein Bildgebungssystem, wie etwa eine digitale Standbildkamera oder eine Videokamera, ein mobiles Endgerät mit einer Bildgebungsfunktion, wie etwa ein Mobiltelefon, und eine elektronische Einrichtung, wie etwa einen Kopierer, der eine Bildgebungsvorrichtung als Bildlesegerät verwendet, angewendet wird, beschrieben.
(Beispiel eines Bildgebungssystems)
41 ist ein Blockdiagramm, das ein Konfigurationsbeispiel eines Bildgebungssystems darstellt, das ein Beispiel der elektronischen Einrichtung der vorliegenden Offenbarung ist.
Wie in 41 dargestellt, umfasst ein Bildgebungssystem 100 gemäß dem vorliegenden Beispiel ein optisches Bildgebungssystem 101 mit einer Linsengruppe und dergleichen, einen Bildgebungsabschnitt 102, eine Digitalsignalprozessor(DSP)-Schaltung 103, einen Framespeicher 104, eine Anzeigevorrichtung 105, eine Aufzeichnungsvorrichtung 106, ein Betriebssystem 107, ein Stromversorgungssystem 108 und dergleichen. Dann sind die DSP-Schaltung 103, der Framespeicher 104, die Anzeigevorrichtung 105, die Aufzeichnungsvorrichtung 106, das Betriebssystem 107 und das Stromversorgungssystem 108 so konfiguriert, dass sie über eine Busleitung 109 miteinander verbunden sind.
Das optische Bildgebungssystem 101 erfasst einfallendes Licht (Bildlicht) von einem Motiv und bildet ein Bild auf einer Bildgebungsoberfläche des Bildgebungsabschnitts 102. Der Bildgebungsabschnitt 102 wandelt die Menge des einfallenden Lichts, dessen Bild auf der Bildgebungsoberfläche durch das optische System 101 gebildet wurde, in ein elektrisches Signal in Einheiten von Pixeln um und gibt das elektrische Signal als ein Pixelsignal aus. Die DSP-Schaltung 103 führt eine allgemeine Kamerasignalverarbeitung durch, beispielsweise eine Weißabgleichverarbeitung, Demosaikverarbeitung, Gammakorrekturverarbeitung und dergleichen.
Der Framespeicher 104 wird in geeigneter Weise zum Speichern von Daten in dem Prozess der Signalverarbeitung in der DSP-Schaltung 103 verwendet. Die Anzeigevorrichtung 105 umfasst eine Panel-Anzeigevorrichtung, wie etwa eine Flüssigkristallanzeigevorrichtung oder eine Anzeigevorrichtung mit organischer Elektrolumineszenz (EL), und zeigt ein Bewegtbild oder ein Standbild an, das durch den Bildgebungsabschnitt 102 abgebildet wird. Die Aufzeichnungsvorrichtung 106 zeichnet das Bewegtbild oder das Standbild, das durch den Bildgebungsabschnitt 102 abgebildet wird, auf einem Aufzeichnungsmedium, wie etwa einem tragbaren Halbleiterspeicher, einer optischen Platte oder einem Festplattenlaufwerk (HDD), auf.
Das Betriebssystem 107 gibt Betriebsbefehle für verschiedene Funktionen der Bildgebungsvorrichtung 100 unter Operationen eines Benutzers aus. Das Stromversorgungssystem 108 versorgt diese Versorgungsziele in geeigneter Weise mit verschiedenen Energiequellen, die als Betriebsenergiequellen der DSP-Schaltung 103, des Framespeichers 104, der Anzeigevorrichtung 105, der Aufzeichnungsvorrichtung 106 und des Betriebssystems 107 dienen.
In dem Bildgebungssystem 100 mit der oben beschriebenen Konfiguration kann die Bildgebungsvorrichtung gemäß der oben beschriebenen Ausführungsform als der Bildgebungsabschnitt 102 verwendet werden. Gemäß der Bildgebungsvorrichtung kann der Energieverbrauch eines Analog-Digital-Wandlers reduziert werden, und somit kann der Energieverbrauch der Bildgebungsvorrichtung reduziert werden. Zudem kann selbst in einem Fall, in dem ein Puffer vor einem Kapazitätselement zum Absorbieren eines Offsets bereitgestellt ist, um eine Ansteuerungskraft eines Referenzsignals einer Rampenwelle zu erhöhen und eine Ausgangsimpedanz in einem Single-Slope-Analog-Digital-Wandler zu reduzieren, das Rauschen des Puffers reduziert werden, ohne ein Ausgangsende des Puffers zwischen Pixelspalten zu schalten, und somit kann ein erfasstes Bild mit hoher Bildqualität erhalten werden.
(Beispiel für eine Anwendung auf einen mobilen Körper)
Die Technologie gemäß der vorliegenden Offenbarung (vorliegende Technologie) kann auf verschiedene Produkte angewendet werden. Zum Beispiel kann die Technologie gemäß der vorliegenden Offenbarung als eine Bildgebungsvorrichtung umgesetzt werden, die auf einer beliebigen Art eines mobilen Körpers montiert ist, wie etwa einem Automobil, einem Elektrofahrzeug, einem Hybrid-Elektrofahrzeug, einem Motorrad, einem Fahrrad, einem Personentransportmittel, einem Flugzeug, einer Drohne, einem Schiff, einem Roboter, einer Baumaschine und einer landwirtschaftlichen Maschine (Traktor).
42 ist ein Blockdiagramm, das ein schematisches Konfigurationsbeispiel für ein Fahrzeugsteuersystem als Beispiel für ein Mobilkörpersteuersystem darstellt, auf das die Technologie gemäß der vorliegenden Offenbarung angewendet werden kann.
Das Fahrzeugsteuersystem 12000 umfasst mehrere elektronische Steuereinheiten, die über ein Kommunikationsnetz 12001 miteinander verbunden sind. Bei dem in 42 dargestellten Beispiel umfasst das Fahrzeugsteuersystem 12000 eine Antriebssystemsteuereinheit 12010, eine Karosseriesystemsteuereinheit 12020 eine Fahrzeugaußenbereichsinformationsdetektionseinheit 12030, eine Fahrzeuginnenbereichsinformationsdetektionseinheit 12040 und eine integrierte Steuereinheit 12050. Ferner werden ein Mikrocomputer 12051, ein Ton/Bild-Ausgabeabschnitt 12052 und eine Fahrzeugbordnetzschnittstelle (SST) 12053 als eine Funktionskonfiguration der integrierten Steuereinheit 12050 dargestellt.
Die Antriebssystemsteuereinheit 12010 steuert den Betrieb von Vorrichtungen im Zusammenhang mit dem Antriebssystem des Fahrzeugs gemäß verschiedenen Arten von Programmen. Zum Beispiel dient die Antriebssystemsteuereinheit 12010 als eine Steuervorrichtung für eine Antriebskrafterzeugungsvorrichtung zum Erzeugen der Antriebskraft des Fahrzeugs, wie etwa einen Verbrennungsmotor, einen Antriebsmotor oder dergleichen, einen Antriebskraftübertragungsmechanismus zum Übertragen der Antriebskraft an Räder, einen Lenkmechanismus zum Anpassen des Lenkwinkels des Fahrzeugs, eine Bremsvorrichtung zum Erzeugen der Bremskraft des Fahrzeugs und dergleichen.
Die Karosseriesystemsteuereinheit 12020 steuert den Betrieb verschiedener Arten von Vorrichtungen, die an der Fahrzeugkarosserie bereitgestellt sind, gemäß verschiedenen Arten von Programmen. Die Karosseriesystemsteuereinheit 12020 dient zum Beispiel als eine Steuervorrichtung für ein schlüsselloses Zugangssystem, ein Smart-Schlüssel-System, eine elektrische Fensterhebervorrichtung oder verschiedene Arten von Lampen, wie etwa einen Scheinwerfer, eine Rückleuchte, ein Bremslicht, ein Fahrtrichtungssignal, ein Nebellicht oder dergleichen. In diesem Fall können Funkwellen, die von einer mobilen Vorrichtung übertragen werden, als eine Alternative zu einem Schlüssel oder Signale verschiedener Arten von Schaltern in die Karosseriesystemsteuereinheit 12020 eingegeben werden. Die Karosseriesystemsteuereinheit 12020 empfängt diese eingegebenen Funkwellen oder Signale und steuert eine Türverriegelungsvorrichtung, die elektrische Fensterhebervorrichtung, die Lampen oder dergleichen des Fahrzeugs.
Die Fahrzeugaußenbereichsinformationsdetektionseinheit 12030 detektiert Informationen über den Außenbereich des Fahrzeugs, das das Fahrzeugsteuersystem 12000 umfasst. Zum Beispiel ist die Fahrzeugaußenbereichsinformationsdetektionseinheit 12030 mit einem Bildgebungsabschnitt 12031 verbunden. Die Fahrzeugaußenbereichsinformationsdetektionseinheit 12030 bewirkt, dass der Bildgebungsabschnitt 12031 ein Bild des Außenbereichs des Fahrzeugs bildlich erfasst, und empfängt das erfasste Bild. Basierend auf dem empfangenen Bild kann die Fahrzeugaußenbereichsinformationsdetektionseinheit 12030 eine Verarbeitung zum Detektieren eines Objekts, wie etwa eines Menschen, eines Fahrzeugs, eines Hindernisses, eines Zeichens, eines Symbols auf einer Straßenoberfläche oder dergleichen oder eine Verarbeitung zum Detektieren einer Entfernung zu diesen durchführen.
Der Bildgebungsabschnitt 12031 ist ein optischer Sensor, der Licht empfängt und der ein elektrisches Signal ausgibt, das einer empfangenen Lichtmenge des Lichts entspricht. Der Bildgebungsabschnitt 12031 kann das elektrische Signal als ein Bild ausgeben oder kann das elektrische Signal als Informationen über eine gemessene Entfernung ausgeben. Ferner kann das Licht, das durch den Bildgebungsabschnitt 12031 empfangen wird, sichtbares Licht oder nichtsichtbares Licht, wie etwa Infrarotstrahlen oder dergleichen, sein.
Die Fahrzeuginnenbereichsinformationsdetektionseinheit 12040 detektiert Informationen über den Innenbereich des Fahrzeugs. Die Fahrzeuginnenbereichsinformationsdetektionseinheit 12040 ist zum Beispiel mit einem Fahrerzustandsdetektionsabschnitt 12041 verbunden, der den Zustand eines Fahrers detektiert. Der Fahrerzustandsdetektionsabschnitt 12041 umfasst zum Beispiel eine Kamera, die ein Bild des Fahrers erfasst, und die Fahrzeuginnenbereichsinformationsdetektionseinheit 12040 kann auf Grundlage von Detektionsinformationen, die von dem Fahrerzustandsdetektionsabschnitt 12041 eingegeben werden, einen Ermüdungsgrad des Fahrers oder einen Konzentrationsgrad des Fahrers berechnen oder bestimmen, ob der Fahrer döst.
Der Mikrocomputer 12051 kann einen Steuersollwert für die Antriebskrafterzeugungsvorrichtung, den Lenkmechanismus oder die Bremsvorrichtung basierend auf den Informationen über den Innenbereich und den Außenbereich des Fahrzeugs berechnen, die durch die Fahrzeugaußenbereichsinformationsdetektionseinheit 12030 oder die Fahrzeuginnenbereichsinformationsdetektionseinheit 12040 erfasst werden, und einen Steuerbefehl an die Antriebssystemsteuereinheit 12010 ausgeben. Zum Beispiel kann der Mikrocomputer 12051 eine kooperative Steuerung durchführen, die zum Implementieren von Funktionen eines Fahrassistenzsystems (FAS) vorgesehen ist, dessen Funktionen eine Kollisionsvermeidung oder Stoßabschwächung für das Fahrzeug, eine Folgefahrt basierend auf einer Folgeentfernung, eine Fahrt mit Fahrzeuggeschwindigkeitsbeibehaltung, eine Fahrzeugkollisionswarnung, eine Fahrzeugspurverlassenswarnung oder dergleichen beinhalten.
Ferner kann der Mikrocomputer 12051 eine kooperative Steuerung durchführen, vorgesehen für automatisiertes Fahren, was bewirkt, dass das Fahrzeug autonom ohne Abhängigkeit von der Bedienung des Fahrers fährt, oder dergleichen, indem die Antriebskrafterzeugungsvorrichtung, der Lenkmechanismus, die Bremsvorrichtung oder dergleichen basierend auf den Informationen über die Umgebung des Fahrzeugs gesteuert werden, die durch die Fahrzeugaußenbereichsinformationsdetektionseinheit 12030 oder die Fahrzeuginnenbereichsinformationsdetektionseinheit 12040 erhalten werden.
Ferner kann der Mikrocomputer 12051 einen Steuerbefehl an die Karosseriesystemsteuereinheit 12020 basierend auf den Informationen bezüglich des Außenbereichs des Fahrzeugs ausgeben, wobei die Informationen durch die Fahrzeugaußenbereichsinformationsdetektionseinheit 12030 erhalten werden. Der Mikrocomputer 12051 kann zum Beispiel eine kooperative Steuerung durchführen, die auf das Verhindern einer Blendung abzielt, indem der Scheinwerfer so gesteuert wird, dass er zum Beispiel von einem Fernlicht zu einem Abblendlicht gemäß der Position eines vorausfahrenden Fahrzeuges oder eines entgegenkommenden Fahrzeugs wechselt, das durch die Fahrzeugaußenbereichsinformationsdetektionseinheit 12030 detektiert wird.
Der Ton/Bild-Ausgabeabschnitt 12052 überträgt ein Ausgabesignal eines Tons und/oder eines Bilds an eine Ausgabevorrichtung, die dazu in der Lage ist, einem Insassen des Fahrzeuges oder dem Außenbereich des Fahrzeugs Informationen visuell oder akustisch mitzuteilen. Bei dem Beispiel von 42 werden ein Audiolautsprecher 12061, ein Anzeigeabschnitt 12062 und ein Armaturenbrett 12063 als die Ausgabevorrichtung veranschaulicht. Der Anzeigeabschnitt 12062 kann zum Beispiel eine On-Board-Anzeige und/oder eine Head-Up-Anzeige umfassen.
43 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Installationsposition des Bildgebungsabschnitts 12031 darstellt.
In 43 umfasst ein Fahrzeug 12100 Bildgebungsabschnitte 12101, 12102, 12103, 12104 und 12105 als die Bildgebungsabschnitte 12031.
Die Bildgebungsabschnitte 12101, 12102, 12103, 12104 und 12105 sind zum Beispiel an Positionen an einem Vorderende, Seitenspiegeln, einem hinteren Stoßfänger und einer Hecktür des Fahrzeugs 12100 und einer Position an einem oberen Teil einer Windschutzscheibe im Inneren des Fahrzeugs angeordnet. Der Bildgebungsabschnitt 12101, der an dem Vorderende bereitgestellt ist, und der Bildgebungsabschnitt 12105, der an dem oberen Teil der Windschutzscheibe im Inneren des Fahrzeugs bereitgestellt ist, erhalten hauptsächlich ein Bild der Vorderseite des Fahrzeugs 12100. Die Bildgebungsabschnitte 12102 und 12103, die an den Seitenspiegeln bereitgestellt sind, erhalten hauptsächlich Bilder der Seiten des Fahrzeugs 12100. Der Bildgebungsabschnitt 12104, der am hinteren Stoßfänger oder an der Hecktür bereitgestellt ist, erhält hauptsächlich ein Bild der Hinterseite des Fahrzeugs 12100. Das durch die Bildgebungsabschnitte 12101 und 12105 erfasste Bild der Vorderseite wird hauptsächlich verwendet, um ein vorausfahrendes Fahrzeug, einen Fußgänger, ein Hindernis, eine Verkehrsampel, ein Verkehrszeichen, eine Fahrspur und dergleichen zu detektieren.
Es sei angemerkt, dass 43 beispielhafte Erfassungsbereiche der Bildgebungsabschnitte 12101 bis 12104 veranschaulicht. Ein Bildgebungsbereich 12111 repräsentiert den Bildgebungsbereich des an dem Vorderende bereitgestellten Bildgebungsabschnitts 12101. Die Bildgebungsbereiche 12112 und 12113 repräsentieren jeweils die Bildgebungsbereiche der Bildgebungsabschnitte 12102 und 12103, die an den Seitenspiegeln bereitgestellt sind. Ein Bildgebungsbereich 12114 repräsentiert den Bildgebungsbereich des Bildgebungsabschnitts 12104, der an dem hinteren Stoßfänger oder der Hecktür bereitgestellt ist. Ein von oben gesehenes Vogelperspektivenbild des Fahrzeugs 12100 kann zum Beispiel durch Überlagern von Bilddaten, die durch die Bildgebungsabschnitte 12101 bis 12104 erfasst werden, erhalten werden.
Mindestens einer der Bildgebungsabschnitte 12101 bis 12104 kann eine Funktion zum Erhalten von Abstandsinformationen aufweisen. Zum Beispiel kann mindestens einer der Bildgebungsabschnitte 12101 bis 12104 eine Stereokamera sein, die aus mehreren Bildgebungselementen besteht, oder kann ein Bildgebungselement mit Pixeln zur Phasendifferenzdetektion sein.
Zum Beispiel kann der Mikrocomputer 12051 einen Abstand zu jedem dreidimensionalen Objekt innerhalb der Bildgebungsbereiche 12111 bis 12114 und eine zeitliche Änderung des Abstands (relative Geschwindigkeit bezüglich des Fahrzeugs 12100) basierend auf den Abstandsinformationen, die von den Bildgebungsabschnitten 12101 bis 12104 erhalten werden, bestimmen und dadurch ein nächstes dreidimensionales Objekt, das insbesondere auf einem Bewegungspfad des Fahrzeugs 12100 vorhanden ist und das im Wesentlichen in der gleichen Richtung wie das Fahrzeug 12100 mit einer vorbestimmten Geschwindigkeit fährt (zum Beispiel gleich oder größer als 0 km/h) als ein vorausfahrendes Fahrzeug extrahieren. Zudem kann der Mikrocomputer 12051 einen Folgeabstand, der zu dem vorausfahrenden Fahrzeug einzuhalten ist, im Voraus einstellen und kann eine automatische Bremssteuerung (einschließlich einer Folgestoppsteuerung), eine automatische Beschleunigungssteuerung (einschließlich einer Folgestartsteuerung) oder dergleichen durchführen. Es ist dementsprechend möglich, eine kooperative Steuerung durchzuführen, die auf das automatisierte Fahren abzielt, das bewirkt, dass das Fahrzeug autonom ohne Abhängigkeit von einer Bedienung des Fahrers oder dergleichen fährt.
Zum Beispiel kann der Mikrocomputer 12051 dreidimensionale Objektdaten über dreidimensionale Objekte in dreidimensionale Objektdaten eines zweirädrigen Fahrzeugs, eines Fahrzeugs mit Standardgröße, eines Fahrzeugs mit großer Größe, eines Fußgängers, eines Strommasts und anderer dreidimensionaler Objekte basierend auf den Abstandsinformationen, die von den Bildgebungsabschnitten 12101 bis 12104 erhalten werden, klassifizieren, die klassifizierten dreidimensionalen Objektdaten extrahieren und die extrahierten dreidimensionalen Objektdaten für eine automatische Vermeidung eines Hindernisses verwenden. Zum Beispiel identifiziert der Mikrocomputer 12051 Hindernisse um das Fahrzeug 12100 herum als Hindernisse, die der Fahrer des Fahrzeugs 12100 visuell erkennen kann, und Hindernisse, die der Fahrer des Fahrzeugs 12100 schwer visuell erkennen kann. Dann bestimmt der Mikrocomputer 12051 ein Kollisionsrisiko, das ein Risiko für eine Kollision mit jedem Hindernis angibt. In einer Situation, in der das Kollisionsrisiko gleich einem oder höher als ein festgelegter Wert ist und es dementsprechend eine Möglichkeit einer Kollision gibt, gibt der Mikrocomputer 12051 eine Warnung an den Fahrer über den Audiolautsprecher 12061 oder den Anzeigeabschnitt 12062 aus und führt eine erzwungene Verlangsamung oder eine Ausweichlenkung über die Antriebssystemsteuereinheit 12010 durch. Der Mikrocomputer 12051 kann somit das Fahren unterstützen, um eine Kollision zu vermeiden.
Mindestens einer der Bildgebungsabschnitte 12101 bis 12104 kann eine Infrarotkamera sein, die Infrarotstrahlen detektiert. Der Mikrocomputer 12051 kann zum Beispiel einen Fußgänger erkennen, indem er bestimmt, ob es einen Fußgänger in bildlich erfassten Bildern der Bildgebungsabschnitte 12101 bis 12104 gibt. Eine solche Erkennung eines Fußgängers wird zum Beispiel durch eine Prozedur zum Extrahieren von charakteristischen Punkten in den bildlich erfassten Bildern der Bildgebungsabschnitte 12101 bis 12104 als Infrarotkameras und eine Prozedur zum Bestimmen, ob es der Fußgänger ist oder nicht, durchgeführt, indem eine Musterabgleichverarbeitung an einer Reihe von charakteristischen Punkten, die die Kontur des Objekts repräsentieren, durchgeführt wird. Wenn der Mikrocomputer 12051 bestimmt, dass es in den bildlich erfassten Bildern der Bildaufnahmeabschnitte 12101 bis 12104 einen Fußgänger gibt, und dementsprechend den Fußgänger erkennt, steuert der Ton/Bild-Ausgabeabschnitt 12052 den Anzeigeabschnitt 12062 derart, dass eine quadratische Konturlinie zur Hervorhebung so angezeigt wird, dass sie auf dem erkannten Fußgänger überlagert wird. Ferner kann der Ton/Bild-Ausgabeabschnitt 12052 den Anzeigeabschnitt 12062 auch so steuern, dass ein Symbol oder dergleichen, das den Fußgänger repräsentiert, an einer gewünschten Position angezeigt wird.
Ein Beispiel für das Fahrzeugsteuersystem, auf das die Technologie gemäß der vorliegenden Offenbarung angewendet werden kann, wurde oben beschrieben. Die Technologie gemäß der vorliegenden Offenbarung kann zum Beispiel auf den Bildgebungsabschnitt 12031 und dergleichen unter den oben beschriebenen Konfigurationen angewendet werden. Dann ist es möglich, einen geringen Energieverbrauch eines Analog-Digital-Wandlers und schließlich einen geringen Energieverbrauch der Bildgebungsvorrichtung zu erreichen, indem die Technologie gemäß der vorliegenden Offenbarung auf den Bildgebungsabschnitt 12031 und dergleichen angewendet wird, und somit es ist möglich, zu einem geringen Energieverbrauch des Fahrzeugsteuerungssystems beizutragen. Zudem kann selbst in einem Fall, in dem ein Puffer vor einem Kapazitätselement zum Absorbieren eines Offsets bereitgestellt ist, um eine Ansteuerungskraft eines Referenzsignals einer Rampenwelle zu erhöhen und eine Ausgangsimpedanz in einem Single-Slope-Analog-Digital-Wandler zu reduzieren, das Rauschen des Puffers reduziert werden, ohne ein Ausgangsende des Puffers zwischen Pixelspalten zu schalten, und somit kann ein erfasstes Bild mit hoher Bildqualität erhalten werden.
<Konfiguration, die durch die vorliegende Offenbarung verwendet werden kann>
Es sei angemerkt, dass die vorliegende Technologie auch die folgenden Konfigurationen aufweisen kann.
<<A. Bildgebungsvorrichtung>>
[A-01] Eine Bildgebungsvorrichtung, die Folgendes umfasst:

eine Laststromquelle;
einen Komparator, umfassend einen Eingangstransistor, der zwischen eine Signalleitung, die ein aus einem Pixel gelesenes Signal überträgt, und die Laststromquelle geschaltet ist;
einen ersten Kondensator, der ein vorbestimmtes Referenzsignal in eine Gate-Elektrode des Eingangstransistors eingibt; und
einen zweiten Kondensator, der zwischen die Gate-Elektrode des Eingangstransistors und einen Referenzpotenzialknoten geschaltet ist.

[A-02] Die Bildgebungsvorrichtung nach oben beschriebenem Punkt [A-01], wobei
der erste Kondensator und der zweite Kondensator das vorbestimmte Referenzsignal, das in die Gate-Elektrode des Eingangstransistors eingegeben wird, durch kapazitive Spannungsteilung dämpfen.
[A-03] Die Bildgebungsvorrichtung nach oben beschriebenem Punkt [A-02], wobei
der erste Kondensator und der zweite Kondensator jeweils ein variables Kapazitätselement mit einem variablen Kapazitätswert umfassen.
[A-04] Die Bildgebungsvorrichtung nach oben beschriebenem Punkt [A-03], wobei
der Kapazitätswert sowohl des ersten Kondensators als auch des zweiten Kondensators abhängig von einer analogen Verstärkung eines Analog-Digital-Wandlers, der den Komparator umfasst, variabel ist.
[A-05] Die Bildgebungsvorrichtung nach oben beschriebenem Punkt [A-02], wobei
der erste Kondensator und der zweite Kondensator mehrere Kapazitätselemente, die jeweils ein mit der Gate-Elektrode des Eingangstransistors verbundenes erstes Ende aufweisen, und mehrere Schaltelemente, die jeweils zwischen zweite Enden der mehreren Kapazitätselemente geschaltet sind, umfassen.
[A-06] Die Bildgebungsvorrichtung nach oben beschriebenem Punkt [A-05], wobei
das Schaltelement auch zwischen einem Referenzpotenzialknoten und dem zweiten Ende des Kapazitätselements auf der Seite des Referenzpotenzialknotens unter den mehreren Kapazitätselementen bereitgestellt ist.
[A-07] Die Bildgebungsvorrichtung nach einem der oben beschriebenen Punkte [A-01] bis [A-06], wobei
das vorbestimmte Referenzsignal eine Spannung mit einer geneigten Wellenform ist, die sich linear mit einer vorbestimmten Steigung ändert.
[A-08] Die Bildgebungsvorrichtung nach oben beschriebenem Punkt [A-07], wobei
der Komparator eine Spannung der Signalleitung mit der Spannung der geneigten Wellenform vergleicht.
[A-09] Die Bildgebungsvorrichtung nach oben beschriebenem Punkt [A-08], wobei
eine Amplitude der Spannung der geneigten Wellenform durch kapazitive Spannungsteilung unter Verwendung des ersten Kondensators und des zweiten Kondensators gedämpft wird.
[A-10] Die Bildgebungsvorrichtung nach oben beschriebenem Punkt [A-09], die ferner Folgendes umfasst:

einen Referenzsignalerzeugungsabschnitt, der die Spannung der geneigten Wellenform erzeugt, wobei
der Referenzsignalerzeugungsabschnitt die Amplitude der Spannung der geneigten Wellenform im Voraus groß einstellt, sodass eine Amplitude nach dem Dämpfen mittels der kapazitiven Spannungsteilung eine gewünschte Amplitude wird.

[A-11] Die Bildgebungsvorrichtung nach einem der oben beschriebenen Punkte [A-07] bis [A-10], die ferner Folgendes umfasst:

einen analogen Verstärkungssteuerabschnitt, der eine analoge Verstärkung eines Analog-Digital-Wandlers durch Anpassen einer Amplitude der Spannung der geneigten Wellenform steuert.

[A-12] Die Bildgebungsvorrichtung nach oben beschriebenem Punkt [A-11], wobei
der analoge Verstärkungssteuerabschnitt die Amplitude der Spannung der geneigten Wellenform und die Kapazitätswerte des ersten Kondensators und des zweiten Kondensators steuert.
[A-13] Die Bildgebungsvorrichtung nach einem der oben beschriebenen Punkte [A-01] bis [A-12], wobei
die Laststromquelle eine eingangsseitige Laststromquelle und eine ausgangsseitige Laststromquelle umfasst,
der Eingangstransistor zwischen die Signalleitung und die eingangsseitige Laststromquelle geschaltet ist, und
der Komparator einen Ausgangstransistor umfasst, der zwischen die Signalleitung und die ausgangsseitige Laststromquelle geschaltet ist und einen Ausgang des Eingangstransistors als Gate-Eingang verwendet.
[A-14] Die Bildgebungsvorrichtung nach oben beschriebenem Punkt [A-13], wobei
der Komparator Folgendes umfasst: einen eingangsseitigen Kaskodenschaltungstransistor, der zwischen den Eingangstransistor und die eingangsseitige Laststromquelle geschaltet ist; und einen ausgangsseitigen Kaskodenschaltungstransistor, der zwischen den Ausgangstransistor und die ausgangsseitige Laststromquelle geschaltet ist.
[A-15] Die Bildgebungsvorrichtung nach einem der oben beschriebenen Punkte [A-01] bis [A-14], die ferner Folgendes umfasst:

eine Rauschkorrekturschaltung, die eine Korrekturspannung, die einem Rauschen einer Pixelstromversorgung entspricht, einem Referenzsignal überlagert, das durch einen Referenzsignalerzeugungsabschnitt erzeugt wird, wobei
die Rauschkorrekturschaltung eine Verstärkung zum Erzeugen der Korrekturspannung gemäß einem Umschalten des Kapazitätswerts sowohl des ersten Kondensators als auch des zweiten Kondensators umschaltet.

[A-16] Die Bildgebungsvorrichtung nach oben beschriebenem Punkt [A-15], wobei
die Rauschkorrekturschaltung eine Rauschkorrekturspannung, die auf einer in dem Pixel verwendeten Referenzspannung transportiert wird, dem Referenzsignal überlagert, das durch den Referenzsignalerzeugungsabschnitt erzeugt wird.
[A-17] Die Bildgebungsvorrichtung nach einem der oben beschriebenen Punkte [A-04] bis [A-16], die ferner Folgendes umfasst:

einen Steuerabschnitt, der ein Referenzsignaleinstellungssignal zum Erzeugen des Referenzsignals durch den Referenzsignalerzeugungsabschnitt und ein Schaltereinstellungssignal zum Schalten der mehreren Schaltelemente einstellt, wenn die analoge Verstärkung des Analog-Digital-Wandlers gesteuert wird.

[A-18] Die Bildgebungsvorrichtung nach oben beschriebenem Punkt [A-17], die ferner Folgendes umfasst:

einen Logikschaltungsabschnitt, der Beleuchtungsstärkedaten auf Grundlage von Daten nach einer Analog-Digital-Umwandlung durch den Analog-Digital-Wandler erzeugt.

[A-19] Die Bildgebungsvorrichtung nach oben beschriebenem Punkt [A-18], wobei
der Steuerabschnitt das Referenzsignaleinstellungssignal und das Schaltereinstellungssignal auf Grundlage der durch den Logikschaltungsabschnitt erzeugten Beleuchtungsstärkedaten einstellt.
[A-20] Die Bildgebungsvorrichtung nach einem der oben beschriebenen Punkte [A-01] bis [A-19], wobei
der Vergleichsabschnitt ferner Folgendes umfasst:
einen Ausgangstransistor mit einer Source-Elektrode, die mit einer Source-Elektrode des Eingangstransistors verbunden ist, und einer Gate-Elektrode, die mit einer Drain-Elektrode des Eingangstransistors verbunden ist;
einen Klemmtransistor mit einer Drain-Elektrode, die mit der Source-Elektrode des Eingangstransistors verbunden ist, und einer Source-Elektrode, die mit der Drain-Elektrode des Eingangstransistors verbunden ist; und
einen dritten Kondensator mit einem ersten Ende, das mit einer Gate-Elektrode des Klemmtransistors verbunden ist, und einem zweiten Ende, das mit der Drain-Elektrode des Eingangstransistors verbunden ist.
[A-21] Die Bildgebungsvorrichtung nach einem der oben beschriebenen Punkte [A-01] bis [A-20], wobei
der Vergleichsabschnitt ferner Folgendes umfasst:

einen Ausgangstransistor mit einer Source-Elektrode, die mit einer Source-Elektrode des Eingangstransistors verbunden ist, und einer Gate-Elektrode, die mit einer Drain-Elektrode des Eingangstransistors verbunden ist;
einen Klemmtransistor mit einer Drain-Elektrode, die mit der Source-Elektrode des Eingangstransistors verbunden ist, und einer Source-Elektrode, die mit der Drain-Elektrode des Ausgangstransistors verbunden ist; und
einen dritten Kondensator mit einem ersten Ende, das mit einer Gate-Elektrode des Klemmtransistors verbunden ist, und einem zweiten Ende, das mit der Drain-Elektrode des Ausgangstransistors verbunden ist.

[A-22] Die Bildgebungsvorrichtung nach oben beschriebenem Punkt [A-20] oder [A-21], wobei
ein Kapazitätswert des dritten Kondensators abhängig von einer analogen Verstärkung eines Analog-Digital-Wandlers, der den Komparator umfasst, variiert.
<<B. Elektronische Einrichtung>>
[B-01] Eine elektronische Einrichtung, die eine Bildgebungsvorrichtung umfasst, die Folgendes umfasst:

[B-02] Die elektronische Einrichtung nach [B-01], wobei der erste Kondensator und der zweite Kondensator das vorbestimmte Referenzsignal, das in die Gate-Elektrode des Eingangstransistors eingegeben wird, durch kapazitive Spannungsteilung dämpfen.
[B-03] Die elektronische Einrichtung nach oben beschriebenem Punkt [B-02], wobei
der erste Kondensator und der zweite Kondensator jeweils ein variables Kapazitätselement mit einem variablen Kapazitätswert umfassen.
[B-04] Die elektronische Einrichtung nach oben beschriebenem Punkt [B-03], wobei
der Kapazitätswert sowohl des ersten Kondensators als auch des zweiten Kondensators abhängig von einer analogen Verstärkung eines Analog-Digital-Wandlers, der den Komparator umfasst, variabel ist.
[B-05] Die elektronische Einrichtung nach oben beschriebenem Punkt [B-02], wobei
der erste Kondensator und der zweite Kondensator mehrere Kapazitätselemente, die jeweils ein mit der Gate-Elektrode des Eingangstransistors verbundenes erstes Ende aufweisen, und mehrere Schaltelemente, die jeweils zwischen zweite Enden der mehreren Kapazitätselemente geschaltet sind, umfassen.
[B-06] Die elektronische Einrichtung nach oben beschriebenem Punkt [B-05], wobei
das Schaltelement auch zwischen einem Referenzpotenzialknoten und dem zweiten Ende des Kapazitätselements auf der Seite des Referenzpotenzialknotens unter den mehreren Kapazitätselementen bereitgestellt ist.
[B-07] Die elektronische Einrichtung nach einem der oben beschriebenen Punkte [B-01] bis [B-06], wobei
das vorbestimmte Referenzsignal eine Spannung mit einer geneigten Wellenform ist, die sich linear mit einer vorbestimmten Steigung ändert.
[B-08] Die elektronische Einrichtung nach oben beschriebenem Punkt [B-07], wobei
der Komparator eine Spannung der Signalleitung mit der Spannung der geneigten Wellenform vergleicht.
[B-09] Die elektronische Einrichtung nach oben beschriebenem Punkt [B-08], wobei
eine Amplitude der Spannung der geneigten Wellenform durch kapazitive Spannungsteilung unter Verwendung des ersten Kondensators und des zweiten Kondensators gedämpft wird.
[B-10] Die elektronische Einrichtung nach oben beschriebenem Punkt [B-09], die ferner Folgendes umfasst:
einen Referenzsignalerzeugungsabschnitt, der die Spannung der geneigten Wellenform erzeugt, wobei
der Referenzsignalerzeugungsabschnitt die Amplitude der Spannung der geneigten Wellenform im Voraus groß einstellt, sodass eine Amplitude nach dem Dämpfen mittels der kapazitiven Spannungsteilung eine gewünschte Amplitude wird.
[B-11] Die elektronische Einrichtung nach einem der oben beschriebenen Punkte [B-07] bis [B-10], die ferner Folgendes umfasst:

[B-12] Die elektronische Einrichtung nach oben beschriebenem Punkt [B-11], wobei
der analoge Verstärkungssteuerabschnitt die Amplitude der Spannung der geneigten Wellenform und die Kapazitätswerte des ersten Kondensators und des zweiten Kondensators steuert.
[B-13] Die elektronische Einrichtung nach einem der oben beschriebenen Punkte [B-01] bis [B-12], wobei
die Laststromquelle eine eingangsseitige Laststromquelle und eine ausgangsseitige Laststromquelle umfasst,
der Eingangstransistor zwischen die Signalleitung und die eingangsseitige Laststromquelle geschaltet ist, und
der Komparator einen Ausgangstransistor umfasst, der zwischen die Signalleitung und die ausgangsseitige Laststromquelle geschaltet ist und einen Ausgang des Eingangstransistors als Gate-Eingang verwendet.
[B-14] Die elektronische Einrichtung nach oben beschriebenem Punkt [B-13], wobei
der Komparator Folgendes umfasst: einen eingangsseitigen Kaskodenschaltungstransistor, der zwischen den Eingangstransistor und die eingangsseitige Laststromquelle geschaltet ist; und einen ausgangsseitigen Kaskodenschaltungstransistor, der zwischen den Ausgangstransistor und die ausgangsseitige Laststromquelle geschaltet ist.
[B-15] Die elektronische Einrichtung nach einem der oben beschriebenen Punkte [B-01] bis [B-14], die ferner Folgendes umfasst:

[B-16] Die elektronische Einrichtung nach oben beschriebenem Punkt [B-15], wobei
die Rauschkorrekturschaltung eine Rauschkorrekturspannung, die auf einer in dem Pixel verwendeten Referenzspannung transportiert wird, dem Referenzsignal überlagert, das durch den Referenzsignalerzeugungsabschnitt erzeugt wird.
[B-17] Die elektronische Einrichtung nach einem der oben beschriebenen Punkte [B-04] bis [B-16], die ferner Folgendes umfasst:

einen Steuerabschnitt, der ein Referenzsignaleinstellungssignal zum Erzeugen eines Referenzsignals durch einen Referenzsignalerzeugungsabschnitt und ein Schaltereinstellungssignal zum Schalten mehrerer Schaltelemente einstellt, wenn die analoge Verstärkung des Analog-Digital-Wandlers gesteuert wird.

[B-18] Die elektronische Einrichtung nach oben beschriebenem Punkt [B-17], die ferner Folgendes umfasst:

[B-19] Die elektronische Einrichtung nach oben beschriebenem Punkt [B-18], wobei
der Steuerabschnitt das Referenzsignaleinstellungssignal und das Schaltereinstellungssignal auf Grundlage der durch den Logikschaltungsabschnitt erzeugten Beleuchtungsstärkedaten einstellt.
[B-20] Die Bildgebungsvorrichtung nach einem der oben beschriebenen Punkte [B-01] bis [B-19], wobei
der Vergleichsabschnitt ferner Folgendes umfasst:

einen Ausgangstransistor mit einer Source-Elektrode, die mit einer Source-Elektrode des Eingangstransistors verbunden ist, und einer Gate-Elektrode, die mit einer Drain-Elektrode des Eingangstransistors verbunden ist;
einen Klemmtransistor mit einer Drain-Elektrode, die mit der Source-Elektrode des Eingangstransistors verbunden ist, und einer Source-Elektrode, die mit der Drain-Elektrode des Eingangstransistors verbunden ist; und
einen dritten Kondensator mit einem ersten Ende, das mit einer Gate-Elektrode des Klemmtransistors verbunden ist, und einem zweiten Ende, das mit der Drain-Elektrode des Eingangstransistors verbunden ist.

[B-21] Die Bildgebungsvorrichtung nach einem der oben beschriebenen Punkte [B-01] bis [B-20], wobei
der Vergleichsabschnitt ferner Folgendes umfasst:

[B-22] Die Bildgebungsvorrichtung nach oben beschriebenem Punkt [B-20] oder [B-21], wobei
ein Kapazitätswert des dritten Kondensators abhängig von einer analogen Verstärkung eines Analog-Digital-Wandlers, der den Komparator umfasst, variiert.
Bezugszeichenliste

1: CMOS-Bildsensor
11: Pixelarrayabschnitt
12: Zeilenauswahlabschnitt
13: Analog-Digital-Umwandlungsabschnitt
14: Logikschaltungsabschnitt (Signalverarbeitungsabschnitt)
15: Zeitsteuerungsabschnitt
16: Referenzsignalerzeugungsabschnitt
20: Pixel
21: Fotodiode
22: Übertragungstransistor
23: Rücksetztransistor
24: Verstärkungstransistor
25: Auswahltransistor
31 (311 bis 31m): Pixelsteuerleitung
32 (321 bis 32n): Signalleitung
50: Puffer
51: Erster Kondensator
52: Zweiter Kondensator
53: Analoger Verstärkungssteuerabschnitt
60: Stromversorgungsrauschkorrekturschaltung
70: Zusätzliche Verstärkungsumschaltschaltung
130: Analog-Digital-Wandler
131: Komparator
132: Zähler
C11, C12, C13, CADJ: Kapazitätselement
I11: Eingangsseitige Laststromquelle
I12: Ausgangsseitige Laststromquelle
PT11: Eingangstransistor
PT12: Ausgangstransistor
Vss: Niedriges Potenzial

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

US 2018/0103222 A1 [0005]

Claims

Bildgebungsvorrichtung, die Folgendes umfasst: eine Laststromquelle; einen Komparator, umfassend einen Eingangstransistor, der zwischen eine Signalleitung, die ein aus einem Pixel gelesenes Signal überträgt, und die Laststromquelle geschaltet ist; einen ersten Kondensator, der ein vorbestimmtes Referenzsignal in eine Gate-Elektrode des Eingangstransistors eingibt; und einen zweiten Kondensator, der zwischen die Gate-Elektrode des Eingangstransistors und einen Referenzpotenzialknoten geschaltet ist.
Bildgebungsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei der erste Kondensator und der zweite Kondensator das vorbestimmte Referenzsignal, das in die Gate-Elektrode des Eingangstransistors eingegeben wird, durch kapazitive Spannungsteilung dämpfen.
Bildgebungsvorrichtung nach Anspruch 2, wobei der erste Kondensator und der zweite Kondensator jeweils ein variables Kapazitätselement mit einem variablen Kapazitätswert umfassen.
Bildgebungsvorrichtung nach Anspruch 3, wobei der Kapazitätswert sowohl des ersten Kondensators als auch des zweiten Kondensators abhängig von einer analogen Verstärkung eines Analog-Digital-Wandlers, der den Komparator umfasst, variabel ist.
Bildgebungsvorrichtung nach Anspruch 2, wobei der erste Kondensator und der zweite Kondensator mehrere Kapazitätselemente, die jeweils ein mit der Gate-Elektrode des Eingangstransistors verbundenes erstes Ende aufweisen, und mehrere Schaltelemente, die jeweils zwischen zweite Enden der mehreren Kapazitätselemente geschaltet sind, umfassen.
Bildgebungsvorrichtung nach Anspruch 5, wobei das Schaltelement auch zwischen einem Referenzpotenzialknoten und dem zweiten Ende des Kapazitätselements auf der Seite des Referenzpotenzialknotens unter den mehreren Kapazitätselementen bereitgestellt ist.
Bildgebungsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei das vorbestimmte Referenzsignal eine Spannung mit einer geneigten Wellenform ist, die sich linear mit einer vorbestimmten Steigung ändert.
Bildgebungsvorrichtung nach Anspruch 7, wobei der Komparator eine Spannung der Signalleitung mit der Spannung der geneigten Wellenform vergleicht.
Bildgebungsvorrichtung nach Anspruch 8, wobei eine Amplitude der Spannung der geneigten Wellenform durch kapazitive Spannungsteilung unter Verwendung des ersten Kondensators und des zweiten Kondensators gedämpft wird.
Bildgebungsvorrichtung nach Anspruch 9, die ferner Folgendes umfasst: einen Referenzsignalerzeugungsabschnitt, der die Spannung der geneigten Wellenform erzeugt, wobei der Referenzsignalerzeugungsabschnitt die Amplitude der Spannung der geneigten Wellenform im Voraus groß einstellt, sodass eine Amplitude nach dem Dämpfen mittels der kapazitiven Spannungsteilung eine gewünschte Amplitude wird.
Bildgebungsvorrichtung nach Anspruch 7, die ferner Folgendes umfasst: einen analogen Verstärkungssteuerabschnitt, der eine analoge Verstärkung eines Analog-Digital-Wandlers durch Anpassen einer Amplitude der Spannung der geneigten Wellenform steuert.
Bildgebungsvorrichtung nach Anspruch 11, wobei der analoge Verstärkungssteuerabschnitt die Amplitude der Spannung der geneigten Wellenform und die Kapazitätswerte des ersten Kondensators und des zweiten Kondensators steuert.
Bildgebungsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Laststromquelle eine eingangsseitige Laststromquelle und eine ausgangsseitige Laststromquelle umfasst, der Eingangstransistor zwischen die Signalleitung und die eingangsseitige Laststromquelle geschaltet ist, und der Komparator einen Ausgangstransistor umfasst, der zwischen die Signalleitung und die ausgangsseitige Laststromquelle geschaltet ist und einen Ausgang des Eingangstransistors als Gate-Eingang verwendet.
Bildgebungsvorrichtung nach Anspruch 13, wobei der Komparator Folgendes umfasst: einen eingangsseitigen Kaskodenschaltungstransistor, der zwischen den Eingangstransistor und die eingangsseitige Laststromquelle geschaltet ist; und einen ausgangsseitigen Kaskodenschaltungstransistor, der zwischen den Ausgangstransistor und die ausgangsseitige Laststromquelle geschaltet ist.
Bildgebungsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Vergleichsabschnitt ferner Folgendes umfasst: einen Ausgangstransistor mit einer Source-Elektrode, die mit einer Source-Elektrode des Eingangstransistors verbunden ist, und einer Gate-Elektrode, die mit einer Drain-Elektrode des Eingangstransistors verbunden ist; einen Klemmtransistor mit einer Drain-Elektrode, die mit der Source-Elektrode des Eingangstransistors verbunden ist, und einer Source-Elektrode, die mit der Drain-Elektrode des Eingangstransistors verbunden ist; und einen dritten Kondensator mit einem ersten Ende, das mit einer Gate-Elektrode des Klemmtransistors verbunden ist, und einem zweiten Ende, das mit der Drain-Elektrode des Eingangstransistors verbunden ist.
Bildgebungsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Vergleichsabschnitt ferner Folgendes umfasst: einen Ausgangstransistor mit einer Source-Elektrode, die mit einer Source-Elektrode des Eingangstransistors verbunden ist, und einer Gate-Elektrode, die mit einer Drain-Elektrode des Eingangstransistors verbunden ist; einen Klemmtransistor mit einer Drain-Elektrode, die mit der Source-Elektrode des Eingangstransistors verbunden ist, und einer Source-Elektrode, die mit der Drain-Elektrode des Ausgangstransistors verbunden ist; und einen dritten Kondensator mit einem ersten Ende, das mit einer Gate-Elektrode des Klemmtransistors verbunden ist, und einem zweiten Ende, das mit der Drain-Elektrode des Ausgangstransistors verbunden ist.
Bildgebungsvorrichtung nach Anspruch 15, wobei ein Kapazitätswert des dritten Kondensators abhängig von einer analogen Verstärkung eines Analog-Digital-Wandlers, der den Komparator umfasst, variiert.
Bildgebungsvorrichtung nach Anspruch 1, die ferner Folgendes umfasst: eine Rauschkorrekturschaltung, die eine Korrekturspannung, die einem Rauschen einer Pixelstromversorgung entspricht, einem Referenzsignal überlagert, das durch einen Referenzsignalerzeugungsabschnitt erzeugt wird, wobei die Rauschkorrekturschaltung eine Verstärkung zum Erzeugen der Korrekturspannung gemäß einem Umschalten des Kapazitätswerts sowohl des ersten Kondensators als auch des zweiten Kondensators umschaltet.
Bildgebungsvorrichtung nach Anspruch 18, wobei die Rauschkorrekturschaltung eine Rauschkorrekturspannung, die auf einer in dem Pixel verwendeten Referenzspannung transportiert wird, dem Referenzsignal überlagert, das durch den Referenzsignalerzeugungsabschnitt erzeugt wird.
Bildgebungsvorrichtung nach Anspruch 4, die ferner Folgendes umfasst: einen Steuerabschnitt, der ein Referenzsignaleinstellungssignal zum Erzeugen eines Referenzsignals durch einen Referenzsignalerzeugungsabschnitt und ein Schaltereinstellungssignal zum Schalten mehrerer Schaltelemente einstellt, wenn die analoge Verstärkung des Analog-Digital-Wandlers gesteuert wird.
Bildgebungsvorrichtung nach Anspruch 20, die ferner Folgendes umfasst: einen Logikschaltungsabschnitt, der Beleuchtungsstärkedaten auf Grundlage von Daten nach einer Analog-Digital-Umwandlung durch den Analog-Digital-Wandler erzeugt.
Bildgebungsvorrichtung nach Anspruch 21, wobei der Steuerabschnitt das Referenzsignaleinstellungssignal und das Schaltereinstellungssignal auf Grundlage der durch den Logikschaltungsabschnitt erzeugten Beleuchtungsstärkedaten einstellt.
Elektronische Einrichtung, die eine Bildgebungsvorrichtung umfasst, die Folgendes umfasst: eine Laststromquelle; einen Komparator, umfassend einen Eingangstransistor, der zwischen eine Signalleitung, die ein aus einem Pixel gelesenes Signal überträgt, und die Laststromquelle geschaltet ist; einen ersten Kondensator, der ein vorbestimmtes Referenzsignal in eine Gate-Elektrode des Eingangstransistors eingibt; und einen zweiten Kondensator, der zwischen die Gate-Elektrode des Eingangstransistors und einen Referenzpotenzialknoten geschaltet ist.