DE112020007038T5 - Radareinrichtung und radarbild-generierungsverfahren - Google Patents

Abstract

Eine Radareinrichtung (1) umfasst: eine Steuereinheit (21), um zu veranlassen, dass eine Reihe von Verarbeitungen wiederholt ausgeführt werden, wobei die Reihe von Verarbeitungen Übertragen von Übertragungssignalen in einen Raum unter Verwendung von linear angeordneten Übertragungsantennen (Tx1 bis TxM) umfassen, Empfangen reflektierter Signale, die die in dem Raum reflektierten Übertragungssignale sind, unter Verwendung von Empfangsantennen (Rx1 bis RxN), die in der gleichen Richtung wie die Übertragungsantennen (Tx1 bis TxM) linear angeordnet sind, Gleichzeitiges Übertragen der Übertragungssignale von den Übertragungsantennen (Tx1 bis TxM), Empfangen der reflektierten Signale von den Empfangsantennen (Rx1 bis RxN) und Erwerben digitaler Daten; und eine Signalverarbeitungseinheit (23), um ein dreidimensionales Radarbild eines Ziels (9) zu generieren, das sich in einer Richtung bewegt hat, die eine Antennenanordnungsrichtung der Übertragungsantennen (Tx1 bis TxM) und der Empfangsantennen (Rx1 bis RxN) kreuzt, unter Verwendung der digitalen Daten, die in der Reihe von wiederholt ausgeführten Verarbeitungen als zweidimensionale Array-Daten erworben werden.

Description

• TECHNISCHES GEBIET
• Die vorliegende Offenbarung betrifft eine Radareinrichtung und ein Radarbild-Generierungsverfahren.
• HINTERGUND ZUM STAND DER TECHNIK
• Eine Radareinrichtung, die für eine Körperkontrolleinrichtung verwendet wird, ist bekannt. Die Körperkontrolleinrichtung wird an einem Ort aufgestellt, an dem eine Sicherheitskontrolle der ein- und ausreisenden Personen erforderlich ist, wie beispielsweise auf einem Flughafen, einem Bahnhof oder einem Hafen. Eine Körperkontrolleinrichtung, die eine Radareinrichtung verwendet, ist eine Einrichtung, die ein Subjekt abbildet, indem zum Beispiel eine Millimeterwellenband-Funkwelle von der Radareinrichtung übertragen wird und eine reflektierte Welle der von dem Subjekt reflektierten Funkwelle empfangen wird. Da die Millimeterwellenband-Funkwellen die Kleidung einer Person durchdringen und nur eine geringe Strahlungsmenge auf die Person einwirkt, kann die Körperkontrolleinrichtung, die die Millimeterwellenband-Funkwellen verwendet, verbotene Gegenstände aus Metall und Nichtmetall identifizieren.
• Es gibt zwei Arten von herkömmlichen Körperkontrolleinrichtungen, die Millimeterwellenband-Funkwellen verwenden: eine, bei der das Subjekt stillstehen muss, und eine, bei der das Subjekt nicht stillstehen muss. Unter dem Gesichtspunkt der Verbesserung der Effizienz der Körperkontrolle besteht jedoch ein zunehmender Bedarf an einer Körperkontrolleinrichtung, für welche ein Subjekt nicht gestoppt werden muss, als an einer Körperkontrolleinrichtung, für welche ein Subjekt gestoppt werden muss.
• In der Nichtpatentliteratur 1 wird beispielsweise eine Radareinrichtung beschrieben, die dreidimensionale Millimeterwellenabbildung durchführt, indem Millimeterwellen in Zeitmultiplex-Weise von einer Vielzahl von Übertragungsantennen übertragen werden und reflektierte Wellen der Millimeterwellen von einem zweidimensionalen Empfangs-Array empfangen werden, während sich ein Subjekt mit konstanter Geschwindigkeit bewegt.
• LISTE ZITIERTER SCHRIFTEN
• NICHT-PATENTLITERATUR
• Nicht-Patentliteratur 1: Borja Gonzalez-Valdes et al., „Millimeter wave imaging architecture for on-the-move whole body imaging“, IEEE Trans. Ant. Propag., Band 64, Nr. 5, Mai 2016.
• KURZFASSUNG DER ERFINDUNG
• TECHNISCHES PROBLEM
• Die in der Nicht-Patentliteratur 1 beschriebene Radareinrichtung verwendet ein Zeitmultiplex-Multiple-Input-Multiple-Output (TDM-MIMO)-System zum Umschalten von Übertragungsantennen in Zeitmultiplex-Weise, um eine virtuelle Apertur unter Verwendung einer Vielzahl von Übertragungsantennen zu erweitern. Wenn sich das Subjekt in der Radareinrichtung des TDM-MIMO-Systems bewegt, während die Übertragungsantennen umgeschaltet werden, können die Empfangssignale der reflektierten Wellen der von verschiedenen Übertragungsantennen übertragenen Funkwellen nicht kohärent addiert werden. Dadurch entsteht das Problem, dass in einem dreidimensionalen Abbildungsbild (dreidimensionales Radarbild) Unschärfe auftritt und ein hochauflösendes Bild nicht generiert werden kann.
• Die vorliegende Offenbarung löst das obige Problem und eine Aufgabe besteht darin, eine Radareinrichtung und ein Radarbild-Generierungsverfahren zu erhalten, die die Auflösung eines dreidimensionalen Radarbildes verbessern können.
• LÖSUNG DER AUFGABE
• Eine Radareinrichtung gemäß der vorliegenden Offenbarung umfasst: eine Übertragungseinheit, um Übertragungssignale unter Verwendung einer Vielzahl von linear angeordneten Übertragungsantennen in einen Raum zu übertragen; eine Empfangseinheit, um reflektierte Signale, die die in dem Raum reflektierten Übertragungssignale sind, unter Verwendung einer Vielzahl von Empfangsantennen, die in der gleichen Richtung wie eine Vielzahl der Übertragungsantennen linear angeordnet sind, zu empfangen und digitale Daten der empfangenen Signale zu erwerben; eine Steuereinheit, um die Übertragungseinheit und die Empfangseinheit zu veranlassen, eine Reihe von Verarbeitungen, bei denen die Übertragungseinheit die Übertragungssignale von einer Vielzahl der Übertragungsantennen gleichzeitig überträgt und die Empfangseinheit die reflektierten Signale von einer Vielzahl der Empfangsantennen empfängt und die digitalen Daten erwirbt, wiederholt auszuführen; und eine Signalverarbeitungseinheit, um ein dreidimensionales Radarbild eines Erfassungsobjekts, das sich in einer Richtung bewegt hat, die eine Antennenanordnungsrichtung einer Vielzahl der Übertragungsantennen und einer Vielzahl der Empfangsantennen kreuzt, unter Verwendung der digitalen Daten, die in der Reihe von wiederholt ausgeführten Verarbeitungen als zweidimensionale Array-Daten sequentiell erworben werden, zu generieren, wobei
  mindestens eine von einer Vielzahl der Übertragungsantennen an einem ersten Ende eines Substrats und einem dem ersten Ende zugewandten zweiten Ende angeordnet ist, wobei die Steuereinheit ein Impulswiederholungsintervall der von einer Vielzahl der Übertragungsantennen parallel übertragenen Übertragungssignale als konstant einstellt und einen Anfangsphasenänderungsbetrag zwischen den Übertragungssignalen bei dem Impulswiederholungsintervall auf einen unterschiedlichen Wert für jede der Übertragungsantennen einstellt, wobei die Übertragungseinheit die Übertragungssignale mit für jede der Übertragungsantennen unterschiedlichen Anfangsphasenänderungsbeträgen von einer Vielzahl der Übertragungsantennen simultan überträgt und die Übertragungssignale auf einer Dopplerfrequenzachse multiplext, und
  die Signalverarbeitungseinheit zweidimensionale Frequenzsignale generiert durch Durchführen einer eindimensionalen Fourier-Transformation an einer Vielzahl von Empfangssignalen durchführt, die reflektierte Signale sind, die in den Impulswiederholungsintervallen von der Empfangsantenne sequentiell empfangen werden, dreidimensionale Frequenzsignale generiert durch Durchführen einer dreidimensionalen Fourier-Transformation an der Vielzahl von Empfangssignalen parallel zum Generieren der zweidimensionalen Frequenzsignale, Signale des dreidimensionalen Radarbilds des Erfassungsobjekts für jede der Übertragungsantennen generiert unter Verwendung der zweidimensionalen Frequenzsignale und der parallel generierten dreidimensionalen Frequenzsignale und ein endgültiges dreidimensionales Radarbild des Erfassungsobjekts generiert durch kohärentes Addieren von Signalen des für jede der Übertragungsantennen generierten dreidimensionalen Radarbilds.
• VORTEILHAFTE WIRKUNGEN DER ERFINDUNG
• Gemäß der vorliegenden Offenbarung werden eine Übertragungseinheit und eine Empfangseinheit veranlasst, eine Reihe von Verarbeitungen auszuführen, bei denen die Übertragungseinheit unter Verwendung einer Vielzahl von linear angeordneten Übertragungsantennen Übertragungssignale in Raum überträgt, die Empfangseinheit reflektierte Signale empfängt, die die in Raum reflektierten Übertragungssignale sind, unter Verwendung einer Vielzahl von Empfangsantennen, die in der gleichen Richtung wie die Vielzahl von Übertragungsantennen linear angeordnet sind, die Übertragungssignale von der Vielzahl von Übertragungsantennen gleichzeitig übertragen werden, die reflektierten Signale von der Vielzahl von Empfangsantennen empfangen werden und digitale Daten erworben werden. Unter Verwendung digitaler Daten, die durch eine Reihe von wiederholt ausgeführten Verarbeitungen als zweidimensionale Array-Daten sequentiell erworben werden, wird ein dreidimensionales Radarbild eines Erfassungsobjekts generiert, das sich in einer Richtung bewegt hat, die eine Antennenanordnungsrichtung einer Vielzahl von Übertragungsantennen und einer Vielzahl von Empfangsantennen kreuzt. Dadurch wird das Signalübertragungsintervall der Übertragungsantenne verkürzt, der Einfluss der Bewegung des Erfassungsobjekts innerhalb der Zeit des Signalübertragungsintervalls verringert, und die von den Übertragungssignalen verschiedener Übertragungsantennen abgeleiteten Empfangssignale können kohärent addiert werden, so dass die Radareinrichtung gemäß der vorliegenden Offenbarung die Auflösung des dreidimensionalen Radarbildes verbessern kann.
• Figurenliste
• 1 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration einer Radareinrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform zeigt.
• 2 ist ein Wellenformdiagramm, das die Modulationsmuster von Übertragungssignalen zeigt, die von vier Übertragungsantennen, die in einem Übertrager enthalten sind, übertragen werden.
• 3 ist ein schematisches Diagramm, das eine Positionsbeziehung zwischen einer eindimensionalen Array-Antenne und einem Ziel darstellt.
• 4 ist eine y-z-Draufsicht, die einen Abbildungszielbereich zeigt.
• 5 ist ein Bilddiagramm, das eine dreidimensionale Kugel, die auf einem Ursprung O zentriert ist, mit einem oberen Grenzwert k_max einer Wellenzahl k, die durch ein Übertragungsfrequenzband bestimmt wird, als einen Radius und eine dreidimensionale Kugel, die auf dem Ursprung O zentriert ist, mit einem unteren Grenzwert k_min als einen Radius in einem dreidimensionalen Wellenzahlraum darstellt.
• 6 ist ein Bilddiagramm, das einen Querschnitt zweier dreidimensionaler Kugeln zeigt, die durch einen Punkt C verlaufen, der einer Wellenzahl k_x in 5 entspricht, und die parallel zu einer k_y'-k_z'-Ebene liegen.
• 7 ist ein Bilddiagramm, das eine Frequenzdomäne in einer k_y'-k_z'-Ebene bezüglich einer Wellenzahl k_x zeigt.
• 8 ist ein Bilddiagramm, das eine Frequenzdomäne in einer k_y'-k_z'-Ebene bezüglich einer Wellenzahl k_x zeigt, die durch zwei Übertragungsantennen erhalten wird.
• 9 ist ein Ablaufschema, das ein Radarbild-Generierungsverfahren gemäß der ersten Ausführungsform darstellt.
• 10 ist ein schematisches Diagramm, das ein Beispiel für eine Positionsbeziehung zwischen einer eindimensionalen Array-Antenne und einem Ziel darstellt.
• 11 ist ein Spektraldiagramm, das ein zweidimensionales Spektrum zeigt, in dem ein dreidimensionales Spektrum S(k_x, k_y, k) auf eine zweidimensionale Ebene von k_x-k projiziert wird.
• 12A ist eine Querschnittsansicht, die einen Querschnitt einer Bildintensitätsverteilung darstellt, die auf Grundlage des von dem Übertragungssignal der Übertragungsantenne Tx1 abgeleiteten Empfangssignals berechnet wurde, und zwar entlang einer y-z-Ebene, 12B ist eine Ansicht, die einen Querschnitt der Bildintensitätsverteilung von 12A entlang einer x-z-Ebene darstellt, 12C ist eine Querschnittsansicht, die einen Querschnitt der Bildintensitätsverteilung von 12A entlang einer x-y-Ebene darstellt, und 12D ist ein Verteilungsdiagramm, das die Bildintensitätsverteilung von 12A auf einer Geraden darstellt, die durch eine Zielposition und entlang einer y-Achse verläuft.
• 13A ist eine Querschnittsansicht, die einen Querschnitt einer Bildintensitätsverteilung darstellt, die auf Grundlage der von Übertragungssignalen der Übertragungsantennen Tx1 bis Tx4 abgeleiteten Empfangssignale berechnet wurde, und zwar entlang einer y-z-Ebene, 13B ist eine Ansicht, die einen Querschnitt der Bildintensitätsverteilung von 13A entlang einer x-z-Ebene darstellt, 13C ist eine Querschnittsansicht, die einen Querschnitt der Bildintensitätsverteilung von 13A entlang einer x-y-Ebene darstellt, und 13D ist ein Verteilungsdiagramm, das die Bildintensitätsverteilung von 13A auf einer Geraden darstellt, die durch eine Zielposition und entlang einer y-Achse verläuft.
• 14A ist ein Blockdiagramm, das eine Hardwarekonfiguration zur Implementierung der Funktionen eines Radarsignalprozessors, der in der Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform enthalten ist, darstellt, und 14B ist ein Blockdiagramm, das eine Hardwarekonfiguration zur Ausführung von Software zur Implementierung der Funktionen des Radarsignalprozessors, der Radareinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform enthalten ist, darstellt.
• 15 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration einer Radareinrichtung gemäß einer zweiten Ausführungsform darstellt.
• 16 ist ein Ablaufschema, das ein Radarbild-Generierungsverfahren gemäß der zweiten Ausführungsform darstellt.
• 17 ist ein Konfigurationsdiagramm, das eine Positionsbeziehung zwischen drei eindimensionalen Array-Antennen, die in einer Radareinrichtung gemäß einer dritten Ausführungsform enthalten sind, darstellt.
• 18A ist ein charakteristisches Diagramm, das eine Charakteristik eines Signals darstellt, das sich auf eine Punktdiffusionsfunktion eines Punktziels in einem Fall bezieht, in dem ein Radarbild des Punktziels unter Verwendung einer eindimensionalen Array-Antenne wiedergegeben wird, bei der alle Übertragungsantennen in der Mitte eines Substrats angeordnet sind, und 18B ist ein charakteristisches Diagramm, das eine Charakteristik eines Signals darstellt, das sich auf die Punktdiffusionsfunktion des Punktziels bezieht, in dem das Radarbild unter Verwendung einer eindimensionalen Array-Antenne wiedergegeben wird, bei der mindestens eine Übertragungsantenne an beiden Enden des Substrats angeordnet ist.
• BESCHREIBUNG VON AUSFÜHRUNGSFORMEN
• In der folgenden Beschreibung wird ein Fall exemplarisch erläutert, bei dem eine frequenzmodulierte Dauerstrich-(FMCW)-Radareinrichtung eingesetzt wird. Anstelle der FMCW-Radareinrichtung kann jedoch auch eine Impulsradareinrichtung oder eine Schrittfrequenz-Dauerstrich-(SFCW)-Radareinrichtung eingesetzt werden.
• Erste Ausführungsform.
• 1 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration einer Radareinrichtung 1 gemäß einer ersten Ausführungsform darstellt, and stellt eine FMCW-Radareinrichtung dar. Die Radareinrichtung 1 verwendet eine eindimensionale Array-Antenne, um ein Übertragungssignal als eine Funkwelle in Raum zu übertragen, und empfängt eine reflektierte Welle, bei der es sich um die übertragene Funkwelle handelt, die von einem im Raum befindlichen Erfassungsobjekt reflektiert und zurückübertragen wird, wodurch ein dreidimensionales Radarbild des Erfassungsobjekts generiert wird. Die Radareinrichtung 1 umfasst einen Radarsignalprozessor 2, einen Übertragungssignalgenerator 3, einen Übertrager 4, einen Empfänger 5, einen Schwebungssignalgenerator 6 und einen A/D-Wandler 7. Der Übertrager 4 umfasst M Übertragungsantennen Tx1 bis TxM und der Empfänger 5 umfasst N Empfangsantennen Rx1 bis RxN.
• Der Radarsignalprozessor 2 steuert den Übertragungssignalgenerator 3, um ein Übertragungssignal zu übertragen, und generiert ein dreidimensionales Radarbild, indem Signalverarbeitung auf ein Empfangssignal eines reflektierten Signals durchgeführt wird, das das reflektierte Übertragungssignal ist. Der Übertragungssignalgenerator 3 wird durch den Radarsignalprozessor 2 gesteuert, um ein Übertragungssignal zu generieren, und gibt das Übertragungssignal an den Übertrager 4 aus. Der Übertrager 4 überträgt das von dem Übertragungssignalgenerator 3 ausgegebene Übertragungssignal über die M Übertragungsantennen Tx1 bis TxM in einen Raum. Der Übertragungssignalgenerator 3 und der Übertrager 4 funktionieren als eine Übertragungseinheit, die ein Übertragungssignal in Raum überträgt.
• Der Empfänger 5 empfängt das reflektierte Signal, welches das Übertragungssignal ist, das in dem Raum reflektiert wird und über die N Empfangsantennen Rx1 bis RxN zu der Radareinrichtung 1 zurückübertragen wird. Der Schwebungssignalgenerator 6 generiert ein Schwebungssignal, das ein Zwischenfrequenzsignal (ZF-Signal) ist, indem das von dem Empfänger 5 empfangene Empfangssignal und das von dem Übertrager 4 übertragene Übertragungssignal genutzt werden, und gibt ein Schwebungssignal, das durch Filterung des generierten Schwebungssignals erhalten wird, an den A/D-Wandler 7 aus.
• Der A/D-Wandler 7 wird durch den Radarsignalprozessor 2 gesteuert, um Analog/Digital-Wandlung auf das von dem Schwebungssignalgenerator 6 ausgegebene Schwebungssignal durchzuführen. Beispielsweise generiert der A/D-Wandler 7 digitale Daten für jede der Empfangsantennen, indem Abtastung mit einer voreingestellten Abtastfrequenz und Anzahl von Abtastpunkten aus dem Schwebungssignal, das jeder der Empfangsantennen Rx1 bis RxN entspricht, durchgeführt wird. Der Empfänger 5, der Schwebungssignalgenerator 6 und der A/D-Wandler 7 funktionieren als eine Empfangseinheit, die ein reflektiertes Signal empfängt, das ein in Raum reflektiertes Übertragungssignal ist.
• Die M Übertragungsantennen T×1 bis T×M und die N Empfangsantennen Rx1 bis RxN bilden eine Array-Antenne (im Folgenden als eindimensionale Array-Antenne bezeichnet). Bei der eindimensionalen Array-Antenne sind die M Übertragungsantennen Tx1 bis TxM linear angeordnet, und die N Empfangsantennen Rx1 bis RxN sind in der gleichen Richtung wie die Übertragungsantennen linear angeordnet.
• Der Radarsignalprozessor 2 umfasst eine Steuereinheit 21, eine Datenspeichereinheit 22 und eine Signalverarbeitungseinheit 23. Die Steuereinheit 21 veranlasst die Übertragungseinheit und die Empfangseinheit, eine Reihe von Verarbeitungen des gleichzeitigen Übertragens von Übertragungssignalen von den M Übertragungsantennen Tx1 bis TxM, Empfangens von reflektierten Signalen, die die von den Empfangsantennen Rx1 bis RxN reflektierten Übertragungssignale sind, und Erwerbens von digitalen Daten der Empfangssignale wiederholt auszuführen. Die Steuereinheit 21 steuert beispielsweise einen VCO 31, eine Phasensteuereinheit 32, einen Leistungsverstärker 33 und den A/D-Wandler 7 durch Ausgeben eines VCO-Steuersignals, eines Phasensteuersignals, eines Übertragungssteuersignals, eines A/D-Steuersignals und eines Signalverarbeitungssteuersignals.
• Die Datenspeichereinheit 22 speichert digitale Daten eines Spannungswerts jedes durch den A/D-Wandler 7 umgewandelten Schwebungssignals A/D. Es ist zu beachten, dass die Datenspeichereinheit 22 eine Komponente sein kann, die in einer Speichereinrichtung getrennt von dem Radarsignalprozessor 2 vorgesehen ist. In diesem Fall umfasst der Radarsignalprozessor 2 eine Steuereinheit 21 und eine Signalverarbeitungseinheit 23, und die Signalverarbeitungseinheit 23 liest digitale Daten des Spannungswerts jedes Schwebungssignals aus der in der Speichereinrichtung vorgesehenen Datenspeichereinheit 22.
• In Übereinstimmung mit dem Signalverarbeitungssteuersignal generiert die Signalverarbeitungseinheit 23 ein dreidimensionales Radarbild des Erfassungsobjekts, indem als zweidimensionale Array-Daten digitale Daten verwendet werden, die für das Erfassungsobjekt sequentiell erworben wurden, das sich in einer Richtung bewegt hat, die die Antennenanordnungsrichtung der eindimensionalen Array-Antenne kreuzt.
• Der Übertragungssignalgenerator 3 umfasst den spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 31, die Phasensteuereinheit 32 und den Leistungsverstärker 33. Der VCO 31 generiert ein Übertragungssignal, das so moduliert ist, dass sich die Frequenz in Übereinstimmung mit dem von der Steuereinheit 21 ausgegebenen VCO-Steuersignal, d. h. der Steuerspannung des VCO 31, zeitlich ändert. Ferner gibt der VCO 31 das generierte Übertragungssignal an die Phasensteuereinheit 32 und den Schwebungssignalgenerator 6 aus.
• Die Phasensteuereinheit 32 stellt eine beliebige Anfangsphase für jeden Übertragungskanal auf das von dem VCO 31 ausgegebene Übertragungssignal in Übereinstimmung mit dem von der Steuereinheit 21 ausgegebenen Phasensteuersignal ein und gibt das Übertragungssignal für jeden Übertragungskanal, auf den die Anfangsphase eingestellt ist, an den Leistungsverstärker 33 aus. Der Leistungsverstärker 33 verstärkt das von der Phasensteuereinheit 32 für jeden Übertragungskanal ausgegebene Übertragungssignal auf eine voreingestellte Intensität entsprechend dem von der Steuereinheit 21 ausgegebenen Übertragungssteuersignal und gibt das verstärkte Übertragungssignal an den Übertrager 4 aus.
• Der Übertrager 4 umfasst M Übertragungsantennen T×1 bis TxM und überträgt das von dem Leistungsverstärker 33 eingegebene verstärkte Übertragungssignal als eine elektromagnetische Welle über die Übertragungsantennen Tx1 bis TxM in Raum. Der Empfänger 5 umfasst N Empfangsantennen Rx1 bis RxN und empfängt die elektromagnetische Welle, die die elektromagnetische Welle ist, die von dem Übertrager 4 übertragen wurde, und auf der Raumseite reflektiert wurde und zurückübertragen wurde, unter Verwendung der Empfangsantennen Rx1 bis RxN. Jede Empfangsantenne gibt die empfangene elektromagnetische Welle als ein Empfangssignal an den Schwebungssignalgenerator 6 aus.
• Der Schwebungssignalgenerator 6 umfasst einen rauscharmen Verstärker (LNA) 61, eine Verteilerschaltung 62, einen Mischer 63 und eine Filterschaltung 64. Der LNA 61 verstärkt das Empfangssignal für jeden Empfangskanal, der von den Empfangsantennen Rx1 bis RxN empfangen wird. Die Verteilerschaltung 62 verteilt das von dem VCO 31 ausgegebene Übertragungssignal an den Mischer 63 für jeden Empfangskanal. Der Mischer 63 generiert ein Schwebungssignal für jeden Empfangskanal, indem das für jeden Empfangskanal verstärkte Empfangssignal und das von der Verteilerschaltung 62 für jeden Empfangskanal verteilte Übertragungssignal verwendet werden, und gibt das Schwebungssignal an die Filterschaltung 64 aus.
• Die Filterschaltung 64 umfasst einen Bandpassfilter (BPF) und einen Verstärker. Die Filterschaltung 64 filtert das von dem Mischer 63 ausgegebene Schwebungssignal für jeden Empfangskanal und gibt das gefilterte Schwebungssignal für jeden Empfangskanal an den A/D-Wandler 7 aus. In jedem an den A/D-Wandler 7 ausgegebenen Schwebungssignal werden eine niederfrequente Komponente und eine hochfrequente Komponente, die für Erfassungsverarbeitung durch die Radareinrichtung 1 nicht notwendig sind, unterdrückt, und das Schwebungssignal wird durch den Verstärker auf eine vorgegebene Intensität verstärkt.
• Der A/D-Wandler 7 wandelt den Spannungswert jedes von der Filterschaltung 64 ausgegebenen Schwebungssignals in Übereinstimmung mit dem von der Steuereinheit 21 ausgegebenen A/D-Steuersignal in ein A/D-Signal um und gibt das A/D-gewandelte Signal an den Radarsignalprozessor 2 aus. Die digitalen Daten des von dem A/D-Wandler 7 für jeden Empfangskanal A/D-gewandelten Schwebungssignals werden in der Datenspeichereinheit 22 gespeichert.
• Wenn die digitalen Daten des Empfangssignals, die dem Übertragungssignal entsprechen, in der Datenspeichereinheit 22 gespeichert sind, gibt die Steuereinheit 21 ein Signalverarbeitungssteuersignal an die Signalverarbeitungseinheit 23 aus. Die Signalverarbeitungseinheit 23 generiert ein dreidimensionales Bild des Erfassungsobjekts (im Folgenden als Ziel bezeichnet) unter Verwendung der in der Datenspeichereinheit 22 gespeicherten digitalen Daten in Übereinstimmung mit dem Signalverarbeitungssteuersignal von der Steuereinheit 21.
• 2 ist ein Wellenformdiagramm, das Modulationsmuster von Übertragungssignalen zeigt, die von vier Übertragungsantennen Tx1 bis Tx4, die in dem Übertrager 4 enthalten sind, übertragen werden. In 2 repräsentiert horizontale Achse die Zeit, und die vertikale Achse repräsentiert die Frequenz. Die Übertragungsantennen Tx1 bis Tx4 haben M = 4, d. h. vier Übertragungsantennen. Beispiele für das Modulationsmuster des Übertragungssignals sind FMCW-Modulation mit zeitkontinuierlicher Up-Chirp-Modulation. Im Folgenden wird das FMCW-modulierte Übertragungssignal gelegentlich auch als FMCW-Signal bezeichnet.
• Die von den vier Übertragungsantennen T×1 bis Tx4 übertragenen FMCW-Signale (Chirp-Signale) werden gleichzeitig mit konstanten Zyklen übertragen. Der Phasendrehungsbetrag zwischen den Chirp-Signalen der Anfangsphasen der zu übertragenden Chirp-Signale wird von der Phasensteuereinheit 32 für jede der Übertragungsantennen unterschiedlich eingestellt.
• In 2 beträgt der Phasendrehungsbetrag zwischen den Chirp-Signalen in der Übertragungsantenne Tx10 (rad) und der Phasendrehungsbetrag zwischen den Chirp-Signalen in der Übertragungsantenne Tx2 beträgt π/2 (rad). Außerdem beträgt der Phasendrehungsbetrag zwischen den Chirp-Signalen in der Übertragungsantenne Tx3 π (rad), und der Phasendrehungsbetrag zwischen den Chirp-Signalen in der Übertragungsantenne Tx4 beträgt - π/2 (rad). Durch Änderung des Phasendrehungsbetrags zwischen den Chirp-Signalen für jede Übertragungsantenne wird in der Radareinrichtung 1 ein Doppler-Division-Multiplexing-Multiple-Input-Multiple-Output-(DDM-MIMO)-System realisiert.
• 3 ist ein schematisches Diagramm, das eine Positionsbeziehung zwischen einer eindimensionalen Array-Antenne 8 und einem Ziel 9 darstellt. In 3 umfasst die eindimensionale Array-Antenne 8 beispielsweise ein Substrat 8a, 4 (M = 4) Übertragungsantennen Tx1 bis Tx4 und 16 (N = 16) Empfangsantennen Rx1 bis Rx16. Das Substrat 8a ist z. B. ein rechteckiges Substrat, wie in 3 dargestellt, und die Längsrichtung verläuft entlang der y-Richtung im xyz-Koordinatensystem von 3. Jede der Übertragungsantennen Tx1 bis Tx4 wird über das Substrat 8a mit Energie versorgt, und die Empfangsantennen Rx1 bis Rx16 geben über das Substrat 8a Empfangssignale an den Empfänger 5 ab.
• Die Übertragungsantennen T×1 bis Tx4 bilden ein lineares Übertragungs-Array 41, das linear entlang der y-Richtung auf einer Oberfläche des Substrats 8a angeordnet ist. Die Position des Verbindungspunktes, an dem die Übertragungsantenne Txi (i = 1 bis 4) mit dem Substrat 8a verbunden ist, ist eine Koordinate (Δx_ti,y₀ + Δy_ti,z₀). Das heißt, die Position des Verbindungspunktes, an dem die Übertragungsantenne Tx1 mit dem Substrat 8a verbunden ist, sind die Koordinaten (Δx_t1,y₀ + Δy_t1,z₀). Die Position des Verbindungspunktes, an dem die Übertragungsantenne Tx2 mit dem Substrat 8a verbunden ist, liegt bei den Koordinaten (Δx_t2,y₀ + Δy_t2,z₀). Die Position des Verbindungspunktes, an dem die Übertragungsantenne Tx3 mit dem Substrat 8a verbunden ist, liegt bei den Koordinaten (Δx_t3,y₀ + Δy_t3,z₀). Die Position des Verbindungspunktes, an dem die Übertragungsantenne Tx4 mit dem Substrat 8a verbunden ist, liegt bei den Koordinaten (Δx_t4,y₀ + Δy_t4,z₀).
• Die 16 Übertragungsantennen Rx1 bis Rx16 bilden ein lineares Übertragungs-Array 51, das linear entlang der y-Richtung auf einer Oberfläche des Substrats 8a angeordnet ist. Die Position des Zentrums MP des linearen Empfangs-Arrays 51 liegt bei den Koordinaten (0, y₀, z₀). Die vier Übertragungsantennen Tx1 bis Tx4 emittieren elektromagnetische Wellen, bis eine vorherbestimmte konstante Bestrahlungszeit verstrichen ist. Außerdem wird angenommen, dass sich das Ziel 9 mit konstanter Geschwindigkeit in der -y-Richtung linear bewegt und den Koordinatenursprung O zu einem Zwischenzeitpunkt der Bestrahlungszeit durchläuft.
• Ein von der Übertragungsantenne T×1 übertragenes Übertragungssignal s_T×1(t)kann durch die folgende Formel (1) ausgedrückt werden. In der folgenden Formel (1) ist f₀ die Sweep-Startfrequenz, µ ist die Modulationssteilheit und ϕ₀ ist eine Anfangsphase. T ist eine Modulationszeit, und es wird eine Beziehung von 0 ≤ t ≤ T hergestellt. $${\text{s}}_{\text{Tx}1}\left(\text{t}\right)=\text{cos}\left\{2\mathrm{\pi }\left({\text{f}}_0\text{t}-\frac{\mathrm{\mu }}{2}{\text{t}}^2\right)+{\mathrm{\phi }}_0\right\}\equiv \text{cos}\left(\mathrm{\phi }\left(\text{t}\right)\right)$$

  
• In einem Fall, in dem eine sich hin- und herbewegende Distanz der elektromagnetischen Welle, bis die elektromagnetische Welle von der Übertragungsantenne Tx1 in den Raum emittiert wird, von dem im Raum befindlichen Punktziel reflektiert wird und von der Empfangsantenne empfangen wird, 2R beträgt, wird ein Empfangssignal s_Rx(t) der von dem Punktziel reflektierten und zurückübertragenen Welle durch die folgende Formel (2) ausgedrückt. $$\begin{array}{l}{\text{s}}_{\text{Rx}}\left(\text{t}\right)={\text{s}}_{\text{Tx}1}\left(\text{t}-\frac{2\text{R}}{\text{c}}\right)\\ =\text{cos}\left[2\mathrm{\pi }\left({\text{f}}_0\text{t}-\frac{\mathrm{\mu }}{2}{\text{t}}^2\right)+2\mathrm{\pi }\left\{-\frac{2\text{R}}{\text{c}}{\text{f}}_0-\frac{\mathrm{\mu }}{2}\left(-\frac{4\text{R}}{\text{c}}\text{t}+\frac{4{\text{R}}^2}{{\text{c}}^2}\right)\right\}+{\mathrm{\phi }}_0\right]\end{array}$$

  

  c ist die Lichtgeschwindigkeit.
• Der Mischer 63 mischt das erfasste Empfangssignal s_Rx(t) und das Übertragungssignal s_T×1(t), um ein Schwebungssignal s_IF(t) zu generieren, das durch die folgende Formel (3) ausgedrückt wird, wobei LPF[·] die Tiefpassfilterverarbeitung in der Filterschaltung 64 darstellt und j eine imaginäre Einheit ist. s_T×1+90deg(t) ist ein Signal, das erhalten wird, indem die Phase des Übertragungssignals s_T×1(t) um 90 (Grad) verschoben wird. Obwohl von einer IQ-Erfassung ausgegangen wird, können ähnliche s_IF(t) auch bei einer Nicht-IQ-Erfassung durch Hilbert-Transformation generiert werden. $$\begin{array}{l}{\text{s}}_{\text{IF}}\left(\text{t}\right)=\text{LPF}\left[{\text{s}}_{\text{Rx}}\left(\text{t}\right){\text{s}}_{\text{Tx}1}\left(\text{t}\right)+{\text{js}}_{\text{Rx}}\left(\text{t}\right){\text{s}}_{\text{Tx}1+90\text{deg}}\left(\text{t}\right)\right]=\text{LPF}\left[{\text{s}}_{\text{Rx}}\left(\text{t}\right)\text{cos}\left(\mathrm{\phi }\left(\text{t}\right)\right)+{\text{js}}_{\text{Rx}}\left(\text{t}\right)\text{sin}\left(\mathrm{\phi }\left(\text{t}\right)\right)\right]\\ =\text{exp}\left(\text{j}2\mathrm{\pi }\frac{2\text{R}\mathrm{\mu }}{\text{c}}\text{t}\right)\text{exp}\left\{-\text{j}2\mathrm{\pi }\left(\frac{2\text{R}}{\text{c}}{\text{f}}_0+\frac{2{\text{R}}^2\mathrm{\mu }}{{\text{c}}^2}\right)\right\}\end{array}$$

  
• Wenn die Distanz-FFT-Verarbeitung auf das Schwebungssignal s_IF(t) durchgeführt wird, erhält man ein Pseudozeitsignal s_quasi(τ), das in der folgenden Formel (4) ausgedrückt wird, wie beispielsweise ein Empfangssignal eines Impulsradars. In der folgenden Formel (4) wird das Schwebungssignal s_IF(t) mit exp{j2π (2Rµ/c) (T/2)} multipliziert, um die Phase zu drehen. $$\begin{array}{l}{\text{s}}_{\text{quasi}}\left(\mathrm{\tau }\right)={\displaystyle \underset{-\frac{\text{T}}{2}}{\overset{\frac{\text{T}}{2}}{\int }}{\text{s}}_{\text{IF}}}\left(\text{t}\right)\text{exp}\left(\text{j}2\mathrm{\pi }\frac{2\text{R}\mathrm{\mu }}{\text{c}}\frac{\text{T}}{2}\right)\text{exp}\left(-\text{j}2\mathrm{\pi \tau }\text{t}\right)\text{dt}\\ =\text{exp}\left[-\text{j}2\mathrm{\pi }\left\{\frac{2\text{R}}{\text{c}}{\text{f}}_{\text{c}}+\frac{2{\text{R}}^2\mathrm{\mu }}{{\text{c}}^2}\right\}\right]\text{Tsinc}\left\{\left(\frac{2\text{R}\mathrm{\mu }}{\text{c}}-\mathrm{\tau }\right)\text{T}\right\}\end{array}$$

  
• Die sinc-Funktion ist definiert durch sinc(x) = sin(πx)/πx. Wenn die Abtastfrequenz des Empfangssignals s_Rx(t) F_s beträgt, ist der Bereich der Pseudozeit τ -F_s/2 ≤ τ ≤ F_s/2. Da der zusätzliche Phasenterm exp{-j2π (2R²µ/c²)}, der sich auf die Distanz R bezieht, in dem Pseudozeitsignal s_quasi(τ) vorhanden ist, wie in der obigen Formel (4) angegeben, wird der Phasenterm durch die Phasenkorrekturverarbeitung unter Verwendung der folgenden Formel (5) gelöscht, um das phasenkorrigierte Pseudozeitsignal s_quasi-comp(τ) zu generieren. $$\begin{array}{l}{\text{s}}_{\text{quasi}-\text{comp}}\left(\mathrm{\tau }\right)={\text{s}}_{\text{quasi}}\left(\mathrm{\tau }\right)\text{exp}\left(\text{j}2\mathrm{\pi }\cdot \frac{2{\text{R}}^2\mathrm{\mu }}{{\text{c}}^2}\right)\\ =\text{exp}\left(-\text{j}2\mathrm{\pi }\cdot \frac{2\text{R}}{\text{c}}{\text{f}}_{\text{c}}\right)\text{Tsinc}\left\{\left(\frac{2\text{R}\mathrm{\mu }}{\text{c}}-\mathrm{\tau }\right)\text{T}\right\}\end{array}$$

  
• Wenn die Distanz-FFT-Verarbeitung auf das phasenkorrigierte Pseudozeitsignal s_quasi-comp(τ) durchgeführt wird, wird das in die Frequenzdomäne $$\text{S}\left(\text{f}\right)={\displaystyle \underset{-\frac{{\text{F}}_{\text{s}}}{2}}{\overset{\frac{{\text{F}}_{\text{s}}}{2}}{\int }}{\text{s}}_{\text{quasi}-\text{comp}}}\left(\mathrm{\tau }\right)\text{exp}\left(-\text{j}2\mathrm{\pi }\text{f}\mathrm{\tau }\right)\text{d}\mathrm{\tau }=\text{exp}\left(-\text{j}2\cdot \frac{2\mathrm{\pi }\left({\text{f}}_{\text{c}}+\mathrm{\mu }\text{f}\right)}{\text{c}}\text{R}\right)\equiv \text{exp}\left(-\text{j}2\text{kR}\right)$$

  

  konvertierte Spektrum s(f) wie durch die folgende Formel (6) ausgedrückt berechnet. Wenn die Anzahl der Abtastungen des Empfangssignals s_Rx(t) N beträgt, ist der Bereich der Frequenz f -N/2F_s ≤ f ≤ N/2F_s. Die Wellenzahl k kann durch k = 2π (f_c + µf)/c ausgedrückt werden.
• In der obigen Beschreibung wird davon ausgegangen, dass es sich bei dem Ziel um ein Punktziel handelt, aber in der Praxis ist ein räumlich ausgedehntes Ziel ein Abbildungsziel. Daher wird das Ziel durch eine Funktion g(x, y, z) dargestellt, die die Reflexionsintensität an jeder Koordinate (x, y, z) in dem dreidimensionalen Raum in 3 darstellt. Auch für die sich hin- und herbewegende Distanz 2R der elektromagnetischen Welle ist es notwendig, jede Koordinate in der in 3 dargestellten Geometrie korrekt wiederzugeben.
• Ein Spektrum S(x', y', k) des reflektierten Signals, das das von der Übertragungsantenne Tx1 übertragene und von dem Ziel g(x, y, z) reflektierte Übertragungssignal ist, wird durch die folgende Formel (7) ausgedrückt. Es sei angemerkt, dass x' die x-Koordinate der mittleren Position des Ziels ist, wenn das Übertragungssignal übertragen wird, und y' dem Wert der y-Koordinate - y₀ der Empfangsantenne entspricht, die das reflektierte Signal des Übertragungssignals empfangen hat. Jedoch wird I(x', y') durch die folgende Formel (8) dargestellt, I_T (x') durch die folgende Formel (9) dargestellt und I_R(x', y') durch die folgende Formel (10) dargestellt. $$\text{S}\left(\text{x}\text{'},\text{y}\text{'},\text{k}\right)={\displaystyle \int {\displaystyle \int {\displaystyle \int \text{g}\left(\text{x},\text{y},\text{z}\right)}}}{\text{e}}^{-\text{jkl}\left(\text{x}\text{'},\text{y}\text{'}\right)}\text{dxdydz}$$

  

  $$\text{l}\left(\text{x}\text{'},\text{y}\text{'}\right)={\text{l}}_{\text{T}}\left(\text{x}\text{'}\right)+{\text{l}}_{\text{R}}\left(\text{x}\text{'},\text{y}\text{'}\right)$$

  

  $${\text{l}}_{\text{T}}\left(\text{x}\text{'}\right)=\sqrt{{\left(\text{x}-\text{x}\text{'}-\mathrm{\Delta }{\text{x}}_{\text{t}}\right)}^2+{\left(\text{y}-{\text{y}}_0-\mathrm{\Delta }{\text{y}}_{\text{t}}\right)}^2+{\left(\text{z}-{\text{z}}_0\right)}^2}$$

  

  $${\text{l}}_{\text{R}}\left(\text{x}\text{'},\text{y}\text{'}\right)=\sqrt{{\left(\text{x}-\text{x}\text{'}\right)}^2+{\left(\text{y}-\text{y}\text{'}-{\text{y}}_0\right)}^2+{\left(\text{z}-{\text{z}}_0\right)}^2}$$

  
• Wenn das durch zweidimensionale Fourier-Transformation des Spektrums S(x', y', k) in Bezug auf x' und y' erhaltene Frequenzsignal S(k_x, k_y, k) $$\begin{array}{l}\text{g}\left(\text{x},\text{y},\text{z}\right)\approx {\displaystyle \int {\displaystyle \int {\displaystyle \int \text{Stolt}[\text{S}\left({\text{k}}_{\text{x}},{\text{k}}_{\text{y}},\text{k}\right)\cdot \text{exp}\left\{-\text{j}\left({\text{k}}_{\text{x}}\frac{\mathrm{\Delta }{\text{x}}_{\text{t}}}{2}+{\text{k}}_{\text{y}}{\text{y}}_0+{\text{k}}_{\text{z}}{\text{z}}_0\right)\right\}}}}\\ \cdot \text{exp}\left\{-\text{j}\left({\text{k}}_{\text{y},\text{inc}}\left({\text{y}}_0+\mathrm{\Delta }{\text{y}}_{\text{t}}\right)+{\text{k}}_{\text{z},\text{inc}}{\text{z}}_0\right)\right\}\cdot \text{exp}\left\{\text{j}\mathrm{\Phi }\left({\text{k}}_{\text{x}},{\text{k}}_{\text{y}},{\text{k}}_{\text{z}}|{\text{y}}_{\text{cnt}},{\text{z}}_{\text{cnt}}\right)\right\}]\\ \cdot \text{exp}\left\{\text{j}\left({\text{k}}_{\text{x}}\text{x}+{\text{k}}_{\text{y}}^{\text{'}}\text{y}+{\text{k}}_{\text{z}}^{\text{'}}\text{z}\right)\right\}{\text{dk}}_{\text{x}}{\text{dk}}_{\text{y}}^{\text{'}}{\text{dk}}_{\text{z}}^{\text{'}}\end{array}$$

  

  ist, wird das Ziel g(x, y, z) mit der folgenden Formel (11) geschätzt. Die Ableitung wird später gesondert beschrieben.
• In der obigen Formel (11) ist k_y' durch die folgende Formel (12) definiert, k_z' ist durch die folgende Formel (13) definiert, und k_z ist durch die folgende Formel (14) definiert. k_y,inc ist durch die folgende Formel (15) definiert, und k_z,inc ist durch die folgende Formel (16) definiert. k_yz ist durch die folgende Formel (17) definiert. cosθ_inc ist durch die folgende Formel (18) definiert, und sinθ_inc ist durch die folgende Formel (19) definiert. $${\text{k}}_{\text{y}}^{\text{'}}\triangleq {\text{k}}_{\text{y}}+{\text{k}}_{\text{y},\text{inc}}$$

  

  $${\text{k}}_{\text{z}}^{\text{'}}\triangleq {\text{k}}_{\text{z}}+{\text{k}}_{\text{z},\text{inc}}$$

  

  $${\text{k}}_{\text{z}}\triangleq \sqrt{{\text{k}}_{\text{yz}}^2-{\text{k}}_{\text{y}}^2}$$

  

  $${\text{k}}_{\text{y},\text{inc}}\triangleq {\text{k}}_{\text{yz}}\text{cos}{\mathrm{\theta }}_{\text{inc}}$$

  

  $$k_{z,\text{inc}}\triangleq k_{yz}\text{sin}{\theta }_{\text{inc}}$$

  

  $${\text{k}}_{\text{yz}}\triangleq \sqrt{{\text{k}}^2-{\left(\raisebox{1ex}{${\text{k}}_{\text{x}}$}\!\left/ \!\raisebox{-1ex}{$2$}\right.\right)}^2}$$

  

  $$\text{cos}{\mathrm{\theta }}_{\text{inc}}\triangleq \frac{{\text{y}}_{\text{cnt}}-{\text{y}}_0-\mathrm{\Delta }{\text{y}}_{\text{t}}}{\sqrt{{\left({\text{y}}_{\text{cnt}}-{\text{y}}_0-\mathrm{\Delta }{\text{y}}_{\text{t}}\right)}^2+{\left({\text{z}}_{\text{cnt}}-{\text{z}}_0\right)}^2}}$$

  

  $$\text{sin}{\mathrm{\theta }}_{\text{inc}}\triangleq \frac{{\text{z}}_{\text{cnt}}-{\text{z}}_0}{\sqrt{{\left({\text{y}}_{\text{cnt}}-{\text{y}}_0-\mathrm{\Delta }{\text{y}}_{\text{t}}\right)}^2+{\left({\text{z}}_{\text{cnt}}-{\text{z}}_0\right)}^2}}$$

  
• Φ in der obigen Formel (11) ist durch die folgende Formel (20) definiert. Dabei ist R₁ durch die folgende Formel (21) definiert, und R₂ ist durch die folgende Formel (22) definiert. $$\begin{array}{l}\mathrm{\Phi }\left({\text{k}}_{\text{x}},{\text{k}}_{\text{y}},{\text{k}}_{\text{z}}|{\text{y}}_{\text{cnt}},{\text{z}}_{\text{cnt}}\right)\\ \triangleq \frac{{\text{k}}_{\text{yz}}^3{\text{k}}_{\text{z}}^3}{2\left\{{\text{k}}_{\text{z}}^3{\text{k}}^2{\text{R}}_1+{\text{k}}_{\text{yz}}^3\left({\text{k}}^2-{\text{k}}_{\text{y}}^2\right){\text{R}}_2\right\}}{\left(\mathrm{\Delta }{\text{x}}_{\text{t}}+\frac{{\text{k}}_{\text{x}}}{2{\text{k}}_{\text{yz}}}{\text{R}}_1-\frac{{\text{k}}_{\text{x}}}{2{\text{k}}_{\text{z}}}{\text{R}}_2\right)}^2\end{array}$$

  

  $${\text{R}}_1\triangleq \sqrt{{\left({\text{y}}_{\text{cnt}}-{\text{y}}_0-\mathrm{\Delta }{\text{y}}_{\text{t}}\right)}^2+{\left({\text{z}}_{\text{cnt}}-{\text{z}}_0\right)}^2}$$

  

  $${\text{R}}_2\triangleq {\text{z}}_{\text{cnt}}-{\text{z}}_0$$

  
• exp{-j (k_x (Δx_t/2) + k_yy₀ + k_zz₀)} auf der rechten Seite der obigen Formel (11) ist eine Bulk-Komprimierungsfunktion des Empfangspfades. exp{-j (k_y,inc(y₀ + Δy_t) + k_z,incz₀)} auf der rechten Seite der obigen Formel (11) ist eine Bulk-Komprimierungsfunktion eines durch eine ebene Welle angenäherten Übertragungspfades. exp{jΦ (k_x, k_y, k_z | y_cnt,z_cnt)} auf der rechten Seite der obigen Formel (11) ist ein Korrekturterm der bistatischen Anordnung auf der x-Achse. Die Stolt[·]-Funktion steht für die Stolt-Interpolationsverarbeitung von (k_x, k_y, k_z) to (k_x, k_y', k_z').
• Die Phasenkorrektur der Bulk-Komprimierungsfunktion und des oben beschriebenen Korrekturterms für die bistatische Anordnung wird auf das Frequenzsignal S(k_x, k_y, k) durchgeführt. Danach wird das Koordinatensystem durch Stolt-Interpolation auf ein äquidistantes Gitter mit den Koordinaten (k_x, k_y', k_z') neu abgetastet, und anschließend wird dreidimensionale inverse FFT durchgeführt, um das Ziel g(x, y, z) wiederzugeben.
• Der relationale Ausdruck zwischen (k_x, k_y, k_z) und (k_x, k_y', k_z') ist in den obigen Formeln (12) bis (19) dargestellt. 4 ist eine y-z-Draufsicht, die einen Abbildungszielbereich zeigt. Der Beziehungsausdruck zwischen (k_x, k_y, k_z) und (k_x, k_y', k_z') ist von dem näherungsweisen Koordinatenzentrum (y_cnt, z_cnt) in der y-z-Ebene abhängig, wenn der Übertragungspfad durch eine ebene Welle genähert wird. In diesem Fall ist es, wie in 4 dargestellt, notwendig, den Abbildungszielbereich zweidimensional in feine Zellen zu unterteilen, die durch ebene Wellen in der y-z-Ebene approximiert werden können, und Bildwiedergabe für jeden dreidimensionalen xyz-Bereich durchzuführen, der jeder Zelle entspricht (Mosaikpolarformat). In den obigen Formeln (15), (16), (18) und (19) entspricht θ_inο einem Winkel, der von der +y-Richtung zu dem Zentrum jeder Zelle aufgespannt ist.
• Bei den obigen Formeln (20) bis (22) handelt es sich um Korrekturterme für die bistatische Anordnung, und auch in diesen Formeln wird der Wert des Zentrums (y_cnt,z_cnt) jeder in 4 dargestellten Zelle als repräsentativer Wert von (y, z) verwendet. Bei diesen Korrekturtermen handelt es sich um Terme zur Korrektur einer zusätzlichen Phasendrehung, die durch Positionsabweichungen des linearen Übertragungs-Arrays 41 und des linearen Empfangs-Arrays 51 in der x-Achsenrichtung verursacht wird.
• Darüber hinaus wird ein geometrisches Bild des Beziehungsausdrucks zwischen (k_x, k_y, k_z) und (k_x, k_y', k_z') beschrieben, der durch die obigen Formeln (12) bis (19) ausgedrückt wird. 5 ist ein Bilddiagramm, das eine dreidimensionale Kugel S1, die auf einem Ursprung O zentriert ist, mit einem oberen Grenzwert k_max einer Wellenzahl k, die durch das Übertragungsfrequenzband bestimmt wird, als ein Radius und eine dreidimensionale Kugel S2, die auf dem Ursprung O zentriert ist, mit einem unteren Grenzwert k_min als ein Radius in einem dreidimensionalen Wellenzahlraum darstellt. W ist eine Bandbreite der Wellenzahl k.
• Auf der k_x/2-Achse ist Signalunterstützung auf einen bestimmten Bereich beschränkt. Geht man beispielsweise davon aus, dass die in 3 dargestellte Halbwertsbreite von 3 dB der Richtcharakteristik des Antennenelements in x-Richtung (Azimutrichtung) ± θ_3dB beträgt und ein Signal nur in diesem Bereich erhalten wird, so ist der Unterstützungsbereich der Wellenzahl k_x durch k_x ∈ [k_x,min,k_x,max] = [-k_maxsinθ_3dB,k_maxsinθ_3dB] begrenzt. In 5 ist dieser Unterstützungsbereich durch einen Pfeil R parallel zur k_x/2-Achse eingezeichnet.
• 6 ist ein Bilddiagramm, das einen Querschnitt zweier dreidimensionaler Kugeln zeigt, die durch einen Punkt C verlaufen, der einer Wellenzahl k_x in 5 entspricht, und die parallel zu einer k_y'-k_z'-Ebene liegen. Der Querschnitt S1a ist ein Querschnitt einer dreidimensionalen Kugel S1, der durch einen Punkt C (k_x/2,0,0) verläuft, der der Wellenzahl k_x in dem Unterstützungsbereich entspricht und parallel zu der k_y'-k_z'-Ebene liegt. Der Querschnitt S2a ist ein Querschnitt einer dreidimensionalen Kugel S2, der durch den Punkt C (k_x/2,0,0) verläuft und der parallel zu der k_y'-k_z'-Ebene liegt.
• Wie in 6 dargestellt, ist ein Winkel in Bezug auf die +k_y'-Richtung θ_inc, und ein Schnittpunkt einer Geraden L, die sich von dem Punkt C in Richtung jeder äußeren peripheren Seite der Querschnitte S1a und S2a erstreckt, und eines äußeren peripheren Kreises des Querschnitts S2a ist A, und ein Schnittpunkt der Geraden L und des äußeren peripheren Kreises des Querschnitts S1a ist B. Folglich werden ein Kreis D1, der durch den Punkt C um den Schnittpunkt A verläuft, und ein Kreis D2, der durch den Punkt C um den Schnittpunkt B verläuft, definiert.
• Der Radius des Kreises D1 ist eine Distanz k_yz,min zwischen dem Punkt C und dem Schnittpunkt A, und der Radius des Kreises D2 ist eine Distanz k_yz,max zwischen dem Punkt C und dem Schnittpunkt B. Unter den Regionen auf der äußeren peripheren Seite des Kreises D1 und auf der inneren peripheren Seite des Kreises D2 ist eine Region E, die sich fächerförmig in der k_x/2-Achsenrichtung erstreckt, eine Frequenzdomänenunterstützung in der k_y'-k_z'-Ebene in Bezug auf die Wellenzahl k_x.
• 7 ist ein Bilddiagramm, das eine Frequenzdomäne in einer k_y'-k_z'-Ebene bezüglich einer Wellenzahl k_x zeigt. Wie in 7 dargestellt, ist die fächerförmige Region E in einem Bereich von k_x/2 ∈ [k_x,min/2, k_x,max/2] = [-(k_max/2) sinθ_3dB,(k_max/2) sinθ_3dB] in der k_x/2-Achserichtung begrenzt. Das bedeutet, dass die Möglichkeit besteht, das Übertragungssignal zu multiplexen, um MIMO zu realisieren, indem die k_x/2-Achsenrichtung genutzt wird, das heißt, die vakante Frequenzregion der Dopplerfrequenzachse.
• Zum Multiplexen von Signalen auf der Dopplerfrequenzachse können die von den Übertragungsantennen übertragenen Übertragungssignale mit unterschiedlichen Verschiebungsbeträgen auf der Dopplerfrequenzachse unterstützt werden. Um dies zu realisieren, können für verschiedene Chirps unterschiedliche Anfangsphasenwechselbeträge für Übertragungssignale eingestellt werden, die von verschiedenen Übertragungsantennen übertragen werden.
• In einem Fall, in dem ein Anfangsphasenänderungsbetrag, während sich das Ziel um eine Einheitsdistanz bewegt, a (rad/m) beträgt, wird ein reflektiertes Signal S(x',y',k), das durch Reflexion des Übertragungssignals an einem räumlich ausgedehnten Ziel g(x,y,z) erhalten wird, durch die folgende Formel (23) ausgedrückt. Ein Unterschied zu S(x',y',k), der durch die obige Formel (7) ausgedrückt wird, ist ein Teil, in dem die Green-Funktion mit e^-jax' multipliziert wird. Es sei angemerkt, dass in der folgenden Formel (23) I(x',y') durch die obige Formel (7) ausgedrückt ist, I_T(x') durch die obige Formel (9) ausgedrückt wird und I_R(x',y') durch die obige Formel (10) ausgedrückt wird. $$\text{S}\left(\text{x}\text{'},\text{y}\text{'},\text{k}\right)={\displaystyle \int {\displaystyle \int {\displaystyle \int \text{g}\left(\text{x},\text{y},\text{z}\right)}}}{\text{e}}^{-\text{j}\left(\text{kl}\left(\text{x}\text{'},\text{y}\text{'}\right)+\text{ax}\text{'}\right)}\text{dxdydz}$$

  
• Das Ziel g(x,y,z) wird anhand des reflektierten Signals S(x',y',k) wiederhergestellt. Zum Beispiel wird in der obigen Formel (11) bis zur obigen Formel (22) das Ziel g(x,y,z) durch die folgende Formel (24) ausgedrückt, indem der Teil, der sich auf die Wellenzahl k_x bezieht, durch die Wellenzahl k_x' ersetzt wird. In der obigen Formel (24) ist k_x' allerdings durch die folgende Formel (25) definiert, k_y' ist durch die obige Formel (12) definiert, k_z' ist durch die folgende obige (13) definiert und k_z ist durch die obige Formel (14) definiert. k_y,inc ist durch die folgende Formel (15) definiert, und k_z,inc ist durch die folgende Formel (16) definiert. k_yz ist durch die folgende Formel (26) definiert. cosθ_inc ist durch die obige Formel (18) definiert, und sinθ_inc ist durch die obige Formel (19) definiert. $$\begin{array}{l}\text{g}\left(\text{x},\text{y},\text{z}\right)\approx {\displaystyle \int {\displaystyle \int {\displaystyle \int \text{Stolt}[\text{S}\left({\text{k}}_{\text{x}},{\text{k}}_{\text{y}},\text{k}\right)\cdot \text{exp}\left\{-\text{j}\left({\text{k}}_{\text{x}}^{\text{'}}\frac{\mathrm{\Delta }{\text{x}}_{\text{t}}}{2}+{\text{k}}_{\text{y}}{\text{y}}_0+{\text{k}}_{\text{z}}{\text{z}}_0\right)\right\}}}}\\ \cdot \text{exp}\left\{-\text{j}\left({\text{k}}_{\text{y},\text{inc}}\left({\text{y}}_0+\mathrm{\Delta }{\text{y}}_{\text{t}}\right)+{\text{k}}_{\text{z},\text{inc}}{\text{z}}_0\right)\right\}\cdot \text{exp}\left\{\text{j}\mathrm{\Phi }\left({\text{k}}_x^{\text{'}},{\text{k}}_{\text{y}},{\text{k}}_{\text{z}}|{\text{y}}_{\text{cnt}},{\text{z}}_{\text{cnt}}\right)\right\}]\\ \cdot \text{exp}\left\{\text{j}\left({\text{k}}_{\text{x}}^{\text{'}}\text{x}+{\text{k}}_{\text{y}}^{\text{'}}\text{y}+{\text{k}}_{\text{z}}^{\text{'}}\text{z}\right)\right\}{\text{dk}}_{\text{x}}^{\text{'}}{\text{dk}}_{\text{y}}^{\text{'}}{\text{dk}}_{\text{z}}^{\text{'}}\end{array}$$

  

  $${\text{k}}_{\text{x}}^{\text{'}}\triangleq {\text{k}}_{\text{x}}+\text{a}$$

  

  $${\text{k}}_{\text{yz}}\triangleq \sqrt{{\text{k}}^2-{\left(\raisebox{1ex}{${\text{k}}_{\text{x}}^{\text{'}}$}\!\left/ \!\raisebox{-1ex}{$2$}\right.\right)}^2}$$

  
• Φ in der obigen Formel (24) ist durch die folgende Formel (27) ausgedrückt. Dabei ist R₁ durch die obige Formel (21) definiert, und R₂ ist durch die folgende Formel (22) definiert. $$\triangleq \frac{{\text{k}}_{\text{yz}}^3{\text{k}}_{\text{z}}^3}{2\left\{{\text{k}}_{\text{z}}^3{\text{k}}^2{\text{R}}_1+{\text{k}}_{\text{yz}}^3\left({\text{k}}^2-{\text{k}}_{\text{y}}^2\right){\text{R}}_2\right\}}{\left(\mathrm{\Delta }{\text{x}}_{\text{t}}+\frac{{\text{k}}_{\text{x}}^{\text{'}}}{2{\text{k}}_{\text{yz}}}{\text{R}}_1-\frac{{\text{k}}_{\text{x}}^{\text{'}}}{2{\text{k}}_{\text{z}}}{\text{R}}_2\right)}^2$$

  
• In der folgenden Formel (24) steht die Stolt[·]-Funktion für Stolt-Interpolationsverarbeitung von (k_x,k_y,k_z) bis (k_x',k_y',k_z'). Die obigen Formeln (24) bis (27) bedeuten, dass die dreidimensionale Unterstützung um den Angangsphasenänderungsbetrag a (rad/m) auf der Dopplerfrequenzachse verschoben ist.
• 8 ist ein Bilddiagramm, das eine Frequenzregion in der k_y'-k_z'-Ebene bezüglich der Wellenzahl k_x zeigt, der durch die Übertragungsantenne Tx1 und die Übertragungsantenne Tx2 erhalten wird. Unter der Übertragungsantenne Tx1 und der Übertragungsantenne Tx2, wenn die Übertragungsantenne Tx1 die Anfangsphase zwischen den Chirps nicht ändert, und die Übertragungsantenne Tx2 die Anfangsphase zwischen den Chirps um den Anfangsphasenänderungsbetrag a (rad/m) ändert, besteht die Frequenzunterstützung aus fächerförmigen Regionen E1 und E2, die in 8 in der zweidimensionalen Ebene von k_x/2-k_z' dargestellt sind. Wie oben beschrieben, werden in einem Fall, in dem unterschiedliche Anfangsphasenänderungsbeträge für jede Übertragungsantenne zum Zeitpunkt von gleichzeitiger Übertragung von der Vielzahl von Übertragungsantennen gegeben sind, die von jeder Übertragungsantenne übertragenen Signale auf der Dopplerfrequenzachse getrennt, und DDM-MIMO kann implementiert werden.
• Wie in 8 dargestellt, ist es zur sauberen Trennung des von der Übertragungsantenne Tx1 übertragenen Signals und des von der Übertragungsantenne Tx2 übertragenen Signals auf der Dopplerfrequenzachse notwendig, den folgenden relationalen Ausdruck (28) zu erfüllen. $$2{\text{k}}_{\text{max}}\text{sin}{\mathrm{\theta }}_{3\text{dB}}<\text{a}$$

  
• Zum Beispiel in einem Fall, in dem die Anfangsphase, die auf das von der Übertragungsantenne Tx2 übertragene Signal eingestellt ist, zwischen Chirps um Φ (rad) gedreht wird, die Bewegungsgeschwindigkeit des Ziels in der x-Richtung v (m/s) beträgt und das Chirp-Intervall T (s) ist, wird der Anfangsphasenänderungsbetrag a (rad/m) durch die folgende Formel (29) ausgedrückt. $$\text{a}=\frac{\mathrm{\phi }}{\text{vT}}$$

  
• Um DDM-MIMO im Radarsignalprozessor 2 zu implementieren, ist es notwendig, dass die folgende Beziehung (30) bezüglich des Phasendrehungsbetrags Φ [rad] zwischen Chirps erfüllt wird. $$2{\text{vTk}}_{\text{max}}\text{sin}{\mathrm{\theta }}_{3\text{dB}}<\phi$$

  
• In der in 3 dargestellten Geometrie werden die Anfangsphasen der Chirp-Sequenz der von den einzelnen Übertragungsantennen Tx1 bis Tx4 übertragenen Signale wie in 2 dargestellt geändert, wobei die Bedingung erfüllt ist, dass sich die Frequenzunterstützungen der von den vier Übertragungsantennen Tx1 bis Tx4 übertragenen Signale nicht überschneiden. Als Ergebnis wird DDM-MIMO mit vier Übertragungen implementiert.
• Im Folgenden werden die Einzelheiten der DDM-MIMO-Verarbeitung mit vier Übertragungen durch den Radarsignalprozessor 2 beschrieben. 9 ist ein Ablaufschema, das das Radarbild-Erzeugungsverfahren gemäß der ersten Ausführungsform darstellt, und Generierung eines dreidimensionalen Radarbildes eines Ziels unter Verwendung der DDM-MIMO-Verarbeitung mit vier Übertragungen in der Geometrie von 2 darstellt.
• Als Voraussetzung für die Verarbeitung von 9 steuert die Steuereinheit 21, um die Übertragungseinheit und die Empfangseinheit zu veranlassen, eine Reihe von Verarbeitungen des gleichzeitigen Übertragens von Übertragungssignalen von den vier Übertragungsantennen Tx1 bis Tx4, des Empfangens reflektierter Signale, die die reflektierten Übertragungssignale durch die Empfangsantennen Rx sind, und des Erwerbens digitaler Daten der Empfangssignale zu wiederholen. Die Signalverarbeitungseinheit 23 betrachtet die sequentiell erworbenen digitalen Daten für das Ziel 9, das sich über die Antennenanordnungsrichtung der eindimensionalen Array-Antenne 8 hinweg bewegt hat, als zweidimensionale Array-Daten und führt inverse synthetische Aperturverarbeitung durch. Das heißt, eine Reihe von Verarbeitungen von Schritt ST1 bis Schritt ST9 ist eine inverse synthetische Aperturverarbeitung, und ein dreidimensionales Radarbild des Ziels wird durch die inverse synthetische Aperturverarbeitung generiert.
• Die Steuereinheit 21 überträgt von den Übertragungsantennen Tx1 bis T×4 gleichzeitig Übertragungssignale mit für jede Übertragungsantenne unterschiedlichen Anfangsphasenänderungsbeträgen a, wodurch die Übertragungssignale auf der Dopplerfrequenzachse gemultiplext werden. Die Signalverarbeitungseinheit 23 generiert ein dreidimensionales Radarbild des Ziels für jede der Übertragungsantennen auf Grundlage der Komponente des reflektierten Signals, die dem Übertragungssignal für jede Übertragungsantenne entspricht, und addiert die dreidimensionalen Radarbilder für jede Übertragungsantenne, um ein endgültiges dreidimensionales Radarbild des Ziels zu generieren.
• Beispielsweise generiert die Signalverarbeitungseinheit 23 die dreidimensionalen Daten S(x',y',k), indem die Distanz-FFT auf das von jeder Empfangsantenne empfangene Zeitsignal in Bezug auf das reflektierte Signal durchgeführt wird, welches das Übertragungssignal ist, das an jeder Bewegungsposition des sich in der x-Richtung bewegenden Ziels reflektiert wird (Schritt ST1). Die Signalverarbeitungseinheit 23 führt zweidimensionale Fourier-Transformation auf die dreidimensionalen Daten S(x',y',k) in der x'- und y'-Richtung durch, um S(k_x,k_y,k) zu generieren (Schritt ST2). Da die von den vier Übertragungsantennen Tx1 bis Tx4 übertragenen Signale auf der k_x-Achse getrennt sind, wird die folgende Verarbeitung von Schritt ST3 bis Schritt ST8 auf die von jeder Übertragungsantenne Tx1 bis Tx4 übertragenen Signalen unabhängig voneinander durchgeführt.
• Die Signalverarbeitungseinheit 23 generiert S'(k_x,k_y,k) für jede Übertragungsantenne Tx1 bis Tx4, indem Bulk-Komprimierungsverarbeitung eines Empfangspfads auf S(k_x,k_y,k) jedes von den Übertragungsantennen übertragenen Signals durchgeführt wird (Schritt ST3). Danach erfordert die Verarbeitung von Schritt ST4 bis Schritt ST7 eine Approximierung des Übertragungssignals an eine ebene Welle. Daher werden diese Verarbeitungen unabhängig in jedem zweidimensionalen Raum in der Vielzahl von zweidimensionalen Zellen durchgeführt, die durch Unterteilung des y-z-Raums erhalten werden.
• Die Signalverarbeitungseinheit 23 generiert S"(k_x,k_y,k|y_cnt,z_cnt), indem Bulk-Komprimierung des Übertragungspfades auf S'(k_x,k_y,k) in dem y-z-Raum durchgeführt wird, der als das Verarbeitungsziel unter den y-z-Räumen der Vielzahl von zweidimensionalen Zellen ausgewählt wurde (Schritt ST4). Anschließend führt die Signalverarbeitungseinheit 23 bistatische Anordnungskorrektur auf S"(k_x,k_y,k | y_cnt,z_cnt) durch, um S'''(k_x,k_y,k| y_cnt,z_cnt) zu generieren (Schritt ST5).
• Als nächstes führt die Signalverarbeitungseinheit 23 Stolt-Interpolation auf S'''(k_x,k_y,k | y_cnt,z_cnt) durch, um S''''(k_x',k_y',k_z' | y_cnt,z_cnt) zu generieren (Schritt ST6). Die Signalverarbeitungseinheit 23 führt dreidimensionale inverse Fourier-Transformation auf S''''(k_x',k_y',k_z' |y_cnt,z_cnt) durch (Schritt ST7). Als ein Ergebnis wird ein dreidimensionales Radarbild g(x,y,z | y_cnt,z_cnt) im y-z-Raum der als das Verarbeitungsziel ausgewählten zweidimensionalen Zelle generiert. Im Folgenden wird das dreidimensionale Radarbild g(x,y,z|y_cnt,z_cnt) gelegentlich auch als wiedergegebenes Bild g(x,y,z | y_cnt,z_cnt) bezeichnet.
• Die Signalverarbeitungseinheit 23 kombiniert eine Vielzahl von wiedergegebenen Bildern g(x,y,z|y_cnt,z_cnt), die für jede zweidimensionale Zelle berechnet werden, die durch Unterteilung des y-z-Raums erhalten wird (Schritt ST8). Als ein Ergebnis wird das wiedergegebene Bild g(x,y,z |Tx), das dem Übertragungssignal für jede Übertragungsantenne entspricht, generiert. Anschließend addiert die Signalverarbeitungseinheit 23 die wiedergegebenen Bilder g(x,y,z|Tx) für jede Übertragungsantenne kohärent bezüglich aller von den Übertragungsantennen Tx1 bis Tx4 übertragenen Übertragungssignalen und gibt das endgültige wiedergegebene Bild g(x,y,z) aus (Schritt ST9).
• In 9 kann die Verarbeitung für jede Übertragungsantenne (Schritte ST3 bis ST8) unabhängig voneinander durchgeführt werden. Darüber hinaus kann die Verarbeitung (Schritte ST4 bis ST7) für jeden kleinen y-z-Zellenraum der zweidimensionalen Zelle auch unabhängig voneinander durchgeführt werden. Diese Teile können durch Parallelverarbeitung mit einer Multi-Core-CPU oder eine GPU mit hoher Geschwindigkeit verarbeitet werden.
• 10 ist ein schematisches Diagramm, das eine Positionsbeziehung zwischen einer eindimensionalen Array-Antenne 8 und dem Ziel 9 darstellt. In der in 10 dargestellten Geometrie wird das Ergebnis der Bildwiedergabe des Punktziels durch die Übertragungsantenne Tx1 mit dem Ergebnis der Bildwiedergabe durch DDM-MIMO mit 4 Übertragungen unter Verwendung der Übertragungsantennen Tx1 bis Tx4 verglichen. Die Bewegung des Ziels 9 ist die gleiche wie in 3, und die Distanz zwischen der Antennenoberfläche des Substrats 8a und der Bewegungsbahn des Ziels 9 beträgt 2 (m).
• Die vier Übertragungsantennen T×1 bis Tx4 bilden ein lineares Array, das in gleichen Abständen angeordnet ist, und ein Abstand zwischen den Übertragungsantennen beträgt 6 (mm). Auch bei den 16 Empfangsantennen Rx1, Rx2 und Rx16 ist ein lineares Array konfiguriert, bei dem die Empfangsantennen in gleichen Abständen angeordnet sind und der Abstand zwischen den Empfangsantennen 8 (mm) beträgt. Die eindimensionale Array-Antenne 8 hat eine MIMO-Konfiguration mit 4 Übertragungen und 16 Empfängen und wird als virtuelles Array mit Elementantennen in Abständen von 2 (mm) und einer Gesamtapertur von etwa 12 (cm) betrachtet, bei Betrachtung aus ausreichender Entfernung.
• Das Modulationsverfahren ist lineare FMCW-Modulation, und das Frequenzband beträgt 77 bis 81 (GHz). Außerdem wird angenommen, dass die horizontale Richtcharakteristik der Übertragungs- und Empfangsantennen ±13 (Grad) beträgt und ein Signal aus einem größeren Winkelbereich als diesem nicht empfangen wird. Eine Änderungssequenz der Anfangsphase für jeden Chirp, der für jede Übertragungsantenne eingestellt ist, ist die gleiche wie in 2.
• 11 ist ein Spektraldiagramm, das ein zweidimensionales Spektrum darstellt, in dem ein dreidimensionales Spektrum S(kx,ky,k) auf eine zweidimensionale Ebene von kx-k projiziert wird, und das untere Diagramm von 11 stellt einen Spektrumteil dar, dem im oberen Diagramm ein Symbol F zugeordnet ist. Das zweidimensionale Spektrum in 11 ist ein zweidimensionales Spektrum, das durch vollständige Projektion des von der Signalverarbeitungseinheit 23 in Schritt ST2 in 9 berechneten dreidimensionalen Spektrums S(kx,ky,k) auf eine zweidimensionale Ebene von k_x-k erhalten wird. Wie im oberen Teil von 11 dargestellt, werden die von den Übertragungsantennen Tx1 bis Tx4 übertragenen Signale für jede Übertragungsantenne auf der k_x-Achse getrennt, und in der Radareinrichtung 1 wird DDM-MIMO mit vier Übertragungen implementiert. Außerdem wird, wie im unteren Teil von 11 dargestellt, ein zweidimensionales Spektrum, das jeder Übertragungsantenne entspricht, generiert.
• 12A ist eine Querschnittsansicht, die einen Querschnitt zeigt, der durch Schneiden einer Bildintensitätsverteilung erhalten wird, die auf Grundlage des von dem Übertragungssignal der Übertragungsantenne Tx1 abgeleiteten Empfangssignals entlang der y-z-Ebene berechnet wurde. Die in 12A dargestellte Bildintensitätsverteilung ist ein Wiedergabeergebnis des dreidimensionalen Radarbildes. 12B ist eine Ansicht, die einen Querschnitt der Bildintensitätsverteilung von 12A entlang einer x-z-Ebene zeigt. 12C ist eine Querschnittsansicht, die einen Querschnitt der Bildintensitätsverteilung von 12A entlang einer x-y-Ebene zeigt. 12D ist ein Verteilungsdiagramm, das die Bildintensitätsverteilung von 12A auf einer Geraden zeigt, die durch die Zielposition und entlang der y-Achse verläuft.
• 13A ist eine Querschnittsansicht, die einen Querschnitt der Bildintensitätsverteilung, die auf der Grundlage der von den Übertragungssignalen der Übertragungsantennen Tx1 bis Tx4 abgeleiteten Empfangssignale berechnet wurde, entlang der y-z-Ebene zeigt. 13B ist eine Ansicht, die einen Querschnitt der Bildintensitätsverteilung von 13A entlang der x-z-Ebene zeigt. 13C ist eine Querschnittsansicht, die einen Querschnitt der Bildintensitätsverteilung von 13A entlang der x-y-Ebene zeigt. 13D ist ein Verteilungsdiagramm, das die Bildintensitätsverteilung von 13A auf einer Geraden zeigt, die durch die Zielposition und entlang der y-Achse verläuft.
• Wie aus 12A, 12B, 12C und 12D und 13A, 13B, 13C und 13D ersichtlich ist, wird die Spitzenleistung im Vergleich zu der Bildintensitätsverteilung, die auf Grundlage des von dem Übertragungssignal der Übertragungsantenne Tx1 abgeleiteten Empfangssignals berechnet wird, durch kohärentes Addieren der Bildintensitätsverteilungen, die für jede Übertragungsantenne auf Grundlage der Empfangssignale, die von allen Signalen abgeleitet sind, die von den Übertragungsantennen Tx1 bis Tx4 übertragen werden, berechnet werden, um etwa 12 dB (= 20 log_lo4) verbessert. Das bedeutet, dass das SN-Verhältnis um ein Vielfaches der Anzahl der Übertragungsantennen (= 4 mal) verbessert wird. Das integrierte Nebenkeulenverhältnis (ISLR) wird ebenfalls um etwa 4 dB verbessert.
• Bei der in 10 dargestellten Odometrie ändert sich die Gesamtapertur nicht, da es sich um MIMO handelt. Daher ändert sich die Auflösung des durch die Radareinrichtung 1 generierten dreidimensionalen Radarbildes nicht.
• Bei der eindimensionalen Array-Antenne 8 ist es möglich, die Auflösung des dreidimensionalen Radarbildes zu verbessern, indem die Übertragungs- und Empfangsantennen so angeordnet werden, dass die Gesamtapertur vergrößert und gleichzeitig der Abstand zwischen den Elementantennen vergrößert wird (Virtuelles-MIMO-Array-Intervall).
• Eine Hardwarekonfiguration für die Implementierung der Funktionen des Radarsignalprozessors 2 sieht wie folgt aus.
• 14A ist ein Blockdiagramm, das eine Hardwarekonfiguration für die Implementierung der Funktionen des Radarsignalprozessors 2 zeigt. 14B ist ein Blockdiagramm, das eine Hardwarekonfiguration zur Ausführung von Software für die Implementierung der Funktionen des Radarsignalprozessors 2 zeigt. In 14A und 14B ist eine Eingangs- und Ausgangsschnittstelle 100 eine Schnittstelle, die durch den A/D-Wandler 7 umgewandelte digitale Daten empfängt, ein Steuersignal von der Steuereinheit 21 weiterleitet und das Steuersignal an die Übertragungseinheit und die Empfangseinheit ausgibt. Eine Speichereinrichtung 101 ist eine Speichereinrichtung, die Daten speichert, deren Eingabe von der Eingangs- und Ausgangsschnittstelle 100 empfangen wurde, und ist die Datenspeichereinheit 22.
• Die Funktionen der Steuereinheit 21 und der Signalverarbeitungseinheit 23, die in dem Radarsignalprozessor 2 enthalten sind, werden durch eine Verarbeitungsschaltung realisiert. Das heißt, der Radarsignalprozessor 2 umfasst eine Verarbeitungsschaltung, die Verarbeitung von Schritt ST1 bis Schritt ST9 in 9 ausführt. Die Verarbeitungsschaltung kann dedizierte Hardware sein oder kann ein CPU sein, die ein Programm ausführt, das in einem Arbeitsspeicher gespeichert ist.
• In einem Fall, in dem die Verarbeitungsschaltung eine Verarbeitungsschaltung 102 von dedizierter Hardware ist, wie in 14A dargestellt, entspricht die Verarbeitungsschaltung 102 zum Beispiel einem einzelnen Schaltkreis, einem zusammengesetzten Schaltkreis, einem programmierten Prozessor, einem parallel programmierten Prozessor, einer anwendungsspezifischen integrierten Schaltung (ASIC), einer im Feld programmierbaren Gatteranordnung (FPGA) oder einer Kombination davon. Die Funktionen der Steuereinheit 21 und der Signalverarbeitungseinheit 23, die in dem Radarsignalprozessor 2 enthalten sind, können durch separate Verarbeitungsschaltungen implementiert werden, oder diese Funktionen können kollektiv durch eine einzige Verarbeitungsschaltung implementiert werden.
• In einem Fall, in dem die Verarbeitungsschaltung ein in 14B dargestellter Prozessor 103 ist, werden die Funktionen der Steuereinheit 21 und der Signalverarbeitungseinheit 23, die in dem Radarsignalprozessor 2 enthalten sind, durch Software, Firmware oder eine Kombination aus Software und Firmware implementiert. Es sei angemerkt, dass Software oder Firmware als Programm geschrieben ist und in einem Arbeitsspeicher 104 gespeichert wird.
• Der Prozessor 103 implementiert die Funktionen der Steuereinheit 21 und der Signalverarbeitungseinheit 23, indem das im Arbeitsspeicher 104 gespeicherte Programm gelesen und ausgeführt wird. Der Radarsignalprozessor 2 umfasst beispielsweise den Arbeitsspeicher 104, in dem ein Programm gespeichert ist, das bei Ausführung durch den Prozessor 103 zur Ausführung der in 9 dargestellten Verarbeitungsschritte ST1 bis ST9 führt. Diese Programme veranlassen einen Computer, die von der Steuereinheit 21 und der Signalverarbeitungseinheit 23 ausgeführten Vorgänge oder Verfahren auszuführen. Der Arbeitsspeicher 104 kann ein computerlesbares Speichermedium sein, das ein Programm speichert, das einen Computer veranlasst, als die Steuereinheit 21 und die Signalverarbeitungseinheit 23 zu arbeiten.
• Der Arbeitsspeicher 104 entspricht beispielsweise einem nichtflüchtigen oder flüchtigen Halbleiterspeicher wie einem Direktzugriffsspeicher (random access memory, RAM), einem Nur-Lese-Speicher (read only memory, ROM), einem Flashspeicher, einem löschbaren programmierbaren Nur-Lese-Speicher (EPROM) oder einem elektrischen EPROM (EEPROM); einer magnetischen Scheibe, einer flexiblen Scheibe, einer optischen Scheibe, einer Compactdisc, einer MiniDisc oder einer DVD.
• Ein Teil der Funktionen der Steuereinheit 21 und der Signalverarbeitungseinheit 23 kann durch dedizierte Hardware implementiert sein, und der übrige Teil kann durch Software oder Firmware implementiert sein. Beispielsweise ist die Funktion der Steuereinheit 21 durch die Verarbeitungsschaltung 102 implementiert, die dedizierte Hardware ist, und die Funktion der Signalverarbeitungseinheit 23 wird durch den Prozessor 103 implementiert, der ein im Arbeitsspeicher 104 gespeichertes Programm liest und ausführt. Somit kann die Verarbeitungsschaltung die oben genannten Funktionen durch Hardware, Software, Firmware oder eine Kombination davon implementieren.
• Die Ableitung der obigen Formel (22) aus der obigen Formel (11) lautet wie folgt.
• In der in 3 dargestellten Geometrie wird in einem Fall, in dem es ein räumlich ausgedehntes Ziel g(x,y,z) gibt, das Spektrum S(x',y',k) in Bezug auf das reflektierte Signal des von der Übertragungsantenne Tx1 übertragenen Übertragungssignals durch die obige Formel (7) ausgedrückt. Dabei ist x' die x-Koordinate des Zentrums des Ziels 9, wenn das Übertragungssignal von der Übertragungsantenne Tx1 übertragen wird, y' entspricht dem Wert der y-Koordinate - y₀ der Empfangsantenne Rx, die das reflektierte Signal des Übertragungssignals empfangen hat, und die sich hin- und herbewegende Distanz des Übertragungssignals ist I(x',y'), was durch die obige Formel (8) ausgedrückt wird. Die Vorwärtspfaddistanz des Übertragungssignals ist I_T(x') und wird durch die obige Formel (9) ausgedrückt, und die Rückpfaddistanz des reflektierten Signals des Übertragungssignals ist I_R(x',y') und wird durch die obige Formel (10) ausgedrückt.
• Zwischen einem Frequenzsignal S(k_x,k_y,k) und g(x,y,z), das durch zweidimensionale Fourier-Transformation von S(x',y',k) in Bezug auf x' und y' durch die Signalverarbeitungseinheit 23 berechnet wird, wird eine Beziehung der folgenden Formel (31) hergestellt. $$\begin{array}{l}\text{S}\left({\text{k}}_{\text{x}},{\text{k}}_{\text{y}},\text{k}\right)=\int \int \text{S}\left(\text{x}\text{'},\text{y}\text{'},\text{k}\right){\text{e}}^{-{\text{jk}}_{\text{x}}\text{x}\text{'}}{\text{e}}^{-{\text{jk}}_{\text{y}}\text{y}\text{'}}\text{dx}\text{'}\text{dy}\text{'}\\ =\int \int \int \text{g}\left(\text{x},\text{y},\text{z}\right)\text{dxdydz}\int {\text{e}}^{-{\text{jkl}}_{\text{T}}\left(\text{x}\text{'}\right)}{\text{e}}^{-{\text{jk}}_{\text{x}}\text{x}\text{'}}\text{dx}\text{'}\int {\text{e}}^{-{\text{jkl}}_{\text{R}}}\left(\text{x}\text{'},\text{y}\text{'}\right){\text{e}}^{-{\text{jk}}_{\text{y}}\text{y}\text{'}}\text{dy}\text{'}\end{array}$$

  
• Der letzte integrale Teil auf der rechten Seite der obigen Formel (31) kann mit der Methode der stationären Phase (MOSP) berechnet werden und wird durch die folgende Formel (32) ausgedrückt. $$\int {\text{e}}^{-{\text{jkl}}_{\text{R}}}{}^{\left(\text{x}\text{'},\text{y}\text{'}\right)}{\text{e}}^{-{\text{jk}}_{\text{y}}\text{y}\text{'}}\text{dy}\text{'}\approx \text{exp}\left[-\text{j}\sqrt{{\text{k}}^2-{\text{k}}_{\text{y}}^2}\sqrt{{\left(\text{x}-\text{x}\text{'}\right)}^2+{\left(\text{z}-{\text{z}}_0\right)}^2}-{\text{jk}}_{\text{y}}\left(\text{y}-{\text{y}}_0\right)\right]$$

  
• Durch Einsetzen der obigen Formel (32) in den letzten integralen Teil auf der rechten Seite der obigen Formel (31), wird die Beziehung der folgenden Formel (33) zwischen S(k_x,k_y,k) und g(x,y,z) hergestellt. $$\begin{array}{l}\text{S}\left({\text{k}}_{\text{x}},{\text{k}}_{\text{y}},\text{k}\right)\approx \int \int \int \text{g}\left(\text{x},\text{y},\text{z}\right)\text{dxdydz}\cdot {\text{e}}^{-{\text{jk}}_{\text{y}}\left(\text{y}-{\text{y}}_0\right)}\\ \cdot \int \text{exp}[-\text{jk}\sqrt{{\left(\text{x}-\text{x}\text{'}-\Delta {\text{x}}_{\text{t}}\right)}^2+{\left(\text{y}-{\text{y}}_0-\Delta {\text{y}}_{\text{t}}\right)}^2+{\left(\text{z}-{\text{z}}_0\right)}^2}-{\text{jk}}_{\text{x}}\text{x}\text{'}\\ -\text{j}\sqrt{{\text{k}}^2-{\text{k}}_{\text{y}}^2}\sqrt{{\left(\text{x}-\text{x}\text{'}\right)}^2+{\left(\text{z}-{\text{z}}_0\right)}^2}]\text{dx}\text{'}\end{array}$$

  
• Der letzte integrale Teil des ersten Terms, der dritte Term und der vierte Term auf der rechten Seite der obigen Formel (33) werden mittels MOSP berechnet. Wenn diese Exponententeile -jϕ(x') sind, wird ϕ(x') in ϕ_T(x') und ϕ_R(x') zerlegt, wie in der folgenden Formel (34). $$\begin{array}{l}\mathrm{\phi }\left(\text{x}\text{'}\right)=\left\{\text{k}\sqrt{{\left(\text{x}-\text{x}\text{'}-\Delta {\text{x}}_{\text{t}}\right)}^2+{\left(\text{y}-{\text{y}}_0-\Delta {\text{y}}_{\text{t}}\right)}^2+{\left(\text{z}-{\text{z}}_0\right)}^2}+\frac{{\text{k}}_{\text{x}}}{2}\text{x}\text{'}\right\}\\ +\left\{\sqrt{{\text{k}}^2-{\text{k}}_{\text{y}}^2}\sqrt{{\left(\text{x}-\text{x}\text{'}\right)}^2+\left(\text{z}-{\text{z}}_0\right)}+\frac{{\text{k}}_{\text{x}}}{2}\text{x}\text{'}\right\}\stackrel{\wedge}{=}{\mathrm{\phi }}_{\text{T}}\left(\text{x}\text{'}\right)+{\mathrm{\phi }}_{\text{R}}\left(\text{x}\text{'}\right)\end{array}$$

  
• In einem Fall, in dem ϕ_T(x') durch Taylor zu einem Term zweiter Ordnung approximiert wird, wenn x', bei dem dϕ_T(x')/dx' = 0 ist, als x_T' festgelegt wird, wird x_T' durch die folgende Formel (35) ausgedrückt. Dabei wird k_yz durch die obige Formel (17) ausgedrückt, und R₁ wird durch die folgende Formel (36) ausgedrückt. $${\text{x}}_{\text{T}}^{\text{'}}=\text{x}-\Delta {\text{x}}_{\text{t}}-\frac{{\text{k}}_{\text{x}}}{2{\text{k}}_{\text{yz}}}{\text{R}}_{\text{1}}$$

  

  $${\text{R}}_1\triangleq \sqrt{{\left(\text{y}-{\text{y}}_0-\Delta {\text{y}}_{\text{t}}\right)}^2+{\left(\text{z}-{\text{z}}_0\right)}^2}$$

  
• Nach der obigen Formel (35) wird ϕ_T(x') durch die folgende Formel (37) approximiert. $$\begin{array}{l}{\mathrm{\phi }}_{\text{T}}\left(\text{x}\text{'}\right)\approx {\mathrm{\phi }}_{\text{T}}\left({\text{x}}_{\text{T}}^{\text{'}}\right)+\frac{1}{2}\frac{{\partial }^2{\mathrm{\phi }}_{\text{T}}\left({\text{x}}_{\text{T}}^{\text{'}}\right)}{\partial \text{x}{\text{'}}^2}\left(\text{x}-{\text{x}}_{\text{T}}^{\text{'}}\right)\\ ={\text{k}}_{\text{yz}}{\text{R}}_1+\frac{{\text{k}}_{\text{x}}}{2}\left(\text{x}-\Delta {\text{x}}_{\text{t}}\right)+\frac{{\text{k}}_{\text{yz}}^3}{2{\text{k}}^2{\text{R}}_1}{\left(\text{x}\text{'}-{\text{x}}_{\text{T}}^{\text{'}}\right)}^2\end{array}$$

  
• In ähnlicher Weise, in einem Fall, in dem 4>_R(_X') durch Taylor zu einem Term zweiter Ordnung approximiert wird, wenn x', bei dem dϕ_R(x')/dx' = 0 ist, als x_R' festgelegt wird, wird x_R', x_R' durch die folgende Formel (38) ausgedrückt. Hier ist k_z durch die folgende Formel (39) ausgedrückt, und R₂ ist durch die folgende Formel (40) ausgedrückt. $${\text{x}}_{\text{R}}^{\text{'}}=\text{x}-\frac{{\text{k}}_{\text{x}}}{2{\text{k}}_{\text{z}}}{\text{R}}_2,$$

  

  $${\text{k}}_{\text{z}}\triangleq \sqrt{{\text{k}}^2-{\text{k}}_{\text{y}}^2-{\left(\raisebox{1ex}{${\text{k}}_{\text{x}}$}\!\left/ \!\raisebox{-1ex}{$2$}\right.\right)}^2}$$

  

  $${\text{R}}_1\triangleq \text{z}-{\text{z}}_0$$

  
• Nach der obigen Formel (38) wird 4>_R(_X') durch die folgende Formel (41) approximiert. $$\begin{array}{l}{\mathrm{\phi }}_{\text{R}}\left(\text{x}\text{'}\right)\approx {\mathrm{\phi }}_{\text{R}}\left({\text{x}}_{\text{R}}^{\text{'}}\right)+\frac{1}{2}\frac{{\partial }^2{\mathrm{\phi }}_{\text{R}}\left({\text{x}}_{\text{R}}^{\text{'}}\right)}{\partial \text{x}{\text{'}}^2}\left(\text{x}-{\text{x}}_{\text{R}}^{\text{'}}\right)\\ ={\text{k}}_{\text{z}}{\text{R}}_2+\frac{{\text{k}}_{\text{x}}}{2}\text{x}+\frac{{\text{k}}_{\text{z}}^3}{2\left({\text{k}}^2{\text{-k}}_{\text{y}}^2\right){\text{R}}_2}{\left(\text{x}\text{'}-{\text{x}}_{\text{R}}^{\text{'}}\right)}^2\end{array}$$

  
• Daher wird Φ(x') durch die folgende Formel (42) approximiert. $$\begin{array}{l}\mathrm{\phi }\left(\text{x}\text{'}\right)={\mathrm{\phi }}_{\text{T}}\left(\text{x'}\right)+{\mathrm{\phi }}_{\text{R}}\left(\text{x}\text{'}\right)\\ \approx {\text{k}}_{\text{yz}}{\text{R}}_1+{\text{k}}_{\text{z}}{\text{R}}_2+{\text{k}}_{\text{x}}\text{x}-\frac{{\text{k}}_{\text{x}}}{2}\Delta {\text{x}}_{\text{t}}+\frac{{\text{k}}_{\text{yz}}^3}{2{\text{k}}^2{\text{R}}_1}{\left(\text{x}\text{'}-{\text{x}}_{\text{T}}^{\text{'}}\right)}^2\\ +\frac{{\text{k}}_{\text{z}}^3}{2\left({\text{k}}^2-{\text{k}}_{\text{y}}^2\right){\text{R}}_2}{\left(\text{x}\text{'}-{\text{x}}_{\text{R}}^{\text{'}}\right)}^2\end{array}$$

  
• In einem Fall, in dem der dritte Term und der vierte Term auf der rechten Seite der obigen Formel (42) durch Taylor an den Term erster Ordnung approximiert werden, wenn x', in dem die Ableitung in Bezug auf x' in diesen Termen 0 ist, x_c' ist, wird x_c' durch die folgende Formel (43) ausgedrückt. Hier wird A durch die folgende Formel (44) ausgedrückt, und B wird durch die folgende Formel (45) ausgedrückt. $${\text{x}}_{\text{C}}^{\text{'}}=\frac{1}{\text{A}+\text{B}}\left({\text{Ax}}_{\text{T}}^{\text{'}}+{\text{Bx}}_{\text{R}}^{\text{'}}\right)$$

  

  $$\text{A}\triangleq \frac{8{\text{k}}_{\text{yz}}^3}{{\text{k}}^2{\text{R}}_1}$$

  

  $$\text{B}\triangleq \frac{8{\text{k}}_{\text{z}}^3}{\left({\text{k}}^2-{\text{k}}_{\text{y}}^2\right){\text{R}}_2}$$

  
• Der dritte Term und der vierte Term auf der rechten Seite der obigen Formel (42) werden durch die folgende Formel (46) ausgedrückt. $$\begin{array}{l}\frac{{\text{k}}_{\text{yz}}^3}{2{\text{k}}^2{\text{R}}_1}{\left(\text{x'}-{\text{x}}_{\text{T}}^{\text{'}}\right)}^2+\frac{{\text{k}}_{\text{z}}^{\text{3}}}{2\left({\text{k}}^2-{\text{k}}_{\text{y}}^2\right){\text{R}}_2}{\left(\text{x}\text{'}-{\text{x}}_{\text{R}}^{\text{'}}\right)}^2\\ \approx \frac{{\text{k}}_{\text{yz}}^3{\text{k}}_{\text{z}}^3}{2\left\{{\text{k}}_{\text{z}}^3{\text{k}}^2{\text{R}}_1+{\text{k}}_{\text{yz}}^3\left({\text{k}}^2-{\text{k}}_{\text{y}}^2\right){\text{R}}_2\right\}}{\left(\Delta {\text{x}}_{\text{t}}+\frac{{\text{k}}_{\text{x}}}{2{\text{k}}_{\text{yz}}}{\text{R}}_1-\frac{{\text{k}}_{\text{x}}}{2{\text{k}}_{\text{z}}}{\text{R}}_2\right)}^2\end{array}$$

  
• Daher wird Φ(x') schließlich durch die folgende Formel (47) approximiert. $$\begin{array}{l}\phi \left(x\text{'}\right)={\phi }_T\left(x\text{'}\right)+{\phi }_R\left(x\text{'}\right)\\ \approx k_{yz}{R}_1+k_z{R}_2+k_{x}x-\frac{k_x}{2}\Delta x_t\\ +\frac{k_{yz}^3{k}_z^3}{2\left\{k_z^3{k}^2{R}_1+k_{yz}^3\left(k^2-k_y^2\right)R_2\right\}}{\left(\Delta x_t+\frac{k_x}{2k_{yz}}{R}_1-\frac{k_x}{2k_z}{R}_2\right)}^2\end{array}$$

  
• Wenn Φ(x') durch die obige Formel (47) ausgedrückt wird, wird eine Beziehung der folgenden Formel (48) zwischen S(k_x,k_y,k) und g(x,y,z) hergestellt. $$\begin{array}{l}\text{S}\left({\text{k}}_{\text{x}},{\text{k}}_{\text{y}},\text{k}\right)=\int \int \int \text{g}\left(\text{x},\text{y},z\right)\text{dxdydy}\cdot {\text{e}}^{-{\text{jk}}_{\text{y}}\left(\text{y}-{\text{y}}_0\right)}\\ ·\text{ exp}\left[-{\text{jk}}_{\text{yz}}\sqrt{{\left(\text{y}-{\text{y}}_0-\Delta {\text{y}}_{\text{t}}\right)}^2+{\left(\text{z}-{\text{z}}_0\right)}^2}-{\text{jk}}_{\text{z}}\left(\text{z}-{\text{z}}_0\right)-{\text{jk}}_{\text{x}}\text{x}+\text{j}\frac{{\text{k}}_{\text{x}}}{2}\Delta {\text{x}}_{\text{t}}\right]\\ ·\text{ exp}\left[-\text{j}\frac{{\text{k}}_{\text{yz}}^3{\text{k}}_{\text{z}}^3}{2\left\{{\text{k}}_{\text{z}}^3{\text{k}}^2{\text{R}}_1+{\text{k}}_{\text{yz}}^3\left({\text{k}}^2-{\text{k}}_{\text{y}}^2\right){\text{R}}_2\right\}}{\left(\Delta {\text{x}}_{\text{t}}+\frac{{\text{k}}_{\text{x}}}{2{\text{k}}_{\text{yz}}}{\text{R}}_1-\frac{{\text{k}}_{\text{x}}}{2{\text{k}}_{\text{z}}}{\text{R}}_2\right)}^2\right]\end{array}$$

  
• Für -jk_yz{(y-y₀-Δy_t)² + (z-z₀)²}^1/2 auf der rechten Seite der obigen Formel (48) wird eine Approximierung einer ebenen Welle eingeführt, um diese Quadratwurzel zu entfernen. Wenn zum Beispiel das Zentrum von Koordinaten des Ziels g(x,y,z) in der y-z-Ebene (y_cnt,z_cnt) ist, kann der Quadratwurzelteil durch eine ebene Welle approximiert werden, wie durch die folgende Formel (49) ausgedrückt. Hier ist k_y,inc durch die obige Formel (15) definiert, und k_z,inc ist durch die obige Formel (16) definiert. cosθ_inc ist durch die obige Formel (18) definiert, und sinθ_inc ist durch die obige Formel (19) definiert. $$\begin{array}{l}\text{exp}\left[-{\text{jk}}_{\text{yz}}\sqrt{{\left(\text{y}-{\text{y}}_0-\Delta {\text{y}}_{\text{t}}\right)}^2+{\left(\text{z}-{\text{z}}_0\right)}^2}\right]\\ =\text{exp}\left[-{\text{jk}}_{\text{y}\text{,inc}}\left(\text{y}-{\text{y}}_0-\Delta {\text{y}}_{\text{t}}\right)-{\text{jk}}_{\text{z}\text{,inc}}\left(\text{z}-{\text{z}}_0\right)\right]\end{array}$$

  
• Durch Einsetzen der obigen Formel (49) in -jk_yz{(y-y₀-Δy_t)² + (z-z₀)²}^1/2, was der Quadratwurzelteil auf der rechten Seite der obigen Formel (48) ist, und durch Organisieren ergibt sich schließlich der folgende approximierte relationale Ausdruck (50) zwischen S(k_x,k_y,k) und g(x,y,z). Hier ist k_y' durch die obige Formel (12) definiert, und k_z' ist durch die obige Formel (13) definiert. $$\begin{array}{l}\text{S}\left({\text{k}}_{\text{x}},{\text{k}}_{\text{y}},\text{k}\right)=\int \int \int \text{g}\left(\text{x},\text{y},\text{z}\right)\text{exp}\left\{{\text{k}}_{\text{x}}\text{x}+{\text{k}}_{\text{y}}^{\text{'}}\text{y}+{\text{k}}_{\text{z}}^{\text{'}}\text{z}\right\}\text{dxdydz}\cdot \text{exp}\left\{\text{j}\left({\text{k}}_{\text{x}}\frac{\Delta {\text{x}}_{\text{t}}}{2}+{\text{k}}_{\text{y}}{\text{y}}_0+{\text{k}}_{\text{z}}{\text{z}}_0\right)\right\}\\ ·\text{ exp}\left\{\text{j}\left({\text{k}}_{\text{y}\text{,inc}}\left({\text{y}}_0+\Delta {\text{y}}_{\text{t}}\right)+{\text{k}}_{\text{z}\text{,inc}}{\text{z}}_0\right)\right\}\\ ·\text{ exp}\left[-\text{j}\frac{{\text{k}}_{\text{yz}}^3{\text{k}}_{\text{z}}^3}{2\left\{{\text{k}}_{\text{z}}^3{\text{k}}^2{\text{R}}_1+{\text{k}}_{\text{yz}}^3\left({\text{k}}^2-{\text{k}}_{\text{y}}^2\right){\text{R}}_2\right\}}{\left(\Delta {\text{x}}_{\text{t}}+\frac{{\text{k}}_{\text{x}}}{2{\text{k}}_{\text{yz}}}{\text{R}}_1-\frac{{\text{k}}_{\text{x}}}{2{\text{k}}_{\text{z}}}{\text{R}}_2\right)}^2\right]\end{array}$$

  
• Daher kann g(x y,z) aus S(k_x,k_y,k) mit den obigen Formeln (11) bis (22) geschätzt werden.
• Wie oben beschrieben, führt die Radareinrichtung 1 gemäß der ersten Ausführungsform eine Reihe von Verarbeitungen des Übertragens von Übertragungssignalen in Raum unter Verwendung der linear angeordneten Übertragungsantennen Tx1 bis TxM, Empfangens von reflektierten Signalen, welche die im Raum reflektierten Übertragungssignale sind, unter Verwendung der in der gleichen Richtung wie die Übertragungsantennen linear angeordneten Empfangsantennen Rx1 bis RxN, gleichzeitigen Übertragens von Übertragungssignalen von den Übertragungsantennen Tx1 bis TxM, und Empfangens von reflektierten Signalen von den Empfangsantennen Rx1 bis RxN wiederholt aus, um digitale Daten zu erwerben. Unter Verwendung digitaler Daten, die durch eine Reihe von wiederholt ausgeführten Verarbeitungen als zweidimensionale Array-Daten sequentiell erworben werden, wird ein dreidimensionales Radarbild des Ziels 9 generiert, das sich in einer Richtung bewegt hat, die die Antennenanordnungsrichtung der Übertragungsantennen Tx1 bis TxM und der Empfangsantennen Rx1 bis RxN kreuzt. Dadurch wird das Signalübertragungsintervall der Übertragungsantennen Tx1 bis TxM verkürzt und somit der Einfluss der Bewegung des Ziels 9 innerhalb der Zeit des Signalübertragungsintervalls reduziert. Wenn beispielsweise die Anzahl der Übertragungsantennen N beträgt und das Signalübertragungsintervall einer Übertragungsantenne in der herkömmlichen Radareinrichtung des TDM-MIMO-Systems T(s) beträgt, kann das Signalübertragungsintervall einer Übertragungsantenne in der Radareinrichtung 1 des DDM-MIMO-Systems auf T/N(s) verkürzt werden. Daher können Empfangssignale, die aus Übertragungssignalen von verschiedenen Übertragungsantennen abgeleitet sind, kohärent addiert werden, und das SN-Verhältnis des dreidimensionalen Radarbildes wird N-mal verbessert, so dass die Radareinrichtung 1 die Auflösung des dreidimensionalen Radarbildes verbessern kann.
• Zweite Ausführungsform.
• 15 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration einer Radareinrichtung 1A gemäß einer zweiten Ausführungsform darstellt und eine FMCW-Radareinrichtung zeigt. In 15 werden Komponenten, die denen von 1 gleich sind, mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet und auf ihre die Beschreibung wird verzichtet. Ähnlich wie die Radareinrichtung 1 überträgt die Radareinrichtung 1A mit einer eindimensionalen Array-Antenne Übertragungssignale in Form von Funkwellen in Raum und empfängt reflektierte Wellen, welche die übertragenen Funkwellen sind, die von einem im Raum befindlichen Ziel reflektiert und zurückübertragen werden, wodurch ein dreidimensionales Radarbild des Ziels generiert wird. Die Radareinrichtung 1A wird zum Beispiel in einem Millimeterwellen-Sicherheitssystem verwendet, das eine Körperkontrolle auf ein Erfassungsobjekt durchführt, die kontinuierlich in Echtzeit erfolgt, ohne die Bewegung des Erfassungsobjekts zu behindern. Bei der folgenden Beschreibung wird davon ausgegangen, dass es sich bei der Radareinrichtung 1A um ein Millimeterwellen-Sicherheitssystem handelt, das dreidimensionale Radarbilder eines sich bewegenden Erfassungsobjekts sequentiell wiedergibt.
• Die Radareinrichtung 1A umfasst einen Radarsignalprozessor 2A, einen Übertragungssignalgenerator 3, einen Übertrager 4, einen Empfänger 5, einen Schwebungssignalgenerator 6 und einen A/D-Wandler 7. Der Radarsignalprozessor 2A umfasst eine Steuereinheit 21, eine Datenspeichereinheit 22 und eine Signalverarbeitungseinheit 23A.. Die Steuereinheit 21 stellt das Impulswiederholungsintervall der gleichzeitig von den Übertragungsantennen Tx1 bis TxM übertragenen Übertragungssignale auf einen konstanten Wert ein und setzt Anfangsphasenänderungsbetrag zwischen den Übertragungssignalen im Impulswiederholungsintervall für jede Übertragungsantenne auf einen anderen Wert. Die Signalverarbeitungseinheit 23A generiert ein dreidimensionales Radarbild des Erfassungsobjekts, indem sequentielle Fourier-Transformation auf die digitalen Daten der reflektierten Signale durchgeführt wird, die mit dem Impulswiederholungsintervall von den Empfangsantennen Rx1 bis RxN in ein Signal in der Dopplerfrequenzdomäne sequentiell empfangen werden.
• Ein Radarbild-Generierungsverfahren gemäß der zweiten Ausführungsform ist wie folgt.
• 16 ist ein Ablaufschema, das ein Radarbild-Generierungsverfahren gemäß der zweiten Ausführungsform darstellt. In 16 ist die Verarbeitung von Schritt ST4a bis Schritt ST10a die gleiche wie die in 9 beschriebene Verarbeitung von Schritt ST3 bis Schritt ST9. Die Signalverarbeitungseinheit 23A generiert spaltenweise Empfangssignale s(y',k|h) (Schritt ST1a).
• Beispielsweise wird bei der sequentiellen diskreten Fourier-Transformation in der eindimensionalen Fourier-Transformation eine kurzzeitige diskrete Fourier-Transformation von N Punkten in Bezug auf das diskrete Signal x(n) (n = 0, 1, 2) durch die folgende Formel (51) ausgedrückt. Dabei wird ω_N durch die folgende Formel (52) ausgedrückt. $$\text{X}\left({\text{k}}_{\text{x}},\text{h}\right)={\displaystyle \sum _{\text{n=0}}^{\text{N}-1}\text{x}\left(\text{h}+\text{n}\right){\mathrm{\omega }}_{\text{N}}^{{\text{k}}_{\text{x}}\text{n}}}{\text{,k}}_{\text{x}}=\mathrm{0,1,2}\dots ,\text{N}-1;\text{ h}=\mathrm{0,1,2,}\dots$$

  

  $${\mathrm{\omega }}_{\text{N}}=\text{exp}\left(-\text{j}\frac{2\mathrm{\pi }}{\text{N}}\right)$$

  
• Durch Transformieren der obigen Formel (51) kann die folgende Formel (53) der sequentiellen diskreten Fourier-Transformation abgeleitet werden. $$\text{X}\left({\text{k}}_{\text{x}},\text{h}\right)=\left\{\text{X}\left({\text{k}}_{\text{x}},\text{h}-1\right)-\text{x}\left(\text{h}-1\right)\right\}{\mathrm{\omega }}_{\text{N}}^{-{\text{k}}_{\text{x}}}+\text{x}\left(\text{h}+\text{N}-1\right){\mathrm{\omega }}_{\text{N}}^{-{\text{k}}_{\text{x}}\left(\text{N}-\text{1}\right)}$$

  
• Durch die Verwendung der obigen Formeln (51) und (53) wird die Berechnungsgeschwindigkeit, die die Radareinrichtung 1A zur Generierung eines dreidimensionalen Radarbildes benötigt, erhöht. Zum Beispiel im Falle der Wiedergabe von zeitlich kontinuierlichen dreidimensionalen Radarbildern wird die Chirp-Anzahl des letzten Übertragungssignals auf h gesetzt, und das dreidimensionale Radarbild wird unter Verwendung von Empfangssignalen von N Chirps mit den Chirp-Anzahlen (h - N + 1) bis h wiedergegeben. Die Signalverarbeitungseinheit 23A führt auf das Empfangssignal s(y',k|h) eindimensionale Fourier-Transformation mit der Chirp-Anzahl h in Bezug auf y' durch, um ein zweidimensionales Frequenzsignal s(y',k|h) zu generieren (Schritt ST2a). Parallel zur Generierung des zweidimensionalen Frequenzsignals s(y',k|h) führt die Signalverarbeitungseinheit 23A dreidimensionale Fourier-Transformation auf die Empfangssignale durch, die den letzten N Chirps von den Chirp-Anzahlen (h - N + 1) bis h entsprechen. Als ein Ergebnis wird ein dreidimensionales Frequenzsignal S(k_x,k_y,k | h) generiert.
• Durch Durchführung der sequentiellen diskreten Fourier-Transformation, die durch die obige Formel (53) ausgedrückt wird, werden die durch die folgenden Formeln (54), (55) und (56) dargestellten Beziehungen zwischen s(y,k| h) und S(k_x,k_y,k| h) hergestellt. In den folgenden Formeln (54), (55) und (56) wird diese jedoch abgekürzt als S_ij/h(k_x) = S(k_x,k_y = i,k = j | h) und s_ij/h = s(k_y = i,k = j | h). Die Signalverarbeitungseinheit 23A wendet die folgenden Formeln (54), (55) und (56) auf alle k_y,k an, um sequentielle FFT durchzuführen (Schritt ST3a). Als ein Ergebnis wird S(k_x,k_y,k) für jede der Übertragungsantennen Tx1 bis Tx4 generiert. Die folgende Verarbeitung ist der Verarbeitung in und nach Schritt ST3 in 9 ähnlich. $${\text{S}}_{\text{ij}|\text{h}}\left({\text{k}}_{\text{x}}\right)=\left\{{\text{S}}_{\text{ij}|\text{h}-1}\left({\text{k}}_{\text{x}}\right)-{\text{S}}_{\text{ij}|\text{h}-\text{N}}\right\}{\mathrm{\omega }}_{\text{N}}^{-{\text{k}}_{\text{X}}}+-{\text{S}}_{\text{ij}|\text{h}}{\mathrm{\omega }}_{\text{N}}^{{\text{k}}_{\text{x}}\left(\text{N-1}\right)}\left(\text{h}\ge \text{N}+1\right)$$

  

  $${\text{S}}_{\text{ij}|\text{h}}\left({\text{k}}_{\text{x}}\right)={\text{S}}_{\text{ij}|\text{h}-1}\left({\text{k}}_{\text{x}}\right){\mathrm{\omega }}_{\text{N}}^{-{\text{k}}_{\text{X}}}+{\text{S}}_{\text{ij}|\text{h}}{\mathrm{\omega }}_{\text{N}}^{{\text{k}}_{\text{x}}\left(\text{N-1}\right)}\left(\text{N}\ge \text{h}\ge 2\right)$$

  

  $${\text{S}}_{\text{ij}|\text{h}-1}\left({\text{k}}_{\text{x}}\right)={\text{S}}_{\text{ij}|\text{h}}{\mathrm{\omega }}_{\text{N}}^{{\text{k}}_{\text{x}}\left(\text{N-1}\right)}\left(\text{h}=\text{1}\right)$$

  
• Wie oben beschrieben, generiert die Signalverarbeitungseinheit 23A in der Radareinrichtung 1A gemäß der zweiten Ausführungsform das dreidimensionale Radarbild des Ziels 9, indem sequentielle Fourier-Transformation auf die digitalen Daten der reflektierten Signale, die mit dem Impulswiederholungsintervall von der Empfangsantenne Rx sequentiell empfangen werden, in das Signal in der Dopplerfrequenzdomäne durchgeführt wird. Als ein Ergebnis kann die Radareinrichtung 1A ein dreidimensionales Radarbild des Ziels 9 mit hoher Geschwindigkeit generieren.
• Dritte Ausführungsform.
• 17 ist ein schematisches Diagramm, das eine Positionsbeziehung zwischen drei eindimensionalen Array-Antennen 8(1) bis 8(3), die in einer Radareinrichtung gemäß der dritten Ausführungsform enthalten sind, und dem Ziel 9 darstellt. Um die Auflösung in y-Richtung (vertikale Richtung) in dem dreidimensionalen Radarbild des Erfassungsobjekts zu verbessern, ist es notwendig, dass die virtuelle MIMO-Aperturlänge in y-Richtung erhöht wird. Die virtuelle MIMO-Appertur kann durch die dichte Anordnung einer Vielzahl von Substraten 8a, dargestellt in 3, in der y-Richtung realisiert werden.
• Wenn alle der Übertragungsantennen in einer eindimensionalen Array-Antenne konzentriert in dem zentralen Teil der Substrate 8a(1) bis 8a(3) angeordnet sind, entsteht an mehreren Stellen in einem virtuellen MIMO-Array, in dem die Substrate 8a(1) bis 8a(3) in der y-Richtung angeordnet sind, eine große Lücke, in der kein virtuelles Element existiert. Wenn es diese Lücke gibt, zum Beispiel durch kohärentes Addieren aller Empfangssignale, die von den eindimensionalen Array-Antennen 8(1) bis 8(3) empfangen werden, die auf jedem der drei Substrate 8a(1) bis 8a(3) vorgesehen sind, entsteht eine große Welligkeit in dem wiedergegebenen dreidimensionalen Radarbild.
• Andererseits ist in der Radareinrichtung gemäß der dritten Ausführungsform, wie in 17 dargestellt, mindestens eine Übertragungsantenne am ersten Ende (Ende in der +y-Richtung) jedes Substrats 8a und am zweiten Ende (Ende in der -y-Richtung), das dem ersten Endabschnitt zugewandt ist, angeordnet. Ein virtuelles MIMO-Array, das aus den eindimensionalen Array-Antennen 8(1) bis 8(3) gebildet ist, wird erhalten, indem in der y-Richtung drei Substrate 8a angeordnet werden, in denen mindestens eine Übertragungsantenne an einem ersten Ende und einem zweiten Ende angeordnet ist. Mit dieser Struktur kann die Radareinrichtung 1A beispielsweise verhindern, dass in dem virtuellen MIMO-Array eine große Lücke entsteht, in der kein virtuelles Element vorhanden ist.
• 18A ist ein charakteristisches Diagramm, das Charakteristiken eines Signals in Bezug auf eine Punktspreizungsfunktion eines Ziels 9 in einem Fall darstellt, in dem ein dreidimensionales Radarbild des Ziels 9 unter Verwendung einer eindimensionalen Array-Antenne 8 wiedergegeben wird, bei der alle Übertragungsantennen Tx1 bis TxM in dem Zentrum eines Substrats 8a angeordnet sind. In 18A ist eine Charakteristik H1 eine Charakteristik eines Signal, das sich auf die Punktspreizfunktion des Ziels 9 in einem Fall bezieht, in dem das dreidimensionale Radarbild des Ziels 9 von der Radareinrichtung 1 mit einer eindimensionalen Array-Antenne 8, das heißt, einem in 3 dargestellten Substrat 8a, wiedergegeben wird. Eine Charakteristik H2 ist eine Charakteristik eines Signals, das sich auf die Punktspreizfunktion des Ziels 9 bezieht, wenn das dreidimensionale Radarbild des Ziels 9 von der Radareinrichtung mit den in 17 dargestellten eindimensionalen Array-Antennen 8(1) bis 8(3) wiedergegeben wird.
• In einem Fall, in dem alle der Übertragungsantennen T×1 bis TxM in jedem zentralen Teil der Substrate 8a(1) bis 8a(3) angeordnet sind, wie in 18A dargestellt, wird selbst dann, wenn alle von den eindimensionalen Array-Antennen 8(1) bis 8(3), die in den Substraten 8a(1) bis 8a(3) vorgesehen sind, empfangenen Signale kohärent addiert werden, kein klares Punktbild wiedergegeben, und eine große Welligkeit tritt in der Hauptkeule auf.
• 18B ist ein charakteristisches Diagramm, das eine Charakteristik eines Signals in Bezug auf die Punktspreizfunktion des Ziels 9 zeigt, wenn ein dreidimensionales Radarbild unter Verwendung der eindimensionalen Array-Antenne 8 wiedergegeben wird, bei der mindestens eine Übertragungsantenne Tx an beiden Enden des Substrats 8a angeordnet ist. In 18A ist eine Charakteristik I1 eine Charakteristik eines Signals, das sich auf die Punktspreizfunktion des Ziels 9 in einem Fall bezieht, in dem ein dreidimensionale Radarbild des Ziels 9 von der Radareinrichtung 1 mit einem Substrat 8a, wie in 3 dargestellt, wiedergegeben wird. Eine Charakteristik I2 ist eine Charakteristik eines Signals, das sich auf die Punktspreizfunktion des Ziels 9 bezieht, wenn ein dreidimensionales Radarbild des Ziels 9 von der Radareinrichtung mit den in 17 dargestellten eindimensionalen Array-Antennen 8(1) bis 8(3) wiedergegeben wird.
• Wenn mindestens eine Übertragungsantenne Tx am ersten Ende und am zweiten Ende jedes der Substrate 8a(1) bis 8a(3) angeordnet ist, wie in 18B dargestellt, wird durch kohärentes Addieren aller Signale, die von den eindimensionalen Array-Antennen 8(1) bis 8(3) empfangen werden, die Welligkeit der Hauptkeule unterdrückt und eine Spitze mit großer Kohärenz erhalten.
• Wie oben beschrieben, umfasst die Radareinrichtung gemäß der dritten Ausführungsform die drei eindimensionalen Array-Antennen 8(1) bis 8(3), und die eindimensionalen Array-Antennen 8(1) bis 8(3) sind linear angeordnet. In den eindimensionalen Array-Antennen 8(1) bis 8(3) ist mindestens eine Übertragungsantenne der Übertragungsantennen Tx am ersten Ende und am zweiten Ende der Substrate 8a(1) bis 8a(3) angeordnet. Mit dieser Konfiguration ist es möglich, eine Spitze mit großer Kohärenz zu erhalten und gleichzeitig die Welligkeit der Hauptkeule zu unterdrücken.
• Die in der ersten bis dritten Ausführungsform beschriebenen Radareinrichtungen können in einem System verwendet werden, das eine Person auf einer Fahrtreppe oder einem Fahrsteig erfasst. Indem die eindimensionalen Array-Antennen 8 zum Beispiel nacheinander auf beiden Seiten der Fahrtreppe oder des Rollsteigs angeordnet werden, kann die Radareinrichtung überwachen, ob eine Person auf der Fahrtreppe oder dem Rollsteig sowohl von der linken als auch von der rechten Seite aus verbotene Gegenstände aus Metall oder Nichtmetall mit sich führt.
• Darüber hinaus können die in der ersten bis dritten Ausführungsform beschriebenen Radareinrichtungen nicht nur für die Personeninspektion, sondem auch für die Gepäckinspektion eingesetzt werden. In einer Gepäckinspektionseinrichtung an einem Bahnhof, einem Flughafen oder dergleichen wird das Gepäck beispielsweise auf ein Förderband gelegt, und das Förderband arbeitet in diesem Zustand. Indem die eindimensionalen Array-Antennen auf beiden Seiten der Fahrtreppe oder des Fahrsteigs angeordnet werden, ist es möglich, sowohl von der linken Seite als auch von der rechten Seite zu überwachen, ob ein sich auf dem Förderband bewegendes Gepäckstück einen verbotenen Gegenstand aus Metall oder Nichtmetall enthält.
• Außerdem können die in der ersten bis dritten Ausführungsform beschriebenen Radareinrichtungen überwachen, ob ein Auto, ein Fahrrad oder eine Person, die eine Straße passiert hat, einen verbotenen Gegenstand aus Metall oder Nichtmetall mit sich führt, indem die eindimensionalen Array-Antennen im Freien am Straßenrand angeordnet werden.
• Es sei angemerkt, dass Kombinationen der Ausführungsformen, Modifikationen von Komponenten jeder der Ausführungsformen oder Auslassungen von Komponenten in jeder der Ausführungsformen möglich sind.
• INDUSTRIELLE ANWENDBARKEIT
• Eine Radareinrichtung gemäß der vorliegenden Offenbarung kann zum Beispiel für eine bildgebende Radareinrichtung verwendet werden.
• Bezugszeichenliste

1, 1A

Radareinrichtung,

2, 2A

Radarsignalprozessor,

3

Übertragungssignalgenerator,

4

Übertrager,

5

Empfänger,

6

Schwebungssignalgenerator,

7

A/D-Wandler,

8, 8(1) bis 8(3)

eindimensionale Array-Antenne,

8a,8a(1) bis 8a(3)

Substrat,

9

Ziel,

21

Steuereinheit,

22

Datenspeichereinheit,

23, 23A

Signalverarbeitungseinheit,

31

VCO,

32

Phasensteuereinheit,

33

Leistungsverstärker,

41

lineares Übertragungs-Array,

51

lineares Empfangs-Array,

61

LNA,

62

Verteilerschaltung,

63

Mischer,

64

Filterschaltung,

100

Eingangs- und Ausgangsschnittstelle,

101

Speichereinrichtung,

102

Verarbeitungsschaltung,

103

Prozessor,

104

Arbeitsspeicher,

Rx,Rx1 bis RxN, Rx1 bis Rx16

Empfangsantenne,

Tx, Tx1 bis TxM, Tx1 bis Tx4

Übertragungsantenne.

Claims (9)

1. Radareinrichtung, umfassend: eine Übertragungseinheit, um Übertragungssignale unter Verwendung einer Vielzahl von linear angeordneten Übertragungsantennen in einen Raum zu übertragen; eine Empfangseinheit, um reflektierte Signale, die die in dem Raum reflektierten Übertragungssignale sind, unter Verwendung einer Vielzahl von Empfangsantennen, die in der gleichen Richtung wie eine Vielzahl der Übertragungsantennen linear angeordnet sind, zu empfangen und digitale Daten der empfangenen Signale zu erwerben; eine Steuereinheit, um die Übertragungseinheit und die Empfangseinheit zu veranlassen, eine Reihe von Verarbeitungen, bei denen die Übertragungseinheit die Übertragungssignale von einer Vielzahl der Übertragungsantennen gleichzeitig überträgt und die Empfangseinheit die reflektierten Signale von einer Vielzahl der Empfangsantennen empfängt und die digitalen Daten erwirbt, wiederholt auszuführen; und eine Signalverarbeitungseinheit, um ein dreidimensionales Radarbild eines Erfassungsobjekts, das sich in einer Richtung bewegt hat, die eine Antennenanordnungsrichtung einer Vielzahl der Übertragungsantennen und einer Vielzahl der Empfangsantennen kreuzt, unter Verwendung der digitalen Daten, die in der Reihe von wiederholt ausgeführten Verarbeitungen als zweidimensionale Array-Daten sequentiell erworben werden.
2. Radareinrichtung nach Anspruch 1, wobei die Übertragungseinheit die Übertragungssignale mit für jede der Übertragungsantennen unterschiedlichen Anfangsphasenänderungsbeträgen von einer Vielzahl der Übertragungsantennen überträgt und die Übertragungssignale auf einer Dopplerfrequenzachse multiplext, und die Signalverarbeitungseinheit das dreidimensionale Radarbild des Erfassungsobjekts für jede der Übertragungsantennen auf Grundlage von Komponenten der reflektierten Signale, die den Übertragungssignalen entsprechen, generiert und ein endgültiges dreidimensionales Radarbild des Erfassungsobjekts generiert, indem das für jede der Übertragungsantennen generierte dreidimensionale Radarbild addiert wird.
3. Radareinrichtung nach Anspruch 2, wobei die Steuereinheit ein Impulswiederholungsintervall der von einer Vielzahl der Übertragungsantennen gleichzeitig übertragenen Übertragungssignale als konstant einstellt und einen Anfangsphasenänderungsbetrag zwischen den Übertragungssignalen bei dem Impulswiederholungsintervall auf einen unterschiedlichen Wert für jede der Übertragungsantennen einstellt.
4. Radareinrichtung nach Anspruch 3, wobei eine Vielzahl der Empfangsantennen in gleichen Abständen angeordnet sind.
5. Radareinrichtung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, wobei die Signalverarbeitungseinheit ein endgültiges dreidimensionales Radarbild des Erfassungsobjekts generiert, indem parallele Verarbeitung des Generierens des dreidimensionalen Radarbilds des Erfassungsobjekts für jede der Übertragungsantennen durchgeführt wird.
6. Radareinrichtung nach Anspruch 3, wobei die Signalverarbeitungseinheit ein dreidimensionales Radarbild des Erfassungsobjekts generiert, indem sequentielle Fourier-Transformation auf die digitalen Daten der reflektierten Signale durchgeführt wird, die mit dem Impulswiederholungsintervall von den Empfangsantennen sequentiell empfangen werden, in ein Signal einer Dopplerfrequenzdomäne.
7. Radareinrichtung nach Anspruch 1, wobei mindestens eine von einer Vielzahl der Übertragungsantennen an einem ersten Ende eines Substrats und einem dem ersten Ende zugewandten zweiten Ende angeordnet ist.
8. Radareinrichtung nach Anspruch 7, umfassend: eine Vielzahl von Array-Antennen, bei denen eine Vielzahl der Übertragungsantennen und eine Vielzahl der Empfangsantennen auf dem Substrat angeordnet sind, wobei eine Vielzahl der Array-Antennen linear angeordnet sind.
9. Radarbild-Generierungsverfahren für eine Radareinrichtung, umfassend: eine Übertragungseinheit, um Übertragungssignale unter Verwendung einer Vielzahl von linear angeordneten Übertragungsantennen in einen Raum zu übertragen, und eine Empfangseinheit, um reflektierte Signale, die die in dem Raum reflektierten Übertragungssignale sind, unter Verwendung einer Vielzahl von Empfangsantennen, die in der gleichen Richtung wie eine Vielzahl der Übertragungsantennen parallel angeordnet sind, zu empfangen und digitale Daten der empfangenen Signale zu erwerben, wobei das Verfahren die Schritte umfasst des: Veranlassens, durch eine Steuereinheit, der Übertragungseinheit und der Empfangseinheit eine Reihe von Verarbeitungen, bei denen die Übertragungseinheit die Übertragungssignale von einer Vielzahl der Übertragungsantennen gleichzeitig überträgt und die Empfangseinheit die reflektierten Signale von einer Vielzahl der Empfangsantennen empfängt und die digitalen Daten erwirbt, wiederholt auszuführen; und Generierens, durch eine Signalverarbeitungseinheit, eines dreidimensionalen Radarbildes eines Erfassungsobjekts, das sich in einer Richtung bewegt hat, die eine Antennenanordnungsrichtung einer Vielzahl der Übertragungsantennen und einer Vielzahl der Empfangsantennen kreuzt, unter Verwendung der digitalen Daten, die in der Reihe der wiederholt ausgeführten Verarbeitungen als zweidimensionale Array-Daten sequentiell erworben werden, wobei die Übertragungseinheit die Übertragungssignale mit für jede der Übertragungsantennen unterschiedlichen Anfangsphasenänderungsbeträgen von einer Vielzahl der Übertragungsantennen überträgt und gleichzeitig die Übertragungssignale auf einer Dopplerfrequenzachse multiplext, und die Signalverarbeitungseinheit das dreidimensionale Radarbild des Erfassungsobjekts für jede der Übertragungsantennen auf Grundlage von Komponenten der reflektierten Signale, die den Übertragungssignalen entsprechen, generiert und ein endgültiges dreidimensionales Radarbild des Erfassungsobjekts generiert, indem das für jede der Übertragungsantennen generierte dreidimensionale Radarbild addiert wird.

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