WO2021250866A1

WO2021250866A1 - レーダ装置およびレーダ画像生成方法

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Publication number: WO2021250866A1
Application number: PCT/JP2020/023091
Authority: WO
Inventors: 尭之北村; 啓諏訪
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2020-06-11
Filing date: 2020-06-11
Publication date: 2021-12-16
Also published as: JPWO2021250866A1; DE112020007038T5; JP6921339B1; US20230039504A1

Abstract

レーダ装置（１）は、直線状に配置された送信アンテナ（Ｔｘ１～ＴｘＭ）を用いて空間に送信信号を送信し、送信アンテナ（Ｔｘ１～ＴｘＭ）と同一方向に直線状に配置された受信アンテナ（Ｒｘ１～ＲｘＮ）を用いて空間で送信信号が反射された反射信号を受信し、送信アンテナ（Ｔｘ１～ＴｘＭ）から同時に送信信号を送信し、受信アンテナ（Ｒｘ１～ＲｘＮ）によって反射信号を受信してデジタルデータを取得する一連の処理を繰り返し実行させる制御部（２１）と、繰り返し実行された一連の処理で順次取得されたデジタルデータを、２次元アレイデータとして用いることにより、送信アンテナ（Ｔｘ１～ＴｘＭ）および受信アンテナ（Ｒｘ１～ＲｘＮ）のアンテナ配列方向を横切る方向に移動したターゲット（９）の３次元レーダ画像を生成する信号処理部（２３）とを備える。

Description

レーダ装置およびレーダ画像生成方法

　本開示は、レーダ装置およびレーダ画像生成方法に関する。

　ボディチェック装置に用いられるレーダ装置が知られている。ボディチェック装置は、空港、鉄道駅または港といった出入りする人のセキュリティチェックが必要な場所に配置される。レーダ装置を用いたボディチェック装置は、レーダ装置から、例えば、ミリ波帯の電波を送信し、被験者で電波が反射された反射波を受信することにより、被験者を撮像する装置である。ミリ波帯の電波は、人の服を透過し、人に対する放射量が少ないので、ミリ波帯の電波を用いたボディチェック装置は、金属および非金属の禁制品の識別が可能である。

　ミリ波帯の電波を用いる従来のボディチェック装置には、被験者が静止する必要があるものと、被験者が静止する必要がないものとの２種類がある。ただし、ボディチェックの効率化の観点から、被験者が停止する必要があるものよりも、停止する必要がないボディチェック装置の要望が高まっている。

　例えば、非特許文献１には、被験者が一定の速度で移動している間に、複数の送信アンテナから時分割でミリ波を送信し、２次元受信アレイがミリ波の反射波を受信することにより、３次元ミリ波イメージングを行うレーダ装置が記載されている。

Ｂｏｒｊａ　Ｇｏｎｚａｌｅｚ－Ｖａｌｄｅｓ　ｅｔ　ａｌ．，　"Ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒ　ｗａｖｅ　ｉｍａｇｉｎｇ　ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ　ｆｏｒ　ｃｎｔｈｅ－ｍｏｖｅ　ｗｈｏｌｅ　ｂｏｄｙ　ｉｍａｇｉｎｇ，"　ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．　Ａｎｔ．　Ｐｒｏｐａｇ．，　ｖｏｌ．６４，　ｎｏ　５，　Ｍａｙ　２０１６．

　非特許文献１に記載されるレーダ装置は、複数の送信アンテナを用いて仮想開口を広げるために、時分割で送信アンテナを切り替える時分割多重－多重入力多重出力（ＴＤＭ－ＭＩＭＯ）方式を採用している。ＴＤＭ－ＭＩＭＯ方式のレーダ装置では、送信アンテナを切り替える間に被験者が移動すると、異なる送信アンテナから送信された電波の反射波の受信信号をコヒーレントに加算することができない。これにより、３次元イメージング画像（３次元レーダ画像）にぼけが発生して高分解能な画像を生成できないという課題があった。

　本開示は、上記課題を解決するものであり、３次元レーダ画像の分解能を高めることができるレーダ装置およびレーダ画像生成方法を得ることを目的とする。

　本開示に係るレーダ装置は、直線状に配置された複数の送信アンテナを用いて空間に送信信号を送信する送信部と、複数の送信アンテナと同一方向に直線状に配置された複数の受信アンテナを用いて空間で送信信号が反射された反射信号を受信し、受信した信号のデジタルデータを取得する受信部と、送信部が複数の送信アンテナから同時に送信信号を送信し、受信部が複数の受信アンテナによって反射信号を受信してデジタルデータを取得する一連の処理を、送信部および受信部に繰り返し実行させる制御部と、繰り返し実行された一連の処理で順次取得されたデジタルデータを２次元アレイデータとして用いることにより、複数の送信アンテナおよび複数の受信アンテナのアンテナ配列方向を横切る方向に移動した検知対象物の３次元レーダ画像を生成する信号処理部とを備える。

　本開示によれば、直線状に配置された複数の送信アンテナを用いて送信部が空間に送信信号を送信し、複数の送信アンテナと同一方向に直線状に配置された複数の受信アンテナを用いて受信部が空間で送信信号が反射された反射信号を受信し、複数の送信アンテナから同時に送信信号を送信し、複数の受信アンテナによって反射信号を受信してデジタルデータを取得する一連の処理を、送信部および受信部に繰り返し実行させる。繰り返し実行された一連の処理で順次取得されたデジタルデータを、２次元アレイデータとして用いることにより、複数の送信アンテナおよび複数の受信アンテナのアンテナ配列方向を横切る方向に移動した検知対象物の３次元レーダ画像を生成する。これにより、送信アンテナの信号送信間隔が短くなり、信号送信間隔の時間内に検知対象物が移動することによる影響が低減されて、異なる送信アンテナからの送信信号に由来する受信信号をコヒーレントに加算できるので、本開示に係るレーダ装置は、３次元レーダ画像の分解能を高めることができる。

実施の形態１に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。送信器が備える４つの送信アンテナから送信された送信信号の変調パターンを示す波形図である。１次元アレイアンテナとターゲットとの位置関係を示す概要図である。画像化対象エリアを示すｙ－ｚ平面図である。３次元波数空間における、送信周波数帯域によって決定された波数ｋの上限値ｋ_ｍａｘを半径とし原点Ｏを中心とした３次元球と、下限値ｋ_ｍｉｎを半径とし原点Ｏを中心とした３次元球を示すイメージ図である。図５における波数ｋ_ｘに対応した点Ｃを通り、ｋ_ｙ’－ｋ_ｚ’平面と平行な２つの３次元球の断面を示すイメージ図である。波数ｋ_ｘに関するｋ_ｙ’－ｋ_ｚ’平面における周波数領域を示すイメージ図である。２個の送信アンテナによって得られる波数ｋ_ｘに関するｋ_ｙ’－ｋ_ｚ’平面における周波数領域を示すイメージ図である。実施の形態１に係るレーダ画像生成方法を示すフローチャートである。１次元アレイアンテナとターゲットとの位置関係の一例を示す概要図である。３次元スペクトラムＳ（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ，ｋ）がｋ_ｘ－ｋの２次元平面に投影された２次元スペクトラムを示すスペクトラム図である。図１２Ａは、送信アンテナＴｘ１の送信信号に由来する受信信号に基づいて算出された画像強度分布を、ｙ－ｚ面で切った断面を示す断面図であり、図１２Ｂは、図１２Ａの画像強度分布を、ｘ－ｚ面で切った断面を示す図であり、図１２Ｃは、図１２Ａの画像強度分布を、ｘ－ｙ面で切った断面を示す断面図であり、図１２Ｄは、ターゲット位置を通り、ｙ軸に沿った直線上の図１２Ａの画像強度分布を示す分布図である。図１３Ａは、送信アンテナＴｘ１～Ｔｘ４の送信信号に由来する受信信号に基づいて算出された画像強度分布を、ｙ－ｚ面で切った断面を示す断面図であり、図１３Ｂは、図１３Ａの画像強度分布を、ｘ－ｚ面で切った断面を示す図であり、図１３Ｃは、図１３Ａの画像強度分布を、ｘ－ｙ面で切った断面を示す断面図であり、図１３Ｄは、ターゲット位置を通り、ｙ軸に沿った直線上の図１３Ａの画像強度分布を示す分布図である。図１４Ａは、実施の形態１に係るレーダ装置が備えるレーダ信号処理器の機能を実現するハードウェア構成を示すブロック図であり、図１４Ｂは、実施の形態１に係るレーダ装置が備えるレーダ信号処理器の機能を実現するソフトウェアを実行するハードウェア構成を示すブロック図である。実施の形態２に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。実施の形態２に係るレーダ画像生成方法を示すフローチャートである。実施の形態３に係るレーダ装置が備える３つの１次元アレイアンテナとターゲットとの位置関係を示す概要図である。図１８Ａは、基板の中央に全ての送信アンテナが配置された１次元アレイアンテナを用いて点ターゲットのレーダ画像を再生した場合における、点ターゲットの点拡散関数に係る信号の特性を示す特性図であり、図１８Ｂは、基板の両端に少なくとも一つの送信アンテナが配置された１次元アレイアンテナを用いてレーダ画像を再生した点ターゲットの点拡散関数に係る信号の特性を示す特性図である。

　以下の説明においては、周波数変調連続波（ＦＭＣＷ）レーダ装置が使用される場合を例示する。ただし、ＦＭＣＷレーダ装置の替わりに、パルスレーダ装置が使用されてもよいし、ステップ周波数連続波（ＳＦＣＷ）レーダ装置が使用されてもよい。

実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係るレーダ装置１の構成を示すブロック図であって、ＦＭＣＷ方式のレーダ装置を示している。レーダ装置１は、１次元アレイアンテナを用いて、空間に送信信号を電波として送信し、送信した電波が空間に存在する検知対象物で反射されて戻ってきた反射波を受信することによって、検知対象物の３次元レーダ画像を生成する。レーダ装置１は、レーダ信号処理器２、送信信号生成器３、送信器４、受信器５、ビート信号生成器６およびＡ／Ｄ変換器７を備える。送信器４は、Ｍ個の送信アンテナＴｘ１～ＴｘＭを備え、受信器５は、Ｎ個の受信アンテナＲｘ１～ＲｘＮを備えている。

　レーダ信号処理器２は、送信信号生成器３を制御して送信信号を送信させ、送信信号が反射された反射信号の受信信号を信号処理することにより３次元レーダ画像を生成する。送信信号生成器３は、レーダ信号処理器２によって制御されて送信信号を生成し、送信信号を送信器４へ出力する。送信器４は、Ｍ個の送信アンテナＴｘ１～ＴｘＭを用いて、送信信号生成器３から出力された送信信号を空間に送信する。送信信号生成器３および送信器４は、空間に送信信号を送信する送信部として機能する。

　受信器５は、Ｎ個の受信アンテナＲｘ１～ＲｘＮを用いて、空間で送信信号が反射されてレーダ装置１側に戻ってきた反射信号を受信する。ビート信号生成器６は、受信器５が受信した受信信号と送信器４が送信した送信信号とを用いて、中間周波数信号（ＩＦ信号）であるビート信号を生成し、生成したビート信号をフィルタリング処理したビート信号をＡ／Ｄ変換器７に出力する。

　Ａ／Ｄ変換器７は、レーダ信号処理器２によって制御されて、ビート信号生成器６から出力されたビート信号をアナログ／デジタル変換する。例えば、Ａ／Ｄ変換器７は、受信アンテナＲｘ１～ＲｘＮのそれぞれに対応するビート信号から、予め設定されたサンプリング周波数およびサンプリング点数でサンプリングを行うことにより、受信アンテナごとのデジタルデータを生成する。受信器５、ビート信号生成器６およびＡ／Ｄ変換器７は、空間において送信信号が反射された反射信号を受信する受信部として機能する。

　Ｍ個の送信アンテナＴｘ１～ＴｘＭおよびＮ個の受信アンテナＲｘ１～ＲｘＮは、アレイアンテナ（以下、１次元アレイアンテナと呼称する）を構成する。１次元アレイアンテナにおいて、Ｍ個の送信アンテナＴｘ１～ＴｘＭは、直線状に配置され、Ｎ個の受信アンテナＲｘ１～ＲｘＮは、送信アンテナと同一方向に直線状に配列されている。

　レーダ信号処理器２は、制御部２１、データ記憶部２２および信号処理部２３を備えている。制御部２１は、Ｍ個の送信アンテナＴｘ１～ＴｘＭから同時に送信信号を送信し、送信信号が反射された反射信号を受信アンテナＲｘ１～ＲｘＮが受信し、受信信号のデジタルデータを取得する一連の処理を、送信部および受信部に繰り返し実行させる。例えば、制御部２１は、ＶＣＯ制御信号、位相制御信号、送信制御信号、Ａ／Ｄ制御信号および信号処理制御信号を出力することにより、ＶＣＯ３１、位相制御部３２、パワーアンプ３３およびＡ／Ｄ変換器７を制御する。

　データ記憶部２２は、Ａ／Ｄ変換器７によってＡ／Ｄ変換された各ビート信号の電圧値のデジタルデータを記憶する。なお、データ記憶部２２は、レーダ信号処理器２とは別に設けられた記憶装置が備える構成要素であってもよい。この場合、レーダ信号処理器２は制御部２１および信号処理部２３を備え、信号処理部２３が、上記記憶装置に設けられたデータ記憶部２２から各ビート信号の電圧値のデジタルデータを読み出す。

　信号処理部２３は、信号処理制御信号に従って、１次元アレイアンテナのアンテナ配列方向を横切る方向に移動した検知対象物について順次取得されたデジタルデータを２次元アレイデータとして用いることにより、検知対象物の３次元レーダ画像を生成する。

　送信信号生成器３は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３１、位相制御部３２およびパワーアンプ３３を備える。ＶＣＯ３１は、制御部２１から出力されたＶＣＯ制御信号、すなわちＶＣＯ３１の制御電圧に応じて、時間的に周波数が変化するように変調された送信信号を生成する。また、ＶＣＯ３１は、生成した送信信号を位相制御部３２およびビート信号生成器６に出力する。

　位相制御部３２は、制御部２１から出力された位相制御信号に応じて、ＶＣＯ３１から出力された送信信号に対して送信チャネルごとに任意の初期位相を設定し、初期位相が設定された送信チャネルごとの送信信号をパワーアンプ３３に出力する。パワーアンプ３３は、制御部２１から出力された送信制御信号に従って、位相制御部３２から送信チャネルごとに出力された送信信号を予め設定された強度に増幅し、増幅した送信信号を送信器４に出力する。

　送信器４は、Ｍ個の送信アンテナＴｘ１～ＴｘＭを備え、送信アンテナＴｘ１～ＴｘＭを用いて、パワーアンプ３３から入力した増幅後の送信信号を、電磁波として空間へ送信する。受信器５は、Ｎ個の受信アンテナＲｘ１～ＲｘＮを備え、受信アンテナＲｘ１～ＲｘＮを用いて、送信器４によって送信された電磁波が空間側で反射されて戻ってきた電磁波を受信する。各受信アンテナは、受信した電磁波を受信信号としてビート信号生成器６に出力する。

　ビート信号生成器６は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）６１、分配回路６２、ミキサ６３およびフィルタリング回路６４を備える。ＬＮＡ６１は、受信アンテナＲｘ１～ＲｘＮにより受信された受信チャネルごとの受信信号を増幅する。分配回路６２は、ＶＣＯ３１から出力された送信信号を、受信チャネルごとのミキサ６３に分配する。ミキサ６３は、受信チャネルごとに増幅された受信信号と分配回路６２によって受信チャネルごとに分配された送信信号とを用いて、受信チャネルごとのビート信号を生成してフィルタリング回路６４に出力する。

　フィルタリング回路６４は、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）およびアンプを備える。フィルタリング回路６４は、ミキサ６３から受信チャネルごとに出力されたビート信号をフィルタリングし、フィルタリングされた受信チャネルごとのビート信号をＡ／Ｄ変換器７に出力する。Ａ／Ｄ変換器７に出力された各ビート信号は、レーダ装置１による検知処理に不要な低い周波数成分と高い周波数成分が抑圧され、アンプによって予め設定された強度に増幅される。

　Ａ／Ｄ変換器７は、フィルタリング回路６４から出力された各ビート信号の電圧値を、制御部２１から出力されたＡ／Ｄ制御信号に従ってＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換後の信号をレーダ信号処理器２に出力する。Ａ／Ｄ変換器７によってＡ／Ｄ変換された受信チャネルごとのビート信号のデジタルデータは、データ記憶部２２に記憶される。

　制御部２１は、送信信号に対応する受信信号のデジタルデータがデータ記憶部２２に記憶されると、信号処理制御信号を信号処理部２３に出力する。信号処理部２３は、制御部２１からの信号処理制御信号に従って、データ記憶部２２に記憶されたデジタルデータを用いて、検知対象物（以下、ターゲットと呼称する）の３次元イメージ画像を生成する。

　図２は、送信器４が備える４つの送信アンテナＴｘ１～Ｔｘ４から送信された送信信号の変調パターンを示す波形図である。図２において、横軸は時間であり、縦軸は周波数である。送信アンテナＴｘ１～Ｔｘ４は、Ｍ＝４、すなわち、送信アンテナが４個である。送信信号の変調パターンには、例えば、時間連続的なアップチャープ変調を用いたＦＭＣＷ変調がある。以下、ＦＭＣＷ変調された送信信号は、ＦＭＣＷ信号と適宜記載される。

　４個の送信アンテナＴｘ１～Ｔｘ４が送信するＦＭＣＷ信号（チャープ信号）は、一定の周期ごとに同時に送信される。送信されるチャープ信号の初期位相のチャープ信号間での位相回転量は、位相制御部３２によって送信アンテナごとに異なるように設定される。

　図２において、送信アンテナＴｘ１におけるチャープ信号間の位相回転量は０（ｒａｄ）であり、送信アンテナＴｘ２におけるチャープ信号間の位相回転量はπ／２（ｒａｄ）である。さらに、送信アンテナＴｘ３におけるチャープ信号間の位相回転量はπ（ｒａｄ）であり、送信アンテナＴｘ４におけるチャープ信号間の位相回転量は－π／２（ｒａｄ）である。送信アンテナごとにチャープ信号間の位相回転量を変更することにより、レーダ装置１において、ドップラ分割多重－多重入力多重出力（ＤＤＭ－ＭＩＭＯ）方式が実現される。

　図３は、１次元アレイアンテナ８とターゲット９との位置関係を示す概要図である。図３において、１次元アレイアンテナ８は、例えば、基板８ａ、４（Ｍ＝４）個の送信アンテナＴｘ１～Ｔｘ４および１６（Ｎ＝１６）個の受信アンテナＲｘ１～Ｒｘ１６を備えている。基板８ａは、例えば、図３に示すような長方形の基板であり、長手方向が、図３のｘｙｚ座標系におけるｙ方向に沿って配置されている。送信アンテナＴｘ１～Ｔｘ４は、基板８ａを介してそれぞれ給電され、受信アンテナＲｘ１～Ｒｘ１６は、基板８ａを介して受信信号を受信器５に出力する。

　送信アンテナＴｘ１～Ｔｘ４は、基板８ａの一方の面においてｙ方向に沿って、直線状に配列された送信リニアアレイ４１を構成している。送信アンテナＴｘｉ（ｉ＝１～４）が基板８ａに接続された接続点の位置は、座標（Δｘ_ｔｉ，ｙ_０＋Δｙ_ｔｉ，ｚ_０）である。すなわち、送信アンテナＴｘ１が基板８ａに接続された接続点の位置は、座標（Δｘ_ｔ１，ｙ_０＋Δｙ_ｔ１，ｚ_０）である。送信アンテナＴｘ２が基板８ａに接続された接続点の位置は、座標（Δｘ_ｔ２，ｙ_０＋Δｙ_ｔ２，ｚ_０）である。送信アンテナＴｘ３が基板８ａに接続された接続点の位置は、座標（Δｘ_ｔ３，ｙ_０＋Δｙ_ｔ３，ｚ_０）である。送信アンテナＴｘ４が基板８ａに接続された接続点の位置は、座標（Δｘ_ｔ４，ｙ_０＋Δｙ_ｔ４，ｚ_０）である。

　１６個の受信アンテナＲｘ１～Ｒｘ１６は、基板８ａの上記一方の面においてｙ方向に沿って直線状に配列された受信リニアアレイ５１を構成している。受信リニアアレイ５１の中心ＭＰの位置は、座標（０，ｙ_０，ｚ_０）である。４個の送信アンテナＴｘ１～Ｔｘ４は、予め設定された一定の照射時間が経過するまで電磁波を照射する。また、ターゲット９は、－ｘ方向に等速直線運動し、上記照射時間の中間時刻で座標原点Ｏを通過するものと仮定する。

　送信アンテナＴｘ１から送信される送信信号ｓ_Ｔｘ１（ｔ）は、下記式（１）で表すことができる。下記式（１）において、ｆ_０は掃引開始周波数であり、μは変調傾きであり、φ_０は初期位相である。Ｔは変調時間であり、０≦ｔ≦Ｔの関係が成り立つ。

　送信アンテナＴｘ１によって空間に照射され、空間に存在する点ターゲットで反射されて受信アンテナに受信されるまでの電磁波の往復距離が２Ｒである場合に、点ターゲットで反射されて戻ってきた反射波の受信信号ｓ_Ｒｘ（ｔ）は、下記式（２）で表される。ｃは光速である。

　ミキサ６３は、検波した受信信号ｓ_Ｒｘ（ｔ）と送信信号ｓ_Ｔｘ１（ｔ）をミキシングすることにより、下記式（３）で表されるビート信号ｓ_ＩＦ（ｔ）を生成する。ただし、ＬＰＦ［・］は、フィルタリング回路６４におけるローパスフィルタ処理を表しており、ｊは虚数単位である。ｓ_{Ｔｘ１＋９０ｄｅｇ}（ｔ）は、送信信号ｓ_Ｔｘ１（ｔ）の位相を、９０（ｄｅｇ）進めた信号である。ＩＱ検波を仮定したが、非ＩＱ検波においてもヒルベルト変換により同様のｓ_ＩＦ（ｔ）を生成することが可能である。

　ビート信号ｓ_ＩＦ（ｔ）に対して距離ＦＦＴ処理が行われると、パルスレーダの受信信号のような、下記式（４）に示す疑似時間信号ｓ_{ｑｕａｓｉ}（τ）が得られる。下記式（４）において、ビート信号ｓ_ＩＦ（ｔ）は、ｅｘｐ｛ｊ２π（２Ｒμ／ｃ）（Ｔ／２）｝が乗算されて位相が回転されている。

　ｓｉｎｃ関数は、ｓｉｎｃ（ｘ）＝ｓｉｎ（πｘ）／πｘで定義される。また、受信信号ｓ_Ｒｘ（ｔ）のサンプリング周波数がＦ_ｓである場合に、疑似時間τの範囲は、－Ｆ_ｓ／２≦τ≦Ｆ_ｓ／２である。疑似時間信号ｓ_{ｑｕａｓｉ}（τ）には、上記式（４）に示すように、距離Ｒに関する余分な位相項ｅｘｐ｛－ｊ２π（２Ｒ^２μ／ｃ^２）｝が存在するので、下記式（５）を用いた位相補正処理によって、この位相項をキャンセルすることにより、位相補正済みの疑似時間信号ｓ_{ｑｕａｓｉ－ｃｏｍｐ}（τ）が生成される。

　位相補正済みの疑似時間信号ｓ_{ｑｕａｓｉ－ｃｏｍｐ}（τ）に対して距離ＦＦＴ処理が行われると、下記式（６）に示すように、周波数領域に変換されたスペクトルＳ（ｆ）が算出される。受信信号ｓ_Ｒｘ（ｔ）のサンプリング数がＮである場合、周波数ｆの範囲は、－Ｎ／２Ｆ_ｓ≦ｆ≦Ｎ／２Ｆ_ｓである。また、波数ｋは、ｋ＝２π（ｆ_ｃ＋μｆ）／ｃで表しことができる。

　これまでの説明では、ターゲットが点ターゲットであると仮定したが、実際には、空間的に広がりのあるターゲットがイメージングの対象である。そこで、ターゲットは、図３に示す３次元空間の各座標（ｘ，ｙ，ｚ）における反射強度を表す関数ｇ（ｘ，ｙ，ｚ）で表される。電磁波の往復距離２Ｒについても、図３に示すジオメトリにおける各座標を正しく反映させる必要がある。

　送信アンテナＴｘ１によって送信された送信信号がターゲットｇ（ｘ，ｙ，ｚ）で反射された反射信号のスペクトルＳ（ｘ’，ｙ’，ｋ）は、下記式（７）で表される。なお、ｘ’は、送信信号が送信されたときのターゲットの中心位置のｘ座標であり、ｙ’は、送信信号の反射信号を受信した受信アンテナのｙ座標－ｙ_０の値に対応している。ただし、ｌ（ｘ’，ｙ’）は、下記式（８）で表され、ｌ_Ｔ（ｘ’）は、下記式（９）で表され、ｌ_Ｒ（ｘ’，ｙ’）は、下記式（１０）で表される。

　スペクトルＳ（ｘ’，ｙ’，ｋ）がｘ’およびｙ’に関して２次元フーリエ変換されて得られた周波数信号がＳ（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ，ｋ）である場合、ターゲットｇ（ｘ，ｙ，ｚ）は、下記式（１１）を用いて推定される。導出に関しては後に別途説明を行う。

　上記式（１１）において、ｋ_ｙ’は、下記式（１２）で定義され、ｋ_ｚ’は、下記式（１３）で定義され、ｋ_ｚは、下記式（１４）で定義される。ｋ_{ｙ，ｉｎｃ}は、下記式（１５）で定義され、ｋ_{ｚ，ｉｎｃ}は、下記式（１６）で定義される。ｋ_ｙｚは、下記式（１７）で定義される。ｃｏｓθ_ｉｎｃは、下記式（１８）で定義され、ｓｉｎθ_ｉｎｃは、下記式（１９）で定義される。

　上記式（１１）におけるΦは、下記式（２０）で定義される。ただし、Ｒ_１は下記式（２１）で定義され、Ｒ_２は下記式（２２）で定義される。

　上記式（１１）の右辺におけるｅｘｐ｛－ｊ（ｋ_ｘ（Δｘ_ｔ／２）＋ｋ_ｙｙ_０＋ｋ_ｚｚ_０）｝は、受信経路のバルク圧縮関数である。上記式（１１）の右辺におけるｅｘｐ｛－ｊ（ｋ_{ｙ，ｉｎｃ}（ｙ_０＋Δｙ_ｔ）＋ｋ_{ｚ，ｉｎｃ}ｚ_０）｝は、平面波近似した送信経路のバルク圧縮関数である。上記式（１１）の右辺におけるｅｘｐ｛ｊΦ（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ，ｋ_ｚ｜ｙ_ｃｎｔ，ｚ_ｃｎｔ）｝は、ｘ軸上でのバイスタティック配置補正項である。Ｓｔｏｌｔ［・］関数は、（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ，ｋ_ｚ）→（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ’，ｋ_ｚ’）へのＳｔｏｌｔ補間処理を表している。

　周波数信号Ｓ（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ，ｋ）に対して、前述したバルク圧縮関数およびバイスタティック配置補正項の位相補正を行う。この後、Ｓｔｏｌｔ補間によって座標系を、（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ’，ｋ_ｚ’）座標での等間隔グリッドにリサンプリングしてから３次元逆ＦＦＴを行うことにより、ターゲットｇ（ｘ，ｙ，ｚ）が再生される。

　（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ，ｋ_ｚ）と（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ’，ｋ_ｚ’）との関係式は、上記式（１２）から上記式（１９）に示す通りである。図４は、画像化対象エリアを示すｙ－ｚ平面図である。（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ，ｋ_ｚ）と（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ’，ｋ_ｚ’）の関係式は、送信経路を平面波近似したときのｙ－ｚ平面における近似座標中心（ｙ_ｃｎｔ，ｚ_ｃｎｔ）に依存している。この場合、図４に示すように、ｙ－ｚ平面で画像化対象エリアを平面波近似が可能な細かなセルに２次元的に区切り、各セルに対応するｘｙｚの３次元エリアごとに画像再生を行う必要がある（モザイクポーラーフォーマット）。上記式（１５）、上記式（１６）、上記式（１８）および上記式（１９）における、θ_ｉｎｏは、＋ｙ方向から各セルの中心までを見込んだ角度に対応している。

　上記式（２０）から上記式（２２）は、バイスタティック配置補正項であり、これらの式においても、図４に示す各セルの中心（ｙ_ｃｎｔ，ｚ_ｃｎｔ）の値を（ｙ，ｚ）の代表値として用いている。この補正項は、送信リニアアレイ４１と受信リニアアレイ５１とのｘ軸方向の位置オフセットに起因する余分な位相回転を補正するための項である。

　また、上記式（１２）から上記式（１９）までによって表される（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ，ｋ_ｚ）と（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ’，ｋ_ｚ’）との関係式についての幾何学的なイメージを説明する。図５は、３次元波数空間における、送信周波数帯域によって決定された波数ｋの上限値ｋ_ｍａｘを半径とし原点Ｏを中心とした３次元球Ｓ１と、下限値ｋ_ｍｉｎを半径とし原点Ｏを中心とした３次元球Ｓ２とを示すイメージ図である。Ｗは、波数ｋの帯域幅である。

　ｋ_ｘ／２軸において、信号のサポートは、特定範囲に制限される。例えば、図３に示すｘ方向（アジマス方向）のアンテナ素子指向性の３ｄＢ半値幅を±θ_３ｄＢとし、この範囲でのみ、信号が得られると仮定した場合、波数ｋ_ｘのサポート範囲は、ｋ_ｘ∈［ｋ_{ｘ，ｍｉｎ}，ｋ_{ｘ，ｍａｘ}］＝［－ｋ_ｍａｘｓｉｎθ_３ｄＢ，ｋ_ｍａｘｓｉｎθ_３ｄＢ］によって制限される。図５には、このサポート範囲がｋ_ｘ／２軸と平行な矢印Ｒで描かれている。

　図６は、図５における波数ｋ_ｘに対応した点Ｃを通り、ｋ_ｙ’－ｋ_ｚ’平面と平行な２つの３次元球の断面を示すイメージ図である。断面Ｓ１ａは、サポート範囲にある波数ｋ_ｘに対応した点Ｃ（ｋ_ｘ／２，０，０）を通り、ｋ_ｙ’－ｋ_ｚ’平面と平行な３次元球Ｓ１の断面である。断面Ｓ２ａは、点Ｃ（ｋ_ｘ／２，０，０）を通り、ｋ_ｙ’－ｋ_ｚ’平面と平行な３次元球Ｓ２の断面である。

　図６に示すように、＋ｋ_ｙ’方向に対する角度がθ_ｉｎｃで、点Ｃから、断面Ｓ１ａおよびＳ２ａの各外周側に向けて延びた直線Ｌと断面Ｓ２ａの外周円との交点をＡとし、直線Ｌと断面Ｓ１ａの外周円との交点をＢとする。これにより、交点Ａを中心として点Ｃを通る円Ｄ１と、交点Ｂを中心として点Ｃを通る円Ｄ２が定義される。

　円Ｄ１の半径は、点Ｃと交点Ａとの距離ｋ_{ｙｚ，ｍｉｎ}であり、円Ｄ２の半径は、点Ｃからと交点Ｂとの距離ｋ_{ｙｚ，ｍａｘ}である。円Ｄ１の外周側にありかつ円Ｄ２の内周側にある領域のうち、ｋ_ｘ／２軸方向に扇状に広がった領域Ｅは、波数ｋ_ｘに関するｋ_ｙ’－ｋ_ｚ’平面での周波数領域サポートである。

　図７は、波数ｋ_ｘに関するｋ_ｙ’－ｋ_ｚ’平面における周波数領域を示すイメージ図である。扇状の領域Ｅは、図７に示すように、ｋ_ｘ／２軸方向において、ｋ_ｘ／２∈［ｋ_{ｘ，ｍｉｎ}／２，ｋ_{ｘ，ｍａｘ}／２］＝［－（ｋ_ｍａｘ／２）ｓｉｎθ_３ｄＢ，（ｋ_ｍａｘ／２）ｓｉｎθ_３ｄＢ］の範囲で制限されている。これは、ｋ_ｘ／２軸方向、すなわち、ドップラ周波数軸の空いた周波数領域を利用することによって、送信信号を多重化し、ＭＩＭＯを実現できる可能性があることを意味する。

　ドップラ周波数軸で信号を多重化するためには、各送信アンテナが送信する送信信号のサポートを、ドップラ周波数軸上で異なるシフト量を持つようにすればよい。それを実現するためには、異なる送信アンテナが送信する送信信号に対して、チャープごとに異なる初期位相変化量を設定すればよい。

　ターゲットが単位距離を移動する間の初期位相変化量をａ（ｒａｄ／ｍ）とした場合、空間的に広がりのあるターゲットｇ（ｘ，ｙ，ｚ）において送信信号が反射して得られる反射信号Ｓ（ｘ’，ｙ’，ｋ）は、下記式（２３）で表される。上記式（７）で表されるＳ（ｘ’，ｙ’，ｋ）との違いは、グリーン関数に対してｅ^{－ｊａｘ’}が乗算されている部分である。なお、下記式（２３）において、ｌ（ｘ’，ｙ’）は、上記式（７）で表され、ｌ_Ｔ（ｘ’）は、上記式（９）で表され、ｌ_Ｒ（ｘ’，ｙ’）は、上記式（１０）で表される。

　ターゲットｇ（ｘ，ｙ，ｚ）は、反射信号Ｓ（ｘ’，ｙ’，ｋ）を用いて復元される。例えば、上記式（１１）から上記式（２２）までにおいて、波数ｋ_ｘに関する部分を波数ｋ_ｘ’に変更することで、ターゲットｇ（ｘ，ｙ，ｚ）は、下記式（２４）で表される。ただし、下記式（２４）において、ｋ_ｘ’は、下記式（２５）で定義され、ｋ_ｙ’は、上記式（１２）で定義され、ｋ_ｚ’は、上記式（１３）で定義され、ｋ_ｚは、上記式（１４）で定義される。ｋ_{ｙ，ｉｎｃ}は、上記式（１５）で定義され、ｋ_{ｚ，ｉｎｃ}は、上記式（１６）で定義される。ｋ_ｙｚは、下記式（２６）で定義される。ｃｏｓθ_ｉｎｃは、上記式（１８）で定義され、ｓｉｎθ_ｉｎｃは、上記式（１９）で定義される。

　上記式（２４）におけるΦは、下記式（２７）で表される。Ｒ_１は、上記式（２１）で定義され、Ｒ_２は、上記式（２２）で定義される。

　上記式（２４）においては、Ｓｔｏｌｔ［・］関数が、（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ，ｋ_ｚ）→（ｋ_ｘ’，ｋ_ｙ’，ｋ_ｚ’）へのＳｔｏｌｔ補間処理を示す関数になっている。上記式（２４）から上記式（２７）の式は、ドップラ周波数軸上で３次元サポートが初期位相変化量ａ（ｒａｄ／ｍ）だけシフトすることを意味する。

　図８は、送信アンテナＴｘ１と送信アンテナＴｘ２によって得られる波数ｋ_ｘに関するｋ_ｙ’－ｋ_ｚ’平面における周波数領域を示すイメージ図である。送信アンテナＴｘ１および送信アンテナＴｘ２のうち、送信アンテナＴｘ１は、チャープ間の初期位相を変化させず、送信アンテナＴｘ２は、チャープ間で初期位相を初期位相変化量ａ（ｒａｄ／ｍ）で変化させた場合、周波数サポートは、ｋ_ｘ／２－ｋ_ｚ’の２次元平面において、図８に示す扇状の領域Ｅ１とＥ２である。このように、複数の送信アンテナから同時送信する際に、送信アンテナごとに異なる初期位相変化量を与えた場合、各送信アンテナが送信した信号は、ドップラ周波数軸上で分離され、ＤＤＭ－ＭＩＭＯが実現可能になる。

　図８に示すように、送信アンテナＴｘ１が送信した信号と、送信アンテナＴｘ２が送信した信号とを、ドップラ周波数軸上で綺麗に分離するためには、下記の関係式（２８）を満たす必要がある。

　例えば、送信アンテナＴｘ２が送信した信号に設定された初期位相を、チャープ間でφ（ｒａｄ）ずつ回転させ、ターゲットのｘ方向に沿った移動の速度をｖ（ｍ／ｓ）とし、チャープ間隔をＴ（ｓ）とした場合に、初期位相変化量ａ（ｒａｄ／ｍ）は、下記式（２９）で表される。

　レーダ信号処理器２においてＤＤＭ－ＭＩＭＯを実現するためには、チャープ間の位相回転量φ［ｒａｄ］に関して、以下の条件を示す関係式（３０）を満たす必要がある。

　図３に示したジオメトリにおいて、４個の送信アンテナＴｘ１～Ｔｘ４のそれぞれから送信された信号の周波数サポートが互いに重ならない条件を満たしつつ、送信アンテナＴｘ１～Ｔｘ４のそれぞれから送信された信号のチャープ系列の初期位相を、図２に示したように変化させる。これにより、４送信ＤＤＭ－ＭＩＭＯが実現される。

　次に、レーダ信号処理器２による４送信ＤＤＭ－ＭＩＭＯ処理の詳細は、以下の通りである。図９は、実施の形態１に係るレーダ画像生成方法を示すフローチャートであって、図２のジオメトリにおける４送信ＤＤＭ－ＭＩＭＯ処理を利用した、ターゲットの３次元レーダ画像の生成を示している。

　図９の処理の前提として、制御部２１が、４個の送信アンテナＴｘ１～Ｔｘ４から同時に送信信号を送信し、送信信号が反射された反射信号を受信アンテナＲｘが受信し、受信信号のデジタルデータを取得する一連の処理を繰り返すように送信部および受信部を制御する。信号処理部２３が、１次元アレイアンテナ８のアンテナ配列方向を横切って移動したターゲット９について順次取得されたデジタルデータを、２次元アレイデータとみなして逆合成開口処理を行う。すなわち、ステップＳＴ１からステップＳＴ９の一連の処理が逆合成開口処理であり、この逆合成開口処理によって、ターゲットの３次元レーダ画像が生成される。

　制御部２１が、送信アンテナＴｘ１～Ｔｘ４から初期位相変化量ａが送信アンテナごとに異なる送信信号を同時に送信することにより、送信信号を、ドップラ周波数軸で多重化する。信号処理部２３が、送信アンテナごとの送信信号に対応する反射信号の成分に基づいて、ターゲットの３次元レーダ画像を送信アンテナごとに生成し、送信アンテナごとの３次元レーダ画像を加算することにより、ターゲットの最終的な３次元レーダ画像を生成する。

　例えば、信号処理部２３は、ｘ方向に沿って移動するターゲットの各移動位置において送信信号が反射された反射信号を各受信アンテナが受信した時間信号に対して距離ＦＦＴを行うことにより、３次元データＳ（ｘ’，ｙ’，ｋ）を生成する（ステップＳＴ１）。信号処理部２３は、３次元データＳ（ｘ’，ｙ’，ｋ）に対してｘ’方向およびｙ’方向に２次元フーリエ変換を行うことにより、Ｓ（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ，ｋ）を生成する（ステップＳＴ２）。４個の送信アンテナＴｘ１～Ｔｘ４が送信する信号は、ｋ_ｘ軸上で分離されているため、各送信アンテナＴｘ１～Ｔｘ４が送信する信号について、以下のステップＳＴ３～ステップＳＴ８までの処理が互いに独立して行われる。

　信号処理部２３は、送信アンテナＴｘ１～Ｔｘ４が送信した各信号のＳ（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ，ｋ）に対して、受信経路のバルク圧縮処理を行うことにより、送信アンテナごとにＳ’（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ，ｋ）を生成する（ステップＳＴ３）。これ以降、ステップＳＴ４からステップＳＴ７までの処理は、送信信号の平面波近似が必要である。このため、これらの処理は、ｙ－ｚ空間を区分した複数の２次元セルにおける各２次元空間で互いに独立して行われる。

　信号処理部２３は、複数の２次元セルのそれぞれのｙ－ｚ空間のうち、処理対象として選択したｙ－ｚ空間において、Ｓ’（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ，ｋ）に対して、送信経路のバルク圧縮を行うことにより、Ｓ’’（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ，ｋ｜ｙ_ｃｎｔ，ｚ_ｃｎｔ）を生成する（ステップＳＴ４）。続いて、信号処理部２３は、Ｓ’’（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ，ｋ｜ｙ_ｃｎｔ，ｚ_ｃｎｔ）に対して、バイスタティック配置補正を行うことで、Ｓ’’’（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ，ｋ｜ｙ_ｃｎｔ，ｚ_ｃｎｔ）を生成する（ステップＳＴ５）。

　次に、信号処理部２３は、Ｓ’’’（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ，ｋ｜ｙ_ｃｎｔ，ｚ_ｃｎｔ）に対して、Ｓｔｏｌｔ補間を行うことにより、Ｓ’’’’（ｋ_ｘ’，ｋ_ｙ’，ｋ_ｚ’｜ｙ_ｃｎｔ，ｚ_ｃｎｔ）を生成する（ステップＳＴ６）。信号処理部２３は、Ｓ’’’’（ｋ_ｘ’，ｋ_ｙ’，ｋ_ｚ’｜ｙ_ｃｎｔ，ｚ_ｃｎｔ）に対して３次元逆フーリエ変換を行う（ステップＳＴ７）。これにより、処理対象として選択された２次元セルのｙ－ｚ空間における３次元レーダ画像ｇ（ｘ，ｙ，ｚ｜ｙ_ｃｎｔ，ｚ_ｃｎｔ）が生成される。以下、３次元レーダ画像ｇ（ｘ，ｙ，ｚ｜ｙ_ｃｎｔ，ｚ_ｃｎｔ）は、再生画像ｇ（ｘ，ｙ，ｚ｜ｙ_ｃｎｔ，ｚ_ｃｎｔ）と適宜記載される。

　信号処理部２３は、ｙ－ｚ空間を区分した２次元セルごとに算出された複数の再生画像ｇ（ｘ，ｙ，ｚ｜ｙ_ｃｎｔ，ｚ_ｃｎｔ）を結合する（ステップＳＴ８）。これにより、送信アンテナごとの送信信号に対応した再生画像ｇ（ｘ，ｙ，ｚ｜Ｔｘ）が生成される。次に、信号処理部２３は、送信アンテナＴｘ１～Ｔｘ４から送信された全ての送信信号に関する送信アンテナごとの再生画像ｇ（ｘ，ｙ，ｚ｜Ｔｘ）をコヒーレントに加算し、最終的な再生画像ｇ（ｘ，ｙ，ｚ）を出力する（ステップＳＴ９）。

　図９において、送信アンテナごとの処理（ステップＳＴ３からステップＳＴ８）は、互いに独立して行うことが可能である。また、２次元セルのｙ－ｚ小セル空間ごとの処理（ステップＳＴ４からステップＳＴ７）についても互いに独立して処理することが可能である。これらの箇所は、マルチコアＣＰＵまたはＧＰＵを用いた並列処理によって高速な処理が可能である。

　図１０は、１次元アレイアンテナ８とターゲット９との位置関係の一例を示す概要図である。図１０に示すジオメトリにおいて、送信アンテナＴｘ１による点ターゲットの画像再生結果と、送信アンテナＴｘ１～Ｔｘ４を用いた４送信ＤＤＭ－ＭＩＭＯによる画像再生結果との比較を行う。ターゲット９の動きは、図３と同じであり、基板８ａのアンテナ面からターゲット９の移動軌跡までの距離は２（ｍ）である。

　４個の送信アンテナＴｘ１～Ｔｘ４は、それぞれが等間隔に並んだリニアアレイを構成し、送信アンテナの間隔は、６（ｍｍ）である。１６個の受信アンテナＲｘ１，Ｒｘ２，・・・，Ｒｘ１６においても、それぞれが等間隔に並んだリニアアレイを構成し、受信アンテナの間隔は、８（ｍｍ）である。１次元アレイアンテナ８は、４送信１６受信のＭＩＭＯ構成であり、十分遠方からみたときに、素子アンテナが２（ｍｍ）間隔で、総開口が約１２（ｃｍ）の仮想アレイとみなされる。

　変調方式は、リニアＦＭＣＷ変調であるものとし、周波数帯域は７７～８１（ＧＨｚ）である。また、送受信アンテナの水平指向性幅は±１３（ｄｅｇ）であるものとし、それよりも広角の範囲からの信号は受信されない。各送信アンテナに設定されたチャープごとの初期位相の変化シーケンスは、図２と同じである。

　図１１は、３次元スペクトラムＳ（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ，ｋ）がｋ_ｘ－ｋの２次元平面に投影された２次元スペクトラムを示すスペクトラム図であり、図１１の下段の図は、上段の図で符号Ｆを付与したスペクトラム部分を示している。図１１における２次元スペクトラムは、図９のステップＳＴ２において、信号処理部２３によって算出された３次元スペクトラムＳ（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ，ｋ）を、ｋ_ｘ－ｋの２次元平面に全投影した２次元スペクトラムである。図１１の上段に示すように、送信アンテナＴｘ１～Ｔｘ４から送信された信号は、ｋ_ｘ軸において送信アンテナごとに分離されており、レーダ装置１では、４送信ＤＤＭ－ＭＩＭＯが実現される。また、図１１の下段に示すように、個々の送信アンテナに対応する２次元スペクトラムが生成されている。

　図１２Ａは、送信アンテナＴｘ１の送信信号に由来する受信信号に基づいて算出された画像強度分布を、ｙ－ｚ面で切った断面を示す断面図である。図１２Ａに示す画像強度分布は、３次元レーダ画像の再生結果である。図１２Ｂは、図１２Ａの画像強度分布を、ｘ－ｚ面で切った断面を示す図である。図１２Ｃは、図１２Ａの画像強度分布を、ｘ－ｙ面で切った断面を示す断面図である。図１２Ｄは、ターゲット位置を通り、ｙ軸に沿った直線上の図１２Ａの画像強度分布を示す分布図である。

　図１３Ａは、送信アンテナＴｘ１～Ｔｘ４の送信信号に由来する受信信号に基づいて算出された画像強度分布を、ｙ－ｚ面で切った断面を示す断面図である。図１３Ｂは、図１３Ａの画像強度分布を、ｘ－ｚ面で切った断面を示す図である。図１３Ｃは、図１３Ａの画像強度分布を、ｘ－ｙ面で切った断面を示す断面図である。図１３Ｄは、ターゲット位置を通り、ｙ軸に沿った直線上の図１３Ａの画像強度分布を示す分布図である。

　図１２Ａ、図１２Ｂ、図１２Ｃおよび図１２Ｄと図１３Ａ、図１３Ｂ、図１３Ｃおよび図１３Ｄとから明らかなように、送信アンテナＴｘ１～Ｔｘ４のそれぞれから送信された全ての信号に由来する受信信号に基づいて送信アンテナごとに算出された画像強度分布をコヒーレントに加算することにより、送信アンテナＴｘ１の送信信号に由来する受信信号に基づいて算出された画像強度分布に比べてピーク電力が１２ｄＢ（＝２０ｌｏｇ_１０４）程度改善している。これは、ＳＮ比が送信アンテナ数倍（＝４倍）改善されたことを意味する。また、統合サイドローブ比（ＩＳＬＲ）も約４ｄＢ改善している。

　図１０に示したオドメトリにおいて、ＭＩＭＯであることから、総開口は変わらない。このため、レーダ装置１によって生成される３次元レーダ画像の分解能は変化しない。
　１次元アレイアンテナ８において、素子アンテナの間隔（ＭＩＭＯ仮想アレイ間隔）を大きくしつつ、かつ総開口が広がるように、送信アンテナおよび受信アンテナを配置することにより、３次元レーダ画像の分解能を向上させることが可能である。

　レーダ信号処理器２の機能を実現するハードウェア構成は、以下の通りである。
　図１４Ａは、レーダ信号処理器２の機能を実現するハードウェア構成を示すブロック図である。図１４Ｂは、レーダ信号処理器２の機能を実現するソフトウェアを実行するハードウェア構成を示すブロック図である。図１４Ａおよび図１４Ｂにおいて、入出力インタフェース１００は、Ａ／Ｄ変換器７によってＡ／Ｄ変換されたデジタルデータを入力し、制御部２１からの制御信号を中継して送信部および受信部へ出力するインタフェースである。記憶装置１０１は、入出力インタフェース１００が入力を受け付けたデータを記憶する記憶装置であり、データ記憶部２２である。

　レーダ信号処理器２が備える制御部２１および信号処理部２３の機能は処理回路により実現される。すなわち、レーダ信号処理器２は、図９に示したステップＳＴ１からステップＳＴ９までの処理を実行する処理回路を備える。処理回路は、専用のハードウェアであってもよいが、メモリに記憶されたプログラムを実行するＣＰＵであってもよい。

　処理回路が図１４Ａに示す専用のハードウェアの処理回路１０２である場合、処理回路１０２は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、または、これらを組み合わせたものが該当する。レーダ信号処理器２が備える制御部２１および信号処理部２３の機能は、別々の処理回路で実現されてもよく、これらの機能がまとめて１つの処理回路で実現されてもよい。

　処理回路が図１４Ｂに示すプロセッサ１０３である場合、レーダ信号処理器２が備える制御部２１および信号処理部２３の機能は、ソフトウェア、ファームウェアまたはソフトウェアとファームウェアとの組み合わせにより実現される。なお、ソフトウェアまたはファームウェアは、プログラムとして記述されてメモリ１０４に記憶される。

　プロセッサ１０３は、メモリ１０４に記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、制御部２１および信号処理部２３の機能を実現する。例えば、レーダ信号処理器２は、プロセッサ１０３によって実行されるときに、図９に示したステップＳＴ１からステップＳＴ９の処理が結果的に実行されるプログラムを記憶するメモリ１０４を備える。これらのプログラムは、制御部２１と信号処理部２３の手順または方法をコンピュータに実行させる。メモリ１０４は、コンピュータを、制御部２１および信号処理部２３として機能させるためのプログラムが記憶されたコンピュータ可読記憶媒体であってもよい。

　メモリ１０４は、例えば、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ－ＥＰＲＯＭ）などの不揮発性または揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤなどが該当する。

　制御部２１および信号処理部２３の機能の一部が専用のハードウェアで実現され、残りの一部がソフトウェアまたはファームウェアによって実現されてもよい。例えば、制御部２１は、専用のハードウェアである処理回路１０２によって機能が実現され、信号処理部２３は、プロセッサ１０３がメモリ１０４に記憶されたプログラムを読み出して実行することにより機能が実現される。このように、処理回路は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェアまたはこれらの組み合わせによって、上記機能を実現することができる。

　上記式（１１）から上記式（２２）の導出は、以下の通りである。
　図３に示したジオメトリにおいて、空間的に広がりのあるターゲットｇ（ｘ，ｙ，ｚ）が存在する場合、送信アンテナＴｘ１が送信した送信信号の反射信号に関するスペクトルＳ（ｘ’，ｙ’，ｋ）は、上記式（７）で表される。ただし、ｘ’は、送信アンテナＴｘ１によって送信信号が送信されたときのターゲット９の中心のｘ座標であり、ｙ’は、この送信信号の反射信号を受信した受信アンテナＲｘのｙ座標－ｙ_０の値に対応しており、送信信号の往復距離がｌ（ｘ’，ｙ’）であり、上記式（８）で表される。送信信号の往路距離がｌ_Ｔ（ｘ’）であり、上記式（９）で表され、当該送信信号の反射信号の復路距離がｌ_Ｒ（ｘ’，ｙ’）であり、上記式（１０）で表される。

　信号処理部２３が、Ｓ（ｘ’，ｙ’，ｋ）を、ｘ’およびｙ’に関して２次元フーリエ変換して算出される周波数信号Ｓ（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ，ｋ）とｇ（ｘ，ｙ，ｚ）との間は、下記式（３１）の関係が成り立つ。

　上記式（３１）の右辺の最後の積分部分は、停留位相法（ＭＯＳＰ）によって算出することができ、下記式（３２）で表される。

　上記式（３２）を、上記式（３１）の右辺の最後の積分部分に代入することによって、Ｓ（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ，ｋ）とｇ（ｘ，ｙ，ｚ）との間には下記式（３３）の関係が成り立つ。

　上記式（３３）の右辺の第１項の最後の積分部分、第３項および第４項は、ＭＯＳＰを用いて算出される。これらの指数部を－ｊφ（ｘ’）とすると、φ（ｘ’）は、下記式（３４）のように、φ_Ｔ（ｘ’）とφ_Ｒ（ｘ’）に分解される。

　φ_Ｔ（ｘ’）を２次の項までテーラー近似した場合、ｄφ_Ｔ（ｘ’）／ｄｘ’＝０となるｘ’をｘ_Ｔ’とすると、ｘ_Ｔ’は、下記式（３５）で表される。ただし、ｋ_ｙｚは、上記式（１７）で表され、Ｒ_１は、下記式（３６）で表される。

　上記式（３５）により、φ_Ｔ（ｘ’）は、下記式（３７）で近似される。

　同様に、φ_Ｒ（ｘ’）を２次の項までテーラー近似した場合、ｄφ_Ｒ（ｘ’）／ｄｘ’＝０となるｘ’をｘ_Ｒ’とすると、ｘ_Ｒ’は、下記式（３８）で表される。ただし、ｋ_ｚは、下記式（３９）で表され、Ｒ_２は、下記式（４０）で表される。

　上記式（３８）により、φ_Ｒ（ｘ’）は、下記式（４１）で近似される。

　従って、φ（ｘ’）は、下記式（４２）によって近似される。

　上記式（４２）の右辺の第３項および第４項を１次の項までテーラー近似した場合に、これらの項におけるｘ’に関する微分が０となるｘ’をｘ_ｃ’とすると、ｘ_ｃ’は、下記式（４３）で表される。ただし、Ａは、下記式（４４）で表され、Ｂは、下記式（４５）で表される。

　上記式（４２）の右辺の第３項および第４項は、下記式（４６）で表される。

　従って、φ（ｘ’）は、最終的に、下記式（４７）で近似される。

　φ（ｘ’）が上記式（４７）で表されることにより、Ｓ（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ，ｋ）とｇ（ｘ，ｙ，ｚ）との間には、下記式（４８）の関係が成り立つ。

　上記式（４８）の右辺における－ｊｋ_ｙｚ｛（ｙ－ｙ_０－Δｙ_ｔ）^２＋（ｚ－ｚ_０）^２｝^１／２について、この平方根を取り除くために平面波近似が導入される。例えば、ターゲットｇ（ｘ，ｙ，ｚ）のｙ－ｚ平面での座標中心を（ｙ_ｃｎｔ，ｚ_ｃｎｔ）とした場合、上記平方根部分は、下記式（４９）で示すように平面波近似できる。ただし、ｋ_{ｙ，ｉｎｃ}は、上記式（１５）で定義され、ｋ_{ｚ，ｉｎｃ}は、上記式（１６）で定義される。ｃｏｓθ_ｉｎｃは、上記式（１８）で定義され、ｓｉｎθ_ｉｎｃは、上記式（１９）で定義される。

　上記式（４９）を、上記式（４８）の右辺における平方根部分である－ｊｋ_ｙｚ｛（ｙ－ｙ_０－Δｙ_ｔ）^２＋（ｚ－ｚ_０）^２｝^１／２に代入して整理することにより、Ｓ（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ，ｋ）とｇ（ｘ，ｙ，ｚ）との間には、最終的に、下記の近似関係式（５０）が成り立つ。ただし、ｋ_ｙ’は、上記式（１２）で定義され、ｋ_ｚ’は、上記式（１３）で定義される。

　従って、ｇ（ｘ，ｙ，ｚ）は、Ｓ（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ，ｋ）から、上記式（１１）から上記式（２２）までによって推定することが可能である。

　以上のように、実施の形態１に係るレーダ装置１は、直線状に配置された送信アンテナＴｘ１～ＴｘＭを用いて空間に送信信号を送信し、送信アンテナと同一方向に直線状に配置された受信アンテナＲｘ１～ＲｘＮを用いて空間で送信信号が反射された反射信号を受信し、送信アンテナＴｘ１～ＴｘＭから同時に送信信号を送信し、受信アンテナＲｘ１～ＲｘＮによって反射信号を受信してデジタルデータを取得する一連の処理を繰り返し実行させる。繰り返し実行された一連の処理で順次取得されたデジタルデータを、２次元アレイデータとして用いることにより、送信アンテナＴｘ１～ＴｘＭおよび受信アンテナＲｘ１～ＲｘＮのアンテナ配列方向を横切る方向に移動したターゲット９の３次元レーダ画像を生成する。これにより、送信アンテナＴｘ１～ＴｘＭの信号送信間隔が短くなるので、信号送信間隔の時間内にターゲット９が移動することによる影響が低減される。例えば、送信アンテナ数をＮとし、ＴＤＭ－ＭＩＭＯ方式の従来のレーダ装置における一つの送信アンテナの信号送信間隔をＴ（ｓ）とした場合、ＤＤＭ－ＭＩＭＯ方式のレーダ装置１では、一つの送信アンテナの信号送信間隔を、Ｔ／Ｎ（ｓ）に短くすることができる。従って、異なる送信アンテナからの送信信号に由来する受信信号をコヒーレントに加算することができ、３次元レーダ画像のＳＮ比がＮ倍になるので、レーダ装置１は、３次元レーダ画像の分解能を高めることができる。

実施の形態２．
　図１５は、実施の形態２に係るレーダ装置１Ａの構成を示すブロック図であり、ＦＭＣＷ方式のレーダ装置を示している。図１５において、図１と同一の構成要素には、同一の符号が付され、その説明が省略される。レーダ装置１Ａは、レーダ装置１と同様に、１次元アレイアンテナを用いて、空間に送信信号を電波として送信し、送信した電波が空間に存在するターゲットで反射されて戻ってきた反射波を受信することにより、ターゲットの３次元レーダ画像を生成する。例えば、レーダ装置１Ａは、リアルタイムに連続的にやってくる検知対象物を、その移動を阻害することなく、ボディチェックするミリ波セキュリティシステムに利用される。以下、レーダ装置１Ａが、移動する検知対象物の３次元レーダ画像の再生を次々に行うミリ波セキュリティシステムであるものとして説明する。

　レーダ装置１Ａは、レーダ信号処理器２Ａ、送信信号生成器３、送信器４、受信器５、ビート信号生成器６およびＡ／Ｄ変換器７を備える。レーダ信号処理器２Ａは、制御部２１、データ記憶部２２および信号処理部２３Ａを備えている。制御部２１は、送信アンテナＴｘ１～ＴｘＭから同時に送信する送信信号のパルス繰り返し間隔を一定とし、かつパルス繰り返し間隔の送信信号間の初期位相変化量を送信アンテナごとに異なる値とする。信号処理部２３Ａは、受信アンテナＲｘ１～ＲｘＮによってパルス繰り返し間隔で逐次的に受信された反射信号のデジタルデータを、ドップラ周波数領域の信号へ逐次フーリエ変換することにより、検知対象物の３次元レーダ画像を生成する。

　実施の形態２に係るレーダ画像生成方法は、以下の通りである。
　図１６は、実施の形態２に係るレーダ画像生成方法を示すフローチャートである。図１６において、ステップＳＴ４ａからステップＳＴ１０ａまでの処理は、図９に示したステップＳＴ３からステップＳＴ９までの処理と同様である。信号処理部２３Ａは、１列ずつ受信信号ｓ（ｙ’，ｋ｜ｈ）を生成する（ステップＳＴ１ａ）。

　例えば、１次元フーリエ変換における逐次離散フーリエ変換は、離散信号ｘ（ｎ）（ｎ＝０，１，２，・・・）に対する、Ｎ点の短時間離散フーリエ変換が、下記式（５１）で表される。ただし、ω_Ｎは、下記式（５２）で表される。

　上記式（５１）を変形することにより、逐次離散フーリエ変換の下記式（５３）を導くことができる。

　上記式（５１）および上記式（５３）を用いることにより、レーダ装置１Ａは、３次元レーダ画像の生成に要する演算速度が高速化される。例えば、時間的に連続した３次元レーダ画像を再生する場合、直近の送信信号のチャープ番号をｈ番とし、チャープ番号（ｈ－Ｎ＋１）番からｈ番までのＮチャープ分の受信信号を用いて、３次元レーダ画像を再生する。信号処理部２３Ａは、チャープ番号ｈの受信信号ｓ（ｙ’，ｋ｜ｈ）を、ｙ’に関して１次元フーリエ変換し、２次元周波数信号ｓ（ｙ’，ｋ｜ｈ）を生成する（ステップＳＴ２ａ）。信号処理部２３Ａは、２次元周波数信号ｓ（ｙ’，ｋ｜ｈ）の生成と並行して、チャープ番号（ｈ－Ｎ＋１）番からｈ番までの直近のＮチャープ分の受信信号に対して３次元フーリエ変換を行う。これにより、３次元周波数信号Ｓ（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ，ｋ｜ｈ）が生成される。

　上記式（５３）で表される逐次離散フーリエ変換を行うことにより、ｓ（ｙ，ｋ｜ｈ）とＳ（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ，ｋ｜ｈ）との間には、下記式（５４）、下記式（５５）および下記式（５６）の関係が成り立つ。ただし、下記式（５４）、下記式（５５）および下記式（５６）において、Ｓ_ｉｊ／ｈ（ｋ_ｘ）＝Ｓ（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ＝ｉ，ｋ＝ｊ｜ｈ）、ｓ_ｉｊ／ｈ＝ｓ（ｋ_ｙ＝ｉ，ｋ＝ｊ｜ｈ）と略記している。信号処理部２３Ａは、下記式（５４）、下記式（５５）および下記式（５６）を全てのｋ_ｙ，ｋに対して適用することで、逐次ＦＦＴを実行する（ステップＳＴ３ａ）。これにより、送信アンテナＴｘ１～Ｔｘ４のそれぞれのＳ（ｋ_ｘ，ｋ_ｙ，ｋ）が生成される。以下の処理は、図９のステップＳＴ３以降と同様である。

　以上のように、実施の形態２に係るレーダ装置１Ａにおいて、信号処理部２３Ａは、受信アンテナＲｘによってパルス繰り返し間隔で逐次的に受信された反射信号のデジタルデータを、ドップラ周波数領域の信号へ逐次フーリエ変換することにより、ターゲット９の３次元レーダ画像を生成する。これにより、レーダ装置１Ａは、ターゲット９の３次元レーダ画像を高速に生成することができる。

実施の形態３．
　図１７は、実施の形態３に係るレーダ装置が備える３つの１次元アレイアンテナ８（１）～８（３）とターゲット９との位置関係を示す概要図である。検知対象物の３次元レーダ画像におけるｙ方向（垂直方向）の分解能を向上させるためには、ＭＩＭＯの仮想開口長をｙ方向に長くする必要がある。ＭＩＭＯの仮想開口は、図３に示した基板８ａを、複数枚、ｙ方向に密に並べて配置することにより実現できる。

　基板８ａ（１）～８ａ（３）の中央部分に、１つの１次元アレイアンテナにおける全ての送信アンテナが集中して配置されると、基板８ａ（１）～８ａ（３）をｙ方向に並べたＭＩＭＯの仮想アレイにおいて、仮想素子が存在しない大きなギャップが、複数箇所発生してしまう。このギャップが存在すると、例えば、３枚の基板８ａ（１）～８ａ（３）のそれぞれに設けられた１次元アレイアンテナ８（１）～（３）が受信した全ての受信信号をコヒーレントに加算することにより、再生された３次元レーダ画像に大きなリップルが生じてしまう。

　これに対して、実施の形態３に係るレーダ装置では、図１７に示すように、各基板８ａにおける第１の端部（＋ｙ方向の端部）と、第１の端部に対向する第２の端部（－ｙ方向の端部）に少なくとも一つの送信アンテナが配置されている。１次元アレイアンテナ８（１）～８（３）によって構成されるＭＩＭＯの仮想アレイは、第１の端部と第２の端部に少なくとも一つの送信アンテナが配置された３枚の基板８ａを、ｙ方向に並べたものである。この構造を有することにより、レーダ装置１Ａは、例えば、仮想素子が存在しない大きなギャップがＭＩＭＯ仮想アレイ内に発生することを防止できる。

　図１８Ａは、基板８ａの中央に全ての送信アンテナＴｘ１～ＴｘＭが配置された１次元アレイアンテナ８を用いてターゲット９の３次元レーダ画像を再生した場合における、ターゲット９の点拡散関数に係る信号の特性を示す特性図である。図１８Ａにおいて、特性Ｈ１は、１次元アレイアンテナ８が一つ、すなわち、図３に示した基板８ａが１枚であるレーダ装置１によってターゲット９の３次元レーダ画像を再生した場合における、ターゲット９の点拡散関数に係る信号の特性である。特性Ｈ２は、図１７に示した１次元アレイアンテナ８（１）～８（３）を有したレーダ装置によってターゲット９の３次元レーダ画像を再生した場合における、ターゲット９の点拡散関数に係る信号の特性である。

　基板８ａ（１）～８ａ（３）の各中央部分に全ての送信アンテナＴｘ１～ＴｘＭを配置した場合、図１８Ａに示すように、基板８ａ（１）～８ａ（３）に設けられた１次元アレイアンテナ８（１）～８（３）によって受信された全ての信号をコヒーレントに加算しても綺麗な点像が再現されず、メインローブに大きなリップルが生じてしまう。

　図１８Ｂは、基板８ａの両端に少なくとも一つの送信アンテナＴｘが配置された１次元アレイアンテナ８を用いて３次元レーダ画像を再生したターゲット９の点拡散関数に係る信号の特性を示す特性図である。図１８Ａにおいて、特性Ｉ１は、図３に示した基板８ａが１枚であるレーダ装置１によってターゲット９の３次元レーダ画像を再生した場合における、ターゲット９の点拡散関数に係る信号の特性である。特性Ｉ２は、図１７に示した１次元アレイアンテナ８（１）～８（３）を有したレーダ装置によってターゲット９の３次元レーダ画像を再生した場合における、ターゲット９の点拡散関数に係る信号の特性である。

　基板８ａ（１）～８ａ（３）のそれぞれの第１の端部と第２の端部に少なくとも一つの送信アンテナＴｘを配置すると、図１８Ｂに示すように、１次元アレイアンテナ８（１）～８（３）によって受信された全ての信号をコヒーレントに加算することにより、メインローブのリップルが抑制され、コヒーレントが大きなピークが得られる。

　以上のように、実施の形態３に係るレーダ装置は、３個の１次元アレイアンテナ８（１）～８（３）を備え、１次元アレイアンテナ８（１）～８（３）は、直線状に配列される。１次元アレイアンテナ８（１）～８（３）は、送信アンテナＴｘのうちの少なくとも一つの送信アンテナが、基板８ａ（１）～８ａ（３）における第１の端部および第２の端部に配置されている。この構成を有することにより、メインローブのリップルを抑制しつつ、コヒーレントが大きなピークを得ることができる。

　実施の形態１から実施の形態３に示したレーダ装置は、エスカレータまたは動く歩道に乗っている人を検知対象とするシステムに利用可能である。例えば、エスカレータまたは動く歩道の両サイドに１つずつ、１次元アレイアンテナ８を配置することで、レーダ装置は、エスカレータまたは動く歩道にいる人が金属または非金属の禁制品を所持しているか否かを左右両側からモニタリングすることができる。

　また、実施の形態１から実施の形態３に示したレーダ装置は、人だけでなく手荷物検査に利用可能である。例えば、駅、空港などにおける手荷物検査装置では、荷物が、ベルトコンベアに置かれ、その状態でベルトコンベアが動作する。ベルトコンベアの両サイドに１次元アレイアンテナを配置することにより、ベルトコンベア上で移動している荷物のうちに金属または非金属の禁制品が含まれているか否かを、左右両側からモニタリングすることができる。

　さらに、実施の形態１から実施の形態３に示したレーダ装置は、１次元アレイアンテナを屋外の道路脇に配置することにより、その道路を通過した車、自転車または人が、金属または非金属の禁制品を所持しているか否かをモニタリングすることができる。

　なお、各実施の形態の組み合わせまたは実施の形態のそれぞれの任意の構成要素の変形もしくは実施の形態のそれぞれにおいて任意の構成要素の省略が可能である。

　本開示に係るレーダ装置は、例えば、イメージングレーダ装置に利用可能である。

　１，１Ａ　レーダ装置、２，２Ａ　レーダ信号処理器、３　送信信号生成器、４　送信器、５　受信器、６　ビート信号生成器、７　Ａ／Ｄ変換器、８，８（１）～８（３）　１次元アレイアンテナ、８ａ，８ａ（１）～８ａ（３）　基板、９　ターゲット、２１　制御部、２２　データ記憶部、２３，２３Ａ　信号処理部、３１　ＶＣＯ、３２　位相制御部、３３　パワーアンプ、４１　送信リニアアレイ、５１　受信リニアアレイ、６１　ＬＮＡ、６２　分配回路、６３　ミキサ、６４　フィルタリング回路、１００　入出力インタフェース、１０１　記憶装置、１０２　処理回路、１０３　プロセッサ、１０４　メモリ、Ｒｘ，Ｒｘ１～ＲｘＮ，Ｒｘ１～Ｒｘ１６　受信アンテナ、Ｔｘ，Ｔｘ１～ＴｘＭ，Ｔｘ１～Ｔｘ４　送信アンテナ。

Claims

　直線状に配置された複数の送信アンテナを用いて空間に送信信号を送信する送信部と、
　複数の前記送信アンテナと同一方向に直線状に配置された複数の受信アンテナを用いて前記空間で前記送信信号が反射された反射信号を受信し、受信した信号のデジタルデータを取得する受信部と、
　前記送信部が複数の前記送信アンテナから同時に前記送信信号を送信し、前記受信部が複数の前記受信アンテナによって前記反射信号を受信して前記デジタルデータを取得する一連の処理を、前記送信部および前記受信部に繰り返し実行させる制御部と、
　繰り返し実行された前記一連の処理で順次取得された前記デジタルデータを２次元アレイデータとして用いることにより、複数の前記送信アンテナおよび複数の前記受信アンテナのアンテナ配列方向を横切る方向に移動した検知対象物の３次元レーダ画像を生成する信号処理部と、
　を備えたことを特徴とするレーダ装置。
　前記送信部は、複数の前記送信アンテナから初期位相変化量が前記送信アンテナごとに異なる前記送信信号を同時に送信して前記送信信号をドップラ周波数軸で多重化し、
　前記信号処理部は、前記送信信号に対応する前記反射信号の成分に基づいて、前記検知対象物の前記３次元レーダ画像を前記送信アンテナごとに生成し、前記送信アンテナごとに生成した前記３次元レーダ画像を加算することにより、前記検知対象物の最終的な前記３次元レーダ画像を生成すること
　を特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
　前記制御部は、複数の前記送信アンテナから同時に送信する前記送信信号のパルス繰り返し間隔を一定とし、かつ前記パルス繰り返し間隔の前記送信信号間の初期位相変化量を前記送信アンテナごとに異なる値とすること
　を特徴とする請求項２に記載のレーダ装置。
　複数の前記受信アンテナは、等間隔に配列されていること
　を特徴とする請求項３に記載のレーダ装置。
　前記信号処理部は、前記送信アンテナごとの前記検知対象物の前記３次元レーダ画像の生成を並列処理することにより、前記検知対象物の最終的な前記３次元レーダ画像を生成すること
　を特徴とする請求項２から請求項４のいずれか１項に記載のレーダ装置。
　前記信号処理部は、前記受信アンテナによって前記パルス繰り返し間隔で逐次的に受信された反射信号の前記デジタルデータを、ドップラ周波数領域の信号へ逐次フーリエ変換することにより、前記検知対象物の３次元レーダ画像を生成すること
　を特徴とする請求項３に記載のレーダ装置。
　複数の前記送信アンテナのうちの少なくとも一つの前記送信アンテナは、基板における第１の端部および前記第１の端部に対向する第２の端部に配置されていること
　を特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
　複数の前記送信アンテナおよび複数の前記受信アンテナが前記基板に配置された複数のアレイアンテナを備え、
　複数の前記アレイアンテナは、直線状に配列されていること
　を特徴とする請求項７に記載のレーダ装置。
　直線状に配置された複数の送信アンテナを用いて空間に送信信号を送信する送信部と、
　複数の前記送信アンテナと同一方向に直線状に配置された複数の受信アンテナを用いて前記空間で前記送信信号が反射された反射信号を受信し、受信した信号のデジタルデータを取得する受信部とを備えたレーダ装置のレーダ画像生成方法であって、
　制御部が、前記送信部が複数の前記送信アンテナから同時に前記送信信号を送信し、前記受信部が複数の前記受信アンテナによって前記反射信号を受信して前記デジタルデータを取得する一連の処理を、前記送信部および前記受信部に繰り返し実行させるステップと、
　信号処理部が、繰り返し実行された前記一連の処理で順次取得された前記デジタルデータを２次元アレイデータとして用いることにより、複数の前記送信アンテナおよび複数の前記受信アンテナのアンテナ配列方向を横切る方向に移動した検知対象物の３次元レーダ画像を生成するステップと、
　を備え、
　前記送信部は、複数の前記送信アンテナから初期位相変化量が前記送信アンテナごとに異なる前記送信信号を同時に送信して前記送信信号をドップラ周波数軸で多重化し、
　前記信号処理部は、前記送信信号に対応する前記反射信号の成分に基づいて、前記検知対象物の前記３次元レーダ画像を前記送信アンテナごとに生成し、前記送信アンテナごとに生成した前記３次元レーダ画像を加算することにより、前記検知対象物の最終的な前記３次元レーダ画像を生成すること
　を特徴とするレーダ画像生成方法。