DE112019007292T5 - Dc/dc-wandler und leistungswandler - Google Patents

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Yuki Itogawa
Yusuke HIGAKI
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Abstract

Bei einer ersten Leistungsübertragung, bei der Leistung von einer ersten DC-Stromquelle (PS1) zu einer zweiten DC-Stromquelle (PS2) übertragen wird, führt ein Steuerkreis (30) eine EIN/AUS- Treibersteuerung eines positiv-elektrodenseitigen Schaltelements (Q4A, Q3A) und eines negativ-elektrodenseitigen Schaltelements (Q4B, Q3B) in einer ersten Brückenschaltung (41) und einer zweiten Brückenschaltung (42) durch und stoppt die EIN/AUS-Ansteuerung eines positiv-elektrodenseitigen Schaltelements (Q1A) und eines negativ-elektrodenseitigen Schaltelements (Q1B) in einer dritten Brückenschaltung (43). Für ein positiv-elektrodenseitiges Schaltelement (Q2A) und ein negativ-elektrodenseitiges Schaltelement (Q2B) einer vierten Brückenschaltung (44) führt der Steuerkreis (30) eine EIN/AUS-Ansteuerung durch, wenn eine erste Leistungsübertragungshöhe durch die erste Leistungsübertragung größer als ein vorbestimmter erster Referenzwert ist, während der Steuerkreis die EIN/AUS- Treibersteuerung stoppt, wenn die erste Leistungsübertragungshöhe kleiner ist als der erste Referenzwert.

Description

  • TECHNISCHES GEBIET
  • Die vorliegende Erfindung betrifft einen DC/DC-Wandler und einen Leistungswandler.
  • STAND DER TECHNIK
  • Ein DC/DC-Wandler, der eine bidirektionale Leistungsübertragung zwischen zwei Gleichstromquellen durchführt, ist beispielsweise in der WO 2018/016 106 (Patentdokument 1) beschrieben. In dem DC/DC-Wandler in Patentdokument 1 ist ein erster Wandler einer Vollbrückenschaltung auf der ersten DC-Stromquellenseite und ein zweiter Wandler der Vollbrückenschaltung auf der zweiten DC-Stromquellenseite mit einem dazwischen angeordneten Transformator vorgesehen. Ferner ist eine erste Drossel zwischen einer ersten Wicklung des Transformators und dem ersten Wandler vorgesehen, und eine zweite Drossel ist zwischen einer zweiten Wicklung des Transformators und dem zweiten Wandler vorgesehen.
  • Im Patentdokument 1 wird der Aufwärtswandlerbetrieb unter Verwendung der ersten Drossel oder der zweiten Drossel durchgeführt, wenn die Spannung der ersten DC-Stromquelle oder der zweiten DC-Stromquelle höher ist als die in der ersten Wicklung oder der zweiten Wicklung des Transformators erzeugte Spannung, d.h. wenn der Aufwärtswandlerbetrieb erforderlich ist. Andererseits wird der Aufwärtswandlerbetrieb nicht durchgeführt, wenn die Spannung der ersten DC-Stromquelle oder der zweiten DC-Stromquelle niedriger ist als die in der ersten Wicklung oder der zweiten Wicklung des Transformators erzeugte Spannung, d.h. wenn der Abwärtswandlerbetrieb erforderlich ist.
  • In dem in Patentdokument 1 beschriebenen DC/DC-Wandler sind eine Betriebsart zur Durchführung des Aufwärtswandlerbetriebs (Aufwärtsladen) und eine Betriebsart zur Durchführung des Abwärtswandlerbetriebs (Abwärtsladen) bei der ersten Leistungsübertragung (Laden der zweiten DC-Stromquelle), bei der Leistung von der ersten DC-Stromquelle zur zweiten DC-Stromquelle übertragen wird, und eine Betriebsart zur Durchführung des Aufwärtswandlerbetriebs (Aufwärtsentladen) und eine Betriebsart zur Durchführung des Abwärtswandlerbetriebs (Abwärtsentladen) bei der zweiten Leistungsübertragung (Entladung der zweiten DC-Stromquelle), bei der Leistung von der zweiten DC-Stromquelle auf die erste DC-Stromquelle übertragen wird, d.h. insgesamt können vier Betriebsarten entsprechend dem die Leistungsübertragung darstellenden Tastverhältnis geschaltet werden
  • ZITATLISTE
  • Patentdokument 1: WO 2018/016 106
  • KURZBESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
  • Mit der Erfindung zu lösende Probleme
  • Leider kann bei dem in Patentdokument 1 beschriebenen DC/DC-Wandler, wie später noch näher erläutert wird, in der Betriebsart der Durchführung des Abwärtswandlerbetriebs, bei der sowohl der obere als auch der untere Zweig in einer Brückenschaltung auf der Leistungsempfangsseite im ausgeschalteten Zustand gehalten werden, ein umlaufender Strompfad einschließlich des Transformators gebildet werden, ohne dass dieser durch die erste DC-Stromquelle oder die zweite DC-Stromquelle verläuft.
  • Infolgedessen entstehen Leitungsverluste durch den Strom, der durch den Transformator, die Gleichstromdrossel und das Halbleiterelement fließt, in der Zeitspanne, in der sowohl die erste Brückenschaltung als auch die zweite Brückenschaltung Nullspannung ausgeben. Gleichzeitig treten Schaltverluste auf, wenn in der Abwärtswandlerbetriebsart der obere und untere Zweige in der anderen Brückenschaltung auf der Leistungsempfangsseite EIN/AUS geschaltet werden.
  • Insbesondere ist in den Betriebsarten Abwärtsladen und Abwärtsentladen die Leistungsübertragungshöhe kleiner als in den Betriebsarten Aufwärtsladen und Aufwärtsentladen, und die Leitungsverluste im umlaufenden Strompfad und die Schaltverluste auf der Leistungsempfangsseite wirken sich stärker aus, was zu einer Verringerung des Leistungswandlerwirkungsgrades führt.
  • Die vorliegende Erfindung soll dises Problem lösen und ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, die Leistungswandlungseffizienz im Abwärtswandlerbetrieb mit einer kleinen Leistungsübertragungshöhe zu verbessern, während Aufwärtswandlerbetrieb und Abwärtswandlerbetrieb in einem DC/DC-Wandler ermöglicht werden, der eine bidirektionale Leistungsübertragung zwischen einer ersten und einer zweiten DC-Stromquellen durchführt.
  • Mittel zum Lösen der Probleme
  • In einem Aspekt der vorliegenden Erfindung beinhaltet ein DC/DC-Wandler, der eine bidirektionale Leistungsübertragung zwischen einer ersten DC-Stromquelle und einer zweiten DC-Stromquelle durchführt, einen Transformator, einen ersten Wandler, einen zweiten Wandler und einen Steuerkreis. Der Transformator hat eine erste Wicklung und eine zweite Wicklung, die magnetisch gekoppelt sind. Der erste Wandler ist zwischen der ersten DC-Stromquelle und der ersten Wicklung angeschlossen. Der zweite Wandler ist zwischen der zweiten DC-Stromquelle und der zweiten Wicklung angeschlossen. Der erste Wandler enthält eine erste Brückenschaltung und eine zweite Brückenschaltung, die parallel zueinander an die erste DC-Stromquelle angeschlossen sind. Die erste Brückenschaltung und die zweite Brückenschaltung haben jeweils ein positiv-elektrodenseitiges Schaltelement und ein negativ-elektrodenseitiges Schaltelement, die in Reihe zwischen einer positiven Elektrode und einer negativen Elektrode der ersten DC-Stromquelle geschaltet sind. Die erste Wicklung ist zwischen einem Verbindungspunkt des positiv-elektrodenseitigen Schaltelements und des negativ-elektrodenseitigen Schaltelements der ersten Brückenschaltung und einem Verbindungspunkt des positiv-elektrodenseitigen Schaltelements und des negativ-elektrodenseitigen Schaltelements der zweiten Brückenschaltung angeschlossen. Der zweite Wandler enthält eine dritte Brückenschaltung und eine vierte Brückenschaltung, die parallel zueinander an die zweite Gleichstromquelle angeschlossen sind. Die dritte Brückenschaltung und die vierte Brückenschaltung haben jeweils ein positiv-elektrodenseitiges Schaltelement und ein negativ-elektrodenseitiges Schaltelement, die in Reihe zwischen einer positiven Elektrode und einer negativen Elektrode der zweiten Gleichstromquelle geschaltet sind. Die zweite Wicklung ist zwischen einem Verbindungspunkt des positiv-elektrodenseitigen Schaltelements und des negativ-elektrodenseitigen Schaltelements der dritten Brückenschaltung und einem Verbindungspunkt des positiv-elektrodenseitigen Schaltelements und des negativ-elektrodenseitigen Schaltelements der vierten Brückenschaltung angeschlossen. Der Steuerkreis übernimmt die EIN/AUS-Treibersteuerung der jeweiligen positiv-elektrodenseitigen Schaltelemente und der jeweiligen negativ-elektrodenseitigen Schaltelemente des ersten Wandlers und des zweiten Wandlers. Bei der ersten Leistungsübertragung, bei der Energie von der ersten DC-Stromquelle zur zweiten DC-Stromquelle übertragen wird, führt der Steuerkreis im ersten Wandler eine DC/AC-Energieumwandlung durch, indem er eine EIN/AUS-Treibersteuerung des positiv-elektrodenseitigen Schaltelements und des negativ-elektrodenseitigen Schaltelements in der ersten Brückenschaltung und der zweiten Brückenschaltung durchführt. Wenn bei der ersten Leistungsübertragung im zweiten Wandler eine erste Leistungsübertragungshöhe größer als ein vorbestimmter erster Referenzwert ist, stoppt der Steuerkreis die EIN/AUS-Treibersteuerung des positiv-elektrodenseitigen Schaltelements und des negativ-elektrodenseitigen Schaltelements in der dritten Brückenschaltung und führt die EIN/AUS-Ansteuerung des positiv-elektrodenseitigen Schaltelements und des negativ-elektrodenseitigen Schaltelements in der vierten Brückenschaltung durch, währenddessen dann, wenn die erste Leistungsübertragungshöhe kleiner als der erste Referenzwert ist, führt der Steuerkreis eine AC/DC-Leistungswandlung durch, indem er die EIN/AUS-Ansteuerung des positiv-elektrodenseitigen Schaltelements und des negativ-elektrodenseitigen Schaltelements sowohl in der dritten Brückenschaltung als auch in der vierten Brückenschaltung stoppt.
  • Effekt der Erfindung
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung kann in einem DC/DC-Wandler, der eine bidirektionale Leistungsübertragung zwischen einer ersten und einer zweiten DC-Stromquelle durchführt, während der Aufwärtswandlerbetrieb und der Abwärtswandlerbetrieb aktiviert sind, das Auftreten eines Umlaufstroms zwischen dem ersten und dem zweiten Wandler verhindert werden, indem die Schaltelemente in dem stromempfangsseitigen Wandler zum Zeitpunkt des Abwärtswandlerbetriebs im ausgeschalteten Zustand gehalten werden. Dadurch kann der Wirkungsgrad der Leistungswandlung im Abwärtswandlerbetrieb bei einer kleinen Leistungsübertragungshöhe verbessert werden.
  • Figurenliste
    • 1 ist ein schematisches Schaltungskonfigurationsdiagramm eines DC/DC-Wandlers gemäß einer ersten Ausführungsform;
    • 2 ist ein Zeitdiagramm, das Wellenformen von EIN/AUS-Treibersignalen von Schaltelementen beim Abwärtsladen-Betrieb des DC/DC-Wandlers gemäß der ersten Ausführungsform illustriert;
    • 3 ist ein Zeitdiagramm, das Wellenformen von EIN/AUS-Treibersignalen von Schaltelementen beim Abwärtsladen-Betrieb in Patentdokument 1 als Vergleichsbeispiel illustriert;
    • 4 ist ein Zeitdiagramm zur Veranschaulichung von Wellenformen von EIN/AUS-Treibersignalen von Schaltelementen beim Abwärtsladen-Betrieb des DC/DC-Wandlers gemäß der ersten Ausführungsform;
    • 5 ist ein erstes Schaltbild zur Veranschaulichung eines Strompfads im Aufwärtsladen-Betrieb nach 4;
    • 6 ist ein zweites Schaltbild zur Erläuterung eines Strompfads im Aufwärtsladen-Betrieb gemäß 4;
    • 7 ist ein erstes Schaltbild zur Erläuterung eines Strompfads beim Abwärtsladen-Betrieb gemäß 2;
    • 8 ist ein zweites Schaltbild zur Erläuterung eines Strompfads beim Abwärtsladen-Betrieb gemäß 2;
    • 9 ist ein drittes Schaltbild zur Erläuterung eines Strompfads beim Abwärtsladen-Betrieb gemäß 2;
    • 10 ist ein viertes Schaltbild zur Erläuterung eines Strompfads beim Abwärtsladen-Betrieb gemäß 2;
    • 11 ist ein Zeitdiagramm zur Veranschaulichung von Wellenformen von EIN/AUS Treibersignalen von Schaltelementen beim Abwärtsladen-Betrieb des DC/DC-Wandlers gemäß der ersten Ausführungsform;
    • 12 ist ein Zeitdiagramm zur Veranschaulichung der Wellenformen von EIN/AUS-Treibersignalen von Schaltelementen beim Abwärtsladen-Betrieb in Patentdokument 1 als Vergleichsbeispiel;
    • 13 ist ein Zeitdiagramm zur Veranschaulichung von Wellenformen von EIN/AUS Treibersignalen von Schaltelementen im Aufwärtsentladen-Betrieb des DC/DC-Wandlers gemäß der ersten Ausführungsform;
    • 14 ist ein Diagramm zur Veranschaulichung der Steuerung eines Phasenverschiebungsbetrags auf der Grundlage einer Leistungsübertragungshöhe im DC/DC-Wandler gemäß der ersten Ausführungsform;
    • 15 ist ein erstes Schaltbild zur Erläuterung eines zirkulierenden Strompfads, der in einer Nullspannungsperiode erzeugt werden kann, wenn der Abwärtsladen-Betrieb gemäß 3 durchgeführt wird;
    • 16 ist ein zweites Schaltbild zur Erläuterung eines zirkulierenden Strompfads, der in einer Nullspannungsperiode erzeugt werden kann, wenn der Abwärtsladen-Betrieb gemäß 3 durchgeführt wird;
    • 17 ist ein erstes Schaltbild zur Erläuterung eines Strompfades im Abwärtsentladen-Betrieb durch den DC/DC-Wandler gemäß der ersten Ausführungsform;
    • 18 ist ein zweites Schaltbild zur Erläuterung eines Strompfades im Abwärtsentladen-Betrieb durch den DC/DC-Wandler nach der ersten Ausführungsform;
    • 19 ist ein Zeitdiagramm zur Veranschaulichung von Wellenformen von EIN/AUS-Treibersignalen von Schaltelementen, wenn die Phasendifferenz zwischen einem ersten Phasenverschiebungsbetrag und einem zweiten Phasenverschiebungsbetrag im Aufwärtsladen-Betrieb durch den DC/DC-Wandler gemäß der ersten Ausführungsform klein ist;
    • 20 ist ein Zeitdiagramm, das die Wellenformen von EIN/AUS-Treibersignalen von Schaltelementen veranschaulicht, wenn die Phasendifferenz zwischen dem ersten Phasenverschiebungsbetrag und dem zweiten Phasenverschiebungsbetrag im Aufwärtsladen-Betrieb durch den DC/DC-Wandler gemäß der ersten Ausführungsform groß ist;
    • 21 ist ein Zeitdiagramm zur Veranschaulichung der Wellenformen von EIN/AUS-Treibersignalen von Schaltelementen im Abwärtsentladen-Betrieb durch den DC/DC-Wandler gemäß der ersten Ausführungsform;
    • 22 ist ein Zeitdiagramm zur Veranschaulichung der Wellenformen von EIN/AUS-Treibersignalen von Schaltelementen, wenn die Phasendifferenz zwischen dem ersten Phasenverschiebungsbetrag und dem zweiten Phasenverschiebungsbetrag im Aufwärtsentladen-Betrieb durch den DC/DC-Wandler gemäß der ersten Ausführungsform klein ist;
    • 23 ist ein Zeitdiagramm zur Veranschaulichung der Wellenformen von EIN/AUS-Treibersignalen von Schaltelementen, wenn die Phasendifferenz zwischen dem ersten Phasenverschiebungsbetrag und dem zweiten Phasenverschiebungsbetrag im Aufwärtsentladen-Betrieb durch den DC/DC-Wandler gemäß der ersten Ausführungsform groß ist;
    • 24 ist ein Diagramm zur Erläuterung der Steuerung des Phasenverschiebungsbetrags basierend auf der Leistungsübertragungshöhe in einem DC/DC-Wandler gemäß einer zweiten Ausführungsform;
    • 25 ist ein Blockdiagramm zur Erläuterung einer ersten Modifikation der Berechnung eines Ausgangs-Tastverhältnisses durch einen Steuerkreis;
    • 26 ist ein Blockdiagramm zur Erläuterung einer zweiten Modifikation der Berechnung des Ausgangstastverhältnisses durch den Steuerkreis;
    • 27 ist ein Blockdiagramm zur Erläuterung eines ersten Konfigurationsbeispiels eines Leistungswandlers gemäß einer dritten Ausführungsform;
    • 28 ist ein Blockdiagramm zur Erläuterung eines zweiten Konfigurationsbeispiels des Leistungswandlers gemäß der dritten Ausführungsform, und
    • 29 ist ein Blockdiagramm zur Erläuterung eines dritten Konfigurationsbeispiels des Leistungswandlers gemäß der dritten Ausführungsform.
  • BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden im Folgenden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen im Detail beschrieben. Nachfolgend werden gleiche oder korrespondierende Teile in den Zeichnungen durch gleiche Bezugszeichen bezeichnet und eine Beschreibung derselben wird grundsätzlich nicht wiederholt.
  • Ausführungsform 1
  • Schaltungsanordnung
  • 1 ist ein schematischer Schaltplan eines DC/DC-Wandlers 100 gemäß einer ersten Ausführungsform. Der DC/DC-Wandler 100 führt eine bidirektionale Leistungsübertragung zwischen einer ersten DC-Stromquelle PS1 und einer zweiten DC-Stromquelle PS2 durch.
  • In der vorliegenden Ausführungsform wird davon ausgegangen, dass die zweite DC-Stromquelle PS2 mit einer Batterie ausgestattet ist. Genauer gesagt arbeitet der DC/DC-Wandler 100 als Batterie-Lade/Entladevorrichtung, die die Batterie lädt und entlädt. Im Folgenden kann die erste DC-Stromquelle PS1 einfach als Gleichstromquelle PS1 bezeichnet werden, und die zweite DC-Stromquelle PS2 kann als Batterie PS2 bezeichnet werden. Wie im Folgenden beschrieben wird, ist der DC/DC-Wandler 100 gemäß der vorliegenden Ausführungsform ähnlich aufgebaut wie der in Patentdokument 1 beschriebene DC/DC-Wandler.
  • Der DC/DC-Wandler 100 beinhaltet einen Transformator 3, einen ersten Wandler 10, einen zweiten Wandler 20, eine erste Drossel 14, eine zweite Drossel 24, und einen Steuerkreis 30. Der Transformator 3 hat eine erste Wicklung 3a und eine zweite Wicklung 3b, die um einen nicht dargestellten Kern gewickelt sind. Durch die elektromagnetische Induktion zwischen der ersten Wicklung 3a und der zweiten Wicklung 3b, die magnetisch miteinander gekoppelt sind, können eine Schaltung auf der Seite der ersten Wicklung 3a, die mit der Gleichstromquelle PS1 verbunden ist, und eine Schaltung auf der Seite der zweiten Wicklung 3b, die mit der Batterie PS2 verbunden ist, eine bidirektionale Leistungsübertragung durchführen, während sie elektrisch voneinander isoliert sind.
  • Der erste Wandler 10 ist mit einer Vollbrückenschaltung konfiguriert, die eine erste Brückenschaltung 41 und eine zweite Brückenschaltung 42 beinhaltet. Die erste Brückenschaltung 41 beinhaltet Halbleiter-Schaltelemente (im Folgenden einfach als Schaltelemente bezeichnet) Q4A und Q4B, die in Reihe zwischen einer ersten positiven Elektrodenleitung 11 und einer ersten negativen Elektrodenleitung 12 geschaltet sind. Die Zweite Brückenschaltung 42 beinhaltet die Schaltelemente Q3A und Q3B, die in Reihe zwischen der ersten positiven Elektrodenleitung 11 und der ersten negativen Elektrodenleitung 12 geschaltet sind.
  • Mit anderen Worten: Die erste Brückenschaltung 41 ist eine Reihenschaltung des ersten Schaltelements Q4A auf der positiven Elektrodenseite und des ersten Schaltelements Q4B auf der negativen Elektrodenseite. Die zweite Brückenschaltung 42 ist eine Reihenschaltung des zweiten Schaltelements Q3A auf der positiven Elektrodenseite und des zweiten Schaltelements Q3B auf der negativen Elektrodenseite.
  • Die erste positive Elektrodenleitung 11 und die erste negative Elektrodenleitung 12 sind elektrisch mit der positiven Elektrode und der negativen Elektrode der Gleichstromquelle PS1 verbunden. Der Mittelpunkt der ersten Brückenschaltung 41 und der Mittelpunkt der zweiten Brückenschaltung 42 sind jeweils elektrisch mit den beiden Anschlüssen der ersten Wicklung 3a verbunden. In jeder Brückenschaltung entspricht der Mittelpunkt einem Verbindungspunkt zwischen dem positiv-elektrodenseitigen Schaltelement und dem negativ-elektrodenseitigen Schaltanschluss. Der erste Wandler 10 führt eine bidirektionale DC/AC-Leistungswandlung zwischen der DC-Stromquelle PS1 und der ersten Wicklung 3a des Transformators 3 durch EIN/AUS-Steuerung der Schaltelemente Q3A, Q3B, Q4A und Q4B durch.
  • In ähnlicher Weise ist der zweite Wandler 20 mit einer Vollbrückenschaltung konfiguriert, die eine dritte Brückenschaltung 43 und eine vierte Brückenschaltung 44 beinhaltet. Die dritte Brückenschaltung 43 beinhaltet die Schaltelemente Q1A und Q1B, die in Reihe zwischen einer zweiten positiven Elektrodenleitung 21 und einer zweiten negativen Elektrodenleitung 22 angeschlossen sind. Die vierte Brückenschaltung 44 beinhaltet die Schaltelemente Q2A und Q2B, die in Reihe zwischen der zweiten positiven Elektrodenleitung 21 und der zweiten negativen Elektrodenleitung 22 geschaltet sind. Die dritte Brückenschaltung 43 ist eine Reihenschaltung des dritten Schaltelements Q1A auf der positiven Elektrodenseite und des dritten Schaltelements Q1B auf der negativen Elektrodenseite. Die vierte Brückenschaltung 44 ist eine Reihenschaltung des vierten Schaltelements Q2A auf der positiven Elektrodenseite und des vierten Schaltelements Q2B auf der negativen Elektrodenseite.
  • In der ersten Brückenschaltung 41, der zweiten Brückenschaltung 42, der dritten Brückenschaltung 43 und der vierten Brückenschaltung 44 können jeweils mehrere Schaltelemente auf der Seite der positiven Elektrode und der Seite der negativen Elektrode angeordnet sein. Bei den Schaltelementen Q1A bis Q4A und Q1B bis Q4B kann es sich um beliebige Schaltelemente handeln, die durch ein Steuersignal des Steuerkreises 30 EIN/AUS-geschaltet werden können, wie z. B. Bipolartransistoren mit isoliertem Gate (IGBTs) oder Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFETs).
  • Eine Diode 51 (im Folgenden als antiparallele Diode 51 bezeichnet) ist mit jedem der Schaltelemente Q1A bis Q4A und Q1B bis Q4B antiparallel verbunden. Um jedes der Schaltelemente Q1A bis Q4A und Q1B bis Q4B ein- und auszuschalten, wird vorzugsweise eine Nullspannungsschaltung verwendet, bei der die Spannung zwischen den Anschlüssen des Schaltelements zum Zeitpunkt des Schaltens nahezu Null ist. Ein Kondensator 52 (im Folgenden als Parallelkondensator 52 bezeichnet) ist mit jedem der Schaltelemente Q1A bis Q4A und Q1B bis Q4B verbunden, falls erforderlich.
  • Die zweite positive Elektrodenleitung 21 und die zweite negative Elektrodenleitung 22 sind elektrisch mit der positiven Elektrode und der negativen Elektrode der Batterie PS2 verbunden. Der Mittelpunkt der dritten Brückenschaltung 43 und der Mittelpunkt der vierten Brückenschaltung 44 sind jeweils elektrisch mit den beiden Anschlüssen der zweiten Wicklung 3b verbunden. Der Zweite Wandler 20 führt eine bidirektionale DC/AC-Leistungswandlung zwischen der Batterie PS2 und der zweiten Wicklung 3b des Transformators 3 durch EIN/AUS-Steuerung der Schaltelemente Q1A, Q1B, Q2A und Q2B durch.
  • Auf der Seite des ersten Wandlers 10 ist die erste Drossel 14 in einem Verbindungspfad zwischen dem ersten Wandler 10 und der ersten Wicklung 3a in Reihe geschaltet. In der vorliegenden Ausführungsform ist die erste Drossel 14 in einem Verbindungspfad zwischen dem Mittelpunkt der ersten Brückenschaltung 41 und einem ersten Anschluss der ersten Wicklung 3a in Reihe geschaltet. Außerdem beinhaltet der erste Wandler 10 einen ersten Glättungskondensator 13, der parallel zur Gleichstromquelle PS1 zwischen der ersten positiven Elektrodenleitung 11 und der ersten negativen Elektrodenleitung 12 angeschlossen ist.
  • Auf der Seite des zweiten Wandlers 20 ist die zweite Drossel 24 in einem Verbindungspfad zwischen dem zweiten Wandler 20 und der zweiten Wicklung 3b in Reihe geschaltet. In der vorliegenden Ausführungsform ist die zweite Drossel 24 in einem Verbindungspfad zwischen dem Mittelpunkt der dritten Brückenschaltung 43 und einem ersten Anschluss der zweiten Wicklung 3b in Reihe geschaltet. Außerdem beinhaltet der zweite Wandler 20 einen zweiten Glättungskondensator 23, der parallel zur Batterie PS2 zwischen der zweiten positiven Elektrodenleitung 21 und der zweiten negativen Elektrodenleitung 22 angeschlossen ist. Mit der ersten Drossel 14 und der zweiten Drossel 24 können im DC/DC-Wandler 100 auf einem Pfad, der den ersten Wandler 10 und die erste Wicklung 3a einschließt, und auf einem Pfad, der den zweiten Wandler 20 und die zweite Wicklung 3b einschließt, Induktivitätselemente zur später beschriebenen Erregung vorgesehen werden. Die Anordnung der ersten Drossel 14 und der zweiten Drossel 24 ist nicht unbedingt erforderlich, und das Induktivitätselement kann mit der Streuinduktivität der ersten Wicklung 3a und der zweiten Wicklung 3b konfiguriert werden.
  • Wenn ein Drossel-Element jedoch nur mit Streuinduktivität konfiguriert ist, so ist die Einstellung des Induktivitätswertes schwierig. Außerdem kann eine Erhöhung der Streuinduktivität zur Einstellung des Induktivitätswerts den Umwandlungswirkungsgrad im Transformator 3 verringern. Daher können die erste Drossel 14 und die zweite Drossel 24 nach Bedarf angeordnet werden, so dass der Induktivitätswert des Induktivitätselements angemessen sichergestellt werden kann, ohne die Streuinduktivität übermäßig zu erhöhen, wodurch die Regelstabilität und der Wirkungsgrad verbessert werden. Alternativ kann eine externe Drossel nur auf der Primärseite oder der Sekundärseite des Transformators 3 vorgesehen werden, d. h. es kann nur eine der ersten Drossel 14 und der zweiten Drossel 24 angeordnet werden.
  • Eine Drossel 25 ist in Reihe mit der zweiten positiven Elektrodenleitung 21 zwischen dem zweiten Glättungskondensator 23 und der Batterie PS2 angeschlossen. Die Drossel 25 ist mit einem nicht dargestellten Stromsensor zur Erfassung des Lade-/Entladestroms i (im Folgenden einfach als „Strom i“ bezeichnet) der Batterie PS2 ausgestattet. Der Stromsensor kann auf der Seite vorgesehen sein, die näher am zweiten Wandler 20 als am zweiten Glättungskondensator 23 liegt. Der Strom i ist in Pfeilrichtung in 1 positiv. Daher ist der Strom i zum Zeitpunkt der Entladung der Batterie PS2 positiv (i > 0) und umgekehrt ist der Strom i zum Zeitpunkt der Ladung der Batterie PS2 negativ (i < 0).
  • Darüber hinaus ist ein Spannungssensor (nicht dargestellt) vorgesehen, der die Spannung von Anschluss zu Anschluss des ersten Glättungskondensators 13 erfasst, um eine Ausgangsspannung v zu erfassen, die vom ersten Wandler 10 an die Gleichstromquelle PS1 ausgegeben wird. Die Ausgangssignale des Stromsensors und des Spannungssensors werden dem Steuerkreis 30 zugeführt. Der Steuerkreis 30 kann auf der Grundlage der Ausgangssignale des Stromsensors und des Spannungssensors den Strom i der Batterie PS2 und die Ausgangsspannung v des ersten Wandlers 10 erfassen.
  • Der Steuerkreis 30 beinhaltet eine Verarbeitungsschaltung zur Durchführung der EIN/AUS-Treibersteuerung jedes Schaltelements. Der Verarbeitungskreis kann mit einer arithmetischen Verarbeitungsvorrichtung und einer digitalen elektronischen Schaltung, wie z.B. einer Speichereinrichtung, konfiguriert sein, kann mit einer analogen elektronischen Schaltung, wie z.B. einem Komparator, einem Operationsverstärker und einer Differenzverstärkerschaltung, konfiguriert sein oder kann sowohl mit einer digitalen elektronischen Schaltung als auch mit einer analogen elektronischen Schaltung konfiguriert sein.
  • Der Steuerkreis 30 erzeugt ein Treibersignal 31a zur EIN/AUS-Treibersteuerung jedes Schaltelements Q3A, Q3B, Q4A und Q4B des ersten Wandlers 10 und ein Treibersignal 31b zur EIN/AUS-Treibersteuerung jedes Schaltelements Q1A, Q1B, Q2A, Q2B des zweiten Wandlers 20, basierend auf der Leistungsübertragungshöhe zwischen der Gleichstromquelle PS1 und der Batterie PS2.
  • Im Steuerkreis 30 kann ein Ausgangs-Tastverhältnis als Zwischengröße verwendet werden, das den Übertragungsleistungsbetrag repräsentiert, in der gleichen Weise wie im Patentdokument 1. Wie später noch näher beschrieben wird, berechnet der Steuerkreis 30 das Ausgangs-Tastverhältnis auf der Grundlage eines Sollwerts für den Übertragungsleistungsbetrag und erzeugt auf der Grundlage des berechneten Ausgangs-Tastverhältnisses die Treibersignale 31a und 31b für die EIN/AUS-Treibersteuerung jedes Schaltelements im ersten Wandler 10 und zweiten Wandler 20. Dabei verändert der Steuerkreis 30 das Ausgangs-Tastverhältnis, das eine Zwischengröße ist, durch die später beschriebene Rückkopplungsregelung so, dass sich der tatsächliche Übertragungsleistungsbetrag dem Sollwert annähert.
  • Bezugselement und Diagonalelement im DC/DC-Wandler
  • Der Steuerkreis 30 nimmt eines der Schaltelemente auf der positiven Elektrodenseite und der negativen Elektrodenseite als erstes Referenzelement QB1 in die erste Brückenschaltung 41 und nimmt das Schaltelement auf der dem ersten Referenzelement gegenüberliegenden Elektrodenseite in die zweite Brückenschaltung 42 als erstes Diagonalelement QO1 zur Steuerung des ersten Wandlers 10. In der vorliegenden Ausführungsform wird das erste Schaltelement Q4A auf der positiven Elektrodenseite der ersten Brückenschaltung 41 als erstes Referenzelement QB1 genommen, und in der zweiten Brückenschaltung 42 wird das zweite Schaltelement Q3B auf der negativen Elektrodenseite, die dem ersten Referenzelement QB1 gegenüberliegt (positive Elektrodenseite), als erstes Diagonalelement QO1 genommen.
  • Alternativ kann umgekehrt die Brückenschaltung des ersten Wandlers 10, in der das erste Referenzelement QB1 genommen wird, als erste Brückenschaltung 41 definiert werden, und die Brückenschaltung des ersten Wandlers 10, in der das erste Diagonalelement QO1 genommen wird, kann als zweite Brückenschaltung 42 definiert werden. Mit anderen Worten, eines der Schaltelemente Q3A und Q3B kann als erstes Referenzelement QB1 und eines der Schaltelemente Q4A und Q4B (die dem ersten Referenzelement gegenüberliegende Elektrodenseite) kann als erstes Diagonalelement QO1 genommen werden.
  • In ähnlicher Weise nimmt der Steuerkreis 30 eines der Schaltelemente auf der positiven Elektrodenseite und der negativen Elektrodenseite in der dritten Brückenschaltung 43 als zweites Referenzelement QB2 und nimmt das Schaltelement auf der dem zweiten Referenzelement gegenüberliegenden Elektrodenseite in der vierten Brückenschaltung 44 als zweites Diagonalelement QO2 zur Steuerung des zweiten Wandlers 20. In der vorliegenden Ausführungsform wird in der dritten Brückenschaltung 43 das dritte Schaltelement Q1A auf der gleichen positiven Elektrodenseite wie in der ersten Brückenschaltung 41 als zweites Referenzelement QB2 genommen. In der vierten Brückenschaltung 44 wird das vierte Schaltelement Q2B auf der negativen Elektrodenseite, die die Gegenelektrode zum zweiten Referenzelement QB2 ist, das als positive Elektrodenseite eingestellt ist, als zweites Diagonalelement QO2 genommen.
  • Alternativ kann auch im zweiten Wandler 20 die Brückenschaltung im zweiten Wandler 20, in dem das zweite Referenzelement QB2 genommen wird, als dritte Brückenschaltung 43 definiert werden, und die Brückenschaltung des zweiten Wandlers 20, in dem das zweite Diagonalelement QO2 genommen wird, kann als vierte Brückenschaltung 44 definiert werden. Mit anderen Worten, eines der Schaltelemente Q2A und Q2B kann als zweites Referenzelement QB2 und eines der Schaltelemente Q1A und Q1B (die dem zweiten Referenzelement gegenüberliegende Elektrodenseite) kann als zweites Diagonalelement QO2 genommen werden.
  • Grundlegendes Steuerungsverhalten der ersten Leistungsübertragung
  • Im DC/DC-Wandler 100 werden eine erste Leistungsübertragung, bei der elektrische Energie von der DC-Energiequelle PS1 zur Batterie PS2 übertragen wird, d.h. die Batterie PS2 geladen wird, und eine zweite Leistungsübertragung, bei der elektrische Energie von der Batterie PS2 zur DC-Energiequelle PS1 übertragen wird, d.h. die Batterie PS2 entladen wird, selektiv durchgeführt. Zunächst wird der Schaltkreisbetrieb der ersten Leistungsübertragung beschrieben.
  • Die erste Leistungsübertragung beinhaltet das Laden der Batterie PS2 ohne Aufwärtswandlerbetrieb der zweiten Drossel 24 (im Folgenden als Abwärtsladen-Betrieb bezeichnet) und das Laden der Batterie PS2 mit Aufwärtswandlerbetrieb der zweiten Drossel 24 (im Folgenden als Aufwärtsladen bezeichnet).
  • 2 zeigt ein Zeitdiagramm, das die Wellenformen der EIN/AUS-Treibersignale der Schaltelemente beim Abwärtsladen-Betrieb des DC/DC-Wandlers 100 gemäß der ersten Ausführungsform illustriert. Im Vergleich dazu ist in 3 ein Zeitdiagramm zur Veranschaulichung der Wellenformen von EIN/AUS-Treibersignalen der Schaltelemente beim Abwärtsladen-Betrieb in Patentdokument 1 als Vergleichsbeispiel dargestellt. Weiterhin zeigt 4 ein Zeitdiagramm, das Wellenformen von EIN/AUS-Treibersignalen der Schaltelemente im Aufwärtsladen-Betrieb des DC/DC-Wandlers 100 gemäß der ersten Ausführungsform illustriert.
  • 2 bis 4 zeigen Wellenform-Beispiele zur Erläuterung des Prinzips von Abwärtsladen-Betrieb und Aufwärtsladen-Betrieb und stimmen streng genommen nicht mit der später unter Bezugnahme auf 14 und dergleichen erläuterten Steuerung eines ersten Phasenverschiebungsbetrags θ1 und eines zweiten Phasenverschiebungsbetrags θ2 überein. Genauer gesagt ist in den 2 bis 4 der Einfachheit halber eine Schaltperiode Tsw der ersten Brückenschaltung 41 in zehn Perioden der Perioden A bis J unterteilt, und in jeder der Perioden A bis J wird ein Gatemuster eingestellt, das ein Kombinationsmuster aus ein- oder ausgeschalteten Treibersignalen der Schaltelemente Q1A bis Q4A und Q1B bis Q4B ist.
  • Wie in 2 gezeigt, schaltet der Steuerkreis 30 im Abwärtsladebetrieb, d.h. der ersten Leistungsübertragung ohne Aufwärtswandlerbetrieb, abwechselnd die Schaltelemente Q3A, Q3B, Q4A und Q4B auf der positiven Elektrodenseite und der negativen Elektrodenseite in der ersten Brückenschaltung 41 und der zweiten Brückenschaltung 42 jeweils einmal in gleichen Abständen in einer voreingestellten Schaltperiode Tsw ein. Andererseits hält der Steuerkreis 30 im Abwärtsladebetrieb die dritten Schaltelemente Q1A und Q1B auf der positiven Elektrodenseite und der negativen Elektrodenseite der dritten Brückenschaltung 43 und die vierten Schaltelemente Q2A und Q2B auf der positiven Elektrodenseite und der negativen Elektrodenseite der vierten Brückenschaltung 44 im AUS-Zustand. Im Folgenden kann der oben beschriebene Vorgang, bei dem die Schaltelemente auf der positiven Elektrodenseite und der negativen Elektrodenseite sowohl in der dritten Brückenschaltung 43 als auch in der vierten Brückenschaltung 44 im AUS-Zustand gehalten werden, als „zweiarmiger AUS-Betrieb“ bezeichnet werden.
  • In der vorliegenden Ausführungsform ist der Steuerkreis 30 so konfiguriert, dass die Schaltelemente auf der positiven Elektrodenseite und der negativen Elektrodenseite abwechselnd in gleichen Abständen mit einer dazwischen liegenden Kurzschlussverhinderungszeit td eingeschaltet werden. Mit anderen Worten, die Schaltelemente auf der positiven und der negativen Elektrodenseite werden jeweils mit einem 50%igen Einschaltverhältnis ohne die Kurzschlussverhinderungszeit td gesteuert. Die Kurzschlussverhinderungszeit td ist eine Zeitspanne (als Totzeit bezeichnet), die genommen wird, um ein gleichzeitiges Einschalten der Schaltelemente auf der positiven und der negativen Elektrodenseite zu verhindern, und beide Schaltelemente auf der positiven und der negativen Elektrodenseite werden während der Kurzschlussverhinderungszeit td in den AUS-Zustand gebracht.
  • Konkret schaltet der Steuerkreis 30 bei der ersten Brückenschaltung 41 ein Treibersignal ein, das der EIN-Periode des ersten Schaltelements Q4A auf der positiven Elektrodenseite entspricht, und schaltet ein Treibersignal des ersten Schaltelements Q4B auf der negativen Elektrodenseite nach Ablauf der Kurzschlussverhinderungszeit td seit dem Abschalten des ersten Schaltelements Q4A ein. Das Treibersignal wird entsprechend der Einschaltdauer des ersten Schaltelements Q4B eingeschaltet. Nach Ablauf der Kurzschlussverhinderungszeit td seit dem Ausschalten des ersten Schaltelements Q4B wird ein Treibersignal des ersten Schaltelements Q4A auf der positiven Elektrodenseite wieder eingeschaltet.
  • Die Kurzschlussverhinderungszeit td ist so eingestellt, dass sie der Zeit entspricht, die erforderlich ist, damit die Spannung am Parallelkondensator 52 jedes Schaltelements auf die Spannung am ersten Glättungskondensator 13 ansteigt, oder der Zeit, die erforderlich ist, damit die Spannung am Parallelkondensator 52 in die Nähe der Nullspannung abfällt, wenn jedes Schaltelement des ersten Wandlers 10 eingeschaltet wird. Folglich wird die Einschaltzeit Ton jedes Schaltelements angegeben mit Ton = (Tsw - 2 × td)/2 unter Verwendung der Schaltperiode Tsw und der Kurzschlussverhinderungszeit td.
  • Im Falle des Abwärtsladevorgangs in 2 steuert der Steuerkreis 30 als ersten Phasenverschiebungsbetrag θ1 den Phasenverschiebungsbetrag des EIN/AUS-Treibersignals des ersten Diagonalelements QO1 (zweites Schaltelement Q3B auf der negativen Elektrodenseite) in Bezug auf das EIN/AUS-Treibersignal des ersten Referenzelements QB1 (erstes Schaltelement Q4A auf der positiven Elektrodenseite). Der Steuerkreis 30 ändert den ersten Phasenverschiebungsbetrag θ1 auf der Grundlage des Übertragungsleistungsbetrags (im vorliegenden Beispiel, Ausgangs-Tastverhältnis).
  • Andererseits wird, wie oben beschrieben, der zweiarmige-AUS-Betrieb beim Abwärtsladen-Betrieb angewendet. Daher wird ein zweiter Phasenverschiebungsbetrag θ2 nicht eingestellt, der der Phasenverschiebungsbetrag des EIN/AUS-Treibersignals des zweiten Diagonalelements QO2 (viertes Schaltelement Q2B auf der negativen Elektrodenseite) in Bezug auf das EIN/AUS-Treibersignal des ersten Referenzelements QB1 (erstes Schaltelement Q4A auf der positiven Elektrodenseite) ist.
  • Im Vergleich dazu kann, wie in 3 gezeigt, der zweite Wandler 20 bei Bedarf in Übereinstimmung mit dem zweiten Phasenverschiebungsbetrag θ2 virtuell so eingestellt werden, dass er eine Änderung im gleichen Umfang wie im ersten Phasenverschiebungsbetrag θ1 vornimmt. Der erste Phasenverschiebungsbetrag θ1 und der zweite Phasenverschiebungsbetrag θ2 sind Phasenverschiebungsbeträge in der Vorwärtsrichtung. Beim Abwärtsentladen in Patentdokument 1 wird in einem DC/DC-Wandler ähnlich dem in 1 das EIN/AUS der Schaltelemente Q1A bis Q4A und Q1B bis Q4B gemäß den Gatemustern in 3 gesteuert.
  • Wie in 3 gezeigt, wird im Abwärtsladevorgang in Patentdokument 1, um die Schaltelemente Q3A, Q3B, Q4A und Q4B im ersten Wandler 10 in der gleichen Weise wie in 2 EIN/AUS zu schalten, werden die vierten Schaltelemente Q2A und Q2B der vierten Brückenschaltung 44 im zweiten Wandler 20 in Synchronisation mit den zweiten Schaltelementen Q3A und Q3B im ersten Wandler 10 gemäß dem virtuell eingestellten zweiten Phasenverschiebungsbetrag θ2 (θ2 = θ1) EIN/AUS geschaltet.
  • Andererseits werden im zweiten Wandler 20 die dritten Schaltelemente Q1A und Q1B der dritten Brückenschaltung 43 in der gleichen Weise wie in 2 ausgeschaltet. Im Folgenden kann der oben beschriebene Vorgang, bei dem die Schaltelemente auf der Seite der positiven Elektrode und der Seite der negativen Elektrode nur in einer der dritten Brückenschaltung 43 und der vierten Brückenschaltung 44 in den AUS-Zustand gebracht werden, als „einarmiger AUS-Betrieb“ bezeichnet werden.
  • Auf diese Weise unterscheiden sich die vorliegende erste Ausführungsform und das Patentdokument 1 in der Steuerung der Schaltelemente (genauer gesagt, der vierten Schaltelemente Q2A und Q2B) des zweiten Wandlers 20 beim Abwärtsentladen.
  • Bei dem Vorgang des Aufwärtsladens in 4 stellt der Steuerkreis 30 den Phasenverschiebungsbetrag des EIN/AUS-Treibersignals des ersten Diagonalelements QO1 (zweites Schaltelement Q3B auf der negativen Elektrodenseite) in Bezug auf das EIN/AUS-Treibersignal des ersten Referenzelements QB1 (erstes Schaltelement Q4A auf der positiven Elektrodenseite) ein, als den ersten Phasenverschiebungsbetrag 01, und nimmt den Phasenverschiebungsbetrag des EIN/AUS-Treibersignals des zweiten Diagonalelements QO2 (viertes Schaltelement Q2B auf der negativen Elektrodenseite) in Bezug auf das EIN/AUS-Treibersignal des ersten Referenzelements QB1 als den zweiten Phasenverschiebungsbetrag θ2, um die Steuerung durchzuführen.
  • Der Steuerkreis 30 ändert den ersten Phasenverschiebungsbetrag θ1 und den zweiten Phasenverschiebungsbetrag θ2, basierend auf dem Übertragungsleistungsbetrag (im vorliegenden Beispiel, Ausgangs-Tastverhältnis). Auch in 4 sind der erste Phasenverschiebungsbetrag θ1 und der zweite Phasenverschiebungsbetrag θ2 Phasenverschiebungsbeträge in der Vorwärtsrichtung. Im Falle des Aufwärtsladevorgangs in 4 ist der zweite Phasenverschiebungsbetrag θ2 ein größerer Wert als der erste Phasenverschiebungsbetrag θ1.
  • Nun wird unter Bezugnahme auf 2 und 4 der Betrieb zum Zeitpunkt des Ladens der Batterie PS2 im Detail beschrieben.
  • Wenn eine Periode, in der das erste Referenzelement QB1 (erstes Schaltelement Q4A auf der positiven Elektrodenseite) und das erste Diagonalelement QO1 (zweites Schaltelement Q3B auf der negativen Elektrodenseite) gleichzeitig beim Abwärtsladen (2) und Aufwärtsladen (4) eingeschaltet sind, als erste diagonale EIN-Zeit t1 definiert ist, ändert sich die erste diagonale EIN-Zeit t1 in Übereinstimmung mit dem ersten Phasenverschiebungsbetrag θ1. Darüber hinaus ist die Periode, in der das erste Schaltelement Q4B auf der negativen Elektrodenseite und das zweite Schaltelement Q3A auf der positiven Elektrodenseite gleichzeitig eingeschaltet sind (was als erste diagonale EIN-Zeit t1a bezeichnet werden kann), gleich der ersten Diagonalen EIN-Zeit t1.
  • Beim Abwärtsentladen in 2 können die Schaltelemente Q1A und Q1B (dritte Brückenschaltung 43) und die Schaltelemente Q2A und Q2B (vierte Brückenschaltung 44), die in 2 im ausgeschalteten Zustand gehalten werden, virtuell ein-/ausgeschaltet werden. In der vorliegenden Ausführungsform bedeutet „virtuell EIN/AUS“ einen Zustand, in dem das EIN/AUS-Treibersignal des Schaltelements (AUS-Zustand), das tatsächlich nicht EIN/AUS geschaltet ist, im Inneren des Steuerkreises 30 erzeugt, aber tatsächlich nicht an das Gate des Schaltelements ausgegeben wird.
  • Konkret können die EIN/AUS-Treibersignale der Schaltelemente Q4A und Q4B der ersten Brückenschaltung 41 als virtuelle EIN/AUS-Treibersignale der Schaltelemente Q1A und Q1B in der dritten Brückenschaltung 43 genommen werden, falls erforderlich. Ebenso können die EIN/AUS-Treibersignale der Schaltelemente Q3A und Q3B der zweiten Brückenschaltung 42 als virtuelle EIN/AUS-Treibersignale der Schaltelemente Q2A und Q2B der vierten Brückenschaltung 44 genommen werden, falls erforderlich.
  • Wenn in diesem Fall eine Periode, in der das virtuelle EIN/AUS-Treibersignal des zweiten Referenzelements QB2 (drittes Schaltelement Q1A auf der positiven Elektrodenseite) und das virtuelle EIN/AUS-Treibersignal des zweiten Diagonalelements QO2 (viertes Schaltelement Q2B auf der negativen Elektrodenseite) gleichzeitig EIN sind, als zweite virtuelle diagonale EIN-Zeit t2 genommen wird, ändert sich die zweite virtuelle diagonale EIN-Zeit t2 entsprechend dem virtuell eingestellten zweiten Phasenverschiebungsbetrag θ2. Ferner ist die zweite virtuelle diagonale EIN-Zeit t2a, in der das virtuelle EIN/AUS-Treibersignal des dritten Schaltelements Q1B auf der negativen Elektrodenseite und das virtuelle EIN/AUS-Treibersignal des vierten Schaltelements Q2A auf der positiven Elektrodenseite gleichzeitig EIN sind, ebenfalls gleich der zweiten virtuellen diagonalen EIN-Zeit t2.
  • Ferner können beim Aufwärtsladen in 4 die EIN/AUS Treibersignale der ersten Schaltelemente Q4A und Q4B der ersten Brückenschaltung 41 als virtuelle EIN/AUS Treibersignale der dritten Schaltelemente Q1A und Q1B der dritten Brückenschaltung 43 genommen werden.
  • Wenn dann eine Periode, in der das virtuelle EIN/AUS-Treibersignal des zweiten Referenzelements QB2 (drittes Schaltelement Q1A auf der positiven Elektrodenseite) und das EIN/AUS-Treibersignal des zweiten Diagonalelements QO2 (viertes Schaltelement Q2B auf der negativen Elektrodenseite) gleichzeitig eingeschaltet sind, als zweite virtuelle diagonale EIN-Zeit t2 genommen wird, ändert sich die zweite virtuelle diagonale EIN-Zeit t2 entsprechend dem zweiten Phasenverschiebungsbetrag θ2. Außerdem ist die zweite virtuelle diagonale EIN-Zeit t2a, in der das virtuelle EIN/AUS-Treibersignal des dritten Schaltelements Q1B auf der negativen Elektrodenseite und das EIN/AUS-Treibersignal des vierten Schaltelements Q2A auf der positiven Elektrodenseite gleichzeitig EIN sind, ebenfalls gleich der zweiten virtuellen diagonalen EIN-Zeit t2.
  • Der Schaltungsbetrieb des DC/DC-Wandlers (Batterie-Lade/Entladevorrichtung) 100 beim Aufwärtsladen ist ähnlich wie in Patentdokument 1 und der Strompfad, der jedem in 4 gezeigten Gatemuster entspricht, ist auch in Patentdokument 1 oben beschrieben. Hier wird das Aufwärtsladen der Batterie PS2 unter Einbeziehung des Aufwärtswandlerbetriebs der zweiten Drossel 24 durch Beschreibung des Strompfads in Periode B und Periode C in 4 beschrieben.
  • 5 zeigt einen Strompfad, der dem Gatemuster in Periode B in 4 entspricht.
  • Wie in 5 gezeigt, sind in Periode B in 4 das erste Schaltelement Q4A auf der positiven Elektrodenseite (erstes Referenzelement QB1) und das zweite Schaltelement Q3B auf der negativen Elektrodenseite (erstes Diagonalelement QO1) gleichzeitig im ersten Wandler 10 eingeschaltet, und die beiden Diagonalelemente werden elektrisch leitend. Daher ermöglicht der Strom durch das erste Schaltelement Q4A auf der positiven Elektrodenseite und das zweite Schaltelement Q3B auf der negativen Elektrodenseite, dass Energie von der Gleichstromquelle PS1 auf die erste Drossel 14 übertragen wird, um die erste Drossel 14 anzuregen.
  • In der Periode B wird das vierte Schaltelement Q2A auf der positiven Elektrodenseite im zweiten Wandler 20 eingeschaltet. Daher fließt Strom durch das vierte Schaltelement Q2A an der positiven Elektrodenseite und die antiparallele Diode 51 des dritten Schaltelements Q1A an der positiven Elektrodenseite zur zweiten Drossel 24. Dieser Strom regt die zweite Drossel 24 an. Folglich werden in der Periode B die erste Drossel 14 und die zweite Drossel 24 angeregt. In der vorliegenden Ausführungsform wird dieser Anregungsvorgang als Aufwärtswandlung (Step-up) bezeichnet.
  • 6 zeigt einen Strompfad, der dem Gate-Muster in Periode C in 4 entspricht.
  • Wie in 6 gezeigt, werden in Periode C in 4 in der gleichen Weise wie in Periode B das erste Schaltelement Q4A auf der positiven Elektrodenseite (erstes Referenzelement QB1) und das zweite Schaltelement Q3B auf der negativen Elektrodenseite (erstes Diagonalelement QO1) gleichzeitig im ersten Wandler 10 eingeschaltet, wodurch die erste Drossel 14 angeregt wird.
  • Andererseits wird in der Periode C das vierte Schaltelement Q2A auf der positiven Elektrodenseite im zweiten Wandler 20 ausgeschaltet und der Strom fließt zur Batterie PS2 durch die antiparallele Diode 51 des dritten Schaltelements Q1A auf der positiven Elektrodenseite und die antiparallele Diode 51 des vierten Schaltelements Q2B auf der negativen Elektrodenseite.
  • Dementsprechend wird in der Periode C die Anregungsenergie der ersten Drossel 14 und der zweiten Drossel 24 zur Batterie PS2 übertragen. Die Ladung der Batterie PS2 (Aufwärtsladen) unter Einbeziehung des Aufwärtswandlerbetriebs der zweiten Drossel 24 wird somit durchgeführt.
  • Die Funktionsweise der Schaltung Abwärtsladen wird nun näher beschrieben.
  • 7 zeigt einen Strompfad, der dem Gatemuster in Periode C in 2 entspricht.
  • Wie in 7 gezeigt, wird in der Periode C in 2, da das erste Schaltelement Q4A auf der positiven Elektrodenseite (erstes Referenzelement QB1) und das zweite Schaltelement Q3B auf der negativen Elektrodenseite (erstes Diagonalelement QO1) im ersten Wandler 10 gleichzeitig eingeschaltet sind, Energie von der Gleichstromquelle PS1 auf die erste Drossel 14 übertragen, wodurch die erste Drossel 14 angeregt wird.
  • Andererseits wird in der Periode C im zweiten Wandler 20, in der der zweiarmige AUS-Betrieb angewendet wird, ein Strompfad zum Laden der Batterie PS2 durch die antiparallele Diode 51 des dritten Schaltelements Q1A auf der positiven Elektrodenseite (AUS) und die antiparallele Diode 51 des vierten Schaltelements Q2B auf der negativen Elektrodenseite (AUS) gebildet. In 7 wird ein Strompfad ähnlich dem in 6 gebildet, aber die zweite Drossel 24 wird in der vorangehenden Periode nicht angeregt, wie später beschrieben wird.
  • Da in der Periode D in 2 ein Gate-Muster ähnlich dem in Periode C angewendet wird, wird auch ein Strompfad in der gleichen Weise wie in 6 gebildet.
  • Anschließend wird in Periode E in 2 das erste Schaltelement Q4A auf der positiven Elektrodenseite im ersten Wandler 10 ausgeschaltet.
  • 8 zeigt einen Strompfad, der dem Gate-Muster in Periode E in 2 entspricht.
  • Wie in 8 gezeigt, fließt mit dem Ausschalten des Schaltelements Q4A der Strom im ersten Wandler 10 nicht über die DC-Stromquelle PS1, sondern durch einen Strompfad, durch die antiparallele Diode 51 des ersten Schaltelements Q4B auf der negativen Elektrodenseite und des zweiten Schaltelements Q3B auf der negativen Elektrodenseite. In diesem Moment wird die Ausgangsspannung der Gleichstromquelle PS1 nicht an die erste Wicklung 3a des Transformators 3 angelegt. Andererseits wird im zweiten Wandler 20, in dem der zweiarmige AUS-Betrieb angewendet wird, ein Strompfad über die antiparallelen Dioden von Schaltelement Q1A und Schaltelement Q2B im AUS-Zustand gebildet. Infolgedessen wird die Energie der angeregten ersten Drossel 14 über den Transformator 3 zur Batterie PS2 übertragen.
  • Wenn der Schaltungszustand in 8 anhält, nimmt der Strom, der zur Batterie PS2 fließt, allmählich durch den Strompfad einschließlich der antiparallelen Dioden 51 des Schaltelements Q1A (AUS) und des Schaltelements Q2B (AUS) im zweiten Wandler 20 ab.
  • Dann erreicht der zweite Wandler 20, wie in 9 gezeigt, einen Zustand, in dem der Strom verschwindet. Der Schaltkreiszustand in 9 wird in den Perioden F und G bis zur Periode H beibehalten, in der die beiden diagonalen Elemente (hier: Schaltelement Q3A und Schaltelement Q4B) im ersten Wandler 10 wieder eingeschaltet werden.
  • 10 zeigt einen Strompfad, der dem Gatemuster in Periode H in 2 entspricht.
  • Wie in 10 gezeigt, wird in Periode H, da das zweite Schaltelement Q3A auf der positiven Elektrodenseite eingeschaltet ist, die erste Drossel 14 erneut durch einen Strompfad angeregt, der das zweite Schaltelement Q3A auf der positiven Elektrodenseite und das erste Schaltelement Q4B auf der negativen Elektrodenseite beinhaltet. Nach der Periode H wird der Vorgang mit einer Stromrichtung, die derjenigen in den Perioden C bis G entgegengesetzt ist, im ersten Wandler 10 und im zweiten Wandler 20 wiederholt, und der Schaltungsvorgang wird nicht weiter ausgeführt.
  • Somit ist klar, dass beim Abwärtsladevorgang in 2 die Batterie PS2 geladen wird, ohne dass der Aufwärtswandlerbetrieb der zweiten Drossel 24 beteiligt ist.
  • Grundlegendes Steuerungsverhalten der zweiten Leistungsübertragung
  • Nachfolgend wird das Schaltverhalten der zweiten Leistungsübertragung beschrieben, bei der Energie von der Batterie PS2 an die Gleichstromquelle PS1 übertragen wird, d.h. die Batterie PS2 entladen wird. Die zweite Leistungsübertragung beinhaltet auch die Entladung der Batterie PS2 ohne Aufwärtswandlerbetrieb der ersten Drossel 14 (was im Folgenden als Abwärtsentladen bezeichnet werden kann) und die Entladung der Batterie PS2 mit Aufwärtswandlerbetrieb der ersten Drossel 14 (was als Aufwärtsentladen bezeichnet werden kann).
  • 11 zeigt ein Zeitdiagramm, das die Wellenformen der EIN/AUS-Treibersignale der Schaltelemente beim Abwärtsentladen des DC/DC-Wandlers 100 gemäß der ersten Ausführungsform illustriert. Im Vergleich dazu zeigt 12 ein Zeitdiagramm, das die Wellenformen von EIN/AUS-Treibersignalen der Schaltelemente beim Abwärtsentladen in Patentdokument 1 als Vergleichsbeispiel illustriert. 13 zeigt ein Zeitdiagramm zur Veranschaulichung von Wellenformen von EIN/AUS Treibersignalen der Schaltelemente beim Aufwärtsentladen des DC/DC-Wandlers 100 gemäß der ersten Ausführungsform.
  • 11 bis 13 zeigen ebenfalls Wellenformbeispiele zur Erläuterung des Prinzips des Abwärtsladens und Aufwärtsladens, die streng genommen nicht mit der später erläuterten Steuerung eines dritten Phasenverschiebungsbetrags θ3 und eines vierten Phasenverschiebungsbetrags θ4 übereinstimmen. Genauer gesagt ist auch in 11 bis 13 der Einfachheit halber die Schaltperiode Tsw der dritten Brückenschaltung 43 in zehn Perioden, nämlich die Perioden A bis J, unterteilt, und in jeder der Perioden A bis J wird ein Gatemuster genommen, das ein Kombinationsmuster der EIN- oder AUS-Treibersignale der Schaltelemente ist.
  • Wie in 11 gezeigt, schaltet der Steuerkreis 30 im Abwärtsentladebetrieb, der die zweite Leistungsübertragung ohne Aufwärtswandlerbetrieb ist, abwechselnd die Schaltelemente Q1A, Q1B, Q2A und Q2B auf der Seite der positiven Elektrode und der Seite der negativen Elektrode in der dritten Brückenschaltung 43 und der vierten Brückenschaltung 44 ein, und zwar jeweils einmal in gleichen Abständen in einer voreingestellten Schaltperiode Tsw. Andererseits hält der Steuerkreis 30 im Abwärtsentladebetrieb die ersten Schaltelemente Q4A und Q4B auf der positiven Elektrodenseite und der negativen Elektrodenseite der ersten Brückenschaltung 41 und die zweiten Schaltelemente Q3A und Q3B auf der positiven Elektrodenseite und der negativen Elektrodenseite der zweiten Brückenschaltung 42 auf AUS. Mit anderen Worten, der zweiarmige Ausschaltvorgang wird auf den ersten Wandler 10 angewendet.
  • Auch bei der zweiten Stromübertragung wird die Kurzschlussverhinderungszeit td angewandt und die Schaltelemente auf der positiven Elektrodenseite und der negativen Elektrodenseite werden abwechselnd in gleichen Abständen in den Brückenschaltungen 41 bis 44 eingeschaltet, in der gleichen Weise wie bei der ersten Stromübertragung (2 bis 4).
  • Im Falle des Abwärtsentladevorgangs in 11 steuert der Steuerkreis 30 als dritten Phasenverschiebungsbetrag θ3 den Phasenverschiebungsbetrag des EIN/AUS-Treibersignals des zweiten Diagonalelements QO2 (viertes Schaltelement Q2B auf der negativen Elektrodenseite) in Bezug auf das EIN/AUS-Treibersignal des zweiten Referenzelements QB2 (drittes Schaltelement Q1A auf der positiven Elektrodenseite). Der Steuerkreis 30 ändert den dritten Phasenverschiebungsbetrag θ3 auf der Grundlage des Übertragungsleistungsbetrages (im vorliegenden Beispiel, Ausgangs-Tastverhältnis).
  • Wenn der zweiarmige-AUS-Betrieb angewendet wird, dann wird der vierte Phasenverschiebungsbetrag θ4 nicht genommen, der der Phasenverschiebungsbetrag des EIN/AUS-Treibersignals des ersten Diagonalelements QO1 (zweites Schaltelement Q3B auf der negativen Elektrodenseite) in Bezug auf das EIN/AUS-Treibersignal des zweiten Referenzelements QB2 (drittes Schaltelement Q1A auf der positiven Elektrodenseite) ist.
  • Wie in 12 gezeigt, wird beim Abwärtsentladen in Patentdokument 1 ein virtueller Phasenverschiebungsbetrag in der gleichen Weise eingestellt wie unter Bezugnahme auf 3 beschrieben. Somit werden für die Schaltelemente Q1A, Q1B, Q2A und Q2B des zweiten Wandlers 20, die in der gleichen Weise wie in 11 EIN/AUS geschaltet werden, im ersten Wandler 10 die zweiten Schaltelemente Q3A und Q3B der zweiten Brückenschaltung 42 in Synchronisation mit den vierten Schaltelementen Q2A und Q2B im zweiten Wandler 20 EIN/AUS geschaltet und zwar in Übereinstimmung mit dem virtuell eingestellten vierten Phasenverschiebungsbetrag θ4 (θ4=θ3).
  • Im zweiten Wandler 20 werden die Schaltelemente Q4A und Q4B der ersten Brückenschaltung 41 in der gleichen Weise wie in 11 ausgeschaltet. Mit anderen Worten, der einarmige Ausschaltvorgang wird auf den zweiten Wandler 20 in der gleichen Weise wie auf den ersten Wandler 10 in 3 angewendet.
  • Wie in 13 gezeigt, steuert der Steuerkreis 30 im Aufwärtsentladen-Betrieb als dritten Phasenverschiebungsbetrag θ3 den Phasenverschiebungsbetrag des EIN/AUS-Treibersignals des zweiten Diagonalelements QO2 (viertes Schaltelement Q2B auf der negativen Elektrodenseite) in Bezug auf das EIN/AUS-Treibersignal des zweiten Referenzelements QB2 (drittes Schaltelement Q1A auf der positiven Elektrodenseite) und steuert, als vierten Phasenverschiebungsbetrag θ4 den Phasenverschiebungsbetrag des EIN/AUS-Treibersignals des ersten Diagonalelements QO1 (zweites Schaltelement Q3B auf der negativen Elektrodenseite) in Bezug auf das EIN/AUS-Treibersignal des zweiten Referenzelements QB2.
  • Dann ändert der Steuerkreis 30 den dritten Phasenverschiebungsbetrag θ3 und den vierten Phasenverschiebungsbetrag θ4, basierend auf dem Übertragungsleistungsbetrag (im vorliegenden Beispiel, dem Ausgangstastverhältnis). In 13 sind der dritte Phasenverschiebungsbetrag θ3 und der vierte Phasenverschiebungsbetrag θ4 ebenfalls Phasenverschiebungsbeträge in der Vorwärtsrichtung. Im Fall des Aufwärtsentladens in 13 ist der vierte Phasenverschiebungsbetrag θ4 ein größerer Wert als der dritte Phasenverschiebungsbetrag θ3.
  • Nun wird unter Bezugnahme auf 11 und 13 der Betrieb zum Zeitpunkt der Entladung der Batterie PS2 im Detail beschrieben. In den in 11 gezeigten EIN/AUS Treibersignalen der Schaltelemente zum Zeitpunkt des Abwärtsentladens werden die EIN/AUS Treibersignale der ersten Schaltelemente Q4A und Q4B und die EIN/AUS Treibersignale der dritten Schaltelemente Q1A und Q1B zum Zeitpunkt des Abwärtsladens, wie in 2 gezeigt, durch einander ersetzt, und die EIN/AUS Treibersignale der zweiten Schaltelemente Q3A und Q3B und die EIN/AUS Treibersignale der vierten Schaltelemente Q2A und Q2B werden durch einander ersetzt.
  • In ähnlicher Weise werden in den EIN/AUS-Treibersignalen der Schaltelemente zum Zeitpunkt des in 13 gezeigten Aufwärtsentladens die EIN/AUS-Treibersignale der ersten Schaltelemente Q4A und Q4B und die EIN/AUS-Treibersignale der dritten Schaltelemente Q1A und Q1B zum Zeitpunkt des in 4 gezeigten Aufwärtsladen durch einander ersetzt, und die EIN/AUS Treibersignale des zweiten Schaltelements Q3A und Q3B und die EIN/AUS Treibersignale des vierten Schaltelements Q2A und Q2B werden durch einander ersetzt.
  • Wie in 11 und 13 gezeigt, wird eine Periode, in der das zweite Referenzelement QB2 (drittes Schaltelement Q1A auf der positiven Elektrodenseite) und das zweite Diagonalelement QO2 (viertes Schaltelement Q2B auf der negativen Elektrodenseite) gleichzeitig eingeschaltet sind, als dritte diagonale EIN-Zeit t3 definiert, wobei sich die dritte diagonale EIN-Zeit t3 in Übereinstimmung mit dem dritten Phasenverschiebungsbetrag θ3 ändert. Außerdem ist eine Periode, in der das dritte Schaltelement Q1B auf der negativen Elektrodenseite und das vierte Schaltelement Q2A auf der positiven Elektrodenseite gleichzeitig eingeschaltet sind (was als dritte diagonale EIN-Zeit t3a bezeichnet werden kann), gleich der dritten diagonalen EIN-Zeit t3.
  • Auch beim Abwärtsentladen in 11 können die Schaltelemente Q4A und Q4B (erste Brückenschaltung 41) und die Schaltelemente Q3A und Q3B (zweite Brückenschaltung 42), die in 11 im ausgeschalteten Zustand gehalten werden, bei Bedarf virtuell ein-/ausgeschaltet werden. Insbesondere können die EIN/AUS-Treibersignale der dritten Schaltelemente Q1A und Q1B der dritten Brückenschaltung 43 bei Bedarf als virtuelle EIN/AUS-Treibersignale der ersten Schaltelemente Q4A und Q4B der ersten Brückenschaltung 41 genommen werden. In ähnlicher Weise können die EIN/AUS-Treibersignale der Schaltelemente Q2A und Q2B der vierten Brückenschaltung 44 als virtuelle EIN/AUS-Treibersignale der Schaltelemente Q3A und Q3B der zweiten Brückenschaltung 42 genommen werden, falls erforderlich.
  • In diesem Fall, wenn eine Periode, in der das virtuelle EIN/AUS-Treibersignal vom ersten Referenzelement QB1 (erstes Schaltelement Q4A auf der positiven Elektrodenseite) und das virtuelle EIN/AUS-Treibersignal vom ersten Diagonalelement QO1 (zweites Schaltelement Q3B auf der negativen Elektrodenseite) gleichzeitig EIN sind, als eine vierte virtuelle diagonale EIN-Zeit t4 genommen wird, ändert sich die vierte virtuelle diagonale EIN-Zeit t4 entsprechend dem virtuell eingestellten vierten Phasenverschiebungsbetrag θ4. Ferner ist die vierte virtuelle diagonale EIN-Zeit t4a, in der das virtuelle EIN/AUS-Treibersignal des ersten Schaltelements Q4B auf der negativen Elektrodenseite und das virtuelle EIN/AUS-Treibersignal des zweiten Schaltelements Q3A auf der positiven Elektrodenseite gleichzeitig anliegen, ebenfalls gleich der vierten virtuellen diagonalen EIN-Zeit t4.
  • Weiterhin können beim Aufwärtsentladen in 13 die EIN/AUS-Treibersignale der dritten Schaltelemente Q1A und Q1B der dritten Brückenschaltung 43 als virtuelle EIN/AUS-Treibersignale der ersten Schaltelemente Q4A und Q4B der ersten Brückenschaltung 41 genommen werden.
  • Wenn dann eine Periode, in der das virtuelle EIN/AUS-Treibersignal vom ersten Referenzelement QB1 (erstes Schaltelement Q4A auf der positiven Elektrodenseite) und das EIN/AUS-Treibersignal vom ersten Diagonalelement QO1 (zweites Schaltelement Q3B auf der negativen Elektrodenseite) gleichzeitig EIN sind, als vierte virtuelle diagonale EIN-Zeit t4 genommen wird, ändert sich die vierte virtuelle diagonale EIN-Zeit t4 entsprechend dem vierten Phasenverschiebungsbetrag θ4. Ferner ist die vierte virtuelle diagonale EIN-Zeit t4a, in der das virtuelle EIN/AUS-Treibersignal des ersten Schaltelements Q4B auf der negativen Elektrodenseite und das EIN/AUS-Treibersignal des zweiten Schaltelements Q3A auf der positiven Elektrodenseite gleichzeitig anliegen, ebenfalls gleich der vierten virtuellen diagonalen EIN-Zeit t4.
  • Im Aufwärtsentladen und Abwärtsentladen, in denen die in 12 und 14 gezeigten Gatemuster angewandt werden, werden die Schaltungsoperationen des ersten Wandlers 10 und des zweiten Wandlers 20 das in 5 bis 10 dargestellte Aufwärtsladen und das Abwärtsladen durch einander ersetzt. Die Funktionsweise der Schaltungen beim Aufwärtsentladen und beim Abwärtsentladen wird daher nicht weiter ausgeführt.
  • Steuerung des Phasenverschiebungsbetrages in Abhängigkeit von der Leistungsübertragungshöhe
  • 14 ist ein Diagramm zur Erläuterung der Steuerung eines Phasenverschiebungsbetrags auf der Grundlage der Leistungsübertragungshöhe im DC/DC-Wandler 100 gemäß der ersten Ausführungsform. Die horizontalen Achsen in den drei Diagrammen in 14 zeigen gemeinsam eine Leistungsübertragungshöhe P1 [W] von der ersten DC-Stromquelle PS1 zur zweiten DC-Stromquelle (Batterie) PS2 und eine Leistungsübertragungshöhe P2 [W] von der zweiten DC-Stromquelle (Batterie) PS2 zur ersten DC-Stromquelle PS1. Auf den horizontalen Achsen in 14 nimmt die Leistungsübertragungshöhe P1 zur rechten Seite hin zu, und die Leistungsübertragungshöhe P2 nimmt zur linken Seite hin zu.
  • Zum Beispiel berechnet, wie in der oberen Grafik in 14 gezeigt, der Steuerkreis 30 die Ausgabe des Tastverhältnisses basierend auf einem Leistungsübertragungs-Sollwert Pref. In 14 wird bei der ersten Leistungsübertragung (Laden der Batterie PS2) Pref = P1 (Sollwert) gesetzt. Im Vergleich dazu wird bei der zweiten Leistungsübertragung (Entladung der Batterie PS2) Pref = -P2 (Sollwert) eingestellt. Auf diese Weise kann der Steuerkreis 30 das ausgegebene Tastverhältnis so berechnen, dass es proportional zum Leistungsübertragungs-Sollwert Pref ist.
  • (Änderung des Phasenverschiebungsbetrags bei der ersten Leistungsübertragung)
  • Nun wird der Fall der ersten Leistungsübertragung (Ladung der Batterie PS2) im Detail beschrieben. Wie in der rechten Hälfte des mittleren Diagramms in 14 gezeigt, führt der Steuerkreis 30 den Abwärtsladevorgang durch, wenn die Leistungsübertragungshöhe P1 zwischen 0 und einem ersten Referenzwert Pr1 (Pr1 > 0) liegt, mit anderen Worten, das Ausgangstastverhältnis ist 0 bis zu einem ersten Referenzwert Dr1 (Dr1 > 0).
  • Im Abwärtsladebetrieb verringert der Steuerkreis 30 den ersten Phasenverschiebungsbetrag 01, wenn die Leistungsübertragungshöhe P1, d. h. das Ausgangstastverhältnis, zunimmt. Ferner kann der zweite Phasenverschiebungsbetrag θ2 bei Bedarf virtuell so genommen werden, dass eine Änderung im gleichen Umfang wie im ersten Phasenverschiebungsbetrag 01 erfolgt.
  • Wenn die Leistungsübertragungshöhe P1 größer ist als der erste Referenzwert Pr1, d.h. wenn das Ausgangs-Tastverhältnis größer ist als der erste Referenzwert Dr1, führt der Steuerkreis 30 den Vorgang Aufwärtsladen durch. An einem Schaltpunkt zwischen Abwärtsladen und Aufwärtsladen, an dem Pref = Pr1 (Ausgangs-Tastverhältnis = Dr1) ist, sind der erste Phasenverschiebungsbetrag θ1 und der zweite Phasenverschiebungsbetrag θ2 gleich. Nachfolgend können der erste Phasenverschiebungsbetrag 01 und der zweite Phasenverschiebungsbetrag θ2 am Schaltpunkt P1=Pr1 als Referenzphasenverschiebungsbetrag θr bezeichnet werden.
  • Im Aufwärtsladebetrieb verringert der Steuerkreis 30 den ersten Phasenverschiebungsbetrag θ1 weiter, wenn die Leistungsübertragungshöhe P1, d.h. das Ausgangstastverhältnis vom Schaltpunkt aus zunimmt. Mit anderen Worten, im gesamten Bereich von Pref > 0 nimmt der erste Phasenverschiebungsbetrag θ1 mit Zunahme der Leistungsübertragungshöhe P1 (Ausgangstastverhältnis) kontinuierlich ab.
  • Andererseits vergrößert der Steuerkreis 30 im Aufwärtsladen-Betrieb den zweiten Phasenverschiebungsbetrag θ2 vom Schaltpunkt aus mit zunehmender Leistungsübertragungshöhe P1 (Ausgangs-Tastverhältnis). Auf diese Weise wird beim Aufwärtsladen mit zunehmender Leistungsübertragungshöhe P1 (Ausgangs-Tastverhältnis) der erste Phasenverschiebungsbetrag θ1 verringert, während der zweite Phasenverschiebungsbetrag θ2 erhöht wird.
  • Beispielsweise kann der Referenz-Phasenverschiebungsbetrag θr so voreingestellt werden, dass er der Leistungsübertragungshöhe P1 (Ausgangs-Tastverhältnis) entspricht, bei der der erste Phasenverschiebungsbetrag θ1 und der zweite Phasenverschiebungsbetrag θ2 25 % der Schaltperiode Tsw betragen.
  • Wenn die Leistungsübertragungshöhe P1 im Bereich von 0 ≤ P1 ≤ Pr1 liegt, verringert der Steuerkreis 30 den ersten Phasenverschiebungsbetrag θ1 vom Maximalbetrag auf den Referenzphasenverschiebungsbetrag θr (ein Phasenverschiebungsbetrag, der einer Zeitlänge von Tsw × 0,25 entspricht) mit konstanter Steigung. Der Maximalwert ist auf einen Wert (z. B. einen Phasenverschiebungsbetrag entsprechend einer Zeitlänge von Tsw × 0,45) eingestellt, der gleich oder kleiner als 50 % der Schaltperiode Tsw und größer als der Referenzphasenverschiebungsbetrag θr (ein Phasenverschiebungsbetrag entsprechend einer Zeitlänge von Tsw × 0,25) ist. Die Einheit des Phasenverschiebungsbetrags ist streng genommen [rad], aber der Phasenverschiebungsbetrag kann im Folgenden in ähnlicher Weise mit einer Zeitlänge bezeichnet werden, die einem Vielfachen der Schaltperiode Tsw entspricht.
  • Wenn andererseits die Leistungsübertragungshöhe P1 im Bereich von Pr1 ≤ P1 ≤ 2 × Pr1 liegt, verringert der Steuerkreis 30 den ersten Phasenverschiebungsbetrag θ1 vom Referenz-Phasenverschiebungsbetrag θr (25 % von Tsw) auf den Minimalwert (z. B. Tsw × 0,05) mit der gleichen Steigung wie oben. Darüber hinaus wird der zweite Phasenverschiebungsbetrag θ2 vom Referenzphasenverschiebungsbetrag θr (Tsw × 0,25) auf den Maximalbetrag (z. B. Tsw × 0,45) mit derselben ersten Steigung erhöht.
  • Die rechte Hälfte des unteren Diagramms in 14 zeigt Änderungen der ersten diagonalen EIN-Zeit t1, t1a und der zweiten virtuellen diagonalen EIN-Zeit t2, t2a in Bezug auf solche Änderungen des ersten Phasenverschiebungsbetrags θ1 und des zweiten Phasenverschiebungsbetrags θ2.
  • Wie oben beschrieben, ist die erste diagonale EIN-Zeit t1, t1a ein Wert, der durch Subtraktion des ersten Phasenverschiebungsbetrags θ1 von der EIN-Periode des ersten Referenzelements QB1 erhalten wird. In ähnlicher Weise ist die zweite virtuelle diagonale EIN-Zeit t2, t2a ein Wert, den man durch Subtraktion des zweiten Phasenverschiebungsbetrags θ2 von der EIN-Periode des ersten Referenzelements QB 1 erhält. Daher hat in 14 das Verhalten der ersten diagonalen EIN-Zeit t1, t1a und der zweiten virtuellen diagonalen EIN-Zeit t2, t2a eine umgedrehte Wellenform des Verhaltens des ersten Phasenverschiebungsbetrags θ1 und des zweiten Phasenverschiebungsbetrags θ2.
  • Hier wird bei der ersten Leistungsübertragung (Laden der Batterie PS2) eine Ausgangsspannung von der Gleichstromquelle PS1 an die erste Wicklung 3a des Transformators 3 angelegt, und die Leistungsübertragung von der ersten Wicklung 3a zur zweiten Wicklung 3b bewirkt eine Periode, in der an der zweiten Wicklung 3b eine Spannung erzeugt wird. Dieser Zeitraum ist sowohl die erste diagonale EIN-Zeit t1, in der das erste Referenzelement QB1 (erstes Schaltelement Q4A auf der positiven Elektrodenseite) und das erste Diagonalelement QO1 (zweites Schaltelement Q3B auf der negativen Elektrodenseite) gleichzeitig einschalten, als auch die erste diagonale EIN-Zeit t1a, in der das erste Schaltelement Q4B auf der negativen Elektrodenseite und das zweite Schaltelement Q3A auf der positiven Elektrodenseite gleichzeitig einschalten.
  • Zum Zeitpunkt des Abwärtsladens wird die Leistungsübertragungshöhe durch Einstellen des ersten Phasenverschiebungsbetrags θ1 des ersten Wandlers 10 gesteuert, um die erste diagonale EIN-Zeit t1, t1a einzustellen. Darüber hinaus arbeitet der zweite Wandler 20 als Diodenbrücke und führt einen Gleichrichtungsbetrieb durch den zweiarmigen AUS-Betrieb durch, der die dritte Brückenschaltung 43 und die vierte Brückenschaltung 44 sowohl auf der Seite der positiven als auch auf der Seite der negativen Elektrode in den AUS-Zustand bringt. Der Bereich der Änderung des ersten Phasenverschiebungsbetrags θ1 zum Zeitpunkt des Abwärtsladens ist der Bereich vom Maximalwert bis zum Referenzphasenverschiebungsbetrag θr (25% von Tsw).
  • Andererseits wird beim Abwärtsladen in Patentdokument 1, wie in 3 gezeigt, ein virtueller Verschiebungsbetrag erzeugt, so dass der zweite Phasenverschiebungsbetrag θ2 derselbe Betrag ist wie der erste Phasenverschiebungsbetrag θ1, und der einarmige-AUS-Betrieb wird durchgeführt. Auf diese Weise gleicht der zweite Wandler 20 die zweite virtuelle diagonale EIN-Zeit t2, t2a mit der ersten diagonalen EIN-Zeit t1, t1a durch EIN/AUS der Schaltelemente Q2A und Q2B ab und führt eine synchrone Gleichrichtungsoperation durch.
  • Im Abwärtsladen des Patentdokuments 1 wird also befürchtet, dass ein umlaufender Strompfad wie unten beschrieben im zweiten Wandler 20 erzeugt wird, in dem der einarmige Ausschaltvorgang in einer Periode durchgeführt wird, in der eigentlich keine Stromübertragung stattfindet und sowohl der erste Wandler 10 als auch der zweite Wandler 20 Nullspannung ausgeben.
  • Was die oben beschriebene „Periode, in der keine Spannung ausgegeben wird“ betrifft, so gilt für den ersten Wandler 10, dass jede Periode, in der ein Strompfad, der sowohl das Schaltelement Q3A oder seine antiparallele Diode 51 als auch das Schaltelement Q4A oder seine antiparallele Diode 51 enthält, gebildet wird, und eine Periode, in der ein Strompfad, der sowohl das Schaltelement Q3B oder seine antiparallele Diode 51 als auch das Schaltelement Q4B oder seine antiparallele Diode 51 enthält, gebildet wird, im Folgenden als Nullspannungsperiode des ersten Wandlers 10 bezeichnet werden.
  • In ähnlicher Weise kann im zweiten Wandler 20 jede Periode, in der ein Strompfad, der sowohl das Schaltelement Q1A oder seine antiparallele Diode 51 als auch das Schaltelement Q2A oder seine antiparallele Diode 51 beinhaltet, gebildet wird, und eine Periode, in der ein Strompfad, der sowohl das Schaltelement Q1B oder seine antiparallele Diode 51 als auch das Schaltelement Q2B oder seine antiparallele Diode 51 beinhaltet, gebildet wird, als Nullspannungsperiode des zweiten Wandlers 20 bezeichnet werden.
  • 15 und 16 zeigen einen umlaufenden Strompfad, der in einer Nullspannungsperiode beim Abwärtsladen (d.h. Abwärtsladen im Patentdokument 1) gemäß 3 erzeugt werden kann.
  • Wie in 15 gezeigt, wird in der Periode A in 3 im ersten Wandler 10, da sich das Schaltelement Q4A im EIN-Zustand befindet, während sich das Schaltelement Q3B im AUS-Zustand befindet, ein Strompfad CP1 gebildet, der das Schaltelement Q4A und die antiparallele Diode 51 des Schaltelements Q3A beinhaltet (d.h. die Nullspannungsperiode). Außerdem wird auch im zweiten Wandler 20, da das Schaltelement Q2A in den EIN-Zustand gebracht wird, ein Strompfad CP2 gebildet, der das Schaltelement Q2A und die antiparallele Diode 51 des Schaltelements Q1A beinhaltet (d.h. eine Nullspannungsperiode).
  • Infolgedessen kann ein zirkulierender Strompfad, der den ersten Wandler 10 und den zweiten Wandler 20 enthält, durch den Transformator 3 von den Strompfaden CP1 und CP2 in einer Periode erzeugt werden, in der keine Stromübertragung stattfindet.
  • In ähnlicher Weise wird in der Periode F in 3 im ersten Wandler 10 ein Strompfad CP1 mit dem Schaltelement Q4B und der antiparallelen Diode 51 des Schaltelements Q3B gebildet, da sich das Schaltelement Q4B im EIN-Zustand befindet, während das Schaltelement Q3A im AUS-Zustand ist (d.h. eine Nullspannungsperiode). Außerdem wird auch im zweiten Wandler 20, da das Schaltelement Q2B in den EIN-Zustand gebracht wird, ein Strompfad CP2 gebildet, der das Schaltelement Q2B und die antiparallele Diode 51 des Schaltelements Q1B enthält (d.h. eine Nullspannungsperiode).
  • Infolgedessen kann auch in 16 ein zirkulierender Strompfad, der den ersten Wandler 10 und den zweiten Wandler 20 enthält, durch den Transformator 3 von den Strompfaden CP1 und CP2 in einer Periode erzeugt werden, in der tatsächlich keine Leistungsübertragung stattfindet.
  • Im Vergleich dazu wird beim Abwärtsladen des DC/DC-Wandlers 100 gemäß der ersten Ausführungsform der erste Phasenverschiebungsbetrag θ1 mit Zunahme des Ausgangstastverhältnisses, wie oben beschrieben, allmählich verringert, wodurch die erste diagonale EIN-Zeit t1, t1a im ersten Wandler 10 allmählich erhöht wird, während der zweite Wandler 20 einen Gleichrichtungsbetrieb als Diodenbrücke durch den zweiarmigen-AUS-Betrieb durchführt. Das heißt, im zweiten Wandler 20 sind alle dritten Schaltelemente Q1A und Q1B der dritten Brückenschaltung 43 und die vierten Schaltelemente Q2A und Q2B der vierten Brückenschaltung 44 im ausgeschalteten Zustand.
  • 17 und 18 zeigen einen Strompfad in der Nullspannungsperiode des ersten Wandlers beim Abwärtsladen des DC/DC-Wandlers 100 gemäß der ersten Ausführungsform.
  • 17 zeigt einen Strompfad in der Periode A in 2. Im ersten Wandler 10 wird der Strompfad CP1 ähnlich dem in 15 gebildet, während im zweiten Wandler 20 das Schaltelement Q2A aufgrund des zweiarmigen AUS-Betriebs im AUS-Zustand ist und daher der Strompfad CP2 in 15 nicht gebildet wird. Infolgedessen kann im DC/DC-Wandler 100 das Auftreten des in 15 gezeigten umlaufenden Strompfads vermieden werden.
  • Ähnlich zeigt 18 einen Strompfad in der Periode F in 2. Im ersten Wandler 10 wird der Strompfad CP1 ähnlich dem in 16 gebildet, während im zweiten Wandler 20 das Schaltelement Q2B aufgrund des zweiarmigen AUS-Betriebs im AUS-Zustand ist und daher der Strompfad CP2 in 16 nicht gebildet wird. Infolgedessen kann im DC/DC-Wandler 100 das Auftreten des in 16 gezeigten umlaufenden Strompfads vermieden werden.
  • Auf diese Weise können beim Abwärtsladen des DC/DC-Wandlers 100 gemäß der ersten Ausführungsform Leitungsverluste aufgrund von zirkulierendem Strom zwischen dem ersten Wandler 10 und dem zweiten Wandler 20 wie im Patentdokument 1 vermieden werden.
  • Darüber hinaus treten bei der Gate-Struktur in 3 Schaltverluste in Verbindung mit EIN/AUS der Schaltelemente Q2A und Q2B auf der positiven Elektrodenseite und der negativen Elektrodenseite der vierten Brückenschaltung 44 im zweiten Wandler 20 auf. Andererseits werden im DC/DC-Wandler 100 gemäß der ersten Ausführungsform alle Schaltelemente Q3A, Q3B, Q4A und Q4B durch den zweiarmigen AUS-Betrieb des zweiten Wandlers 20 im AUS-Zustand gehalten. Daher treten keine Schaltverluste im zweiten Wandler 20 auf.
  • Auf diese Weise können beim Abwärtsladen des DC/DC-Wandlers 100 gemäß der ersten Ausführungsform, verglichen mit dem Abwärtsladen in Patentdokument 1, Leitungsverluste und Schaltverluste reduziert werden. Dadurch kann der Leistungswandlungswirkungsgrad beim Abwärtsladen mit einer kleinen Leistungsübertragungshöhe verbessert werden.
  • Darüber hinaus kann bei dem DC/DC-Wandler 100 gemäß der ersten Ausführungsform die Leistung zum Zeitpunkt des Umschaltens zwischen Abwärtsladen und Aufwärtsladen schnell angepasst werden, wie im Folgenden beschrieben wird.
  • Wieder wie in 2 gezeigt, sind in der Periode C des Abwärtsladens, die unmittelbar nach dem Einschalten des zweiten Schaltelements Q3B auf der negativen Elektrodenseite (erstes Diagonalelement QO1) des ersten Wandlers 10 liegt, das erste Schaltelement Q4A auf der positiven Elektrodenseite (erstes Referenzelement QB1) und das zweite Schaltelement Q3B auf der negativen Elektrodenseite (erstes Diagonalelement QO1) gleichzeitig eingeschaltet, und die beiden diagonalen Elemente werden elektrisch leitend. Daher wird, wie in 7 beschrieben, Energie von der Gleichstromquelle PS1 durch das erste Schaltelement Q4A auf der positiven Elektrodenseite und das zweite Schaltelement Q3B auf der negativen Elektrodenseite auf die erste Drossel 14 übertragen, um die erste Drossel 14 anzuregen.
  • Andererseits sind in der Periode C in 2 die Schaltelemente Q1A, Q1B, Q2A und Q2B des zweiten Wandlers 20 im ausgeschalteten Zustand. Daher wird, wie in 7 beschrieben, Strom von der ersten Wicklung 3a zur zweiten Wicklung 3b übertragen, um eine Spannung an der zweiten Wicklung 3b zu erzeugen, wobei Strom von der Gleichstromquelle PS1 zur Batterie PS2 über einen Strompfad übertragen wird, der die antiparallele Diode 51 des dritten Schaltelements Q1A auf der positiven Elektrodenseite und die antiparallele Diode 51 des vierten Schaltelements Q2B auf der negativen Elektrodenseite im zweiten Wandler 20 enthält. In diesem Moment wird die zweite Drossel 24 nicht angeregt, und es findet kein Aufwärtswandlerbetrieb statt.
  • 19 ist ein Zeitdiagramm, das die Wellenformen der EIN/AUS-Treibersignale der Schaltelemente illustriert, wenn die Phasendifferenz zwischen dem ersten Phasenverschiebungsbetrag θ1 und dem zweiten Phasenverschiebungsbetrag im DC/DC-Wandler 100 gemäß der ersten Ausführungsform klein ist. Zum Beispiel tritt das Gatemuster in 19 zum Zeitpunkt der Umschaltung von Abwärtsladen auf Aufwärtsladen auf.
  • 19 zeigt ein Gatemuster, wenn der erste Phasenverschiebungsbetrag θ1 vom Referenz-Phasenverschiebungsbetrag θr (θr = Tsw × 0,25) um Tsw × 0,05 abnimmt und umgekehrt der zweite Phasenverschiebungsbetrag θ2 vom Referenz-Phasenverschiebungsbetrag θr um Tsw × 0,05 zunimmt, und zwar in einem Bereich, in dem die Leistungsübertragungshöhe P1 > Pr1 und das Aufwärtsladen in der Grafik in 14 angewendet wird
  • Wie in 19 gezeigt, beträgt daher die Phasendifferenz zwischen dem ersten Phasenverschiebungsbetrag θ1 und dem zweiten Phasenverschiebungsbetrag θ2 10% der Schaltperiode Tsw und ist gleich der Kurzschlussverhinderungszeit td.
  • In der Periode C, die unmittelbar nach dem Einschalten des zweiten Schaltelements Q3B auf der negativen Elektrodenseite (erstes Diagonalelement QO1) des ersten Wandlers 10 liegt, schalten sich, wie in 19 gezeigt, das erste Schaltelement Q4A auf der positiven Elektrodenseite (erstes Referenzelement QB1) und das zweite Schaltelement Q3B auf der negativen Elektrodenseite (erstes Diagonalelement QO1) gleichzeitig ein, und die beiden diagonalen Elemente werden elektrisch leitend. Auf diese Weise wird Energie von der Gleichstromquelle PS1 über das erste Schaltelement Q4A auf der positiven Elektrodenseite und das zweite Schaltelement Q3B auf der negativen Elektrodenseite auf die erste Drossel 14 übertragen, um die erste Drossel 14 anzuregen.
  • Andererseits wird in 19, da die Phasendifferenz zwischen dem ersten Phasenverschiebungsbetrag θ1 und dem zweiten Phasenverschiebungsbetrag θ2 gleich der Kurzschlussverhinderungszeit td ist, im zweiten Wandler 20 die Periode C als Kurzschlussverhinderungszeit td für die vierten Schaltelemente Q2A und Q2B genommen und das vierte Schaltelement Q2A auf der positiven Elektrodenseite wird nicht eingeschaltet.
  • Daher wird in der Periode C in 19, da ein Strompfad, der die antiparallele Diode 51 des dritten Schaltelements Q1A auf der positiven Elektrodenseite und die antiparallele Diode 51 des vierten Schaltelements Q2B auf der negativen Elektrodenseite beinhaltet, in der gleichen Weise wie zum Zeitpunkt des Abwärtswandlerbetriebs, wie unter Bezugnahme auf 7 beschrieben, Strom von der Gleichstromquelle PS1 an die Batterie PS2 übertragen, ohne dass eine Erregung der zweiten Drossel 24 erfolgt.
  • Auf diese Weise tritt selbst dann, wenn die Leistungsübertragungshöhe P1 größer ist als der erste Referenzwert Pr1 und somit ein Aufwärtswandlerbetrieb vorliegt, kein Aufwärtswandlerbetrieb auf, wenn die Phasendifferenz Δθ zwischen dem ersten Phasenverschiebungsbetrag θ1 und dem zweiten Phasenverschiebungsbetrag θ2 gleich oder kleiner ist als die Kurzschlussverhinderungszeit td. Im mittleren Diagramm in 14 ist die Phasendifferenz Δθ zum Zeitpunkt des Umschaltens von Abwärtsladen auf Aufwärtsladen klein, und das Gatemuster in 19 wird angewendet.
  • 20 ist ein Zeitdiagramm, das die Wellenformen der EIN/AUS-Treibersignale der Schaltelemente illustriert, wenn die Phasendifferenz zwischen dem ersten Phasenverschiebungsbetrag θ1 und dem zweiten Phasenverschiebungsbetrag θ2 größer ist als die Kurzschlussverhinderungszeit td.
  • 20 zeigt ein Gatemuster, wenn die Leistungsübertragungshöhe P1 größer ist als die in 19, der erste Phasenverschiebungsbetrag θ1 vom Referenzphasenverschiebungsbetrag θr (θr = Tsw × 0,25) um Tsw × 0,15 abnimmt und umgekehrt der zweite Phasenverschiebungsbetrag θ2 vom Referenzphasenverschiebungsbetrag θr um Tsw × 0,15 zunimmt. Daher beträgt die Phasendifferenz Δθ zwischen dem ersten Phasenverschiebungsbetrag θ1 und dem zweiten Phasenverschiebungsbetrag θ2 30 % der Schaltperiode Tsw, also dreimal so groß wie die Kurzschlussverhinderungszeit td.
  • In der Periode B in 20 sind das erste Schaltelement Q4A auf der positiven Elektrodenseite (erstes Referenzelement QB1) und das zweite Schaltelement Q3B auf der negativen Elektrodenseite (erstes Diagonalelement QO1) des ersten Wandlers 10 gleichzeitig eingeschaltet, und die beiden Diagonalelemente werden elektrisch leitend. Auf diese Weise wird Energie von der Gleichstromquelle PS1 an die erste Drossel 14 übertragen, um die erste Drossel 14 in der gleichen Weise anzuregen, wie in 5 beschrieben.
  • Wenn die Phasendifferenz Δθ groß ist, schaltet sich das vierte Schaltelement Q2A auf der positiven Elektrodenseite des zweiten Wandlers 20 in dieser Periode B ein. Daher zirkuliert der Strom auf einem Pfad, der das vierte Schaltelement Q2A auf der positiven Elektrodenseite und die antiparallele Diode 51 des dritten Schaltelements Q1A auf der positiven Elektrodenseite einschließt, zur zweiten Drossel 24, um die zweite Drossel 24 anzuregen, in der gleichen Weise, wie unter Bezugnahme auf 5 beschrieben. Daher werden in der Periode B die erste Drossel 14 und die zweite Drossel 24 angeregt, wodurch der Aufwärtswandlerbetrieb der zweiten Drossel 24 erfolgt.
  • Da der Zustand in Periode C in 20 derselbe ist wie in Periode B, wird die Anregung der ersten Drossel 14 und der zweiten Drossel 24 fortgesetzt. Da sich der erste Wandler 10 in der Periode D im gleichen Zustand wie in den Perioden B und C befindet, wird die Erregung der ersten Drossel 14 fortgesetzt.
  • Andererseits wird in der Periode D, da die Kurzschlussverhinderungszeit td im zweiten Wandler 20 gilt, das vierte Schaltelement Q2A auf der positiven Elektrodenseite ausgeschaltet. Somit fließt Strom in Richtung Batterie PS2 durch die antiparallele Diode 51 des dritten Schaltelements Q1A auf der positiven Elektrodenseite und die antiparallele Diode 51 des vierten Schaltelements Q2B auf der negativen Elektrodenseite, in der gleichen Weise wie in 5 beschrieben.
  • Infolgedessen wird in der Periode D die Anregungsenergie der ersten Drossel 14 und der zweiten Drossel 24 zur Batterie PS2 übertragen. Dementsprechend wird in dem in 20 gezeigten Gate-Muster die Ladung der Batterie PS2 tatsächlich mit dem Aufwärtswandlerbetrieb der zweiten Drossel 24, d.h. mit dem Aufwärtsladen, durchgeführt.
  • Auf diese Weise wird der Aufwärtswandlerbetrieb der zweiten Drossel 24 tatsächlich in einer Periode durchgeführt, die durch Subtraktion der Kurzschlussverhinderungszeit td von der Phasendifferenz Δθ zwischen dem ersten Phasenverschiebungsbetrag θ1 und dem zweiten Phasenverschiebungsbetrag θ2 erhalten wird. Das heißt, dass im Gatemuster in 19 Aufwärtsladen angewendet wird, da die Leistungsübertragungshöhe P1 größer ist als der erste Referenzwert Pr1. Die Phasendifferenz Δθ zwischen dem ersten Phasenverschiebungsbetrag θ1 und dem zweiten Phasenverschiebungsbetrag θ2 nimmt jedoch nicht in einem Ausmaß zu, das die Kurzschlussverhinderungszeit td überschreitet, so dass der Aufwärtswandlerbetrieb eigentlich nicht stattfindet. Daher ist die Leistungsübertragungshöhe in 19 gleich der Leistungsübertragungshöhe beim Abwärtsladen in 2.
  • In diesem Fall kann durch Vergleich der Phasendifferenz Δθ zwischen dem gemäß 14 eingestellten ersten Phasenverschiebungsbetrag θ1 und dem zweiten Phasenverschiebungsbetrag θ2 mit der Kurzschlussverhinderungszeit td festgestellt werden, ob es sich um Aufwärtswandlerbetrieb handelt. Auf diese Weise wird, wenn der Aufwärtswandlerbetrieb nicht betroffen ist, weil Δθ ≤ td, der erste Phasenverschiebungsbetrag θ1 betrieben, um dem zweiten Wandler 20 zu ermöglichen, einen zweiarmigen Betrieb auszuführen. Wenn der zweite Wandler 20 zum einarmigen AUS-Betrieb mit Aufwärtswandlerbetrieb übergeht, wird die Phasendifferenz Δθ gleich der Kurzschlussverhinderungszeit td am Schaltpunkt P1=Pr1 gemacht, und der erste Phasenverschiebungsbetrag θ1 und der zweite Phasenverschiebungsbetrag θ2 können so genommen werden, dass die Phasendifferenz Δθ mit zunehmender Leistungsübertragungshöhe P1 zunimmt. Beispielsweise kann der zweite Phasenverschiebungsbetrag θ2 so eingestellt werden, dass die Phasendifferenz Δθ zum ersten Phasenverschiebungsbetrag θ1 (d. h. dem Referenz-Phasenverschiebungsbetrag θr) am Schaltpunkt der Kurzschlussverhinderungszeit td entspricht (entsprechend 17). Darüber hinaus können der erste Phasenverschiebungsbetrag θ1 und der zweite Phasenverschiebungsbetrag θ2 gegenüber den jeweiligen Werten am Schaltpunkt verringert oder erhöht werden, so dass die Phasendifferenz Δθ zunimmt, wenn die Leistungsübertragungshöhe P1 gegenüber dem Schaltpunkt zunimmt.
  • Wenn der zweiarmige-AUS-Betrieb nicht in den einarmigen-AUS-Betrieb übergeht, sondern der Modus des zweiarmigen-AUS-Betriebs in einen Modus übergeht, in dem alle Arme einen Schaltvorgang ausführen können, muss die Gleichrichterfunktion der Antiparalleldiode 51 im zweiarmigen-AUS-Betrieb durch einen aktiven Schaltvorgang des Steuerkreises 30 im Moment des Schaltens simuliert werden. Dies führt wahrscheinlich zu einem Unterschied i der Höhe des Übertragungsleistungsbetrags. Im Vergleich dazu kann die Gleichrichterfunktion der Antiparalleldiode 51 unverändert genutzt werden, wenn der zweite Wandler 20 von einem zweiarmigen-AUS-Betrieb auf einen einarmigen-AUS-Betrieb umschaltet, wie dies beim DC/DC-Wandler 100 gemäß der ersten Ausführungsform der Fall ist. Daher ermöglicht, wie im Gatemuster in 3 gezeigt, das Zulassen des zweiten Wandlers 20, den einarmigen-AUS-Betrieb beim Aufwärtsladen durchzuführen, ein sanftes Umschalten von Abwärtsladen zu Aufwärtsladen und erleichtert die Steuerung des Übertragungsleistungsbetrags.
  • Der Schaltungsbetrieb gemäß 2 (Abwärtsladen) und der Schaltungsbetrieb gemäß 19 (Aufwärtsladen) unterscheiden sich jedoch darin, ob ein umlaufender Strompfad erzeugt wird. Daher besteht in der Praxis die Möglichkeit, dass ein Unterschied in der Leistungsübertragungshöhe zwischen ihnen auftritt, weil der durch die Wirkung des Erregerstroms oder der parasitären Kapazität der Schaltung erzeugte Kreisstrom die Leistungsübertragungshöhe beeinflusst.
  • (Änderung des Phasenverschiebungsbetrags bei der zweiten Leistungsübertragung)
  • Im Folgenden wird der Fall der zweiten Leistungsübertragung (Entladung der Batterie PS2) näher beschrieben. Wie in 1 gezeigt, ist die Schaltungsanordnung des DC/DC-Wandlers 100 symmetrisch zum Transformator 3. Aufgrund dieser Schaltungssymmetrie ist der Regelbetrieb des DC/DC-Wandlers 100 zwischen der ersten Leistungsübertragung und der zweiten Leistungsübertragung in 14 symmetrisch.
  • Wie die linke Hälfte des oberen Diagramms in 14 zeigt, steigt das Tastverhältnis am Ausgang im Fall der zweiten Leistungsübertragung in negativer Richtung an, wenn die Leistungsübertragungshöhe P2 zunimmt. Mit anderen Worten, die Leistungsübertragungshöhe P2 und das Ausgangstastverhältnis haben ein umgekehrtes Vorzeichen.
  • Wenn die Leistungsübertragungshöhe P2 im Bereich von 0 bis zu einem zweiten Referenzwert Pr2 (Pr2 > 0) liegt, mit anderen Worten, wenn das Ausgangs-Tastverhältnis im Bereich von 0 bis zum zweiten Referenzwert Dr2 (Dr2<0) liegt, führt der Steuerkreis 30 die Operation Abwärtsentladen durch.
  • Im Abwärtsentladen-Betrieb verringert der Steuerkreis 30 den dritten Phasenverschiebungsbetrag θ3, wenn die Leistungsübertragungshöhe P2 zunimmt, d. h., das Ausgangstastverhältnis nimmt in negativer Richtung zu. Darüber hinaus kann der vierte Phasenverschiebungsbetrag θ4 virtuell eingestellt werden, falls erforderlich, so dass eine Änderung im gleichen Ausmaß wie beim dritten Phasenverschiebungsbetrag θ3 vorgenommen wird.
  • Wenn die Leistungsübertragungshöhe P2 größer ist als der zweite Referenzwert Pr2, d.h. wenn das Ausgangstastverhältnis größer ist als der zweite Referenzwert Dr2 in negativer Richtung, führt der Steuerkreis 30 den Aufwärtsentladevorgang durch. An einem Schaltpunkt zwischen Abwärtsentladen und Aufwärtsentladen, an dem Pref = -P2 (Ausgangs-Tastverhältnis = Dr2) ist, sind der dritte Phasenverschiebungsbetrag θ3 und der vierte Phasenverschiebungsbetrag θ4 gleich.
  • Im Aufwärtsentladen-Betrieb verringert der Steuerkreis 30 den dritten Phasenverschiebungsbetrag θ3 weiter, wenn die Leistungsübertragungshöhe P2 vom Schaltpunkt aus zunimmt, d. h. wenn das Ausgangstastverhältnis in die negative Richtung zunimmt. Mit anderen Worten nimmt im gesamten Bereich von Pref < 0 der dritte Phasenverschiebungsbetrag θ3 mit Zunahme der Leistungsübertragungshöhe P2 kontinuierlich ab (Zunahme des Ausgangstastverhältnisses in negativer Richtung).
  • Andererseits erhöht der Steuerkreis 30 im Aufwärtsentladen-Betrieb den vierten Phasenverschiebungsbetrag θ4 mit Zunahme der Leistungsübertragungshöhe P2 (Zunahme des Ausgangs-Tastverhältnisses in negativer Richtung) vom Schaltpunkt aus. Auf diese Weise wird beim Aufwärtsentladen mit zunehmender Leistungsübertragungshöhe P2 (Zunahme des Ausgangstastverhältnisses in negativer Richtung) der dritte Phasenverschiebungsbetrag θ3 verringert, während der vierte Phasenverschiebungsbetrag θ4 erhöht wird.
  • Beispielsweise kann der Referenzphasenverschiebungsbetrag θr, der dem zweiten Referenzwert Pr2 entspricht, so voreingestellt werden, dass er der Leistungsübertragungshöhe P2 (Ausgangs-Tastverhältnis) entspricht, bei der der dritte Phasenverschiebungsbetrag θ3 und der vierte Phasenverschiebungsbetrag θ4 25 % der Schaltperiode Tsw betragen, in der gleichen Weise wie bei der ersten Leistungsübertragung.
  • Wenn die Leistungsübertragungshöhe P2 im Bereich von 0 ≤ P2 ≤ Pr2 liegt, verringert der Steuerkreis 30 den dritten Phasenverschiebungsbetrag θ3 vom Maximalbetrag auf den Referenz-Phasenverschiebungsbetrag θr (Tsw × 0,25) mit einer konstanten Steigung wie bei der ersten Leistungsübertragung. Andererseits, wenn die Leistungsübertragungshöhe P2 im Bereich von Pr2 ≤ P2 ≤ 2 × Pr2 liegt, verringert der Steuerkreis 30 den dritten Phasenverschiebungsbetrag θ3 vom Referenzphasenverschiebungsbetrag θr (25 % von Tsw) auf den Mindestwert bei der obigen Steigung und erhöht den vierten Phasenverschiebungsbetrag θ4 vom Referenzphasenverschiebungsbetrag θr (Tsw × 0,25) auf den Höchstwert bei derselben Steigung. Der Maximalwert und der Minimalwert werden gemeinsam mit der ersten Leistungsübertragung eingestellt.
  • Die linke Hälfte des unteren Diagramms in 14 zeigt Änderungen der dritten diagonalen EIN-Zeit t3, t3a und der vierten virtuellen diagonalen EIN-Zeit t4, t4a in Bezug auf solche Änderungen des dritten Phasenverschiebungsbetrags θ3 und des vierten Phasenverschiebungsbetrags θ4.
  • Wie oben beschrieben, ist die dritte diagonale EIN-Zeit t3, t3a ein Wert, der durch Subtraktion des dritten Phasenverschiebungsbetrags θ3 von der EIN-Periode des zweiten Referenzelements QB2 erhalten wird. In ähnlicher Weise ist die vierte virtuelle diagonale EIN-Zeit t4, t4a ein Wert, den man durch Subtraktion des vierten Phasenverschiebungsbetrags θ4 von der EIN-Periode des zweiten Referenzelements QB2 erhält. Daher hat in 14 das Verhalten der dritten diagonalen EIN-Zeit t3, t3a und der vierten virtuellen diagonalen EIN-Zeit t4, t4a eine umgedrehte Wellenform des Verhaltens des dritten Phasenverschiebungsbetrags θ3 und des vierten Phasenverschiebungsbetrags θ4.
  • In 14 entsprechen sowohl der erste Phasenverschiebungsbetrag θ1 zum Zeitpunkt der Aufladung als auch der vierte Phasenverschiebungsbetrag θ4 zum Zeitpunkt der Entladung dem Phasenverschiebungsbetrag des ersten Diagonalelements QO1 (zweites Schaltelement Q3B auf der negativen Elektrodenseite) und sind durch ähnliche durchgezogene Linien dargestellt.
  • Darüber hinaus entsprechen sowohl der zweite Phasenverschiebungsbetrag θ2 zum Zeitpunkt der Ladung als auch der dritte Phasenverschiebungsbetrag θ3 zum Zeitpunkt der Entladung dem Phasenverschiebungsbetrag des zweiten Diagonalelements QO2 (viertes Schaltelement Q2B auf der negativen Elektrodenseite) und werden durch ähnliche gestrichelte Linien dargestellt. In ähnlicher Weise werden die erste diagonale EIN-Zeit t1 und die vierte virtuelle diagonale EIN-Zeit t4 durch ähnliche durchgezogene Linien dargestellt, und die zweite virtuelle diagonale EIN-Zeit t2 und die dritte diagonale EIN-Zeit t3 werden durch ähnliche gestrichelte Linien dargestellt.
  • 21 ist ein Zeitdiagramm, das die Wellenformen der EIN/AUS-Treibersignale der Schaltelemente beim Abwärtsentladen des DC/DC-Wandlers 100 gemäß der ersten Ausführungsform darstellt.
  • Gemäß 21 ist im Abwärtsentladen-Betrieb, im Gegensatz zum Abwärtsladen (2), der zweite Wandler 20 die Leistungsabgabeseite und der erste Wandler 10 die Leistungsempfangsseite. Daher werden die dritten Schaltelemente Q1A und Q1B des zweiten Wandlers 20 in der gleichen Weise EIN/AUS geschaltet wie die ersten Schaltelemente Q4A und Q4B des ersten Wandlers 10 in 2 (Abwärtsentladen). In ähnlicher Weise werden die vierten Schaltelemente Q2A und Q2B des zweiten Wandlers 20 in der gleichen Weise EIN/AUS geschaltet wie die zweiten Schaltelemente Q3A und Q3B des ersten Wandlers 10 in 2 (Abwärtsentladen).
  • Darüber hinaus führt der erste Wandler 10 auf der Stromempfangsseite einen zweiarmigen AUS-Betrieb in der gleichen Weise wie der zweite Wandler 20 in 2 (Abwärtsentladen) durch. Das heißt, die ersten Schaltelemente Q4A und Q4B der ersten Brückenschaltung 41 und die zweiten Schaltelemente Q3A und Q3B der zweiten Brückenschaltung 42 werden im ausgeschalteten Zustand gehalten.
  • Damit kann auch beim Abwärtsentladen das Auftreten eines Strompfades im ersten Wandler 10 auf der Stromempfangsseite vermieden werden, ebenso wie im zweiten Wandler 20 in 17 und 18. Somit kann auch beim Abwärtsladen des DC/DC-Wandlers 100 gemäß der ersten Ausführungsform das Auftreten eines umlaufenden Strompfades zwischen dem ersten Wandler 10 und dem zweiten Wandler 20 durch den Transformator 3 wie im Patentdokument 1 unterdrückt werden. Dadurch können die Leitungsverluste durch den zirkulierenden Strompfad und die Schaltverluste im ersten Wandler 10 reduziert werden, wodurch der Wirkungsgrad der Leistungswandlung beim Abwärtsentladen mit einer kleinen Leistungsübertragungshöhe verbessert wird.
  • Als nächstes wird das Umschalten zwischen Abwärtsentladen und Aufwärtsentladen im DC/DC-Wandler 100 gemäß der ersten Ausführungsform beschrieben.
  • 22 ist ein Zeitdiagramm, das die Wellenformen der EIN/AUS-Treibersignale der Schaltelemente zum Zeitpunkt des Aufwärtsentladens zeigt, entsprechend 19 zum Zeitpunkt des Aufwärtsladens.
  • 22 zeigt ein Gatemuster, wenn der dritte Phasenverschiebungsbetrag θ3 vom Referenz-Phasenverschiebungsbetrag θr (θr = Tsw × 0,25) um Tsw × 0,05 abnimmt und umgekehrt der vierte Phasenverschiebungsbetrag θ4 vom Referenz-Phasenverschiebungsbetrag θr um Tsw × 0,05 zunimmt, in einem Bereich, in dem die Leistungsübertragungshöhe P2 > Pr2 ist und Aufwärtsentladen angewendet wird. Infolgedessen beträgt die Phasendifferenz zwischen dem dritten Phasenverschiebungsbetrag θ3 und dem vierten Phasenverschiebungsbetrag θ4 10 % der Schaltperiode Tsw und ist gleich der Kurzschlussverhinderungszeit td.
  • In den in 22 gezeigten EIN/AUS-Treibersignalen der Schaltelemente zum Zeitpunkt des Aufwärtsentladens werden die EIN/AUS-Treibersignale der ersten Schaltelemente Q4A und Q4B und die EIN/AUS-Treibersignale der dritten Schaltelemente Q1A und Q1B zum Zeitpunkt des in 19 gezeigten Aufwärtsladens durch einander ersetzt, und die EIN/AUS Treibersignale des zweiten Schaltelements Q3A und Q3B und die EIN/AUS Treibersignale des vierten Schaltelements Q2A und Q2B werden durch einander ersetzt.
  • Daher ist die Schaltung im Gatemuster in 22 ähnlich wie die Schaltung im Gatemuster in 19, wobei die Stromübertragungsrichtung umgekehrt ist. Das heißt, 22 zeigt ein Gatemuster im Aufwärtsentladen, bei dem die Leistungsübertragungshöhe P2 größer ist als der zweite Referenzwert Pr2. Die Phasendifferenz Δθ zwischen dem dritten Phasenverschiebungsbetrag θ3 und dem vierten Phasenverschiebungsbetrag θ4 ist jedoch gleich oder kleiner als die Kurzschlussverhinderungszeit td, und daher tritt der eigentliche Aufwärtswandlerbetrieb der ersten Drossel 14 nicht auf.
  • 23 ist ein Zeitdiagramm, das Wellenformen der Treibersignale der Schaltelemente zum Zeitpunkt des Aufwärtsentladens zeigt, entsprechend 20 zum Zeitpunkt des Aufwärtsladens.
  • 23 zeigt ein Gatemuster, wenn die Leistungsübertragungshöhe P2 größer ist als in 22, der dritte Phasenverschiebungsbetrag θ3 vom Referenzphasenverschiebungsbetrag θr (θr = Tsw × 0,25) um Tsw × 0,15 abnimmt und umgekehrt der vierte Phasenverschiebungsbetrag θ4 vom Referenzphasenverschiebungsbetrag θr um Tsw × 0,15 zunimmt. In diesem Moment beträgt die Phasendifferenz Δθ zwischen dem dritten Phasenverschiebungsbetrag θ3 und dem vierten Phasenverschiebungsbetrag θ4 30 % der Schaltperiode Tsw, dreimal so groß wie die Kurzschlussverhinderungszeit td.
  • In den in 23 gezeigten EIN/AUS-Treibersignalen der Schaltelemente zum Zeitpunkt des Aufwärtsentladens werden die EIN/AUS-Treibersignale der ersten Schaltelemente Q4A und Q4B und die EIN/AUS-Treibersignale der dritten Schaltelemente Q1A und Q1B zum Zeitpunkt des Aufwärtsladens, wie in 20 gezeigten Schaltelemente Q4A und Q4B und die EIN/AUS-Treibersignale der dritten Schaltelemente Q1A und Q1B zum Zeitpunkt des Aufwärtsladens in 20 werden durch einander ersetzt, und die EIN/AUS-Treibersignale der zweiten Schaltelemente Q3A und Q3B und die EIN/AUS-Treibersignale der vierten Schaltelemente Q2A und Q2B werden durch einander ersetzt.
  • Daher ist der Schaltkreisbetrieb im Gatemuster in 23 dem Schaltkreisbetrieb im Gatemuster in 20 ähnlich und hat die umgekehrte Leistungsübertragungsrichtung. Das heißt, in 23 nimmt die Phasendifferenz Δθ zwischen dem dritten Phasenverschiebungsbetrag θ3 und dem vierten Phasenverschiebungsbetrag θ4 in einem Ausmaß zu, das die Kurzschlussverhinderungszeit td überschreitet, und es kommt zum Aufwärtswandlerbetrieb der ersten Drossel 14. Auf diese Weise wird beim Aufwärtsentladen der Aufwärtswandlerbetrieb der ersten Drossel 14 tatsächlich in einem Zeitraum durchgeführt, der sich durch Subtraktion der Kurzschlussverhinderungszeit td von der Phasendifferenz Δθ zwischen dem dritten Phasenverschiebungsbetrag θ3 und dem vierten Phasenverschiebungsbetrag θ4 ergibt.
  • Daher ermöglicht die Einstellung des dritten Phasenverschiebungsbetrags θ3 und des vierten Phasenverschiebungsbetrags θ4 unter Berücksichtigung der Kurzschlussverhinderungszeit td in der gleichen Weise wie das oben beschriebene Abwärtsladen einen reibungslosen Wechsel von Abwärtsentladen zu Aufwärtsentladen und erleichtert die Steuerung des Übertragungsleistungsbetrags.
  • Insbesondere, wenn der Aufwärtswandlerbetrieb nicht betroffen ist, weil Δθ ≤ td, wird der dritte Phasenverschiebungsbetrag θ3 verwendet, um dem ersten Wandler 10 zu ermöglichen, einen zweiarmigen Abwärtsbetrieb durchzuführen. Wenn der erste Wandler 10 zu einem einarmigen AUS-Betrieb mit Aufwärtswandlerbetrieb übergeht, wird die Phasendifferenz Δθ mit der Kurzschlussverhinderungszeit td am Schaltpunkt P2 = Pr2 gleichgesetzt. Beispielsweise kann der vierte Phasenverschiebungsbetrag θ4 so eingestellt werden, dass die Phasendifferenz Δθ zum dritten Phasenverschiebungsbetrag θ3 (d. h. dem Referenzphasenverschiebungsbetrag θr) am Schaltpunkt der Kurzschlussverhinderungszeit td entspricht (entsprechend 20). Außerdem können der dritte Phasenverschiebungsbetrag θ3 und der vierte Phasenverschiebungsbetrag θ4 gegenüber den jeweiligen Werten am Schaltpunkt verringert oder erhöht werden, so dass die Phasendifferenz Δθ mit zunehmender Leistungsübertragungshöhe P2 gegenüber dem Schaltpunkt zunimmt. Dadurch, dass der erste Wandler 10 beim Aufwärtsentladen einen einarmigen AUS-Betrieb durchführen kann, wird ein reibungsloser Schaltbetrieb auch vom Abwärtsentladen zum Aufwärtsentladen ermöglicht und die Steuerung der Leistungsübertragungshöhe wird erleichtert.
  • Wie oben beschrieben, führen beim DC/DC-Wandler 100 gemäß der vorliegenden ersten Ausführungsform die leistungsempfangsseitigen Wandler des ersten Wandlers 10 und des zweiten Wandlers 20 einen zweiarmigen Ausschaltbetrieb im Abwärtswandlerbetrieb (Abwärtsladen und Abwärtsentladen) durch, wodurch das mit Bezug auf 15 und 16 beschriebene Auftreten von Umlaufstrom im ersten Wandler 10 und im zweiten Wandler 20 vermieden werden kann und Schaltverluste in den leistungsempfangsseitigen Wandlern unterdrückt werden können, wodurch der Leistungswandlungswirkungsgrad verbessert wird. Außerdem führen die empfangsseitigen Wandler des ersten Wandlers 10 und des zweiten Wandlers 20 im Aufwärtswandlerbetrieb (Aufwärtsladen und Aufwärtsentladen) einen einarmigen Abschaltbetrieb durch, wodurch das Umschalten von Abwärtswandlerbetrieb auf Aufwärtswandlerbetrieb geglättet werden kann.
  • Ausführungsform 2
  • Es wird nun ein DC/DC-Wandler gemäß einer zweiten Ausführungsform beschrieben. Der DC/DC-Wandler nach der zweiten Ausführungsform ähnelt dem der ersten Ausführungsform in Schaltungsaufbau und Grundsteuerung, unterscheidet sich aber von der ersten Ausführungsform in der Steuerung des Phasenverschiebungsbetrages in Abhängigkeit von der Leistungsübertragungshöhe. In der zweiten Ausführungsform wird eine Beschreibung von den Teilen, die denen der ersten Ausführungsform ähnlich sind, grundsätzlich nicht wiederholt.
  • 24 ist ein Diagramm zur Erläuterung der Steuerung des Phasenverschiebungsbetrags basierend auf der Leistungsübertragungshöhe im DC/DC-Wandler gemäß der zweiten Ausführungsform.
  • In 24 ist das obere Diagramm dasselbe wie in 14, während sich das mittlere Diagramm vom in 14 unterscheidet.
  • Zunächst wird der Fall der ersten Leistungsübertragung (Laden der Batterie PS2) detailliert beschrieben. Wie in der rechten Hälfte des mittleren Diagramms in 22 gezeigt, verringert der Steuerkreis 30 den ersten Phasenverschiebungsbetrag 01, wenn die Leistungsübertragungshöhe P1 (Ausgangs-Tastverhältnis) zunimmt, wenn die Leistungsübertragungshöhe P1 im Bereich von 0 bis zum ersten Referenzwert Pr1 (Pr1 > 0) liegt, mit anderen Worten, wenn das Ausgangs-Tastverhältnis im Bereich von 0 bis zum ersten Referenzwert Dr1 (Dr1 > 0) liegt. Darüber hinaus kann der zweite Phasenverschiebungsbetrag θ2 bei Bedarf virtuell so eingestellt werden, dass eine Änderung im gleichen Umfang wie im ersten Phasenverschiebungsbetrag 01 erfolgt. Wie oben beschrieben, kann zum Schaltpunkt P1 = Pr1 eine der Kurzschlussverhinderungszeit td entsprechende Phasendifferenz zwischen dem ersten Phasenverschiebungsbetrag θ1 und dem zweiten Phasenverschiebungsbetrag θ2 vorgesehen sein.
  • Wenn die Leistungsübertragungshöhe P1 (Ausgangs-Tastverhältnis) zwischen dem ersten Referenzwert Pr1 und dem dritten Referenzwert Pr3 (Pr3 > Pr1) liegt, verringert der Steuerkreis 30 den ersten Phasenverschiebungsbetrag θ1 und erhöht den zweiten Phasenverschiebungsbetrag θ2 in Bezug auf den ersten Phasenverschiebungsbetrag θ1 und den zweiten Phasenverschiebungsbetrag θ2 (Referenz-Phasenverschiebungsbetrag θr), wobei P1 = Pr1 ist, wenn die Leistungsübertragungshöhe P1 (Ausgangs-Tastverhältnis) zunimmt.
  • Wenn die Leistungsübertragungshöhe P1 (Ausgangstastverhältnis) größer ist als der dritte Referenzwert Pr3 (Pr3 > Pr1), erhöht der Steuerkreis 30 den zweiten Phasenverschiebungsbetrag θ2 in Bezug auf den zweiten Phasenverschiebungsbetrag θ2, wenn P1 = Pr3, wenn die Leistungsübertragungshöhe P1 (Ausgangstastverhältnis) zunimmt. Andererseits behält der Steuerkreis 30 im Bereich von P1 ≥ Pr3 den ersten Phasenverschiebungsbetrag θ1 bei, wenn P1 = Pr3.
  • Auch beim DC/DC-Wandler nach der zweiten Ausführungsform ist in gleicher Weise wie bei der ersten Ausführungsform der Bereich, in dem die Leistungsübertragungshöhe P1 zwischen 0 und dem ersten Referenzwert Pr1 liegt, ein Bereich, in dem Abwärtsladen durchgeführt wird, und der Bereich, in dem die Leistungsübertragungshöhe P1 größer als der erste Referenzwert Pr1 ist, ein Bereich, in dem Aufwärtsladen durchgeführt wird.
  • In der zweiten Ausführungsform wird der Referenz-Phasenverschiebungsbetrag θr, der dem ersten Phasenverschiebungsbetrag θ1 entspricht, wenn P1 = Pr1 ist, auf einen kleineren Wert als in der ersten Ausführungsform voreingestellt (z.B. 20% der Schaltperiode Tsw). Darüber hinaus wird der dritte Referenzwert Pr3 auf einen Wert eingestellt, der der Leistungsübertragungshöhe P1 (Ausgangs-Tastverhältnis) entspricht, wenn der erste Phasenverschiebungsbetrag θ1 5 % der Schaltperiode Tsw beträgt.
  • Wenn die Leistungsübertragungshöhe P1 (Ausgangs-Tastverhältnis) zwischen 0 und dem ersten Referenzwert Pr1 liegt, verringert der Steuerkreis 30 den ersten Phasenverschiebungsbetrag θ1 vom Maximalwert (z. B. Tsw × 0,45 gleich der ersten Ausführungsform) mit konstanter Steigung auf den Referenz-Phasenverschiebungsbetrag θr (z. B. Tsw × 0,2). Darüber hinaus wird der virtuell eingestellte zweite Phasenverschiebungsbetrag θ2 gegebenenfalls um den gleichen Betrag wie der erste Phasenverschiebungsbetrag θ1 verringert.
  • Wenn die Leistungsübertragungshöhe P1 (Ausgangstastverhältnis) zwischen dem ersten Referenzwert Pr1 und dem dritten Referenzwert Pr3 liegt, verringert der Steuerkreis 30 den ersten Phasenverschiebungsbetrag θ1 vom ersten Phasenverschiebungsbetrag θ1 bei P1 = Pr1 auf den Minimalwert (z. B. Tsw × 0,05 in Verbindung mit der ersten Ausführungsform) mit der gleichen konstanten Steigung wie oben. Andererseits wird der zweite Phasenverschiebungsbetrag θ2 vom zweiten Phasenverschiebungsbetrag θ2 bei P1 = Pr1 mit der gleichen Steigung wie oben erhöht. Wenn die Leistungsübertragungshöhe P1 (Ausgangstastverhältnis) zwischen dem dritten Referenzwert Pr3 und dem doppelten Wert des ersten Referenzwertes Pr1 liegt, legt der Steuerkreis 30 den ersten Phasenverschiebungsbetrag θ1 auf den Mindestwert fest und erhöht den zweiten Phasenverschiebungsbetrag θ2 kontinuierlich bis zum Höchstwert, wobei die gleiche Steigung beibehalten wird.
  • Wie in der rechten Hälfte des unteren Diagramms in 24 gezeigt, haben die erste diagonale EIN-Zeit t1, t1a und die zweite virtuelle diagonale EIN-Zeit t2, t2a eine umgekehrte Form des ersten Phasenverschiebungsbetrags θ1 und des zweiten Phasenverschiebungsbetrags θ2.
  • Als nächstes wird der Fall der zweiten Leistungsübertragung (Entladung der Batterie PS2) im Detail beschrieben. Wie in der linken Hälfte des mittleren Diagramms in 24 gezeigt, verringert der Steuerkreis 30 den dritten Phasenverschiebungsbetrag θ3, wenn die Leistungsübertragungshöhe P2 zunimmt (das Ausgangstastverhältnis nimmt in negativer Richtung zu), wenn die Leistungsübertragungshöhe P2 zwischen 0 und dem zweiten Referenzwert Pr2 (Pr2 > 0) liegt, mit anderen Worten, das Ausgangstastverhältnis liegt zwischen 0 und dem zweiten Referenzwert Dr2 (Dr2 < 0). Des Weiteren kann der vierte Phasenverschiebungsbetrag θ4 bei Bedarf virtuell so eingestellt werden, dass eine Änderung im gleichen Umfang wie beim dritten Phasenverschiebungsbetrag θ3 erfolgt. Wie oben beschrieben, kann am Schaltpunkt P2 = Pr2 eine der Kurzschlussverhinderungszeit td entsprechende Phasendifferenz zwischen dem dritten Phasenverschiebungsbetrag θ3 und dem vierten Phasenverschiebungsbetrag θ4 vorgesehen werden.
  • Wenn die Leistungsübertragungshöhe P2 zwischen dem zweiten Referenzwert Pr2 und dem vierten Referenzwert Pr4 liegt (Pr4 > Pr2), verringert der Steuerkreis 30 den dritten Phasenverschiebungsbetrag θ3 und vergrößert den vierten Phasenverschiebungsbetrag θ4 in Bezug auf den dritten Phasenverschiebungsbetrag θ3 und den vierten Phasenverschiebungsbetrag θ4, wobei P2 = Pr2, wenn die Leistungsübertragungshöhe P2 zunimmt (das Ausgangstastverhältnis nimmt in negativer Richtung zu).
  • Wenn die Leistungsübertragungshöhe P2 größer ist als der vierte Referenzwert Pr4 (Pr4 > Pr2), das heißt, wenn das Ausgangs-Tastverhältnis größer ist als der zweite Referenzwert Dr2 in der negativen Richtung, erhöht der Steuerkreis 30 den vierten Phasenverschiebungsbetrag θ4 in Bezug auf den vierten Phasenverschiebungsbetrag θ4, wenn P2 = Pr4, mit Zunahme der Leistungsübertragungshöhe P2 (Zunahme des Ausgangs-Tastverhältnisses in der negativen Richtung). Andererseits behält der Steuerkreis 30 im Bereich von P2 ≥ Pr4 den dritten Phasenverschiebungsbetrag θ3 bei, wenn P2 = Pr4 ist.
  • Auch beim DC/DC-Wandler gemäß der zweiten Ausführungsform ist in gleicher Weise wie bei der ersten Ausführungsform der Bereich, in dem die Leistungsübertragungshöhe P2 von 0 bis zum zweiten Referenzwert Pr2 reicht, ein Bereich, in dem Abwärtsentladen durchgeführt wird, und der Bereich, in dem die Leistungsübertragungshöhe P2 größer als der zweite Referenzwert Pr2 ist, ein Bereich, in dem Aufwärtsentladen durchgeführt wird.
  • In der zweiten Ausführungsform wird der Referenz-Phasenverschiebungsbetrag θr, der dem dritten Phasenverschiebungsbetrag θ3 entspricht, wenn P2 = Pr2 ist, auf einen für den Ladebetrieb üblichen Wert voreingestellt. Darüber hinaus wird der vierte Referenzwert Pr4 auf einen Wert eingestellt, der der Leistungsübertragungshöhe P2
    (Ausgangs-Tastverhältnis) entspricht, wenn der erste Phasenverschiebungsbetrag θ3 5% der Schaltperiode Tsw beträgt.
  • Wenn die Leistungsübertragungshöhe P2 zwischen 0 und dem zweiten Referenzwert Pr2 liegt, verringert der Steuerkreis 30 den dritten Phasenverschiebungsbetrag θ3 vom Maximalwert auf den Referenzphasenverschiebungsbetrag θr (z. B. Tsw × 0,2) mit einer konstanten Steigung.
  • Wenn die Leistungsübertragungshöhe P2 zwischen dem zweiten Referenzwert Pr2 und dem vierten Referenzwert Pr4 liegt, verringert der Steuerkreis 30 den dritten Phasenverschiebungsbetrag θ3 vom Referenzphasenverschiebungsbetrag θr (Tsw × 0,2) auf den Minimalwert mit der gleichen konstanten Steigung wie oben. Andererseits wird der vierte Phasenverschiebungsbetrag θ4 vom vierten Phasenverschiebungsbetrag θ4 bei P2 = Pr1 mit der gleichen Steigung wie oben erhöht. Wenn die Leistungsübertragungshöhe P1 (Ausgangstastverhältnis) zwischen dem vierten Referenzwert Pr4 und dem doppelten Wert des zweiten Referenzwertes Pr2 liegt, legt der Steuerkreis 30 den dritten Phasenverschiebungsbetrag θ3 auf den Minimalwert fest und erhöht den vierten Phasenverschiebungsbetrag θ4 kontinuierlich bis zum Maximalwert unter Beibehaltung der gleichen Steigung.
  • Wie in der linken Hälfte des unteren Diagramms in 24 gezeigt, haben die dritte diagonale EIN-Zeit t3, t3a und die vierte virtuelle diagonale EIN-Zeit t4, t4a eine umgekehrte Form des dritten Phasenverschiebungsbetrags θ3 und des vierten Phasenverschiebungsbetrags θ4.
  • Bei dem DC/DC-Wandler gemäß der zweiten Ausführungsform ist im Vergleich zur ersten Ausführungsform der Bereich des Abwärtsladens bzw. Abwärtsentladens (der Bereich der Leistungsübertragungshöhe P1, P2 bzw. des Ausgangstastverhältnisses) erweitert. Dadurch kann der in der ersten Ausführungsform beschriebene Effekt der Verbesserung des Leistungswandlungswirkungsgrades zum Zeitpunkt des Abwärtswandlerbetriebs erhöht werden.
  • In 14 und 24 wurde ein einfaches Beispiel beschrieben, bei dem das Ausgangstastverhältnis in ein proportionales Verhältnis zu den Sollwerten der Leistungsübertragungshöhen P1 und P2 gesetzt wird. Das Ausgangs-Tastverhältnis kann jedoch durch Rückführung der erfassten Strom- und Spannungswerte in der gleichen Weise wie in Patentdokument 1 berechnet werden.
  • 25 ist ein Blockdiagramm zur Erläuterung einer ersten Modifikation der Berechnung des Ausgangs-Tastverhältnisses durch den Steuerkreis 30.
  • Wie in 25 gezeigt, beinhaltet der Steuerkreis 30 einen Subtrahierer 31 und einen Steuerrechner 32. Der Subtrahierer 31 subtrahiert einen Stromerfassungswert i der Batterie PS2 von einem Stromsollwert i* der Batterie PS2, um eine Stromabweichung Δi zu berechnen. Der Stromsollwert i* kann in Abhängigkeit von der Leistungsübertragungshöhe P1 oder P2 zwischen der ersten DC-Stromquelle PS1 und der zweiten DC-Stromquelle PS2 eingestellt werden. Der Stromsollwert i* wird zum Zeitpunkt des Ladens der Batterie PS2 (erste Leistungsübertragung) auf einen negativen Wert (i* < 0) und zum Zeitpunkt des Entladens (zweite Leistungsübertragung) auf einen positiven Wert (i* > 0) eingestellt.
  • Der Steuerrechner 32 berechnet ein Ausgangstastverhältnis durch Proportional-Integral (PI)-Regelung der Stromabweichung Δi. Auf diese Weise kann eine Rückkopplungsregelung zur Änderung des Ausgangstastverhältnisses durchgeführt werden, so dass sich der Lade-/Entladestrom (Strom i) beim Laden (erste Leistungsübertragung) oder Entladen (zweite Leistungsübertragung) der Batterie PS2 dem Stromsollwert i* annähert.
  • 26 ist ein Blockdiagramm zur Erläuterung einer zweiten Modifikation der Berechnung des Ausgangstastverhältnisses durch den Steuerkreis 30.
  • Wie in 26 gezeigt, beinhaltet der Steuerkreis 30 die Subtrahierer 33 und 35 sowie die Steuerrechner 34 und 36. Der Subtrahierer 33 subtrahiert einen Spannungserfassungswert v der Gleichstromquelle PS1 von einem Spannungssollwert v* der Gleichstromquelle PS1, um eine Spannungsabweichung Δv zu berechnen. Der Spannungssollwert v* kann in Abhängigkeit von der Leistungsübertragungshöhe P1 oder P2 eingestellt werden.
  • Der Steuerrechner 34 berechnet einen Stromsollwert i* der Batterie PS2 durch eine Proportional-Integral-Regelung (PI) der Spannungsabweichung Δv. Des Weiteren subtrahiert der Subtrahierer 35 den Stromerkennungswert i der Batterie PS2 vom Stromsollwert i* des Steuerrechners 34, um eine Stromabweichung Δi zu berechnen. Der Steuerrechner 36 berechnet ein Ausgangs-Tastverhältnis durch Proportional-Integral (PI)-Regelung der Stromabweichung Δi.
  • Auf diese Weise kann eine Rückkopplungsregelung zur Änderung des Ausgangstastverhältnisses so durchgeführt werden, dass sich die Ausgangsspannung v der Gleichstromquelle PS1 dem auf der Grundlage von P2 P1 und P2 eingestellten Spannungssollwert v* nähert. Alternativ kann das Ausgangs-Tastverhältnis direkt durch eine Proportional-Integral (PI)-Regelungsberechnung für die Spannungsabweichung Δv berechnet werden.
  • In der vorliegenden Ausführungsform kann das Ausgangs-Tastverhältnis als Zwischengröße nach einer beliebigen Berechnungsformel berechnet werden, solange das Ziel der Regelung der Leistungsübertragungshöhe durch die erste Leistungsübertragung oder die zweite Leistungsübertragung erfüllt ist.
  • Ausführungsform 3
  • In einer dritten Ausführungsform wird ein Ausführungsbeispiel eines Leistungswandlers mit einer Vielzahl von DC/DC-Wandlern in der ersten Ausführungsform oder der zweiten Ausführungsform beschrieben.
  • 27 ist ein Blockdiagramm, das ein erstes Konfigurationsbeispiel des Leistungswandlers gemäß der dritten Ausführungsform zeigt.
  • Gemäß 27 beinhaltet ein Leistungswandler 110 gemäß dem ersten Beispiel der dritten Ausführungsform die parallel geschalteten DC/DC-Wandler 101 und 102. In der dritten Ausführungsform ist jeder der DC/DC-Wandler 101 und 102 mit dem DC/DC-Wandler 100 gemäß der ersten oder zweiten Ausführungsform konfiguriert.
  • Im Leistungswandler 110 sind in den parallel geschalteten DC/DC-Wandlern 101 und 102 die ersten positiven Elektrodenleitungen 11 (1) gemeinsam an einen Stromversorgungsanschluss N11 und die ersten negativen Elektrodenleitungen 12 (1) gemeinsam an einen Stromversorgungsanschluss N12 angeschlossen. Der Stromversorgungsanschluss N11 ist elektrisch mit der positiven Elektrode der ersten DC-Stromquelle PS1 verbunden, und der Stromversorgungsanschluss N12 ist elektrisch mit der negativen Elektrode der ersten DC-Stromquelle PS1 verbunden.
  • In ähnlicher Weise sind in den parallel geschalteten DC/DC-Wandlern 101 und 102 die zweite positive Elektrodenleitung 21 (1) gemeinsam mit einem Stromversorgungsanschluss N21 und die zweite negative Elektrodenleitung 22 (1) gemeinsam mit einem Stromversorgungsanschluss N22 verbunden. Der Stromversorgungsanschluss N21 ist elektrisch mit der positiven Elektrode der zweiten DC-Stromquelle PS2 verbunden, und der Stromversorgungsanschluss N22 ist elektrisch mit der negativen Elektrode der ersten DC-Stromquelle PS1 verbunden.
  • Im Leistungswandler 110 des ersten Konfigurationsbeispiels kann die Leistung bidirektional zwischen der ersten DC-Stromquelle PS1 und der zweiten DC-Stromquelle PS2 unter Verwendung der parallel geschalteten DC/DC-Wandler 101 und 102 (100) übertragen werden. Diese Konfiguration erleichtert die Anwendung bei Übertragungen hoher Leistungen.
  • 28 ist ein Blockdiagramm, das ein zweites Konfigurationsbeispiel des Leistungswandlers gemäß der dritten Ausführungsform zeigt.
  • Wie in 28 gezeigt, beinhaltet ein Leistungswandler 120 gemäß dem zweiten Beispiel der dritten Ausführungsform DC/DC-Wandler 101 und 102, die primär parallel und sekundär in Reihe geschaltet sind. Der Stromversorgungsanschluss N21 ist elektrisch mit der positiven Elektrode der zweiten DC-Stromquelle PS2 verbunden, und der Stromversorgungsanschluss N22 ist elektrisch mit der negativen Elektrode der ersten DC-Stromquelle PS1 verbunden.
  • Erste positive Elektrodenleitungen 11 (1) der DC/DC-Wandler 101 und 102 sind gemeinsam mit dem Stromversorgungsanschluss N11 verbunden, und erste negative Elektrodenleitungen 12 (1) sind gemeinsam mit dem Stromversorgungsanschluss N12 verbunden. Das heißt, die DC/DC-Wandler 101 und 102 sind auf der Seite der ersten DC-Stromquelle parallel geschaltet.
  • Andererseits ist die zweite positive Elektrodenleitung 21 des DC/DC-Wandlers 101 an den Stromversorgungsanschluss N21 angeschlossen, der elektrisch mit der positiven Elektrode der zweiten DC-Stromquelle PS2 verbunden ist. Die zweite negative Elektrodenleitung 22 des DC/DC-Wandlers 102 ist an den Stromversorgungsanschluss N22 angeschlossen, der elektrisch mit der positiven Elektrode der zweiten DC-Stromquelle PS2 verbunden ist. Außerdem ist die zweite positive Elektrodenleitung 21 des DC/DC-Wandlers 102 mit der zweiten negativen Elektrodenleitung 22 des DC/DC-Wandlers 101 verbunden. Das heißt, die DC/DC-Wandler 101 und 102 sind auf der zweiten DC-Stromquellenseite in Reihe geschaltet.
  • Im Leistungswandler 110 des zweiten Konfigurationsbeispiels kann die Leistung bidirektional zwischen der ersten DC-Stromquelle PS1 und der zweiten DC-Stromquelle PS2 übertragen werden, wobei die DC/DC-Wandler 101 und 102 (100) in Reihe parallel geschaltet sind. Diese Konfiguration erleichtert die Anwendung zur Leistungsübertragung zwischen Gleichstromquellen mit unterschiedlichen Spannungen. In der Konfiguration in 28 können die Anschlüsse durcheinander ersetzt werden, so dass die Seiten der ersten DC-Stromquelle in Reihe und die Seiten der zweiten DC-Stromquelle parallel geschaltet sind.
  • 29 ist ein Blockdiagramm, das ein drittes Konfigurationsbeispiel des Leistungswandlers gemäß der dritten Ausführungsform zeigt.
  • Wie in 29 gezeigt, beinhaltet ein Leistungswandler 130 gemäß dem dritten Beispiel der dritten Ausführungsform die DC/DC-Wandler 101 und 102.
  • Im Leistungswandler 130 ist im DC/DC-Wandler 101 die erste positive Elektrodenleitung 11 (1) mit einem Stromversorgungsanschluss N11a verbunden, und die erste negative Elektrodenleitung 12 (1) ist mit einem Stromversorgungsanschluss N12a verbunden. Im DC/DC-Wandler 102 ist die erste positive Elektrodenleitung 11 (1) mit einem Stromversorgungsanschluss N11b und die erste negative Elektrodenleitung 12 (1) mit einem Stromversorgungsanschluss N12b verbunden. Separate erste DC-Stromquellen PS1 sind an die Stromversorgungsanschlüsse N11a und N11b und an die Stromversorgungsanschlüsse N12a und N12b angeschlossen.
  • Andererseits sind die zweiten positiven Elektrodenleitungen 21 (1) der DC/DC-Wandler 101 und 102 mit dem Stromversorgungsanschluss N21 verbunden, der elektrisch mit der positiven Elektrode der zweiten DC-Stromquelle PS2 verbunden ist. Ebenso sind die zweiten negativen Elektrodenleitungen 22 (1) der DC/DC-Wandler 101 und 102 mit dem Stromversorgungsanschluss N22 verbunden, der elektrisch mit der negativen Elektrode der zweiten DC-Stromquelle PS2 verbunden ist.
  • Im Leistungswandler 110 des dritten Ausführungsbeispiels kann die Leistung bidirektional zwischen den ersten DC-Stromquellen PS1 und der zweiten DC-Stromquelle PS2, die in ihrer Anzahl unterschiedlich sind, übertragen werden. In der Konfiguration von 29 kann die jeweilige Anzahl der ersten DC-Stromquellen PS1 und der zweiten DC-Stromquellen PS2, zwischen denen die Leistungsübertragung erfolgt, beliebig eingestellt werden.
  • In der dritten Ausführungsform kann der Steuerkreis 30 der DC/DC-Wandler 101 und 102 gemeinsam mit einer Steuerung konfiguriert werden, oder es können separate Steuerungen individuell für den DC/DC-Wandler 100 angeordnet werden und eine Kommunikation zwischen den Steuerungen erfolgen, um die Treibersteuerung durchzuführen.
  • In dem Leistungswandler gemäß der dritten Ausführungsform sind mehrere DC/DC-Wandler 100 gemäß der ersten oder zweiten Ausführungsform angeordnet und parallel oder in Reihe mit einer oder mehreren ersten DC-Stromquelle(n) PS1 und zweiten DC-Stromquelle(n) PS2 verbunden. Insbesondere kann durch Ausnutzung der Verbesserung des Leistungswandlungswirkungsgrades in einem Bereich mit einer kleinen Leistungsübertragungshöhe im DC/DC-Wandler 100 der stetige Leistungswandlungswirkungsgrad im Leistungswandler 110 bis 130 insgesamt verbessert werden, indem eine Steuerung wie die Anpassung der Belastung der Leistungsübertragungshöhe unter einer Vielzahl von DC/DC-Wandlern 100 oder die Unterbrechung des Leistungsübertragungsbetriebs in einigen DC/DC-Wandlern 100 angewendet wird.
  • Andere Ausführungsformen
  • Schließlich werden weitere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beschrieben. Die Konfigurationen der im Folgenden beschriebenen Ausführungsformen müssen nicht notwendigerweise einzeln angewandt werden, sondern können auch in Kombination mit einer Konfiguration einer anderen Ausführungsform angewandt werden, solange es keine Diskrepanz gibt.
    1. (1) In den vorstehenden Ausführungsformen ist das erste Schaltelement Q4A auf der positiven Elektrodenseite der ersten Brückenschaltung 41 als „erstes Referenzelement QB1“, das zweite Schaltelement Q3B auf der negativen Elektrodenseite der zweiten Brückenschaltung 42 als „erstes Diagonalelement QO1“ definiert, das dritte Schaltelement Q1A auf der positiven Elektrodenseite der dritten Brückenschaltung 43 wird als „zweites Referenzelement QB2“ definiert, und das vierte Schaltelement Q2B auf der negativen Elektrodenseite der vierten Brückenschaltung 44 wird als „zweites Diagonalelement QO2“ definiert, als ein typisches Beispiel.
  • Die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind jedoch nicht darauf beschränkt. Zum Beispiel kann das erste Schaltelement Q4B auf der negativen Elektrodenseite der ersten Brückenschaltung 41 als „erstes Referenzelement QB1“, das zweite Schaltelement Q3A auf der positiven Elektrodenseite der zweiten Brückenschaltung 42 als „erstes Diagonalelement QO1“, das dritte Schaltelement Q1B auf der negativen Elektrodenseite der dritten Brückenschaltung 43 als „zweites Referenzelement QB2“ und das vierte Schaltelement Q2A auf der positiven Elektrodenseite der vierten Brückenschaltung 44 als „zweites Diagonalelement QO2“ bezeichnet werden.
    • (2) In den vorstehenden Ausführungsformen ist im ersten Wandler 10 in 1 die Brückenschaltung auf der linken Seite die erste Brückenschaltung 41, in der das erste Referenzelement QB1 genommen wird, und die Brückenschaltung auf der rechten Seite die zweite Brückenschaltung 42, in der das erste Diagonalelement QO1 genommen wird, und im zweiten Wandler 20 in 1 ist die Brückenschaltung auf der rechten Seite die dritte Brückenschaltung 43, in der das zweite Referenzelement QB2 genommen wird, und die Brückenschaltung auf der linken Seite ist die vierte Brückenschaltung 44, in der das zweite Diagonalelement QO2 genommen wird, ein typisches Beispiel.
  • Die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind jedoch nicht darauf beschränkt. Beispielsweise kann im ersten Wandler 10 in 1 die Brückenschaltung auf der rechten Seite die erste Brückenschaltung 41 sein, in der das erste Referenzelement QB1 genommen wird, und die Brückenschaltung auf der linken Seite kann die zweite Brückenschaltung 42 sein, in der das erste Diagonalelement QO1 genommen wird, und im zweiten Wandler 20 in 1 kann die Brückenschaltung auf der linken Seite die dritte Brückenschaltung 43 sein, in der das zweite Referenzelement QB2 genommen wird, und die Brückenschaltung auf der rechten Seite kann die vierte Brückenschaltung 44 sein, in der das zweite Diagonalelement QO2 genommen wird.
    • (3) In den vorgenannten Ausführungsformen ist die zweite DC-Stromquelle PS2 beispielhaft eine Batterie. Die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind jedoch nicht darauf beschränkt. Das heißt, jede der ersten DC-Stromquelle PS1 und der zweiten DC-Stromquelle PS2 kann mit einer beliebigen DC-Stromquelle konfiguriert werden. Die Gleichstromquelle kann mit einer Batterie, wie oben beschrieben, oder einem Energiespeicherelement, wie z. B. einem Kondensator mit großer Kapazität, einer Stromversorgungseinrichtung, die Wechselstrom aus einer Wechselstromquelle, wie z. B. einem kommerziellen System, in Gleichstrom umwandelt, einer rotierenden Maschine (Gleichstrommotor), die die Funktionen eines Stromgenerators und eines Elektromotors in Kombination hat, oder einer Einheit, die die rotierende Maschine (Wechselstrommotor) und einen Wechselrichter (AC/DC-Wandler) in Kombination hat, konfiguriert werden.
    • (4) In den vorstehenden Ausführungsformen ist in den Diagrammen wie 2, die die zeitlichen Wellenformen von Treibersignalen der Schaltelemente veranschaulichen, die Schaltperiode Tsw in zehn Perioden, nämlich die Perioden A bis J, unterteilt und in jeder der Perioden A bis J wird beispielhaft ein Gatemuster eingesetzt, das ein Kombinationsmuster der ein- oder ausgeschalteten Treibersignale der Schaltelemente ist. Die Kurzschlussverhinderungszeit td entspricht einer Periode, die sich aus zehn gleichen Teilen der Schaltperiode zusammensetzt, als typisches Beispiel.
  • Die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind jedoch nicht darauf beschränkt, und die Schaltperiode Tsw kann in eine beliebige Anzahl von Teilen unterteilt werden. Alternativ dazu ist die Schaltperiode Tsw nicht notwendigerweise in eine Vielzahl von Perioden unterteilt, und die Phasenverschiebungsbeträge θ1 bis θ4 können kontinuierlich geändert werden. Die Kurzschlussverhinderungszeit td kann auf eine beliebige Zeitlänge in einem Bereich eingestellt werden, der einen gleichzeitigen Einschaltzustand der positiv-elektrodenseitigen Schaltelemente und der negativ-elektrodenseitigen Schaltelemente vermeiden kann.
    • (5) In der ersten Ausführungsform ist der erste Referenzwert Pr1 so voreingestellt, dass er der ersten Leistungsübertragungshöhe P1 entspricht, wenn der erste Phasenverschiebungsbetrag θ1 und der zweite Phasenverschiebungsbetrag θ2 25 % der Schaltperiode Tsw betragen, und der zweite Referenzwert Pr2 ist so voreingestellt, dass er der zweiten Leistungsübertragungshöhe P2 entspricht, wenn der dritte Phasenverschiebungsbetrag θ3 und der vierte Phasenverschiebungsbetrag θ4 25 % der Schaltperiode Tsw betragen, um ein Beispiel zu geben.
  • In der zweiten Ausführungsform wird der erste Referenzwert Pr1 so voreingestellt, dass er der ersten Leistungsübertragungshöhe P1 entspricht, wenn der erste Phasenverschiebungsbetrag θ1 und der zweite Phasenverschiebungsbetrag θ2 ein voreingestellter Wert kleiner als 25% der Schaltperiode Tsw sind, und der zweite Referenzwert Pr2 wird so voreingestellt, dass er der zweiten Leistungsübertragungshöhe P2 entspricht, wenn der dritte Phasenverschiebungsbetrag θ3 und der vierte Phasenverschiebungsbetrag θ4 ein voreingestellter Wert kleiner als 25% der Schaltperiode Tsw sind, als ein typisches Beispiel. Die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind j edoch nicht darauf beschränkt. Das heißt, der erste Referenzwert Pr1 kann so eingestellt werden, dass er der ersten Leistungsübertragungshöhe P1 entspricht, wenn der erste Phasenverschiebungsbetrag θ1 und der zweite Phasenverschiebungsbetrag θ2 ein beliebiges vorbestimmtes α (%) von 0 % bis 50 % der Schaltperiode Tsw sind. In ähnlicher Weise kann der zweite Referenzwert Pr2 so eingestellt werden, dass er der zweiten Leistungsübertragungshöhe P2 entspricht, wenn der dritte Phasenverschiebungsbetrag θ3 und der vierte Phasenverschiebungsbetrag θ4 ein beliebiges vorgegebenes β (%) von 0 % bis 50 % der Schaltperiode Tsw sind. Darüber hinaus können α und β für den ersten Referenzwert Pr1 und den zweiten Referenzwert Pr2 denselben Wert haben oder unterschiedliche Werte sein.
    • (6) In den vorstehenden Ausführungsformen nehmen die ersten bis vierten Phasenverschiebungsbeträge θ1 bis θ4 mit der gleichen Steigung zu oder ab, und zwar in Bezug auf die Zunahme oder Abnahme der Leistungsübertragungshöhe (Ausgangstastverhältnis), als typisches Beispiel. Die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind jedoch nicht darauf beschränkt. Das heißt, die Steigung, mit der sich jeder der ersten bis vierten Phasenverschiebungsbeträge θ1 bis θ4 in Bezug auf eine Änderung der Leistungsübertragungshöhe (Ausgangstastverhältnis) ändert, kann in Übereinstimmung mit einem Bereich der Leistungsübertragungshöhe (Ausgangstastverhältnis) variieren. Im Aufwärtsladen können der erste Phasenverschiebungsbetrag θ1 und der zweite Phasenverschiebungsbetrag θ2 mit unterschiedlichen Steigungen zunehmen oder abnehmen. In ähnlicher Weise können beim Aufwärtsentladen der dritte Phasenverschiebungsbetrag θ3 und der vierte Phasenverschiebungsbetrag θ4 mit unterschiedlichen Steigungen zu- oder abnehmen.
  • Es sollte beachtet werden, dass für eine Vielzahl der oben beschriebenen Ausführungsformen alle Kombinationen, die nicht in der Beschreibung erwähnt werden, sowie alle geeigneten Kombinationen der in den Ausführungsformen beschriebenen Konfigurationen in einem Bereich, der keine Unstimmigkeiten oder Widersprüche verursacht, zum Zeitpunkt der Anmeldung zunächst vorgesehen sind.
  • Die hier beschriebenen Ausführungsformen sind als illustrativ und nicht als in irgendeiner Hinsicht einschränkend zu verstehen.
  • Bezugszeichenliste
    • 3
    Transformator
    3a
    erste Wicklung
    3b
    zweite Wicklung
    10
    erster Wandler
    11
    erster positiver Elektrodenleitung
    12
    erster negativer Elektrodenleitung
    13
    erster Glättungskondensator
    14
    erste Drossel
    20
    zweiter Wandler
    21
    zweiter positiver Elektrodenleitung
    22
    zweiter negativer Elektrodenleitung
    23
    zweiter Glättungskondensator
    24
    zweite Drossel
    25
    Drossel (Stromerkennung)
    30
    Steuerkreis
    31, 33, 35
    Subtrahierer
    31a, 31b
    Treibersignal
    32, 34, 36
    Steuerrechner
    41
    erste Brückenschaltung
    42
    zweite Brückenschaltung
    43
    dritte Brückenschaltung
    44
    vierte Brückenschaltung
    51
    antiparallele Diode
    52
    Parallelkondensator
    100 - 102
    DC/DC-Wandler
    110, 120, 130
    Leistungswandler
    Dr1
    erster Referenzwert (Ausgang Tastverhältnis)
    Dr2
    zweiter Referenzwert (Ausgang Tastverhältnis)
    N11, N11a, N11b, N12, N12a, N12b, N21, N22
    Stromversorgungsanschluss
    P1
    erste Leistungsübertragungshöhe
    P2
    zweite Leistungsübertragungshöhe
    PS1
    erste DC-Stromquelle
    PS2
    zweite DC-Stromquelle (Batterie)
    Pr1
    erster Referenzwert (Leistungsübertragungshöhe)
    Pr2
    zweiter Referenzwert (Leistungsübertragungshöhe)
    Pr3
    dritter Referenzwert (Leistungsübertragungshöhe)
    Pr4
    vierter Referenzwert (Leistungsübertragungshöhe)
    Pref
    Leistungsübertragungs-Sollwert
    Q1A - Q4A; Q1B - A4B
    Halbleiter-Schaltelement
    QB1
    erstes Referenzelement
    QB2
    zweites Referenzelement
    QO1
    erstes Diagonalelement
    QO2
    zweites Diagonalelement
    Tsw
    Schaltperiode
    tla, t1
    erste Diagonale EIN-Zeit
    t2, t2a
    zweite virtuelle Diagonale EIN-Zeit
    t3a, t3
    dritte Diagonale EIN-Zeit
    t4a, t4
    vierte virtuelle Diagonale EIN-Zeit
    td
    Kurzschlussverhinderungszeit
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
  • Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
  • Zitierte Patentliteratur
    • WO 2018/016106 [0002, 0005]

Claims (10)

  1. DC/DC-Wandler, der eine bidirektionale Leistungsübertragung zwischen einer ersten DC-Stromquelle und einer zweiten DC-Stromquelle durchführt, der Folgendes aufweist: einen Transformator mit einer ersten Wicklung und einer zweiten Wicklung, die magnetisch gekoppelt sind; einen ersten Wandler, der zwischen der ersten DC-Stromquelle und der ersten Wicklung angeschlossen ist; und einen zweiten Wandler, der zwischen der zweiten DC-Stromquelle und der zweiten Wicklung angeschlossen ist, wobei der erste Wandler Folgendes aufweist: eine erste Brückenschaltung und eine zweite Brückenschaltung, die parallel zueinander an die erste DC-Stromquelle angeschlossen sind, wobei die erste Brückenschaltung und die zweite Brückenschaltung jeweils ein positiv-elektrodenseitiges Schaltelement und ein negativ-elektrodenseitiges Schaltelement haben, die in Reihe zwischen eine positive Elektrode und eine negative Elektrode der ersten Gleichstromquelle angeschlossen sind, und wobei die erste Wicklung zwischen einem Verbindungspunkt des positiv-elektrodenseitigen Schaltelements und des negativ-elektrodenseitigen Schaltelements der ersten Brückenschaltung und einem Verbindungspunkt des positiv-elektrodenseitigen Schaltelements und des negativ-elektrodenseitigen Schaltelements der zweiten Brückenschaltung angeschlossen ist, wobei der zweite Wandler Folgendes aufweist: eine dritte Brückenschaltung und eine vierte Brückenschaltung, die parallel zueinander an die zweite DC-Stromquelle angeschlossen sind, wobei die dritte Brückenschaltung und die vierte Brückenschaltung jeweils ein positiv-elektrodenseitiges Schaltelement und ein negativ-elektrodenseitiges Schaltelement haben, die in Reihe zwischen einer positiven Elektrode und einer negativen Elektrode der zweiten Gleichstromquelle angeschlossen sind, und die zweite Wicklung zwischen einem Verbindungspunkt des positiv-elektrodenseitigen Schaltelements und des negativ-elektrodenseitigen Schaltelements der dritten Brückenschaltung und einem Verbindungspunkt des positiv-elektrodenseitigen Schaltelements und des negativ-elektrodenseitigen Schaltelements der vierten Brückenschaltung angeschlossen ist, wobei der DC/DC-Wandler ferner Folgendes aufweist: einen Steuerkreis zur Durchführung einer EIN/AUS-Treibersteuerung der jeweiligen positiv-elektrodenseitigen Schaltelemente und der jeweiligen negativ-elektrodenseitigen Schaltelemente des ersten Wandlers und des zweiten Wandlers, wobei bei der ersten Stromübertragung, bei der Strom von der ersten DC-Stromquelle zur zweiten DC-Stromquelle übertragen wird, in dem ersten Wandler der Steuerkreis eine DC/AC-Leistungswandlung durchführt, indem er eine EIN/AUS-Treibersteuerung des positiv-elektrodenseitigen Schaltelements und des negativ-elektrodenseitigen Schaltelements in jeder, der ersten Brückenschaltung und der zweiten Brückenschaltung durchführt, und im zweiten Wandler dann, wenn eine erste Leistungsübertragungshöhe durch die erste Leistungsübertragung größer ist als ein vorbestimmter erster Referenzwert, der Steuerkreis die EIN/AUS- Treibersteuerung des positiv-elektrodenseitigen Schaltelements und des negativ-elektrodenseitigen Schaltelements in der dritten Brückenschaltung stoppt und die EIN/AUS-Ansteuerung des positiv-elektrodenseitigen Schaltelements und des negativ-elektrodenseitigen Schaltelements in der vierten Brückenschaltung durchführt, währenddessen dann, wenn die erste Leistungsübertragungshöhe kleiner ist als der erste Referenzwert, der Steuerkreis eine AC/DC-Leistungswandlung durchführt, indem er die EIN/AUS-Ansteuerung des positiv-elektrodenseitigen Schaltelements und des negativ-elektrodenseitigen Schaltelements sowohl in der dritten Brückenschaltung als auch in der vierten Brückenschaltung stoppt.
  2. DC/DC-Wandler nach Anspruch 1, wobei bei der zweiten Leistungsübertragung, bei der Leistung von der zweiten DC-Stromquelle zur ersten DC-Stromquelle übertragen wird, in dem zweiten Wandler der Steuerkreis eine DC/AC-Leistungswandlung durchführt, indem er eine EIN/AUS-Treibersteuerung des positiv-elektrodenseitigen Schaltelements und des negativ-elektrodenseitigen Schaltelements in jeder, der dritten Brückenschaltung und der vierten Brückenschaltung durchführt, und im ersten Wandler, wenn eine zweite Leistungsübertragungshöhe durch die zweite Leistungsübertragung größer als ein vorbestimmter zweiter Referenzwert ist, der Steuerkreis die EIN/AUS-Ansteuerung des positiv-elektrodenseitigen Schaltelements und des negativ-elektrodenseitigen Schaltelements in der ersten Brückenschaltung stoppt und die EIN/AUS- Treibersteuerung des positiv-elektrodenseitigen Schaltelements und des negativ-elektrodenseitigen Schaltelements in der zweiten Brückenschaltung durchführt, währenddessen dann, wenn die zweite Leistungsübertragungshöhe kleiner ist als der zweite Referenzwert, und der Steuerkreis eine AC/DC-Leistungswandlung durchführt, indem er die EIN/AUS-Ansteuerung des positiv-elektrodenseitigen Schaltelements und des negativ-elektrodenseitigen Schaltelements sowohl in der ersten Brückenschaltung als auch in der zweiten Brückenschaltung stoppt.
  3. DC/DC-Wandler nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Steuerkreis als einen ersten Phasenverschiebungsbetrag einen Phasenverschiebungsbetrag eines EIN/AUS-Treibersignals eines ersten Diagonalelements in Bezug auf ein EIN/AUS-Treibersignal eines ersten Referenzelements festlegt, wobei das erste Referenzelement ein Schaltelement der positiven Elektrodenseite und der negativen Elektrodenseite der ersten Brückenschaltung ist und das erste Diagonalelement das andere Schaltelement der positiven Elektrodenseite und der negativen Elektrodenseite der zweiten Brückenschaltung ist, der Steuerkreis als einen zweiten Phasenverschiebungsbetrag einen Phasenverschiebungsbetrag eines EIN/AUS-Treibersignals eines zweiten Diagonalelements, das das eine Schaltelement der positiven Elektrodenseite und der negativen Elektrodenseite der vierten Brückenschaltung ist, in Bezug auf das EIN/AUS-Treibersignal des ersten Referenzelements festlegt, und dann, wenn eine Phasendifferenz zwischen dem ersten Phasenverschiebungsbetrag und dem zweiten Phasenverschiebungsbetrag größer ist als eine Kurzschlussverhinderungsperiode, in der sowohl das positive elektrodenseitige Schaltelement als auch das negative elektrodenseitige Schaltelement in j eder, der ersten bis vierten Brückenschaltungen in einen AUS-Zustand gebracht werden, der Steuerkreis bestimmt, dass die erste Leistungsübertragungshöhe größer ist als der erste Referenzwert, und die EIN/AUS-Ansteuerung des positiv-elektrodenseitigen Schaltelements und des negativ-elektrodenseitigen Schaltelements in der dritten Brückenschaltung stoppt, während der Steuerkreis, dann wenn die Phasendifferenz kleiner ist als die Kurzschlussverhinderungszeit, feststellt, dass die erste Leistungsübertragungshöhe kleiner ist als der erste Referenzwert, und die EIN/AUS-Ansteuerung des positiv-elektrodenseitigen Schaltelements und des negativ-elektrodenseitigen Schaltelements sowohl in der dritten Brückenschaltung als auch in der vierten Brückenschaltung stoppt.
  4. DC/DC-Wandler nach Anspruch 3, wobei bei der ersten Leistungsübertragung, in einem Bereich, in dem die erste Leistungsübertragungshöhe kleiner als der erste Referenzwert ist, der Steuerkreis mit zunehmender erster Leistungsübertragungshöhe den ersten Phasenverschiebungsbetrag von einem Maximalwert, wenn die erste Leistungsübertragungshöhe Null ist, verringert und der Steuerkreis den zweiten Phasenverschiebungsbetrag virtuell um den gleichen Betrag wie den ersten Phasenverschiebungsbetrag verändert, und in einem Bereich, in dem die erste Leistungsübertragungshöhe größer als der erste Referenzwert ist, der Steuerkreis mit zunehmender erster Leistungsübertragungshöhe den ersten Phasenverschiebungsbetrag verringert und den zweiten Phasenverschiebungsbetrag ausgehend von einem Referenzphasenverschiebungsbetrag erhöht, der der erste Phasenverschiebungsbetrag und der zweite Phasenverschiebungsbetrag ist, wenn die erste Leistungsübertragungshöhe der erste Referenzwert ist.
  5. DC/DC-Wandler nach Anspruch 3, wobei in der ersten Leistungsübertragung, in einem Bereich, in dem die erste Leistungsübertragungshöhe kleiner als der erste Referenzwert ist, mit zunehmender erster Leistungsübertragungshöhe der Steuerkreis den ersten Phasenverschiebungsbetrag von einem Maximalwert, wenn die erste Leistungsübertragungshöhe Null ist, verringert und der Steuerkreis den zweiten Phasenverschiebungsbetrag praktisch um den gleichen Betrag wie den ersten Phasenverschiebungsbetrag verändert, und in einem Bereich, in dem die erste Leistungsübertragungshöhe vom ersten Referenzwert bis zu einem dritten Referenzwert reicht, der auf einen Wert größer als der erste Referenzwert voreingestellt ist, der Steuerkreis mit zunehmender erster Leistungsübertragungshöhe den ersten Phasenverschiebungsbetrag verringert und den zweiten Phasenverschiebungsbetrag ausgehend von einem Referenzphasenverschiebungsbetrag erhöht, der der erste Phasenverschiebungsbetrag und der zweite Phasenverschiebungsbetrag ist, wenn die erste Leistungsübertragungshöhe der erste Referenzwert ist, und in einem Bereich, in dem die erste Leistungsübertragungshöhe größer als der dritte Referenzwert ist, der Steuerkreis mit zunehmender erster Leistungsübertragungshöhe den zweiten Phasenverschiebungsbetrag von einem Wert erhöht, wenn die erste Leistungsübertragungshöhe der dritte Referenzwert ist, und der Steuerkreis den ersten Phasenverschiebungsbetrag auf einem Wert hält, wenn die erste Leistungsübertragungshöhe der dritte Referenzwert ist.
  6. DC/DC-Wandler nach einem der Ansprüche 3 bis 5, wobei der Steuerkreis dann, wenn die erste Leistungsübertragungshöhe der erste Referenzwert ist, den ersten Phasenverschiebungsbetrag als Referenzverschiebungsbetrag einstellt und den zweiten Phasenverschiebungsbetrag so einstellt, dass eine Phasendifferenz zum ersten Phasenverschiebungsbetrag gleich der Kurzschlussverhinderungszeit ist, und in einem Bereich, in dem die erste Leistungsübertragungshöhe größer als der erste Referenzwert ist, der Steuerkreis mit zunehmender erster Leistungsübertragungshöhe den zweiten Phasenverschiebungsbetrag gegenüber dem zweiten Phasenverschiebungsbetrag erhöht, wenn die erste Leistungsübertragungshöhe der erste Referenzwert ist.
  7. DC/DC-Wandler nach einem der Ansprüche 3 bis 6, wobei der erste Referenzwert so voreingestellt wird, dass er der ersten Leistungsübertragungshöhe entspricht, wenn der erste Phasenverschiebungsbetrag und der zweite Phasenverschiebungsbetrag ein vorgegebenes Verhältnis zu einer Schaltperiode haben, in der jedes der Schaltelemente einmal EIN/AUS angesteuert wird.
  8. DC/DC-Wandler nach Anspruch 7, wobei das vorbestimmte Verhältnis auf einen Wert gleich oder kleiner als 25% voreingestellt ist.
  9. DC/DC-Wandler nach einem der Ansprüche 3 bis 8, wobei der Steuerkreis auf der Grundlage einer Leistungsübertragungshöhe zwischen der ersten DC-Stromquelle und der zweiten DC-Stromquelle ein Ausgangstastverhältnis berechnet und den ersten Phasenverschiebungsbetrag und den zweiten Phasenverschiebungsbetrag auf der Grundlage des berechneten Ausgangstastverhältnisses ändert.
  10. Leistungswandler mit einer Vielzahl von DC/DC-Wandlern nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei die DC/DC-Wandler in Reihe oder parallel zu einer oder mehreren der ersten DC-Stromquellen und der zweiten DC-Stromquellen geschaltet sind.
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