DE112017004372T5

DE112017004372T5 - Rauscharmer verstärker mit programmierbarer phasenverstärkungsstufe

Info

Publication number: DE112017004372T5
Application number: DE112017004372.7T
Authority: DE
Inventors: Junhyung Lee; Johannes Jacobus Emile Maria Hageraats; Joshua Haeseok Cho
Original assignee: Skyworks Solutions Inc
Current assignee: Skyworks Solutions Inc
Priority date: 2016-08-30
Filing date: 2017-08-28
Publication date: 2019-05-09
Also published as: US20180062599A1; GB201904331D0; US20220158599A1; US20200153403A1; JP2019532595A; TW202324910A; KR102505126B1; JP6853361B2; TW202230962A; CN109863694B; US10476460B2; SG11201901798PA; TWI756258B; GB2576805B; KR20190047709A; TW201824737A; US11183984B2; GB2576805A; TWI801111B; CN109863694A

Abstract

Die Erfindung bezieht sich auf einen rauscharmen Verstärker mit programmierbarer Phasenverstärkungsstufe. In einigen Ausführungsformen kann ein Hochfrequenzverstärker einen Eingangsknoten, einen Ausgangsknoten und eine Verstärkungsstufe mit programmierbarer Phase beinhalten, die zwischen dem Eingangsknoten und dem Ausgangsknoten implementiert ist. Die Verstärkungsstufe mit programmierbarer Phase kann konfiguriert sein, um in einer von mehreren Verstärkungseinstellungen zu arbeiten und um eine gewünschte Phase für ein Signal bei jeder der mehreren Verstärkungseinstellungen bereitzustellen.

Description

QUERVERWEIS AUF ZUGEHÖRIGE ANMELDUNG(EN)
Diese Anmeldung beansprucht die Priorität der am 30. August 2016 eingereichten vorläufigen U.S.-Anmeldung Nr. 62/381,353 mit dem Titel LOW-NOISE AMPLIFIER HAVING PROGRAMMABLE-PHASE GAIN STAGE, deren Offenlegung hier durch Bezugnahme Teil der vorliegenden Anmeldung ist.
HINTERGRUND
Gebiet
Die vorliegende Offenbarung bezieht sich auf Hochfrequenzverstärker wie rauscharme Verstärker („low-noise amplifier“, LNA).
Beschreibung des verwandten Sachstandes
In Hochfrequenzanwendungen (RF) wird ein Verstärker verwendet, um ein Signal zu verstärken. Zur Übertragung wird ein Signal typischerweise durch einen Leistungsverstärker verstärkt, so dass das verstärkte Signal durch eine Antenne mit einer gewünschten Leistung übertragen wird. Beim Empfang wird ein relativ schwaches Signal, das über eine Antenne empfangen wird, typischerweise durch einen rauscharmen Verstärker („low-noise amplifier“, LNA) verstärkt. Das verstärkte Signal mit geringem oder keinem hinzugefügten Rauschen wird dann von einer Empfängerschaltung weiterverarbeitet.
ZUSAMMENFASSUNG
In Übereinstimmung mit einigen Implementierungen bezieht sich die vorliegende Offenbarung auf einen Hochfrequenzverstärker (RF), der einen Eingangsknoten, einen Ausgangsknoten und eine programmierbare Verstärkungsstufe mit programmierbarer Phase beinhaltet, die zwischen dem Eingangsknoten und dem Ausgangsknoten implementiert ist. Die Verstärkungsstufe mit programmierbarer Phase ist konfiguriert, um in einer von einer Vielzahl von Verstärkungseinstellungen zu arbeiten und eine gewünschte Phase für ein HF-Signal bei jeder der Vielzahl von Verstärkungseinstellungen bereitzustellen.
In einigen Ausführungsformen kann der HF-Verstärker ein rauscharmer Verstärker („low-noise amplifier“, LNA) sein. Der LNA kann in einer Kaskodenkonfiguration mit einer Eingangsstufe und einer Kaskodenstufe implementiert werden, wobei die Verstärkungsstufe mit programmierbarer Phase zumindest als Eingangsstufe implementiert ist.
In einigen Ausführungsformen kann die gewünschte Phase bei jeder der Vielzahl von Verstärkungseinstellungen ausgewählt werden, um eine annähernd konstante Phase aus der Vielzahl von Verstärkungseinstellungen bereitzustellen.
In einigen Ausführungsformen kann die Verstärkungsstufe mit programmierbarer Phase einen oder mehrere Transistoren beinhalten, die jeweils ein Gate zum Empfangen des HF-Signals, eine mit einer Masse gekoppelte Source und eine Drain zum Ausgeben eines verstärkten HF-Signals aufweisen, so dass der Transistor einen effektiven Eingangswiderstand, eine effektive Eingangsinduktivität L und eine effektive Gate-Source-Kapazität Cgs beinhaltet. Die Verstärkungsstufe mit programmierbarer Phase kann eine Vielzahl von Transistoren beinhalten, die in einer elektrisch parallelen Konfiguration implementiert sind, wobei jeder Transistor einen Cgs-Wert aufweist, so dass durch den Betrieb eines oder mehrerer der Transistoren unterschiedliche Netto-Cgs-Werte erhalten werden, und die verschiedenen Netto-Cgs-Werte unterschiedliche Phasen bereitstellen.
In einigen Ausführungsformen kann die programmierbare Phasenverstärkungsstufe weiterhin einen Schalter beinhalten, der an der Drain jedes Transistors implementiert ist, um den Betrieb des Transistors zu steuern. Der Cgs-Wert des entsprechenden Transistors kann zumindest teilweise durch die W/L-Abmessungen des Transistors erhalten werden.
In einigen Ausführungsformen kann die Vielzahl von Transistoren so konfiguriert werden, dass ein Transistor in einer niedrigsten Verstärkungseinstellung betrieben wird und ein zusätzlicher Transistor für jede erhöhte Verstärkungseinstellung betrieben wird. Die Verhältnisse von Gateweite zu Gatelänge (W/L-Abmessungen) mindestens eines Transistors können wesentlich anders dimensioniert werden als die W/L-Abmessungen anderer Transistoren, um eine Phasenkompensation für einen Nebeneffekt zu ermöglichen, der sich aus einer für den mindestens einen Transistor spezifischen Verstärkungseinstellung ergibt. Die für den mindestens einen Transistor spezifische Verstärkungseinstellung kann eine niedrigste Verstärkungseinstellung sein, und der entsprechende Transistor kann W/L-Abmessungen aufweisen, die wesentlich kleiner sind als diejenigen der anderen Transistoren.
In einigen Ausführungsformen kann mindestens ein Transistor der Verstärkungsstufe mit programmierbarer Phase so konfiguriert sein, dass seine effektive Eingangsinduktivität L eine variable Induktivität beinhaltet. Die variable Induktivität kann konfiguriert werden, um einen Bereich von L-Werten zu beinhalten, um die gewünschte Phase für das HF-Signal bei jeder der Vielzahl von Verstärkungseinstellungen zu erhalten.
In einigen Ausführungsformen kann mindestens ein Transistor der Verstärkungsstufe mit programmierbarer Phase konfiguriert sein, um eine variable Kapazität zwischen dem Gate und der Source aufzunehmen. Die variable Kapazität kann konfiguriert sein, um einen Bereich von Cgs-Werten bereitzustellen, um die gewünschte Phase für das HF-Signal bei jeder der Vielzahl von Verstärkungseinstellungen zu erhalten.
In einigen Lehren bezieht sich die vorliegende Offenbarung auf ein Verfahren zum Verstärken eines Hochfrequenzsignals (HF). Das Verfahren beinhaltet das Konfigurieren einer Verstärkungsstufe, um in einer ausgewählten aus einer Vielzahl von Verstärkungseinstellungen zu sein, wobei mindestens einige der Verstärkungseinstellungen zu unterschiedlichen Phasen für das HF-Signal führen. Das Verfahren beinhaltet ferner ein Einstellen der Phase des HF-Signals für die gewählte Verstärkungseinstellung, wobei die eingestellte Phase Teil der gewünschten Phasen ist, die aus den verschiedenen Phasen eingestellt werden.
In einigen Ausführungsformen kann die Verstärkungsstufe Teil eines rauscharmen Verstärkers („low-noise amplifier“, LNA) sein. In einigen Ausführungsformen können die gewünschten Phasen zu einer annähernd konstanten Phase aus der Vielzahl der Verstärkungseinstellungen führen.
In einigen Ausführungsformen kann die Einstellung der Phase das Einstellen einer oder mehrerer einer effektiven Eingangsinduktivität L und einer effektiven Gate-Source-Kapazität Cgs eines Transistors der Verstärkungsstufe mit einem Gate zum Empfangen des HF-Signals, einer mit einer Masse gekoppelten Source und einer Drain zum Ausgeben eines verstärkten HF-Signals beinhalten. Das Einstellen der Phase kann den Betrieb einer Vielzahl von Transistoren in einer elektrisch parallelen Konfiguration beinhalten, wobei jeder Transistor einen Cgs-Wert aufweist, so dass durch den Betrieb eines oder mehrerer der Transistoren unterschiedliche Netto-Cgs-Werte erhalten werden, und die unterschiedlichen Netto-Cgs-Werte unterschiedliche Phasen bereitstellen. Der Betrieb der Vielzahl von Transistoren kann das Durchführen eines Schaltvorgangs am Drain jedes Transistors beinhalten, um den Betrieb des Transistors zu steuern.
In einigen Ausführungsformen kann das Einstellen der Phase das Einstellen der effektiven Eingangsinduktivität L beinhalten. Das Einstellen der effektiven Eingangsinduktivität L kann die Einstellung einer variablen Induktivität beinhalten.
In einigen Ausführungsformen kann die Einstellung der Phase die Einstellung der effektiven Gate-Source-Kapazität Cgs beinhalten. Das Einstellen der effektiven Gate-Source-Kapazität Cgs kann das Einstellen einer variablen Kapazität beinhalten, die zwischen dem Gate und der Source des Transistors implementiert ist.
Bei einigen Implementierungen kann die vorliegende Offenbarung einen Halbleiterchip mit einer Hochfrequenzschaltung (RF) beinhalten. Der Halbleiterchip beinhaltet ein Substrat und einen auf dem Substrat implementierten HF-Verstärker. Der HF-Verstärker beinhaltet eine Verstärkungsstufe mit programmierbarer Phase, die konfiguriert ist, um in einer von einer Vielzahl von Verstärkungseinstellungen zu arbeiten und eine gewünschte Phase für ein HF-Signal bei jeder von der Vielzahl von Verstärkungseinstellungen bereitzustellen.
In einigen Ausführungsformen kann das Substrat ein Silizium-auf-Isolator-(SOI)-Substrat beinhalten. In einigen Ausführungsformen kann der HF-Verstärker ein rauscharmer Verstärker (LNA) sein.
Gemäß einigen Implementierungen bezieht sich die vorliegende Offenbarung auf ein Hochfrequenzmodul (RF), das ein Packungssubstrat, das zum Empfangen einer Vielzahl von Komponenten konfiguriert ist, und einen auf dem Packungssubstrat implementierten HF-Verstärker beinhaltet. Der HF-Verstärker beinhaltet eine Verstärkungsstufe mit programmierbarer Phase, die konfiguriert ist, um in einer von einer Vielzahl von Verstärkungseinstellungen zu arbeiten und eine gewünschte Phase für ein HF-Signal bei jeder der Vielzahl von Verstärkungseinstellungen bereitzustellen.
In einigen Ausführungsformen kann der HF-Verstärker auf einem Halbleiterchip implementiert sein, der auf dem Packungssubstrat montiert ist. Der HF-Verstärker kann ein rauscharmer Verstärker (LNA) sein. Das RF-Modul kann ein Diversity-Empfangsmodul (DRx) sein.
In einer Anzahl von Lehren bezieht sich die vorliegende Offenbarung auf eine drahtlose Vorrichtung, die eine Antenne beinhaltet, die konfiguriert ist, um zumindest ein Hochfrequenzsignal (RF) zu empfangen, und einen HF-Verstärker in Verbindung mit der Antenne. Der HF-Verstärker beinhaltet eine Verstärkungsstufe mit programmierbarer Phase, die konfiguriert ist, um in einer von einer Vielzahl von Verstärkungseinstellungen zu arbeiten und eine gewünschte Phase für das HF-Signal bei jeder der Vielzahl von Verstärkungseinstellungen bereitzustellen. Die drahtlose Vorrichtung beinhaltet ferner einen Sender-Empfänger, der konfiguriert ist, um ein verstärktes HF-Signal mit der gewünschten Phase vom HF-Verstärker zu verarbeiten.
In einigen Ausführungsformen kann die drahtlose Vorrichtung ein Mobiltelefon bzw. Mobilfunktelefon sein, das konfiguriert ist, um verschiedene Verstärkungen bei den Empfangsvorgängen zu berücksichtigen.
Nach einigen Lehren bezieht sich die vorliegende Offenbarung auf einen Signalverstärker, der eine Stufe mit variabler Verstärkung beinhaltet, die konfiguriert ist, um eine Vielzahl von Verstärkungsgraden bereitzustellen, die dazu führen, dass eine unterschiedliche Phasenverschiebung in ein entsprechendes Signal eingeführt wird, das durch die Stufe mit variabler Verstärkung geht. Die Stufe mit variabler Verstärkung beinhaltet eine Vielzahl von schaltbaren Verstärkungszweigen, die jeweils aktiviert werden können, so dass einer oder mehrere der aktivierten Verstärkungszweige eine ausgewählte kompensierende Phasenverschiebung bereitstellen.
In einigen Implementierungen bezieht sich die vorliegende Offenbarung auf einen Halbleiterchip, der ein Substrat beinhaltet, und einen auf dem Substrat implementierten Signalverstärker mit einer variablen Verstärkungsstufe, die konfiguriert ist, um eine Vielzahl von Verstärkungsgraden bereitzustellen, die dazu führen, dass eine unterschiedliche Phasenverschiebung in ein entsprechendes Signal eingeführt wird, das die variable Verstärkungsstufe durchläuft. Die variable Verstärkungsstufe beinhaltet eine Vielzahl von schaltbaren Verstärkungszweigen, die jeweils aktiviert werden können, so dass einer oder mehrere der aktivierten Verstärkungszweige eine ausgewählte kompensierende Phasenverschiebung bereitstellen.
In einigen Implementierungen bezieht sich die vorliegende Offenbarung auf ein Hochfrequenzmodul, das ein Packungssubstrat, das zum Empfangen einer Vielzahl von Komponenten konfiguriert ist, und einen auf dem Packungssubstrat implementierten Signalverstärker beinhaltet. Der Signalverstärker beinhaltet eine variable Verstärkungsstufe, die konfiguriert ist, um eine Vielzahl von Verstärkungsgraden bereitzustellen, die dazu führen, dass eine unterschiedliche Phasenverschiebung in ein entsprechendes Signal eingeführt wird, das durch die variable Verstärkungsstufe geht. Die variable Verstärkungsstufe beinhaltet eine Vielzahl von schaltbaren Verstärkungszweigen, die jeweils aktiviert werden können, so dass einer oder mehrere der aktivierten Verstärkungszweige eine ausgewählte kompensierende Phasenverschiebung bereitstellen.
Nach einigen Lehren bezieht sich die vorliegende Offenbarung auf eine drahtlose Vorrichtung, die eine Antenne und einen Signalverstärker in Verbindung mit der Antenne beinhaltet. Der Signalverstärker beinhaltet eine variable Verstärkungsstufe, die konfiguriert ist, um eine Vielzahl von Verstärkungsgraden bereitzustellen, die dazu führen, dass eine unterschiedliche Phasenverschiebung in ein entsprechendes Signal eingeführt wird, das durch die variable Verstärkungsstufe geht. Die variable Verstärkungsstufe beinhaltet eine Vielzahl von schaltbaren Verstärkungszweigen, die jeweils aktiviert werden können, so dass einer oder mehrere der aktivierten Verstärkungszweige eine ausgewählte kompensierende Phasenverschiebung bereitstellen. Die drahtlose Vorrichtung beinhaltet ferner einen Sender-Empfänger, der konfiguriert ist, um ein verstärktes Signal von dem Signalverstärker zu verarbeiten.
Zur Zusammenfassung der Offenbarung werden hier bestimmte Aspekte, Vorteile und neue Merkmale der Erfindungen beschrieben. Es sei darauf hingewiesen, dass nicht unbedingt alle diese Vorteile in Übereinstimmung mit einer bestimmten Ausführungsform der Erfindung erreicht werden können. Somit kann die Erfindung in einer Weise verkörpert oder ausgeführt werden, die einen Vorteil oder eine Gruppe von Vorteilen, wie sie hier gelehrt werden, erreicht oder optimiert, ohne notwendigerweise andere Vorteile zu erzielen, wie sie hier gelehrt oder vorgeschlagen werden können.
Figurenliste

1 stellt einen Hochfrequenz(HF)-Verstärker mit einem oder mehreren verstärkenden Transistoren und einer Phasenkompensationsschaltung dar.
2A zeigt, dass ein rauscharmer Verstärker („low-noise amplifier“, LNA) mit einem oder mehreren Merkmalen, wie hier beschrieben, einen ersten und zweiten Transistor beinhalten kann, die in einer Kaskodenkonfiguration implementiert sind.
2B zeigt ein Beispiel dafür, wie der LNA von 2A arbeiten kann, um eine Vielzahl von verschiedenen Verstärkungen bereitzustellen.
3 zeigt einen typischen LNA, der als Kaskodenverstärker konfiguriert ist, jedoch ohne Phasenkompensationsschaltung.
4 zeigt ein Beispiel dafür, wie die HF-Stufe des LNA von 3 als einer RLC-Schaltung dargestellt werden kann.
5 zeigt, dass die Kapazität Cgs der 3 und 4 in Abhängigkeit vom Versorgungsstrom Idd variieren können.
6 zeigt ein Beispiel dafür, wie die Phase aufgrund der Variation der Kapazität Cgs variieren kann.
7 zeigt, dass ein LNA in einigen Ausführungsformen eine Phasenkompensationsschaltung beinhalten kann, die durch Bereitstellen einer Vielzahl von HF-Stufen-Transistoren und selektives Führen eines HF-Signals durch einen oder mehrere solcher HF-Stufen-Transistoren implementiert ist.
8 zeigt ein Beispiel für die Phasenkompensationsschaltung von 7, bei der vier HF-Stufen-Transistoren parallel geschaltet werden können, um die Verarbeitung eines HF-Eingangssignals durch einen oder mehrere der HF-Stufen-Transistoren zu ermöglichen.
9 zeigt Kapazitäts-Cgs-Diagramme als Funktion verschiedener Verstärkungsmoden.
10 zeigt ein Beispiel dafür, wie eine Phasenkompensation durch Kompensation der Kapazität Cgs erreicht werden kann.
11 zeigt ein Beispiel, bei dem eine mit einem LNA verbundene Induktivität gesteuert werden kann, um ein gewünschtes Phasenprofil an dem LNA zu erzeugen.
12 zeigt ein Beispiel dafür, wie eine Phasenkompensation durch Anpassung der dem LNA zugeordneten Induktivität erreicht werden kann.
13 zeigt, dass eine einem LNA zugeordnete Kapazität auch variiert werden kann, um die Kompensation der Kapazität des LNA und damit die Kompensation der Phase an dem LNA zu ermöglichen.
14 zeigt ein Beispiel dafür, wie die Variation der mit dem LNA verbundenen Kapazität die Variation der Kapazität Cgs bei verschiedenen Verstärkungsmoden kompensieren kann.
15 zeigt ein Beispiel dafür, wie eine Phasenkompensation durch Anpassung der dem LNA zugeordneten Kapazität erreicht werden kann.
16 zeigt einen LNA mit einer Kaskodenkonfiguration ähnlich dem Beispiel von 3, jedoch mit einem zusätzlichen schaltbaren Induktivitätspfad, der zwischen der Source-Induktivität und der Masse enthalten ist.
17 zeigt ein Beispiel dafür, wie sich ein spezifischer Effekt des Verstärkungsmodus auf die Phasenunterschiede zwischen den verschiedenen Verstärkungsmoden auswirken kann.
18 zeigt einen LNA mit einer schaltbaren Induktivität ähnlich dem Beispiel von 16.
19 zeigt ein Beispiel, wie die Phasenkompensationsschaltung von 18 implementiert werden kann.
20 zeigt ein Beispiel dafür, wie die Phasenkompensation für den LNA der 18 und 19 erreicht werden kann.
21 zeigt einen LNA mit einer schaltbaren Induktivität ähnlich dem Beispiel von 16, und eine Phasenkompensationsschaltung ähnlich dem Beispiel von 11.
22 zeigt ein Beispiel dafür, wie die Phasenkompensation für den LNA von 21 erreicht werden kann.
23 zeigt einen LNA mit einer schaltbaren Induktivität ähnlich dem Beispiel von 16 und eine Phasenkompensationsschaltung ähnlich dem Beispiel von 13.
24 zeigt ein Beispiel dafür, wie die Phasenkompensation für den LNA von 23 erreicht werden kann.
25 zeigt, dass in einigen Ausführungsformen eine Anordnung, die einen LNA und eine Phasenkompensationsschaltung mit einem oder mehreren hier beschriebenen Merkmalen beinhaltet, von einer Steuerung gesteuert werden kann.
26 zeigt, dass in einigen Ausführungsformen ein Teil oder die Gesamtheit eines LNA mit einem oder mehreren Merkmalen, wie hier beschrieben, auf einem Halbleiterchip implementiert werden kann.
27 zeigt ein Beispiel, bei dem ein Teil oder der gesamte LNA mit einem oder mehreren hier beschriebenen Merkmalen auf einem gepackten Modul implementiert werden kann, und ein solches gepacktes Modul kann einen Halbleiterchip ähnlich dem Beispiel von 26 beinhalten.
28 zeigt ein anderes Beispiel, bei dem ein Teil oder der gesamte LNA mit einem oder mehreren Merkmalen, wie hier beschrieben, auf einem gepackten Modul implementiert werden kann, und ein solches gepacktes Modul eine Vielzahl von Halbleiterchips beinhalten kann.
29 zeigt ein Beispiel für ein Diversitätsempfangsmodul, das einen LNA mit einem oder mehreren Merkmalen wie hier beschrieben beinhaltet.
30 stellt eine beispielhafte drahtlose Vorrichtung mit einem oder mehreren hier beschriebenen vorteilhaften Merkmalen dar.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG VON EINIGEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Die hier enthaltenen Überschriften dienen, insofern sie vorhanden sind, nur der Übersichtlichkeit und berühren nicht unbedingt den Umfang oder die Bedeutung der beanspruchten Erfindung.
Beschrieben werden hier Architekturen, Schaltungen, Vorrichtungen und Verfahren, die sich unter anderem auf Hochfrequenz-(HF)-Verstärker mit einer Phasenkompensationsfunktionalität für verschiedene Verstärkungsmoden beziehen. 1 stellt einen HF-Verstärker 100 mit einem oder mehreren verstärkenden Transistoren 102 und einer Phasenkompensationsschaltung 104 dar. Ein solcher HF-Verstärker kann ein HF-Eingangssignal (RF_in) empfangen und ein solches Signal verstärken, um ein HF-Ausgangssignal (RF_out) zu erzeugen. Zur Beschreibung werden verschiedene Beispiele für einen solchen HF-Verstärker im Zusammenhang mit einem rauscharmen Verstärker („low-noise amplifier“, LNA) beschrieben. Es wird jedoch davon ausgegangen, dass ein oder mehrere Merkmale der vorliegenden Offenbarung auch für andere Arten von HF-Verstärkern, einschließlich Leistungsverstärker („power amplifier“, PAs), implementiert werden können.
In vielen LNA-Anwendungen ist eine minimale oder reduzierte Phasenänderung über verschiedene Verstärkungsmoden wünschenswert. Ein solches Leistungsmerkmal ermöglicht es, gute Signalqualitäten zu liefern, z.B. bei der Empfangsdemodulation über verschiedene LNA-Gain-Moden, insbesondere in Modulationssystemen höherer Ordnung. In einigen Ausführungsformen kann eine LNA-Schaltung mit einem oder mehreren Merkmalen, wie hier beschrieben, konfiguriert werden, um eine konstante oder annähernd konstante Phase über verschiedene Verstärkungsmoden aufrechtzuerhalten. Ein solches wünschenswertes Merkmal kann mit geringer oder gar keiner Verschlechterung der Demodulationsleistung erreicht werden (z.B. durch Phasenvariation über Verstärkungsmoden in einem Empfangssystem hoher Ordnung), ohne eine Basisband-Phasenkalibrierung, die typischerweise Speicher und Kalibrierung erfordert, und/oder ohne eine komplizierte L/C Typ On-Chip-Kalibrierung.
2A zeigt, dass ein LNA 100 mit einem oder mehreren Merkmalen, wie hier beschrieben, erste und zweite Transistoren (zusammen als 102 bezeichnet) beinhalten kann, die in einer Kaskodenkonfiguration implementiert sind. So kann beispielsweise der erste Transistor Q1 für den Betrieb als gemeinsame Source-Vorrichtung (auch als HF-Stufe bezeichnet) konfiguriert sein und der zweite Transistor Q2 kann für den Betrieb als gemeinsame Gate-Vorrichtung (auch als Kaskodenstufe bezeichnet) konfiguriert werden. Insbesondere wird gezeigt, dass ein HF-Eingangssignal (RF_in) einem Gate des ersten Transistors Q1 zugeführt wird und das verstärkte Signal über dessen Drain ausgegeben wird. Es wird gezeigt, dass die Source des ersten Transistors Q1 mit Masse gekoppelt ist, typischerweise durch eine als L1 angegebene Induktivität. Es wird gezeigt, dass das verstärkte Signal aus der Drain des ersten Transistors Q1 einer Source des zweiten Transistors Q2 zur weiteren Verstärkung zugeführt wird, und dass dieses weitere verstärkte Signal durch die Drain des zweiten Transistors Q2 ausgegeben wird. Das Gate des zweiten Transistors Q2 kann zum Betrieb mit einer geeigneten Gate-Spannung VG versehen werden. Im Beispiel von 2 ist dargestellt, dass der LNA 100 mit einer Versorgungsspannung VDD am Drain von Q2 versehen ist.
2A zeigt ferner, dass der LNA 100 in einigen Ausführungsformen eine Phasenkompensationsschaltung 104 beinhalten oder mit dieser versehen sein kann. Verschiedene Beispiele für eine solche Phasenkompensationsschaltung werden hier näher beschrieben.
Im Beispiel von 2A ist dargestellt, dass die Phasenkompensationsschaltung 104 dem ersten Transistor Q1 (HF-Stufe) zugeordnet ist. Es versteht sich jedoch, dass eine solche Phasenkompensationsschaltung für einen oder beide der ersten und zweiten Transistoren Q1 (HF-Stufe), Q2 (Kaskodenstufe) vorgesehen werden kann.
2B zeigt ein Beispiel dafür, wie der LNA 100 von 2A arbeiten kann, um eine Vielzahl von verschiedenen Verstärkungen bereitzustellen. Angenommen, es gibt vier Verstärkungsmoden G0, G1, G2, G3, die vom LNA 100 bereitgestellt werden können. In einigen Ausführungsformen können solche unterschiedlichen Verstärkungsmoden erreicht werden, indem dem Gate von Q1 unterschiedliche Vorspannungspegel (Vbias) zur Verfügung gestellt werden. Solche unterschiedlichen Vbias-Pegel können zu unterschiedlichen Graden des Versorgungsstrom Idd, die unterschiedliche Verstärkungswerte liefern können, oder mit diesen in Verbindung gebracht werden, führen.
Im Beispiel von 2B wird gezeigt, dass ein Anstieg der Vbias zu einem Anstieg des Idd führt. So wird gezeigt, dass die beispielhaften Verstärkungsmoden G0, G1, G2, G3 auf den entsprechenden Graden von Idd erreicht werden.
Zum Zwecke der Beschreibung sei darauf hingewiesen, dass auf die 2A und 2B einzeln, gemeinsam als 2 oder als eine beliebige Kombination davon verwiesen werden kann. Es sei auch darauf hingewiesen, dass ein LNA mit einem oder mehreren Merkmalen, wie hier beschrieben, auch eine unterschiedliche Anzahl von Verstärkungsgraden aufweisen kann.
3 zeigt einen typischen LNA 10, der als Kaskodenverstärker konfiguriert ist, jedoch ohne Phasenkompensationsschaltung. Die HF-Stufe 12 ist mit Impedanzen dargestellt, die verschiedenen Abschnitten des Transistors Q1 zugeordnet sind. So kann beispielsweise ein Eingangspfad zum Gate von Q1 eine effektive Induktivität aufweisen, die zu einer Eingangsimpedanz Zin führt, die einem HF-Eingangssignal zugeführt wird. In ähnlicher Weise kann der Masseverbindungspfad der Source von Q1 eine effektive Induktivität aufweisen, die zu einer Quellenimpedanz Zs führt. Eine oder mehrere andere Impedanzen können sich aus Q1 ergeben, einschließlich beispielsweise einer Gate-zu-Source-Impedanz Zgs und einer Transkonduktanz-bezogenen Impedanz gm*Zgs*Zs. Mit solchen Beispielimpedanzen kann also eine Gesamtimpedanz Ztot, die dem HF-Eingangssignal präsentiert wird, als Ztot = Zin + Zs + Zgs + gm*Zgs*Zs ausgedrückt werden.
4 zeigt ein Beispiel dafür, wie die HF-Stufe 12 von 3 als RLC-Schaltung 12 dargestellt werden kann. Eine solche Schaltung kann einen Widerstand R beinhalten, der ein Ende an dem Eingang aufweist und das andere Ende mit einem Ende einer Induktivität L verbunden ist. Das andere Ende der Induktivität L kann über eine Kapazität C mit der Masse gekoppelt sein. Der Widerstand R kann dem Transkonduktanzterm gm*Zgs*Zs zugeordnet werden, die Induktivität L kann einer Summe aus Zink und Zs zugeordnet werden, und die Kapazität C kann mit Zgs verbunden werden. In einer solchen Darstellung kann eine Phasenänderung, die durch ein HF-Signal mit einer Frequenz ω = 2πf erfahren wird, folgendermaßen ausgedrückt werden. $\emptyset = {tan}^{- 1} [\frac{1}{R} (ω L - \frac{1}{ω C})],$
und die Resonanzfrequenz kann ausgedrückt werden als $ω_{o} = \frac{1}{\sqrt{L C}} .$
Zum Zwecke der Beschreibung kann eine Phasenänderung, die durch ein HF-Signal erfahren wird, auch als Phasenverschiebung oder einfach als Phase bezeichnet werden.
In dem Beispiel der 3 und 4 kann der LNA 10 bei verschiedenen Verstärkungsmoden betrieben werden, indem der Versorgungsstrom Idd angepasst wird. Mit einer solchen Änderung in Idd kann sich auch ein elektrischer Parameter wie Cgs ändern. 5 zeigt zum Beispiel, dass die Cgs der 3 und 4 in Abhängigkeit von Idd variieren können. Somit kann Cgs bei einer ersten Idd-Einstellung für einen beispielhaften Verstärkungsmodus G3 einen ersten Wert haben. Ebenso kann eine zweite Idd-Einstellung für einen Verstärkungsmodus G2 dazu führen, dass Cgs einen zweiten Wert aufweist, der größer als der erste Cgs-Wert ist. Wenn ein solcher Trend fortgesetzt wird, können die dritten und vierten Einstellungen für die Verstärkungsmoden G1 und G0 dazu führen, dass Cgs mit dritten und vierten Werten nacheinander größere Werte aufweist. So zeigt die gestrichelte Linie in 5 eine beispielhafte Beziehung zwischen Cgs und Idd.
Im Beispiel der 3 und 4 kann die vorstehende Variation der Cgs zu einer entsprechenden Variation der Phase (hier auch als Phasenänderung bezeichnet) in Abhängigkeit von Idd führen. Eine solche Phasenänderung ist in 6 dargestellt. Wie dargestellt, führen unterschiedliche Verstärkungsmoden des LNAs aufgrund der Kapazität Cgs zu unterschiedlichen Phasen. Wenn sich der LNA also im G3-Verstärkungsmodus befindet, unterscheidet sich die Phase aufgrund von Cgs von einer Referenzphase Φ_Ref um einen Betrag ΔΦ₃ . Ebenso unterscheiden sich die jeweiligen Phasen aufgrund von Cgs von der Referenzphase Φ_Ref um die Beträge ΔΦ₁ and ΔΦ₀ , wenn sich der LNA im Modus G1 und G0 befindet. Im Beispiel von 6 wird gezeigt, dass der Verstärkungsmodus G2 dazu führt, dass die Phase Φ nahe der Referenzphase Φ_Ref liegt; daher wird ihre Differenz zur Referenzphase Φ_Ref nicht dargestellt.
Die 3-6 beziehen sich im Allgemeinen auf eine Phasenänderung aufgrund eines einzelnen Effekts, wie beispielsweise einer Wirkung von Cgs. Es sei darauf hingewiesen, dass ein solcher einzelner Effekt auf anderen elektrischen Parametern basieren kann, die mit dem LNA der 3 und 4 verbunden sind. Es sei auch darauf hingewiesen, dass zum Zwecke der Beschreibung ein solcher einzelner Effekt aus einer Kombination einer Vielzahl von elektrischen Parametern resultieren kann, wenn diese Parameter gemeinsam zu einer relativ glatten Funktion über alle Verstärkungsmoden beitragen.
Die 7-14 zeigen verschiedene Beispiele dafür, wie eine Phasenkompensationsschaltung 104 für einen LNA 100 implementiert werden kann, um Phasenschwankungen eines einzelnen Effekts zu kompensieren, wie beispielsweise diejenigen der 3-6. 7 zeigt, dass ein LNA 100 in einigen Ausführungsformen eine Phasenkompensationsschaltung 104 beinhalten kann, die durch das Bereitstellen einer Vielzahl von HF-Stufen-Transistoren und das Leiten eines HF-Signals durch einen oder mehrere solcher HF-Stufen-Transistoren auf selektive Weise implementiert ist.
8 zeigt ein Beispiel für eine solche Phasenkompensationsschaltung (104) mit vier parallel implementierten beispielhaften HF-Stufen-Transistoren Q1a, Q1b, Q1c, Q1d, um die Verarbeitung eines HF-Eingangssignals durch einen oder mehrere der HF-Stufen-Transistoren Q1a, Q1b, Q1c, Q1d zu ermöglichen. Insbesondere ist dargestellt, dass der Eingangsknoten RF_in mit jedem Gate der vier HF-Stufen-Transistoren Q1a, Q1b, Q1c, Q1d gekoppelt ist und dass die Drain jedes HF-Stufen-Transistors zu einem Kaskodenstufen-Transistor Q2 (nicht in 8 dargestellt) über einen entsprechenden Schalttransistor geleitet wird. So kann beispielsweise die Drain von Q1a über einen ersten Schalttransistor S1a nach Q2 geleitet werden, die Drain von Q1b kann über einen zweiten Schalttransistor S1b nach Q2 geleitet werden, und so weiter. Die Sourcen der vier HF-Stufen-Transistoren Q1a, Q1b, Q1c, Q1d sind über eine Induktivität L1 mit Masse gekoppelt. In der vorstehenden beispielhaften Konfiguration kann ein HF-Signal durch einen oder mehrere parallele HF-Stufen-Transistoren verarbeitet werden.
Wie hier beschrieben, hat ein gegebener HF-Stufen-Transistor eine wirksame d.h. effektive Kapazität Cgs. Es sei darauf hingewiesen, dass eine solche Kapazität Cgs von einer oder mehreren Dimensionen (in 8 als W/L bezeichnet) dieses HF-Stufen-Transistors abhängen kann. So können im Beispiel von 8 die den HF-Stufen-Transistoren Q1a, Q1b, Q1c, Q1c, Q1d entsprechenden Abmessungen Wa/La, Wb/Lb, Wc/Lc, Wd/Ld ausgewählt werden, um unterschiedliche Nettowerte von Cgs, wenn sie kombiniert werden, in verschiedenen Kombinationen (z.B. Parallelkombinationen) bereitzustellen. Wenn beispielsweise Q1a allein verwendet wird (z.B. durch Einschalten von S1a und Ausschalten der verbleibenden Schalttransistoren), kann der Netto-Cgs-Wert ungefähr dem der Cgs von Q1a entsprechen. In einem weiteren Beispiel, wenn Q1a und Q1b verwendet werden (z.B. durch Einschalten von S1a und S1b und Ausschalten von S1c und S1d), kann der Netto-Cgs-Wert ungefähr eine Summe der Cgs-Werte von Q1a und Q1b sein. Es sei darauf hingewiesen, dass solche Abmessungen Wa/La, Wb/Lb, Wc/Lc, Wd/Ld im Wesentlichen alle gleich, alle unterschiedlich oder eine Kombination davon sein können.

In der voranstehenden Vorgehensweise konfiguriert, können für verschiedene Verstärkungsmoden unterschiedliche Netto-Cgs-Werte erhalten werden. So können beispielsweise die vier Verstärkungsmoden G0, G1, G2, G4 Kombinationen der HF-Stufen-Transistoren Q1a, Q1b, Q1c, Q1d gemäß Tabelle 1 beinhalten. Tabelle 1

Gain-Modus	Aktivierter HF-Stufen-Transistor(en)	Netto Cgs
G0	Q1a	(Cgs)_a
G1	Q1a, Q1b	(Cgs)_a + (Cgs)_b
G2	Q1a, Q1b, Q1c	(Cgs)_a + (Cgs)_b + (Cgs)_c
G3	Q1a, Q1b, Q1c, Q1d	(Cgs)_a + (Cgs)_b + (Cgs)_c + (Cgs)_d

Wie hier beschrieben, können die Abmessungen der HF-Stufen-Transistoren Q1a, Q1b, Q1c, Q1d so gewählt werden, dass sie die entsprechenden Cgs-Werte (Cgs)_a, (Cgs)_b, (Cgs)_c, (Cgs)_d bereitstellen. Wie in Tabelle 1 dargestellt, können solche Cgs-Werte kombiniert werden, um unterschiedliche gewünschte Netto-Cgs-Werte für die Phasenkompensationsschaltung 104 von 8 zu erhalten.
9 zeigt beispielsweise Cgs-Diagramme als Funktion verschiedener Verstärkungsmoden (z.B. abhängig von Idd). Es sei angenommen, dass die gestrichelte Linie eine Cgs Charakteristik für einen nicht kompensierten LNA darstellt (z.B. wie im Beispiel der 3-6), wobei Cgs proportional zu Idd zunimmt. Um eine Kompensation für einen solchen LNA zu ermöglichen, kann die beispielhafte Konfiguration der 7 und 8 und Tabelle 1 implementiert werden, wobei die Netto-Cgs im Verstärkungsmodus G3 (niedrigerer Idd) größer ist als die Netto-Cgs von G2, die wiederum größer ist als die Netto-Cgs von G1, etc. Solche Netto-Cgs-Werte für die Kompensation sind als durchgezogene Linie (Cgs(Comp)) dargestellt. Solche Netto-Cgs-Werte können ausgewählt werden, um die Cgs-Variation im unkompensierten Fall zu kompensieren. So kann beispielsweise ein Netto-Cgs-Wert bei einem gegebenen Verstärkungsmodus einen Cgs-Beitrag aus der gewählten Dimension des entsprechenden HF-Stufen-Transistors beinhalten, um Cgs-Variationen zu kompensieren, die sich aus einem oder mehreren anderen Effekten ergeben, die mit dem HF-Stufen-Transistor verbunden sind. In einigen Ausführungsformen kann eine solche Kompensation beispielsweise zu einem Cgs-Profil führen, das für die verschiedenen Verstärkungsmoden im Wesentlichen einheitlich ist.
Wie hier in Bezug auf die 5 und 6 beschrieben, kann sich eine Phasenänderung aus einer Kapazitätsänderung (z.B. Cgs) ergeben, die einem LNA zugeordnet ist. So kann das kompensierende Cgs-Profil des Beispiels von 9 zu einem in 10 als Φ_Comp dargestellten Kompensationsphasenprofil führen. Ähnlich wie die kompensierende Cgs ein wünschenswertes einheitliches Netto-Cgs-Profil bereitstellt, kann ein derartiges Φ_Comp den unkompensierten Phaseneffekt (Φ_Uncomp ) kompensieren, um ein Phasenprofil Φ zu ergeben, das beispielsweise bei einem Referenzwert Φ_Ref im Wesentlichen einheitlich ist.
In den Beispielen von 9 und 10 werden das kompensierende Cgs-Profil und das kompensierende Phasenprofil so beschrieben, dass einige unkompensierte Effekte generell aufgehoben werden. Es sei darauf hingewiesen, dass solche unkompensierten Effekte bekannt sein können oder auch nicht. Unter Verwendung eines oder mehrerer Merkmale der vorliegenden Offenbarung kann ein Betriebsparameter, wie beispielsweise die Phase an einem LNA, in jedes beliebige Profil (einschließlich eines im Wesentlichen flachen Profils) mit oder ohne Kenntnis solcher unkompensierten Effekte konfiguriert werden.
In den Beispielen der 7-10 wird die Phasenkompensation so beschrieben, dass sie erreicht wird, indem der Netto-Cgs-Wert einer Anordnung von HF-Stufen-Transistoren gesteuert wird. Eine solche Steuerung der Kapazität (z.B. Cgs) ist ein Beispiel dafür, wie eine oder mehrere Kapazitäten und/oder eine oder mehrere Induktivitäten, die einem LNA zugeordnet sind (z.B. ein HF-Stufenabschnitt des LNA), gesteuert werden können, um die Phasenänderung an dem LNA zu steuern.
11 zeigt ein Beispiel, bei dem eine mit einem LNA verbundene Induktivität gesteuert werden kann, um ein gewünschtes Phasenprofil an dem LNA zu erzeugen. Wie hier beschrieben, kann eine Induktivität an einem Eingang des LNA beeinflussen, wie stark die Phasenänderung an dem LNA erfolgt. So beinhaltet beispielsweise der LNA 10 in 3 eine Eingangsinduktivität, die zu einer Gesamtimpedanz des LNA sowie einer Gesamtphasenänderung an dem LNA beiträgt.
In 11 ist dargestellt, dass ein LNA 100 eine Kaskodenkonfiguration ähnlich dem Beispiel von 3 aufweist. Es wird jedoch gezeigt, dass der LNA 100 von 11 eine Phasenkompensationsschaltung 104 beinhaltet, die implementiert ist, um eine variable Induktivität L an einem Eingang des LNA 100 bereitzustellen. Eine solche variable Induktivität kann, wie dargestellt, eine variable Eingangsimpedanz Zin liefern. Eine solche variable Induktivität kann auch verwendet werden, um zu steuern, wie viel Phasenverschiebung an dem LNA auftritt, ähnlich wie bei den Beispielen in den 7-10.
So kann, wie in 12 dargestellt, die variable Eingangsinduktivität L des Beispiels von 11 betrieben werden, um ein kompensierendes Phasenprofil zu erzeugen, das als Φ_Comp(L) dargestellt ist. Ähnlich wie im Beispiel von 10 kann ein solches Φ_Comp(L) eine Kompensation des unkompensierten Phaseneffekts (Φ_Uncomp ) bereitstellen, um zu einem Phasenprofil Φ zu gelangen, das beispielsweise bei einem Referenzwert Φ_Ref im Wesentlichen einheitlich ist.
In den Beispielen der 7-10 kann eine Kapazität wie Cgs durch selektiven Betrieb einer Vielzahl von entsprechend dimensionierten HF-Stufen-Transistoren variiert werden. 13 zeigt, dass eine mit einem LNA verbundene Kapazität auch anders variiert werden kann, um eine Kompensation der Kapazität des LNA und damit eine Kompensation der Phase an dem LNA zu ermöglichen.
In 13 kann ein LNA 100 eine Kaskodenkonfiguration ähnlich dem Beispiel von 3 aufweisen. In einigen Ausführungsformen kann der HF-Stufen-Transistor Q1 eines solchen LNA einen einzelnen Transistor oder eine Vielzahl von Transistoren ähnlich dem Beispiel von 7 beinhalten. Im Beispiel von 13 kann der LNA 100 eine Phasenkompensationsschaltung 104 beinhalten, die implementiert ist, um eine variable Kapazität Cc zu beinhalten, wobei ein Ende mit dem Gate von Q1 und das andere Ende mit der Source von Q1 gekoppelt ist. Somit kann die variable Kapazität Cc elektrisch parallel zu der Cgs (nicht einstellbar oder einstellbar) von Q1 sein. Dementsprechend kann der mit Q1 verbundene Netto-Cgs-Wert eine Summe aus Cgs und Cc sein, und ein solcher Netto-Cgs-Wert kann durch die variable Kapazität Cc eingestellt werden.
Dementsprechend und unter der Annahme, dass Cgs von Q1 (Cgs(Q1)) ähnlich dem Beispiel von 3 nicht einstellbar ist, zeigt 14, dass eine solche Kapazität (Cgs) unterschiedliche Werte bei verschiedenen Verstärkungsmoden (dargestellt als gestrichelte Linie) nachteilig aufweisen kann. Eine solche Schwankung der Cgs(Q1) kann durch Einstellen der variablen Kapazität Cc (dargestellt als durchgezogene Linie Cgs(Cc)) kompensiert werden, um eine Netto-Cgs-Kapazität zu erhalten, die beispielsweise im Wesentlichen flach über die verschiedenen Verstärkungsmoden ist.
15 zeigt ein Beispiel dafür, wie die Phasenkompensation für den LNA von 14 erreicht werden kann. In 15 kann die variable Kapazität Cc des Beispiels von 14 so betrieben werden, dass ein kompensierendes Phasenprofil entsteht, das als Φ_Comp dargestellt ist. Ähnlich wie das Beispiel von 10 kann ein solches Φ_Comp eine Kompensation für den unkompensierten Phaseneffekt (Φ_Uncomp ) bereitstellen, um zu einem Phasenprofil Φ zu gelangen, das beispielsweise bei einem Referenzwert Φ_Ref im Wesentlichen einheitlich ist.
Wie hier beschrieben, beziehen sich die 3-6 im Allgemeinen auf eine Phasenänderung aufgrund eines einzelnen Effekts, wie beispielsweise eines Effekts von Cgs. Die beziehen sich im Allgemeinen darauf, wie eine Phasenkompensation erreicht werden kann, um eine solche Phasenschwankung mit Hilfe verschiedener Techniken zu beheben.
In einigen Ausführungsformen kann ein LNA so konfiguriert werden, dass die mit dem LNA verbundene Phase sowohl von einem einzelnen Effekt (z.B. einem Effekt von Cgs) als auch von einem verstärkungsmodusspezifischen Effekt beeinflusst wird. 16 zeigt beispielsweise einen LNA 10 mit einer Kaskadenkonfiguration ähnlich dem Beispiel von 3. Im Beispiel von 16 wird jedoch gezeigt, dass ein zusätzlicher schaltbarer Induktivitätspfad (angegeben als Zg3) zwischen der Source-Induktivität (angegeben als Zs) und der Masse eingeschlossen ist. Es ist gezeigt, dass ein Schalter (Sg3) elektrisch parallel zu einer solchen Induktivität (Zg3) vorgesehen ist. Wenn also der Schalter Sg3 ausgeschaltet ist, beträgt die Gesamtinduktivität zwischen der Source von Q1 und der Masse etwa Zs + Zg3. Wenn der Schalter Sg3 eingeschaltet ist, wird Zg3 umgangen, und die Gesamtinduktivität zwischen der Source von Q1 und der Masse beträgt etwa Zs.
In einigen Ausführungsformen kann eine solche schaltbare Induktivität (Zg3/Sg3) bereitgestellt werden, um einem verstärkungsmodusspezifischen Anliegen in einem LNA-Design Rechnung zu tragen. So kann beispielsweise, wie in 16 dargestellt, Zgs eingeschaltet werden (durch Ausschalten von Sg3), wenn sich der LNA im Verstärkungsmodus G3 befindet, um einen Schnittpunkt (IIP3) höherer dritter Ordnung zu erfüllen, und in anderen Verstärkungsmoden ausgeschaltet werden (durch Einschalten von Sg3). So beträgt in einer solchen Konfiguration die Gesamtinduktivität zwischen der Source von Q1 und der Masse etwa Zs + Zg3 im Verstärkungsmodus G3 und Zs in den anderen Verstärkungsmoden (G2, G1, G0). Dementsprechend kann eine Gesamtimpedanz Ztot, die einem HF-Eingangssignal am LNA 10 auftritt, als Ztot = Zin + Zs + Zg3 + Zgs + gm*Zgs*Zs im Verstärkungsmodus G3 und Ztot = Zin + Zs + Zgs + Zgs + gm*Zgs*Zs im Verstärkungsmodus G2, G1, G0 dargestellt werden.
17 zeigt, wie sich der vorstehende verstärkungsmodusspezifische Effekt (z.B. Zg3 in G3 vorhanden und in anderen Moden nicht vorhanden) darauf auswirken kann, wie sich die Phase zwischen den verschiedenen Verstärkungsmoden unterscheiden kann. Die mit Φ(Zg3) gekennzeichnete gestrichelte Linie zeigt modusspezifische Auswirkungen auf die Phase, und ein solches Phasenprofil weist im Verstärkungsmodus G3 eine deutlich andere Phase (z.B. um einen Betrag ΔΦ) auf und ist im Allgemeinen gleichförmig bzw. einheitlich in den anderen Verstärkungsmoden.
In 17 stellt die mit Φ(Cgs) gekennzeichnete gestrichelte Linie eine Phasenänderung über alle Verstärkungsmoden dar, die sich aus einem einzelnen Effekt (z.B. durch Cgs) ergibt, ähnlich dem Beispiel der 5 und 6. Dementsprechend ergibt sich eine Nettovariation in der Phase (Φ_Uncomp ) aus einer Kombination von Φ(Cgs) und Φ(Zg3) (z.B. (P_Uncomp = Φ(Cgs) + Φ(Zg3)). Beispiele für ein solches unkompensiertes Phasenprofil sind in den 20, 22 und 24 dargestellt, ebenso wie Beispiele für entsprechende Phasenkompensationstechniken.
Die 18-24 zeigen Beispiele dafür, wie die Phasenkompensation eingesetzt werden kann, um eine Situation der 16 und 17 zu adressieren, in der ein Verstärkungsmodus-spezifischer Phaseneffekt vorliegt. Solche Phasenkompensationstechniken basieren auf den drei Beispieltechniken der 7-15. Insbesondere zeigen die 18-20 eine Phasenkompensationstechnik ähnlich der Beispieltechnik der 7-10; die 21 und 22 zeigen eine Phasenkompensationstechnik ähnlich der Beispieltechnik der 11 und 12; und die 23 und 24 zeigen eine Phasenkompensationstechnik ähnlich der Beispieltechnik der 13-14. Es sei darauf hingewiesen, dass auch andere Phasenkompensationstechniken eingesetzt werden können.
18 zeigt einen LNA 100 mit einer schaltbaren Zg3 ähnlich dem Beispiel von 16. Der LNA 100 von 18 beinhaltet jedoch eine Phasenkompensationsschaltung 104, die dem Beispiel von 7 ähnlich sein kann. In einigen Ausführungsformen kann eine solche Kompensationsschaltung (104 in 18) konfiguriert und betrieben werden, um die verstärkungsmodusspezifische Phasenvariation sowie die Phasenvariation, die alle Verstärkungsmoden beeinflußt, anzugehen. Im Beispiel von 18 ist die Source von Q1 ein Knoten 105 auf einer Seite der Induktivität, der zu einer Impedanz Zs beiträgt. Im Beispiel von 18 ist dargestellt, dass die andere Seite der Induktivität (Zs) durch eine parallele Kombination aus einer Zg3-Induktivität und einem Sg3-Schalter mit Masse gekoppelt ist, ähnlich dem Beispiel von 16.
19 zeigt ein Beispiel dafür, wie die Phasenkompensationsschaltung 104 von 18 implementiert werden kann. In 19 kann eine Phasenkompensationsschaltung 104 eine Architektur aufweisen, die dem Beispiel von 8 ähnlich ist.
Im Beispiel von 19 wird gezeigt, dass die Phasenkompensationsschaltung 104 vier parallel implementierte Beispiel-HF-Stufen-Transistoren Q1e, Q1f, Q1g, Q1h beinhaltet, um die Verarbeitung eines HF-Eingangssignals durch einen oder mehrere der HF-Stufen-Transistoren Q1e, Q1f, Q1g, Q1h zu ermöglichen. Insbesondere ist dargestellt, dass der Eingangsknoten RF_in mit jedem Gate der vier HF-Stufen-Transistoren Q1e, Q1f, Q1g, Q1h gekoppelt ist und die Drain jedes HF-Stufen-Transistors über einen entsprechenden Schalttransistor zu einem Kaskodenstufen-Transistor Q2 (nicht in 19 dargestellt) geleitet wird. So kann beispielsweise die Drain von Q1e über einen ersten Schalttransistor Sie nach Q2 geleitet werden, die Drain von Q1f kann über einen zweiten Schalttransistor S1f nach Q2 geleitet werden, und so weiter. Die Sourcen der vier HF-Stufen-Transistoren Q1a, Q1b, Q1c, Q1d sind als gemeinsamer Knoten 105 dargestellt. In der vorstehenden beispielhaften Konfiguration kann ein HF-Signal durch einen oder mehrere parallele HF-Stufen-Transistoren verarbeitet werden.
Wie hier beschrieben, hat ein gegebener HF-Stufen-Transistor eine wirksame bzw. effektive Kapazität Cgs. Es sei darauf hingewiesen, dass eine solche Kapazität Cgs von einer oder mehreren Dimensionen (in 19 als W/L bezeichnet) dieses HF-Stufen-Transistors abhängen kann. So können im Beispiel von 19 die den HF-Stufen-Transistoren Q1e, Q1f, Q1g, Q1h entsprechenden Abmessungen We/Le, Wf/Lf, Wg/Lg, Wh/Lh ausgewählt werden, um unterschiedliche Nettowerte von Cgs, wenn sie kombiniert werden, in verschiedenen Kombinationen (z.B. Parallelkombinationen) bereitzustellen. Wenn beispielsweise Q1e allein verwendet wird (z.B. durch Einschalten von Sie und Ausschalten der verbleibenden Schalttransistoren), kann der Netto-Cgs-Wert ungefähr dem der Cgs von Q1e entsprechen. In einem weiteren Beispiel, wenn Q1e und Q1f verwendet werden (z.B. durch Einschalten von Sie und S1f und Ausschalten von S1g und S1h), kann der Netto-Cgs-Wert ungefähr eine Summe der Cgs-Werte von Q1e und Q1f sein.
In einigen Ausführungsformen können eine oder mehrere Dimensionen (We/Le), die Q1e zugeordnet sind, deutlich kleiner sein als die der anderen HF-Stufen-Transistoren (Q1f, Q1g, Q1h). Ein so deutlich kleineres Q1e kann verwendet werden, um den hier beschriebenen verstärkungsmodusspezifischen Effekt anzugehen.
Wie beispielsweise in 19 dargestellt und in Tabelle 2 aufgeführt, können die vier Verstärkungsmoden G0, G1, G2, G4 verschiedene Kombinationen der HF-Stufen-Transistoren Q1e, Q1f, Q1g, Q1h beinhalten. Tabelle 2

Gain-Modus Aktivierter RF-Stufen-Transistor(e) Netto Cgs

G0 Q1f (Cgs)_f

G1 Q1f, Q1g (Cgs)_f + (Cgs)_g

G2 Q1f, Q1g, Q1h (Cgs)_f + (Cgs)_g + (Cgs)_h

G3 Q1e (Cgs)_e
Im Beispiel von 19 und Tabelle 2 können die Cgs-Werte, die Q1f, Q1g, Q1h zugeordnet sind, ausgewählt werden, um eine Phasenkompensation eines einzelnen Effekts ähnlich dem Beispiel der 8-10 zu ermöglichen. Der Cgs-Wert, der Q1e zugeordnet ist, kann jedoch so gewählt werden, dass er eine Phasenkompensation ermöglicht, um die Kombination aus dem Einzeleffekt und dem verstärkungsmodusspezifischen Effekt von G3 zu berücksichtigen.
Bei vorstehender Implementierung kann die Phasenkompensationsschaltung 104 der 18 und 19 zu einem kompensierenden Phasenprofil führen, das in 20 als Φ_Comp dargestellt ist, und ein solches Profil kann eine Kompensation für die nicht kompensierte Phase (Φ_Uncomp , die den Einzeleffekt und den verstärkungsmodusspezifischen Effekt bei G3 beinhaltet) bereitstellen, um zu einem Phasenprofil Φ zu führen, das beispielsweise bei einem Referenzwert Φ_Ref im Wesentlichen einheitlich ist.
21 zeigt einen LNA 100 mit einer schaltbaren Zg3 ähnlich dem Beispiel von 16. Der LNA 100 von 21 beinhaltet jedoch eine Phasenkompensationsschaltung 104, die dem Beispiel von 11 ähnlich sein kann. In einigen Ausführungsformen kann eine solche Kompensationsschaltung (104 in 21) konfiguriert und betrieben werden, um die verstärkungsmodusspezifische Phasenvariation sowie die Phasenvariation, die alle Verstärkungsmoden beeinflußt, anzugehen.
Im Beispiel von 21 kann eine dem LNA zugeordnete Induktivität gesteuert werden, um ein gewünschtes Phasenprofil am LNA zu erzeugen. Wie hier beschrieben, kann eine Induktivität an einem Eingang dem LNA beeinflussen, wie viel Phase an dem LNA auftritt. So beinhaltet beispielsweise der LNA 10 in 3 eine Eingangsinduktivität, die zu einer Gesamtimpedanz des LNA sowie einer Gesamtphase an dem LNA beiträgt.
In 21 kann die Phasenkompensationsschaltung 104 implementiert werden, um eine variable Induktivität L an einem Eingang des LNA 100 bereitzustellen. Eine solche variable Induktivität kann, wie dargestellt, eine variable Eingangsimpedanz Zin liefern. Eine solche variable Induktivität kann auch verwendet werden, um zu steuern, wie viel Phasenverschiebung am LNA auftritt.
Insbesondere kann die variable Induktivität der Kompensationsschaltung 104 konfiguriert werden, um unterschiedliche Eingangsinduktivitätswerte für die verschiedenen Verstärkungsmoden zu berücksichtigen. Wenn sich der LNA 100 beispielsweise in einem der Verstärkungsmoden G0, G1, G2 befindet, können für solche Verstärkungsmoden Eingangsinduktivitätswerte ähnlich dem Beispiel von 11 ausgewählt werden. Für den Verstärkungsmodus G3, bei dem sowohl der Einzeleffekt als auch der verstärkungsmodusspezifische Effekt vorhanden sind, kann ein Eingangsinduktivitätswert gewählt werden, um beide Effekte zu kompensieren.
So kann, wie in 22 dargestellt, die variable Eingangsinduktivität L des Beispiels von 21 so betrieben werden, dass ein kompensierendes Phasenprofil entsteht, das als Φ_Comp dargestellt ist. Dieses Φ_Comp kann den nicht kompensierten Phaseneffekt (Φ_Uncomp ) kompensieren und zu einem Phasenprofil Φ führen, das beispielsweise bei einem Referenzwert Φ_Ref im Wesentlichen einheitlich ist.
23 zeigt einen LNA 100 mit einer schaltbaren Zg3 ähnlich dem Beispiel von 16. Der LNA 100 von 23 beinhaltet jedoch eine Phasenkompensationsschaltung 104, die dem Beispiel von 13 ähnlich sein kann. In einigen Ausführungsformen kann eine solche Kompensationsschaltung (104 in 23) konfiguriert und betrieben werden, um die verstärkungsmodusspezifische Phasenvariation sowie die Phasenvariation, die alle Verstärkungsmoden beeinflußt, anzusprechen.
Im Beispiel von 23 kann der LNA 100 eine Phasenkompensationsschaltung 104 beinhalten, die implementiert ist, um eine variable Kapazität Cc zu beinhalten, wobei ein Ende mit dem Gate von Q1 und das andere Ende mit der Source von Q1 gekoppelt ist. Somit kann die variable Kapazität Cc elektrisch parallel zu der Cgs von Q1 sein. Dementsprechend kann der mit Q1 verbundene Netto-Cgs-Wert eine Summe aus Cgs und Cc sein, und ein solcher Netto-Cgs-Wert kann durch die variable Kapazität Cc eingestellt werden.
In 23 kann die Phasenkompensationsschaltung 104 implementiert werden, um eine variable Kapazität Cc bereitzustellen. Eine solche variable Kapazität kann verwendet werden, um zu steuern, wie viel Phasenverschiebung am LNA auftritt.
Insbesondere kann die variable Kapazität der Kompensationsschaltung 104 so konfiguriert werden, dass sie unterschiedliche Netto-Cgs-Werte für die verschiedenen Verstärkungsmoden beinhaltet. Wenn sich der LNA 100 beispielsweise in einem der Verstärkungsmoden G0, G1, G2, G2 befindet, können für solche Verstärkungsmoden Werte ähnlich dem Beispiel von 13 ausgewählt werden. Für den Verstärkungsmodus G3, bei dem sowohl der Einzeleffekt als auch der verstärkungsmodusspezifische Effekt vorhanden sind, kann ein Kompensationskapazitätswert (Cc) gewählt werden, um beide Effekte zu kompensieren.
So kann, wie in 24 dargestellt, die variable Kapazität Cc des Beispiels von 23 betrieben werden, um zu einem kompensierenden Phasenprofil zu gelangen, das als Φ_Comp dargestellt ist. Dieses Φ_Comp kann den unkompensierten Phaseneffekt (Φ_Uncomp ) kompensieren, um zu einem Phasenprofil Φ zu führen, das beispielsweise bei einem Referenzwert Φ_Ref im Wesentlichen einheitlich ist.
In den verschiedenen hier in Bezug auf die 7-15 und 18-24 beschriebenen Beispielen wird eine bestimmte Phasenkompensationsschaltung als Steuerung einer bestimmten elektrischen Eigenschaft (z.B. Kapazität oder Induktivität) beschrieben, die einem bestimmten HF-Stufen-Transistor eines LNA zugeordnet ist. Eine solche Kompensationsschaltung kann eine Phasenänderung kompensieren, die sich aus einem oder mehreren Abschnitten (z.B. Cgs), die dem HF-Stufen-Transistor zugeordnet sind, einer Gesamtphasenänderung, die dem HF-Stufen-Transistor zugeordnet ist, oder einer beliebigen Kombination derselben ergibt.
In einigen Ausführungsformen kann ein LNA mit einem oder mehreren Merkmalen, wie hier beschrieben, eine Phasenkompensationsschaltung aufweisen, die konfiguriert ist, um die Steuerung einer Vielzahl von elektrischen Eigenschaften zu ermöglichen, die einem gegebenen HF-Stufen-Transistor zugeordnet sind. So kann beispielsweise und im Zusammenhang mit den beispielhaften Phasenkompensationstechniken der 7-15 und 18-24 eine Phasenkompensationsschaltung eine Kombination dieser Techniken beinhalten. So kann beispielsweise eine Phasenkompensationsschaltung zwei oder mehr der Kompensationsschaltungen 104 beinhalten, die den 7, 11 und 13 zugeordnet sind. Ebenso kann eine Phasenkompensationsschaltung zwei oder mehr der Kompensationsschaltungen 104 beinhalten, die den 18, 21 und 23 zugeordnet sind.
25 zeigt, dass in einigen Ausführungsformen eine Baugruppe 181, die den LNA 100 und die Phasenkompensationsschaltung 104 mit einem oder mehreren hier beschriebenen Merkmalen beinhaltet, von einer Steuerung 180 gesteuert werden kann. Eine solche Steuerung kann verschiedene Steuersignale bereitstellen, um beispielsweise die verschiedenen Verstärkertransistoren und Schalttransistoren zu betreiben, um verschiedene Verstärkungsmoden zu erreichen und eine Phasenkompensation für derartige Verstärkungsmoden bereitzustellen. In einigen Ausführungsformen kann die Steuerung 180 konfiguriert werden, um MIPI (Mobile Industry Processor Interface) Funktionalität zu beinhalten.
26 zeigt, dass in einigen Ausführungsformen ein Teil oder die Gesamtheit eines LNA 100 mit einem oder mehreren hier beschriebenen Merkmalen auf einer Halbleiterchip 200 implementiert werden kann. Ein solcher Chip kann ein Substrat 202 beinhalten, und mindestens ein Teil einer Phasenkompensationsschaltung 104 kann auf dem Substrat 202 implementiert sein.
Die 27 und 28 zeigen, dass in einigen Ausführungsformen ein Teil oder die Gesamtheit eines LNA 100 mit einem oder mehreren Merkmalen, wie hier beschrieben, auf einem gepackten bzw. verpackten Modul 300 implementiert werden kann. Ein solches Modul kann ein Packungssubstrat 302 beinhalten, das konfiguriert ist, um eine Vielzahl von Komponenten wie eine oder mehrere Chips und eine oder mehrere passive Komponenten aufzunehmen.
27 zeigt, dass das gepackte Modul 300 in einigen Ausführungsformen einen Halbleiterchip 200 beinhalten kann, die dem Beispiel von 26 ähnlich ist. Dementsprechend kann ein solcher Chip einen Teil oder den gesamten LNA 100 beinhalten, wobei mindestens ein Teil einer Phasenkompensationsschaltung 104 auf dem Chip 200 implementiert ist.
28 zeigt, dass das gepackte Modul 300 in einigen Ausführungsformen einen ersten Halbleiterchip 210 mit einem darauf implementierten LNA 100 beinhalten kann. Im Beispiel von 28 kann ein Teil einer Phasenkompensationsschaltung 104 auf dem ersten Chip 210 und der Rest der Phasenkompensationsschaltung 104 auf einem anderen Chip 212 außerhalb eines Chips (z.B. auf dem Packungssubstrat 302) oder einer beliebigen Kombination derselben implementiert werden.
In 29 kann ein Diversity-Empfängermodul 300 ein Beispiel für die Module 300 der 27 und 28 sein. In einigen Ausführungsformen kann ein solches DRx-Modul mit einem Filter außerhalb des Moduls 513 gekoppelt sein. Das DRx-Modul 300 kann ein Packungssubstrat 501, das zum Aufnehmen einer Vielzahl von Komponenten konfiguriert ist, und ein auf dem Packungssubstrat 501 implementiertes Empfangssystem beinhalten. Das DRx-Modul 300 kann einen oder mehrere Signalpfade beinhalten, die vom DRx-Modul 300 geroutet und einem Systemintegrator, Designer oder Hersteller zur Verfügung gestellt werden, um ein Filter für jedes gewünschte Band zu unterstützen.
Das DRx-Modul 300 beinhaltet eine Anzahl von Wegen zwischen dem Eingang und dem Ausgang des DRx-Moduls 300. Das DRx-Modul 300 beinhaltet einen Umgehungspfad/Bypasspfad zwischen dem Eingang und dem Ausgang, der durch einen Umgehungs- bzw. Bypass-Schalter 519 aktiviert wird, der von der DRx-Steuerung 502 gesteuert wird. Obwohl 29 einen einzelnen Bypass-Schalter 519 darstellt, kann der Bypass-Schalter 519 in einigen Implementierungen mehrere Schalter beinhalten (z.B. einen ersten Schalter, der physisch nahe dem Eingang angeordnet ist und einen zweiten Schalter, der physisch nahe dem Ausgang angeordnet ist. Wie in 29 dargestellt, beinhaltet der Bypasspfad weder ein Filter noch einen Verstärker.
Das DRx-Modul 300 beinhaltet eine Anzahl von Multiplexerpfaden, einschließlich eines ersten Multiplexers 511 und eines zweiten Multiplexers 512. Die Multiplexerpfade beinhalten eine Anzahl von auf dem Modul angeordneten Pfaden, die den ersten Multiplexer 511, ein Bandpassfilter 613a-613d auf dem Packungssubstrat 501, einen Verstärker 100a-100d auf dem Packungssubstrat 501 und den zweiten Multiplexer 512 beinhalten. Die Multiplexerpfade beinhalten einen oder mehrere weg vom Modul angeordnete Pfade, die den ersten Multiplexer 511, ein Bandpassfilter 513, der weg vom Packungssubstrat 501 implementiert ist, einen Verstärker 100e und den zweiten Multiplexer 512 beinhalten. Der Verstärker 514 kann ein Breitbandverstärker sein, der auf dem Packungssubstrat 501 implementiert sein kann oder auch weg von dem Packungssubstrat 501 implementiert sein kann. In einigen Ausführungsformen können die Verstärker 100a-100d, 100e Verstärker mit variabler Verstärkung und/oder Verstärker mit variabler Stromstärke sein.
Eine DRx-Steuerung 502 ist konfiguriert, um einen oder mehrere der Vielzahl von Pfaden zwischen dem Eingang und dem Ausgang selektiv zu aktivieren. In einigen Implementierungen ist die DRx-Steuerung 502 konfiguriert, um einen oder mehrere der Vielzahl von Pfaden basierend auf einem vom DRx-Steuerung 502 empfangenen Bandauswahlsignal (z.B. von einer Kommunikationssteuerung) selektiv zu aktivieren. Die DRx-Steuerung 502 kann die Pfade selektiv aktivieren, indem sie beispielsweise den Bypass-Schalter 519 öffnet oder schließt, die Verstärker 100a-100d, 100e aktiviert oder deaktiviert, die Multiplexer 511, 512 steuert oder durch andere Mechanismen. So kann beispielsweise die DRx-Steuerung 502 Schalter entlang der Pfade (z.B. zwischen den Filtern 613a-613d, 513d, 513 und den Verstärkern 100a-100d, 100e) oder durch Einstellen der Verstärkung der Verstärker 100a-100d, 100e auf im Wesentlichen Null öffnen oder schließen.
Im Beispiel DRx-Modul 300 von 29 können einige oder alle Verstärker 100a-100d, 100e mit einer Phasenkompensationsschaltung 104 mit einem oder mehreren Merkmalen wie hier beschrieben ausgestattet sein. So ist beispielsweise gezeigt, dass jedem dieser Verstärker (100) eine Phasenkompensationsschaltung 104 zugeordnet ist.
In einigen Implementierungen kann eine Architektur, Vorrichtung und/oder Schaltung mit einem oder mehreren der hier beschriebenen Merkmale in eine HF-Vorrichtung, wie beispielsweise einer drahtlosen Vorrichtung, integriert sein. Eine solche Architektur, Vorrichtung und/oder Schaltung kann direkt in der drahtlosen Vorrichtung, in einer oder mehreren modularen Formen, wie hier beschrieben, oder in einer Kombination davon implementiert werden. In einigen Ausführungsformen kann eine solche drahtlose Vorrichtung beispielsweise ein Mobiltelefon, ein Smartphone, eine tragbare drahtlose Vorrichtung mit oder ohne Telefonfunktion, ein drahtloses Tablet, einen drahtlosen Router, einen drahtlosen Zugangspunkt, eine drahtlose Basisstation usw. beinhalten. Obwohl im Zusammenhang mit drahtlosen Vorrichtungen beschrieben, sei darauf hingewiesen, dass ein oder mehrere Merkmale der vorliegenden Offenbarung auch in anderen HF-Systemen, wie beispielsweise Basisstationen, implementiert werden können.
30 stellt eine beispielhafte drahtlose Vorrichtung 700 mit einem oder mehreren hier beschriebenen vorteilhaften Merkmalen dar. In einigen Ausführungsformen kann ein LNA mit einem oder mehreren Merkmalen, wie hier beschrieben, an jeder von einer oder mehreren Stellen in einer solchen drahtlosen Vorrichtung implementiert werden. So können beispielsweise in einigen Ausführungsformen derartige vorteilhaften Merkmale in einem Modul, wie einem Diversitätsempäfnger-(DRx)-Modul 300, mit einem oder mehreren rauscharmen Verstärkern (LNAs) implementiert werden.
Im Beispiel von 30 können Leistungsverstärker (PAs) in einem PA-Modul 712 ihre jeweiligen HF-Signale von einem Sender-Empfänger 710 empfangen, der konfiguriert und betrieben werden kann, um HF-Signale zu erzeugen, die verstärkt und übertragen werden sollen, und um Empfangssignale zu verarbeiten. Es ist gezeigt, dass der Sender-Empfänger 710 mit einem Basisband-Subsystem 708 interagiert, das konfiguriert ist, um eine Umwandlung zwischen für einen Benutzer geeigneten Daten- und/oder Sprachsignalen und für den Sender-Empfänger 710 geeigneten HF-Signalen bereitzustellen. Der Sende-Empfänger 710 ist auch als mit einer Power-Management-Komponente 706 verbunden dargestellt, die konfiguriert ist, um die Leistung für den Betrieb der drahtlosen Vorrichtung 700 zu verwalten. Ein solches Energiemanagement kann auch den Betrieb des Basisband-Subsystems 708 und anderer Komponenten der drahtlosen Vorrichtung 700 steuern.
Es ist gezeigt, dass das Basisband-Subsystem 708 mit einer Benutzerschnittstelle 702 verbunden ist, um verschiedene Eingaben und Ausgaben von Sprache und/oder Daten zu ermöglichen, die dem Benutzer zur Verfügung gestellt und von ihm empfangen werden. Das Basisband-Subsystem 708 kann auch mit einem Speicher 504 verbunden sein, der konfiguriert ist, um Daten und/oder Anweisungen zu speichern, um den Betrieb der drahtlosen Vorrichtung zu ermöglichen und/oder um Informationen für den Benutzer zu speichern.
Im Beispiel von 30 kann das DRx-Modul 300 zwischen einer oder mehreren Diversity-Antennen (z.B. Diversity-Antenne 730) und dem ASM 714 implementiert sein. Eine derartige Konfiguration kann es ermöglichen, ein über die Diversity-Antenne 730 empfangenes HF-Signal (in einigen Ausführungsformen, einschließlich der Verstärkung durch einen LNA) mit wenig oder keinem Verlust und/oder wenig oder keinem Zusatz von Rauschen zum HF-Signal von der Diversity-Antenne 730 zu verarbeiten. Dieses verarbeitete Signal vom DRx-Modul 300 kann dann über einen oder mehrere Signalpfade an das ASM weitergeleitet werden.
Im Beispiel von 30 kann eine Hauptantenne 720 konfiguriert sein, um beispielsweise die Übertragung von HF-Signalen vom PA-Modul 512 zu ermöglichen. In einigen Ausführungsformen können Empfangsvorgänge auch über die Hauptantenne realisiert werden.
Eine Anzahl anderer Konfigurationen von drahtlosen Geräten können eine oder mehrere der hier beschriebenen Funktionen nutzen. So muss beispielsweise ein drahtloses Gerät kein Multi-Band-Gerät sein. In einem weiteren Beispiel kann eine drahtlose Vorrichtung zusätzliche Antennen wie eine Diversity-Antenne und zusätzliche Konnektivitätsfunktionen wie Wi-Fi, Bluetooth und GPS beinhalten.
Sofern der Kontext nicht eindeutig etwas anderes bedingt, sind die Worte „umfassen“, „umfassend“, „umfassend“ und dergleichen in einem integrativen Sinne auszulegen, im Gegensatz zu einem exklusiven oder erschöpfenden Sinne; das heißt, im Sinne von „einschließend, aber nicht beschränkt auf”. Das Wort „gekoppelt“, wie hier allgemein verwendet, bezieht sich auf zwei oder mehrere Elemente, die entweder direkt miteinander verbunden oder über ein oder mehrere Zwischenelemente verbunden sein können. Darüber hinaus beziehen sich die Worte „hier“, „oben“, „unten“ und Worte von ähnlicher Bedeutung, wenn sie in dieser Anmeldung verwendet werden, auf diese Anmeldung als Ganzes und nicht auf einen bestimmten Teil dieser Anmeldung. Wenn der Kontext es zulässt, können Wörter in der obigen Detailbeschreibung im Singular oder Plural auch den Plural oder Singular beinhalten. Das Wort „oder“ in Bezug auf eine Liste von zwei oder mehr Elementen, deckt alle folgenden Interpretationen des Wortes ab: eines der Elemente in der Liste, alle Elemente in der Liste und jede Kombination der Elemente in der Liste.
Die vorstehende detaillierte Beschreibung der Ausführungsformen der Erfindung soll nicht abschließend sein oder die Erfindung auf die oben offenbarte Form beschränken. Während spezifische Ausführungsformen und Beispiele für die Erfindung vorstehend zur Veranschaulichung beschrieben werden, sind im Rahmen der Erfindung verschiedene äquivalente Änderungen möglich, wie Durchschnittsfachleute in dem technischen Gebiet erkennen werden. Während beispielsweise Prozesse oder Blöcke in einer bestimmten Reihenfolge dargestellt werden, können alternative Ausführungsformen Routinen mit Schritten oder Systeme mit Blöcken in einer anderen Reihenfolge ausführen und verwenden, und einige Prozesse oder Blöcke können gelöscht, verschoben, hinzugefügt, aufgeteilt, kombiniert und/oder geändert werden. Jeder dieser Prozesse oder Blöcke kann auf unterschiedliche Weise implementiert werden. Auch während Prozesse oder Blöcke manchmal als in Serie ausgeführt dargestellt sind, können diese Prozesse oder Blöcke stattdessen parallel oder zu verschiedenen Zeiten ausgeführt werden.
Die Lehren der hier enthaltenen Erfindung können auf andere Systeme angewendet werden, nicht unbedingt auf das oben beschriebene System. Die Elemente und Handlungen der verschiedenen oben beschriebenen Ausführungsformen können zu weiteren Ausführungsformen kombiniert werden.
Während einige Ausführungsformen der Erfindungen beschrieben wurden, wurden diese Ausführungsformen nur als Beispiel dargestellt und sollen den Umfang der Offenbarung nicht einschränken. Tatsächlich können die hier beschriebenen neuen Verfahren und Systeme in einer Vielzahl anderer Formen umgesetzt werden; ferner können verschiedene Auslassungen, Substitutionen und Änderungen in der Form der hier beschriebenen Verfahren und Systeme vorgenommen werden, ohne vom Grundgedanken der Offenbarung abzuweichen. Die beiliegenden Ansprüche und deren Äquivalente sollen solche Ausbildungen oder Modifikationen abdecken, die in den Schutzbereich und den Grundgedanken der Offenbarung fallen.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

US 62381353 [0001]

Claims

Hochfrequenzverstärker, umfassend: einen Eingangsknoten; einen Ausgangsknoten; und eine Verstärkungsstufe mit programmierbarer Phase, die zwischen dem Eingangsknoten und dem Ausgangsknoten implementiert und dazu konfiguriert ist, in einer von einer Vielzahl von Verstärkungseinstellungen zu arbeiten, und die ferner dazu konfiguriert ist, eine gewünschte Phase für ein Signal bei jeder der Vielzahl von Verstärkungseinstellungen bereitzustellen.
Hochfrequenzverstärker nach Anspruch 1, wobei der Hochfrequenzverstärker ein rauscharmer Verstärker ist.
Hochfrequenzverstärker nach Anspruch 2, wobei der rauscharme Verstärker in einer Kaskodenkonfiguration mit einer Eingangsstufe und einer Kaskodenstufe implementiert ist, wobei die Verstärkungsstufe mit programmierbarer Phase zumindest als die Eingangsstufe implementiert ist.
Hochfrequenzverstärker nach Anspruch 1, wobei die gewünschte Phase bei jeder der Vielzahl von Verstärkungseinstellungen ausgewählt ist, um eine annähernd konstante Phase unter der Vielzahl von Verstärkungseinstellungen bereitzustellen.
Hochfrequenzverstärker nach Anspruch 1, wobei die Verstärkungsstufe mit programmierbarer Phase einen oder mehrere Transistoren beinhaltet, die jeweils ein Gate zum Empfangen des Signals, eine mit einer Masse gekoppelte Source und eine Drain zum Ausgeben eines verstärkten Signals aufweisen, so dass der Transistor einen effektiven Eingangswiderstand, eine effektive Eingangsinduktivität L und eine effektive Gate-Source-Kapazität Cgs beinhaltet.
Hochfrequenzverstärker nach Anspruch 5, wobei die Verstärkungsstufe mit programmierbarer Phase eine Vielzahl von Transistoren beinhaltet, die in einer elektrisch parallelen Konfiguration implementiert sind, und jeder Transistor einen Cgs-Wert aufweist, so dass unterschiedliche Netto-Cgs-Werte durch den Betrieb eines oder mehrerer der Transistoren erhalten werden, wobei die unterschiedlichen Netto-Cgs-Werte unterschiedliche Phasen bereitstellen.
Hochfrequenzverstärker nach Anspruch 6, wobei die Verstärkungsstufe mit programmierbarer Phase ferner einen Schalter beinhaltet, der an der Drain jedes Transistors implementiert ist, um den Betrieb des Transistors zu steuern.
Hochfrequenzverstärker nach Anspruch 7, wobei der Cgs-Wert des entsprechenden Transistors zumindest teilweise durch W/L-Abmessungen des Transistors erhalten wird.
Hochfrequenzverstärker nach Anspruch 8, wobei die Vielzahl von Transistoren so konfiguriert ist, dass ein Transistor in einer Einstellung niedrigster Verstärkung betrieben wird und ein zusätzlicher Transistor für jede Einstellung mit erhöhter Verstärkung betrieben wird.
Hochfrequenzverstärker nach Anspruch 8, wobei die W/L-Abmessungen mindestens eines Transistors im Wesentlichen anders bemessen sind als die W/L-Abmessungen anderer Transistoren, um eine Phasenkompensation für einen sekundären Effekt bereitzustellen, der sich aus einer für den mindestens einen Transistor spezifischen Verstärkungseinstellung ergibt.
Hochfrequenzverstärker nach Anspruch 10, wobei die für den mindestens einen Transistor spezifische Verstärkungseinstellung eine Einstellung mit niedrigster Verstärkung ist und der entsprechende Transistor W/L-Abmessungen aufweist, die wesentlich kleiner sind als diejenigen der anderen Transistoren.
Hochfrequenzverstärker nach Anspruch 5, wobei mindestens ein Transistor der Verstärkungsstufe mit programmierbarer Phase so konfiguriert ist, dass seine effektive Eingangsinduktivität L eine variable Induktivität beinhaltet.
Hochfrequenzverstärker nach Anspruch 12, wobei die variable Induktivität konfiguriert ist, um einen Bereich von L-Werten zu beinhalten, um die gewünschte Phase für das Signal bei jeder der Vielzahl von Verstärkungseinstellungen zu erhalten.
Hochfrequenzverstärker nach Anspruch 5, wobei mindestens ein Transistor der Verstärkungsstufe mit programmierbarer Phase konfiguriert ist, um eine variable Kapazität zwischen dem Gate und der Source zu beinhalten.
Hochfrequenzverstärker nach Anspruch 14, wobei die variable Kapazität konfiguriert ist, um einen Bereich von Cgs-Werten bereitzustellen, um die gewünschte Phase für das Signal bei jeder der Vielzahl von Verstärkungseinstellungen zu erhalten.
Verfahren zum Verstärken eines Hochfrequenzsignals, wobei das Verfahren umfasst: Konfigurieren einer Verstärkungsstufe, um in einer ausgewählten aus einer Vielzahl von Verstärkungseinstellungen zu sein, so dass mindestens einige der Verstärkungseinstellungen zu unterschiedlichen Phasen für das Hochfrequenzsignal führen; und Einstellen der Phase des Hochfrequenzsignals für die gewählte Verstärkungseinstellung, so dass die eingestellte Phase Teil der gewünschten Phasen ist, die aus den verschiedenen Phasen eingestellt werden.
Verfahren nach Anspruch 16, wobei die Verstärkungsstufe Teil eines rauscharmen Verstärkers ist.
Verfahren nach Anspruch 16, wobei die gewünschten Phasen zu einer annähernd konstanten Phase aus der Vielzahl von Verstärkungseinstellungen führen.
Verfahren nach Anspruch 16, wobei das Einstellen der Phase das Einstellen einer oder mehrerer einer effektiven Eingangsinduktivität L und einer effektiven Gate-Source-Kapazität Cgs eines Transistors der Verstärkungsstufe mit einem Gate zum Empfangen des Hochfrequenzsignals, einer mit einer Masse gekoppelten Source und einer Drain zum Ausgeben eines verstärkten Hochfrequenzsignals beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 19, wobei das Einstellen der Phase den Betrieb einer Vielzahl von Transistoren in einer elektrisch parallelen Konfiguration beinhaltet, wobei jeder Transistor einen Cgs-Wert aufweist, so dass durch den Betrieb eines oder mehrerer der Transistoren unterschiedliche Netto-Cgs-Werte erhalten werden, wobei die verschiedenen Netto-Cgs-Werte unterschiedliche Phasen bereitstellen.
Verfahren nach Anspruch 20, wobei das Betreiben der Vielzahl von Transistoren das Durchführen eines Schaltvorgangs an der Drain von jedem Transistor zum Steuern des Betriebs des Transistors beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 19, wobei das Einstellen der Phase das Einstellen der effektiven Eingangsinduktivität L beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 21, wobei das Einstellen der effektiven Eingangsinduktivität L das Einstellen einer variablen Induktivität beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 19, wobei das Einstellen der Phase das Einstellen der effektiven Gate-Source-Kapazität Cgs beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 24, wobei das Einstellen der effektiven Gate-Source-Kapazität Cgs das Einstellen einer variablen Kapazität beinhaltet, die zwischen dem Gate und der Source des Transistors implementiert ist.
Halbleiterchip mit einer Hochfrequenzschaltung, umfassend: ein Substrat; und einen auf dem Substrat implementierten Verstärker, wobei der Verstärker eine Verstärkungsstufe mit programmierbarer Phase beinhaltet, die dazu konfiguriert ist, in einer von einer Vielzahl von Verstärkungseinstellungen zu arbeiten, und die ferner dazu konfiguriert ist, eine gewünschte Phase für ein Signal bei jeder der Vielzahl von Verstärkungseinstellungen bereitzustellen.
Halbleiterchip nach Anspruch 26, wobei das Substrat ein Silizium-auf-Isolator-Substrat beinhaltet.
Halbleiterchip nach Anspruch 26, wobei der Verstärker ein rauscharmer Verstärker ist.
Hochfrequenzmodul, umfassend: ein Packungssubstrat, das dazu konfiguriert ist, eine Vielzahl von Komponenten aufzunehmen; und einen auf dem Packungssubstrat implementierten Verstärker, der eine Verstärkungsstufe mit programmierbarer Phase beinhaltet, die dazu konfiguriert ist, in einer von einer Vielzahl von Verstärkungseinstellungen zu arbeiten, und die ferner dazu konfiguriert ist, eine gewünschte Phase für ein Signal bei jeder der Vielzahl von Verstärkungseinstellungen bereitzustellen.
Hochfrequenzmodul nach Anspruch 29, wobei der Verstärker auf einem Halbleiterchip implementiert ist, der auf dem Packungssubstrat montiert ist.
Hochfrequenzmodul nach Anspruch 30, wobei der Verstärker ein rauscharmer Verstärker ist.
Hochfrequenzmodul nach Anspruch 31, wobei das Hochfrequenzmodul ein Diversitätsempfangsmodul ist.
Drahtlose Vorrichtung, umfassend: eine Antenne, die konfiguriert ist, um zumindest ein Signal zu empfangen; einen Verstärker in Kommunikation mit der Antenne, der eine Verstärkungsstufe mit programmierbarer Phase beinhaltet, die dazu konfiguriert ist, in einer von einer Vielzahl von Verstärkungseinstellungen zu arbeiten, und die ferner dazu konfiguriert ist, eine gewünschte Phase für das Signal bei jeder der Vielzahl von Verstärkungseinstellungen bereitzustellen; und einen Sender-Empfänger, der dazu konfiguriert ist, ein verstärktes Signal mit der gewünschten Phase vom Verstärker zu verarbeiten.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 33, wobei die drahtlose Vorrichtung ein Mobiltelefon ist, das dazu konfiguriert ist, verschiedene Verstärkungen bei Empfangsvorgängen zu beinhalten.
Signalverstärker umfassend eine Stufe mit variabler Verstärkung, die dazu konfiguriert ist, eine Vielzahl von Verstärkungsgraden bereitzustellen, die dazu führen, dass eine unterschiedliche Phasenverschiebung in ein jeweiliges Signal eingeführt wird, das durch die Stufe mit variabler Verstärkung geht, wobei die Stufe mit variabler Verstärkung eine Vielzahl von schaltbaren Verstärkungszweigen beinhaltet, die jeweils aktiviert werden können, so dass einer oder mehrere der aktivierten Verstärkungszweige eine ausgewählte kompensierende Phasenverschiebung bereitstellen.
Halbleiterchip, umfassend: ein Substrat; und einen auf dem Substrat implementierten Signalverstärker mit einer Stufe mit variabler Verstärkung, die dazu konfiguriert ist, eine Vielzahl von Verstärkungsgraden bereitzustellen, die dazu führen, dass eine unterschiedliche Phasenverschiebung in ein jeweiliges Signal eingeführt wird, das durch die Stufe mit variabler Verstärkung geht, wobei die Stufe mit variabler Verstärkung eine Vielzahl von schaltbaren Verstärkungszweigen beinhaltet, die jeweils aktiviert werden können, so dass einer oder mehrere der aktivierten Verstärkungszweige eine ausgewählte kompensierende Phasenverschiebung bereitstellen.
Hochfrequenzmodul, umfassend: ein Packungssubstrat, das dazu konfiguriert ist, eine Vielzahl von Komponenten aufzunehmen; und einen auf dem Packungssubstrat implementierten Signalverstärker mit einer Stufe mit variabler Verstärkung, die dazu konfiguriert ist, eine Vielzahl von Verstärkungsgraden bereitzustellen, die dazu führen, dass eine unterschiedliche Phasenverschiebung in ein jeweiliges Signal eingeführt wird, das durch die Stufe mit variabler Verstärkung geht, wobei die Stufe mit variabler Verstärkung eine Vielzahl von schaltbaren Verstärkungszweigen beinhaltet, die jeweils aktiviert werden können, so dass einer oder mehrere der aktivierten Verstärkungszweige eine ausgewählte kompensierende Phasenverschiebung bereitstellen.
Drahtlose Vorrichtung, umfassend: eine Antenne; einen Signalverstärker in Kommunikation mit der Antenne und mit einer Stufe mit variabler Verstärkung, die dazu konfiguriert ist, eine Vielzahl von Verstärkungsgraden bereitzustellen, die dazu führen, dass eine unterschiedliche Phasenverschiebung in ein entsprechendes Signal eingeführt wird, das durch die Stufe mit variabler Verstärkung geht, wobei die Stufe mit variabler Verstärkung eine Vielzahl von schaltbaren Verstärkungszweigen beinhaltet, die jeweils aktiviert werden können, so dass einer oder mehrere der aktivierten Verstärkungszweige eine ausgewählte kompensierende Phasenverschiebung bereitstellen; und einen Sender-Empfänger, der dazu konfiguriert ist, ein verstärktes Signal vom Signalverstärker zu verarbeiten.