DE112013001261T5

DE112013001261T5 - Antriebssysteme, welche Gleitmodusbeobachter umfassen, und Verfahren zur Steuerung derselbigen

Info

Publication number: DE112013001261T5
Application number: DE112013001261.8T
Authority: DE
Inventors: Wei Qiao; Long Wu; Yue Zhao
Original assignee: Deere and Co; University of Nebraska
Current assignee: Deere and Co; University of Nebraska
Priority date: 2012-03-02
Filing date: 2013-02-15
Publication date: 2015-02-26
Also published as: GB2512001B; US10008966B2; US20130231891A1; GB201411996D0; WO2013130282A1; GB2512001A

Abstract

Mindestens eine beispielhafte Ausführungsform offenbart ein Verfahren zur Schätzung einer Position eines Rotors in einem Motor. Das Verfahren umfasst ein Bestimmen einer ersten geschätzten Position des Rotors unter Verwenden eines ersten Algorithmus, ein Bestimmen einer zweiten geschätzten Position des Rotors unter Verwenden eines zweiten Algorithmus, wobei der zweite Algorithmus von dem ersten Algorithmus verschieden ist, ein Bestimmen eines ersten Fehlers basierend auf der ersten geschätzten Position und der zweiten geschätzten Position und ein Bestimmen einer dritten geschätzten Position des Rotors basierend auf dem ersten Fehler.

Description

Gebiet
Beispielhafte Ausführungsformen beziehen sich auf elektrische Antriebseinrichtungssysteme und/oder Verfahren für eine Steuerung von elektrischen Antriebseinrichtungen, wie zum Beispiel Motoren oder Maschinen mit innerem Permanentmagneten (IPM) (engl. interior permanent magnet).
Hintergrund
Synchronmotoren mit innerem Permanentmagneten (IPMSMs) werden in Hybridfahrzeugsystemen und elektrischen Fahrzeugsystemen verwendet. Eine Rotorposition der Synchronmotoren mit innerem Permanentmagneten (IPMSM) wird für eine hochleistungsfähige Traktionssteuerung oder Spannungssteuerung der Synchronmotoren mit innerem Permanentmagneten (IPMSM) verwendet.
Positionssensoren vom elektromagnetischen Typ, zum Beispiel Drehmelder, optische Drehgeber und Halleffektsensoren, werden zum Erhalten der Rotorposition und/oder Drehzahl in IPMSM-Antriebssystemen verwendet. Das Verwenden von diesen elektromagnetischen Sensoren erhöht die Kosten, die Größe, das Gewicht und eine Komplexität einer Hardwareverdrahtung der IPMSM-Antriebssysteme. Des Weiteren beeinträchtigt ein Montieren von elektromagnetischen Sensoren auf einem Rotor des Motors die Widerstandsfähigkeit der IPMSM. Sensoren sind häufig Gegenstand von Ausfällen in rauen Umgebungen, wie zum Beispiel einer übermäßigen Umgebungstemperatur, einer sehr hohen Betriebsdrehzahl und anderen schädlichen oder schwerlastbezogenen Bedingungen.
Als eine Alternative zu Sensoren werden sensorlose Antriebe, welche Beobachter umfassen, verwendet. Ein Typ von einem im Stand der Technik anerkannten Beobachter ist ein Gleitmodusbeobachter (SMO) (engl. sliding mode observer). Ein SMO wird in einem Computer für einen spezifischen Zweck verkörpert, hauptsächlich ein Mikrocontroller oder ein digitaler Signalprozessor, welche speziell zum Ausführen des SMO programmiert sind. Im Allgemeinen ist ein SMO ein Beobachter, welcher Eingänge aufweist, die diskontinuierliche Funktionen von einem Fehler zwischen geschätzten und gemessenen Ausgängen sind. Bei einem SMO ist ein Krümmer bzw. eine Verteilleitung derart konstruiert, dass eine Bahn eines Systemzustands ein bestimmtes Verhalten aufweist, wenn sie auf den Krümmer beschränkt ist. Der Krümmer kann auch als eine Gleitoberfläche bezeichnet werden.
Zusammenfassung
Mindestens eine beispielhafte Ausführungsform offenbart einen adaptiven Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO, Quasi-SMO) zum Schätzen der Rotorposition aus Größen einer erweiterten, rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) in einem Synchronmotor mit innerem Permanentmagneten (IPMSM). Die Parameter des QSMO sind adaptiv bzw. anpassungsfähig an die Last und die Rotordrehzahl.
Mindestens eine beispielhafte Ausführungsform offenbart einen adaptiven Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) basierend auf einer erweiterten rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) für eine Schätzung einer Rotorposition für einen sensorlosen Antrieb eines Synchronmotors mit innerem Permanentmagneten (IPMSM). Im Zusammenhang der vorliegenden Anmeldung ist ein sensorloses System ein positionsbezogenes/drehzahlbezogenes System, bei welchem Positionssensoren nicht zum Messen der Rotorposition verwendet werden.
Bei der vorliegenden Anmeldung kann sich eine Zustandskurve auf eine Differenz zwischen gemessenem Strom und geschätztem Strom beziehen.
Die Erfinder haben festgestellt, dass ein zeitlich diskreter Gleitmodusbeobachter (DSMO) mit herkömmlichen Schaltfunktionen eine enge Regulierung halten wird, um die Zustandskurve bzw. Zustandsbahn nahe zu der Gleitoberfläche zu zwingen, selbst wenn ein Spurfehler innerhalb der Breite der Grenzschicht liegt. Dies könnte ein Ratterproblem während einem dauerhaften Zustand verursachen. Um dieses Ratterproblem zu entschärfen und eine begrenzte Bewegung innerhalb einer begrenzten Grenzschicht zu erreichen, kann eine Schaltfunktion umgesetzt werden. Die Schaltfunktion führt zu einer quasi-gleitenden Modusbewegung von dem zeitlich diskreten Modusbeobachter (DSMO) bei dauerhaftem Zustand. Da die Stärke der erweiterten, rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) von dem Synchronmotor mit innerem Permanentmagneten (IPMSM) sich sowohl mit Lastvariierungen als auch mit Drehzahlvariierungen ändert, erlauben die Parameter eine bessere Leistungsfähigkeit als herkömmliche Gleitmodusbeobachter (SMOs).
Mindestens eine andere beispielhafte Ausführungsform offenbart Drehzahl-unterstützte Stabilisatoren zum Verbessern einer Stabilität des Antriebssystems und zum Unterstützen, dass das Antriebssystem bei Last-/Drehzahlübergängen ruhig läuft. Die Erfinder haben festgestellt, dass herkömmlich verwendete Verfahren zum Verbessern der Stabilität entkoppelnd sind für den Systemzustand, welche zum Trennen einer direkten Eingangs-/Ausgangs-Beziehung zwischen jedem Untersystem verwendet werden. Jedoch ist ein IPSM-Modell zweiter Ordnung ein vereinfachtes Modell und Gleichungen hinsichtlich d-q-Achsen sind ebenso miteinander gekoppelt. Die Induktivitäten ändern sich mit dem Statorstrom und einem Gamma-Winkel und der Statorwiderstand ändert sich mit der Temperatur. Diese Variierungen der Parameter sind schwierig auf akkurate Art und Weise in einem Maschinenmodell zu modellieren. Für andere Module in einem System mit geschlossenem Kreis bzw. Regelkreis sind der Wechselrichter und der Gleitmodusbeobachter (SMO) nicht linear und Verfahren zur Linearisierung sowie andere Approximationsverfahren sind erforderlich. Somit ist das gesamte sensorlose Steuersystem ein nicht-lineares Kopplungssystem einer hohen Ordnung mit unmodulierten Parametern und mit Ungewissheiten hinsichtlich des Modells. Die Transferfunktion und das Setzen des Pols basierend auf Entkopplungsverfahren sind für sowohl eine Analyse als auch einer Umsetzung schwierig.
Die Drehzahl-unterstützten Stabilisatoren basieren auf der Idee, dass eine Rotordrehzahl eines Motors sich viel langsamer ändert als die Positionsänderungen in einem Medium und in Bereichen einer hohen Drehzahl. Während dem Zeitintervall von zwei aufeinanderfolgenden Abtastpunkten kann somit die Drehzahl als ein konstanter Wert angenommen werden und kann zum Vorhersagen der Position für einen nächsten Schritt verwendet werden. Diese vorhergesagte Position für einen nächsten Schritt kann als eine Referenz verwendet werden, um die geschätzte Position anzupassen bzw. zu aktualisieren, um so dem System zu helfen, durch den Übergang mit einer hohen Genauigkeit hindurchzugehen.
Mindestens eine beispielhafte Ausführungsform offenbart ein Verfahren zum Schätzen einer Position eines Rotors in einem Motor. Das Verfahren umfasst ein Bestimmen einer ersten geschätzten Position des Rotors unter Verwenden eines ersten Algorithmus, ein Bestimmen einer zweiten geschätzten Position des Rotors unter Verwenden eines zweiten Algorithmus, wobei der zweite Algorithmus von dem ersten Algorithmus verschieden ist, ein Bestimmen eines ersten Fehlers basierend auf der ersten geschätzten Position und der zweiten geschätzten Position und ein Bestimmen einer dritten geschätzten Position des Rotors basierend auf dem ersten Fehler.
Bei einer beispielhaften Ausführungsform bestimmt das Bestimmen einer ersten geschätzten Position die erste geschätzte Position für einen gleichen Zeitpunkt wie das Bestimmen einer zweiten geschätzten Position die zweite geschätzte Position bestimmt.
Bei einer beispielhaften Ausführungsform bestimmt das Bestimmen einer dritten geschätzten Position die dritte geschätzte Position für einen Zeitpunkt nachfolgend zu dem Zeitpunkt, welcher mit dem Bestimmen einer ersten geschätzten Position und dem Bestimmen einer zweiten geschätzten Position in Verbindung steht.
Bei einer beispielhaften Ausführungsform bestimmt das Bestimmen einer ersten geschätzten Position die erste geschätzte Position durch einen Gleitmodusbeobachter durch ein Vergleichen eines geschätzten Stroms mit einem gemessenen Strom, welche mit dem Motor in Verbindung stehen.
Bei einer beispielhaften Ausführungsform bestimmt das Bestimmen einer zweiten geschätzten Position eine geschätzte Drehzahl des Rotors, wobei die zweite geschätzte Position auf der Drehzahl des Rotors und der dritten geschätzten Position basiert.
Bei einer beispielhaften Ausführungsform bestimmt das Bestimmen einer zweiten geschätzten Position eine geschätzte Drehzahl des Rotors, wobei die zweite geschätzte Position auf der geschätzten Drehzahl des Rotors basiert.
Bei einer beispielhaften Ausführungsform umfasst das Bestimmen einer dritten geschätzten Position ein Bestimmen, ob der erste Fehler einen Fehlerbereich überschreitet, und ein Einstellen der dritten geschätzten Position auf die zweite geschätzte Position, wenn der erste Fehler den Fehlerbereich überschreitet.
Bei einer beispielhaften Ausführungsform umfasst das Bestimmen einer dritten geschätzten Position ein Bestimmen, ob der erste Fehler einen Fehlerbereich überschreitet, und ein Einstellen der dritten geschätzten Position auf die erste geschätzte Position, wenn der erste Fehler unter dem Fehlerbereich liegt.
Bei einer beispielhaften Ausführungsform bestimmt das Bestimmen eines ersten Fehlers den ersten Fehler als eine Differenz zwischen der ersten geschätzten Position und der zweiten geschätzten Position.
Bei einer beispielhaften Ausführungsform bestimmt das Bestimmen eines ersten Fehlers einen momentanen Fehler zwischen der ersten geschätzten Position und der zweiten geschätzten Position und das Bestimmen des ersten Fehlers basiert auf dem momentanen Fehler und einem vorherigen Fehler.
Bei einer beispielhaften Ausführungsform bestimmt das Bestimmen einer ersten geschätzten Position die erste geschätzte Position durch einen Gleitmodusbeobachter.
Bei einer beispielhaften Ausführungsform bestimmt das Bestimmen einer zweiten geschätzten Position eine geschätzte Drehzahl des Rotors, wobei die zweite geschätzte Position auf der Drehzahl des Rotors basiert.
Bei einer beispielhaften Ausführungsform bestimmt das Bestimmen einer zweiten geschätzten Position eine geschätzte Drehzahl des Rotors, wobei die zweite geschätzte Position auf der Drehzahl des Rotors basiert.
Bei einer beispielhaften Ausführungsform addiert das Bestimmen des ersten Fehlers, welches auf einem momentanen Fehler und einem vorherigen Fehler basiert, den momentanen Fehler und den vorherigen Fehler.
Bei einer beispielhaften Ausführungsform umfasst das Bestimmen einer dritten geschätzten Position ein Bestimmen, ob der erste Fehler einen Fehlerbereich überschreitet, und ein Einstellen der dritten geschätzten Position auf die erste geschätzte Position, wenn der erste Fehler unter dem Fehlerbereich liegt.
Bei einer beispielhaften Ausführungsform umfasst das Bestimmen einer dritten geschätzten Position ein Bestimmen, ob der erste Fehler einen Fehlerbereich überschreitet, und ein Einstellen der dritten geschätzten Position auf die zweite geschätzte Position minus des ersten Fehlers, wenn der erste Fehler die Fehlerquelle überschreitet.
Mindestens eine beispielhafte Ausführungsform offenbart ein Antriebssystem, welches eine Steuereinheit umfasst, welche ausgebildet ist zum Bestimmen einer ersten geschätzten Position des Rotors unter Verwenden eines ersten Algorithmus, Bestimmen einer zweiten geschätzten Position des Rotors unter Verwenden eines zweiten Algorithmus, wobei der zweite Algorithmus von dem ersten Algorithmus verschieden ist, Bestimmen eines ersten Fehlers basierend auf der ersten geschätzten Position und der zweiten geschätzten Position, und Bestimmen einer dritten geschätzten Position des Rotors basierend auf dem ersten Fehler.
Bei einer beispielhaften Ausführungsform umfasst das Antriebssystem des Weiteren einen Puffer, welcher mit der Steuereinheit gekoppelt ist, und welcher zum Speichern von Daten für ein Bestimmen der zweiten geschätzten Position ausgebildet ist.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Beispielhafte Ausführungsformen werden aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung, welche im Zusammenhang mit den beigefügten Zeichnungen zu nehmen ist, deutlicher verstanden werden. Die 1A–6 stellen nicht-beschränkende beispielhafte Ausführungsformen dar, wie sie hier beschrieben sind.
1A stellt ein Antriebssystem für eine Steuerung für eine Maschine mit innerem Permanentmagneten (IPM) gemäß einer beispielhaften Ausführungsform dar;
1B stellt ein Datenverarbeitungssystem des Antriebssystems gemäß der 1A gemäß einer beispielhaften Ausführungsform dar;
2A stellt eine beispielhafte Ausführungsform eines Quasi-Gleitmodusbeobachters (QSMO), welcher in der 1A gezeigt ist, dar;
2B stellt eine beispielhafte Ausführungsform einer variablen Schaltfunktion dar, welche durch einen Schaltblock gemäß einer beispielhaften Ausführungsform umgesetzt ist;
2C stellt eine beispielhafte Ausführungsform eines Abschnitts des Quasi-Gleitmodusbeobachters (QSMO), welcher in der 1A gezeigt ist, dar;
2D stellt eine beispielhafte Ausführungsform eines Abschnitts des Quasi-Gleitmodusbeobachters (QSMO), welcher in der 1A gezeigt ist, dar;
2E stellt eine beispielhafte Ausführungsform einer Nachschlagetabelle für Parameter dar;
3 stellt ein Verfahren zum Schätzen einer Rotorposition bei einem Motor gemäß einer beispielhaften Ausführungsform dar;
4A–4D stellen eine Umsetzung eines Drehzahlpuffers für einen Drehzahl-unterstützten Stabilisator gemäß einer beispielhaften Ausführungsform dar;
5 stellt ein erstes Verfahren einer Stabilisierung einer Drehzahl gemäß einer beispielhaften Ausführungsform dar; und
6 stellt ein zweites Verfahren einer Stabilisierung einer Drehzahl gemäß einer beispielhaften Ausführungsform dar.
Detaillierte Beschreibung
Verschiedene beispielhafte Ausführungsformen werden nun vollständiger mit einer Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben werden, in welchen einige beispielhafte Ausführungsformen dargestellt sind.
Dementsprechend werden, während beispielhafte Ausführungsformen zu verschiedenen Modifikationen und alternativen Formen fähig sind, Ausführungsformen davon im Wege eines Beispiels in den Zeichnungen gezeigt und werden hier im Detail beschrieben werden. Es sollte jedoch verstanden werden, dass es keine Absicht gibt, die beispielhaften Ausführungsformen auf bestimmte offenbarte Formen zu beschränken, sondern dass im Gegenteil die beispielhaften Ausführungsformen dazu gedacht sind, sämtliche Modifikationen, äquivalente Formen und Alternativen abzudecken, welche innerhalb des Umfangs der Ansprüche fallen. Ähnliche Bezugszeichen beziehen sich auf ähnliche Elemente durch die Beschreibung der Figuren hindurch.
Es wird verstanden werden, dass, obwohl die Begriffe erster, zweiter, usw. hier zum Beschreiben von verschiedenen Elementen verwendet werden können, diese Elemente nicht durch diese Begriffe beschränkt sein sollten, diese Begriffe werden lediglich verwendet, um ein Element von einem anderen zu unterscheiden. Zum Beispiel könnte ein erstes Element als ein zweites Element bezeichnet werden und auf ähnliche Art und Weise könnte ein zweites Element als ein erstes Element bezeichnet werden, ohne von dem Umfang der beispielhaften Ausführungsformen abzuweichen. Der Begriff „und/oder”, wie er hier verwendet wird, umfasst jede und sämtliche Kombinationen von einem oder mehreren der damit in Verbindung stehenden aufgelisteten Gegenstände.
Es wird verstanden werden, dass wenn auf ein Element Bezug genommen wird, mit einem anderen Element „verbunden” oder „gekoppelt” zu sein, es direkt mit dem anderen Element verbunden oder gekoppelt sein kann oder dass dazwischenliegende Elemente vorhanden sein können. Im Gegensatz dazu gibt es, wenn auf ein Element Bezug genommen wird, „direkt verbunden” oder „direkt gekoppelt” mit einem anderen Element zu sein, dort keine dazwischenliegenden Elemente. Andere Worte, welche zum Beschreiben der Beziehung zwischen den Elementen verwendet werden, sollten auf ähnliche Art und Weise interpretiert werden (z. B. „zwischen” versus „direkt zwischen”, „angrenzend” versus „direkt angrenzend” usw.).
Die Terminologie, welche hier verwendet wird, dient lediglich zu dem Zweck eines Beschreibens von bestimmten Ausführungsformen und ist nicht dazu gedacht, die beispielhaften Ausführungsformen zu beschränken. Die Singularformen „ein”, „eine” und „der, die das” wie sie hier verwendet werden, sind dazu gedacht, die Pluralformen ebenso zu umfassen, wenn es der Zusammenhang nicht deutlich in anderer Weise angibt. Es wird des Weiteren verstanden werden, dass die Begriffe „aufweist”, „aufweisend”, „umfassen” und/oder „umfassend”, wenn sie hier verwendet werden, das Vorhandensein der angegebenen Merkmale, ganzen Zahlen, Schritten, Betriebsweisen, Elementen und/oder Komponenten spezifizieren, jedoch nicht das Vorhandensein oder die Hinzufügung von einem oder mehreren anderen Merkmalen, ganzen Zahlen, Schritten, Betriebsweisen, Elementen, Komponenten und/oder Gruppen davon ausschließt.
Es sollte ebenso angemerkt werden, dass bei einigen alternativen Umsetzungen die Funktionen/Vorgänge, welche angegeben sind, außerhalb der in den Figuren angegebenen Reihenfolge auftreten können. Zum Beispiel können zwei Figuren, welche in Aufeinanderfolge gezeigt sind, tatsächlich im Wesentlichen gleichzeitig ausgeführt werden oder manchmal in der umgekehrten Reihenfolge ausgeführt werden, in Abhängigkeit von der betroffenen Funktionalität/Vorgänge.
Wenn es nicht anders definiert ist, haben sämtliche Begriffe (einschließlich von technischen und wissenschaftlichen Begriffen), welche hier verwendet werden, die gleiche Bedeutung, wie sie herkömmlicherweise durch einen Fachmann des Gebietes verstanden werden, zu welchem die beispielhaften Ausführungsformen gehören. Es sollte des Weiteren verstanden werden, dass Begriffe, zum Beispiel diejenigen, welche in herkömmlich verwendeten Wörterbüchern definiert sind, interpretiert werden sollten, dass sie eine Bedeutung aufweisen, wie sie mit ihrer Bedeutung im Zusammenhang mit dem betroffenen Stand der Technik übereinstimmend ist und nicht in einem idealisierten oder übermäßig formalen Sinne interpretiert werden sollen, wenn es hier nicht ausdrücklich so definiert ist.
Abschnitte von beispielhaften Ausführungsformen und eine entsprechende detaillierte Beschreibung werden hinsichtlich eines Prozessors dargestellt, welcher speziell zum Ausführen einer Software oder von Algorithmen programmiert ist und symbolische Darstellungen von einem Betrieb auf Datenbits innerhalb eines Computerspeichers. Diese Beschreibungen und Darstellungen sind diejenigen, durch welche ein Fachmann des Gebietes auf wirksame Weise die Substanz seiner Arbeit anderen Fachleuten des Gebietes übermitteln kann. Als ein Algorithmus wird, so wie der Begriff hier verwendet wird und so wie er im Allgemeinen verwendet wird, verstanden, eine selbstständige Sequenz von Schritten zu sein, welche zu einem Ergebnis führen. Die Schritte sind diejenigen, welche physikalische Manipulationen von physikalischen Einheiten erfordern. Üblicherweise jedoch nicht notwendigerweise nehmen diese Einheiten die Form von optischen, elektrischen oder magnetischen Signalen ein, welche fähig sind, gespeichert, übertragen, kombiniert, verglichen oder auf andere Art und Weise manipuliert zu werden. Es hat sich zuweilen als geeignet gezeigt, hauptsächlich aus Gründen des allgemeinen Gebrauchs, auf diese Signale als Bits, Werte, Elemente, Symbole, Zeichen, Begriffe, Zahlen oder ähnlichem zu verweisen.
In der nachfolgenden Beschreibung werden darstellende Ausführungsformen mit einer Bezugnahme auf Vorgänge und symbolische Darstellungen von Betriebsweisen (z. B. in der Form von Flussdiagrammen) beschrieben werden, welche als Programmmodule oder funktionale Prozesse, welche Routinen, Programme, Objekte, Komponenten, Datenstrukturen usw. umfassen, umgesetzt sein können, welche bestimmte Aufgaben ausführen oder bestimmte abstrakte Datentypen umsetzen, und welche unter Verwenden einer bestehenden Hardware umgesetzt werden können. Solch eine bestehende Hardware kann eine oder mehrere zentrale Verarbeitungseinheiten (CPUs), digitale Signalprozessoren (DSPs), anwendungsspezifische integrierte Schaltkreise, Computer mit feldprogrammierbaren Gate-Arrays (FPGAs) oder ähnliches umfassen.
Es sollte jedoch beachtet werden, dass sämtliche von diesen oder ähnlichen Begriffen mit den geeigneten physikalischen Größen in Verbindung zu bringen sind und lediglich geeignete Begriffe sind, welche auf diese Größen bzw. Einheiten angewendet werden. Wenn es nicht auf andere Art und Weise speziell angegeben ist oder aus der Diskussion offensichtlich wird, beziehen sich Begriffe, wie zum Beispiel „Verarbeiten” oder „EDV-Verarbeiten” oder „Berechnen” oder „Bestimmen” oder „Anzeigen” oder ähnliches auf den Vorgang und die Prozesse eines Computersystems oder einer ähnlichen elektronischen Computer-Einrichtung, welche Daten manipuliert und umwandelt, welche als physikalische, elektronische Größen innerhalb der Register und Speicher des Computersystems in andere ähnliche Daten manipuliert und transformiert, welche als physikalische Größen innerhalb der Speicher oder Register des Computersystems oder anderen solchen Informationsspeicherungs-, Übertragungs- oder Anzeigeeinrichtungen dargestellt sind.
Es sollte ebenso angemerkt werden, dass die mittels Software umgesetzten Aspekte der beispielhaften Ausführungsformen auf einer Form eines materiellen (oder aufzeichnenden) Speichermediums üblicherweise kodiert sind oder über eine Art eines Übertragungsmediums umgesetzt sind. Das materielle Speichermedium kann ein magnetisches (z. B. eine Diskette oder ein Festplatte) oder ein optisches sein (z. B. eine Kompaktdisk mit nur Lesespeicher oder „CDROM”) sein und kann vom Typ „nur Lesen” oder „Lese-Schreib-Zugang” sein.
Bei einer zeitlich diskreten Gleitmodussteuereinheit (DSMC) oder -Beobachter werden zum Erleichtern von Anwendungen, welche auf einem digitalen Signalprozessor oder einem Mikrocontroller basieren, Eingänge der Steuereinheit einmal pro Abtastperiode berechnet und während diesem Intervall konstant gehalten. Die Erfinder haben festgestellt, dass aufgrund einer endlichen Abtastperiode oder Schaltfrequenz einer Pulsweitenmodulation (PWM), es für die Zustandskurve schwierig ist, sich präzise entlang der Gleitoberfläche zu bewegen, was zu lediglich einer Quasi-Gleitmodusbewegung führen wird. Für Antriebsanwendungen eines Synchronmotors mit innerem Permanentmagneten (IPMSM) machen es Beschränkungen hinsichtlich einer Steuerkreisfrequenz und einer CPU-Last schwierig, eine hohe Genauigkeit hinsichtlich einer Positionsschätzung zu erreichen. Jedoch enthält eine Stärke einer erweiterten, rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) sowohl einen Drehzahl-bezogenen Term als auch Strombezogene Terme, was bedeutet, dass sowohl eine Last als auch eine Drehzahl die Stärke der erweiterten, rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) beeinträchtigen werden.
Mindestens eine beispielhafte Ausführungsform offenbart einen adaptiven Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) zum Schätzen der Rotorposition aus den Größen der erweiterten, rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) bei einem Synchronmotor mit innerem Permanentmagneten (IPMSM). Die Parameter des Quasi-Gleitmodusbeobachters (QSMO) sind auf die Last und die Rotordrehzahl anpassungsfähig.
Die 1A–2D stellen ein Antriebssystem dar, welches einen Motor umfasst, der einen Rotor aufweist, wobei der Motor zum Empfangen eines gemessenen Stroms ausgebildet ist, eine Steuereinheit, welche zum Erzeugen eines Spannungsbefehls für den Motor ausgebildet ist, einen Gleitmodusbeobachter, welcher zum Bestimmen eines geschätzten Stroms für den Motor basierend auf dem Spannungsbefehl, ein Bestimmen einer Differenz zwischen dem gemessenen Strom und dem geschätzten Strom und zum Bestimmen eines Schaltsteuervektors ausgebildet ist, und einen Schätzer, welcher zum Schätzen einer Rotorposition basierend auf dem Schaltsteuervektor ausgebildet ist, wobei der Schaltsteuervektor basierend auf der Differenz und adaptiven Parametern des Gleitmodusbeobachters bestimmt wird. Die Steuereinheit ist zum Steuern des Motors basierend auf mindestens teilweise der geschätzten Rotorposition ausgebildet.
In Übereinstimmung mit einer beispielhaften Ausführungsform stellt die 1A ein Antriebssystem 100 für eine Steuerung einer Maschine mit innerem Permanentmagneten (IPM), wie zum Beispiel einem Motor 155 (z. B. einem Synchronmotor mit innerem Permanentmagneten (IPMSM)) oder eine andere Maschine mit Wechselstrom dar. Das Antriebssystem 100 kann auch als ein IPMSM-Antriebssystem bezeichnet werden.
Es sollte verstanden werden, dass das Antriebssystem 100 zusätzliche Merkmale umfassen kann, welche nicht in der 1A dargestellt sind. Das Antriebssystem 100 kann zum Beispiel ein Schätzmodul einer Rotormagnettemperatur, ein Stromformungsmodul und ein Rückkopplungsmodul einer Anschlussspannung umfassen. Die Merkmale, welche in der 1A gezeigt sind, sind für das Erleichtern eines Beschreibens des Antriebssystems 100 dargestellt und es sollte verstanden werden, dass das Antriebssystem 100 nicht auf die Merkmale beschränkt werden sollte, welche in der 1A gezeigt sind.
Das System 100 umfasst elektronische Module, Softwaremodule oder beides. Bei einer beispielhaften Ausführungsform umfasst das Antriebssystem 100 ein elektronisches Datenverarbeitungssystem 101, um ein Speichern, Verarbeiten oder Ausführen von Softwareanweisungen von einem oder mehreren Softwaremodulen zu unterstützen. Das elektronische Datenverarbeitungssystem 101 ist in der 1A durch die gestrichelten Linien angegeben und ist in der 1B mehr im Detail gezeigt.
Das Datenverarbeitungssystem 101 ist mit einem Wechselrichterschaltkreis 150 gekoppelt. Der Wechselrichterschaltkreis 150 kann ein dreiphasiger Wechselrichter sein. Der Wechselrichterschaltkreis 150 umfasst einen Halbleiterantriebsschaltkreis, welcher schaltende Halbleiter (z. B. isolierte bipolare Gate-Transistoren (IGPT) oder andere Stromtransistoren) antreibt oder steuert, um für den Motor 155 Steuersignale auszugeben. Der Wechselrichterschaltkreis 150 ist wiederum mit dem Motor 155 gekoppelt. Dem Motor 150 sind Sensoren 180a und 180b hinzugefügt.
Durch die Beschreibung hindurch werden die Sensoren 180a und 180b als Stromwandler bezeichnet. Es sollte jedoch verstanden werden, dass die Sensoren 180a und 180b von einer anderen Art eines Stromsensors sein können.
Die Stromwandler 180a und 180b und der Motor 155 sind mit dem Datenverarbeitungssystem 101 gekoppelt, um Rückkopplungsdaten (z. B. Stromrückkopplungsdaten, wie z. B. Phasenstromwerte ia und ib), Positionsrohsignale unter anderen möglichen Rückkopplungsdaten oder -Signalen zum Beispiel bereitzustellen. Während lediglich zwei Stromwandler 180a und 180b gezeigt sind, sollte es verstanden werden, dass das Antriebssystem 100 drei Stromwandler umsetzen kann.
Das Datenverarbeitungssystem 101 umfasst eine Softwaresteuereinheit 102, Umrichter 160, 165, ein Pulsweitenerzeugungsmodul 145, einen Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMSO) 170 und einen Drehzahlberechner 175.
Die Softwaresteuereinheit 102, die Umrichter 160, 165, das Pulsweitenerzeugungsmodul 145, der Quasi-Gleitmodusbeobachter 170 und der Drehzahlberechner 175 sind Softwaremodule. Während die Softwaresteuereinheit 102, die Umrichter 160, 165, das Pulsweitenerzeugungsmodul 145, der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 und der Drehzahlberechner 175 beschrieben sind, Funktionen auszuführen, sollte es verstanden werden, dass ein Datenprozessor, wie zum Beispiel ein digitaler Signalprozessor oder ein Mikrocontroller, speziell programmiert ist, um die Softwaresteuereinheit 102, die Umrichter 160, 165, das Pulsweitenerzeugungsmodul 145, den Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 und den Drehzahlberechner 175 auszuführen. Zum Beispiel ist ein Datenprozessor 264 speziell programmiert, um die Softwaresteuereinheit 102, die Umrichter 160, 165, das Pulsweitenerzeugungsmodul 145, den Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 und den Drehzahlberechner 175 auszuführen, wie es in der 1B beschrieben werden wird.
Die Steuereinheit 102 umfasst einen Drehzahlregler 105, eine Nachschlagetabelle (LUT) 110 für ein Basisdrehmoment, einen Drehmomentprozessor 115, einen Verhältnisberechner 120, eine Nachschlagetabelle (LUT) 125 eines Strombefehls einer q-Achse (iq), eine Nachschlagetabelle (LUT) 130 eines Strombefehls einer d-Achse (id), einen Stromregler 135, einen Spannungskompensator 137 und einen Umrichter 140.
Bei einer beispielhaften Ausführungsform empfängt der Drehzahlregler 105 Eingangsdaten, welche eine Differenz zwischen einer geschätzten Rotordrehzahl ω ^_r und einer befohlenen Rotordrehzahl ω*_r als eine Eingabe darstellen.
Die befohlene Rotordrehzahl ω*_r kann über einen Datenbus 118 eines Fahrzeuges durch eine Steuereinheit eingegeben werden (als 266 in der 1B gezeigt). Wenn zum Beispiel eine Bedienperson den Motor 155 mit 5000 U/min laufen lassen möchte, gibt die Bedienperson 5000 U/min in die Steuereinheit ein und der Datenbus 118 des Fahrzeuges gibt die befohlene Rotordrehzahl ω*_r in die Steuereinheit 102 ein. Der Drehzahlregler 105 wandelt die empfangenen Eingangsdaten in einen Drehmomentbefehl T_CMD um.
Während der Begriff Befehl durch die Beschreibung hindurch verwendet wird, sollte es verstanden werden, dass Befehl sich auf einen Zielwert bezieht.
Die Nachschlagetabelle (LUT) 110 eines Basisdrehmoments bestimmt einen Basisdrehmomentwert T_base basierend auf der geschätzten Rotordrehzahl ω ^_r.
Aus der geschätzten Rotordrehzahl ω ^_r werden Werte eines Basisdrehmoments jeweils mit diskreten Drehzahlpunkten mit einem nominalen Niveau einer Busspannung dc jeweils in Verbindung gebracht. In anderen Worten wird die zweidimensionale Nachschlagetabelle (LUT) 110 eines Basisdrehmoments aus einem Verfahren einer Motorkennzeichnung erstellt. Während dem Verfahren einer Kennzeichnung des Motors mit innerem Permanentmagneten (IPM) weist jede Rotorwellendrehzahl ein maximales Ausgangsdrehmoment auf, welches als das Basisdrehmoment bei dieser Drehzahl definiert wird. Das Basisdrehmoment kann somit auch als ein Spitzendrehmoment bezeichnet werden.
Die Nachschlagetabelle LUT 110 eines Basisdrehmoments gibt den zugehörigen Wert eines Basisdrehmoments als Basisdrehmomentwert T_base an den Drehmomentprozessor 115 aus.
Der Drehmomentprozessor 115 empfängt den Basisdrehmomentwert T_base und den Drehmomentbefehl T_cmd. Der Drehmomentbefehl T_cmd kann in Nm ausgedrückt sein.
Der Drehmomentprozessor 115 ist ausgebildet zum Bestimmen eines absoluten Wertes von dem Drehmomentbefehl T_cmd. Der Drehmomentprozessor 115 ist zum Umwandeln des absoluten Wertes von dem Drehmomentbefehl T_cmd in einem Prozentsatz Torq_Perc des Basisdrehmomentwertes T_base ausgebildet. Der Drehmomentprozessor 115 gibt den Prozentsatz Torq_Perc an die Nachschlagetabelle (LUT) 125 eines Strombefehls einer q-Achse (iq) und die Nachschlagetabelle (LUT) 130 eines Strombefehls einer d-Achse (id) aus.
Zusätzlich zu einem Schicken der geschätzten Rotordrehzahl ω ^_r an die Nachschlagetabelle (LUT) 110 eines Basisdrehmoments schickt der Drehzahlberechner 175 die geschätzte Rotordrehzahl ω ^_r an den Verhältnisberechner 120.
Zusätzlich zu dem Empfangen der geschätzten Rotordrehzahl ω ^_r ist der Verhältnisberechner 120 ausgebildet zum Empfangen des gemessenen Wertes einer Betriebsspannung von dem Bus dc. Der gemessene Wert einer Betriebsspannung von dem Bus dc wird durch einen Spannungssensor 185 bereitgestellt, welcher den Gleichstrom-Bus in dem Wechselrichterschaltkreis 150 misst. Der Wechselrichterschaltkreis 150 wird durch einen Gleichstrom(dc)-Spannungsbus mit Strom versorgt. Der Verhältnisberechner 120 stellt die Betriebsspannung des Gleichstrombus V_DC durch den Spannungssensor 185 auf das erfasste Verhältnis einer Betriebszahl der Rotorwelle wie folgt ein:
wobei T_ratio die angepasste, erfasste Betriebsspannung des Gleichstrombus zu dem erfassten Verhältnis einer Betriebsdrehzahl einer Rotorwelle ist und Y ein Koeffizient ist. Der Koeffizient Y kann zum Beispiel 0,9 sein. Das Verhältnis T_ratio wird durch den Verhätnisberechner 120 an die Nachschlagetabellen (LUTs) 125 und 130 der d-q-Achsen 125 und 130 ausgegeben.
Die Nachschlagetabelle (LUT) 125 eines Strombefehls einer q-Achse (iq) und die Nachschlagetabelle (LUT) 130 eines Strombefehls einer d-Achse (id) sind zum Empfangen des Verhältnisses T_ratio ausgebildet. Die Nachschlagetabelle (LUT) 125 eines Strombefehls einer q-Achse und die Nachschlagetabelle (LUT) 130 eines Strombefehls einer d-Achse speichern jeweils Strombefehle der q-Achse und der d-Achse, von denen jeder mit einem Paar von Werten eines Verhältnisses und eines Drehmomentprozentsatzes in Verbindung steht. Die Entwicklung der Nachschlagetabelle (LUT) 125 eines Strombefehls einer q-Achse und der Nachschlagetabelle (LUT) 130 eines Strombefehls einer d-Achse kann unter Verwenden von jedem bekannten Verfahren durchgeführt werden.
Der Strom einer d-q-Achse bezieht sich auf den direkten Achsenstrom und den Quadraturachsenstrom, wie sie im Zusammenhang mit vektorgesteuerten Wechselstrommaschinen, wie zum Beispiel dem Motor 155, anwendbar sind.
Die Nachschlagetabelle (LUT) 130 eines Strombefehls einer d-Achse ist zum Ausgeben eines Strombefehls einer d-Achse i*_d ausgebildet, welcher mit dem empfangenen Drehmomentprozentsatz Torq_Perc und dem Verhältnis T_ratio in Verbindung steht. Wie es in der 1A gezeigt ist, wird der Strombefehl einer d-Achse i*_d an den Stromregler 135 ausgegeben.
Die Nachschlagetabelle (LUT) 125 eines Strombefehls einer q-Achse ist zum Ausgeben eines Strombefehls einer q-Achse i*_q ausgebildet, welcher mit dem empfangenen Drehmomentprozentsatz Torq_Perc und dem Verhältnis T_ratio in Verbindung steht.
Es soll verstanden werden, dass i*_d und i*_q Strombefehle für einen Stator des Motors 155 sind.
Während die Nachschlagetabelle (LUT) 125 eines Strombefehls einer q-Achse und die Nachschlagetabelle (LUT) 130 eines Strombefehls einer d-Achse als Nachschlagetabellen (LUTs) dargestellt und beschrieben sind, sollte es verstanden werden, dass die Nachschlagetabelle (LUT) 125 eines Strombefehls einer q-Achse und die Nachschlagetabelle (LUT) 130 eines Strombefehls einer d-Achse als ein Satz von Gleichungen umgesetzt werden können, welche sich jeweils auf Drehmomentbefehle und entsprechende direkte Ströme und Ströme einer Quadraturachse beziehen, oder einem Satz von Regeln (z. B. Wenn-Dann-Regeln), welche sich jeweils auf Drehmomentbefehle und einem entsprechenden direkten Achsenstrom und Quadraturachsenstrom beziehen.
Wie es n der 1A gezeigt ist, wird der Strombefehl einer q-Achse i*_q an den Stromregler 135 ausgegeben.
Der Stromregler 135 ist fähig, mit dem Erzeugungsmodul 145 einer Pulsweitenmodulation (PWM) (z. B. einem Erzeugungsmodul eines Raumvektors einer Pulsweitenmodulation (PWM)) in Kommunikation zu stehen. Der Stromregler 135 empfängt jeweilige Strombefehle der d-q-Achse (z. B. i*_d und i*_q) und gemessene Ströme der d-q-Achse (z. B. i_d und i_s) für den Stator und gibt die entsprechenden, vorkompensierten Spannungsbefehle der d-q-Achse V'_d und V'_q an einen Spannungskompensator 137 aus.
Der Spannungskompensator 137 stellt Spannungsanpassungsdaten zum Anpassen der vorkompensierten Spannungsbefehle der d-q-Achse V'_d und V'_q bereit und gibt Spannungsbefehle der d-q-Achse V*_d und V*_q aus. Es sollte verstanden werden, dass der Spannungskompensator 137 die Spannungsbefehle der d-q-Achse (z. B. V*_d- und V*_q-Befehle) unter Verwenden von irgendeinem bekannten Verfahren, wie zum Beispiel einer Strom-Vorschub-Kompensation (engl. feed forward compensation) erzeugen kann.
Der Umrichter 140 empfängt die Spannungsbefehle der d-q-Achse V*_d und V*_q und führt eine umgekehrte Park-Transformation aus, um die Spannungsbefehle einer α-β-Achse V*_α und V*_β zu erzeugen. Während mindestens eine beispielhafte Ausführungsform beschrieben ist, welche die α-β-Achsen verwendet, sollte es verstanden werden, dass beispielhafte Ausführungsformen umgesetzt werden können, welche die d-q-Achsen oder eine dreiphasige Darstellung eines Steuervektors verwenden.
Bei einer beispielhaften Ausführungsform wandelt das Erzeugungsmodul 145 einer Pulsweitenmodulation (PWM) die Daten einer Spannung der α-Achse und der Spannung einer β-Achse (die Spannungsbefehle V*_α und V*_β) von den zweiphasigen Datendarstellungen in dreiphasigen Darstellungen um (z. B. dreiphasige Spannungsdarstellungen, wie z. B. va*, vb* und vc*) für zum Beispiel eine Steuerung des Motors 150. Ausgänge von dem Erzeugungsmodul 145 einer Pulsweitenmodulation (PWM) sind mit dem Wechselrichterschaltkreis 150 gekoppelt.
Der Wechselrichterschaltkreis 150 umfasst Leistungselektroniken, wie zum Beispiel schaltende Halbleiter, zum Erzeugen, Modifizieren und Steuern von in der Pulsweite modulierten Signalen oder anderen Wechselstromsignalen (z. B. pulsförmige, rechteckförmige, sinusförmige oder andere Wellenformen), welche an den Motor 155 angelegt sind. Das Erzeugungsmodul 145 einer Pulsweitenmodulation (PWM) stellt Eingänge an eine Antriebsstufe innerhalb des Wechselrichterschaltkreises 150 bereit. Eine Ausgangsstufe des Wechselrichterschaltkreises 150 stellt eine in der Pulsweite modulierte Spannungswellenform oder ein anderes Spannungssignal für die Steuerung des Motors 155 bereit. Bei einer beispielhaften Ausführungsform wird der Wechselrichter 150 durch die Spannung V_DC eines Spannungsbusses mit Gleichstrom (dc) mit Strom versorgt.
Die Stromwandler 180a, 180b messen jeweils zwei von den dreiphasigen Stromdaten ia und ib, welche an den Motor 155 angelegt sind. Es sollte verstanden werden, dass ein zusätzlicher Stromwandler auch Stromdaten einer dritten Phase ic messen kann.
Der Umrichter 160 kann eine Clarke-Transformation oder andere Umwandlungsgleichungen (z. B. bestimmte Umwandlungsgleichungen, welche für den Fachmann des Gebietes geeignet sind und ihm bekannt sind) zum Umwandeln der gemessenen dreiphasigen Darstellungen des Stroms in zweiphasige Darstellungen des Stroms basierend auf den Stromdaten ia und ib von den Stromwandlern 180a, 180b und einer geschätzten Rotorposition θ ^_re von dem Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 anwenden. Der Ausgang des Moduls des Umrichters 160 (i_d, i_q) ist mit dem Stromregler 135 gekoppelt.
Der Umrichter 165 kann eine Park-Transformation oder andere Umwandlungsgleichungen (z. B. bestimmte Umwandlungsgleichungen, welche für den Fachmann des Gebietes geeignet sind und ihm bekannt sind) zum Umwandeln der gemessenen dreiphasigen Darstellungen des Stroms in zweiphasige Darstellungen des Stroms basierend auf den Stromdaten ia und ib von den Stromwandlern 180a, 180b anwenden. Der Ausgang des Umrichtermoduls 165 (gemessene Ströme i_α, i_β) ist mit dem Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 gekoppelt.
Der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 empfängt die gemessenen Ströme i_α, i_β und die Spannungsbefehle V*_α und V*_β. Basierend auf den gemessenen Strömen i_α, i_β und den Spannungsbefehlen V*_α und V*_β ist der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 zum Ausgeben der geschätzten Rotorposition θ ^_re an den Drehzahlberechner 175 und den Umrichter 160 ausgebildet, wie es mehr im Detail in der 2 beschrieben werden wird.
Der Drehzahlberechner 175 kann die geschätzte Rotorposition θ ^_re, welche durch den Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 bereitgestellt wird, in die geschätzte Rotordrehzahl θ ^_re umwandeln.
In der 1B umfasst das elektronische Datenverarbeitungssystem 101 einen elektronischen Datenprozessor 264, einen Datenbus 262, eine Datenspeichereinrichtung 260 und einen oder mehrere Datenanschlüsse (268, 270, 272 und 274). Der Datenprozessor 264, die Datenspeichereinrichtung 260 und ein oder mehrere Datenanschlüsse sind mit dem Datenbus 262 gekoppelt, um Kommunikationen von Daten zwischen oder unter dem Datenprozessor 264, der Datenspeichereinrichtung 260 und einem oder mehreren Datenanschlüssen zu unterstützen.
Bei einer beispielhaften Ausführungsform kann der Datenprozessor 264 einen elektronischen Datenprozessor, einen digitalen Signalprozessor, einen Mikroprozessor, einen Mikrocontroller, ein programmierbares logisches Array, einen logischen Schaltkreis, eine arithmetische logische Einheit, einen anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreis, einen digitalen Signalprozessor, eine proportional-integral-abgeleitete Steuereinheit (PID) oder eine andere Datenverarbeitungseinrichtung umfassen.
Die Speichereinrichtung 260 kann jede magnetische, elektronische oder optische Einrichtung für ein Speichern von Daten umfassen. Zum Beispiel kann die Datenspeichereinrichtung 260 eine elektronische Datenspeichereinrichtung, einen elektronischen Speicher, einen nicht-flüchtigen, Lese-Schreibspeicher (RAM), eine oder mehrere elektronische Datenregister, Datenlatches, ein magnetisches Plattenlaufwerk, ein Festplattenlaufwerk, ein optisches Plattenlaufwerk oder ähnliches umfassen.
Des Weiteren kann bei einer beispielhaften Ausführungsform die Datenspeichereinrichtung 260 die Steuereinheit 102, das Pulsweitenerzeugungsmodul 145, die Umrichter 160, 165, den Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 und die Drehzahlsteuereinheit 175 speichern, welche verwendet werden, um durch den Datenprozessor 264 ausgeführt zu werden. Der Datenprozessor 264 kann auf die Datenspeichereinrichtung 260 zugreifen und die Steuereinheit 102, das Pulsweitenerzeugungsmodul 145, die Umrichter 160, 165, den Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 und die Drehzahlsteuereinheit 175 ausführen, über den Datenbus 262.
Wie es in der 1B gezeigt ist, umfassen die Datenanschlüsse einen ersten Datenanschluss 268, einen zweiten Datenanschluss 270, einen dritten Datenanschluss 272 und einen vierten Datenanschluss 274, obwohl jede geeignete Anzahl von Datenanschlüssen verwendet werden kann. Jeder Datenanschluss kann zum Beispiel ein Sende-Empfangsgerät und einen Pufferspeicher umfassen. Bei einer beispielhaften Ausführungsform kann jeder Datenanschluss irgendeinen seriellen oder parallelen Eingangs-/Ausgangs-Anschluss umfassen.
Bei einer beispielhaften Ausführungsform, wie sie in der 1B dargestellt ist, ist der erste Datenanschluss 268 mit dem Datenbus 118 eines Fahrzeugs gekoppelt. Der Datenbus 118 des Fahrzeugs ist wiederum mit einer Steuereinheit 266 gekoppelt. Bei einer Ausgestaltung kann der zweite Datenanschluss 270 mit dem Wechselrichterschaltkreis 150 gekoppelt sein; der dritte Datenanschluss 272 kann mit dem Spannungssensor 185 gekoppelt sein; und der vierte Datenanschluss 274 kann mit den Wandlern 180a und 180b gekoppelt sein.
Bei einer beispielhaften Ausführungsform des Datenverarbeitungssystems 101 ist der Drehzahlregler 105 verbunden mit oder unterstützt durch den ersten Datenanschluss 268 des elektronischen Datenverarbeitungssystems 101. Der erste Datenanschluss 268 kann mit dem Datenbus 180 des Fahrzeugs gekoppelt sein, wie zum Beispiel einem CAN-Datenbus (engl. controller area network). Der Datenbus 118 des Fahrzeuges kann Datenbusnachrichten mit Drehmomentbefehlen an den Drehzahlregler 105 über den ersten Datenanschluss 268 bereitstellen. Die Bedienperson eines Fahrzeuges kann die Drehzahlbefehle über eine Nutzerschnittstelle, wie zum Beispiel eine Drossel, ein Pedal, die Steuereinheit 260 oder eine andere Steuereinrichtung, erzeugen.
Die 2A stellt eine beispielhafte Ausführungsform des Quasi-Gleitmodusbeobachters (QSMO) 170 dar, welcher in der 1A gezeigt ist. Der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 ist ausgebildet zum Empfangen eines gemessenen Stroms für einen Motor, Bestimmen eines geschätzten Stroms für einen Motor, Bestimmen einer Differenz zwischen dem gemessenen Strom und dem geschätzten Strom, Bestimmen eines Schaltsteuervektors und Schätzen einer Rotorposition basierend auf dem Schaltsteuervektor, wobei der Schaltsteuervektor basierend auf der Differenz und adaptiven Parametern des Gleitmodusbeobachters bestimmt wird.
Die Dynamiken des Motors 155 können in dem rotierenden d-q-Referenzrahmen moduliert werden als:
wobei p der relative Operator ist, V_sd, V_sq, i_sd und i_sq jeweils die Statorspannungen und Statorströme sind; ω_re die elektrische Rotordrehzahl ist und ψ_m die magnetische Flussverkettung des Motors 155 ist, L_d und L_q jeweils die Induktivitäten der d-Achse und der q-Achse sind; und R der Statorwiderstand ist. Wie es verstanden werden sollte, ist ω_re die elektrische Rotordrehzahl und ω_r die mechanische Drehzahl und ω_re ist ω_r multipliziert mit der Anzahl der Polpaare.
Unter Verwenden der umgekehrten Park-Transformation kann das dynamische Modell des Motors 155 in dem stationären α-β-Referenzrahmen ausgedrückt werden als:
wobei
und θ_re der Rotorpositionswinkel ist.
Während die elektrische Größe θ_re verwendet wird, um als der Rotorpositionswinkel beschrieben zu sein, sollte es verstanden werden, dass eine mechanische Größe verwendet werden kann, bei welcher die mechanische Größe die elektrische Größe θ_re geteilt durch die Anzahl von magnetischen Polpaaren p_o des Motors 155 ist.
Aufgrund des Herausragens (engl. saliency) des Motors (d. h. L_d ≠ L_q) enthalten sowohl die rückwärtige elektromagnetische Kraft (EMF) als auch die Matrix der Induktivität, die Information des Rotorpositionswinkels. Des Weiteren enthält die Gleichung (3) sowohl den Term 2θ_re als auch θ_re. Um die Beobachtung der Rotor position zu erleichtern, kann ein Modell für den Motor 155, welches auf einer erweiterten, rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) basiert, wie folgt verwendet werden:
Bei der Gleichung (4) enthält lediglich der Term der erweiterten rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) die Information der Rotorposition. Die Rotorposition kann somit durch die Methode einer umgekehrten Tangente oder einen Winkelnachführungsbeobachter unter Verwenden einer geschätzten, erweiterten, rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) extrahiert werden.
Die rückwärtige elektromagnetische Kraft (EMF) wird definiert als:
wobei die erweiterte, rückwärtige elektromagnetische Kraft (EMF) definiert werden kann als:
Eine Stärke der erweiterten, rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) kann sein: η = (L_d – L_q)(ω_rei_d – pi_q) + ω_reψ_m (5)
Die dynamischen Stromgleichungen des Motors 155 können in Matrixform ausgedrückt werden: X = AX + BV + E (6) wobei V = [v_αv_β]^T (7) E = η/L_d[sinθ_re – cosθ_re]^T = [E_αE_β]^T (8) X = [i_αi_β]^T (9) was als der Systemzustand ausgewählt wird;
und
Unter Verwenden der Eulerschen Methode erster Ordnung kann die Gleichung (6) in einem zeitlich diskreten Modell wie folgt geschrieben werden:
wobei T_s die Abtastperiode ist.
Wieder unter einem Bezugnehmen zurück auf die 2A umfasst ein Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170a einen Gleitmodusstromschätzer 205, einen Schaltblock 210, einen Tiefpassfilter 215, einen Positionsberechner 220 und einen Phasenverschiebungskompensator 225. Der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170a kann durch einen digitalen Signalprozessor oder einen Mikrocontroller ausgeführt werden. Zum Beispiel kann der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170a eine Software sein, welche in einem materiellen bzw. konkreten computerlesbaren Medium gespeichert ist und welche durch den Datenprozessor 264 ausgeführt wird.
Der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170a empfängt die Spannungsbefehle V_α und V_β und die gemessenen Ströme i_α und i_β, welche von den gemessenen Phasenströmen i_a, i_b und i_c umgewandelt sind.
Der Gleitmodusstromschätzer 205 empfängt die Spannungsbefehle V*_α und V*_β und einen Schaltsteuervektor Z_αβ. Es sollte verstanden werden, dass Terme, welche als Indexe „αβ” aufweisen, einen Vektor darstellen, der sowohl einen Term in der α-Achse als auch einen Term in der β-Achse aufweist. Die Spannungsbefehle V*_α und V*_β können zum Beispiel als V*_αβ derart dargestellt sein, dass (V*_αβ)^T gleich ist zu [V*_αV*_β] ist.
Unter Verwenden der Gleichung (12) tastet der Gleit-modusstromschätzer 205 die Spannungsbefehle V*_α und V*_β und den Schaltsteuervektor Z_αβ ab und erzeugt einen geschätzten Stromwert î_αβ (î_α und î_β) wie folgt:
Wie es anzumerken ist, weist die Gleichung (13) die gleiche Form wie die Gleichung (12) auf. In der Gleichung (13) werden jedoch die Spannungsbefehle V*_α und V*_β verwendet, welche von dem Umrichter 140 empfangen werden, so dass die Anschlussspannung nicht gemessen werden muss. Wenn jedoch ein Effekt einer Totzeit nicht vollständig kompensiert wird, wird der Spannungsbefehl nicht gleich der Anschlussspannung sein. Diese Nichtübereinstimmung der Spannung wird zu manch einem Fehler der geschätzten Position führen.
Ein Komparator 207 empfängt die gemessenen Ströme i_α und i_β und die geschätzten Ströme i ^_α und i ^_β. Der Komparator 207 bestimmt Fehler ε_α und ε_β zwischen jeweils den gemessenen Strömen i_α und i_β und den geschätzten Strömen i ^_α und i ^_β. Die Fehler ε_α und ε_β können Differenzen zwischen jeweils den gemessenen Strömen i_α und i_β und den geschätzten Strömen i ^_α und i ^_β sein.
Der Komparator 207 sendet die Fehler ε_α und ε_β an den Schaltblock 210. Basierend auf den Fehlern ε_α und ε_β bestimmt der Schaltblock 210 den Schaltsteuervektor Z_αβ. Der Schaltsteuervektor Z_αβ enthält die Information der rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF). Da der Schaltsteuervektor Z_αβ der Ausgang des Schaltblocks 210 ist, enthält er ein starkes Schaltrauschen. Der Tiefpassfilter 215 empfängt den Schaltsteuervektor Z_αβ, um das Profil der geschätzten, rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) zu glätten. Der Tiefpassfilter 215 fügt eine Phasenverzögerung zu dem originalen Signaleingang hinzu. Der Phasenverschiebungskompensator 225 kompensiert die Phasenverzögerung.
Somit ist ein Nachverfolgungsfehler zwischen dem gemessenen Strom und dem geschätzten Strom: ε[k]^T = [I_α[k] – Î_α[k]I_β[k] – Î_β[k]] (14)
Noch genauer kann eine Gleichung (15) durch ein Subtrahieren von (13) von (12) erhalten werden:
Der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170a weist eine Gleitoberfläche s[k] auf, welche zum Gleichsetzen eines Nachverfolgungsfehlers ε[k] und 0 konstruiert ist.
Der Schaltblock 210 setzt eine variable Schaltfunktion wie folgt um:
wobei Z₀ ein adaptiver Parameter ist. Eine Grenzschicht ist zwischen –Z₀ und Z₀ gebildet.
Die 2B stellt eine beispielhafte Ausführungsform der variablen Schaltfunktion dar, welche durch den Schaltblock 210 umgesetzt ist. Wie es in der 2B gezeigt ist, gibt der Schaltblock 210, wenn der Nachverfolgungsfehler ε[k] größer ist als der adaptive Parameter Z₀, Z₀ als den Schaltsteuervektor Z_αβ aus. Wenn der Nachverfolgungsfehler ε[k] geringer ist als –Z₀ gibt der Schaltblock 210 –Z₀ als den Schaltsteuervektor Z_αβ aus. Wenn der Nachverfolgungsfehler ε[k] zwischen –Z₀ und Z₀ liegt, wird die Ausgabe der Schaltfunktion der Nachverfolgungsfehler ε[k] sein. In diesem Fall ist der Nachverfolgungsfehler ε[k] der Schaltsteuervektor Z_αβ. Der Schaltblock 210 gibt den Schaltsteuervektor Z_αβ an den Gleitmodusstromschätzer 205 und den Tiefpassfilter 215 aus.
Wenn die Bedingung eines Erreichens erfüllt werden kann, wird sich die Zustandskurve der Gleitoberfläche annähern. Wenn der Nachverfolgungsfehler ε[k] innerhalb einer Grenzschicht (z. B. zwischen –Z₀ und Z₀) begrenzt ist, ist die Ausgabe des Schaltblocks 210 gleich zu der erweiterten, rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) mit starkem Rauschen. In anderen Worten ist Z_αβ gleich zu der erweiterten, rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) mit Oberschwingungen hoher Ordnung. Die Bestimmung des adaptiven Parameters Z₀ ist unten mehr im Detail beschrieben.
Es sollte verstanden werden, dass die variable Schaltfunktion als eine Hardware oder eine Software umgesetzt werden kann, welche in Verbindung mit einem Prozessor zum Ausführen der Schaltfunktion verwendet wird.
Der Tiefpassfilter 215 empfängt den Schaltsteuervektor Z_αβ von dem Schaltblock 210 und filtert den Schaltsteuervektor Z_αβ, um das Rauschen zu entfernen. Der Tiefpassfilter 215 kann zum Beispiel ein Tiefpassfilter zweiter Ordnung vom Typ Butterworth sein, welcher in der S-Ebene erzeugt wird.
Der Tiefpassfilter 215 gibt den gefilterten Schaltsteuervektor Z_αβ als eine geschätzte, rückwärtige elektromagnetische Kraft (EMF) ê_αβ an den Positionsberechner 220 aus. Die Ausgabe des Tiefpassfilters 215 weist eine gleiche Stärke wie die erweiterte, rückwärtige elektromagnetische Kraft (EMF) auf, jedoch weist die Ausgabe des Tiefpassfilters 215 eine Phasendifferenz im Verhältnis zu der erweiterten, rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) auf.
Der Positionsberechner 220 bestimmt eine Rotorposition des Motor 155 basierend auf der geschätzten, rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) ê_αβ. Die Rotorposition, welche durch den Positionsberechner 220 bestimmt ist, ist nicht hinsichtlich der Phasenverschiebung kompensiert, welche durch den Tiefpassfilter 215 verursacht ist. Daher fügt der Phasenverschiebungskompensator 225 eine Phasenverschiebung Δθ_re zu der Rotorposition bei einer logischen Einheit 227 hinzu, um die Phasenverschiebung zu kompensieren. Noch genauer kompensiert der Phasenverschiebungskompensator 225 die Phasenverschiebung, welche durch den Tiefpassfilter 215 verursacht ist, unter Verwenden der Phasenfrequenzcharakteristik des Tiefpassfilters 215, welche durch den Phasenverschiebungskompensator 225 bestimmt wird.
Der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 summiert die Ausgabe von dem Positionsberechner 220 und die Phasenverschiebung Δθ_re, um die geschätzte Rotorposition θ ^_re zu erzeugen.
Der Positionsberechner 220 und der Phasenverschiebungskompensator 225 können als ein Schätzer bezeichnet werden, welcher zum Schätzen einer Position des Rotors basierend auf dem Schaltsteuervektor ausgebildet ist. Wie es oben beschrieben ist, wird der Schaltsteuervektor durch den Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170a basierend auf der Differenz zwischen den Differenzen jeweils zwischen den gemessenen Strömen i_α und i_β und den geschätzten Strömen i ^_α und i ^_β und den adaptiven Parametern Z₀ und l bestimmt.
Bestimmung der adaptiven Parameter
Der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170a ist zum Bestimmen von adaptiven Parametern Z₀ und l ausgebildet.
Die Gleichung (15) beschreibt Dynamiken der Zustandskurve (Differenz zwischen dem gemessenen Strom und dem geschätzten Strom) von dem Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170. Um sicherzustellen, dass sich die Zustandskurve von einem anfänglichen Punkt zu der Gleitoberfläche nach einem endlichen Zeitschritt bewegen kann, weist die Dynamik der Zustandskurve ein konvergentes Verhalten auf. Der adaptive Parameter Z₀ und der adaptiver Parameter l erfüllen somit diese konvergente Bedingung. Der adaptive Parameter l ist der Zuwachs bzw. die Verstärkung (engl. gain) des Quasi-Gleitmodusbeobachters (QSMO) 170.
Die Gleichungen einer Alpha-Achse und einer Beta-Achse weisen in der Gleichung (15) eine identische Struktur auf. Wenn somit die Konvergenz für die Gleichung in der Alpha-Achse nachgewiesen werden kann, kann die Gleichung in der Beta-Achse auf identische Art und Weise nachgewiesen werden. Bei einer beispielhaften Ausführungsform sind die nachfolgenden Prozeduren durch den Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 umgesetzt:

(i) die Zustandskurve bewegt sich in die Richtung der Gleitoberfläche, wenn der Fehler außerhalb der Breite von der Grenzschicht ist (|ε[k]| ist größer als Z₀) . Folglich ist, wenn der Nachverfolgungsfehler ε[k] größer ist als der adaptive Parameter Z₀, der Nachverfolgungsfehler ε[k + 1] geringer als der Nachverfolgungsfehler ε[k]; während wenn der Nachverfolgungsfehler ε[k] geringer ist als –Z₀, der Nachverfolgungsfehler ε[k + 1] größer ist als der Nachverfolgungsfehler ε[k].
(ii) um die Änderung der Zustandskurve zwischen der k-ten und dem (k + 1)-ten Abtastungen zu reduzieren, ist der Nachverfolgungsfehler ε[k] größer als Z₀, wenn der Nachverfolgungsfehler ε[k + 1] plus der Nachverfolgungsfehler ε[k] größer als 0 ist; und wenn der Nachverfolgungsfehler ε[k] geringer ist als –Z₀ wenn der Nachverfolgungsfehler ε[k + 1] plus der Nachverfolgungsfehler ε[k] geringer ist als 0.

Die Bedingung (i) steuert die Richtung der Zustandskurve (Fehler geht nach oben, dann geht er nach unten) und die Bedingung (ii) steuert die Stärke einer Änderung zwischen zwei aufeinanderfolgenden Abtastungen. Wenn somit beide der Bedingungen (i) und (ii) umgesetzt sind, kann sich die Zustandskurve von einer anfänglichen Bedingung zu der Gleitoberfläche bewegen und verbleibt in der Grenzschicht (zwischen –Z₀ und Z₀).
Zum Beispiel würde bei der Bedingung (i) wenn der Nachverfolgungsfehler ε_α[k] größer ist als der adaptive Parameter Z₀, so dass Z_α gleich ist zu dem adaptiven Parameter Z₀, der Nachverfolgungsfehler ε_α[k + 1] geringer sein als der Nachverfolgungsfehler ε_α[k], was basierend auf der Gleichung (15) formuliert werden kann als:
was auch formuliert werden kann als:
weil der adaptive Parameter Z₀ geringer ist als der Nachverfolgungsfehler ε_α[k] und größer ist als 0 und
Wenn die nachfolgende Ungleichheit erfüllt ist, sind die Gleichungen (17) und (18) erfüllt:
Da R/L_d positiv ist, kann eine stärkere Bedingung erhalten werden, weil lZ₀ größer als die Amplitude E_α[k] ist, was bedeutet, dass wenn lZ₀ größer ist als die Stärke der erweiterten, rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) η, wobei der Nachverfolgungsfehler ε_α[k + 1] größer als der Nachverfolgungsfehler ε_α[k] erfüllt sein kann, wenn der Nachverfolgungsfehler ε_α[k] größer ist als der adaptive Parameter Z₀.
Wenn der Nachverfolgungsfehler ε_α[k] geringer ist als –Z₀, so dass Z_α gleich wird zu –Z₀, würde der Nachverfolgungsfehler ε_α[k + 1] größer sein als der Nachverfolgungsfehler ε_α[k], was basierend auf der Gleichung (15) formuliert werden kann als:
und was ebenso formuliert werden kann als:
weil der Nachverfolgungsfehler ε_α[k] größer ist –Z₀ und geringer ist als 0,
Wenn die nachfolgende Ungleichheit erfüllt ist, sind die Gleichungen (20) und (21) erfüllt:
Da R/L_d positiv ist kann auch eine stärkere Bedingung vorgeschlagen werden, wenn lZ₀ größer ist als –E_α[k], was bedeutet, wenn lZ₀ größer ist als eine Stärke der rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) E_α[k], der Nachverfolgungsfehler ε_α[k + 1] größer als der Nachverfolgungsfehler ε_α[k] erfüllt werden kann, wenn der Nachverfolgungsfehler ε_α[k] geringer ist als –Z₀.
Wenn somit das Produkt des Zuwachses l des Quasi-Gleitmodusbeobachters (QSMO) und des adaptiven Parameters Z₀ größer ist als die Stärke der erweiterten, rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) η, ist die Bedingung (i) erfüllt. Wenn der Nachverfolgungsfehler ε_α[k] außerhalb der Breite der Grenzschicht liegt, wird sich die Zustandskurve in die Richtung der Gleitoberfläche bewegen.
Bei der Bedingung (ii) ist, wenn der Nachverfolgungsfehler ε_α[k] größer ist als der adaptive Parameter Z₀, so dass Z_α gleich ist zu Z₀, die Summe der Nachverfolgungsfehler ε_α[k + 1] + ε_α[k] größer als 0, was basierend auf der Gleichung (15) formuliert werden kann als:
und was ebenso formuliert werden kann als:
weil der Nachverfolgungsfehler ε_α[k] größer ist als der adaptive Parameter Z₀ und 0,
Wenn die nachfolgende Ungleichheit erfüllt ist, sind die Gleichungen (23) und (24) erfüllt:
Wenn der Nachverfolgungsfehler ε_α[k] geringer ist als –Z₀, so dass Z_α = –Z₀, ist die Summe der Nachverfolgungsfehler ε_α[k + 1] und ε_α[k] geringer als 0, was basierend auf der Gleichung (15) formuliert werden kann als:
und was ebenso formuliert werden kann als:
weil der Nachverfolgungsfehler ε_α[k] geringer ist –Z₀ < 0,
Wenn die nachfolgende Ungleichheit erfüllt ist, sind die Gleichungen (26) und (27) erfüllt:
Wenn lZ₀ geringer ist als
wobei |E_α[k]| die Stärke der erweiterten, rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) η ist, die Bedingung (ii) erfüllt ist und die Änderung hinsichtlich der Zustandskurve zwischen dem k-ten und der (k + 1)-ten Abtastungen auch beschränkt sein wird.
Die Stärke der erweiterten, rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) |E_α[k]| kann zu der Stärke der elektromagnetischen Kraft (EMF) η wie folgt in Verbindung gebracht werden: |E_α[k]| = η*|sinθ| (29)
Die Bedingung (ii) stellt eine untere Grenze für das Produkt des Zuwachses l und des adaptiven Parameters Z₀ bereit; während die Bedingung (ii) eine obere Grenze für das Produkt des Zuwachses l und des adaptiven Parameters Z₀ bereitstellt. Bei einer beispielhaften Ausführungsform ist die obere Grenze größer als die untere Grenze, was formuliert werden kann als:
wobei f_s die Abtastfrequenz ist. Gemäß der obigen Diskussion erfüllen, um die Zustandskurve zu der Gleitoberfläche s[k] von dem ursprünglichen Zustand nach endlichen Zeitschritten konvergieren zu lassen, die adaptiven Parameter Z₀ und l der Schaltfunktion das Nachfolgende:
Bei einer beispielhaften Ausführungsform ist, basierend auf der Gleichung (30) lZ₀ ein begrenzter Wert und ist größer als die Stärke der rückwärtigen, elektromagnetischen Kraft (EMF) η bei der Abtastung k der momentanen Zeit. Wenn die Drehzahl ω_r zunimmt, wird auch die Stärke der rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) zunehmen.
Der adaptive Parameter Z₀ ist proportional zu der Stärke der geschätzten rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) ê_αβ. Wenn zum Beispiel die Stärke der geschätzten rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) ê_αβ zunimmt, wird auch die Änderung hinsichtlich der rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) zwischen zwei aufeinanderfolgenden Abtastungen ebenso zunehmen; als eine Folge wird, wenn die Abtastfrequenz f_s die gleiche bleibt, der Nachverfolgungsfehler ε[k] zunehmen.
Wenn die Abtastfrequenz f_s zunimmt, wird die Abtastzeit T_s abnehmen und der minimale Wert des adaptiven Parameters Z₀ wird ebenso abnehmen, was anzeigt, dass eine Zunahme der Abtastfrequenz f_s die Zustandskurve in einer geringeren Grenzschicht beibehalten wird und die Leistungsfähigkeit einer Nachverfolgung wird verbessert.
Die 2C stellt eine beispielhafte Ausführungsform eines Abschnitts von dem Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 dar, der in der 1A gezeigt ist. Wie es in der 2C gezeigt ist, umfasst ein Abschnitt 170b den Schaltblock 210 und einen Gleitmodusstromschätzer 205. Es sollte verstanden werden, dass der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170a, welcher in der 2A gezeigt ist, den Abschnitt 170b umfassen kann, und der Abschnitt 170b ist dargestellt, eine beispielhafte Ausführungsform aufzuzeigen, wie die adaptiven Parameter Z₀ und l durch den Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 bestimmt werden können.
Wie es in der 2C gezeigt ist, schätzt ein Schätzer 230 einer Stärke einer rückwärtigen, elektromagnetischen Kraft (EMF) die Stärke der rückwärtigen, elektromagnetischen Kraft (EMF) η unter Verwenden der Gleichung (5).
Basierend auf der Stärke der rückwärtigen, elektromagnetischen Kraft (EMF) η berechnet ein Parameterschätzer 235 die adaptiven Parameter Z₀ und l wie folgt:
wobei m ein Parameter ist, welcher zum Erfüllen der Gleichung (30) verwendet wird und zwischen 1–1,6, und vorzugsweise 1,1~1,2 liegen kann, was bedeutet 10%–20% größer als der minimale Wert von Z₀. Der Parameter m ist ein Durch Testen abgestimmter Koeffizient, um eine Spanne für die adaptiven Parameter Z₀ und l bereitzustellen.
Die Gleichung (5) gibt an, dass die Stärke der erweiterten, rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) η eine Funktion der Ströme i_d und i_q sowie der Rotordrehzahl ω_r ist. Im stationären Zustand kann di_q/dt als 0 angenommen werden. Somit kann, wenn der Strom i_d und die Drehzahl ω_r bekannt sind, der Wert von η bestimmt werden.
Der Schätzer 230 einer Stärke einer rückwärtigen, elektromagnetischen Kraft (EMF) bestimmt den Strom i_d aus dem Drehmomentbefehl T_cmd. Für einen Synchronmotor mit innerem Permanentmagneten (IPMSM), wie zum Beispiel dem Motor 155, kann ein erzeugtes elektromagnetisches Drehmoment T_e ausgedrückt werden als: T_e = 3 / 2p_oi_q[(L_d –L_q)i_d + Ψ_m] (33) wobei p_o die Anzahl der magnetischen Polpaare des Motors 155 ist. Die Beziehung zwischen i_d und i_q hängt von dem Steueralgorithmus ab, welcher für den Motor 155 verwendet wird. Wenn zum Beispiel eine Steuerung mit einem maximalen Drehmoment pro Ampere (MTPA, engl. maximum torque per ampere) verwendet wird, kann die Beziehung zwischen i_d und iq durch ein Hernehmen einer Expansion mit Taylorschen Reihen wie folgt erhalten werden:
Daher kann, wenn der Schätzer 230 einer Stärke einer rückwärtigen, elektromagnetischen Kraft (EMF) den Drehmomentbefehl T_cmd und die geschätzte Drehzahl ω ^*_r erhalt, der Schätzer 230 einer Stärke einer rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) die Werte von i_d und i_q unter Verwenden der Gleichungen (33) und (34) bestimmen. Die Beziehung zwischen dem Drehmomentbefehl T_cmd und den Strömen i_d und iq kann unter Verwenden einer Nachschlagetabelle oder eines Polynoms einer hohen Ordnung umgesetzt werden.
Der Schätzer 230 einer Stärke einer rückwärtigen, elektromagnetischen Kraft (EMF) und der Parameterschätzer 235 können eine Software sein, welche zum Beispiel durch einen digitalen Signalprozessor oder einen Mikrocontroller ausgeführt wird, um die Schätzungen der elektromagnetischen Kraft (EMF) und die Parameterschätzungen umzusetzen. Der Schätzer 230 einer Stärke einer rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) und der Parameterschätzer 235 können durch den Datenprozessor 264 ausgeführt werden.
Die 2D stellt eine beispielhafte Ausführungsform eines Abschnitts von dem Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 dar, der in der 1A gezeigt ist. Wie es in der 2D gezeigt ist, umfasst ein Abschnitt 170c den Schaltblock 210 und den Gleitmodusstromschätzer 205. Es sollte verstanden werden, dass der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170a, welcher in der 2A gezeigt ist, den Abschnitt 170c umfassen kann und der Abschnitt 170c ist dargestellt, um eine beispielhafte Ausführungsform zu zeigen, wie die adaptiven Parameter Z₀ und l durch den Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 bestimmt werden können.
Der Abschnitt 170c ist der gleiche wie der Abschnitt 170b, außer dass der Abschnitt 170c eine Nachschlagetabelle (LUT) 240 für Parameter anstatt dem Schätzer 230 einer Stärke einer rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) und dem Parameterschätzer 235 umfasst. Die Nachschlagetabelle (LUT) 240 für Parameter empfängt den Drehmomentbefehl T_cmd und den Drehzahlbefehl ω*_r. Die Nachschlagetabelle (LUT) 240 für Parameter ist eine 3-D-Nachschlagetabelle. Basierend auf der Gleichung (30) erzeugt die Nachschlagetabelle (LUT) 240 für Parameter die adaptiven Parameter Z₀ und l wie folgt:
Bei einem Beispiel der Nachschlagetabelle (LUT) 240 für Parameter werden das Produkt eines Zuwachses l des Quasi-Gleitmodusbeobachters (QSMO) und des adaptiven Parameters Z₀ basierend auf einer Maschinendrehzahl und einem Drehmomentbefehl bestimmt. Für eine konstante Abtastfrequenz ist der Zuwachs l des Quasi-Gleitmodusbeobachters (QSMO) zum Beispiel ein konstanter Wert, zum Beispiel 8.000 für eine Abtastfrequenz von 5.000 Hz.
Die 2E stellt eine beispielhafte Ausführungsform der Nachschlagetabelle (LUT) 240 für Parameter dar. Die 2E stellt eine 3-D-Nachschlagetabelle dar. Basierend auf dem Drehmomentprozentsatz Torq_Perc und dem Drehzahlbefehl ω*_r kann die Nachschlagetabelle (LUT) 240 für Parameter das Produkt des Zuwachses l des Quasi-Gleitmodusbeobachters (QSMO) und des adaptiven Parameters Z₀ bestimmen. In der 2E stellt ein Abschnitt 2100 ein Produkt zwischen 200.000 und 400.000 dar, ein Abschnitt 2200 stellt ein Produkt zwischen 400.000 und 600.000 dar, ein Abschnitt 2300 stellt ein Produkt zwischen 600.000 und 800.000 dar, ein Abschnitt 2400 stellt ein Produkt zwischen 800.000 und 1.000.000 dar und ein Abschnitt 2500 stellt ein Produkt zwischen 1.000.000 und 1.200.000 dar.
Durch ein Verwenden der Nachschlagetabelle, welche in der 2E gezeigt ist, oder des Abschnitts in der 2C, werden die Beobachterparameter (Z₀ und l) gemäß dem Drehmomentbefehl und der Drehzahl ausgewählt, um sowohl eine Schwankung hinsichtlich von Last/Drehzahl als auch eine Schwankung hinsichtlich von Maschinenparametern von gegebenen Werten, welche durch einen Maschinenhersteller bereitgestellt sind, zu bewältigen. Der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 erreicht eine genaue Positionsschätzung ohne eine Phasenverschiebung.
Während die 2C–2D den Schätzer 230 einer rückwärtigen, elektromagnetischen Kraft (EMF) darstellen, ausgebildet zu sein, um den Drehmomentbefehl T_cmd und den Drehzahlbefehl ω*_r zu empfangen, kann der Prozentsatz Torq_Perc direkt von dem Drehmomentprozessor 115 verwendet werden, anstatt des Drehmomentbefehls T_cmd und des Befehlsdrehzahl ω*_r.
Doppelte Abtastfrequenz
Bei einer beispielhaften Ausführungsform ist der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 ausgebildet zum Abtasten des Spannungsbefehls V*_αβ und des gemessenen Stroms i_αβ bei einer doppelt so hohen Frequenz wie der PWM-Frequenz des Pulsweitenerzeugungsmoduls 145.
Eine PWM-Frequenz von 6.000 Hz ist zum Beispiel eine vergleichsweise niedrige Schaltfrequenz im Vergleich zu 20 kHz. Für Motordrehzahlen von in etwa 3.000 U/min weist der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 mit einer Abtastfrequenz von 6.000 Hz eine gute Leistung auf, um einen Fehler hinsichtlich einer Rotorposition innerhalb von 3 elektrischen Grad zu begrenzen. Für einen viel breiteren Drehzahlbetriebsbereich jedoch, zum Beispiel 5.000 U/min, und Bedingungen einer Schwerlast wird die Abtastfrequenz erhöht.
Obwohl die PWM-Frequenz begrenzt sein kann, kann eine hohe Abtastfrequenz oder Steuerkreisrate erreicht werden durch ein Erhöhen der Ausführungsrate des Quasi-Gleitmodusbeobachters (QSMO) 170 und der Steuereinheit 102. Zum Beispiel verbessert ein Verdoppeln der Ausführungsrate pro PWM-Zyklus die Leistung eines Quasi-Gleitmodusbeobachters (QSMO) 170 während eines Beibehaltens des gleichen Niveaus von Schaltverlusten. Die 3 stellt ein Verfahren eines Schätzens der Rotorposition bei einem Motor gemäß einer beispielhaften Ausführungsform dar. Noch genauer stellt die 3 ein Verfahren eines Schätzens einer Rotorposition in einem Motor dar. Das Verfahren umfasst ein Erhalten eines gemessenen Stroms für den Motor, Bestimmen eines geschätzten Stroms unter Verwenden eines Gleitmodusbeobachters, Bestimmen einer Differenz zwischen dem gemessenen Strom und dem geschätzten Strom, Erzeugen eines Schaltsteuervektors basierend auf der Differenz und adaptiven Parametern des Gleitmodusbeobachters und Schätzen der Rotorposition basierend auf dem Schaltsteuervektor.
Das Verfahren der 3 kann in einem sensorlosen Antriebssystem, wie zum Beispiel dem Antriebssystem 100, welches in der 1 gezeigt ist, umgesetzt sein.
Bei S310 erzeugt das Antriebssystem einen gemessenen Strom. Mit einer Bezugnahme auf die 1 messen zum Beispiel die Stromwandler 180a, 180b jeweils Stromdaten ia und ib, welche an dem Motor 155 angelegt sind.
Der Umrichter 160 kann eine Clarke-Transformation oder andere Umwandlungsgleichungen (z. B. bestimmte Umwandlungsgleichungen, welche für den Fachmann des Gebietes geeignet sind und ihm bekannt sind) zum Umwandeln der gemessenen dreiphasigen Darstellungen des Stroms in zweiphasige Darstellungen des Stroms verwenden, basierend auf den dreiphasigen Stromdaten ia und ib von den Stromwandlern 180a, 180b und einer geschätzten Rotorposition θ ^_re von dem Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170. Der Ausgang des Konvertermoduls 160 (i_sd, i_sq) ist mit dem Stromregler 135 gekoppelt.
Der Umrichter 165 kann eine Park-Transformation oder andere Umwandlungsgleichungen (z. B. bestimmte Umwandlungsgleichungen, welche für den Fachmann des Gebietes geeignet sind und ihm bekannt sind) zum Umwandeln der gemessenen dreiphasigen Darstellungen des Stroms in zweiphasige Darstellungen des Stroms verwenden, basierend auf den Stromdaten ia und ib von den Stromwandlern 180a, 180b.
Der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 empfängt die gemessenen Ströme i_α, i_β und die Spannungsbefehle ê_αβ und V*_β.
Wieder zurück bezugnehmend auf die 3 bestimmt ein Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) einen geschätzten Strom bei S320. Zum Beispiel erzeugt in der 2A der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170a geschätzte Stromwerte i ^_αβ (i ^_α und i ^_β ) basierend auf dem Spannungsbefehl V*_αβ (V*_α und V*_β) und dem Schaltsteuervektor Z_αβ.
Bei S330 bestimmt der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) eine Differenz zwischen dem gemessenen Strom und dem geschätzten Strom. In der 2A zum Beispiel empfängt der Komparator 207 die gemessenen Ströme i_α und i_β und die geschätzten Stromwerte i ^_α und i ^_β. Der Komparator 207 bestimmt Fehler ε_α und ε_β jeweils zwischen den gemessenen Strömen i_α und i_β und den geschätzten Strömen i ^_α und i ^_β. Die Fehler ε_α und ε_β können jeweils Differenzen zwischen den gemessenen Strömen i_α und i_β und den geschätzten Strömen i ^_α und i ^_β sein.
Bei S340 erzeugt der Quasi-Gleitmodusbeobachter einen Schaltsteuervektor basierend auf der Differenz und adaptiven Parametern des Quasi-Gleitmodusbeobachters (QSMO). Zum Beispiel setzt der Schaltblock 210 eine variable Schaltfunktion um, bei welcher Z₀ ein adaptiver Parameter ist.
Die 23 stellt eine beispielhafte Ausführungsform der variablen Schaltfunktion dar, welche durch den Schaltblock 21 umgesetzt ist. Wie es in der 2B gezeigt ist, gibt Schaltblock 210, wenn der Nachverfolgungsfehler ε[k] größer ist als Z₀, Z₀ als den Schaltsteuervektor Z_αβ aus, und wenn der Nachverfolgungsfehler ε[k] geringer ist als –Z₀ gibt der Schaltblock 210 –Z₀ als den Schaltsteuervektor Z_αβ aus. Wenn der Nachverfolgungsfehler ε[k] in einer Grenzschicht zwischen –Z₀ und Z₀ begrenzt ist, wird die Ausgabe der Sättigungsfunktion der Nachverfolgungsfehler ε[k] als der Schaltsteuervektor Z_αβ sein. Der Schaltblock 210 gibt den Schaltsteuervektor Z_αβ an den Gleitmodusstromschätzer 205 und den Tiefpassfilter 215 aus.
Des Weiteren stellt die Bedingung (i) eine untere Grenze für das Produkt des Zuwachses l und des adaptiven Parameters Z₀ bereit; während die Bedingung (ii) eine obere Grenze für das Produkt des Zuwachses l und des adaptiven Parameters Z₀ bereitstellt.
Wieder zurückkehrend zu der 3 schätzt der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) die Rotorposition basierend auf dem Schaltsteuervektor bei S350. Zum Beispiel bestimmt der Positionsberechner 220, wie es in der 2A gezeigt ist, eine Rotorposition des Motors 155 basierend auf der geschätzten, rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) ê_αβ. Die Rotorposition, welche durch den Positionsberechner 220 bestimmt wird, ist nicht hinsichtlich einer Phasenverschiebung kompensiert, welche durch den Tiefpassfilter 215 verursacht wird. Daher fügt der Phasenverschiebungskompensator 225 eine Phasenverschiebung Δθ_re zu der Rotorposition an der logischen Einheit 227 zum Kompensieren der Phasenverschiebung hinzu. Die Summe von der Ausgabe von dem Positionsberechner 220 und die Phasenverschiebung Δθ_re ist die geschätzte Rotorposition θ ^_re. Wenn einmal die Rotorposition geschätzt ist, kann die Steuereinheit (z. B. 102) den Motor basierend auf der geschätzten Rotorposition steuern.
Drehzahl-unterstützte Stabilisatoren
Bei der 1A kann ein Kreis von dem Stromregler 135 zu dem Wechselrichter 150, zu dem Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 und zurück zu dem Stromregler 135 als ein Rückkopplungskreis einer inneren Position bezeichnet werden. Bei dem Rückkopplungskreis einer inneren Position sind der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170, die Steuereinheit 102 und der Motor 155 miteinander gekoppelt.
Die Ausgabe des Quasi-Gleitmodusbeobachters (QSMO) 170 ist die geschätzte Rotorposition θ ^_re. ohne irgendeinen Referenzwert und die geschätzte Rotorposition θ ^_re. wird durch die Umrichter 140 und 160 verwendet.
Wie es oben beschrieben ist, empfängt das Pulsweitenerzeugungsmodul 145 die transformierten Spannungsbefehle V*_α und V*_β, welche verwendet werden, um dreiphasige Spannungen/Ströme für den Motor 155 zu erzeugen. Der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 empfängt die gemessenen Ströme i_α und i_β und Spannungsbefehle V*_α und V*_β als Eingabe. Die 1A zeigt somit ein nicht-lineares und stark gekoppeltes System hoher Ordnung, welches eine Fehlerausbreitung und eine selbst-anregende Oszillation umfasst.
Um die Stabilität des Antriebssystems 100 zu verbessern und das Antriebssystem 100 zu unterstützen, reibungslos durch einen Last-/Drehzahlübergang hindurchzugehen, schlagen die Erfinder Drehzahl-unterstützte Stabilisatoren vor.
Das Antriebssystem 100 ist ausgebildet, die Drehzahl-unterstützten Stabilisatoren umzusetzen. Die Drehzahl-unterstützten Stabilisatoren basieren auf der Idee, dass sich eine Motorrotordrehzahl viel langsamer ändert als sich die Position in einem Medium und hohen Drehzahlbereichen ändert. Während dem Zeitintervall von jedem von zwei Abtastpunkten kann somit die Drehzahl als ein konstanter Wert angenommen werden und kann zum Vorhersagen der Position für ein nächstes Abtasten verwendet werden. Die vorhergesagte Position für ein nächstes Abtasten kann als eine Referenz verwendet werden, um die geschätzte Position anzupassen, um so das Antriebssystem 100 zu unterstützen, mit hoher Genauigkeit durch den Übergang hindurchzugehen.
Die 4A–4C stellen eine Umsetzung eines Drehzahlpuffers für einen Drehzahl-unterstützten Stabilisator gemäß einer beispielhaften Ausführungsform dar. Die 4D stellt eine Struktur des Drehzahlpuffers dar, welcher in dem RAM des digitalen Signalprozessors (DSP) umgesetzt ist.
In den 4A und 4B bestimmt der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 eine geschätzte Rotorposition θ ^[n] für jeden PWM-Zyklus, welcher eine Periode von T_s[n] hat. Wie es in der 4D gezeigt ist, ist eine Steuereinheit 400 gezeigt. Die Steuereinheit 400 ist die gleiche wie die Steuereinheit 102, außer dass die Steuereinheit 400 einen Komparator 402 und einen Verzögerer 405 umfasst. Während der Komparator 402 und der Verzögerer 405 als außerhalb von dem Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 dargestellt sind, sollte es verstanden werden, dass der Komparator 402 und der Verzögerer 405 als ein Teil des Quasi-Gleitmodusbeobachters (QSMO) 170 umgesetzt sein können.
Der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 liefert die geschätzte Rotorposition an den Komparator 402 und den Verzögerer 405. Der Verzögerer 405 verzögert die geschätzte Rotorposition θ ^[n] und gibt die verzögerte Rotorposition an den Komparator 402 aus, welche die geschätzte Rotorposition in der vorherigen Abtastung ist. Der Komparator 402 bestimmt somit eine Differenz Δθ ^[n] zwischen der momentanen geschätzten Rotorposition θ ^[n] und einer nachfolgenden geschätzten Rotorposition θ ^[n + 1]. Die Differenz Δθ ^[n] stellt eine Positionsänderung dar.
Der Komparator 402 und der Verzögerer 405 können eine Software sein, welche durch einen digitalen Signalprozessor oder Mikrocontroller verwendet wird, um ausgeführt zu werden. Der Komparator 402 und der Verzögerer 405 können zum Beispiel eine Software sein, welche durch den Datenprozessor 264 ausgeführt wird.
Die Differenz Δθ ^[n] und damit verbundene Zeitperiode T_s[n] werden gesendet zu und gespeichert in einem Drehzahlpuffer 410. Wie es gezeigt ist, kann der Drehzahlpuffer 410 in einem RAM 415 eines digitalen Signalprozessors (DSP) oder in irgendeinem anderen bekannten Typ eines materiellen, computerlesbaren Mediums gespeichert sein, das ausgebildet ist, um zum Beispiel durch einen digitalen Signalprozessor oder einem Mikrocontroller ausgeführt zu werden.
Die 4C stellt den Drehzahlpuffer 410 mehr im Detail dar. Wie es gezeigt ist, speichert der Drehzahlpuffer die Differenz Δθ ^[n] und die damit verbundene Zeitperiode T_s[n] und indiziert die Werte entsprechend auf n.
Der Puffer 410 ist ein fortlaufender Puffer, was bedeutet, dass wenn eine neue Positionsänderung Δθ ^[n] erhalten wird, sie an dem Puffer [0] gespeichert werden wird und ein originaler Puffer[0]~Puffer[N – 2] nach rechts verlagert werden wird und bei Puffer[1]~Puffer[N – 1] gespeichert werden wird. Eine vorherige Information, welche in dem Puffer[N-1] gespeichert ist, wird verloren sein. N ist die Puffergröße. Die Puffergröße N kann zum Beispiel basierend auf der Geschwindigkeitsantwort (engl. speed response) bestimmt sein. Wenn die Größe des Puffers 410 klein ist, wird die Geschwindigkeitsantwort schnell sein, jedoch weist die geschätzte Drehzahl normalerweise eine größere Oszillation auf. Wenn die Puffergröße groß ist, wird die Drehzahl glatt gefiltert, jedoch wird die Geschwindigkeitsantwort langsamer sein.
Wie es in der 4D gezeigt ist, wird eine Ausgabe des Drehzahlpuffers 410 ähnlich zu einem gleitenden Durchschnitt werden. Noch genauer teilt für jeden PWM-Zyklus der Drehzahlberechner 175 eine Summe der Differenzen, welche in dem Drehzahlpuffer gespeichert sind, durch eine Summe der Zeitperioden. Der Drehzahlberechner 175 gibt das geteilte Ergebnis als die geschätzte Drehzahl ω ^[n] aus. Mehr im Detail kann eine geschätzte Drehzahl ω ^[n], basierend auf einer geschätzten Position θ ^[n], ausgedrückt werden als:
Wenn die Steuereinheit 400 die Gleichung (37) umsetzt, kann der Drehzahlfehler zwischen einer geschätzten und einer gemessenen Drehzahl geringer als 1% sein.
Die 5 und 6 stellen Verfahren eines Schätzen einer Position von einem Rotor in einem Motor dar. Die Verfahren umfassen ein Bestimmen einer ersten geschätzten Position des Rotors unter Verwenden eines ersten Algorithmus, Bestimmen einer zweiten Position des Rotors unter Verwenden eines zweiten Algorithmus, wobei der zweite Algorithmus von dem ersten Algorithmus verschieden ist, Bestimmen eines ersten Fehlers basierend auf der ersten geschätzten Position und der zweiten geschätzten Position und Bestimmen einer dritten geschätzten Position des Rotors basierend auf dem ersten Fehler.
Es sollte verstanden werden, dass der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 in dem Datenverarbeitungssystem 101 des Antriebssystems 100 zum Umsetzen der Verfahren, welche in 5-6 gezeigt sind, ausgebildet ist. Das Antriebssystem 100 umfasst daher eine Steuereinheit, welche ausgebildet ist zum Bestimmen einer ersten geschätzten Position des Rotors unter Verwenden eines ersten Algorithmus, Bestimmen einer zweiten geschätzten Position des Rotors unter Verwenden eines zweiten Algorithmus, wobei der zweite Algorithmus von dem ersten Algorithmus verschieden ist, Bestimmen eines ersten Fehlers basierend auf der ersten geschätzten Position und der zweiten geschätzten Position und Bestimmen einer dritten geschätzten Position des Rotors basierend auf dem ersten Fehler.
Erster Stabilisator
Die 5 stellt ein erstes Verfahren eines Stabilisierens der Drehzahl gemäß einer beispielhaften Ausführungsform dar.
Bei S505 bestimmt der Drehzahlstabilisator, ob der Antrieb eingeschaltet ist. Wenn der Antrieb nicht eingeschaltet ist, stellt der Drehzahlstabilisator eine ausgewählte Position (dritte geschätzte Position) θ ^[n] und eine zweite geschätzte Position θ ^₂[n] auf gleich zu einer ersten geschätzten Position θ ^₁[n] ein. Die erste geschätzte Position θ ^₁[n] ist die geschätzte Rotorposition, welche von dem Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 ausgegeben wird. Der Drehzahlstabilisator kehrt zu S505 zurück, um zu überwachen, ob der Antrieb eingeschaltet ist.
Wenn der Antrieb bei S505 eingeschaltet ist, liefert der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 bei S515 die erste geschätzte Position θ ^₁[n] und der Drehzahlstabilisator bestimmt bei S520 einen ersten Fehler ε[n]. Der Drehzahlstabilisator bestimmt den ersten Fehler ε[n] durch ein Bestimmen eines absoluten Wertes von einer Differenz zwischen der zweiten geschätzten Position θ ^₂[n] und der ersten geschätzten Position θ ^₁[n].
Bei S525 bestimmt der Drehzahlstabilisator, ob der Positionsfehler kleiner ist als der Fehlerbereich E. Der Fehlerbereich E gibt an, ob der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 stabil ist. Wenn der Drehzahlstabilisator feststellt, dass der erste Fehler ε[n] geringer ist als der Fehlerbereich E, stellt dann der Drehzahlstabilisator die ausgewählte geschätzte Position θ ^[n] als die Ausgabe des Quasi-Gleitmodusbeobachters (QSMO) θ ^₁[n] bei S530 ein. Wenn der erste Fehler ε[n] größer ist als der Fehlerbereich E, was bedeutet, dass der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 unstabil ist oder ein großer Übergang auftritt, stellt dann der Drehzahlstabilisator die ausgewählte geschätzte Position θ ^[n] bei S535 als die zweite geschätzte Position θ ^₂[n] ein.
Bei S540 steuert die Steuereinheit den Motor basierend auf der ausgewählten geschätzten Position θ ^[n].
Bei S550 bestimmt der Drehzahlstabilisator eine zweite geschätzte Position θ ^₂[n] für einen nächsten PWM-Zyklus basierend auf einem Algorithmus zur Drehzahlvorhersage. Die zweite geschätzte Position θ ^₂[n] kann durch den Drehzahlstabilisator bestimmt werden als: θ ^₂[n + 1] = θ ^[n] + ω ^[n] × T_s (38)
Der Fehlerbereich E ist ein konstruierter Parameter, welcher basierend auf empirischen Daten bestimmt wird.
Zweiter Stabilisator
Die 6 stellt ein zweites Verfahren für ein Stabilisieren einer Drehzahl gemäß einer beispielhaften Ausführungsform dar. Es sollte verstanden werden, dass der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 ausgebildet ist, das Verfahren, welches in der 6 gezeigt ist, umzusetzen.
Bei dem Verfahren der 6 setzt der Drehzahlstabilisator eine fortlaufende Summe des Positionsfehlers Σε[n] um. Die fortlaufende Summe des Positionsfehlers Σε[n] addiert jeden Abtastfehler ε[n] zwischen θ ^₂[n] und θ ^₁[n] zusammen.
Bei dem Verfahren der 6 kann die fortlaufende Summe des Positionsfehlers Σε[n] als der erste Fehler bezeichnet werden.
Bei S605 bestimmt der Drehzahlstabilisator, ob ein Antrieb eingeschaltet ist. Wenn der Antrieb nicht eingeschaltet ist, stellt der Drehzahlstabilisator eine ausgewählte Position (dritte geschätzte Position) θ ^[n] und die zweite geschätzte Position θ ^₂[n] gleich zu der ersten geschätzten Position θ ^₁[n] ein. Die erste geschätzte Position θ ^₁[n] ist die Ausgabe der geschätzten Rotorposition von dem Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170. Der Drehzahlstabilisator kehrt zu S605 zurück, um zu überwachen, ob der Antrieb eingeschaltet ist.
Wenn der Antrieb bei S605 eingeschaltet ist, liefert der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 die erste geschätzte Position θ ^₁[n] bei S615 und der Drehzahlstabilisator bestimmt bei 5620 einen momentanen Fehler ε[n]. Der Drehzahlstabilisator bestimmt den momentanen Fehler ε[n] durch ein Bestimmen eines absoluten Wertes von einer Differenz zwischen der zweiten geschätzten Position θ ^₂[n] und der ersten geschätzten Position θ ^₁[n].
Bei S625 bestimmt der Drehzahlstabilisator, ob der momentane Fehler ε[n] geringer ist als ein Fehlerbereich für eine einzige Abtastung E ~. Der Fehlerbereich E ~ gibt an, ob der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 stabil ist. Wenn der Drehzahlstabilisator feststellt, dass der momentane Fehler ε[n] größer ist als der Fehlerbereich für eine einzige Abtastung E ~, stellt dann der Drehzahlstabilisator bei S630 die ausgewählte Position auf die zweite geschätzte Position θ ^₂[n] ein.
Wenn der momentane Fehler ε[n] geringer ist als ein Fehlerbereich für eine einzige Abtastung E ~ addiert dann der Drehzahlstabilisator den momentanen Fehler ε[n] zu einer Summe von vorherigen Fehlern Σε[n – 1], um die fortlaufende Summe des Positionsfehlers Σε[n] zu bestimmen, bei S635.
Bei S640 bestimmt der Drehzahlstabilisator, ob die fortlaufende Summe des Positionsfehlers Σε[n] geringer ist als der Fehlerbereich E. Der Fehlerbereich E gibt an, ob der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 stabil ist. Wenn der Drehzahlstabilisator feststellt, dass die fortlaufende Summe des Positionsfehlers Σε[n] geringer ist als der Fehlerbereich E, stellt dann der Drehzahlstabilisator die ausgewählte geschätzte Position θ ^[n] bei S645 als die Ausgabe von dem Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) θ ^₁[n] ein. Wenn die fortlaufende Summe des Positionsfehlers Σε[n] größer ist als der Fehlerbereich E, was bedeutet, dass der Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) 170 unstabil ist oder ein großer Übergang auftritt, stellt dann der Drehzahlstabilisator die ausgewählte geschätzte Position θ ^[n] als die zweite geschätzte Position θ ^₂[n] minus der fortlaufenden Summe des Positionsfehlers Σε[n] bei S650 ein.
Bei S655 steuert die Steuereinheit den Motor basierend auf der ausgewählten, geschätzten Position θ ^[n].
Bei S660 bestimmt der Drehzahlstabilisator eine zweite geschätzte Position θ ^₂[n] für einen nächsten Zyklus einer Pulsweitenmodulation (PWM) basierend auf einem Algorithmus zur Drehzahlvorhersage. Der Schritt S660 ist der gleiche wie S550 und wird somit aus Gründen der Klarheit nicht mehr im Detail beschrieben werden.
Der Fehlerbereich für eine einzige Abtastung E ~ ist ein kleiner Wert und liegt normalerweise im Allgemeinen innerhalb von 0,5 elektrischen Grad. Der Fehlerbereich E kann des Weiteren als 3 elektrische Grad (engl. electric degrees) ausgewählt sein.
Wie es oben beschrieben ist, haben die Erfinder einen adaptiven Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO) zum Schätzen der Rotorposition aus Größen der erweiterten, rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) bei einem Synchronmotor mit innerem Permanentmagneten (IPMSM) entdeckt. Die Parameter des Quasi-Gleitmodusbeobachters (QSMO) sind adaptiv bzw. anpassungsfähig an die Last und an die Rotordrehzahl.
Mindestens eine beispielhafte Ausführungsform offenbart einen adaptiven Quasi-Gleitmodusbeobachter (QSMO), welcher auf einer erweiterten, rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) basiert, für eine Schätzung einer Rotorposition für einen sensorlosen Antrieb eines Synchronmotors mit innerem Permanentmagneten (IPMSM). Die Erfinder haben entdeckt, dass ein zeitlich diskreter Gleitmodusbeobachter (DSMO) mit konventionellen Schaltfunktionen, zum Beispiel einer Zeichenfunktion (engl. sign function), eine enge Regelung halten wird, um die Zustandskurve nahe zu der Gleitoberfläche zu zwingen, selbst wenn ein Nachverfolgungsfehler innerhalb der Breite von der Grenzschicht liegt. Dies könnte ein Problem eines Ratterns während einem stabilen bzw. dauerhaften Zustand verursachen. Um dieses Problem eines Ratterns zu entschärfen und eine globale Stabilität sowie eine begrenzte Bewegung innerhalb einer begrenzten Grenzschicht zu erreichen, kann eine Schaltfunktion umgesetzt werden. Die Schaltfunktion führt zu einer Quasi-Gleitmodusbewegung des zeitlich diskreten Gleitmodusbeobachters (DSMO) bei einem stabilen Zustand. Da die Stärke der erweiterten, rückwärtigen elektromagnetischen Kraft (EMF) von dem Synchronmotor mit innerem Permanentmagneten (IPMSM) sich sowohl mit den Schwankungen der Last als auch den Schwankungen der Drehzahl ändert, erlauben die Parameter einen bessere Leistungsfähigkeit als herkömmliche Gleitmodusbeobachter (SMOs).
Mindestens eine andere beispielhafte Ausführungsform offenbart Drehzahl-unterstützte Stabilisatoren zum Verbessern der Stabilität des Antriebssystems und zum Unterstützen des Antriebssystems, reibungslos bzw. glatt durch Übergänge hinsichtlich einer Last/Drehzahl hindurchzugehen. Die Drehzahl-unterstützten Stabilisatoren basieren auf der Idee, dass eine Drehzahl eines Motorrotors sich viel langsamer ändert als sich die Position in einem Medium und hohen Drehzahlbereichen ändert. Während dem Zeitintervall von jedem der zwei Abtastpunkte kann somit die Drehzahl als ein konstanter Wert angenommen werden und kann zum Vorhersagen der Position für eine nächste Abtastung verwendet werden. Dies vorhergesagte Position für eine nächste Abtastung kann als eine Referenz zum Anpassen der geschätzten Position verwendet werden, um so das System zu unterstützen, durch den Übergang mit einer hohen Genauigkeit hindurchzugehen.
Während beispielhafte Ausführungsformen somit beschrieben wurden, wird es offensichtlich sein, dass die selbigen in vielerlei Art und Weise geändert werden können. Solche Änderungen sind nicht als eine Abweichung von der Idee und dem Umfang der beispielhaften Ausführungsformen zu erachten und sämtliche solche Modifikationen, wie sie dem Fachmann des Gebietes offensichtlich sein werden, sind beabsichtigt, innerhalb des Umfangs der Ansprüche mit umfasst zu sein.

Claims

Verfahren zur Schätzung einer Position eines Rotors in einem Motor, wobei das Verfahren aufweist: Bestimmen einer ersten geschätzten Position des Rotors unter Verwenden eines ersten Algorithmus; Bestimmen einer zweiten geschätzten Position des Rotors unter Verwenden eines zweiten Algorithmus, wobei der zweite Algorithmus von dem ersten Algorithmus verschieden ist; Bestimmen eines ersten Fehlers basierend auf der ersten geschätzten Position und der zweiten geschätzten Position; und Bestimmen einer dritten geschätzten Position des Rotors basierend auf dem ersten Fehler.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Bestimmen einer ersten geschätzten Position die erste geschätzte Position für einen gleichen Zeitpunkt bestimmt wie das Bestimmen einer zweiten geschätzten Position die zweite geschätzte Position bestimmt.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei das Bestimmen einer dritten geschätzten Position die dritte geschätzte Position für einen Zeitpunkt nachfolgend zu dem Zeitpunkt bestimmt, welcher in Verbindung steht mit dem Bestimmen einer ersten geschätzten Position und dem Bestimmen einer zweiten geschätzten Position.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Bestimmen einer ersten geschätzten Position die erste geschätzte Position durch einen Gleitmodusbeobachter bestimmt durch ein Vergleichen eines geschätzten Stroms und eines gemessenen Stroms, welche mit dem Motor in Verbindung stehen.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei das Bestimmen einer zweiten geschätzten Position eine geschätzte Drehzahl des Motors bestimmt, wobei die zweite geschätzte Position auf der Drehzahl des Rotors und der dritten geschätzten Position basiert.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Bestimmen einer zweiten geschätzten Position eine geschätzte Drehzahl des Rotors bestimmt, wobei die zweite geschätzte Position auf der geschätzten Drehzahl des Rotors basiert.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Bestimmen einer dritten geschätzten Position umfasst: Bestimmen ob der erste Fehler einen Fehlerbereich überschreitet, und Einstellen der dritten geschätzten Position auf die zweite geschätzte Position, wenn der erste Fehler den Fehlerbereich überschreitet.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Bestimmen einer dritten geschätzten Position umfasst: Bestimmen ob der erste Fehler einen Fehlerbereich überschreitet, und Einstellen der dritten geschätzten Position auf die erste geschätzte Position, wenn der erste Fehler unter dem Fehlerbereich liegt.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Bestimmen eines ersten Fehlers den ersten Fehler als eine Differenz zwischen der ersten geschätzten Position und der zweiten geschätzten Position bestimmt.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Bestimmen eines ersten Fehlers umfasst: Bestimmen eines momentanen Fehlers zwischen der ersten geschätzten Position und der zweiten geschätzten Position, und Bestimmen des ersten Fehlers basierend auf dem momentanen Fehler und einem vorherigen Fehler.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei das Bestimmen einer ersten geschätzten Position die erste geschätzte Position durch einen Gleitmodusbeobachter bestimmt.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei das Bestimmen einer zweiten geschätzten Position eine geschätzte Drehzahl des Rotors bestimmt, wobei die zweite geschätzte Position auf der Drehzahl des Rotors basiert.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei das Bestimmen einer zweiten geschätzten Position eine geschätzte Drehzahl des Rotors bestimmt, wobei die zweite geschätzte Position auf der Drehzahl des Rotors basiert.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei das Bestimmen des ersten Fehlers, welches auf einem momentanen Fehler und einem vorherigen Fehler basiert, den momentanen Fehler und den vorherigen Fehler addiert.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei das Bestimmen einer dritten geschätzten Position umfasst: Bestimmen ob der erste Fehler einen Fehlerbereich überschreitet, und Einstellen der dritten geschätzten Position auf die erste geschätzte Position, wenn der erste Fehler unter dem Fehlerbereich liegt.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei das Bestimmen einer dritten geschätzten Position umfasst: Bestimmen ob der erste Fehler einen Fehlerbereich überschreitet, und Einstellen der dritten geschätzten Position auf die zweite geschätzte Position minus des ersten Fehlers, wenn der erste Fehler den Fehlerbereich überschreitet.
Antriebssystem, welches aufweist: eine Steuereinrichtung, welche ausgestaltet ist zum: Bestimmen einer ersten geschätzten Position von dem Rotor unter Verwenden eines ersten Algorithmus, Bestimmen einer zweiten geschätzten Position des Rotors unter Verwenden eines zweiten Algorithmus, wobei der zweite Algorithmus von dem ersten Algorithmus verschieden ist, Bestimmen eines ersten Fehlers basierend auf der ersten geschätzten Position und der zweiten geschätzten Position, und Bestimmen einer dritten geschätzten Position des Rotors basierend auf dem ersten Fehler.
Antriebssystem nach Anspruch 17, welches weiterhin aufweist: einen Puffer, welcher mit der Steuereinheit gekoppelt ist, und welcher ausgebildet ist zum Speichern von Daten zum Bestimmen der zweiten geschätzten Position.