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Technisches Gebiet
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Die
Erfindung bezieht sich allgemein auf die Kompensation harmonischer
Verzerrung bei Test- und Messinstrumenten, wie beispielsweise einer
automatischen Testausrüstung
(ATE = automatic test equipment.
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Hintergrund
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Der
Begriff automatische Testausrüstung
(ATE) bezieht sich auf ein automatisiertes normalerweise computerbetriebenes
System zum Testen von Vorrichtungen, wie beispielsweise Halbleitern,
elektronischen Schaltungen und gedruckten Schaltungsplattenanordnungen.
Eine durch eine ATE getestete Vorrichtung bezeichnet man als eine
Vorrichtung unter Test bzw. in der Prüfung (DUT = device under test).
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Eine
ATE weist typischerweise ein Computersystem und eine Prüf- bzw.
Testvorrichtung auf oder eine einzige Vorrichtung mit einer entsprechenden
Funktionalität.
Die ATE ist dabei in der Lage, Signale an die DUT über ihre
Quellenkanäle
zu liefern. Erfassungskanäle
bzw. Empfangskanäle
empfangen Signale von der DUT und schicken diese Signale zur Verarbeitung
um zu bestimmen, ob die DUT Prüf-
bzw. Testqualifikationen erfüllt.
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Die
harmonische Verzerrung (harmonic distortion) schränkt in signifikanter
Weise den dynamischen Bereich eines Strom erzeugenden ATE Instruments
ein. Audio-, Video-, und Nachrichtenübertragungssysteme sowie drahtlose
Systeme sind sämtlich
gegenüber
der harmonischen Verzerrung empfindlich, was sich deutlich manifestiert
als: die gesamte harmonische Verzerrung (THD = total harmonic distorsion),
ein störfreier
dynamischer Bereich (SFDR = spurious free dynamic range) und Nachbarkanal-Leistungsverhältnis (ACPR
= adjacent channel power ratio) Spezifizierungen hinsichtlich der
für diese
Märk te
vorgesehenen Vorrichtungen. Über
das Frequenzspektrum hinweg von dem Audiobereich bis zu sehr hoher
Frequenz (VHF = very high frequency) liegen die harmonischen Instrumentenpegel
typischerweise 10 Dezibel (dB) höher
als die nicht harmonischen Fehl- bzw. Störsignale. ATE Nutzer stellen
oftmals fest, dass Produktionstests Wechselspannungslinearität der Vorrichtungen
begrenzt sind und zwar durch die Fähigkeiten ihrer ATE Instrumentation,
insbesondere hinsichtlich der harmonischen Verzerrung.
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Zusammenfassung
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Diese
Patentanmeldung beschreibt Verfahren und Vorrichtungen einschließlich Computerprogrammprodukten
zum Reduzieren der harmonischen Verzerrung in einem Instrumentenkanal
einer Vorrichtung, einer Vorrichtung die ATE umfasst, aber nicht
darauf beschränkt
ist.
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Im
Allgemeinen beschreibt die Patentanmeldung eine Vorrichtung, die
eine Schaltung und einen Speicher aufweist, wobei die Schaltung
konfiguriert ist um ein Signal in einen Kanal der Vorrichtung zu
leiten, und wobei der Speicher (memory) konfiguriert ist um eine
erste Nachschautabelle oder Lookup-Tabelle (LUT = look-up table) und eine
zweite Nachschautabelle LUT zu speichern. Die erste LUT ist derart
konfiguriert, dass sie einen ersten Korrekturwert, basierend auf
einer ersten Version des Signals liefert, wenn der erste Korrekturwert
zur Verwendung einer Korrektur einer statischen Nichtlinearität, assoziiert
mit dem Kanal, vorgesehen ist. Die zweite LUT ist konfiguriert um
einen zweiten Korrekturwert zu liefern, und zwar basierend auf einer zweiten
Version des Signals, wobei der zweite Korrekturwert zur Verwendung
bei der Korrektur der dynamischen Nichtlinearität, assoziiert mit dem Kanal,
vorgesehen ist. Die digitale Signalverarbeitungslogik ist konfiguriert
zur Verwendung des ersten Korrekturwerts, des zweiten Korrekturwerts
und des Signals um die harmonische Verzerrung vom Kanal zu kompensieren.
Die Vorrichtung kann auch eines oder mehrere der folgenden Merkmale
aufweisen:
Die Vorrichtung kann eine Phasenverschiebeschaltung
aufweisen, um eine Phase des Signals zu verschieben, und zwar zur
Erzeugung der zweiten Version des Signals. Die Phasenverschiebeschaltung
kann einen Hilbert-Filter aufweisen und die Verschiebung kann das
Verschieben einer Phase des Signals um ungefähr 90° umfassen. Die Schaltung, der
Speicher und die Logik können
Teile eines Erfassungskanals bzw. der Empfangskanal der automatischen
Testausrüstung
(ATE) aufweisen. Der Sourcekanal bzw. der Quellenkanal bzw. der
Sendekanal kann dazu dienen, Signale an die DUT zu liefern.
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Die
erste LUT kann eine Vielzahl von ersten Korrekturwerten aufweisen,
die zur Korrektur einer ersten N-Harmonischen, hervorgerufen durch
die statische Nichtlinearität
verwendet werden. Die mehreren ersten Korrekturwert d
I(x)
können
Folgendes aufweisen:
dabei ist H
n eine
Größe einer
n
ten Harmonischen, θ
n ist
eine Phase der n
ten Harmonischen, x ist
ein Tastwert eines Signals in dem Kanal und Φ ist die Phase eines Grund-
oder Fundamentalsignals, das die Harmonischen erzeugt. Die mehreren
ersten Korrekturwerte können
zur Korrektur von Alias-Harmonischen
konfiguriert sein, nämlich
Hn = |H(fnalias)|, θn = ∠H(fnalias)wobei
f
nalias = nf
0mod
Fs/2, wobei nf
0 einer n
ten direkten
Harmonischen entspricht und Fs der Tastclock oder Tastfrequenz des
Kanals. Alternativ ist:
Hn =
|H(fnalias)| θn = –∠H(fnalias)wobei f
nalias =
Fs/2 – nf
0modFs/2, wobei nf
0 einer
n
ten direkten Harmonischen entspricht und
Fs der Tast-Clock-Frequenz des Kanals.
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Die
zweite LUT kann eine Vielzahl von zweiten Korrekturwerten aufweisen,
die zur Verwendung bei der Korrektur für eine erste N-Harmonische
hervorgerufen durch die dynamische Nichtlinearität verwendet werden. Die Vielzahl
von Korrekturwerten d
Q(x) kann Folgendes
aufweisen:
dabei ist: H
n eine
Größe oder
Größenordnung
einer n
ten Harmonischen, θ
n ist eine Phase der n
ten Harmonischen,
x ist ein Tastwert eines Signals im Kanal und Φ ist die Phase eines Grundsignals,
das Harmonische erzeugt. Die zweiten ersten Korrekturwerte können zur
Korrektur von Alias-Harmonischen verwendet werden. Ferner gilt,
Hn = |H(fnalias)| θn = ∠H(fnalias)dabei
ist f
nalias = nf
0modFs/2,
wobei nf
0 einer n
ten direkten
Harmonischen entspricht und Fs der Taktfrequenz des Kanals. Alternativ
gilt:
Hn = |H(fnalias)| θn = –∠H(fnalias)wobei Fs/2 – nf
0modFs/2,
wobei nf
0 einer n
ten direkten
Harmonischen entspricht und Fs der Taktfrequenz des Kanals.
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Die
Vorrichtung kann im Kanal eine schaltbare Filterbank oder Reihe
aufweisen. Die schaltbare Filterbank kann einen oder mehrere Filter
aufweisen, die in oder aus einem Kanal herausgeschaltet werden kann bzw.
können.
Der eine oder die mehreren Filter können konfiguriert sein zur
Kompensation harmonischer Verzerrung vom Kanal. Die Logik kann eine
Schaltung aufweisen, um den ersten Korrekturwert und den zweiten Korrekturwert
zur Erzeugung einer Summe zu kombinieren und um die Summe von dem
Signal zu subtra hieren, wodurch die harmonische Verzerrung reduziert
wird. Die Vorrichtung kann eines der folgenden Dinge sein: eine
automatische Testausrüstung
(ATE), eine Datenumwandlerschaltung, ein Signalgenerator und ein
Spektrumsanalysator.
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Im
Allgemeinen beschreibt diese Patentanmeldung ein oder mehrere maschinenlesbare
Medien, die Instruktionen aufweisen, die ausführbar sind um Korrekturwerte
zu erzeugen, die verwendbar sind um harmonische Verzerrungen in
einem Kanal eines Instruments zu kompensieren. Die Instruktionen
oder Befehle dienen dazu, eine oder mehrere Verarbeitungsvorrichtungen
(processing devices) zu veranlassen, erste Korrekturwerte zu erzeugen,
und zwar zur Verwendung bei der Korrektur statischer Nichtlinearität, assoziiert
mit dem Kanal des Instruments, zur Speicherung der ersten Korrekturwerte
in einer ersten Nachschautabelle (LUT) im Speicher und zur Erzeugung
zweiter Korrekturwerte zur Verwendung bei der dynamischen Nichtlinearität, assoziiert
mit dem Kanal des Instruments und zur Speicherung der zweiten Korrekturwerte
in einem zweiten LUT im Speicher. Das maschinenlesbare Medium bzw.
die maschinenlesbaren Medien können
auch eines oder mehrere der genannten oder der folgenden Merkmale
aufweisen.
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Die
ersten Korrekturwerte können
zur Verwendung dienen bei der Korrektur einer ersten N-Harmonischen,
hervorgerufen durch die statische Nichtlinearität. Die ersten Korrekturwerte
d
I(x) können
Folgendes aufweisen:
wobei H
n eine
Größe einer
n
ten Harmonischen, θ
n eine
Phase der n
ten Harmonischen, x ein Tastwert
eines Signals im Kanal und Φ eine
Phase eines Fundamentalsignals sein kann, das Harmonische erzeugt.
Wenn die Phase Φ des
Fundamentalsignals Null ist, so können die ersten Korrekturwerte
d
I(x) Folgendes aufweisen:
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Die
ersten Korrekturwerte können
zur Korrektur von Alias-Harmonischen verwendet werden. Wenn eine
direkte Harmonische in einer ungeraden Nyquist-Zone eines Tasttakts auftritt, dann
gilt: Hn = |H(fnalias)| θn = ∠H(fnalias)wobei
Fnalias = nf0modFs/2
mit nf0 entsprechend einer nten direkten
Harmonischen und Fs entsprechend einer Nyquist-Frequenz, assoziiert
mit dem Signal. Wenn die direkte Harmonische in einer geradzahligen
Nyquist-Zone des Tasttakts auftritt, dann gilt: Hn = |H(fnalias)| θn = –∠H(fnalias)wobei fnalias =
Fs/2 – nf0modFs/2 ist.
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Die
zweiten Korrekturwerte können
verwendet werden zur Korrektur für
eine erste N-Harmonische, hervorgerufen durch die dynamische Nichtlinearität. Die zweiten
Korrekturwerte, d
Q(x) können Folgendes aufweisen:
dabei ist H
n eine
Größe einer
n
ten Harmonischen, θ
n eine
Phase der n
ten Harmonischen, x ein Tastwert
eines Signals im Kanal und Φ eine
Phase eines Grund- oder Fundamentalsignals, das Harmonische erzeugt.
Wenn eine Phase Φ des
Fundamentalsignals Null ist, so können die zweiten Korrekturwerte
d
Q(x) Folgendes aufweisen:
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Die
zweiten Korrekturwerte können
zur Korrektur der Alias-Harmonischen (aliasierte Harmonische) konfiguriert
sein. Wenn eine direkte Harmonische auftritt in einer ungeradzahligen
Nyquist-Zone eines Tastclocks oder Tasttakts, dann gilt: Hn = |H(fnalias)| θn = ∠H(fnalias)dabei
ist Fnalias = nf0modFs/2,
mit nf0 entsprechend einer nten direkten
Harmonischen und Fs entsprechend einer mit dem Signal assoziierten
Nyquist-Frequenz.
Wenn eine direkte Harmonische in einer geradzahligen Nyquist-Zone des Tasttakts
auftritt, dann gilt: Hn =
|H(fnalias)| θn = –∠H(fnalias)wobei fnalias =
Fs/2 – nf0modFs/2 ist.
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Einzelheiten
von einem oder mehreren Beispielen sind in den beigefügten Zeichnungen
und in der folgenden Beschreibung erläutert. Weitere Merkmale, Aspekte
und Vorteile ergeben sich aus der Beschreibung, den Zeichnungen
und den Ansprüchen.
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Beschreibung der Zeichnungen
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1 ist
ein Blockdiagramm einer ATE zum Testen von Vorrichtungen.
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2 ist
ein Blockdiagramm eines Testers, verwendet in der ATE.
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3a ist
ein Blockdiagramm eines Quellenkanals der ATE.
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3b ist
ein Blockdiagramm eines Fangkanals der ATE.
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4 ist
ein Blockdiagramm von Nachschautabellen (LUTs = look-up tables)
und zugehöriger
Schaltungen, verwendet zur Kompensation harmonischer Verzerrung
in den Quellen- und Fangkanälen
der 3a bzw. 3b.
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5a ist
eine graphische Darstellung eines Signals mit einer harmonischen
Verzerrung.
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5b ist
eine graphische Darstellung einer Reduktion der harmonischen Verzerrung
zeigend und zwar darauf die Korrekturen unter Verwendung der LUTs
der 4.
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Detaillierte Beschreibung
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Ein
System 10 – vgl. 1 – zum Testen
einer Vorrichtung-unter-Test (DUT = device-under-test) 18, wie
beispielsweise einer Halbleitervorrichtung, umfasst einen Tester 12,
wie beispielsweise eine automatische Testausrüstung (ATE) oder eine ähnliche
Testvorrichtung. Zur Steuerung des Testers 12 weist das
System 10 ein Computersystem 14 auf, welches mit
dem Tester 12 über
eine Hardwire-Verbindung 16 in Verbindung steht. Typischerweise
schickt das Computersystem 14 Befehle zum Tester 12,
die die Ausführung
von Routinen und Funktionen zum Testen der DUT 18 initiieren.
Die Durchführung
dieser Testroutinen kann die Erzeugung und die Übertragung von Testsignalen
zu der DUT 18 initiieren und Antworten von der DUT sammeln.
Es können verschiedene
Arten von DUTs durch das System 10 getestet werden. Beispielsweise
können
die DUTs Folgendes sein: Halbleitervorrichtungen, wie beispielsweise
ein integrierter Schaltungs-(IC)Chip (beispielsweise ein Speicherchip,
ein Mikroprozessor, ein analog-zu-digital Wandler, digital-zu-analog
Wandler usw.).
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Um
Testsignale zu liefern und Antworten vom DUT zu sammeln, ist der
Tester 12 mit einem oder mehreren Verbindungsstiften verbunden,
die ein Interface für
die interne Schaltung der DUT 18 vorsehen. Um einige DUTs
zu testen, muss ein Interface oder eine Verbindung vorgesehen sein
zwischen bis zu 64 oder 128 Verbinderstiften (oder mehr) zum Tester 12.
Aus Gründen
der Ver anschaulichung ist in diesem Beispiel der Halbleitervorrichtungstester 12 mit
einem Verbindungsstift der DUT 18 über eine Hardwire- oder Drahtverbindung
verbunden. Ein Leiter 20 (beispielsweise Kabel) ist mit
dem Stift 22 verbunden, und wird verwendet zur Lieferung
von Testsignalen (beispielsweise PMU-Testsignale, PE-Testsignale usw.) und
zwar zu der internen Schaltung der DUT 18. Der Leiter 20 fühlt auch
Signale am Stift 22, ansprechend auf die Testsignale ab,
die durch den Halbleitervorrichtungstester 12 geliefert
werden. Beispielsweise kann ein Spannungs- oder ein Stromsignal
am Stift 22 abgefühlt
werden, und zwar ansprechend auf ein Testsignal und kann über den
Leiter 20 zum Tester 12 zum Zwecke der Analyse
geschickt werden. Solche Einzelanschluss- oder Einzelporttests können an
anderen Stiften der DUT 18 vorgenommen werden. Beispielsweise
kann der Tester 12 Testsignale an andere Stifte oder Anschlüsse liefern
und die zugehörigen
Signale, die zurück über Leiter
(die die vorgesehenen Signale liefern) reflektiert werden sammeln.
Durch Sammeln der reflektierten Signale kann die Eingangsimpedanz
der Stifte zusammen mit anderen Einzelanschlusstestmengen oder -quantitäten charakterisiert werden.
In anderen Testszenarien kann ein Digitalsignal über Leiter 20 zum
Stift 22 geschickt werden, und zwar zur Speicherung eines
Digitalwerts an DUT 18. Sobald die Speicherung erfolgt
ist, kann Zugriff genommen werden zur DUT 18 um den gespeicherten
Digitalwert wieder zu gewinnen und über Leiter 20 zum
Tester 12 zu schicken. Der entnommene Digitalwert kann
sodann identifiziert werden um zu bestimmen, ob der richtige Wert
auf der DUT 18 gespeichert wurde.
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Zusammen
mit der Durchführung
der Ein-Anschlussmessungen kann auch ein Zwei-Anschlusstest durch
den Halbleitervorrichtungstester 12 durchgeführt werden.
Beispielsweise kann ein Testsignal über Leiter 20 in Stift 22 eingegeben
werden und ein Ansprech- oder Antwortsignal kann von einem oder
mehreren anderen Stiften des DUT 18 gesammelt werden. Dieses
Ansprech- oder Antwortsignal wird an den Halbleitervorrichtungstester 12 geliefert,
um Quantitäten
oder Größen wie
beispielsweise Verstärkungsansprechen,
Phasenansprechen und andere Durchgangsmessquantitäten zu bestimmen.
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Wiederum
unter Bezugnahme auf 2 sei bemerkt, dass der Halbleitervorrichtungstester 12 zum Senden
und Sammeln von Testsignalen von Mehrfachverbinderstiften eines
DUTs (oder mehrfachen DUTs) eine Interfacekarte 24 aufweist,
die mit zahlreichen Stiften in Verbindung oder Kommunikation treten
kann. Beispielsweise kann die Interfacekarte 24 Testsignale
zu beispielsweise 32, 64 oder 128 Stiften oder Anschlüssen übertragen
und die entsprechenden Antworten sammeln. Jede Kommunikationsverbindung
zu einem Stift, der typischerweise als ein Kanal bezeichnet und
durch Vorsehen von Testsignalen auf einer großen Anzahl von Kanälen wird
die Testzeit reduziert, da Mehrfachtests gleichzeitig durchgeführt werden
können.
Zusammen mit vielen Kanälen
auf einer Interfacekarte steigt durch den Einschluss von Mehrfachinterfacekarten
im Tester 12 die Gesamtzahl der Kanäle an, wodurch weiter die Testzeit
reduziert wird. In diesem Beispiel sind zwei zusätzliche Interfacekarten 26 und 28 gezeigt,
um zu demonstrieren, dass Mehrfachinterfacekarten im Tester 12 vorgesehen
sein können.
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Jede
Interfacekarte umfasst einen zugeordneten (dedicated) integrierten
Schaltungs-(IC)Chip (beispielsweise eine anwendungsspezifisch integrierte
Schaltung (ASIC)) zur Durchführung
von speziellen Testfunktionen. Beispielsweise umfasst die Interfacekarte 24 IC
Chip 30 zur Durchführung
von parametrischen Messeinheiten (PMU) Tests und Stiftelektronik
(PE = pin elecronic) Tests. Der IC Chip 30 besitzt eine
PMU Stufe 32, die Schaltungen zur Durchführung der
PMU Tests aufweist und eine PE Stufe 34, die eine Schaltung
zur Durchführung
von PE Tests aufweist. Zusätzlich
können
die Interfacekarten 26 bzw. 28 IC Chips 36 und 38 aufweisen,
die die PMU und PE Schaltung umfassen. Typischerweise umfasst die
PMU Testung das Vorsehen einer Gleichspannung oder eines Stromsignals
an dem DUT, um Quantitäten
wie beispielsweise Eingangs- und Ausgangsimpedanz, Stromleckage
und andere Typen von DC- oder Gleichstrom-Performancecharakterisierungen
zu bestimmen. Das PE Testen involviert das Senden eines AC Testsignals
oder von Wellenform zu einem DUT (beispielsweise DUT 18)
und das Sammeln von Antworten zur weiteren Charakterisierung der Leistungsfähigkeit
oder Performance des DUTs. Beispielsweise kann der IC Chip 30 AC
oder Wech selstromsignale, die einen Vektor der Binärwerte zur
Speicherung auf den DUT repräsentieren, übertragen.
Sobald diese binären
Werte gespeichert sind, kann der Tester 12 Zugriff auf
die DUT nehmen um zu bestimmen, ob die richtigen Binärwerte gespeichert
wurden. Da Digitalsignale typischerweise abrupte Spannungsübergänge aufweisen,
arbeitet die Schaltung in der PE Stufe 34 auf dem IC Chip 30 mit
einer relativ hohen Geschwindigkeit, verglichen mit der Schaltung
in der PMU Stufe 32.
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Um
sowohl DC (Gleichstrom) als auch AC (Wechselstrom) Testsignale von
der Interfacekarte 24 zur DUT 18 zu leiten, verbindet
eine Leiterbahn 40 das IC Chip 30 mit einem Interfaceplattenverbinder 42,
der gestattet, dass Signale auf der Interfaceplatte 24 von
dieser geleitet werden. Der Interfaceplattenverbinder 42 steht
auch mit einem Leiter 44 in Verbindung, der mit einem Interfaceverbinder 46 in
Verbindung steht, der gestattet, dass Signale zu dem Tester 12 und
vom Tester 12 hinweg geleitet werden. In diesem Beispiel
steht der Leiter 20 mit dem Interfaceconnector 46 für einen
bi-direktionellen Signaldurchlass zwischen Tester 12 und
Stift 22 der DUT 18 in Verbindung. Bei einigen
Anordnungen kann eine Interfacevorrichtung verwendet werden, um einen
oder mehrere Leiter vom Tester 12 zum DUT zu verbinden.
Beispielsweise kann die DUT (beispielsweise DUT 18) auf
einer Vorrichtungsinterfaceplatte (DIB = device interface board)
angebracht sein, um Zugriff zu jedem DUT Pin zu gestatten. In einer
solchen Anordnung kann der Leiter 20 mit dem DIB verbunden
sein, um Testsignale an den entsprechenden Stift bzw. die entsprechenden
Stifte (beispielsweise Stift 22) der DUT anzulegen.
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In
diesem Beispiel verbinden nur die Leiterbahn 40 bzw. der
Leiter 44 den IC Chip 30 und das Interfaceboard 24 zur
Lieferung und zum Empfangen oder Sammeln von Signalen. Der IC Chip 30 (zusammen
mit den IC Chips 36 und 38) hat typischerweise
Mehrfachstifte (beispielsweise acht, sechzehn usw.), die in entsprechender
Weise mit Mehrfachleitbahnen verbunden sind, und entsprechenden
Leitern zum Vorsehen und Sammeln bzw. Aufnehmen von Signalen von
der DUT (via DIB). Zudem kann in einigen Anordnungen der Tester 12 zwei
oder mehr DIBs verbinden, und zwar zur Verbindung oder zur Interfaceverbindung
der Kanäle,
die durch die Interfacekarten 24, 26 und 28 vorgesehen
sind, wobei die Verbindung zu einer oder mehreren im Test befindlichen
Vorrichtungen vorgesehen wird.
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Um
das durch die Interfacekarten 24, 26 und 28 durchgeführte Testen
zu initiieren und zu steuern, weist der Tester 12 eine
PMU Steuerschaltung 48 und eine PE Steuerschaltung 50 auf,
die Testparameter vorsehen (beispielsweise Testsignalspannungspegel,
Testsignalstrompegel, Digitalwerte usw.) zur Erzeugung von Testsignalen
und zur Analyse der DUT Antworten. Die PMU Steuerschaltung und die
PE Steuerschaltung können
unter Verwendung einer oder mehrerer Prozessor- oder Verarbeitungsvorrichtungen
implementiert werden. Beispiele der Prozessorvorrichtungen umfassen,
was aber nicht einschränkend
zu verstehen ist, einen Mikroprozessor, einen Mikrocontroller, eine
programmierbare Logik (beispielsweise eine feldprogrammierbare Gate
Array) und/oder Kombinationen davon bzw. eine Kombination davon.
Der Tester 12 weist auch ein Computerinterface 52 auf,
das gestattet, dass das Computersystem 14 die Operationen,
ausgeführt
durch den Tester 12 steuert und auch gestattet, dass Daten
(beispielsweise Testparameter, DUT Antworten usw.) zwischen dem
Tester 12 und dem Computersystem 14 übertragen
werden.
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Die 3a und 3b zeigen
repräsentative
Schaltungen 54 und 55. Die Schaltung 54 und 55 kann Teil
der PE Stufe des ATEs sein. Die Schaltung 54 ist Teil eines
Quellenkanals, da sie Testdaten an die DUT liefert. Die Schaltung 55 ist
Teil eines Einfangs- oder Capture-Kanals, da sie Daten vom DUT empfängt (oder ”einfängt”), die
ansprechend auf die Testdaten erzeugt wurden.
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Die
Quellenkanalschaltung 54 umfasst einen Quellenspeicher 56,
der Digitaldaten speichert, die verwendet werden zu Erzeugung von
Testsignalen zur Ausgabe zum DUT 57. Ein Speichersequenzer
(memory sequencer) 59 gibt die Digitaldaten aus. Korrekturdaten
von den Nachschautabellen (LUTs) 60 werden sodann auf die
Digitaldaten angewandt. Die LUTs 60 umfassen eine oder
mehrere LUTs gespeichert im Speicher und umfassen auch zugehörige Schaltungen,
wie dies unten bezugnehmend auf 4 beschrieben
ist. Die Korrekturdaten werden zur Kompensation der harmonischen
Verzerrung in den Digitaldaten verwendet bevor diese Verzerrung
eingeführt
wird (beispielsweise durch die unten beschriebene DAC). Bei dieser
Implementierung werden die Korrekturdaten den Digitaldaten hinzuaddiert;
andere Implementationen können
jedoch eine unterschiedliche Möglichkeit
verwenden, um die Korrekturdaten und die Digitaldaten zu kombinieren.
Die korrigierten Digitaldaten werden an die digital-zu-analog Steuervorrichtung
(DAC) 61 angelegt, die analog Signale entsprechend den
korrigierten Digitaldaten erzeugt. Ein Treiber 62 (beispielsweise
ein Verstärker)
gibt die resultierenden. Analogsignale an eine optionale Filterbank 64 ab.
Bei dieser Implementierung kann die Filterbank eine schaltbare Filterbank
sein. Die schaltbare Filterbank kann einen oder mehrere Filter (beispielsweise
Kondensatoren) aufweisen, die in und aus einem Kanal hinein und
heraus schaltbar sind, und die konfiguriert sein können zur
Dämpfung
von Analogsignalen und zur Kompensation von harmonischer Verzerrung
vom Kanal. Es sei bemerkt, dass die schaltbare Filterbank 64 nicht
in der Schaltung 54 eingeschlossen sein muss.
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Die
Einfang- oder Empfangskanalschaltung 55 empfängt Analogsignale
von der DUT 57 und lädt
sie an die optionale Filterbank 65 an. Die Filterbank 65 kann
eine schaltbare Filterbank des oben beschriebenen Typs sein, und
kann eine Verstärkung
an die Analogsignale anlegen. Es sei bemerkt, dass die schaltbare
Filterbank 65 nicht von der Schaltung 55 umschlossen
sein muss. Ein Treiber 65 liefert Analogsignale an den analog-zu-digital
Wandler (ADC) 67. Der ADC 67 wandelt die Analogsignale
in Digitaldaten um. Die Korrekturdaten von den LUTs 60 werden
sodann an die Digitaldaten angelegt oder mit diesen verarbeitet.
Die Korrekturdaten werden verwendet zur Kompensation der harmonischen
Verzerrung in den Digitaldaten nachdem die Verzerrung eingeführt wurde
(beispielsweise durch den ADC), wie es unten beschrieben wird. Eine
Beschreibung der LUTs 60 und ihrer Inhalte wird unten unter
Bezugnahme auf die 4 vorgenommen. Bei dieser Implementierung
werden die Korrekturdaten den Digitaldaten hinzuaddiert; jedoch
können
andere Implementationen unterschiedliche Wege verwenden, um die
Korrekturdaten und Digitaldaten zu kombinieren. Die korrigierten
Digitaldaten werden an den Einfangspeicher 69 angelegt,
von dem sie durch eine Steuervorrichtung 70 Analyse entfernt
werden können.
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Eine
Beschreibung der Quellen möglicher
Quellen von harmonischer Verzerrung wird unten gegeben, und zwar
gefolgt von einer Beschreibung des Prozesses zur Bestimmung der
Korrekturdaten, die in den LTUs 60 gespeichert werden,
und zwar zur Verwendung bei der Korrektur der harmonischen Verzerrung.
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Die
sich aufgrund der Nichtlinearität
ergebene harmonische Verzerrung kann irgendwo in einem AC Kanalsignalpfad
erzeugt werden. Beispiele von Quellen der harmonischen Verzerrung
umfassen die folgenden, wobei aber keine Einschränkung auf diese erfolgt: Datenkonverter
oder -wandler (beispielsweise DAC oder ADC), integrale Nichtlineare-(INL
= integral non-linearity)Fehler; Datenkonverterdifferential Nichtlineare-(DNL)Fehler;
passive Komponenten Nichtlinearität in den Filtern oder im Analogsignalpfad
des Kanals, beispielsweise spannungsabhängige Kapazität C(V),
spannungsabhängige
Widerstand R(V) und stromabhängige
Induktivität
L(I); ”slew-rate” (Flankensteilheit
oder maximale Anstiegs- bzw. Abfallsgeschwindigkeit der Ausgangsspannung)
Grenzen von Verstärkern
im Kanal; spannungsabhängige
Kapazität
in aktiven Schaltungen des Kanals, wie beispielsweise Substratjunction
Varactor Effekte in nicht-invertierenden Verstärkertopologien; Zeitsteuerfehler
in Mehrfach-Durchgangsdaten-Konverterarchitekturen,
wie beispielsweise ”pipelined” oder ”subranging” ADCs;
und digitale Prozessor-(DSP = digital signal processor)Vorzeichenerweiterungsfehler,
die harmonische hohe Ordnung erzeugen, die in ein Durchlassband
des Kanals ”alias” durch
den Alias-Effekt gelangen können.
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Die
Quellen der Nichtlinearität
im Kanal können
in zwei unabhängige
Betriebsarten aufgetrennt werden: statisch und dynamisch. Die statische
Nichtlinearität
hängt nur
von dem derzeitigen Zustand (Tastwert) des Kanals ab und nicht von
der vorausgegangenen Zeithistorie der Tastwerte. Infolgedessen wird
die statische Nichtlinearität
auch als ”gedächtnislos” (memory-less)
bezeichnet. Beispielsweise erzeugen Widerstandswertfehler in der
Referenz eines Datenkonverters INL und DNL Fehler, die nur von dem
Stromtastwert abhängen.
Es sei bemerkt, dass einzelne Widerstände in diesem Fall linear bezüglich der
Spannung oder des Stroms sein können,
und noch immer nicht-lineare
Fehler erzeugen aufgrund der geschalteten Architektur (switched
architecture) des Datenkonverters.
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Die
dynamische Nichtlinearität
erzeugt Fehler die abhängen
von sowohl einem Stromtastwert des Kanals und der vergangenen Historie
der Tastwerte für
den Kanal. Ein solcher Fehler tritt bei ”slew-rate” Begrenzungsverstärkern auf.
Bei ”slew-rate” Begrenzungsverstärkern ist
ein Ausgangsfehler des Verstärkers
eine Funktion der Steigung der Signaleingangsgröße zum Verstärker, und
zwar nur berechenbar mit Kenntnis der vergangenen Historie des Eingangssignals
des Verstärkers.
Die Kompensation im Hinblick auf Fehler, eingeführt durch Komponenten mit nicht-linearen
C(V) oder L(I) Charakteristika erfordert auch die Kenntnis der vergangenen
Historie, da durch solche Komponenten eingeführte Fehler eine Phasenverschiebung
des Ausgangssignals umfassen können.
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Die
beispielsweise durch die oben beschriebenen Nichtlinearitäten erzeugte
harmonische Verzerrung ist bezüglich
eines fundamentalen Eichtestsignals periodisch (beispielsweise eines
Signals verwendet zur Erzeugung von Fehlerkorrekturwerten zur Speicherung
in LUTs
60), und erzeugt eine finite Anzahl (N) von harmonischen
oberhalb eines Rauschniveaus (noise floor) des Systems. Diese harmonische
Verzerrung d(t) kann unter Verwendung einer allgemeinen Fourier-Reihenexpansion
wie folgt modelliert werden:
wobei t die Zeit ist, und
wobei H
n und θ
n die
Größe und Phase
einer n
ten Harmonischen sind, und zwar gemessen
durch schnelle Fourier-Transformations-(FFT)Verarbeitung eines getasteten und
quantisierten Testsignals, verwendet zur Eichung.
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Jedes
Signal, wie beispielsweise d(t) in Gleichung 1 kann in eine orthogonale
Superposition von einer geraden Funktion und einer ungeraden Funktion
wie folgt aufgetrennt werden: x(t) = xε(t)
+ x0(t),wobei xε(t)
= ½·[x(t)
+ x(–t)]
und x0(t) = ½·[x(t) – x(–t)]
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Die
Fourier-Transformation dieses resultierenden Testsignals x(t) kann
unter Verwendung der folgenden Überlagerung
oder Superposition geschrieben werden: XI(ω)
= XR(ω)
+ j·XI(ω)wobei
XR(ω)
und XI(ω)
die realen und imaginären
Teile von X(ω)
sind. Eine brauchbare Eigenschaft der Realwertsignale, ausgenutzt
in dem Linearitäts-Korrekturprozess
wie er hier beschrieben ist, ist die hermitianische Symmetrie, d.
h. dass XR(ω) und XI(ω) äquivalent
zur Fourier-Transformation der geradzahligen Teile bzw. der ungeradzahligen
Teile von x(t) ist.
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Die
Erweiterung der obigen Gleichung (1) in geradzahlige und ungeradzahlige
Ausdrücke
unter Verwendung trigonometrischer Identitäten ergibt den folgenden allgemeinen
Ausdruck für
die harmonische Verformung:
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Da
die statische Nichtlinearität
Fehler erzeugt, die nur von der Stromamplitude (beispielsweise dem Tastwert)
des fundamentalen Eichsignals (Grundeichsignals) abhängen, folgt
daraus, dass die Fehlerfunktion erzeugt durch diese Nichtlinearität die gleiche
Symmetrie wie das fundamentale Eichsignal haben muss. Durch die
Wahl einer geradzahligen Funktion für das fundamentale Eichsignal,
wie beispielsweise ein Nullphasen-Kosinus wird sichergestellt, dass
die statische Nichtlinearität
Verzerrung erzeugt, die vollständig
im Realteil des FFT reflektiert wird. In diesem Fall mit reiner
statischen Nichtlinearität
und keiner dynamischen Komponente ist das verzerrte Signal eine
geradzahlige Funktion, das FFT ist vollständig ein Realwert und die Gleichung
(2) reduziert sich zu
dabei ist θ = θ, π für alle n.
-
Wenn
das fundamentale Eichsignal geradzahlig ist, ist jedwede Energie
in dem Imaginärteil
des FFT das Ergebnis einer ungeradzahligen Komponente in der harmonischen
Verzerrung. Da diese ungeradzahlige Komponente zu der Harmonischen
orthogonale Symmetrie zum fundamentalen Eichsignal besitzt, muss
die ungeradzahlige Komponente ihren Ursprung in der Nichtlinearität mit dem
Speicher besitzen (d. h. dynamische Nichtlinearität). Auf
diese Weise erzeugt die dynamische Nichtlinearität eine Komponente des Fehlersignals (harmonische
Verzerrung) mit orthogonaler Symmetrie zu dem fundamentalen Eichsignal,
d. h. ungeradzahlig, wenn das fundamentale Eichsignal ein Kosinus-Signal
ist.
-
Die
statische und dynamische Nichtlinearität kann aufgetrennt und unabhängig gemessen
werden, und zwar unter Verwendung einer Kombination der Signalverarbeitungstheorie
und einer ATE Mischsignalsynchronisation. Wenn eine Eichvorrichtung
(Kalibrator) ein Muster verwendet um ein ATE Einfanginstrument auszulösen, und
zwar an einer Spitze einer Sinuskurve, erzeugt durch eine Zufallswellenformgenerator-(AWG
= arbitrary waveform generator)Quelle, dann kann die Eichvorrichtung
die Symmetrieeigenschaften der Fourier-Transformation ausnützen, um
eine Verzerrungskompensationsfunktion zu bestimmen. In diesem Falle
hat das eingefangene oder empfangene Eichtestsignal y(t) die Form
eines Null-Phasen-Kosinus mit additiver harmonischer Verzerrung
d(t) derart, dass Folgendes gilt y(t) = cos(ω·t) + d(t).
-
Das
durch eine Kombination von statischer und dynamischer Nichtlinearität erzeugte
Fehlersignal (d(t)) kann digital erzeugt werden, und zwar unter
Verwendung einer orthogonalen Basis der Sinus- und Kosinus-Funktionen.
Eine Implementierung, die ein Hilbert-Filter verwendet um die Quadraturkomponente
dieser Basis in Verbindung mit Nachschautabellen-(LUT)Speichern
erzeugt, ist in 4 gezeigt.
-
Speziell
gilt: da das harmonische Verzerrungssignal periodisch ist und einen
Realwert hat, kann das harmonische Verzerrungssignal durch eine
allgemeine Fourier-Serie oder -Reihe repräsentiert werden, und zwar mit
einer orthogonalen Basis von Sinus- und Kosinus-Funktionen unter
Verwendung der Gleichung (2). Es ist somit möglich, das harmonische Verzerrungssignal
digital zu rekonstruieren, und zwar unter Verwendung von zwei Nachschautabellen:
einer ”I-LUT” Tabelle,
adressiert mit dem Fundamentalsignal und einer parallelen ”Q-LUT” Tabelle,
adressiert durch das Quadratursignal, erzeugt mit einem 90° Phasenverschiebungs-Hilbert-Filter.
Das rekonstruierte harmonische Verzerrungssignal kann sodann verwendet
werden, um die Kanal-Nichtlinearität zu kompensieren, und zwar
durch Vor-Verändern
der Eingangsgröße zu einem
digital-zu-analog Wandler (DAC) (für einen Quellenkanal) oder
mit einer Nach-Umwandlungskorrektur einer ADC Ausgangsgröße (für einen
Einfang- oder Empfangskanal).
-
Unter
Bezugnahme auf 4 sei Folgendes bemerkt: die
statische Nichtlinearität
wird kompensiert unter Verwendung einer ”In-Phase”-Nachschautabelle (I-LUT) 71 zur
Implementierung einer speicherlosen Korrekturfunktion, die allein
von einem laufenden oder Stromwert von x(t) (das zu korrigierende
Signal) abhängt.
Die dynamische Nichtlinearität
wird kompensiert unter Verwendung einer Kombination einer 90° Phasenverschiebung,
die im Wesentlichen konstant über
einen breiten Frequenzbereich ist, und zwar gefolgt von einer speicherlosen ”Quadratur”-Nachschautabelle
(Q-LUT) 74. Wie in 4 gezeigt,
werden die Fehlerkorrekturdatenausgangsgrößen der I-LUT 71 und
der Q-LUT 74 unter Verwendung eines Addierers 73 kombiniert, und
zwar zur Erzeugung des Fehlers d(t), der sodann vom Eingangssignal
subtrahiert wird. Die Konfiguration der 4 kann für LUTs 60 in
dem Einfangkanal, gezeigt in 3b, verwendet
werden und für
LUTs 60 im Quellenkanal, gezeigt in 3a.
-
Jede
individuelle LUT (I-LUT
71 und Q-LUT
74) implementiert
eine polynomische Funktion F
LUT ihre Adresse,
die wie folgt definiert ist:
-
Diese
polynomische Funktion beschreibt eine speicherlose Nichtlinearität. Der nte Ausdruck dieser Nichtlinearität erzeugt
eine nte Harmonische, ansprechend auf eine
Sinus-Eingangsgröße x(t).
-
Unter
Verwendung eines Nullphasen-Kosinussignals für das fundamentale Eichsignal
können
die Korrekturdaten für
die Speicherung in der I-LUT bestimmt werden aus dem Realteil des
Eichsignals FFT und ähnliche
Korrekturdaten für
die Speicherung in der Q-LUT können
bestimmt werden aus dem Imaginärteil
des Eichsignals FFT. Die Bestimmung der I-LUT Korrekturdaten umfasst
das Auftragen oder das bildliche Darstellen der harmonischen Verzerrung
von einer Funktion der Zeit zu einer Funktion der Amplitude, und
zwar unter Berücksichtigung,
dass die I-LUT durch einen Stromtastwert (Amplitude) adressiert
wird. Die Eingangsgröße zu der
I-LUT ist der primäre
Datenstrom gegeben durch: x(t) = cos(ω0·t). Für eine spezielle
Amplitude von x ist die Zeit bei der die Tastung auftrat (innerhalb
des ersten Zyklus), gegeben durch Folgendes: t
= ω0 –1·cos–1(x).
-
Die
Substituierung von ω
0 –1·cos
–1(x)
für die
Variable t in der Gleichung (3) resultiert in der folgenden Gleichung,
die zur Bestimmung der I-LUT Korrekturdaten verwendet wird:
-
Die
Q-LUT wird durch eine Quadratur (annähernd 90°) phasenverschobene Version
von x(t) adressiert, nämlich: xq(t) = cos(ω0·t – π2 ) = sin(ω0·t).
-
Die
mit einem speziellen Tastwert am Eingang der Q-LUT assoziierte Zeit
ist durch die folgende Gleichung definiert: t
= ω0 –1·sin–1(x).
-
Substituiert
man ω
0 –1·sin
–1(x)
für t in
Gleichung (2), so ergibt sich die folgende Gleichung zur Bestimmung
der Q-LUT Korrekturdaten:
-
Die
Gleichungen (4) und (5) sehen Lösungen
zur Bestimmung der Korrekturdaten in geschlossener Form vor, und
zwar zur Verwendung bei der Korrektur der ersten N-Harmonischen,
erzeugt durch Nichtlinearität
in dem ATE Instru mentenkanal. Ein Prozess zur Bestimmung der Tabelleneingaben
für eine
M-Bit-Adressen LUT
quantisiert xε[–1, 1] in
2M Werte und bestimmt entsprechende Fehlerkorrekturdaten
unter Verwendung der Gleichungen (4) und (5). Es sei bemerkt, dass
die Gleichungen (4) und (5) nur dann gültig sind, wenn die harmonischen
Amplituden und Phasen sich aus der FFT Verarbeitung an einem Nullphasen-Kosinus-Fundamentaleichsignal
ergeben. Obwohl sich gemustert-gesteuerte (patterned-controlled)
ATE Signale einem Nullphasen-Kosinus-Fundamentaleichsignal
annähern
können,
ist dies in der Praxis zeitraubend zu erreichen und ein Restphasenfehler
aufgrund der Variabilität
der Verzögerung
durch den Analogsignalpfad des Instruments kann die Signalkorrektur
einschränken.
Die Zulassung einer Nicht-Nullphase für das Fundamentaleichsignal bedeutet,
dass das Eichsignal verwendet zur Messung der harmonischen Amplituden
und Phasen die folgende Form besitzt: x(t)
= cos(ω0·t
+ Φ) (6)dabei ist Φ die willkürliche Nicht-Nullphase
des fundamentalen Eichsignals. Dieser allgemeinere Lösungsansatz
ist konsistent mit den ATE Fähigkeiten
und Endanwendungen, wo exakte Frequenzverhältnisse für Kohärenz erreicht werden und typische
FFT Messungen indifferent bezüglich
der Fundamentalsignalphase sind.
-
Wenn Φ Nicht-Null
ist, so enthält
das fundamentale Eichsignal sowohl eine geradzahlige als auch eine ungeradzahlige
Komponente und infolgedessen erzeugen sowohl statische als auch
dynamische Nichtlinearität
Ausgangsgrößen mit
gemischter Symmetrie. Um H
n und θ
n zur korrekten Ladung von Korrekturdaten
in die Nachschautabellen ist es notwendig, eine orthogonale Basis
um den harmonischen Phasenrest (harmonic phase residual) zu erzeugen,
der sich aus der dynamischen Linearität ergibt, d. h. θ
n, wobei der Beitrag von Φ entfernt ist. Mit der Erkenntnis,
dass der n
te Ausdruck des Polynoms der das
speicherlose Nichtlinearsystem beschreibt, eine n
te Harmonische
erzeugt, ansprechend auf x(t) und die Phase von x(t) um n·Φ dreht,
kann die harmonische Verzerrung in einem Instrumentenkanal wie folgt
modelliert werden:
-
Die
Erweiterung der obigen Gleichung auf eine orthogonale Basis von
Sinus- und Kosinus-Funktionen ergibt
die folgende Gleichung:
-
Wenn
die Kanal-Nichtlinearität
rein statisch ist, dann ist θn – nΦ = 0, π und die
Sinus-Komponente oberhalb ist Null. Somit ist jeder Kosinus-Term
des obigen Ausdrucks ”In-Phase” mit dem
Fundamentalsignal, d. h. jeder harmonische Termwinkel wird um n
gedreht, was das erwartete Ansprechen ist infolge der Komponente
nte Ordnung zur statischen Nichtlinearität im Kanal.
Im Gegensatz dazu gilt Folgendes: der Sinus-Ausdruck oder -Term
umfasst sowohl Drehung um n und eine Quadratur-(d. h. annähernd 90°)Phasenverschiebung
gegenüber
dem Fundamentalsignal.
-
Auf
diese Weise werden die I-LUT Fehlerkorrekturdaten bestimmt aus der
In-Phaseverzerrung
durch Auftragen aus der Zeitdomäne
in die Amplitudendomäne
mit einer Eingangsgröße zu der
I-LUT wie folgt: t = ω0 –1·(cos–1 x – Φ).
-
Die
Substitution von ω
0 –1·(cos
–1 x – Φ) für t in dem ”In-Phase”-Ausdruck
oder -Term für
d(t) liefert die folgende Gleichung geschlossener Form zur Bestimmung
der I-LUT Fehlerkorrekturdaten.
-
Die
Beziehung zwischen dem Tastwert und der Zeit zu der die Tastung
erfolgte (in einem ersten Zyklus) am Eingang zu der Q-LUT ist gegeben
durch: t = ω0 –1·(sin–1 x – Φ)
-
Die
Substitution von ω
0 –1·(sin
–1 x – Φ) für t in dem ”Quadratur”-Ausdruck
für d(t),
wie oben angegeben, hat die folgende Lösung geschlossener Form zur
Folge, und zwar zur Bestimmung der Q-LUT Fehlerkorrekturdaten.
-
Wie
oben beschrieben, quantisiert der Prozess zur Bestimmung der Tabelleneingaben
für die M-Bit-Adressen
LUT zur Bestimmung der Tabelleneingaben für eine M-Bit-Adressen LUT quantisiert
xε[–1, 1] in
2M Werten und bestimmt die entsprechenden
Fehlerkorrekturdaten unter Verwendung der Gleichungen (7) und (8).
Es sei bemerkt, dass die Gleichungen (7) und (8) die Gleichungen
(4) bzw. (5) reduzieren, wenn die Phasenverschiebung Φ Null ist.
-
Im
Folgenden wird beschrieben, wie die I-LUT und Q-LUT Fehlerkorrekturwerte
für sämtliche
Tastungen eines Datenkonverters, verwendet in der exemplarischen
ATE, bestimmt werden. Speziell gilt Folgendes: vor der Verwendung
werden die Fehlerkorrekturwerte für die I-LUT und die Q-LUT bestimmt,
und zwar für
einen Bereich von Signalen, die durch die Quellen- und Einfangkanäle der ATE
laufen. Diese Fehlerkorrekturwerte werden sodann in der I-LUT und
der Q-LUT gespeichert, und verwendet zur Korrektur der darauffolgenden
Signale, die durch die Quellen- und Einfang- oder Empfangskanäle laufen.
Folgendes wird verwendet, um den Bereich der Signale (Codes eines
Datenkonverters) zu bestimmen, über
die die Fehlerkorrekturwerte bestimmt werden, die in der I-LUT und
der Q-LUT gespeichert werden.
-
Wenn
eine kontinuierliche Sinus-Welle zufallsmäßig getastet wird, und zwar
mit einer gleichförmigen Wahrscheinlichkeit über den
Bereich [0,2π]
hinweg, so ist die Wahrscheinlichkeit, dass die Sinus-Kurve den Wert
x erreicht, gegeben durch folgende Gleichung:
dabei ist A die Amplitude
der Sinus-Welle. Diese Verteilung besitzt die übliche ”Badewannen”-Kurvenform mit einem Minimum
am mittleren Bereich x = 0 von (π·A)
–1.
-
In
einem Beispiel ist die Wahrscheinlichkeit, dass ein Code i durch
den Datenkonverter erzeugt wird, der gleichförmig eine Sinus-Welle im Intervall
[0,2π] tastet
und quantisiert bis N-Bits, gegeben durch die Integration des obigen
Ausdrucks über
den Amplitudenbereich für
den Code i, mit dem folgenden Ergebnis:
dabei
ist: FSR der bipolare Vollskalenbereich des Quantisierers und A
ist die Sinus-Wellenamplitude. Wenn die Sinus-Wellenamplitude mit
dem vollen Skalenbereich des Quantisierers übereinstimmt oder angepasst
ist, mit Null DC-(Gleichstrom)Versetzung,
so tritt der am wenigsten wahrscheinliche Ausgangscode i an der
Mittelskala i = 2
N-1 mit einer Wahrscheinlichkeit
von 1/(π·2
N-1) auf. Diese Auftrittswahrscheinlichkeit
des mittleren Skalencodes vermindert sich mit der Anzahl der Quantisierniveaus.
-
Um
eine robuste Eichung zu liefern, ist es erwünscht, dass der Messprozess
jeden Code des Konverters ausführt.
Die erwartete Anzahl von Codetreffern E(i) in einem Empfang (Einfang)
der eine Anzahl von ”N-Tastungen” von Tastungen
besitzt ist gegeben durch: E(i) = P(i)·N-Tastungen. E(i) = P(i)·Nsamples.
-
Sicherstellend,
dass der am wenigsten wahrscheinliche Mid-Scale-Code oder mittlerer
Skalencode mindestens einmal getroffen wird, setzt voraus, dass: N-Tastungen ≥ π·2N-1 Nsamples ≥ π·2N-1.
-
Somit
erfordert die Eichung eines 16-Bit-Wandlers unter Verwendung des
schnellen Wurzel-2 FFT-Prozesses (fast radix-2FFT process) den Empfang
oder das Einfangen von mindestens 131.072 Tastungen. Obwohl diese
Einschränkung
notwendig sein kann um sicherzustellen, dass alle Konverter- oder Wandler-Codes
getroffen werden, kann es nicht ausreichend sein, unter Berücksichtigung
der Tatsache, dass der Tastprozess den gleichen Untersatz oder Subsatz
von Codes bei jedem Zyklus der Testwellenform erzeugen kann. Um
sicherzustellen, dass dies nicht auftritt, kann die ganzzahlige
Zahl von Zyklen der Testwellenform in einem Einfangfenster gegenseitig ”primär” sein bezüglich der
N-Tastungen.
-
Die
Fehlerkorrekturdaten in der I-LUT und Q-LUT können konfiguriert sein zur
Korrektur für
reflektierte oder aliasierte Harmonische im Instrumentenkanal. Die
Kompensation für ”aliasierte” Frequenzkomponenten umfasst
die Korrektur einer aliasierten Harmonischen, die sich aus der Mischung
einer nten Komponente von einer Nichtlinearität mit dem
Takt ergibt, und zwar verwendet zur Tastung der Analogdaten. Die
Kompensation dieser aliasierten Frequenzkomponenten hat das Potential
den dynamischen Bereich der ATE zu verbessern, wenn Hochfrequenzsignale
entstehen oder eingefangen werden, d. h. gesendet oder empfangen
werden.
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Für eine Korrektur
Nter Ordnung kann es notwendig sein, vorherzusagen
wo im Einfang- oder Empfangsspektrum jede der N Harmonischen erscheinen
wird. Somit gilt Folgendes: für
jede Harmonische nf0 (wo f0 die
Grund- oder Fundamentalfrequenz ist) wird der folgende Prozess verwendet,
um die Frequenz (die FFT Bin-Zahl) zu bestimmen, wo eine Nte Harmonische auftritt, und die zugehörige Amplitude
und Phase zur Verwendung bei den LUT Fehlerkorrekturdatenberechnungen.
-
Wenn
die Harmonische in einer ungeradzahligen Nyquist-Zone des Tastclocks
(sampling clock, Probenamentakt) auftritt, der definiert ist als:
wobei m ungeradzahlig und
Fs die Tastclock-Frequenz ist, dann ist die aliasierte Harmonische
ein direktes Bild der ursprünglichen
oder originalen Harmonischen. In diesem Fall ist die Frequenz der
aliasierten Harmonischen gegeben durch
fnalias = nf0modFs2 wobei
x mod y der Rest von x/y ist. Die Größe und Phase dieser komplexen
aliasierten Frequenzkomponente, bezeichnet H(f
nalias)
ist in den Gleichungen (7) und (8) (oder (4) und (5)) verwendet,
um die Korrekturdaten zu bestimmen. Das heißt, für die Gleichungen (7) und (8)
(oder (4) und (5)) gilt Folgendes:
Hn =
|H(fnalias)| θn = ∠H(fnalias) -
Wenn
die Harmonische in einer geradzahligen Nyquist-Zone des Tastclocks
auftritt, dann ist die aliasierte Harmonische ein Spiegelbild der
ursprünglichen
oder originalen Harmonischen und die Frequenz der aliasierten Harmonischen
wird definiert wie folgt. fnalias = Fs2 – nf0modFs2 .
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Vorausgesetzt,
dass das Bild der geradzahligen Nyquist-Zone gespiegelt ist, wird
die Phase konjugiert und die harmonischen Amplituden- und Phasenkomponenten
der Gleichungen (7) und (8) (oder (4) und (5)) werden definiert
durch Hn = |H(fnalias)| θn = –∠H(fnalias)
-
Die
negative Phase der aliasierten Frequenzkomponente wird verwendet,
weil das harmonische Mischen mit dem Takt (clock) eine konjugierte
Phase und nicht die Kanal-Nichtlinearität erzeugt. Infolgedessen wird
die konjugierte der Alias-Spur-Phase verwendet, um den Mischeffekt
zu adressieren.
-
Testergebnisse
werden unten beschrieben und zwar zur Reduzierung der Harmonischen
in den ATE Kanälen
unter Verwendung von Fehlerkorrekturdaten in der I-LUT und Q-LUT,
wie oben beschrieben.
-
5a zeigt
ein Beispiel eines sinusförmigen
Testsignals mit additiven weißen
Rauschen: x(t) = cos(2π·70e6·t + π/4) + 0.001·rand(t),welches durch
ein nicht-lineares System mit der folgenden Transferfunktion geleitet
wurde: y(t) = x(t) + 0.001·|x(t)| + 0.001·x(t)·|x(t)|.
-
In
diesem Beispiel ist die Tastrate 300 Msps (Millionen Tastungen pro
Sekunde). Die Nichtlinearität
erzeugt sowohl geradzahlige als auch ungeradzahlige Harmonische
hoher Ordnung im Hinblick auf die Absolutwert-Diskontinuität und die
innewohnende Symmetrie. Der oben beschriebene Korrekturprozess der
I-LUT und Q-LUT Fehlerkorrekturdaten reduziert sowohl direkte als
auch reflektierte Harmonische, wie in 5b gezeigt. Das
heißt,
die 5b zeigt das FFT einer resultierenden komplizierten
Ausgangsgröße mit dem
dynamischen Bereich, verbessert um 30 dB.
-
Der
oben beschriebene Prozess zur Bestimmung, Speicherung und/oder Verwendung
harmonischer Fehlerkorrekturdaten und die verschiedenen Modifikationen
und hier beschriebene in Beziehung stehende Prozesse (im Folgenden
bezeichnet als ”die
Prozesse”)
sind nicht beschränkt
auf die Hardware und Software wie sie oben beschrieben wurde. Die
ganzen oder ein Teil der Prozesse können mindestens teilweise durch ein
Computerprodukt implementiert werden, d. h. ein Computerprogramm
welches fassbar in einem Informationsträger verkörpert ist, wie beispielsweise
einem oder mehreren maschinenlesbaren Medium oder aber in einem
Fortpflanzungssignal, und zwar zur Durchführung durch oder zur Erzeugung
des Betriebs von einer oder mehreren Datenverarbeitungsvorrichtungen,
beispielsweise eines programmierbaren Prozessors, eines Computers,
mehrfache Computer und/oder programmierbare Logikelemente.
-
Ein
Computerprogramm kann in irgendeiner Programmiersprache geschrieben
sein einschließlich
von kompilierten und interpretierten Sprachen und es kann irgendeine
Form verwendet werden einschließlich
als ein allein stehendes Programms oder als ein Modul, als eine
Komponente, als eine Subroutine oder als eine andere Einheit, geeignet
zur Verwendung in einer Computerumgebung. Ein Computerprogramm kann
eingesetzt werden, und zwar zur Ausführung auf einem Computer oder
auf mehrfachen Computern, an einem Platz oder verteilt über mehrfache
Plätze,
und zwar verbunden mit einem Netzwerk.
-
Aktionen
assoziiert mit der Implementierung sämtlicher oder eines Teils der
Prozesse können
ausgeführt
werden durch einen oder mehrere programmierbare Prozessoren zur
Ausführung
von einem oder mehreren Computerprogrammen und zur Durchführung von
Funktionen von Eichprozessen. Sämtliche
oder ein Teil der Prozesse können
implementiert werden als spezielle Zwecklogikschaltungen, beispielsweise
eine FPGA (field programmable gate array) und/oder eine ASIC (application-specific
integrated circuit).
-
Prozessoren
geeignet zur Ausführung
eines Computerprogramms umfassen beispielsweise Folgendes: sowohl
allgemeine als auch spezielle Mikroprozessoren und einige oder mehrere
Prozessoren irgendeiner Art von Digitalcomputer. Im Allgemeinen
wird ein Prozessor Befehle empfangen und Daten aus einem Nur-Lesespeicher
oder Zufalls-Zugriffsspeicher oder beidem. Elemente eines Computers
umfassen einen Prozessor zur Ausführung der Befehle und eine
oder mehrere Speichervorrichtungen zur Speicherung der Befehle und
der Daten.
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Die
hier beschriebenen Prozesse und im Zusammenhang mit der ATE Instrumentation
sind beschrieben zur Verwendung in dem Produktionstest von Halbleitervorrichtungen.
Die Prozesse sind durchaus nicht auf diesen Zusammenhang eingeschränkt. Vielmehr
sind sie anwendbar auch bei anderen Hardware-Konfigurationen, wie
beispielsweise bei der Bank-(rack mount)Instrumentierung. Beispielsweise
kann ein Signalgenerator oder ein Spektrum-Analysierinstrument Linearitätskorrektor
Hardware/Software aufweisen, um geeicht zu sein zur Verwendung bei
Prozessen zur Verbesserung des dynamischen Bereichs (beispielsweise
durch Reduzieren harmonischer Verzerrung in den Instrumentenkanälen oder
dem -kanal).
-
Ein
andere Anwendung der Prozesse kann bei Datenwandlerschaltungen der
integrierten Bauart (ICs) erfolgen. Beispielsweise könnte ein
Hilbert-Filter in einen Datenwandler IC eingebaut sein, und zwar
zusammen mit einem nicht-flüchtigen
Speicher zur Implementierung der I-LUT und der Q-LUT, die verwendet
werden können
zur Implementierung der Prozesse um den dynamischen Bereich einer
solchen IC zu verbessern.
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Elemente
unterschiedlicher Ausführungsbeispiele,
wie sie hier beschrieben wurden, können kombiniert werden zur
Bildung von anderen Ausführungsbeispielen,
die hier nicht speziell erwähnt
werden. Andere Ausführungsbeispiele, die
hier nicht speziell erwähnt
werden fallen ebenfalls in den Rahmen der folgenden Ansprüche.
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Was
beansprucht ist, ergibt sich aus den folgenden Ansprüchen:
-
Bemerkung des Übersetzers:
-
- Ausdrücke,
wie Fs / 2 wurden wie folgt geschrieben: Fs/2
-
Zusammenfassung
-
Eine
automatische Testausrüstung
(ATE) weist eine Schaltung auf, konfiguriert zur Leitung eines Signals
in einem Kanal der ATE und Speichermittel sind vorgesehen zur Speicherung
einer ersten Nachschautabelle LUT und einer zweiten LUT. Die erste
LUT ist konfiguriert zum Liefern eines ersten Korrekturwerts, basierend
auf einer ersten Version des Signals, wobei der erste Korrekturwert
zur Verwendung bei der Korrektur einer statischen Nichtlinearität verwendet
wird, assoziiert mit dem Kanal. Die zweite LUT ist konfiguriert
zum Vorsehen eines zweiten Korrekturwerts, basierend auf einer zweiter
Version des Signals, wobei der zweite Korrekturwert vorgesehen ist
zur Verwendung bei der Korrektur dynamischer Nichtlinearität, assoziiert
mit dem Kanal. Digitale Signalverarbeitungs-Logikmittel sind vorgesehen
bei der Korrektur des ersten Werts, wobei der zweite Korrekturwert
und das Signal zur Kompensation der harmonischen Verzerrung von
Kanal dienen.
