DE1114240B - UEberstromschutzeinrichtung - Google Patents

Description

DEUTSCHES

PATENTAMT

W25757Vinb/21c

ANMELDETAG: 5. JUNI 1959

BEKANNTMACHUNG DER ANMELDUNG UNDAUSGABE DER AUSLEGESCHRIFT: 28. SEPTEMBER 1961

Gegenstand der Erfindung ist eine Schutzschaltung zur Überwachung von Strömen, bei der ein Abschaltorgan — z. B. ein Relais — über einen Transistorverstärker gesteuert wird. Solche Steueranordnungen lösen bei verschiedenen Werten der Steuergröße aus, wenn sich die Umgebungstemperatur ändert. Dieser Nachteil ist auf die Temperaturabhängigkeit der Halbleiterbauelemente zurückzuführen.

So erniedrigt sich beispielsweise die Schwellenwert-Spannung der in einer solchen Schaltung verwendeten Transistoren um 100 bis 200 mV, wenn die Umgebungstemperatur von 25 auf 75° C steigt.

Wie im vorliegenden Fall wird aber auch sonst oft die zum Teil stark geknickte Steuerkennlinie zur Grenzwertbildung verwendet. Man kann beispielsweise den Arbeitspunkt so einstellen, daß der Transistor gerade noch gesperrt ist, solange die zu überwachende Größe einen Grenzwert nicht über- oder unterschreitet, daß aber bereits eine Steuerspannung von wenigen Millivolt ausreicht, um ihn ganz durchzusteuern und so einen Schaltvorgang auszulösen. Soll eine Schutzschaltung so empfindlich dimensioniert werden, dann müssen besondere Maßnahmen getroffen werden, um alle anderen Störeinflüsse unschädlich zu machen.

Als solche Störgröße wirkt auch der temperaturabhängig ansteigende Kollektor-Ruhestrom und die Veränderung des Schwellenwertes der Eingangskennlinie der verwendeten Transistoren.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Überstromschutzeinrichtung mit einer Abschaltvorrichtung, die mit Hilfe eines Transistorverstärkers mit Vorstufe gesteuert wird und bei der der Steuerstrecke der Vorstufe die Summe oder Differenz aus einer Signalspannung und einer Vergleichsspannung zugeführt wird, so auszubilden, daß sie bereits auslöst, wenn die zu überwachende Größe einen einstellbaren Grenzwert nur geringfügig über- oder unterschreitet und bei der auch große Änderungen der Umgebungstemperatur im wesentlichen ohne Einfluß auf die Auslöseschränke und die Auslöseempfindlichkeit sind. Erfindungsgemäß wird das dadurch erreicht, daß die Vergleichsspannung in der Weise von der Temperatur abhängig gemacht wird, daß der Temperaturgang der Transistorstufe kompensiert wird.

Wird in der Vorstufe ein Transistor in Emitterschaltung verwendet, dann ergibt sich eine sehr einfache Ausführungsmöglichkeit, wenn man die Vergleichsspannung von der Emitter-Basis-Strecke eines weiteren Transistors abgreift, dessen technische Daten und dessen Arbeitspunkt denen des Transistors der Vorverstärkerstufe möglichst genau entsprechen.

Überstromschutzeinrichtung

Anmelder:

Westinghouse Electric Corporation,
East Pittsburgh, Pa. (V. St. A.)

Vertreter: Dr.-Ing. P. Ohrt, Patentanwalt,
Erlangen, Werner-von-Siemens-Str. 50

Beanspruchte Priorität:
V. St. v. Amerika vom 10. Juni 1958

Marshall P. White, Grand Haven, Mich.,
und Ralph B. Immel, Williamsvffle, Buffalo, N. Y.

(V. St. Α.),
sind als Erfinder genannt worden

Durch diese Maßnahme wird gewährleistet, daß die Schaltungsanordnung bei allen in Frage kommenden Temperaturen bei annähernd dem gleichen Wert des zu überwachenden Stromes auslöst, da ja die der Steuerstrecke des Vorverstärkertransistors zugeführte, resultierende Steuerspannung dem veränderten Arbeitspunkt dieses Transistors angepaßt ist. Im gleichen Maße, wie sich die Schwellenwertspannung, also die Durchsteuerspannung des Vorstufentransistors ändert, wird auch die mit der Signalspannung verglichene Spannung verändert.
Die Signalspannung wird zweckmäßig über einen veränderbaren Widerstand zwischen die Basis des Vorverstärkertransistors und die Basis desjenigen Transistors angeschlossen, der die Vergleichsspannung liefert. Mit Hilfe dieses veränderbaren Widerstandes kann jede beliebige Auslöseschranke eingestellt werden. Eine Abhängigkeit der Schnelligkeit der Auslösung von dem Differentialquotienten des zu überwachenden Stromes kann erreicht werden, wenn man diesem Widerstand einen Kondensator parallel schaltet.

Schaltet man dagegen mit einem einstellbaren Widerstand einen Heißleiter — also einen Widerstand mit negativen Temperaturkoeffizienten — in Serie, dann kann man auf diese Weise erreichen, daß die Schaltungsanordnung bei hohen Überströmen schneller auslöst, als bei geringeren.

Als zusätzliche Verbesserung der Erfindung kann der Arbeitswiderstand des Vorverstärkertransistors

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als Parallelschaltung eines veränderbaren üblichen ohmschen Widerstandes und eines Widerstandes mit negativen Temperaturkoeffizienten ausgebildet werden. Hierdurch läßt sich eine etwa noch vorhandene Temperaturabhängigkeit kompensieren. Bei niedrigen Temperaturen ist im wesentlichen der Widerstand des ohmschen Widerstandes maßgebend, während bei hohen Temperaturen der verhältnismäßig niedrige Widerstand des parallel geschalteten Heißleiters den Arbeitspunkt des Vorverstärkers bestimmt.

Um die Auslöseempfindlichkeit noch weiter zu erhöhen, wird die Ausgangsspannung der Vorverstärkerstufe einer bistabilen Kippschaltung zugeführt. Der Toleranzbereich der Steuergrößen, bei denen eine solche Schaltung anspricht, läßt sich wesentlich verkleinern, wenn man — wie weiter vorgeschlagen — die beiden Transistoren über eine Zenerdiode koppelt. Dadurch wird die Ansprechschwelle der gesamten Schaltung nochmals stabilisiert und gleichzeitig erreicht, daß das Relais nur um wenig Mikrosekunden verzögert auslöst, sobald die zu überwachende Größe den kritischen Wert erreicht hat.

Weitere Einzelheiten und Vorteile werden an Hand der in den Figuren dargestellten Ausführungsbeispielen besprochen.

Fig. 1 zeigt ein System, welches wegen der Anwendung des Gerätenebenwiderstandes 5 leicht für irgendeinen Einsatzort eingestellt werden kann. Die Last möge ein großer Gleichstrommotor sein, in dessen Stromkreis (Speiseleitungen 1, 2 und 3) ein Nebenwiderstand S und ein Steuerapparat C geschaltet sind. Das Relais CR betätigt einen Schalter 4, der bei fehlerfreiem Betrieb geschlossen ist. Beim Auftreten eines Überstromes wird das Relais CR entregt, und die Kontakte 4 werden geöffnet. Beim Öffnen der Kontakte 4 schaltet der Steuerapparat den Motorlastkreis ab. Da die Entregungszeit eines Relais wesentlich geringer ist als die Ansprechzeit, wird durch diese Steuerschaltung die Ansprechzeit der Schutzschaltung verkürzt.

Das Relais CR wird von einem Gleichstromverstärker gesteuert. Der Schwellwert der Eingangsspannung, bei dem das Relais entregt wird, kann mittels des Potentiometers P 3 eingestellt werden. Als Schwellwert kann jeder Wert von etwa 20 Millivolt an aufwärts eingestellt werden.

Der Verstärker besteht aus einer mit dem Transistor Tl bestückten Vorverstärker-Eingangsstufe, welche eine Flip-Flop-Ausgangsstufe steuert. Letztere besteht aus den zwei über eine Zenerdiode Zl gekoppelten Transistoren Γ 3 und Γ 4. Im Beispiel sind n-p-n-Transistoren verwendet. Zur Kompensierung der Temperaturabhängigkeit dient der Transistor Tl. Seine Eingangsklemme il wird auf demselben positiven Potential gehalten wie die Klemme ti. Hierzu ist allerdings vorausgesetzt, daß sich die Kenndaten der Widerstände A3 und R4 sowie der Potentiometer Pl und P 2 und der Transistoren Tl und Γ 2 möglichst genau entsprechen. Im folgenden ist zu beachten, daß Transistoren eine nichtlineare Eingangskennlinie besitzen. Die verwendeten Transistoren Tl und T 2 sind beispielsweise bei einer Emitter-Basis-Spannung von 700 Millivolt noch vollkommen gesperrt. Eine Erhöhung dieser Spannung um nur einige Millivolt reicht aber bereits aus, um die Transistoren in den Sättigungszustand zu steuern. Besonders ausgeprägt ist der Knick dieser nichtlinearen Steuerkennlinie bei Siliziumtransistoren.

Die sogenannte Schwellwertspannung wird aber mit steigender Temperatur wesentlich kleiner. Da aber zwischen Klemme ti und Erde dieselbe Schwellwertspannung mit der gleichen Temperaturabhängigkeit auftritt, ist bei jeder Temperatur die gleiche sehr geringe Steuerspannung (fällt an S ab) nötig, um den Transistor Γ 2 zu sperren. Solange die Steuerspannung unter einem Grenzwert bleibt, wird der Transistor Γ 2 durch die Widerstandspotentiometerkombination R 4 und P 2 im Sättigungszustand gehalten.

Angenommen, die Umgebungstemperatur von z.B. 25° wächst auf 75° C an, dann fällt auf Grand der Temperaturabhängigkeit der Kennlinien des Transistors T2 die Spannung an der Klemme ti um 100 bis 200 Millivolt ab. Das Potential an il fällt aber in gleicher Weise und kompensiert so teilweise, aber doch im wesentlichen Umfang die temperaturabhängige Änderung. Andernfalls wäre ein wesentlich größeres Eingangssignal erforderlich, um den Verstärker umzuschalten.

Aber selbst wenn die Transistoren Tl und Γ 2 vollkommen identisch wären, so daß bei Temperaturänderungen die Klemmenil und f2 auf demselben Potential blieben, wäre bei höheren Temperaturen wegen der Änderung des Leckstromes und der Verstärkung der Transistoren TI, Γ3 und Γ4 eine höhere Eingangssteuerspannung erforderlich, um den Verstärker umzusteuern. Diese Abhängigkeit soll die Thermistor-Widerstands-Kombination, welche aus dem Widerstand RS, Potentiometer P4 und einen Widerstand TH mit verhältnismäßig hohem negativem Temperaturkoeffizienten besteht, zusätzlich kompensieren. Die Kombination ist auch leicht einzustellen.

Typische Werte der Einzelelemente

Tl, Tl, Γ3 = Texas Instruments Type 903,

Silicium Ν—Ρ — Ν
T 4 = Texas Instruments Type 953,

Silicium Ν—Ρ—Ν
Zl = Texas Instruments Type 604 C,

Siliciumdiode
Dl = Westinghouse-Type WP 5052 D,

Siliciumdiode

TH = Carboloy-Type R 171, Thermistor
Cl = 0,5 Mikrofarad

Pl, P 2, P 4 = 205-Kiloohm-2-W-Potentiometer
P 3 == der Anwendung anzupassen
Cr = Westinghouse-Type Z Relay
Rl = 68 Ohm, VsWatt
Rl = 27 Ohm, V₂Watt
i?3, R4, RS = 39 Ohm, V₂Watt
Rl= 100 Ohm, V₂WaIt
R6 = 15 Ohm, IWatt

Die oben angegebenen Werte sind nur typische Werte für ein besonderes Ausführungsbeispiel. Bei anderen Voraussetzungen werden sich auch hiervon abweichende Werte für die Einzelteile ergeben.

Beiden angegebenen Werten und einer Umgebungstemperatur von 75°C hat eine Einstellung von P 4 zwischen 10 und 100 °/o seines maximalen Widerstandswertes nur einen sehr geringen Einfluß auf den Gesamtwiderstand der Kombination (TH etwa 8 Kiloohm). Dasselbe Umschaltniveau wie bei 75° C läßt sich mit Hilfe des Potentiometers P 4 auch bei einer Umgebungstemperatur von 25° C einstellen, weil bei dieser Umgebungstemperatur P 4 weitgehend den

effektiven Widerstand der Widerstands-Thermistor-Kombination bestimmt.

Da sich der erforderliche Steuerstrom für den Eingang des Verstärkers nicht merklich mit der Temperatur ändert, kann das Eingangsschaltniveau des Verstärkers mittels P 3 eingestellt werden.

Wenn der Laststrom der Last M unterhalb des Gefahrenwertes liegt, so erscheint eine Spannung von etwas mehr als 700 Millivolt zwischen der Klemme ti und dem Emitter des Transistors Tl, so daß dieser leitet. Ist Tl völlig durchgesteuert, dann liegt die Emitter-Kollektor-Spannung von Tl zwischen Basis und Emitter von Transistor T3. Ist die Schwellwertspannung dieses Transistors — wie hier vorausgesetzt — etwas größer als die Emitter-Kollektor-Spannung des Transistors Tl im durchgesteuerten Zustand, dann wird Transistor Γ 3 in das Sperrgebiet gesteuert, und das Potential des Punktes/1 steigt an. Erreicht das Potential — gegen Erde gemessen — einen Wert, der größer ist als die Zenerspannung der Diode Zl und die Schwellwertspannung des Transistors T 4, so beginnt ein Strom in dem Basiskreis des Transistors Γ4 zu fließen. Transistor TA wird durchgesteuert. Der jetzt über R 5, PA, Rl und den Transistor T 4 fließende zusätzliche Strom führt zu einer weiteren Erniedrigung des Potentials des Punktes/1. Durch diese Rückkopplung wird Transistor Γ 3 schneller gesperrt und TA schneller durchgesteuert und das Relais schnell betätigt.

Übersteigt der zu überwachende Strom einen eingestellten Grenzwert um nur einen kleinen Betrag, dann wird Transistor Tl durch die an dem Widerstand S abfallenden Spannung gesperrt. Im Basis-Emitter-Kreis des Transistors T 3 fließt ein Strom: T 3 wird durchgesteuert. Das Potential bei Jl sinkt infolgedessen ab, so daß die Zenerdiode Zl und damit Transistor T 4 sperren.

Da der Transistor Γ 4 in seinem Sperrzustand ist, wird die Spannung an dem Schaltungspunkt /3 auf einem relativ hohen positiven Wert sein, und dieser Spannungswert wird über den Widerstand R 7 auf den Basiskreis des Transistors T 3 rückgekoppelt und treibt den letzteren Transistor T 3 weiter in seine Sättigung, um die Arbeitsweise zu stabilisieren. Da der Transistor T4 nichtleitend wird, wird das Relais Ci? entregt, und demzufolge werden die Kontakte 4 geöffnet, und der Lastkreis für den Motor M oder irgendeine andere Lastart, welche in dem Lastkreis liegen kann, ist unterbrochen. Dieser soeben besprochene Arbeitszustand wird in wenigen MikroSekunden erreicht. Bei sehr hohen Strömen sind Nebenschlußwiderstände — wie in Fig. 1 verwendet — unzweckmäßig. Eine stromproportionale kleine Spannung kann man dann mit Hilfe eines Hallgenerators erhalten. Ein Beispiel hierfür ist in Fig. 2 gezeigt. Die Leitersammeischienen 1 erzeugen ein magnetisches Feld, welches sich mit der Größe des Stromes, der durch die Sammelschienen fließt, verändert. Ein U-förmiges magnetisches Joch MY ist um die Sammelschienen herum angeordnet, um in einem Luftspalt ein konzentriertes Magnetfeld zu erzeugen. Der magnetische Fluß durch den flachen rechteckförmigen länglichen Leiter EC durchsetzt dessen Oberflächen senkrecht. Die Klemmen 5 und 7 werden mit einer geeigneten einstellbaren, aber konstanten Gleichspannung gespeist. An den Enden der Halbleiterplatte EC tritt eine Spannung auf, die von der Größe des Steuerstromes, der den Halbleiter in der Längsrichtung durchfließt, und von der Größe des Flusses abhängig ist, der die Leiterplatte EC senkrecht durchsetzt.

Die Ausgangsspannung an den Enden von EC wird an die Klemmen ti und ItI oder über das Potentiometer P 3 an 11 geführt. In Fig, 2 ist im wesentlichen der gleiche Verstärker wie in Fig. 1 verwendet. Lediglich die Transistoren Γ 3 und T 4 werden direkt gekoppelt. Außerdem sind zusätzliche Widerstände R 8 und R9, wie gezeigt, eingeschaltet.

In der Schaltung, wie sie in Fig. 2 gezeigt ist, erscheint, wenn Normalstrom in der Sammelschiene CB fließt, ein Signal für die Sättigung des Transistors Tl an der Klemme 11. Def Transistor Tl leitet, der Transistor T3 ist gesperrt, und der Transistor TA leitet. Wenn ein Überstrom in den Leitersammeischienen CB auftritt, wird der Transistor Tl nichtleitend, der Transistor Γ 3 leitend und der Transistor TA nichtleitend.

Die Kapazität C1, welche in den Fig. 1 und 2 gezeigt ist, wird benutzt, um mögliche Schwingungen zu unterdrücken, welche durch aufgenommene Streueffekte und dergleichen hervorgerufen werden, könnten. Die Kapazität C1 beeinflußt nicht wesentlich die Schaltzeit des Verstärkers. Die Diode D1 sieht einen Entladungspfad niedriger Impedanz für die Betätigungsspule des Relais CR vor, um zu verhüten, daß der induktive Spannungsstoß von der Spule des Relais CR den Transistor TA überlastet. Veränderungen in der Netzspannung werden das Schaltniveau dieser Verstärker verändern. Daher ist eine gut stabilisierte Speisespannung an die ZuleitungenL1 und Ll anzuschließen.

Wie in Fig. 3 gezeigt, kann man dem Potentiometer P 3 einen Kondensator geeigneter Kapazität parallel schalten. Es läßt sich dadurch erreichen, daß die Verstärker bei einer bestimmten Steilheit des Anstieges des Eingangssignals umschalten. Wird — wie in Fig. 4 gezeigt — ein geeigneter Thermistor TH an Stelle des Potentiometers P 3 oder beide in Serie — wie Fig. 5 zeigt — vorgesehen, dann ergibt sich eine inverse Auslösezeitcharakteristik: d. h. kurze Auslösezeiten bei hohen Überströmen und relativ große Zeitwerte bei normalen oder mäßigen Überströmen im Lastkreis.

Claims (10)

PATENTANSPRÜCHE:

1. Überstromschutzeinrichtung mit einer Abschaltvorrichtung, die mit Hilfe eines Transistorverstärkers mit Vorstufe gesteuert wird und bei der der Steuerstrecke der Vorstufe die Summe oder Differenz aus einer Signalspannung und einer Vergleichsspannung zugeführt wird, dadurch ge kennzeichnet, daß die Vergleichsspannung in der Weise von der Temperatur abhängig ist, daß der Temperaturgang der Transistorstufe kompensiert wird.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter-Basis-Strecke des Transistors der Vorstufe des Transistorverstärkers eine Vergleichsspannung zugeführt wird, die von der Emitter-Basis-Strecke eines zweiten Transistors abgegriffen wird, dessen technische Daten und dessen Arbeitspunkt mit denen des Transistors der Vorverstärkerstufe möglichst genau übereinstimmen.

3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Arbeitspunkt des Vorverstärkertransistors so eingestellt ist, daß dieser

Transistor durchgesteuert ist, solange die dem zu überwachenden Strom proportionale Signalspannung einen kritischen, einstellbaren Wert nicht übersteigt.

4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die dem zu überwachenden Strom proportionale Spannung über einen einstellbaren Widerstand zwischen die Basis des Transistors der Vorverstärkerstufe und die Basis des die Vergleichsspannung liefernden Transistors geschaltet ist.

5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß dem einstellbaren Widerstand ein Kondensator parall geschaltet ist.

6. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß in Serie mit dem einstellbaren Widerstand ein Widerstand mit negativem Temperaturkoeffizienten geschaltet ist.

7. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß derKollektorwiderstand der Vorverstärkerstufe aus der Parallelschaltung eines einstellbaren ohmschen Wi-

derstandes und eines Widerstandes mit negativem Temperaturkoeffizienten besteht.

8. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Endstufe des Transistorverstärkers aus einer bistabilen Kippschaltung mit zwei Transistoren besteht.

9. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Kollektorelektroden und die Basiselektroden der beiden Transistoren wechselseitig miteinander verbunden sind, und zwar einerseits über einen Widerstand und andererseits über eine in Sperrichtung beanspruchte Zenerdiode.

10. Anordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die bistabile Kippschaltung von der Vorverstärkerstufe gesteuert wird.

In Betracht gezogene Druckschriften:
»Elektronik«, 1956_; S. 260;
»Radio und Television News«, 1953, Juni, S. 39; deutsche Patentanmeldung S 43420/VIIIb 21c 42/03 (bekanntgemacht am 30. 5.1956).

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen