DE10343567B3

DE10343567B3 - Mehrstufiger Differenzverstärker

Info

Publication number: DE10343567B3
Application number: DE10343567A
Authority: DE
Inventors: Peter Dipl.-Ing. Bogner
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2003-09-19
Filing date: 2003-09-19
Publication date: 2004-11-25
Anticipated expiration: 2023-09-20
Also published as: US20050116777A1; US7053711B2

Abstract

Die Erfindung betrifft eine mehrstufige Differenzverstärkerschaltung mit einem mehrstufigen Differenzverstärker, der eine Eingangsstufe und zumindest eine der Eingangsstufe nachgeschaltete Ausgangsstufe aufweist, mit einem CMFB-Schaltkreis, der eingangsseitig mit Ausgängen der Ausgangsstufe verbunden ist, mit einer ersten Regelschleife, über die mittels eines ersten Regelsignals des CMFB-Schaltkreises eine Last der Eingangsstufe einstellbar ist, mit zumindest einer zweiten Regelschleife, die zwischen den Ausgängen der Ausgangsstufe und einem Regeleingang des CMFB-Schaltkreises angeordnet ist und die aus einem an der Ausgangsstufe abgreifbaren Ausgangs-Common-Mode-Pegel ein zeitkontinuierliches, zweites Regelsignal zum Einstellen eines Arbeitspunktes des CMFB-Schaltkreises erzeugt.

Description

Die Erfindung betrifft eine mehrstufige Differenzverstärkerschaltung.
Differenzverstärker gehören zu den wichtigsten Grundschaltungen in analogen integrierten Schaltungen. Ein Differenzverstärker weist zwei Eingänge und zwei Ausgänge auf, wobei die Ausgangsspannung weitgehend proportional zu der zwischen den beiden Eingangsanschlüssen anliegenden Differenzspannung ist. Ein voll differenzieller Differenzverstärker benötigt in der Regel einen so genannten CMFB-Schaltkreis (CMFB = Common-Mode Feedback Circuit) zur Einstellung der Gleichtaktspannung, die üblicherweise in der Mitte zwischen der positiven und der negativen Versorgungsspannung ((VDD + VSS)/2) liegt. Dies Spannung wird nachfolgend als Mittelwertgleichspannung oder als Ausgangs-Common-Mode-Pegel bezeichnet.
1 zeigt anhand eines Schaltbildes den prinzipiellen Aufbau eines allgemein bekannten Differenzverstärkers DV mit einem CMFB-Schaltkreis CMFB. Der Differenzverstärker DV weist zwei Eingänge auf, an denen eine differenzielle Eingangsspannung Vindiff anliegt, und zwei Ausgänge, an denen eine differenzielle, verstärkte Ausgangsspannung Voutdiff abgreifbar ist. Der Differenzverstärker DV weist ferner einen Steuereingang auf, in den ein Steuersignal Incntrl einkoppelbar ist. Der CMFB-Schaltkreis CMFB ist hier parallel zwischen den Ausgängen des Differenzverstärkers DV und dessen Steueranschluss angeordnet. Der CMFB-Schaltkreis CMFB dient dem Zweck, eine vom Differenzverstärker DV ausgangsseitig erzeugte Gleichtaktspannung auf einen Sollwert zwischen der Versorgungsspannung zu regeln. Zu diesem Zweck erzeugt der CMFB-Schaltkreis CMFB ein von der Ausgangsspannung Voutdiff abgeleitetes Regelsignal Incntrl, welches in den Steuereingang des Differenzverstärkers DV rückgekoppelt wird. Bei voll differenziel len Differenzverstärkern DV ist die am Ausgang anliegende Mittelwertgleichspannung ((VDD + VSS)/2) (Common-Mode Voltage) nicht durch die Differenzspannung Vindiff am Eingang bestimmt, sondern wird auch durch die Regelgröße Incntrl bestimmt.
Differenzverstärker können einstufig, zweistufig oder mehrstufig ausgebildet sein. Für höhere Verstärkungen werden daher meist zwei- oder mehrstufige Differenzverstärker eingesetzt.
2 zeigt anhand eines Schaltbildes einen allgemein bekannten Differenzverstärker mit zeitkontinuierlicher Common-Mode Regelung. Dieser zweistufige Differenzverstärker weist eine Eingangsstufe A und eine Ausgangsstufe B auf. Zur Ansteuerung der Last der Eingangsstufe A ist ein zeitkontinuierlicher Common-Mode Regler C vorgesehen, dem ein vom Ausgangssignal des Differenzverstärkers abgegriffenes Ausgangssignal als Regelgröße zugeführt wird. Ein Differenzverstärker mit einer solchen zeitkontinuierlichen CMFB-Regelung weist zwar eine hohe Stabilität des zu verstärkenden Signals auf, allerdings führt dies, um eine sehr schnelle Regelung im Common-Mode Regler C zu realisieren, zu einem sehr hohen Strom und damit zu einer großen Energieaufnahme in dem Common-Mode Regelverstärker C. Ein hoher Energieverbrauch ist für viele Anwendungen allerdings nicht wünschenswert bzw. häufig auch nicht akzeptabel. Eine schnelle Regelung ist aber unverzichtbar, um zu verhindern, dass es zu Schwingungen in der Regelschaltung kommt.

In der US 5,955,922 ist ein Differenzverstärker mit CMFB-Schaltkreis beschrieben, bei der im Unterschied zu der eben beschriebenen zeitkontinuierliche Common-Mode Regelung der Common-Mode Wert durch geschaltete Kapazitäten (Switched Capacitor) eingestellt wird. Solche Differenzverstärker mit geschalteten Kapazitäten haben den besonderen Vorteil, dass die Einstellung eines Common-Mode Wertes durch die geschalteten Kapazitäten erfolgt, so dass damit die Regelung durch Kapazitäten erfolgt, so dass damit die Regelung des Differenzverstärkers kaum Strom verbraucht. Die Einstellung des Common-Mode Wertes mittels geschalteter Kapazitäten ist daher insbesondere für einstufige Differenzverstärker besonders vorteilhaft.

In der US 5,955,922 ist neben einem einstufigen Differenzverstärker auch ein zwei- bzw. mehrstufiger Differenzverstärker mit geschalteten Kapazitäten beschrieben. Problematisch bei solchen mehrstufigen Differenzverstärkern mit geschalteten Kapazitäten ist allerdings, dass diese mit zunehmender Anzahl der Verstärkerstufen zu Instabilitäten in der Regelung neigen. Insbesondere fängt mit zunehmender Anzahl der Differenzverstärkerstufen der Common-Mode Wert an zu schwingen. Um dies zu beheben, sieht der in der US 5,955,922 beschriebene Differenzverstärker zusätzliche Verstärkerstufen im Signalpfad vor. Dadurch wird zwar die Regelung stabiler, allerdings wird dadurch einerseits die Geschwindigkeit der Differenzverstärkers negativ beeinflusst. Andererseits weist der Differenzverstärker einen höheren Stromverbrauch auf, den es insbesondere in Bezug auf einen niedrigen Energieverbrauch möglichst zu vermeiden gilt.

In der DE 101 42 707 A1 ist eine mehrstufige Differenzverstärkerschaltung beschrieben bei der die CMFB-Schaltung geschaltete Kapazitäten aufweist. Hier ist ein eingangsseitiger Common-Mode Regler vorgesehen. Um eine ausreichende Stabilität der Common-Mode Regelung zu gewährleisten, weist der Differenzverstärker eine Stromquelle auf, die für den Fall, dass in der Rückkopplungsschleife ein zu geringer Strom fließt, einen zusätzlichen Strom in die Rückkopplungsschleife einspeist. Zwar weist die dort beschriebene Differenzverstärkerschaltung damit eine ausreichend hohe Stabilität auf. Allerdings stellt der von dieser Stromquelle gelieferte Strom gewissermaßen einen Regelanschlag für die Common-Mode Regelung dar. Problematisch dabei ist, dass für den Fall, dass der Common-Mode Wert größere Abweichungen aufweist – was sehr häufig vorkommt –, die Regelung dieser Schaltung sehr schnell in einen Regelanschlag geht, wodurch allerdings die Regelung nicht oder nicht mehr zufriedenstellend funktioniert. Die in der DE 101 42 707 A1 beschriebene CMFB-Schaltung hat daher den Nachteil eines sehr eingeschränkten Eingangsbereichs des verwendbaren Common-Mode Wertes.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine mehrstufige Differenzverstärkerschaltung anzugeben, die einen möglichst niedrigen Energieverbrauch und dennoch ein möglichst hohe Stabilität der Common-Mode Regelung aufweist. Die erfindungsgemäße Differenzverstärkerschaltung sollte ferner einen möglichst großen Regelbereich aufweisen.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch eine Differenzverstärkerschaltung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst. Demgemäß ist eine mehrstufige Differenzverstärkerschaltung vorgesehen, mit einem mehrstufigen Differenzverstärker, der eine Eingangsstufe und zumindest eine der Eingangsstufe nachgeschaltete Ausgangsstufe aufweist, mit einem CMFB-Schaltkreis, der eingangsseitig mit Ausgängen der Ausgangsstufe verbunden ist, mit einer ersten Regelschleife, über die mittels eines ersten Regelsignals des CMFB-Schaltkreises eine Last der Eingangsstufe einstellbar ist, mit zumindest einer zweiten Regelschleife, die zwischen den Ausgängen der Ausgangsstufe und einem Regeleingang des CMFB-Schaltkreises angeordnet ist und die aus einem an der Ausgangsstufe abgreifbaren Ausgangs-Common-Mode-Pegel ein zeitkontinuierliches, zweites Regelsignal zum Einstellen eines Arbeitspunktes des CMFB-Schaltkreises erzeugt.

Die der vorliegenden Erfindung zugrunde liegende Idee besteht darin, die Vorteile einer Common-Mode Regelung unter Verwendung von geschalteten Kapazitäten mit den Vorteilen einer zeitkontinuierlichen Common-Mode Regelung zu verbinden. Erfindungsgemäß wird dazu eine zweigeteilte Common-Mode Regelung bereit gestellt. Die eigentliche Common-Mode Regelung erfolgt mittels der geschalteten Kapazitäten und die Einstellung der Vorspannung für den Common-Mode Wert erfolgt mittels zeitkontinuierlicher Regelung. Mittels der geschalteten Kapazitäten ist somit eine sehr schnelle Regelung realisierbar, wohingegen die zeitkontinuierliche Regelung relativ langsam stattfindet, was aber auch völlig ausreicht.

Die der vorliegenden Erfindung zugrunde liegende Erkenntnis besteht darin, dass die eigentliche Common-Mode Regelung insbesondere aus Stabilitätsgründen relativ schnell erfolgen muss. Für diese schnelle Regelung wird die erfindungsgemäße Regeleinrichtung mit geschalteten Kapazitäten ausgestattet, denen die ausgangsseitige Differenzspannung des Differenzverstärkers zugeführt wird. Mittels der geschalteten Kapazitäten wird die eigentliche geschaltene Regelung des Common-Mode Wertes vorgenommen, so dass hier eine sehr schnelle Regelung realisierbar ist. Die Erzeugung des Regelsignals erfolgt hier durch einen Ladungstransfer bei den geschalteten Kapazitäten. Der besondere Vorteil besteht nun darin, dass dieser Ladungstransfer nahezu stromlos und damit nahezu ohne Energieaufnahme vollzogen werden kann. Es wird hier also nicht nur eine insbesondere aus Stabilitätsgründen sehr vorteilhafte hoch dynamische, sondern auch eine energetisch sehr vorteilhafte Regelung bereit gestellt.

Um die gewünschte Dynamik der Regelung zu ermöglichen, sollten zumindest diejenigen Kondensatoren der geschalteten Kapazitäten, die mit den Ausgängen des Differenzverstärkers verbunden sind und die somit mit der ausgangsseitigen Differenzspannung beaufschlagt werden, möglichst auf eine Referenzspannung bzw. ein Referenzpotenzial vorgespannt werden. Diese Referenz-Vorspannung (Bias-Spannung) wird erfindungsgemäß durch die zeitkontinuierliche Regeleinrichtung zur Verfügung gestellt. Der dafür erforderliche zeitkontinuierliche Regler ist insbesondere aus energetischen Gründen relativ langsam und damit stromsparend ausgebildet. Allerdings ist die Geschwindigkeit hier auch nicht relevant, da hier Zeit unkri tisch lediglich die Kondensatoren der geschalteten Kapazitäten mit einer Vorspannung aufgeladen werden müssen. Für dieses Aufladen sind relativ niedrige Ströme erforderlich, so dass der zeitkontinuierliche Regler einen relativ niedrigen Stromverbrauch und somit eine sehr niedrige Energieaufnahme aufweist. Infolgedessen können die Transistoren des zeitkontinuierlichen Reglers auch entsprechend klein dimensioniert werden.

Im Ergebnis führt dies dazu, dass die Transistoren des zeitkontinuierlichen Reglers eine vergleichsweise geringe Chip-Fläche benötigen. Da die Kondensatoren der geschalteten Kapazitäten ohnehin eine geringe Chip-Fläche benötigen, kann die gesamte Regelschaltung bestehend aus zeitkontinuierlichem Regler und Regler mit geschalteten Kapazitäten mit im Vergleich zu den eingangs beschriebenen Common-Mode Regelschaltungen sehr viel geringerer Chip-Fläche realisiert werden.

Die erfindungsgemäße Differenzverstärkerschaltung eignet sich für alle solche Anwendungen, bei denen eine Differenzspannung verstärkt werden soll und mittels einer Common-Mode Regelung eine schnelle, dynamische Regelung erfolgen soll, die eine möglichst geringe Stromaufnahme und damit einen möglichst geringen Energieverbrauch benötigt. Die erfindungsgemäße Differenzverstärkerschaltung eignet sich somit insbesondere für Anwendungen mit lokaler Energieversorgung, wie zum Beispiel Mobilfunk-Anwendungen oder Breitband-Telefonanwendungen (Wireless Base Station). Darüber hinaus eignet sich die erfindungsgemäße Differenzverstärkerschaltung vor allem für Schaltungsanordnungen mit geschalteten Kapazitäten, wie zum Beispiel Sigma-Delta-AD/Wandler und so genannte Pipeline-AD/Wandler.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche sowie der Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnung.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in den Figuren der Zeichnung angegebenen Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigt dabei:
1 ein Prinzipschaltbild eines allgemein bekannten Differenzverstärkers mit CMFB-Schaltkreis;
2 einen allgemein bekannten Differenzverstärker mit zeitkontinuierlicher Common-Mode Regelung;
3 eine erfindungsgemäße mehrstufige Differenzverstärkerschaltung mit geschalteten Kapazitäten für die Common-Mode Regelung.
In 3 ist mit Bezugszeichen 1 die erfindungsgemäße Differenzverstärkerschaltung mit Common-Mode Regelung bezeichnet. Die Differenzverstärkerschaltung 1 weist einen zweistufig ausgebildeten Differenzverstärker 2 auf. Der Differenzverstärker 2 ist zwischen einem ersten Versorgungsanschluss 3 mit einem ersten Versorgungspotenzial VDD, beispielsweise einem positiven Versorgungspotenzial, und einem zweiten Versorgungsanschluss 4 mit einem zweiten Versorgungspotenzial, beispielsweise einem negativen Versorgungspotenzial VSS, angeordnet. Der Differenzverstärker 2 weist ferner zwei Eingangsanschlüsse 5, 6 und zwei Ausgangsanschlüsse 7, 8 auf. In den ersten Eingangsanschluss 5 ist ein erstes Eingangspotenzial VINP und in den zweiten Eingangsanschluss 6 ist ein zweites Eingangspotenzial VINN einkoppelbar. Am ersten Ausgangsanschluss 7 ist ein erstes Ausgangspotenzial VOUTN und am zweiten Ausgangsanschluss 8 ist ein zweites Ausgangspotenzial VOUTP abgreifbar.
Der Differenzverstärker 2 enthält eine Eingangsstufe 5 sowie eine Ausgangsstufe 6. Die Eingangsstufe 10 besteht in an sich bekannter Weise aus zwei Transistoren 12, 13, deren Steueranschlüsse mit den Eingangsanschlüssen 5, 6 verbunden sind. Die gesteuerten Strecken dieser beiden Transistoren 12, 13, sind versorgungsseitig miteinander kurzgeschlossen und über eine Stromquelle 14 mit dem ersten Versorgungsanschluss 3 verbunden. Die beiden Transistoren 12, 13, sind lastseitig über jeweils einen als Last fungierenden Transistor 15, 16, deren gesteuerte Strecken mit denen der Transistoren 12, 13 in Reihe angeordnet sind, mit dem zweiten Versorgungsanschluss 4 verbunden. Die jeweiligen Mittelabgriffe 17, 18 zwischen den Transistoren 12, 13 und 15, 16 bilden die Ausgänge 17, 18 der Eingangsstufe 10.
Die Ausgangsstufe 11 enthält zwei Transistoren 20, 21, deren gesteuerte Strecken einerseits mit dem zweiten Versorgungsanschluss 4 und andererseits über jeweils eine Stromquelle 22, 23 mit dem ersten Versorgungsanschluss 3 verbunden sind. Die Steueranschlüsse der Transistoren 20, 21 sind jeweils mit einem der Ausgänge 17, 18 der Eingangsstufe 10 verbunden. Parallel zu den Steueranschlüssen und ausgangsseitigen Lastanschlüssen der Transistoren 20, 21, dass heißt parallel zu deren Drain-Source-Strecke, ist jeweils ein Kompensationskondensator 24, 25 angeordnet, der zum Beispiel als Millerkapazität ausgebildet sein kann. Ein jeweiliger Abgriff 26, 27 zwischen den gesteuerten Strecken der Transistoren 20, 21 und den jeweils in Reihe dazu angeordneten Stromquellen 22, 23 bildet die beiden Ausgänge 7, 8 des Differenzverstärkers 2.
Eine über die Eingänge 5, 6 eingekoppelte Differenzspannung VDIFF1 = VINP – VINN steuert die jeweiligen Transistoren 12, 13 entsprechend auf, so dass ein von der Stromquelle 14 erzeugter Strom durch den Lastpfad der Transistoren 12, 13 fließt. Mittels der Lasttransistoren 15, 16, die als I/U-Wandler wirken, wird dieser Strom I1 jeweils in ein Potenzial umgewandelt, welches an den Ausgängen 17, 18 abgreifbar ist und über welches die Gate-Anschlüsse der Transistoren 20, 21 der Ausgangsstufe 11 ansteuerbar sind. Die Transistoren 20, 21 werden nun entsprechend dem Spannungsabfall über den Millerkapazitäten 24, 25 zwischen Drainanschluss und Sourceanschluss dieser Transistoren aufgesteuert. Über die Strom quellen 22, 23 kommt es somit zu einem Stromfluss, so dass an den Ausgängen 7, 8 eine verstärkte Ausgangsspannung VDIFF2 = VOUTN – VOUTP abgreifbar ist.
Die erfindungsgemäße Differenzverstärkerschaltung weist ferner eine Common-Mode Regelschaltung 30, 40 auf. Diese Common-Mode Regelschaltung ist zweigeteilt ausgebildet und enthält eine geschaltene Regelschaltung 30 sowie eine zeitkontinuierliche Regelschaltung 40.
Die geschaltene Regelschaltung 30 besteht im Wesentlichen aus einem Netzwerk mit geschalteten Kapazitäten 30, welches nachfolgend auch als Switched-Capacitor-Schaltung bezeichnet wird. Die geschaltene Regelschaltung 30 weist zwei Eingänge 31, 32 auf, in die die Ausgangssignale VOUTN, VOUTP an den Ausgängen 7, 8 des Differenzverstärkers 2 eingekoppelt werden. Die geschaltene Regelschaltung 30 enthält ferner einen Common-Mode Eingang 33, über den ein extern eingestellter Common-Mode Wert VCM in die geschaltene Regelschaltung 30 einkoppelbar ist. Die geschaltene Regelschaltung 30 enthält ferner einen Ausgang 34, an dem ein von der Regelschaltung 30 bereitgestelltes Regelsignal 35 abgreifbar ist. Zwischen den Eingängen 31, 32 und dem Ausgang 34 ist jeweils ein kapazitives Element 36, 37 vorgesehen. Parallel zu jedem dieser kapazitiven Elemente 36, 37 ist jeweils ein weiteres kapazitives Element 38, 39 vorgesehen, welches gesteuert über geeignete Umschaltvorrichtungen, zum Beispiel gesteuerte Schalter, den kapazitiven Elementen 36, 37 parallel zuschaltbar ist. Die Steuerung dieser Schalter ist allgemein bekannt, so dass darauf nicht näher eingegangen wird. In einem anderen Schaltzustand sind diese kapazitiven Elemente 38, 39 zwischen dem Common-Mode Anschluss 33 und einem Eingangsanschluss 40 angeordnet. Über den Eingangsanschluss 41, der mit einem Regelausgang 41 der zeitkontinuierliche Regelschaltung 40 verbunden ist, ist ein geregeltes Bias-Potenzial 42 der zeitkontinuierliche Regelschaltung 40 abgreifbar.
Im eingeschwungenen Zustand entspricht die am Common-Mode Anschluss 33 anliegende Common-Mode Spannung VCM der Mittelwertgleichspannung, d.h. es gilt hier VCM = ((VOUTN + VOUTP)/2). Die Kondensatoren 36, 37 werden damit lediglich über die Kondensatoren 38, 39 aufgeladen, nicht aber über das Potenzial an den Ausgängen 7, 8.
Der Aufbau und die Funktionsweise eines solchen kapazitiven Netzwerkes 30 mit geschalteten Kapazitäten ist aus den bereits eingangs erwähnten Druckschriften US 5,955,922 und DE 101 42 707 A1 bekannt. Diese Druckschriften werden hinsichtlich des Aufbaus und der Funktionsweise eines solchen Netzwerkes mit geschalteten Kapazitäten vollinhaltlich in die vorliegende Patentanmeldung miteinbezogen.
Die zeitkontinuierliche Regelschaltung 40 enthält eine Verstärkerstufe 43. Die Verstärkerstufe 43 bildet den eigentlichen Regler der Regelschaltung 40. Die Verstärkerstufe 43 ist im vorliegenden Ausführungsbeispiel im Wesentlichen wie die Eingangsstufe 10 des Differenzverstärkers 2 aufgebaut. Eine von der Differenzspannung VDIFF2, die von dem Differenzverstärker 2 ausgangsseitig bereit gestellt wird, abgeleitetes Signal 52 (Ausgangs-Common-Mode-Pegel ((VDD + VSS)/2)) wird in einen ersten Eingang 51 der Verstärkerstufe 43 eingekoppelt. Dieses Signal 52 wird aus einem kapazitiven und resistiven Spannungsteiler 53, der zwischen den Ausgängen 26, 27 der Ausgangsstufe 11 angeordnet ist, abgegriffen. Der zweite Eingang 50 der Verstärkerstufe 43 ist mit dem Common-Mode Eingang 33 verbunden, so dass der Transistor 44 über ein Common-Mode Potenzial VCM angesteuert wird.
Die Verstärkerstufe 43 fungiert somit als Differenzverstärker und vergleicht das Common-Mode Potenzial 54 mit dem von der Differenzspannung VDIFF2 (Ausgangs-Common-Mode-Pegel ((VDD + VSS)/2)) abgeleiteten Signal 52. Ein abhängig von dieser Differenz abgeleiteter Strom I1 fließt durch den Transistor 48. Der Transistor 48 bildet zusammen mit dem Transistor 55 einen Stromspiegel, so dass der Strom I1 – bei gleichem Übersetzungs- und Flächenverhältnis – auch durch den Transistor 55 fließt. Versorgungsseitig ist eine Transistordiode 56 zwischen dem Transistor 55 und dem Anschluss 3 angeordnet. Damit wird ein Biaspotenzial 42 bereit gestellt, welches Signal am Ausgang 41 anliegt. Dieses Biaspotenzial bildet somit das Regelsignal 42 und dient dem Zweck, bei geeigneter Verschaltung die Kondensatoren 38, 39 aufzuladen. Werden nun die Kondensatoren 38, 39 den Kondensatoren 36, 37 parallel zugeschaltet, dann werden diese über die Ladung der Kondensatoren 38, 39 umgeladen, dass heißt auf- und entladen. Es erfolgt hier also ein Ladungstransfer. Die Ladung in den Kondensatoren 36, 37 führt dann zu einem Ansteuerpotenzial 35, welches den Gate-Anschluss des Transistors 57 ansteuert und dort dessen Kapazität solange auflädt, bis der Transistor 57 durchschaltet. Über die gesteuerte Strecke des als Verstärker fungierenden Transistors 57 fließt damit ein Laststrom I1. Die Transistoren 56, 57 bilden somit einen Stromspiegel. Bei geeigneter Dimensionierung der Übertragungsverhältnisse und Flächenverhältnisse der jeweiligen Transistoren 48, 55, 56, 57 weist der laststromseitig vom Transistor erzeugte Strom ebenfalls den Wert des Stromes I1 auf. Lastseitig zum Transistor 57 ist eine Transistordiode 58 angeordnet, über die die Gate-Anschlüsse der Transistoren 15, 16 der Eingangsstufe 16 angesteuert werden. Über den Strom I1 werden deren Gate-Kapazitäten solange umgeladen, bis diese Transistoren 15, 16 durchschalten. Diese Transistoren 15, 16 bilden die Last der ersten Differenzverstärkerstufe 10 und bestimmen damit den Wert des an den Ausgängen 17, 18 abgreifbaren Potenzial.
Im Ergebnis bedeutet dies, dass eine in der Verstärkerstufe 43 gemessene Spannungsdifferenz, die aus der Common-Mode Spannung VCM und der Mittelwertgleichspannung ((VOUTP + VOUTN)/2) gewonnen wird, über die Transistoren 48, 55, 56, 57, 58 den Gate-Anschlüssen der Transistoren 15, 16 zugeführt wird. Es erfolgt somit hier ein Potenzialübertrag dieser Differenzspannung. Wesentlich ist hier lediglich ein geeignetes Übersetzungsverhältnis durch die entsprechende Dimensionierung der genannten Transistoren 48, 55, 56, 57, 58.
Mittels der geschaltenen Regelschaltung unter Verwendung der geschalteten Kapazitäten ist damit eine sehr schnelle, geschaltene Regelung möglich. Da das Umladen der Kapazitäten 36, 37 über die Kapazitäten 38, 39 sehr schnell und nahezu stromlos erfolgen kann, wird durch diese Regelung auch nahezu kein Strom verbraucht. Durch die geschalteten Kapazitäten wird somit nahezu keine Energieaufnahme realisiert. Wesentlich dabei ist, dass die Kapazitäten 38, 39 über die zeitkontinuierliche Regelschaltung 40 auf eine geeignete Bias-Spannung vorgeladen werden.
Da die entsprechenden Ströme zum Vorladen der Kondensatoren 38, 39 relativ gering sind, können die Transistoren der zeitkontinuierlichen Regelschaltung relativ klein dimensioniert werden, so dass hier Chip-Fläche gespart werden kann. Darüber hinaus ist diese zeitkontinuierliche Regelung relativ Zeit unkritisch, so dass hier auch keine schnellen Schaltvorgänge vorgenommen werden müssen. Im Ergebnis bedeutet dies, dass dadurch auch ein geringerer schaltungsbedingter Energieverlust realisiert wird. Lediglich der Transistor 57 sollte relativ schnelle Schaltvorgänge bereit stellen, um das entsprechende Regelsignal aus der geschaltenen Regelschaltung 30 mit ausreichender Schnelligkeit der Eingangsstufe 10 zuzuführen. Da allerdings die Amplitude dieser Ströme I1 relativ gering ist, ist die Energieaufnahme vorteilhafterweise relativ niedrig.
Obgleich die vorliegende Erfindung anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels vorstehend detailliert beschrieben wurde, ist sie darauf nicht beschränkt, sondern auf vielfältige Art und Weise veränderbar und modifizierbar.
So sei die Erfindung insbesondere nicht auf einen zweistufigen Differenzverstärker beschränkt. Vielmehr kann dieser Dif ferenzverstärker applikationsbedingt und je nach der gewünschten Verstärkung eine beliebige Anzahl von Verstärkerstufen aufweisen.
Darüber hinaus wurde im Ausführungsbeispiel in 3 lediglich beispielhaft ein konkreter schaltungstechnischer Aufbau des Differenzverstärkers, dessen geschaltene Regelschaltung und dessen zeitkontinuierliche Regelschaltung beschrieben. Es versteht sich von selbst, dass diese Schaltungseinheiten selbstverständlich in geeigneter Weise verändert oder erweitert werden können, ohne dass von deren grundsätzlichen Funktionsweise sowie vom Grundprinzip der zweigeteilten Regelung abgewichen wird. Auch kann insbesondere das kapazitive Netzwerk mit den geschalteten Kapazitäten beliebig komplex ausgebildet sein.
Im vorstehenden Ausführungsbeispiel wurden jeweils NMOS- und PMOS-Transistoren, die selbstleitend bzw. selbstsperrend ausgebildet sind, verwendet. Es versteht sich, dass durch Variation dieser Transistortypen und durch Austauschen der Leitfähigkeitstypen N gegen P und umgekehrt beliebige Schaltungsvarianten bereit gestellt werden können. Auch können selbstverständlich die verwendeten MOS-Transistoren sehr einfach durch andere gesteuerte Schalter, zum Beispiel Bipolartransistoren, IGBTs, Thyristoren, JFETs und dergleichen, ersetzt werden. Hier müsste lediglich eine geeignete schaltungstechnische Anpassung des Differenzverstärkers vorgenommen werden.

1: Differenzverstärkerschaltung
2: Differenzverstärker
3: erster Versorgungsanschluss
4: zweiter Versorgungsanschluss
5, 6: Eingänge, Eingangsanschlüsse
7, 8: Ausgänge, Ausgangsanschlüsse
10: Eingangsstufe
11: Ausgangsstufe
12, 13: Transistoren der Eingangsstufe
14: Stromquelle
15, 16: Transistoren der Eingangsstufe, Last
17, 18: Ausgänge der Eingangsstufe
20, 21: Transistoren der Ausgangsstufe
22, 23: Stromquellen
24, 25: Kompensationskondensatoren, Millerkapazitäten
26, 27: Ausgänge der Ausgangsstufe
30: geschaltene Regelschaltung
31, 32: Eingänge
33: Common-Mode Eingang
34: Ausgang für das Regelsignal
35: Regelsignal
36, 37: Kondensatoren
38, 39: schaltbare Kondensatoren
40: zeitkontinuierliche Regelschaltung
41: Regelausgang, Eingangsanschluss
42: geregelter Ausgangsstrom, Bias-Strom
43: Verstärkerstufe, zeitkontinuierlicher Regler
44, 45: Transistoren der Verstärkerstufe
47, 48: Transistoren der Verstärkerstufe
49: Stromquelle
50, 51: Eingänge der Verstärkerstufe
52: Spannungsteilersignal, Regelsignal
53: Spannungsteiler
54: Common-Mode Potenzial
55: Transistor
56: Transistordiode
57: Transistor
58: Transistordiode
60: erste Regelschleife
61: zweite Regelschleife
I1: Strom
VCM: Common-Mode-Spannung, Common-Mode Wert
VDD: (erstes, positives) Versorgungspotenzial
VSS: (zweites, negatives) Versorgungspotenzial
VINP: (erstes, positives) Eingangspotenzial
VINN: (zweites, negatives) Eingangspotenzial
VOUTP: (erstes, positives) Ausgangspotenzial
VOUTN: (zweites, negatives) Ausgangspotenzial

Claims

Differenzverstärkerschaltung mit einem mehrstufigen Differenzverstärker (2), der eine Eingangsstufe (10) und zumindest eine der Eingangsstufe (10) nachgeschaltete Ausgangsstufe (11) aufweist, mit einem CMFB-Schaltkreis (30), der eingangsseitig mit Ausgängen (7, 8) der Ausgangsstufe (11) verbunden ist, mit einer ersten Regelschleife (60), über die mittels eines ersten Regelsignals (35) des CMFB-Schaltkreises (30) eine Last (15, 16) der Eingangsstufe (10) einstellbar ist, mit zumindest einer zweiten Regelschleife (61), die zwischen den Ausgängen (7, 8) der Ausgangsstufe (11) und einem Regeleingang (41) des CMFB-Schaltkreises (30) angeordnet ist und die aus einem an der Ausgangsstufe (11) abgreifbaren Ausgangs-Common-Mode-Pegel ((VDD + VSS)/2) ein zeitkontinuierliches, zweites Regelsignal (42) zum Einstellen eines Arbeitspunktes des CMFB-Schaltkreises (30) erzeugt.
Differenzverstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der CMFB-Schaltkreis (30) ein kapazitives Netzwerk mit geschalteten Kapazitäten (36–39) enthält.
Differenzverstärkerschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass ein zusätzlicher Regelverstärker (40, 43) vorgesehen ist, der in der zweiten Regelschleife (61) angeordnet ist.
Differenzverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass der CMFB-Schaltkreis (30) und/oder der zusätzliche Regelverstärker (43) jeweils einen Common-Mode Eingang (33) aufweisen, über den eine Common-Mode Potenzial (54, VCM) einkoppelbar ist.
Differenzverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass der zusätzliche Regelverstärker (40, 43) eingangsseitig das Common-Mode Potenzial (54, VCM) mit einem ersten Potential (52), welches aus dem am Ausgang (7, 8) des Differenzverstärkers (2) abgreifbaren Differenzsignals (VDIFF2) abgeleitet ist, vergleicht und abhängig von der Differenz aus Common-Mode Potenzial (54, VCM) und erstem Potenzial (52) ein Regelsignal (42, I1), insbesondere ein Biaspotenzial (42), zum Aufladen der kapazitiven Elemente (36–39) des CMFB-Schaltkreises (30) erzeugt.
Differenzverstärkerschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass das erste Potenzial (52) über einen Spannungsteiler (53), der zwischen den Ausgängen (26, 27) der Ausgangsstufe (11) angeordnet ist, abgreifbar ist.
Differenzverstärkerschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass in der ersten Regelschleife (60) ein schnelles verstärkendes Element (57), insbesondere ein MOSFET (57), angeordnet ist, das über das erste Regelsignal (35) ansteuerbar ist und das abhängig vom ersten Regelsignal (35) ein Steuersignal (I1) zur Ansteuerung der Last (15, 16) der Eingangsstufe (10) und damit zum Einstellen einer Gleichtaktspannung des Differenzverstärkers (2) erzeugt.
Differenzverstärkerschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass in der ersten Regelschleife (60) zumindest ein erster Stromspiegel (58, 15, 16) angeordnet ist, über den das erste Regelsignal (35) zum Einstellen eines Gleichtaktpotenzials in die Eingangsstufe (10) einkoppelbar ist, wobei die Last (15, 16) der Eingangsstufe (10) Bestandteil des ersten Stromspiegels (58, 15, 16) ist.
Differenzverstärkerschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass in der zweiten Regelschleife (61) zumindest ein zweiter Stromspiegel (48, 55) angeordnet ist, über den das zweite Regelsignal (42) dem CMFB-Schaltkreis (30) zuführbar ist, wobei eine zweite Transistordiode (48) des zweiten Stromspiegels (48, 55) als Last des zusätzlichen Regelverstärkers (40, 43) ausgebildet ist.
Differenzverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass eine Transistordiode (58) des ersten Stromspiegels (58, 15, 16) und/oder eine Transistordiode (48) des zweiten Stromspiegels (48, 55) als I/U-Wandler ausgebildet sind.
Differenzverstärkerschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Common-Mode Potenzial (54, VCM) so ausgelegt ist, dass es dem Ausgangs-Common-Mode-Pegel ((VDD + VSS)/2) entspricht.
Differenzverstärkerschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Differenzverstärker (2) eine geradzahlige Anzahl an Verstärkerstufen (10, 11), insbesondere genau zwei Verstärkerstufen (10, 11), aufweist.
Differenzverstärkerschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest ein Ausgang (17, 18) der Eingangsstufe (10) mit zumindest einem Steuereingang einer nachgeschalteten Stufe (11), insbesondere der Ausgangsstufe (11), verbunden ist.
Differenzverstärkerschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Transistoren des Differenzverstärkers (2) und/oder die Transistoren des zusätzlichen Regelverstärkers (40, 43) als MOS-Transistoren ausgebildet sind.