DE10295690T5

DE10295690T5 - Wirbel-Durchflussmesser

Info

Publication number: DE10295690T5
Application number: DE10295690T
Authority: DE
Inventors: David W. Clarke; Tarek Ghaoud
Original assignee: Invensys Systems Inc
Current assignee: Schneider Electric Systems USA Inc
Priority date: 2001-01-16
Filing date: 2002-01-11
Publication date: 2004-04-29
Anticipated expiration: 2022-01-12
Also published as: DE10295690B4; US20020129661A1; US6993445B2; JP2004521331A; WO2002057722A1

Abstract

Prozessvariablen-Messwertgeber, der folgendes aufweist:
einen ersten Phasenregelkreis mit einer ersten Bandbreite, der ein erstes Ausgangssignal erzeugt und der zum Verriegeln auf eine Frequenz eines Eingangssignals betreibbar ist;
einen zweiten Phasenregelkreis mit einer zweiten Bandbreite, die schmaler als die erste Bandbreite ist, der ein zweites Ausgangssignal erzeugt und der zum Verriegeln auf die Frequenz des Eingangssignals mit einer größeren Genauigkeit und einer größeren Immunität gegenüber einem Rauschen als der erste Phasenregelkreis betreibbar ist; und
einen Schalter, der zum Schalten eines Ausgangssignals des Prozessvariablen-Messwertgebers zwischen dem ersten Ausgangssignal und dem zweiten Ausgangssignal betreibbar ist.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Diese Erfindung betrifft allgemein digitale und analoge Durchflussmesser.
HINTERGRUND
Durchflussmesser liefern Information über Materialien, die durch eine Leitung transferiert bzw. übertragen werden. Beispielsweise kann ein Durchflussmesser eine direkte Anzeige der Geschwindigkeit und des Volumens des Materials liefern, das durch die Leitung transferiert wird. Massendurchflussmesser messen die Maße des Materials und Dichtedurchflussmesser messen die Dichte des Materials.
Ein Typ eines Durchflussmessers ist ein Wirbelablösungs-Messgerät oder ein Wirbel-Durchflussmesser. Wirbel-Durchflussmesser arbeiten unter Verwendung von Techniken, die auf einem Wirbelablösungsphänomen basieren, das als der Karman-Effekt bekannt ist. Beim Wirbel-Durchflussmesser ist ein stumpfer Körper in der Leitung (z.B. einem Rohr) im Pfad des Materials angeordnet, das durch die Leitung läuft. Der stumpfe Körper löst Karman-Wirbel in seinem Nachlauf ab bzw. aus. Diese Wirbel verursachen schwankende Druckvariationen, die dann verstärkt und verarbeitet werden. Die Frequenz der Karman-Wirbel ist direkt proportional zu der Durchflussrate des Materials, wie es die Druckvariationen sind, die während einer Erzeugung starker Wirbel auftreten.
Zum Erzeugen einer Durchflussmessung bestimmt der Durchflussmesser zuerst die Wirbelablösungsfrequenz ω_v in rad/sek. Der Durchflussmesser wandelt auch das Lesen in einen Durchfluss f in Einheiten von 1/sek um, und zwar durch eine Verwendung von f = K_mω_v, wobei K_m der geeignete Messfaktor ist. Dieser Messfaktor K_m (oder K-Faktor) bezieht sich auf die Frequenz von erzeugten Wirbeln zur Durchflussrate.
Herkömmliche Wirbel-Durchflussmesser können die Wirbelablösungsfrequenz nach unten bis zu einer Schwelle einer niedrigen Durchflussrate eines Materials genau messen, das durch die Leitung läuft. Unterhalb dieser Schwelle wird eine Genauigkeit einer herkömmlichen Messung unzuverlässig. Dies resultiert primär daraus, dass die Amplitude des Wirbelablösungsdrucks bei niedrigen Durchflussraten viel kleiner ist, so dass das Signal aufgrund harmonischer Komponenten, die durch Druckpulsierungen von beispielsweise den Flügelradschaufeln der Pumpe(n) verursacht werden, viel rauschbehafteter ist. Daher führen die erniedrige Amplitude des Wirbelablösungsdrucks und die erhöhte Auswirkung eines Rauschens auf das Messsystem bei niedrigen Durchflussraten zu größeren Unsicherheiten bei der Durchflussratenmessung und/oder zu langsameren Bestimmungen einer Durchflussrate.
ZUSAMMENFASSUNG
Es sind Techniken zum Verbessern der Genauigkeit einer Durchflussratenmessung über einen größeren Bereich von Durchflussraten zur Verfügung gestellt. Insbesondere erlauben die Techniken, dass Durchflussmesser niedrige Durchflussraten sowie mittlere und hohe Durchflussraten mit größerer Genauigkeit und Geschwindigkeit messen.
Bei einer Implementierung enthält ein Prozessvariablen-Messwertgeber einen Wirbel-Durchflussmesser, der mehrere Phasenregelkreise (PLL) verwendet. Insbesondere kann der Durchflussmesser einen ersten PLL enthalten, der eine erste Bandbreite hat, die ein erstes Ausgangssignal erzeugt, und einen zweiten PLL, der eine zweite Bandbreite hat, die schmaler als die erste Bandbreite des ersten PLL ist. Der erste und der zweite PLL sind betreibbar, um auf eine Frequenz eines Eingangssignals zu regeln und jeweils ein erstes und ein zweites Ausgangssignal zu erzeugen. Der zweite PLL ist betreibbar, um auf die Frequenz des Eingangssignals mit größerer Genauigkeit und größerer Immunität gegenüber einem Rauschen als der erste PLL zu regeln.
Implementierungen können eines oder mehrere der folgenden Merkmale enthalten. Beispielsweise kann der Prozessvariablen-Messwertgeber einen Schalter enthalten, der betreibbar ist, um ein Ausgangssignal des Prozessvariablen-Messwertgebers zwischen dem ersten Ausgangssignal und dem zweiten Ausgangssignal umzuschalten. Der zweite PLL kann ein Verriegelungsindikatorsignal erzeugen, wenn der zweite PLL auf die Frequenz des Eingangssignals geregelt ist, und der Schalter kann zwischen dem ersten Ausgangssignal und dem zweiten Ausgangssignal basierend auf einem Status des Verriegelungsindikatorsignals umschalten.
Einer oder beide der PLL können einen phasenempfindlichen Detektor enthalten, der betreibbar ist, um das Eingangssignal zu empfangen und um ein Detektor-Ausgangssigal zu erzeugen, ein Schleifenfilter, das betreibbar ist, um das Detektor-Ausgangssignal zu empfangen und um ein gefiltertes Signal zu erzeugen, und einen spannungsgesteuerten Oszillator, der betreibbar ist, um das gefilterte Signal zu empfangen und ein Oszillatorsignal zu erzeugen. Der phasenempfindliche Detektor kann weiterhin betreibbar sein, um das Oszillatorsignal als Rückkoppelsignal des PLL zu empfangen. Es sollte beachtet werden, dass der Schalter und der phasenempfindliche Detektor, das Schleifenfilter und der spannungsgesteuerte Oszillator von wenigstens einem von dem ersten und dem zweiten PLL in einem Software-Prozess implementiert werden können. Ebenso können der Schalter und der phasenempfindliche Detektor, das Schleifenfilter sowie der spannungsgesteuerte Oszillator von wenigstens einem von dem ersten und dem zweiten PLL bei dem Software-Prozess auf einem einzigen Digitalsignalprozessor-Chip implementiert sein.
Der phasenempfindliche Detektor kann oder phasenempfindliche Detektoren können jeweils einen Hilbert-Transformator enthalten. Darüber hinaus kann das Eingangssignal mit einer bekannten Frequenz überlagert werden, bevor das Eingangssignal den Hilbert-Transformator erreicht.
Der Prozessvariablen-Messwertgeber kann weiterhin einen Amplitudendetektor enthalten, der betreibbar ist, um eine Amplitude des Eingangssignals zu erfassen und um ein niedriges Durchflusssignal zu erzeugen, wenn die Amplitude des Eingangssignals unter einem anwendergesteuerten Wert ist. Zusätzlich kann der Prozessvariablen-Messwertgeber ein Vorfilter enthalten, das betreibbar ist, um das Eingangssignal vor einer Verarbeitung durch wenigstens einen von dem ersten PLL und dem zweiten PLL zu filtern. Basierend auf einem Status des niedrigen Durchflusssignals vom Amplitudendetektor kann eine feste Mittenfrequenz von beispielsweise dem zweiten PLL zwischen dem ersten Ausgangssignal und 2πf_ph umschaltbar sein, wobei f_ph eine hohe Grenzfrequenz des Vorfilters ist. Das Vorfilter kann zwischen einem EIN-Zustand und einem AUS-Zustand umschaltbar sein.
Der Prozessvariablen-Messwertgeber kann ein selbst gültig machendes Modul enthalten, das betreibbar ist, um gültig gemachte Unsicherheitsparameter einschließlich eines Messwerts und eines Unsicherheitswerts in Bezug auf die Qualität des Messwerts zu erzeugen. Die gültig gemachten Unsicherheitsparameter, die durch das selbst gültig machende Modul erzeugt sind, können eine Messstatusvariable enthalten. Das selbst gültig machende Modul kann in einem Softwareprozess implementiert sein.
Bei einer weiteren Implementierung kann ein Durchflussmesser für starke Wirbel einen Durchflusssensor enthalten, der betreibbar ist, um Druckvariationen aufgrund einer Wirbelablösung eines Fluids in einem Durchgang zu erfassen und um die Druckvariationen in ein Durchflusssensorsignal in der Form eines elektrischen Signals mit sinusförmigen Charakteristiken umzuwandeln. Diese besondere Implementierung kann auch einen Signalprozessor enthalten, der betreibbar ist, um das Durchflusssensorsignal zu empfangen und um ein Ausgangssignal entsprechend den Druckvariationen aufgrund einer Wirbelablösung des Fluids im Durchgang zu erzeugen. Der Signalprozessor kann PLLs mit voneinander unterschiedlichen Charakteristiken enthalten und betreibbar sein, um das Durchflusssensorsignal zu empfangen, um auf das Durchflusssensorsignal zu verriegeln bzw. zu regeln und um PLL-Ausgangssignale zu erzeugen, die das Durchflusssensorsignal anzeigen. Der Signalprozessor kann auch einen Schalter zum Umschalten des durch den Signalprozessor erzeugten Ausgangssignals aus den PLL-Ausgangssignalen enthalten. Als Beispiel kann der Signalprozessor durch einen Softwareprozess in einem Digitalsignalprozessor-Chip implementiert sein.
Einer der PLLs (ein "erster" PLL) kann betreibbar sein, um auf das Durchflusssensorsignal schneller als irgendein anderer PLL zu verriegeln bzw. zu regeln, und ein anderer der PLLs (ein "zweiter" PLL) kann betreibbar sein, um auf das Durchflusssensorsignal mit größerer Genauigkeit und größerer Immunität gegenüber einem Rauschen als der erste PLL zu verriegeln. Der Schalter kann betreibbar sein, um das durch den Signalprozessor erzeugte Ausgangssignal des ersten PLL zu einem Ausgangssignal des zweiten PLL umzuschalten, wenn der zweite PLL auf das Durchflusssensorsignal verriegelt. Wenn es so implementiert ist, wird der erste PLL schnell eine Verriegelung erreichen und eine gewisse Stabilität während eines Startens bzw. Hochfahrens und großer Übergänge sicherstellen, wohingegen der genauere zweite PLL eine höhere Genauigkeit und ein besseres Nachfolgen des Wirbelsignals sicherstellen wird (und somit eine bessere Auswertung der Durchflussrate des Materials durch den Durchgang).
Der Wirbel-Durchflussmesser kann auch einen Amplitudendetektor enthalten, der betreibbar ist, um eine Amplitude des Durchflussmessers zu erfassen, und um ein niedriges Durchflusssignal zu erzeugen, wenn die Amplitude des Durchflusssensorsignals unter einem anwendergesteuerten Wert ist. Zusätzlich kann ein Filter enthalten sein, um das Durchflusssensorsignal vor einer Verarbeitung durch den zweiten (langsameren, jedoch genaueren) PLL zu filtern. Dieses Filter kann zwischen einem EIN-Zustand und einem AUS-Zustand umschaltbar sein und wird basierend auf dem niedrigen Durchflusssignal vom Amplitudendetektor zum EIN-Zustand geschaltet.
Ein besonderes Verfahren zum Bestimmen einer Durchflussrate, die durch einen Wirbel-Durchflussmesser erfasst wird, kann ein Eingeben eines Eingangssignals mit sinusförmigen Charakteristiken zu einem Signalprozessor enthalten. Der Signalprozessor kann einen ersten PLL mit einer ersten Bandbreite und einen zweiten PLL mit einer zweiten Bandbreite, die schmaler als die erste Bandbreite ist, enthalten. Das Verfahren kann ein Regeln auf die Frequenz des Eingangssignals unter Verwendung des ersten PLL enthalten, der ein schnelles Schleifenfilter hat, das eine große natürliche Frequenz hat, um zu ermöglichen, dass der erste PLL schnell auf die Frequenz des Eingangssignals regelt bzw. verriegelt. Als nächstes kann das Verfahren ein genaues Regeln auf die Frequenz des Eingangssignals unter Verwendung des zweiten PLL enthalten, der ein langsames Schleifenfilter mit einer kleinen natürlichen Frequenz hat, um zu ermöglichen, dass der zweite PLL genauer und mit einer größeren Immunität gegenüber einem Rauschen als der erste PLL auf die Frequenz des Eingangssignals regelt bzw. verriegelt. Ein Verriegelungsindikatorsignal kann erzeugt werden, wenn der zweite PLL auf die Frequenz des Eingangssignals verriegelt ist.
Basierend auf dem Verriegelungsindikatorsignal kann eine Ausgabe des Signalprozessors von zwischen einem durch den ersten PLL erzeugten Ausgangssignal und einem durch den zweiten PLL erzeugten Ausgangssignal umgeschaltet werden. Ein Umschalten der Ausgabe des Signalprozessors enthält ein Umschalten der Ausgabe des Signalprozessors vom Ausgangssignal des ersten PLL zum Ausgangssignal des zweiten PLL, wenn das Verriegelungsindikatorsignal anzeigt, dass der zweite PLL auf die Frequenz des Eingangssignals verriegelt ist. Zusätzlich kann die Ausgabe des Signalprozessors vom Ausgangssignal des zweiten PLL zum Ausgangssignal des ersten PLL umgeschaltet werden, wenn das Verriegelungsindikatorsignal anzeigt, dass der zweite PLL außerhalb einer Verriegelung mit der Frequenz des Eingangssignals ist.
Das Ausgangssignal des ersten PLL kann zum zweiten PLL als Anfangszustandsfrequenz des zweiten PLL geliefert werden, um eine Verriegelung durch den zweiten PLL zu unterstützen.
Eine Implementierung einer Signalverarbeitungsvorrichtung zum Erlangen einer Frequenz eines Eingangssignals kann einen ersten PLL enthalten, der eine erste Bandbreite hat und betreibbar ist, um auf die Frequenz des Eingangssignals zu verriegeln. Die Signalverarbeitungsvorrichtung kann auch einen zweiten PLL enthalten, der eine zweite Bandbreite hat, die schmaler als die erste Bandbreite ist, und betreibbar ist, um auf die Frequenz des Eingangssignals mit einer größeren Genauigkeit und einer größeren Immunität gegenüber einem Rauschen als der erste PLL zu verriegeln. Ein Schalter kann vorgesehen sein, um Signale vom ersten PLL und vom zweiten PLL zu empfangen und um zwischen ihnen umzuschalten, um ein Ausgangssignal zu erzeugen.
Zusätzlich kann die Signalverarbeitungsvorrichtung ein selbst gültig machendes Modul enthalten, das betreibbar ist, um gültig gemachte Unsicherheitsparameter einschließlich eines Messwerts entsprechend dem Ausgangssignal und eines Unsicherheitswerts in Bezug auf die Qualität des Messwerts zu erzeugen. Die gültig gemachten Unsicherheitsparameter, die durch das selbst gültig machende Modul erzeugt sind, können eine Messstatusvariable enthalten.
Die mehreren PLLs können derart interpretiert werden, dass sie ein schmales Bandpassfilter um die Wirbelablösungsfrequenz zur Verfügung stellen. Die Rauschunterdrückungsleistung der mehreren PLLs ist derart entworfen, dass sie dieselbe oder einen bessere Rauschunterdrückungsleistung als herkömmliche Wirbelsignalprozessoren bei der minimalen Durchflussrate des Wirbel-Durchflussmessers ergibt. Die Bandbreite von herkömmlichen Wirbelsignalprozessoren variiert mit der Durchflussrate, was eine beste Rauschunterdrückungsleistung bei einer minimalen Durchflussrate ergibt. Wenn die Durchflussrate jedoch größer wird, wird die Bandbreite herkömmlicher Wirbelsignalprozessoren größer und wird die Rauschunterdrückungsleistung verschlechtert. Es ist zu beachten, dass das Wirbelsignal ein hohes SNR bei hohen Durchflussraten hat, so dass ein Haben eines Bandpassfilters mit schmaler Bandbreite bei hohen Flussraten nicht so wichtig wie bei niedrigen Durchflussraten ist, wo das SNR bzw.
Signal-zu-Rausch-Verhältnis niedrig ist. Der Ansatz mit mehreren (z.B. dualen) PLL liefert jedoch dieselbe Rauschunterdrückungsleistung von herkömmlichen Wirbelsignalprozessoren bei der minimalen Durchflussrate (oder sogar eine bessere) über dem gesamten Betriebsbereich des Durchflussmessers (d.h. die Bandbreite der Dual-PLL-Filterung ist unabhängig von der Durchflussrate). Daher enthalten einige der Vorteile eines Verwendens von dualen PLLs anstelle der herkömmlichen Wirbelsignalprozessoren folgendes: eine bessere Genauigkeit bei hohen und niedrigen Durchflussraten, eine signifikante Verbesserung bei der Nachfolgeleistung und ein Ausdehnen des Umlageverhältnisses bzw. Umbiegeverhältnisses des Wirbel-Durchflussmessers.
Die Details von einer oder mehreren Implementierungen sind in den beigefügten Zeichnungen und der nachfolgenden Beschreibung aufgezeigt. Andere Merkmale und Vorteile werden aus der Beschreibung und den Zeichnungen und aus den Ansprüchen offensichtlich werden.
BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Diagramm, das eine beispielhafte Struktur eines Prozesssteuersystems mit einem Wirbel-Durchflussmesser darstellt.
2 ist ein Diagramm, das eine Grundstruktur des Wirbel-Durchflussmessers der 1 darstellt.
3A-3C sind Kurven, die typische Wirbelfrequenz-Datensignale darstellen.
4 ist ein Diagramm, das eine Grundstruktur eines Phasenregelkreises (PLL) darstellt.
5A und 5B sind eine Gruppe von Kurven, die eine zeitserielle und leistungsspektrale Abschätzung eines Wirbelsignals bei einer Durchflussrate von 0,1 l/s darstellen.
6 ist ein Diagramm, das eine Grundstruktur eines Hilbert-Transformators darstellt.
7 ist ein Diagramm, das eine Implementierung eines phasenempfindlichen Detektors eines Hilbert-Transformators darstellt.
8 ist eine Kurve, die eine spektrale Dichte eines Signals nach einer Überlagerung darstellt.
9 ist ein Diagramm, das eine vereinfachte Implementierung eines Heterodyn-Moduls bzw. Überlagerungsmoduls darstellt.
10 ist eine Kurve, die Entwurfskriterien für einen Hilbert-Transformator darstellt, der ein überlagertes Eingangssignal empfängt.
11 ist eine Kurve, die eine Hochpassfilterung einer Hochfrequenzkomponente eines überlagerten Wirbelsignals entsprechend einer niedrigen Durchflussrate darstellt.
12 ist ein Diagramm, das eine Implementierung eines Wirbelsignalprozessors unter Verwendung von zwei PLL-Modulen darstellt.
13 ist eine Kurve, die ein Startkriterium des Wirbel-Durchflussmesseraufbaus der 12 darstellt.
14 ist eine Kurve, die eine Startzeit über einer natürlichen Frequenz ω_n1 eines PLL1 des Wirbelsignalprozessors der 12 darstellt.
15 ist ein Diagramm, das eine Implementierung eines Wirbelsignalprozessors unter Verwendung von zwei PLL-Modulen zusammen mit einem Vorfilter darstellt.
16 ist ein Diagramm, das ein System zum Durchführen einer Mittenfrequenzanalyse darstellt.
17 ist ein Diagramm, das eine Implementierung des Schaltmechanismus darstellt, der dem Wirbelsignalprozessor der 12 und 15 zugeordnet ist.
18 ist ein Diagramm einer Implementierung der Verriegelungsindikatoren LI1 und LI2 der 12.
19A und 19B sind Kurven, die die Ausgabe des Verriegelungsindikators eines PLL darstellen.
20 ist ein Blockdiagramm, das eine Implementierung eines Verriegelungsindikators basierend auf internen Signalen eines phasenempfindlichen Detektors eines Hilbert-Transformators darstellt.
21A und 21B sind Kurven, die die Ausgabe des Verriegelungsindikators der 20 darstellen.
22A und 22B sind Kurven, die das Übergangsverhalten des Verriegelungsindikators LI2 des in 15 gezeigten dualen PLL darstellen.
23 ist ein Blockdiagramm, das eine weitere Implementierung eines Verriegelungsindikators LI2 darstellt.
24A und 24B sind Kurven, die das Übergangsverhalten des in 23 gezeigten Verriegelungsindikators LI2 darstellen.
25 ist ein Blockdiagramm zum Vergleichen eines einzelnen PLL, dem ein Glättungsfilter folgt, und einer Struktur mit dualen PLL.
26 ist eine Kurve, die die Leistung des einzelnen PLL, dem ein Glättungsfilter folgt, und einer in 25 gezeigten Struktur mit dualen PLL vergleicht.
27 ist ein Ablaufdiagramm, das einen Prozess zum Implementieren des in 15 gezeigten dualen PLL darstellt.
28A und 28B sind Kurven, die Ausgaben von dem in 15 gezeigten Dual-PLL-Prozessor darstellen.
29 ist ein Ablaufdiagramm, das einen Prozess zum Messen eines Flusses von einem Material mit einem Wirbel-Durchflussmesser mit der in 15 gezeigten Struktur mit dualen PLL darstellt.
30 ist ein Diagramm, das Merkmale einer Implementierung eines selbst gültig machenden Durchflussmessers darstellt.
Gleiche Bezugszeichen in den verschiedenen Zeichnungen zeigen gleiche Elemente an.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Verbesserungen bezüglich einer Wirbel-Durchflussmesser-Signalverarbeitung bei sowohl einer digitalen als auch einer analogen Implementierung werden zur Verfügung gestellt.
1 stellt ein vereinfachtes Prozesssteuersystem 110 dar, oder eine (Durch-)Flussvorrichtung, das bzw. die eine Implementierung ist, bei welcher der Wirbel-Durchflussmesser verwendet werden kann. Die Flussvorrichtung 110 kann einen Behälter 112, eine Pumpe (z.B. eine Zentrifugal-Pumpe) 114, Leitungsteile 116 (z.B. Rohre mit einem Durchmesser von 2 Inches), ein Ventil 118 zum Steuern der Flussrate und einen Wirbel-Durchflussmesser 120 enthalten. Verschiedene andere Prozesssteuervorrichtungen oder Feldvorrichtungen können im Prozesssteuersystem 110 enthalten sein, und zwar in Abhängigkeit von der spezifischen Prozesssteueranwendung. Weiterhin kann das Prozesssteuersystem 110 ein Kommunikationsnetzwerk 122 zum Überwachen und Steuern der verschiedenen Vorrichtungen des Prozesssteuersystems 110 enthalten.
Das Kommunikationsnetzwerk 122 kann unter Verwendung einer typischen zweidrahtigen Kommunikationskonfiguration implementiert sein. Das Kommunikationsnetzwerk 122 kann analoge (z.B. Signale mit 4–20 mA), digitale und/oder Impuls-Ausgabekommunikationen zur Verfügung stellen. Eine zentrale Steuerung 124 kann für eine Fernüberwachung und -Steuerung der Vorrichtungen vorgesehen sein, die an das Prozesssteuersystem 110 angeschlossen sind. Die zentrale Steuerung 124 kann eine Computer-Workstation mit einer grafischen Anwenderschnittstelle zum Ermöglichen einer Interaktion zwischen Menschen und dem Prozesssteuersystem 110 enthalten.
Bei der in 1 gezeigten vereinfachten Implementierung kann das Steuersystem 110 eine typische Rückkopplung eines Prozesses zur Verfügung stellen. Beispielsweise kann die Pumpe 114 derart gesteuert werden (z.B. von einem Signal, das bei der zentralen Steuerung 124 erzeugt wird), dass sie das Material durch die Leitungsteile 116 mit einer Rate pumpt, die von der gemessenen (Durch-)Flussrate abhängt, die durch den Wirbel-Durchflussmesser 120 erfasst wird. Der Wirbel-Durchflussmesser 120 kann ein Signal, das die Flussrate des Materials durch die Leitungsteile 116 darstellt, zu der zentralen Steuerung 124 ausgeben. Demgemäß kann die zentrale Steuerung 124 die Pumpe 114 basierend auf den programmierten Parametern zum Steuern und Überwachen des spezifischen Prozesssteuersystems 110 steuern.
Wendet man sich nun der 2 zu, kann eine Implementierung des Wirbel-Durchflussmessers 120 einen Sensorteil 210 und ein elektronisches Prozessor/Messwertgeber-Modul 212 enthalten. Der Sensorteil 210 kann ein Flussrohr bzw. Durchflussrohr (z.B. einen leitungsartigen Körper) 214 zum Einbau in einer koaxialen Ausrichtung mit den Leitungsteilen 116 enthalten. Der Sensorteil 210 kann weiterhin einen stumpfen Körper 216 enthalten, der positioniert ist, um mit dem Material zu interagieren, das durch die Leitungsteile 116 fließt. Zusätzlich kann der Sensorteil 210 einen Wirbel-Drucksensor 218 zum Erfassen des schwankenden Drucks der Wirbel, die durch den stumpfen Körper 216 abgelöst sind, wenn das Material hinter dem stumpfen Körper in den Leitungsteilen 116 fließt, enthalten. Der Wirbel-Drucksensor 218 kann unter Verwendung eines piezoelektrischen Sensorelements oder irgendeines anderen druckempfindlichen Elements implementiert sein.
Das elektronische Prozessor/Messwertgeber-Modul 212 kann eine Elektronik zum Filtern und Verarbeiten des vom Sensorteil 210 empfangenen Signals enthalten. Das elektronische Prozessor/Messwertgeber-Modul 212 kann unter Verwendung von einem oder mehreren von beispielsweise einem Digitalsignalprozessor (DSP), einem feldprogrammierbaren Gatearray, einer ASIC, einer anderen programmierbaren Logik oder Gatearrays oder einer programmierbaren Logik mit einem Prozessorkern implementiert sein. Das elektronische Prozessor/Messwertgeber-Modul 212 erzeugt eine Messung einer Flussrate durch die Leitungsteile 16 basierend wenigstens auf vom Wirbel-Drucksensor 218 empfangenen Signalen. Das elektronische Prozessor/Messwertgeber-Modul 212 kann auch Elektronik zum Übertragen eines Datensignals, das unter anderem die Flussrate des Materials, das durch die Leitungsteile 116 fließt, darstellt, durch das Kommunikationsnetzwerk 122 enthalten. Das elektronische Prozessor/Messwertgeber-Modul 212 kann Elektronik enthalten, die digitale und/oder analoge Signale filtern, verarbeiten und übertragen kann. Gleichermaßen kann die zentrale Steuerung 124 digitale und/oder analoge Signale empfangen und verarbeiten, die von den verschiedenen Prozesssteuervorrichtungen (z.B. vom Wirbel-Durchflussmesser 120) gesendet sind.
Bei einer Implementierung kann das Signal vom Wirbel-Drucksensor 218 durch einen Analog/Digital-Wandler (ADC) in ein digitales Signal umgewandelt werden. Das digitale Signal kann dann zu einem DSP geliefert werden, der das elektronische Prozessor/Messwertgeber-Modul implementiert. Demgemäß kann die Gesamtheit der Verarbeitung und der Übertragung des Wirbel-Durchflussmessers digital erreicht werden. Natürlich kann der Wirbel-Durchflussmesser auch in einem insgesamt analogen oder gemischten analogen und digitalen Aufbau implementiert sein.
Es sollte erkannt werden, dass das oben beschriebene Steuersystem 110 beispielsweise zusätzliche Sensoren, Messwertgeber, Leistungsversorgungen und zentrale Steuerungen enthalten kann. Darüber hinaus kann das Kommunikationsnetzwerk 122 digitale, analoge und Impuls-Kommunikationen unter den verschiedenen Vorrichtungen durchführen, die an dieses angeschlossen sind, und kann eine Leistung zu den verschiedenen angeschlossenen Vorrichtungen (z.B. zum Wirbel-Durchflussmesser) zu führen.
Für ein typisches Wirbelsensorsignal, das vom Sensorteil 210 gesendet wird, werden die Wirbelablösungsdaten y(t) als eine Sinuswelle mit einer Amplitude A₀, einer Kreisfrequenz ω_i und mit einem additiven bandbegrenzten Rauschen n(t) modelliert: y(t) = A0sinωi + n(t),wobei ω_i die zu bestimmende Frequenz ist. Bei diesem Modell ist angenommen, dass ω_i ∝ f, die Flussrate (obwohl bei niedrigen Flussraten die gewöhnlichen fluidmechanischen Korrekturen durchgeführt werden müssen); A₀ ∝ f², – ein wohlbekanntes fluidmechanisches Ergebnis – obwohl eine Sättigung der Elektronik, welche das elektrische Signal entsprechend den Druckschwankungen wandelt und verstärkt, dieses bei hohen Flussraten beeinflussen könnte; und n(t) statistisch konsistent für eine gegebene Durchflussvorherrschaft ist, obwohl es wahrscheinlich von niedrigen zu hohen Flussraten signifikant größer würde, und es wird erwartet, dass das Signal/Rausch-Verhältnis (SNR) sich verbessert, wenn sich ein Durchfluss erhöht. Die erste Annahme ist allen Wirbel-Durchflussmessern gemeinsam, die zweite wird hauptsächlich für niedrige Flussraten aufgerufen und die dritte wird benötigt, um die resultierende Genauigkeit des Verfahrens zu bestimmen, beeinflusst aber sonst den Grundentwurf nicht.
Die 3A–3C stellen einige der Schwierigkeiten beim Messen der Wirbelfrequenz dar. Insbesondere zeigen die 3A–3C Wirbelablösungs-(Druck-)Daten, die von einer typischen Flussvorrichtung mit einem Rohr von einem Durchmesser von nominal 2 Inches aufgezeichnet sind, und wobei der Durchfluss durch Flügelradpumpen getrieben wird.
Die 3A zeigt 0,5 Sekunden von Daten entsprechend einer (mittleren) Flussrate von 2,5 1/sek, welche mit einer Abtastrate von 1 kHz erlangt ist. Von einigen herkömmlichen Wirbel-Durchflussmessern ist bekannt gewesen, dass sie Spitzen- oder Nulldurchgangs-Zählverfahren zum Berechnen der Wirbelablösungsfrequenz verwenden. In 3A ist die Wirbelfrequenz etwa 24 Hz, was durch Zählen von Spitzen oder Nulldurchgängen bestimmt werden kann. Das in 3A gezeigte Signal kann als eine Sinuswelle mit variierender Amplitude und Frequenz charakterisiert werden (beispielsweise sind die Variationen bezüglich der Zeit zwischen Spitzen- und Nulldurchgängen zu beachten).
Die Frequenzabschätzungen aus Nulldurchgangsverfahren haben ein entsprechendes Ausmaß an "Jitter", das in Unsicherheiten bezüglich der Durchflussmessung resultiert. Jedoch kann eine Durchschnittsbildung der Frequenzabschätzungen über eine Anzahl von Perioden dieses Jitter bzw. diese Störung bzw. dieses Zittern auf ein akzeptierbares Maß reduzieren. Beispielsweise dann, wenn die Wirbelfrequenz etwa 24 Hz ist und Durchflussdaten alle zwei Sekunden zu liefern sind, wird dies eine Durchschnittsbildung über 48 Perioden der Wellenform enthalten, was eine Reduzierung bezüglich der Varianz von 48 und bezüglich einer Standardabweichung von etwa 7 ergibt. Allgemein bedeutet dies, dass herkömmliche Wirbel-Durchflussmesser, die einfache Nulldurchgangstechniken verwenden, akzeptierbare Durchflussdaten nur bei hohen (Durch-)Flussraten ergeben werden.
Die 3B stellt ein grobes Signal einer kleineren Flussrate von nur 0,25 l/s dar, was unter der Grenz-Flussrate für die meisten der standardmäßigen Wirbel-Durchflussmesser ist, wobei ein standardmäßiger Wirbel-Durchflussmesser unfähig dazu ist, eine Flussrate unterhalb der Grenzstelle eines standardmäßigen Wirbel-Durchflussmessers genau zu messen. Es sollte beachtet werden, dass die Amplitude der Wirbelablösung viel kleiner (um einen Faktor von 100) als das in 3A gezeigte Signal ist, und dass das Signal viel rauschbehafteter (z.B. von harmonischen Komponenten, die durch Druckpulsierungen von den Flügelradschaufeln der Pumpe verursacht werden) ist. Ein Nulldurchgangsverfahren würde fehlerhafte Ergebnisse aufgrund von falschen Durchgängen erzeugen, die durch das Rauschen verursacht werden. Ein Nulldurchgangsverfahren mit Hysterese (wie beispielsweise bei einem Schmitt-Trigger) würde die Fehler entfernen, obwohl eine große Sorgfalt bei dem Entwurf der Hysteresebandbreite nötig werden würde, und zwar aufgrund der langsamen Variationen bezüglich des mittleren Pegels, welche veranlassen können, dass das Signal sich insgesamt unterhalb oder oberhalb von Null bewegt (beachte die Daten um 9,5 sek in 3B).
Ein Ansatz besteht im Verwenden eines Tiefpass-(oder Bandpass-)Filters, welcher zu den Daten in der Kurve der 3C führen kann. Das Bandpassfilter kann ein adaptives Filter unter Verwendung der gemessenen Wirbelablösungsfrequenz sein, um die Filterfrequenzeinstellungen zu bilden. Die Grundabsicht des adaptiven Filters besteht im Bilden und Beibehalten eines Bandpasses, dessen untere Grenzfrequenz die Hälfte der Wirbelablösungsfrequenz ist und dessen hohe Grenzfrequenz das Zweifache der Wirbelablösungsfrequenz ist. Jedoch veranlasst ein Fehler des Nulldurchgangsprozesses, die Frequenz richtig zu messen, dass das Bandpassfilter mit einer unrichtigen Mittenfrequenz präsentiert wird. Dies induziert weitere Fehler bezüglich einer Frequenzabschätzung und eine Verriegelung bzw. Regelung wird verloren. Somit haben Nulldurchgangsprozesse eine Schwierigkeit, eine Messung bei niedrigen Flussraten zu erlangen und zu halten. Daher haben Messgeräte unter Verwendung von Nulldurchgangsverfahren eine minimale garantierte Flussrate.
Ungeachtet dessen, dass die Daten in 3C "sauber" ausschauen, können die langzeitigen Variationen noch Probleme bei einem Nulldurchgangsverfahren verursachen. Darüber hinaus wird, wenn die Frequenz nun nur 2,4 Hz ist (und zwar aufgrund der niedrigeren Flussrate), das Verfahren zum Bilden eines Durchschnitts von Daten zum Ergeben von genauen Abschätzungen 10 mal länger dauern (z.B. 20 Sekunden für denselben Durchschnittsbildungseffekt, der oben unter Bezugnahme auf die Daten in 3a diskutiert ist). Das grundsätzliche Problem bei einem Nulldurchgangsverfahren besteht darin, dass es Information bei nur 2 (oder 3) Punkten pro Periode verwendet, wohingegen eine Untersuchung der 3C zeigt, dass Daten über der gesamten Periode verfügbar sind.
PHASENREGELKREISE
Ein weiteres Verfahren zum Verfolgen von Sinuswellen in einem Rauschen verwendet einen Phasenregelkreis (PLL). Die Aufgabe eines PLL besteht im Synchronisieren der Frequenz eines lokal erzeugten Signals mit derjenigen eines ankommenden Signals. Auf Daten, die durch das ankommende Signal entweder in Bezug auf Frequenz- oder Amplitudenvariationen getragen werden, kann dann selbst dann zugegriffen werden, wenn es ein signifikantes Rauschen gibt. Die Verwendung eines PLL kann als Schmalbandfilterung um die Verriegelungsfrequenz bzw. Regelfrequenz interpretiert werden. Ein Verriegeln auf die Frequenz wird durch Verwenden einer Rückkopplungsschleife bzw. eines Rückkopplungskreises erreicht, welche bzw. welcher die Phasendifferenzen zwischen den Signalen als den Fehler verwendet.
Es ist wichtig zu beachten, dass der PLL nicht auf Nulldurchgänge schaut. Vielmehr schaut der PLL auf eine Sinuswelle, die im rohen Signal maskiert sein kann, wobei die fehlerhaften Durchgänge eines rohen Signals durch das Rauschen verursacht sind. Im Wesentlichen transformiert der PLL ein rohes Datensignal, wie es beispielsweise in 3b gezeigt ist, zu einem glatten Datensignal, wie es beispielsweise in 3c gezeigt ist.
4 stellt ein Beispiel der Grundstruktur eines PLL 410 dar. Der PLL 410 enthält einen phasenempfindlichen Detektor (PSD) 412 (der auch Phasenverschiebungsdetektor genannt wird), ein Schleifenfilter 414, einen Eingangsknoten für eine nominale Mittenfrequenz 416 und einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 418. Der PSD 412 liefert ein Signal e = ϕ_i-ϕ₀, welches der Phasenfehler zwischen der Eingangs-Sinuswelle A₀sinϕ_i(t) und der lokal erzeugten Sinuswelle sinϕ₀(t) ist. Das Schleifenfilter 414 ist der "Steuerungs"-Teil der PLL-Rückkopplungsschleife, der versucht sicherzustellen, dass e klein (hoffentlich Null) ist. Wenn e klein oder Null ist, wird vom PLL 410 gesagt, dass er "in Verriegelung" ist, und die erzeugte Sinuswelle s₀(t) hat dieselbe Frequenz wie die ankommende Sinuswelle s_i(t).
Das Schleifenfilter 414 kann eine Proportional-Plus-Integral(PI-)Steuerung 420 enthalten, die eine geschlossene Schleife zweiter Ordnung mit einer natürlichen Frequenz ω_n ergibt. Diese natürliche Frequenz ω_n bestimmt im Wesentlichen die Bandbreite des PLL und wird dazu verwendet, die natürliche Frequenz des PLL zu beschreiben. Weiterhin ist der Wert von ω_n ein Schlüsselentwurfsparameter: ein "großer" Wert von ω_n ergibt ein schnelles Verfolgen (z.B. während sich ändernder Flussraten), aber eine niedrige Genauigkeit und schlechte Ergebnisse für niedrige Flussraten.
Der VCO 418 erzeugt eine Sinuswelle mit der Frequenz proportional zur Eingangsspannung. Der Ausdruck "VCO" ist lediglich ein Vorschlag für die analoge elektronische Implementierung. Tatsächlich kann der VCO 418 in einem Softwareprozess für einen Digitalsignalprozessor (DPS) implementiert sein. Im digitalen Fall wird die VCO-Ausgabe einfach durch eine "sin"-Funktion im DSP-Chip erzeugt, der den Gesamtprozess implementiert.
Schließlich existiert das Signal ω, das beim Eingang für die nominale Mittenfrequenz 416 hinzugefügt wird, zum Liefern einer nominalen Mittenfrequenz, so dass eine Sinuswelle beim Hochfahren des PLL erzeugt wird und so dass eine Verriegelung relativ schnell erfolgen wird.
Wirbelablösungsfrequenzdaten haben die folgenden Attribute, die dafür bekannt sind, dass sie Probleme bei digitalen und analogen "Standard"-PLLs verursachen:

– Die Wirbelablösungsfrequenz variiert linear mit der Flussrate. Diese Variationen können so groß wie 100 : 1 sein, und zwar in Abhängigkeit von der Größe des Durchflussmessers, wie es in Tabelle 1 gezeigt ist. Dies ist ein relativ großer Bereich verglichen mit Standard-PLL-Bereichen (typischerweise 1 : 1,5) und somit ist es schwierig, den PLL derart abzustimmen, dass er eine kleine ω_n hat.

TABELLE 1 Flussrate und Frequenzbereich des existierenden Wirbel-Durchflussmessers

– Die Frequenz einer Wirbelablösung hat typische Werte von 0,5–400 Hz. Dies bedeutet, dass ein kleiner Wert von ω_n erforderlich ist, um die 2. Harmonische zu minimieren, die durch den PSD eines analogen Vervielfacher-PLL eingeführt wird, und zwar insbesondere bei der niedrigsten Frequenz von 0,5 Hz, wo ω_n viel kleiner als ω_i rad/s einer Wirbelablösung sein sollte. Standard-PLLs arbeiten am erfolgreichsten bei viel höheren Frequenzen (z.B. 100 MHz).
– Die Amplitude der Wirbelablösung variiert mit der Flussrate als A₀ = αQ². Diese Variationen sind in der Größenordnung von 20000 : 1. Der analoge Vervielfacher-PLL leidet an Abstimmproblemen der PI-Steuerung, da die Schleifenverstärkung des analogen Vervielfacher-PLL von der Amplitude des ankommenden Signals abhängt.
– Das Wirbelablösungs-Signal ist mit anderen Harmonischen der Frequenz kontaminiert, die durch die Pumpenflügelrad- und Rohrleitungsvibrationen bzw. -schwingungen erzeugt werden. Die Amplitude dieser Harmonischen bei niedrigen Flussraten kann verglichen mit der Wirbelablösungs-Amplitude signifikant sein, wie es durch die untere Kurve in 5 gezeigt ist, und kann veranlassen, dass der PLL auf das falsche Signal verriegelt. Tatsächlich kann das SNR für eine Wirbelablösung so niedrig wie 1 : 10 sein (z.B. für einen Fluss von 0,1 l/s).
– Ein PLL kann eine Verriegelung verlieren und fehlerhafte Messungen verursachen, wenn Eingangsdaten äußerst rauschbehaftet sind oder sich schnell ändern.

Diese typischen Probleme, die zu Wirbel-Durchflussmessern gehören, haben die Verwendung von analogen und/oder digitalen PLLs bei kommerziellen Instrumenten verhindert, wie beispielsweise bei dem Wirbel-Durchflussmesser. Darüber hinaus sind viele Standard-PLLs rauschempfindlich und können eine "falsche Verriegelung" verursachen (d.h. die PLLs können auf Harmonische des ankommenden Signals verriegeln).
PHASENEMPFINDLICHER DETEKTOR EINES HILBERT-TRANSFORMATORS
Zum Vermeiden einer falschen Verriegelung, zum Ergeben einer schnellen Verriegelung und zum Sicherstellen eines zuverlässigen Verhaltens unabhängig von einer Durchflussamplitude kann der PSD 412 derart modifiziert werden, dass er einen Hilbert-Transformator enthält. Genauer gesagt besteht eine der Rollen des PSD 412 in der PLL-Struktur im Erzeugen eines Fehlersignals e(t) als die Differenz zwischen der Phase des ankommenden Signals ϕ_i und der Phase des PLL-Ausgangssignals ϕ₀. Unter der Annahme, dass das ankommende Signal s_i(t) = A₀sinϕ_i ist, wobei A₀ seine Amplitude ist, und die Ausgabe des PLL 410 s₀(t) = sinϕ₀ ist, kann dann unter Verwendung einer Trigonometrie das Fehlersignal (ϕ_i – ϕ₀) wie folgt erzeugt werden:
x = A₀sinϕ_icosϕ₀ – A₀cosϕ_isinϕ₀ = A₀sin (ϕ_i – ϕ₀);
y = A₀cosϕ_icosϕ₀ + A₀sinϕ_isinϕ₀ = A₀cos (ϕ_i – ϕ₀); und
Demgemäß kann ein PSD entworfen werden, um ein Fehlersignal (ϕ_i-ϕ₀) zu erzeugen, das unabhängig von der Amplitude A₀ des ankommenden Signals ist. Jedoch ist für diesen Typ von PSD zum richtigen Arbeiten ein 90°-Phasenschieber erforderlich, um A_0sinϕ_i in -A₀cosϕ_i umzuwandeln. Während ein Entwerfen eines Phasenschiebers für eine bekannte Frequenz eine relativ einfache Aufgabe ist, ist ein Entwerfen eines Phasenschiebers zum Abdecken des großen Bereichs von Frequenzen, die bei Wirbel-Durchflussmessern erforderlich sind (z.B. 100 : 1) eine schwierigere Aufgabe.
Ein 90°-Phasenschieber ist einfach ein Filter, das eine Ausgabe mit einer 90°-Phasenverschiebung über einen Bereich von Frequenzen hat, ohne die Amplitude des Eingangssignals zu beeinflussen. Eine Art zum Entwerfen eines PSD mit einem 90°-Phasenschieber besteht im Verwenden eines Hilbert-Transformators. Ein diskreter Hilbert-Transformator hat eine nicht kausale Impulsantwort:
Der diskrete Hilbert-Transformator hat eine 90°-Phasenverschiebung, wenn seine Impulsantwort eine ungerade Funktion ist, wobei jedes Element h(n)n^–n ein entsprechendes –h(n)zⁿ hat. Die Frequenzantwort des Hilbert-Transformators ist folgende: h(n)e–jnω – h(n)ejnω = –j2h(n)sinnω,wobei eine Frequenzantwort des Hilbert-Transformators H(e^jw) für 0 ≤ w < π zu –j ≤ und für π ≤ ω < 0 zu j konvergiert.
Zum Erzeugen eines praktischen Hilbert-Transformators ist der Frequenzbereich in Bezug auf die normalisierte Frequenz definiert, welche als f_i/f_N definiert ist, wobei f_i(Hz) die Frequenz des ankommenden Signals ist und f_N(Hz) die Nyquist-Frequenz (eine Hälfte der Abtastfrequenz) ist. Über dem normalisierten Frequenzbereich können Annäherungen an die Amplitudenantwort des Hilbert-Transformators mit einer Einheitsverstärkung durch Verwenden von beispielsweise der Remez-Funktion in einer Matlab^®-Signalverarbeitungs-Toolbox erhalten werden. Die Remez-Funktion findet eine beste Anpassung (gleiche Welligkeit) an die erwünschte Amplitudenbzw. Größenantwort für eine spezifizierte Länge von Koeffizienten m und einen spezifizierten normalisierten Frequenzbereich [β₁ ... β₂] und berechnet dann die entsprechenden Parameter h(n). Es ist zu beachten, dass die Remez-Funktion dazu neigt, den maximalen Fehler bei dem Übergang der normalisierten Frequenzen β₁ = 0 und β₂ = 1 zu erzeugen. Wenn m gerade ist, erzeugt der Prozess |H(0)| = 0 und|H(1)| = 0. Wenn m jedoch ungerade ist, erzeugt der Prozess |H(0)| = 0 und |H(1)| = 1. Wie es in 6 gezeigt ist, kann eine Kausalität durch Führen des ankommenden Signals durch den angenäherten Hilbert-Transformator 610 mit einer Länge m und durch eine Verzögerung 612 einer Länge gleich m/2 auferlegt werden, so dass die Phasenverschiebung zwischen ihren Ausgaben x₁(t) und x₂(t) 90° ist.
Eine Implementierung eines Hilbert-Transformator-PSD (HTPSD) ist in 7 gezeigt. Der HTPSD 710 kann so strukturiert werden, dass das Eingangssignal s_i(t) an den Hilbert-Transformator 712 (90°-Phasenschieber) angelegt wird. Das Eingangssignal s_i(t) wird auch an einen von mehreren Knoten für trigonometrische Funktionen 714 angelegt. Ebenso eine Eingabe zum HTPSD 710 ist das Signal ϕ₀, das durch beispielsweise den VCO 418 der 4 erzeugt wird, wobei ϕ₀ in Komponenten sinϕ₀ und cosϕ₀ transformiert wird. Alle dieser Signale werden durch die verschiedenen Knoten für trigonometrische Funktionen 714 eingearbeitet, wie es gezeigt ist, um die Fehlersignalausgabe e zu erzeugen, welche e = ϕ₁–ϕ₀ entspricht. Es sollte erkannt werden, dass der oben beschriebene HTPSD 710 für den PSD 412 der 4 eingesetzt werden kann. Weiterhin kann der HTPSD 710 mit Software in einem DSP digital implementiert werden.
Der in 7 gezeigte HTPSD 710 hat mehrere Vorteile gegenüber standardmäßigen analogen und digitalen PLLs. Als erstes ist der HTPSD über dem Bereich von –π ... π linear. Als zweites ist die Zeit für eine Verriegelung etwa 8 mal schneller als bei einem herkömmlichen analogen PLL und etwa 1,33 mal schneller als ein herkömmlicher digitaler PLL, und zwar für alle ω_n. Als drittes ist die Antwort eines Fehlers e im Wesentlichen unabhängig von der Amplitude A₀ des ankommenden Signals. Als viertes ist eine welligkeitsfreie Abschätzung der Eingangsamplitude A₀ ohne weiteres berechenbar. Als fünftes gibt es keine zweite oder höhere harmonische Komponente in der Ausgabe e, wenn die Schleife bzw. der Kreis verriegelt ist. Dies ist insbesondere dabei nützlich, eine falsche Verriegelung zu vermeiden und ein "reines" bzw. "sauberes" Signal für die Frequenzabschätzung zu präsentieren, ist aber nur dann richtig, wenn der Phasenschieber einer Einheitsverstärkung über die beteiligten Frequenzen hat.
Es ist zu beachten, dass die Implementierung des HTPSD 710 in 7 eine "arctan"-Funktion 716 zum Erreichen einer richtigen 4-Quadranten-Operation verwendet. Es ist weiterhin zu beachten, dass das Hinzufügen eines Hilbert-Transformators 712 und der Knoten mit trigonometrischer Funktion 714 zu der Rechenbelastung des DSP oder von anderen Komponenten beiträgt. Als solches kann es nötig sein, dass die Anzahl von Koeffizienten m für eine schnelle Operation sehr klein ist. Dies kann dann erreicht werden, wenn der entworfene Frequenzbereich beschränkt wird. Tatsächlich ist eine richtige Operation dieses PSD von dem Entwurf des Hilbert-Transformators 712 abhängig. Die Phasenverschiebung ist immer richtig, aber die Amplitudenfehler, die durch eine Beschneidung von m verursacht werden, können zweite Harmonische in der PSD-Ausgabe e induzieren.
ÜBERLAGERUNG
Ungeachtet der zahlreichen Vorteile von HTPSDs, wie sie oben beschrieben sind und in 7 gezeigt sind, kann auf wenigstens zwei Probleme durch Verwenden von Hilbert-Transformatoren getroffen werden. Als erstes kann ein typischer Hilbert-Transformator mit einem Frequenzbereich von nur etwa 1 : 30 mit einem guten Maß an Genauigkeit fertig werden, während viele Koeffizienten m für einen großen Frequenzbereich erforderlich sein können (es wird daran erinnert, dass ein Wirbelablösungsfrequenzbereich so groß wie 100 : 1 sein kann). Als zweites ist die Größenantwort des HTPSD bei niedrigen Frequenzen viel schwieriger zu entwerfen, so dass der HTPSD amplitudenabhängig wird, was zu zweiten Harmonischen in dem Kreis bzw. in der Schleife führen kann.
Es ist möglich, diese Probleme durch Verwenden einer Überlagerung zu überwinden, durch welche die Eingangsfrequenzen zu einem höheren Bereich verschoben werden, bei welchem der HTPSD effektiver arbeitet.
Beispielsweise enthält ein Überlagern des ankommenden Signals s_i(t) = A₀sinϕ_i ein Multiplizieren von s_i(t) mit einem anderen Signal s_h(t) = cosω_ht, wobei ω_h (rad/s) eine bekannte Frequenz ist. Dies moduliert die Wellenform, um zwei Seitenbänder bei ω_h ± ω_i zu ergeben. Dann wird, wie es in 8 gezeigt ist, ein Hochpassfilter H_h(s) zum Herausfiltern der Komponente mit niedriger Frequenz (ω_h – ω_i) verwendet, was die Daten mit einer Frequenz ω_h + ω_i dafür lässt, dass der PLL daran arbeitet. Schließlich wird nach einem Verriegeln durch den PLL die bekannte Frequenz ω_h subtrahiert, um die gemessene Frequenz zu erhalten.
9 zeigt eine Implementierung eines Überlagerungsmoduls 910. Wie es gezeigt ist, enthält das Überlagerungsmodul 910 einen Frequenzmultiplizierer 912 und ein Hochpassfilter 914. Ein Überlagern kann durch Einfügen des Überlagerungsmoduls 910 in die Struktur des HTPSD 710 der 7 bei einer Stelle erreicht werden, bevor das Signal si(t) den Hilbert-Transformator 712 erreicht.
Ein Überlagern des Signals si(t) ergibt folgendes:
wobei Φ eine konstante Phasenverschiebung ist. Gemäß 10 muss ein Entwurf für einen Hilbert-Transformator für das Signal sin((ω_i + ω_h)t + Φ) anstelle von si(t) erzeugt werden, wie es oben unter Bezugnahme auf 7 diskutiert ist. Wiederum ist zu beachten, dass die bekannte Frequenz ω_h von der Frequenzabschätzung des PLL subtrahiert wird, um die interessierende Frequenz ωi zu erhalten.
Ein Beispiel für eine Bedingung zum Auswählen einer geeigneten Überlagerungsfrequenz ω_h ist, dass ω_h so ausgewählt werden kann, dass ω_h >> ω_i,min und ω_h ≥ ω_i,max gilt, was einen Entwurf eines Hilbert-Transformators für einen Bereich von normalisierten Frequenzen ergibt:
Daher werden bei einer Überlagerung Hilbert-Transformatoren für einen kleineren Bereich von Frequenzvariationen mit einem maximalen Verhältnis von etwa 2 : 1 entworfen, verglichen mit dem Fall ohne Überlagerung, für welchen der Frequenzbereich von Variationen so groß wie 100 : 1 sein könnte.
Das Hochpassfilter 914 kann bei der minimalen Frequenz einer Wirbelablösung ω,_i,min entworfen sein. Die niedrigen und hohen Frequenzkomponenten (ω_h – ω_i) und (ω_h + ω_i) sind sehr nahe zueinander, wie es auch in 11 gezeigt ist. Demgemäß kann das Hochpassfilter 914 mit einem sehr scharfen Flankenabfall 1110 entworfen werden, um das Signal niedriger Frequenz optimal zu dämpfen, wie es auch in 11 gezeigt ist. Beispielsweise kann die Grenzfrequenz ω_ch des Hochpassfilters 914 auf dem halben Weg zwischen ω_h – ω_i,min und ω_h + ω_i,min sein (d.h. gleich der Überlagerungsfrequenz ω_h).
Weiterhin hat, unter der Annahme, dass ein geeigneter Entwurf zum Implementieren des Hochpassfilters 914 verwendet wird, dann das Überlagern des Eingangssignals si(t) durch das Überlagerungsmodul 910 wenig oder keine Auswirkung auf das SNR des Eingangssignals si(t).
MEHRFACH-PLL-STRUKTUR UND -PROZESS
Kehrt man nun zurück zu den zwei widersprüchlichen Hauptpunkten eines PLL-Entwurfs, d.h. einem schnellen Verfolgen des Eingangssignals und einer hohen Genauigkeit, sollte es beachtet werden, dass es schwierig ist, den einen zu verbessern, ohne den anderen zu verschlechtern. Anders ausgedrückt erzeugt die natürliche Frequenz ω_n des PLL 410 (d.h. des Schleifenfilters 414) unterschiedliche Ergebnisse in Abhängigkeit von ihrem Wert, d.h. ein großes ω_n ergibt ein schnelles Verfolgen, eine niedrige Genauigkeit und die Unfähigkeit, unter Bedingungen mit hohem Rauschen in einer Verriegelung zu bleiben, und ein kleines ω_n ergibt eine hohe Genauigkeit und eine größere Immunität gegenüber einem Rauschen, hat aber eine sehr lange Verriegelungszeit. Dieses Problem kann durch Verwenden einer Mehrfach-PLL-Struktur überwunden werden. Bei einer Implementierung einer Mehrfach-PLL-Struktur kann dieses Problem, wenn es sich auf eine Wirbelfrequenzmessung bezieht, durch Verwenden von beispielsweise einer Dual-PLL-Struktur überwunden werden, wobei jeder PLL einen HTPSD verwendet, wie es in 12 gezeigt ist. Es sollte erkannt werden, dass die folgende Beschreibung der Dual-PLL-Struktur ohne weiteres für Mehrfach-PLL-Strukturen gilt, die mehr als 2 PLLs haben, mit nur kleineren Modifikationen, die von einem Fachmann auf dem Gebiet verstanden werden.
BANDBREITEN DES MEHRFACH-PLL
12 stellt eine Implementierung eines Dual-PLL 1210 dar, der einen ersten PLL (PLL1) 1212, einen zweiten PLL (PLL2) 1214 und einen Schaltmechanismus 1216 zum Umschalten zwischen den Ausgaben θ₁ und θ₂ von PLL1 1212 bzw. PLL2 1214 enthält. PLL1 1212 hat eine große natürliche Frequenz ω_n für ein schnelles Nachfolgen ab einem Hochfahren bzw. Starten, um beispielsweise auf das Eingangssignal innerhalb von 1 Sekunde zu verriegeln. Anders ausgedrückt kann PLL1 1212 entworfen sein, um ein Starten und Übergänge dadurch zu berücksichtigen, dass er eine große Bandbreite ω_n1 hat. PLL2 1214 hat gegensätzlich dazu eine kleine natürliche Frequenz ω_n für eine hohe Genauigkeit und die Fähigkeit, selbst bei niedrigem SNR in einer Verriegelung zu bleiben. Es sollte beachtet werden, dass der in 12 gezeigte Dual-PLL 1210 hardwaremäßig implementiert sein kann oder vollständig durch einen Softwareprozess in einem DSP-Chip.
Die Mittenfrequenz von PLL1 1212 kann einfach θ₀ (d.h. f₀) sein, welche normalerweise auf die Hälfte im Frequenzbereich des Wirbel-Durchflussmessers festgelegt ist. Darüber hinaus kann PLL2 1214 derart entworfen sein, dass er eine kleine Bandbreite ω_n2 hat, um eine hohe Genauigkeit (Präzision) bei konstanten Flussraten zu liefern, was die Unsicherheit der Durchflussmessungen verbessert. Die Mittenfrequenz von PLL2 1214 kann, wenn sie außerhalb einer Verriegelung ist, mit θ₁ (der Frequenzabschätzung von PLL1 1212) eingegeben werden, so dass PLL2 1214 mit der Hilfe von PLL1 1212 zu einer Verriegelung gebracht wird. Aufgrund der kleinen Bandbreite ω_n2 würde PLL2 1214 eine sehr lange Zeit zum Verfolgen von Übergängen mit großen Anstiegsgeschwindigkeiten brauchen, und, was wichtiger ist, PLL2 1214 allein könnte eine sehr lange Zeit zum Verriegeln auf das Signal beim Hochfahren bzw. Starten brauchen, was der Grund dafür ist, dass PLL1 1212 benötigt wird.
Der Schaltmechanismus 1216 kann entworfen sein, um die Messungen (Frequenzabschätzung θ₁) von PLL1 1212 während eines Startens des Wirbel-Durchflussmessers und während Übergängen abzunehmen bzw. durchzuführen. Wenn die Flussrate konstant ist oder mit sehr kleinen Anstiegsgeschwindigkeiten variiert, kann der Schaltmechanismus 1216 jedoch die Messungen (Frequenzabschätzung θ₂) von PLL2 1214 abnehmen und somit eine genauere Abschätzung der Flussrate ergeben. Die Schaltbedingungen können durch einen sorgfältigen Entwurf eines Verriegelungsindikators LI1 von PLL2 1214 erreicht werden, so dass beispielsweise LI2 ein Signal "1" anzeigt, wenn PLL2 1214 verriegelt ist, und "0", wenn PLL2 1214 außerhalb einer Verriegelung ist. Der Verriegelungsindikator LI2 kann entworfen sein, um langsam zu sein und sicher, um eine Verriegelung anzuzeigen, aber schnell bezüglich eines Entscheidens, dass PLL2 1214 außerhalb einer Verriegelung ist. Darüber hinaus kann dann, wenn LI2 einmal eine Verriegelung anzeigt, der Schaltmechanismus 1216 die Mittenfrequenz von PLL2 1214 auf einem festgelegten Wert θ ₀ (d.h. f ₀) schalten.
Der in 12 gezeigte Dual-PLL 1210 kann durch einen Prozessor unter Verwendung von zwei natürlichen Frequenzen (ω_n) implementiert sein. Die Bandbreite ω_n1 von PLL1 1212 kann für ein schnelles Verfolgen entworfen sein, wohingegen die Bandbreite ω_n2 von PLL2 1214 für eine hohe Genauigkeit (Präzision) entworfen sein kann. Die Auswahl der Bandbreite ω_n2 kann auf der Präzisionsleistung des Wirbel-Durchflussmessers 120 der 1 bei der minimalen Flussrate basieren. Anders ausgedrückt kann die Genauigkeit von PLL2 1214 so entworfen sein, dass das Signal-zu-Rausch-Verhältnis SNR_L von PLL2 1214 größer als das oder gleich dem Signal-zu-Rausch-Verhältnis SNR₀ eines herkömmlichen Wirbel-Durchflussmessers bei einer minimalen Flussrate ist (z.B. die Wirbelablösungs-Frequenz entspricht 0,5 Hz). Beispielsweise kann ω_n2 höchstens 2 rad/s sein, um dieses Entwurfskriterium zu erfüllen.
Die Auswahl der Bandbreite ωn1 kann jedoch auf der Hochfahrleistung bzw. Startleistung des Wirbel-Durchflussmessers 120 basieren. Die Entwurfsauswahl kann annehmen, dass die Pumpe 114 der 1 den Fluss als Stufe startet, und unter Berücksichtigung des schlimmstem Falls kann man auch annehmen, dass der Fluss als Stufe zur maximalen Flussrate ω_max startet, wie es in 13 gezeigt ist. Die Mittenfrequenz θ₀ von PLL1 1212 kann auf dem halben Weg zwischen der maximalen und minimalen Frequenz der Wirbelablösung sein. Somit gilt θ₀ ≈ ω_max/2. Eine Art zum Auswählen des Entwurfskriteriums besteht dabei im derartigen Bilden der Startzeit t_s ≤ T (wobei beispielsweise T = 1), dass die Frequenzabschätzung innerhalb des Verriegelungsbereichs Δω_L ≈ 1,35 πω_n1 ist. Demgemäß gilt:
und die Bandbreite von PLL1 1212 kann näherungsweise folgende sein:
Angesichts dieses ist dann, wenn der Wirbel-Durchflussmesser 120 beispielsweise ein Durchflussrohr 214 mit einem Durchmesser von 2 Inches (zur Anpassung an Leitungsteile 116 mit einem Durchmesser von 2 Inches) aufweist, die maximale Wirbelablösungs-Frequenz 2π130 rad/s. 14 zeigt die Beziehung der Hochfahrzeit t_s gegenüber unterschiedlichen Werten von ω_n1 für dieses Beispiel. Aus 14 kann bestimmt werden, dass die Bandbreite ω_n1 von PLL1 1212 so gewählt werden kann, dass ω_n1 ≥ 20 rad/s gilt, wenn erforderlich ist, dass PLL1 1212 innerhalb von 1 Sekunde startet, wie für das vorliegende Beispiel.
Weiterhin kann, wie es oben in Bezug auf 9 diskutiert ist, nach einem Überlagern die bekannte Frequenz ω_h von der Frequenzabschätzung PLL1 1212 und/oder PLL2 1214 durch beispielsweise ein Frequenz-Subtrahiermodul subtrahiert werden, so dass nur die Frequenz von Interesse ω_i als die Frequenzabschätzung von PLL1 1212 und/oder PLL2 1214 ausgegeben wird (in Abhängigkeit davon, ob beide oder nur einer der PLLs ein Überlagerungsmodul enthält). Ebenso kann die bekannte Frequenz ω_h von der Frequenzabschätzung von PLL1 1212 und/oder PLL2 1214 bei einer Stelle vor einem Eingeben des Signals zum Schaltmechanismus 1216 subtrahiert werden.
VORFILTER
Wie es oben kurz diskutiert ist, ist während niedriger Flussraten die Amplitude des Wirbelablösungssignals klein und wird der Rauschpegel signifikant. Bei reellen Anwendungen ist jedoch das Rauschen nicht einfach ein weißes Gauss-Rauschen. Es gibt andere Frequenzharmonische, die durch Schwingungen von beispielsweise der Pumpe 114 und den Leitungsteilen 116 erzeugt werden, wie es in 5 gezeigt ist. Daher kann ein PLL bei niedrigen Flussraten eine unrichtige Messung durch Verriegeln auf eine andere Frequenz anstelle des Wirbelsignals ergeben.
Zum Überwinden dieses Problems kann ein Dual-PLL 1510 unter Verwendung eines Amplitudendetektors 1512 zum Steuern eines Vorfilters 1514 verwendet werden, wie es in 15 gezeigt ist. Der Dual-PLL 1510 weist den PLL1 1212, den PLL2 1214 und den Schaltmechanismus 1216 auf, die in 12 eingeführt sind. Das Vorfilter 1514 kann als Bandpassfilter mit einer oberen Grenzfrequenz f_ph (Hz) und einer unteren Grenzfrequenz f_pl (Hz) implementiert werden. Der Amplitudendetektor 1512 kann das Vorfilter 1514 einschalten, wenn die gemessene Amplitude Ȃ unter einer Schwellen-(vom Anwender steuerbar)Amplitude A ist, und kann das Vorfilter 1514 ausschalten, wenn die gemessene Amplitude Ȃ oberhalb einer Schwellen-(vom Anwender steuerbar)Amplitude A ist. Wenn das Vorfilter 1514 eingeschaltet wird, filtert das Vorfilter das Eingangssignal, bevor das Eingangssignal zum PLL2 1214 eingegeben wird. Wenn das Vorfilter 1514 ausgeschaltet wird, wird das Eingangssignal ungefiltert zum PLL2 1214 eingegeben.
Die Vorfilter-Grenzfrequenzen f_ph und f_pl können unter Verwendung der folgenden Schritte bestimmt werden. Zuerst wird die Reynolds-Zahl Re dazu verwendet, die Schwellen-Flussrate Q zu bestimmen. Dies ist die Flussrate, unter welcher das Vorfilter 1514 eingeschaltet werden kann. Die Standardbeziehung zwischen der Reynolds-Zahl und der Fluidgeschwindigkeit Re = VD/μ kann verwendet werden, wobei V die Fluidgeschwindigkeit in m/s ist, D der Durchmesser des Rohrs (z.B. der Leitungsteile 116) in m ist und μ die dynamische Viskosität des Fluids ist. Es ist zu beachten, dass μ für Wasser gleich 10^–6 ist. Daher kann die Schwellen-Flussrate in l/s in Bezug auf Re, die Größe des Wirbel-Durchflussmessers S in Inches und μ ausgedrückt werden als:
Als nächstes kann die Schwellenamplitude A unter Verwendung der Beziehung A = αQ ² gefunden werden, wobei a eine Kalibrierungskonstante (Amplituden/Durchfluss-Verhältnis (AFR)) ist, welches eine Konstante für dieselbe Wirbel-Durchflussmessergröße (Durchmesser) ist. Als nächstes kann die obere Grenzfrequenz fph des Vorfilters 1514 auf KQ eingestellt werden, wobei K der Messfaktor ist. Die untere Grenzfrequenz fpl kann derart ausgewählt werden, dass f_pl = 0,5 f_min gilt, wobei f_min die minimale Frequenz der Wirbelablösung für den Wirbel-Durchflussmesser 120 im Einsatz ist (siehe Tabelle 1). Es ist zu beachten, dass die untere Grenzfrequenz des Vorfilters 1514 zum Herausfiltern von irgendeinem dc-Offset von irgendeinem Verstärker nötig sein kann, der durch das elektronische Prozessor/Messwertgeber-Modul 212 verwendet wird, um das Wirbelablösungssignal für eine Messung durch den Dual-PLL 1510 vorzubereiten.
Der Amplitudendetektor 1512 kann unter Verwendung eines Spitzendetektors zum Messen der Amplitude Â des ankommenden Signals implementiert sein. Aus diesem Grund wird das Vorfilter eingeschaltet, wenn Â < A gilt. Jedoch können in Bezug auf den Spitzendetektor zwei Entwurfspunkte berücksichtigt werden. Als erstes kann die Schwellenamplitude A größer als der Sensor-Rauschpegel s_m gemacht werden. In den meisten Fällen ist das Sensor-Rauschen etwa 5 mV, und daher gilt A > 5 mV. Als zweites kann ein Relais dazu verwendet werden, zu erfassen, ob Â unter A ist. Eine Hysterese einer Breite h_A kann so entworfen werden, dass h_A = 3σA gilt, was gleich einem Vertrauensintervall von 99,7% der Amplitudenabschätzung beim Schwellenpegel A ist.
Der Dual-PLL 1510 kann so implementiert werden, dass dann, wenn das Vorfilter 1514 eingeschaltet wird, der PLL2 1214 ohne die Hilfe von PLL1 1212 auf die Daten (das Eingangssignal) einwirkt. Dies bedeutet, dass die Mittenfrequenz von PLL2 1214 zu einer konstanten Mittenfrequenz θ = 2πf_ph geschaltet werden kann, wobei f_ph die obere Grenzfrequenz des Vorfilters 1514 ist.
Als Beispiel eines Entwurfs unter Verwendung der oben umrissenen Kriterien ergibt ein Wirbel-Durchflussmesser mit 2 Inches und Re = 10000 (unter welchem das Signal sehr rauschbehaftet ist) eine Schwellen-Flussrate Q = 0,4 l/s und A = 0,05 V. Demgemäß ist die obere Grenzfrequenz des Vorfilters f_ph ≈ 4 Hz und ist die untere Grenzfrequenz f_pl ≈ 0,5 Hz .
SCHALTMECHANISMUS
Wendet man sich nun einer Implementierung des Schaltmechanismus 1216 und seinem Entwurf zu, ist der Schaltmechanismus 1216 die Schnittstelle, die die Messungen des Dual-PLL 1510 zur Verfügung stellt, so dass die Mittenfrequenz von PLL2 1214 die Frequenzabschätzung von PLL1 1212 ist. Der Schaltmechanismus 1216 wählt zwischen θ₁ von PLL1 1212 oder θ₂ von PLL2 1214 aus, da die Flussmessung auf dem Verriegelungsindikator LI2 basiert. Wie es oben diskutiert ist, ist dann, wenn die gemessene Amplitude Â unter einem Schwellenpegel A ist, die Ausgabe des Schaltmechanismus 1216 einfach θ₂ von PLL2 1214 mit einer festen Mittenfrequenz θ = 2πf_ph, wobei f_ph die obere Grenzfrequenz des Vorfilters 1514 ist. Jedoch dann, wenn die gemessene Amplitude Â größer als A ist, gibt der Schaltmechanismus 1216 die Frequenzabschätzung von PLL1 1212 während eines Übergangs und eines Startens aus, und vom PLL2 1214, wenn der Fluss konstant ist. Der Schaltmechanismus 1216 wählt zwischen diesem Modem in Reaktion auf den Verriegelungsindikator LI2 aus.
Der Entwurf des Schaltmechanismus 1216 kann die folgenden zwei Punkte berücksichtigen. Als erstes kann die natürliche Frequenz ω_n1 von PLL1 1212 derart ausgewählt werden, dass sie groß genug ist, um eine Verriegelung von PLL2 1214 trotz einer rauschbehafteten Mittenfrequenz θ₁ sicherzustellen (welches die Frequenzabschätzung von PLL1 1212 ist). Als zweites kann die Auswirkung des Rauschens bei θ₁ auf die Frequenzabschätzung θ₂ berücksichtigt werden.
Gemäß 16 ist die Übertragungsfunktion zwischen der Mittenfrequenz θ₁ und dem Phasenrauschen ϕ₀:
wobei die Abstimmparameter ξ = 1, T₁ = 2/ω_n2 und K' = ω_n2 sind. Wie es in 16 und der obigen Gleichung gezeigt ist, wirkt PLL2 1214 auf die Mittenfrequenz θ₁ als Hochpassfilter mit einem Dämpfungsfaktor ξ = 1, einer natürlichen Frequenz ω_n1 gleich ω_n2 und einer Verstärkung |H_ϕ(jω)| gleich 2/ω_n2 für große Frequenzen. Unter der Annahme, dass ω_n2 so klein ist, dass |H_ϕ(jω| ≈ 2/ω_n2 für alle Frequenzen gilt, kann die Varianz des Phasenrauschens aufgrund der Mittenfrequenz geschrieben werden als:
wobei:
Demgemäß ist die Varianz des Phasenrauschens bei PLL2 1214 aufgrund der Frequenzabschätzung von PLL1 1212
wobei ω_n1 die Bandbreite von PLL1 1212 ist, ω_n2 die Bandbreite von PLL2 1214 ist, A₀ die Amplitude des ankommenden Signals ist und So die spektrale Höhe des Rauschens ist, welches das Signal stört. Dieses Ergebnis zeigt, wie die unterschiedlichen Parameter des ankommenden Signals A₀, So und die Bandbreite von PLL1 1212 und PLL2 1214, d.h. ω_n1 und ω_n2 die Varianz des Phasenrauschens Var(ϕ₀) von PLL2 1214 aufgrund einer rauschbehafteten Mittenfrequenz θ1 beeinflussen, die zu PLL2 1214 eingegeben wird. Unter der Annahme, dass das Phasenrauschen ϕ₀ den Fangbereich (π/2) des HTPSD 710 nicht überschreiten sollte, der zum Implementieren der PLLs verwendet wird, und unter Verwendung des Vertrauensintervalls von 99,7% 3SD(ϕ₀)<π/2 kann die maximale Grenze von ω_n1 für gegebene ω_n2, S₀ und A₀ gefunden werden als:
Wie es aus der obigen Diskussion gesehen werden kann, erhöht sich die maximale Grenze von ω_n1 als ein Ergebnis eines größer werden den ω_n2. Dies ist aufgrund der Übertragungsfunktion H_ϕ(s) so, die als Hochpassfilter wirkt, das mehr Rauschen unterdrückt, wenn ω_n2 größer wird.
Weiterhin ist zu beachten, dass A₀ sich auf die Schwellenamplitude A bezieht, weil es unter A ist und PLL1 1212 gesperrt wird (d.h. der Schaltmechanismus 1216 verwendet die Frequenzabschätzung von PLL1 1212 nicht als die Durchflussmessausgabe, wenn Â unter A ist, außer bei extremen Übergangssituationen, die veranlassen, dass die gemessene Amplitude Â die Schwellenamplitude A fehlerhaft kreuzt).
Wendet man sich nun der Auswirkung des Rauschens bei θ₁ auf die Frequenzabschätzung θ₂ zu, kann die Übertragungsfunktion in Bezug auf θ₂ zu θ₁ beschrieben werden als:
mit denselben Abstimmparametern von ξ = 1, T₁ = 2/ω_n2 und K' = ω_n2. Wie es durch die Übertragungsfunktion gezeigt ist, ist Hω(s) ein Hochpassfilter mit demselben Dämpfungsfakt ξ und der natürlichen Frequenz ω_n1 des Filters H_ϕ(s) (d.h. 1 bzw. ω_n2). Jedoch ist die Verstärkung des Filters |H_ω(jω)| für große Frequenzen 1 und unter der Annahme, dass ein kleines ω_n2 verwendet wird, ist die Varianz der Frequenzabschätzung θ₂ etwa gleich der Varianz der Mittenfrequenz θ₁, wobei eine Varianz durch die Gleichung gegeben ist, die oben für Var(θ₁) vorgesehen ist. Das Rauschen bei θ₂ resultierend aus einer rauschbehafteten Mittenfrequenz θ₁ kann durch Festlegen von θ1 auf einen konstanten Wert eliminiert werden, wenn einmal eine Verriegelung durch den PLL2 1214 erlangt ist. Als Ergebnis ist die einzige Quelle eines Rauschens bei θ₂ das Rauschen im ankommenden Signal.
17 stellt eine Implementierung des Schaltmechanismus 1216 dar, der in den 12 und 15 eingeführt ist. Schalter S1, S2 und S3 werden kombiniert, um die Frequenzabschätzung des Dual-PLL 1510 sowie die Mittenfrequenz θ für PLL2 1214 auszugeben. Beispielsweise liefert S1 die Frequenzabschätzung θ₁ von PLL1 1212 als die Mittenfrequenz θ vom PLL2 1214, wenn LI2 "AUS" ist. Wenn LI2 "EIN" ist, gibt S1 eine feste Mittenfrequenz θ aus (d.h. θ ist bei seinem letzten Wert fest). S2 gibt die Frequenzabschätzung θ₂ von PLL2 1214 aus, wenn LI2 "EIN" ist (konstante Flussrate). Sonst gibt S2 die Frequenzabschätzung θ₁ von PLL1 1212 aus (z.B. während eines Startens und großer Anstiegsgeschwindigkeitsübergänge). S3 nimmt die Ausgabe von S2, wenn die Amplitude der Wirbelablösung den Schwellenwert A überschreitet. Wenn die gemessene Amplitude Â unter A ist, gibt S3 jedoch die Frequenzabschätzung θ₂ von PLL2 1214 aus, weil PLL2 1214 eine feste Mittenfrequenz θ = 2πf_ph hat und das Vorfilter 1512 eingeschaltet ist.
VERRIEGELUNGSINDIKATOREN
18 zeigt eine Implementierung der Verriegelungsindikatoren LI1 und LI2, die in 12 eingeführt sind. Die Verriegelungsindikatoren LI2 können zum Sicherstellen einer zuverlässigen Operation des Schaltmechanismus 1216 verwendet werden. Weiterhin können LI2 zum Einschalten eines Glättungsfilters 1/(1+sT) verwendet werden, um die Ausgabe des Dual-PLL 1510 zu filtern, wenn LI2 einmal eine Verriegelung anzeigt. Weiterhin können durch Kombinieren von LI1 von PLL1 1212 und LI2 von PLL2 Unsicherheitsmessungen für eine Implementierung eines selbst gültig machenden Wirbel-Durchflussmessers erzeugt werden, wie es weiter unten diskutiert ist. Wie es in 18 gezeigt ist, kann der Verriegelungsindikator 1800 einen Multiplizierer 1810, ein Tiefpassfilter 1812 und ein Relais 1814 enthalten.
Das ankommende Signal (PLL_eingabe) kann s_i(t) = A₀sinϕ+n(t) sein, wobei für n(t) angenommen ist, dass es ein weißes Gauss-Rauschen mit einem Mittelwert von Null und einer spektralen Höhe S₀ ist. Dieses Signal läuft durch eine Überlagerungsstufe, was s h / i = A₀/2sinϕ_i+n^h(t) ergibt, wobei n^h(t) eine spektrale Höhe von S₀/2 hat. Die Rauschausgabe vom PLL kann vernachlässigt werden, und die Ausgabe (PLL_ausgabe) ist einfach s₀(t) = sinϕ₀. Demgemäß ist die Ausgabe des Multiplizierers 1810 folgende:
wobei die spektrale Höhe des Rauschens n'(t) S₀/4 ist.
Das Signal l(t) wird durch ein einfaches Filter erster Ordnung geführt, so dass die Ausgabe des Filters folgende ist.
wobei |G(jω)| die Verstärkung des Filters ist und ausgedrückt wird als:
Demgemäß gilt dann, wenn PLL verriegelt ist, ϕ_i ≈ ϕ₀ und die Ausgabe des Filters hat einen Durchschnitt von A₀/4. Eine Überlagerung hat in diesem Fall den Vorteil eines Reduzierens der zweiten Harmonischen in l(t), da die Frequenz des Eingangssignals durch die Überlagerungsfrequenz ω_h in der Größenreaktion bzw. Amplitudenreaktion |G(jω)| weiter genommen wird.
Wenn der PLL außerhalb einer Verriegelung ist, ist jedoch die Filterausgabe folgende:
mit einem Mittelwert von Null. Demgemäß kann die Relaisschwelle L* so ausgewählt werden, dass die Relaisausgabe 1 ist, wenn l_f > L* gilt, und sonst 0 ist.
Bei diesem Verriegelungsindikatorentwurf kann die Schwelle L* des Relais derart ausgewählt werden, dass A_0,min/4 gilt, wobei A₀,_min die Amplitude der Wirbelablösung bei der minimalen Flussrate ist. 19 stellt eine Simulation des Verriegelungsindikators eines PLL mit ω_n = 1 dar. Die Amplitude des Sinuswellensignals ist A₀ = 1, und das zu dem Signal hinzugefügte Rauschen hat eine spektrale Höhe von 1e-4 und eine Bandbreite von 100 Hz. Die Frequenz des ankommenden Signals wird als Stufenänderung zwischen 30 rad/s zu 50 rad/s variiert. 19 zeigt, dass L* und die Filterzeitkonstante T_L sorgfältig ausgewählt werden sollten.
Es ist ausreichend, eine Analyse für niedriges Rauschen zu verwenden, da das Vorfilter 1512 zum Herausfiltern des Rauschens bei niedrigen Flussraten verwendet wird, und somit ein hohes SNR zum PLL2 1214 eingegeben wird. Demgemäß ist, wenn der PLL außerhalb einer Verriegelung ist, das Rauschen n_j(t) verglichen mit A₀|G(jΔω)|/4 sehr klein, und das Signal der zweiten Harmonischen wird durch das Tiefpassfilter 1812 aufgrund der Überlagerung signifikant reduziert, so dass beide Rauschelemente vernachlässigt werden können, wenn der PLL außerhalb einer Verriegelung ist.
Wenn er außerhalb einer Verriegelung ist, sollte die Amplitude des gefilterten Signals l_j(t) immer kleiner als die Schwelle des Relais 1814 sein, so dass A₀|G(jω)| 4 < L* gilt, was vereinfacht werden kann zu:
Wie es in 19 gezeigt ist, hat die zweite Harmonische eine maximale Amplitude um die Verriegelungsfrequenz, wo Δω_L ≈ 2ω_n gilt. Als solches kann die Filterzeitkonstante T_L ausgedrückt werden als:
Wenn der Schwellenpegel klein ist und A₀/4L* >> 1 gilt, kann dies vereinfacht werden zu:
was zeigt, dass dann, wenn L* → 0 gilt, T_L → ∞ gilt und eine große Zeitkonstante nötig ist. Daher hängt dieser Verriegelungsindikator von der Amplitude des ankommenden Signals ab, und er kann ein Filter 1812 mit einer großen Zeitkonstante verwenden, um den Rauschpegel, wenn er außerhalb einer Verriegelung ist, unter einem kleinen Schwellenwert L* zu halten. Dies ist wahrscheinlich der Fall bei der Wirbel-Filteranwendung, da die Amplitude des Signals bei niedrigen Flussraten sehr klein ist.
Eine weitere Implementierung der Verriegelungsindikatoren LI1 und LI2 ist in 20 gezeigt. In 20 enthält der Verriegelungsindikator 2000 trigonometrische Funktionen 2010, Filter F(s) und ein Relais 2012. Anstelle eines Eingebens der Eingabe und der Ausgabe des PLL zum Verriegelungsindikator 1800, wie es oben beschrieben ist, können die internen Signale des HTPSD 710 zum Anzeigen einer Verriegelung/keiner Verriegelung der PLLs 1212 und 1214 verwendet werden. Gemäß 20 werden die Signale x = A₀sin(ϕ₁–ϕ₀) und y = A₀cos(ϕ₁–ϕ₀) wie folgt verwendet: die Amplitudenabschätzung Â kann unter Verwendung von
gefunden werden und unter Verwendung eines einfachen Tiefpassfilters F(s) = 1/(1+sT_L) gefiltert werden, um Â_F zu erhalten. Gleichermaßen wird das Signal y unter Verwendung des Filters F(s) gefiltert, um y_F zu ergeben. Das Verhältnis l(t) = y_F/Â_F kann zum Anzeigen einer Verriegelung l(t) → 1 verwendet werden, oder keiner Verriegelung l(t) → 0. Der Verriegelungsindikatorentwurf für hohes SNR ist für diese Anwendung akzeptierbar, weil das Vorfilter 1514 zum Verbessern der Signal/Rausch-Eingabe zum Dual-PLL 1510 bei niedrigen Flussraten verwendet wird.
21 zeigt das Verhältnis l_f(t) = y_F/Â_F eines PLL mit ω_n = 1 in einer Reaktion auf eine Stufenänderung bezüglich der Frequenz des ankommenden Signals, welche zwischen 30 rad/s zu 50 rad/s variiert. Das Sinuswellensignal hat eine Amplitude A₀ = 1 und ein zusätzliches Rauschen mit σ_n = 0,1.
21 zeigt, dass eine zuverlässige Verriegelungserfassung durch Verwenden eines Relais 2012 mit einem Schwellenwert um 0,5 (der Hälfte zwischen 0 und 1) erreicht werden kann, so dass das Relais "1" ausgibt (d.h. verriegelt), wenn l_f(t) 0,5 übersteigt, und das Relais "0" ausgibt (d.h. keine Verriegelung), wenn l_f(t) unter 0,5 ist. Darüber hinaus tritt dann der schlechteste Fall (mit dem meisten Rauschen) des Signals l_f(t) auf, wenn der PLL außerhalb einer Verriegelung ist und die PLL-Frequenzabschätzung den Verriegelungsbereich erreicht, was nahezu gleich Δω_L ≈ 2ω_n ist. Daher kann die Filterzeitkonstante T durch Berücksichtigen des Folgenden entworfen werden: das Signal y = cosΔϕ wird gefiltert und die Ausgabe dieses Filters sollte kleiner als der Schwellenpegel (0,5 des Relais) 2012 gehalten werden. Wie es in 21 gezeigt ist, hat l_f(t) sein Maximum bei etwa dem Verriegelungsbereich Δω_L. Somit gilt folgendes:
wobei ξ = 1 gilt.
Ein Vorteil des Verriegelungsindikators 2000 besteht unter der Annahme eines hohen SNR darin, dass der Schwellenpegel L* immer 0,5 ist, ungeachtet der Amplitude des ankommenden Signals. Darüber hinaus verwendet der Verriegelungsindikator 2000 den HTPSD 710 ohne zweite Harmonische (d.h. ein geringeres Rauschen).
Wie es oben beschrieben ist, kann der Verriegelungsindikator LI2 von PLL2 1214 keine Verriegelung während Übergängen und eines Startens anzeigen, so dass die Ausgabe des Dual-PLL 1510 einfach die Frequenzabschätzung von PLL1 1212 ist, und der Dual-PLL 1510 kann die Frequenzabschätzung von PLL2 1214 ausgeben, wenn die Flussrate einmal konstant ist und PLL2 1214 eine Verriegelung erlangt hat.
Die Mittenfrequenz von PLL2 1214 kann die Frequenzabschätzung von PLL1 1212 sein, welche gleichermaßen immer bei hohen Flussraten verriegelt ist. Somit kann dann, wenn die Flussrate sich ändert (z.B. wie bei einer Rampenänderung), der Verriegelungsindikator LI2 während Übergängen einausschaltend sein, wie es in 22 gezeigt ist. In 22 wird ein Sinuswellensignal zum PLL eingegeben, während seine Frequenz zwischen 20 Hz und 50 Hz als eine Rampenänderung variiert (Änderungsrate von 3 I/s²). Der STD des zum Sinuswellensignal hinzugefügten Rauschens ist σ = 0,1. Wie es in 22 gezeigt ist, schaltet die Frequenzabschätzung des Dual-PLL 1510 während Übergängen zwischen der Ausgabe von PLL1 1212 und der Ausgabe von PLL2 1214, weil der Verriegelungsindikator LI2 von PLL2 auch während Übergängen ein- und ausschaltet. Der Grund dafür besteht darin, dass die Mittenfrequenz von PLL2 1214 durch PLL1 1212 zur Verfügung gestellt wird, was dabei hilft, den PLL2 1214 in eine Verriegelung zu bringen, aber PLL2 1214 gelangt bald außerhalb einer Verriegelung, wenn sich die Flussrate noch ändert (für große Anstiegsgeschwindigkeiten).
Demgemäß kann eine weitere Implementierung des Verriegelungsindikators (LI2) dem Entwurf folgen, dass er langsam ist und darin sicher, eine Verriegelung anzuzeigen, aber schnell beim Entscheiden, dass der PLL2 1214 außerhalb einer Verriegelung ist. Gemäß 23 kann der Entwurf durch Hinzufügen von Komponenten zum Verriegelungsindikator 2300 implementiert werden. Wie es gezeigt ist, durchläuft die Ausgabe von LI2 (die Ausgabe des Relais 1814) einen Störimpulsdurchgang 2310. Der Störimpulsdurchgang 2310 signalisiert, dass LI2 außerhalb einer Verriegelung ist, wenn die Ausgabe des Relais sich von einem EIN-Zustand (d.h. 1) zu einem AUS-Zustand (d.h. 0) ändert. Wenn der Störimpulsdurchgang 2310 einmal anzeigt, dass LI2 außerhalb einer Verriegelung ist, sichert ein Schalter 2312 in einem Speicher 2314 die Zeit t₁ zu welcher der Störimpulsdurchgang 2310 EIN ist, welche durch den Takt 2316 zur Verfügung gestellt wird. Ein Schalter 2318 arbeitet, um die Ausgabe von LI2 auf Null zu halten (durch Ausgeben von beispielsweise einem Signal "0", gesteuert durch ein Konstantenmodul 2320) und zwar für eine Zeit t_d, welche ein Entwurfsparameter ist, der durch ein Zeitperiodenmodul 2322 gesteuert wird. Wenn einmal ein Bezugsblock 2324 bestimmt, dass die Zeitdifferenz (die durch beispielsweise einen Multiplexer 2324 und einen Funktionsblock 2326 bestimmt wird) zwischen der Taktausgabe t_c und t₁ größer als der spezifizierte Wert t_d ist, kann die Ausgabe von LI2 einfach die Ausgabe des Relais 1814 sein.
Ein Hinzufügen der neuen Komponenten, die in 23 gezeigt sind, stellt eine Struktur zur Verfügung, die die Ausgabe des Verriegelungsindikators LI2 für eine Zeit td auf Null hält, wenn der PLL2 1214 außerhalb einer Verriegelung ist. Demgemäß kann der Dual-PLL 1510 einfach die Frequenzabschätzung von PLL1 1212 als die Durchflussmessausgabe des Dual-PLL 1510 während Übergängen ausgeben, bis die Zeitdifferenz t_c – t₁ > td ist, wonach die Ausgabe des Dual-PLL 1510 die Frequenzabschätzung von PLL2 1214 ist. Die Leistungsfähigkeit des Dual-PLL-Prozessors ist in 24 gezeigt, und zwar nach einem Hinzufügen der modifizierten Implementierung des Verriegelungsindikators, der in 23 gezeigt ist. Es ist zu beachten, dass die Verriegelungsindikator-Ausgabe während eines Übergangs AUS ist und nicht wiederholt zwischen ein/aus schaltet, wie in 22.
Wenn die Anstiegsgeschwindigkeit (Neigung) der Flussänderung nicht groß genug ist, um zu veranlassen, dass der PLL2 1214 eine Verriegelung verliert, dann würde LI2 EIN bleiben, und der Dual-PLL 1510 nimmt die Messungen von PLL2 1214. Wenn die Anstiegsgeschwindigkeit der Flussänderung jedoch groß ist (eine maximale Anstiegsgeschwindigkeit ist nω_n2 ²/2), dann gibt der Dual-PLL 1510 die Frequenzabschätzung von PLL1 1212 für eine Zeit td aus, bis er zu der Frequenzabschätzung von PLL2 1214 schaltet. Beispielsweise kann td derart ausgewählt werden, dass t_d ≤ 5 gilt, was eine beliebige Auswahl ist. Diese Auswahl bedeutet dann, wenn die Flussrate sich ändert und der PLL2 1214 eine Verriegelung verliert, dass die aktuelle Ausgabe von LI2 nach td Sekunden genommen werden wird. Wenn T_d kleiner als die Übergangszeit ist (und PLL2 außerhalb einer Verriegelung ist), dann wird der Dual-PLL 1510 jedoch zwischen den Ausgaben von PLL1 1212 und PLL2 1214 während des Übergangs schalten, aber weniger oft, als es in 22 gezeigt ist.
VERGLEICH VON LEISTUNGSFÄHIGKEITEN EINES EINZEL-PLL UND EINES MEHRFACH-PLL
Gemäß 25 vergleicht die folgende Analyse zwei PLL-Strukturen. Eine Struktur verwendet einen einzigen PLL 2510 mit einer Breitbreite ω_n1, dem ein Filter erster Ordnung 2512 mit einer Zeitkonstanten T zum Glätten der Frequenzabschätzung vom PLL 2510 folgt, und die andere ist eine Struktur eines Dual-PLL 2514, wobei ω_n1 die Bandbreite eines schnellen PLL (PLL1) ist und ω_n2 die Bandbreite eines langsamen PLL (PLL2) ist. Der Zweck des Vergleichs besteht im Zeigen, dass bei einer geeigneten Abstimmung des Dual-PLL-Prozessors der Dual-PLL 2514 eine gegenüber dem Einzel-PLL 2510, dem das Glättungsfilter 2512 folgt, überlegene Leistungsfähigkeit erreichen kann.
Die Übertragungsfunktion zwischen dem Rauschen n' und der Frequenzabschätzung θ₁ vom Einzel-PLL 2510 ist folgende:
wobei K = 2ω_n, T_i = 2/ω_n, ξ = 1 und n' ein Gauss'sches Rauschen mit einem Mittelwert von Null und einer spektralen Höhe gleich S₀/A₀ ² ist, wobei A₀ die Amplitude des ankommenden Sinuswellensignals ist. Berücksichtigt man nun das Glättungsfilter 2512, ist die Übertragungsfunktion zwischen n' und der geglätteten Frequenzabschätzung θ_1,f folgende:
wobei α = 1/T.
Die Varianz der Frequenzabschätzung θ_1,f ist gegeben durch:
was vereinfacht werden kann, um den folgenden Ausdruck für die Varianz der geglätteten Frequenzabschätzung zu ergeben:
Dieser Ausdruck kann dazu verwendet werden, die Auswirkung des Glättungsfilters 2512 auf die Frequenzabschätzung des Einzel-PLL 2510 zu erforschen:

(1) Wenn α = ∞ (d.h. T = 0 und keine Filterung verwendet wird), dann gilt:
(2) Wenn eine große Zeitkonstante T verwendet wird und α << ω_n1, dann gilt folgendes:
(3) Wenn α = ω_n1, dann gilt folgendes:
und eine Reduzierung um einen Faktor von 4 wird erhalten, und zwar verglichen mit dem obigen Fall von "keine Filterung".

Unter der Annahme, dass die Genauigkeit (des Softwareprozesses oder der Hardware) des Dual-PLL 2514 gleich der Genauigkeit (des Softwareprozesses oder der Hardware) des Einzel-PLL 2510, dem das Glättungsfilter 2512 folgt, ist, so dass Var(θ₂) = Var(θ_1,f) gilt, dann gilt folgendes:
beispielsweise kann für einen Wirbel-Durchflussmesser mit einem Durchmesser von 2 Inches ω_n1 (von z.B. PLL1 oder dem Einzel-PLL 2510) größer als oder gleich 20 rad/s sein, um ein Starten innerhalb von 1 Sekunde zu erreichen, wie es oben in Bezug auf 14 diskutiert ist. 26 zeigt die Beziehung zwischen ω_n2 und der erforderlichen Zeitkonstanten T des Glättiingsfilters 2512, so dass Var(θ₂) = Var(θ_1,f) für ein gegebenes ω_n1 = 20 rad/s gilt. 26 zeigt weiterhin an, dass für den Einzel-PLL 2510 (der auch auf den PLL1 beim Dual-PLL 2514 angewendet werden kann) mit einer Bandbreite von ω_n1 = 20 rad/s ein Glättungsfilter 2512 mit einer Zeitkonstanten von ungefähr T = 1,5 Sekunden erforderlich sein kann, um θ₁ zu glätten, um dieselbe Varianz der Frequenzabschätzung zu bekommen, die unter Verwendung des Dual-PLL 2514 mit ω_n2 = 2 rad/s erhalten wird. Es ist zu beachten, dass ein größeres ω_n1 eine größere Zeitkonstante T erfordern würde, um die Daten zu glätten und um die Varianz der Frequenzabschätzung gleich derjenigen zu halten, die unter Verwendung des Dual-PLL 2514 mit ω_n2 = 2 erhalten wird. Hat man jedoch ein kleineres ω_n1 (z.B. 15 rad/s), wäre eine kleinere Zeitkonstante T erforderlich, aber dies verschlechtert die Startleistung, wie es in 14 gezeigt ist.
Betrachtet man die Übergangsleistung des Einzel-PLL 2510, dem das Glättungsfilter 2512 folgt, soll angenommen werden, dass eine Frequenzrampe mit einer Neigung α_f zu sowohl der Struktur des Einzel-PLL 2510 als auch der Struktur des Dual-PLL 2514 eingegeben wird. Für die Struktur des Einzel-PLL 2510 ist der Gesamtfehler der kombinierte Fehler aufgrund des Einzel-PLL 2510 und des Glättungsfilters 2512. Der Einzel-PLL 2510 ist derart gezeigt, dass er einen Fehler gleich 2α_f/ω_n1 hat, und der Fehler, der aus dem Filter erster Ordnung F(s) =1/(1+sT) aufgrund einer Rampeneingabe resultiert, ist gleich:
Daher ist der Gesamtfehler der Struktur des Einzel-PLL 2510, dem eine Rampenfrequenz folgt, folgender:
Die Struktur des Dual-PLL 2514 hat jedoch einen Fehler gleich 2α_f/ω_n1, vorausgesetzt, dass ein geeigneter Entwurf von LI2 erreicht wird (d.h. eine kleine Filter-Zeitkonstante in LI2 verwendet wird). Daher hat die Übergangsleistung des Einzel-PLL 2510, dem das Glättungsfilter 2512 folgt, während eines Übergangs einen zusätzlichen Fehler von gleich α_fT. Somit ergibt für dieselbe Genauigkeitsleistung von sowohl dem Einzel-PLL 2510 (zusätzlich des Glättungsfilters 2512) als auch dem Dual-PLL 2514 der Dual-PLL 2514 eine bessere Startund Übergangsleistung als der Einzel-PLL 2510 (mit dem Glättungsfilter 2512), und zwar insbesondere bei großen Anstiegsgeschwindigkeiten α_f.
PROZESS ZUM ENTWERFEN DES MEHRFACH-PLL
27 stellt eine Implementierung eines Prozesses 2700 zum Entwerfen von beispielsweise dem Dual-PLL 1510 (der in 15 gezeigt ist) dar. Zuerst kann eine geeignete Bandbreite für den PLL1 1212 (d.h, den "schnelleren" PLL) gewählt werden (Schritt 2710). Wie es oben diskutiert ist, kann der PLL1 1212 entworfen werden, um schnell (z.B. innerhalb von 1 Sekunde) auf die Wirbelfrequenz zu verriegeln. Demgemäß kann die natürliche Frequenz ω_n1 gemäß folgendem gewählt werden:
wobei ω² _max die maximale Frequenz des Wirbelablösungssignals ist.
Als nächstes kann die geeignete Bandbreite für den PLL2 1214 (d.h. den "langsameren" PLL) gewählt werden (Schritt 2712). Wie es oben diskutiert ist, kann der PLL2 1214 entworfen werden, um mit einer besseren Rauschunterdrückungsleistung als herkömmliche Wirbel-Durchflussmesser auf die Wirbelfrequenz zu verriegeln. Dies kann beispielsweise durch derartiges Auswählen von w_n1 erreicht werden, das ω_n2 ≤ 0,15 ω_min gilt, wobei ω_min die minimale Frequenz des Wirbelablösungssignals ist (welches aus Tabelle 1 etwa 2 Hz für einen Durchflussmesser mit der Größe von 2 Inches ist).
Als nächstes kann der Verriegelungsindikator LI2 so entworfen werden, dass beispielsweise die Ausgabe des Dual-PLL 1510 einfach die Ausgabe von PLL1 1212 während eines Startens sein kann, und einen Übergang mit einer großen Anstiegsgeschwindigkeit durchführt (Schritt 2714). Wenn einmal der PLL2 1214 eine Verriegelung erlangt, kann die Ausgabe des Dual-PLL 1510 einfach die Ausgabe des PLL2 1214 sein, wenn die Flussrate konstant ist oder während Flussvariationen mit kleinen Anstiegsgeschwindigkeiten. Der Verriegelungsindikator, der auf den internen Signalen des HTPSD 710 basiert (wie es in Bezug auf 20 diskutiert ist), kann verwendet werden, und die Zeitkonstante des Filters kann auf T > 1/ω_n2 basieren.
Als nächstes kann die Bandbreite des Vorfilters 1514 so entworfen werden, dass es die Frequenzharmonischen herausfiltert, die durch die Flügelradpumpe 114 und andere Störungen bei niedrigen Anstiegsgeschwindigkeiten erzeugt werden (Schritt 2716). In den meisten Fällen haben diese Harmonischen hohe Frequenzen und können außerhalb der Bandbreite des Vorfilters 1514 sein. Die Auswahl der oberen Grenzfrequenz f_ph (Hz) kann basierend auf:
wobei K der Mess-K-Faktor ist, μ die dynamische Viskosität ist, S die Größe des Wirbel-Durchflussmessers (Durchmesser) in Inches ist und Re die Reynolds-Zahl ist, unter welcher das Vorfilter 1514 eingeschaltet wird. Die untere Grenzfrequenz des Vorfilters 1514 kann jedoch einfach f_pl ≈ 0,5 fmin sein, wobei f_min die minimale Frequenz des Wirbelablösungssignals in Hz ist.
Schließlich kann das Relais (z.B. der Amplitudendetektor 1512), das das Vorfilter 1514 einschaltet, eine Hysterese mit einer Breite h_r haben, um das Amplitudenrauschen zu berücksichtigen (Schritt 2718). Die Hysteresebreite kann so gewählt werden, dass hr =
gilt, was das Vertrauensintervall von 99,7% des Amplitudenrauschens bei dem Schwellenpegel A ist, welches während einer Kalibrierung abgeschätzt werden kann.
Ausgaben von einem Dual-PLL-Prozessor, der gemäß den obigen Diskussionen implementiert ist, sind in oberen und unteren Spuren von 28 gezeigt. Wie es in der oberen Spur von 28 gezeigt ist, ist die Ausgabe des Dual-PLL die Durchflussabschätzung vom PLL1 während eines Startens und schaltet die Ausgabe des Dual-PLL zu PLL2, wenn er einmal verriegelt ist, und bleibt während Übergängen mit kleiner Anstiegsrate verriegelt. Wie es in der unteren Spur der 28 gezeigt ist, ist bei Übergängen mit größeren Anstiegsgeschwindigkeiten die Ausgabe des Dual-PLL vom PLL1, bis PLL2 eine Verriegelung erlangt, und dann wird die Ausgabe des Dual-PLL einfach vom PLL2 genommen.
PROZESS ZUM MESSEN VON DURCHFLUSSRATEN UNTER VERWENDUNG DES WIRBEL-DURCHFLUSSMESSERS
Gemäß 29 kann eine beispielhafte Durchflussraten-Messprozedur 2900, die durch den Wirbel-Durchflussmesser 120 implementiert ist, zum Messen der Durchflussrate von Material durch die Leitungsteile 116 verwendet werden. Allgemein kann die Prozedur kontinuierlich durchgeführt werden, um Echtzeitdaten zu der zentralen Steuerung 124 des in 1 gezeigten Prozesssteuersystems 110 zu liefern.
Während eines Startens bzw. Hochfahrens des Prozesssteuersystems 110 kann ein Materialfluss in den Leitungsteilen 116 durch die Pumpe 114 induziert werden (Schritt 2910). Zu dieser Zeit kann der Sensorteil 210 des Wirbel-Durchflussmessers 120 beginnen, den Fluss des Materials zu erfassen (d.h. Wirbel zu erfassen, die im Nachlauf des stumpfen Körpers 216 abgelöst werden, wenn das Material durchläuft), und elektrische Signale zum elektronischen Prozessor/Messwertgeber-Teil 212 zu senden, wo eine Messung der Wirbelablösungsfrequenz beginnen wird (Schritt 2912). Bevor oder nachdem das grobe Wirbelablösungssignal den elektronischen Prozessor/Messwertgeber-Teil 212 erreicht, kann es verstärkt werden, um eine Verarbeitung zu erleichtern. Weiterhin kann das grobe Wirbelablösungssignal durch einen Analog/Digital-Wandler (ADC) in ein digitales Signal umgewandelt werden, bevor oder nachdem es den elektronischen Prozessor/Messwertgeber-Teil 212 erreicht. In jedem Fall kann das Wirbelablösungssignal zur weiteren Verarbeitung zum elektronischen Prozessor/Messwertgeber-Teil 212 eingegeben werden.
Wenn der elektronische Prozessor/Messwertgeber-Teil 212 einmal das elektrische Signal (das Wirbelablösungssignal) als Eingabe empfängt, kann der Amplitudendetektor 1512 bestimmen, ob die Amplitude Â des ankommenden Signals über einer vorbestimmten (anwendergesteuerten) Schwellenamplitude A ist (Schritt 2914). Wie es oben diskutiert ist, kann eine niedrige Amplitude eine Situation eines geringen Flusses anzeigen, und kann eine höhere Amplitude eine Situation eines normalen (höheren) Flusses anzeigen. Wenn die gemessene Amplitude Â höher als der vorbestimmte Schwellenpegel A ist, dann kann das Vorfilter für einen niedrigen Fluss 1514 derart gesteuert werden, dass es "AUS" ist (Schritt 2916).
Bei dieser Situation eines normalen (höheren) Flusses wird der PLL1 1212 dazu verwendet werden, schnell auf die Wirbelablösungsfrequenz zu verriegeln (Schritt 2910 und 2920). Wenn der PLL1 1212 einmal auf die Wirbelablösungsfrequenz verriegelt hat, kann seine geschätzte Ausgabe f₁ als das Durchfluss-Messsignal des Wirbel-Durchflussmessers 120 ausgegeben werden (wenigstens bis der PLL2 1214 genauer auf die Wirbelablösungsfrequenz verriegeln kann) (Schritt 2922).
Es kann vorteilhaft sein, die Mittenfrequenz f des PLL2 1214 gleich der Frequenzabschätzung f₁ des PLL1 1212 einzustellen, um die Verriegelung des PLL2 1214 "mittels eines Sprungs zu starten", wenn der PLL1 1212 einmal verriegelt ist (Schritt 2924). Weiterhin kann der PLL2 1214 aktiv verriegelnd sein, während der Planetenradsatz 1212 gerade verriegelt, wenn der Dual-PLL 1510 derart entworfen ist, dass er sowohl den PLL1 1212 als auch den PLL2 1214 gleichzeitig in Betrieb und existierend hat. Als nächstes kann der PLL2 1214 geprüft werden, um zu sehen, ob er in einer Verriegelung ist (Schritt 2926 und 2928). Beispielsweise kann der Verriegelungsindikator LI2 dazu verwendet werden, anzuzeigen, ob der PLL2 1214 in einer Verriegelung ist, wie es oben in Bezug auf 12 diskutiert ist. Wenn LI2 "EIN" ist, dann ist der PLL2 1214 auf die Wirbelablösungsfrequenz verriegelt, die zum elektronischen Prozessor/Messwertgeber-Teil 212 eingegeben ist. Demgemäß kann dann, wenn LI2 "EIN" ist, die Mittenfrequenz f des PLL2 1214 gesteuert werden, um bei seinem letzten Wert zu bleiben (Schritt 2930), und die Ausgabe des Wirbel-Durchflussmessers 120 kann derart eingestellt werden, dass sie die Frequenzabschätzung f2 des PLL2 1214 ist (Schritt 2932).
Allgemein wird während eines Startens der Fluss des Materials schnell rampenmäßig nach oben gehen, um zu veranlassen, dass die gemessene Amplitude Â des Wirbelablösungssignals größer als die Schwellenamplitude A des Amplitudendetektors 1512 ist. Als solches kann während eines Startens und während großer Übergänge die beispielhafte Durchflussraten-Messprozedur 2900 die Schritte 2914 bis 2932 anwenden, welche einen sequentiellen Gebrauch von sowohl dem PLL1 1212 als auch dem PLL2 1214 machen, um beim Durchflussmessausgang anzukommen.
Bei Zuständen mit niedriger Flussrate kann es geeignet sein, die Flussrate unter Verwendung des genaueren, aber langsameren, PLL2 1214 zu messen. Insbesondere dann, wenn die gemessene Amplitude Â (Schritt 2914) des ankommenden Signals unter der vorbestimmten (anwendergesteuerten) Schwellenamplitude A ist, wird das Vorfilter für einen niedrigen Fluss 1514 derart gesteuert, dass es "EIN" ist (Schritt 2934). An dieser Stelle wird die Flussrate zu einer niedrigen Flussrate bestimmt, und die geeignetste Prozedur zum genauen Messen der Flussrate kann darin bestehen, ausschließlich den PLL2 1214 zu verwenden. Demgemäß wird die Mittenfrequenz f des PLL2 1214 auf die feste Mittenfrequenz f ₀ des Dual-PLL 1510 eingestellt (Schritt 2936). Weiterhin wird die geschätzte Ausgabe f₂ des PLL2 1214 als das Durchfluss-Messsignal des Wirbel-Durchflussmessers 120 ausgegeben (selbst wenn der PLL2 1214 noch nicht genau auf die Wirbelablösungsfrequenz verriegelt hat) (Schritt 2922).
Der PLL2 1214 wird kontinuierlich geprüft, um zu sehen, ob er in einer Verriegelung ist (Schritt 2926 und 2928). Wiederum ist dann, wenn LI2 "EIN" ist, der PLL2 1214 auf die Wirbelablösungsfrequenz verriegelt, die zum elektronischen Prozessor/Messwertgeber-Teil 212 eingegeben ist. Demgemäß kann dann, wenn LI2 "EIN" ist, die Mittenfrequenz f des PLL2 1214 gesteuert werden, um bei seinem letzten Wert zu bleiben (Schritt 2930), und die Ausgabe des Wirbel-Durchflussmessers 120 kann derart eingestellt werden, dass sie die Frequenzabschätzung f₂ des PLL2 1214 ist (Schritt 2932).
Es sollte beachtet werden, dass beispielsweise die Schritte 2914 bis 2936 wiederholt werden können, selektiv übersprungen werden können, neu angeordnet werden können, gruppiert werden können, in einer Schleife verschachtelt werden können, in Unterprogramme eingestellt werden können oder zufällig durchgeführt werden können, wie es geeignet ist. Weiterhin können die Schritte der beispielhaften Durchflussraten-Messprozedur 2900 mit verschiedenen anderen Schritten zum Messen der Durchflussrate des Materials durch die Leitungsteile des Prozesssteuersystems 110 mit dem Wirbel-Durchflussmesser 120 ergänzt werden.
Es sollte erkannt werden, dass, während die oben diskutierte Implementierung sich auf einen Wirbel-Durchflussmesser mit zwei PLLs bezieht, von welchen einer schneller als der andere verriegelt, der Wirbel-Durchflussmesser statt dessen irgendeine Anzahl von PLLs mit unterschiedlichen Charakteristiken (z.B. einer Verriegelungsgeschwindigkeit) in Bezug zueinander enthalten könnte. Weiterhin ist es in dem Fall eines Implementierens der PLLs in einem DSP, wie beispielsweise unter Verwendung von PLL-Softwareprozessen, möglich, einen Einzel-PLL-Softwareprozess zu verwenden, und dann lediglich die Softwareparameter einzustellen, die durch den DLL-Softwareprozess verwendet werden, um einen jeweiligen von verschiedenen schnelleren oder langsameren PLLs zu implementieren. Anders ausgedrückt könnte der PLL-Softwareprozess in einem DSP eine erste Gruppe von Parameter (z.B. Werte) verwenden, um einen PLL zu implementieren, die Wirbelfrequenz unter Verwendung des mit dem PLL mit schneller Verriegelung abgestimmten PLL-Softwareprozesses abzuschätzen, vom Wirbel-Durchflussmesser die durch den PLL mit schneller Verriegelung abgeschätzte Wirbelfrequenz auszugeben, den PLL-Softwareprozess abzustimmen, um einen PLL mit langsamerer Verriegelung zu implementieren, indem die Parameter geändert werden, die durch den PLL-Softwareprozess verwendet werden, die Frequenzabschätzung des PLL mit schneller Verriegelung als eine Startstellen-Mittenfrequenz des PLL mit langsamerer Verriegelung zu verwenden und die Wirbelfrequenz unter Verwendung des durch einen PLL mit langsamerer Verriegelung abgestimmten PLL-Softwareprozesses abzuschätzen. Wenn einmal der PLL mit langsamerer Verriegelung auf die Wirbelfrequenz verriegelt ist, kann der DSP vom Wirbel-Durchflussmesser die durch den PLL mit langsamerer Verriegelung abgeschätzte Wirbelfrequenz ausgeben. Zusätzlich kann anstelle eines Verwendens einer Schalt-Softwareroutine oder einer Vorrichtung, die zwischen den Ausgaben von zwei tatsächlichen PLLs umschaltet (die durch Software oder Hardware implementiert sind), das "Umschalten" die Form eines Änderns der Parameter annehmen, die durch den PLL-Softwareprozess verwendet werden. Darüber hinaus kann dieser Prozess zum Abstimmen des PLL-Softwareprozesses wiederholt werden, wie es nötig ist, um irgendeine Anzahl von PLLs mit unterschiedlichen Charakteristiken zu implementieren.
Weiterhin können viele der Schritte bei den durch die 27 und 29 gezeigten beispielhaften Prozesse angeordnet, mit anderen Schritten ergänzt, kombiniert oder selektiv entfernt werden.
ATTRIBUTE FÜR EINEN SELBST GÜLTIG MACHENDEN SENSOR
Der Wirbel-Durchflussmesser kann in einem Steuersystem eingesetzt werden, das selbst gültig machende Sensoren enthält. Dafür kann der Wirbel-Durchflussmesser als ein selbst gültig machendes Messgerät implementiert sein. Selbst gültig machende Messgeräte und andere Sensoren sind im US-Patent mit der Nr. 5,570,300 mit dem Titel "SELF-VALIDATING SENSORS" beschrieben, das durch Bezugnahme enthalten ist.
Allgemein liefert ein selbst gültig machendes Messgerät basierend auf allen Informationen, die dem Messgerät zur Verfügung stehen, eine beste Abschätzung für den Wert eines Parameters (z.B. eine Durchflussrate), der gerade überwacht wird. Weil die beste Abschätzung zum Teil auf nicht gemessenen Daten basiert, stimmt die beste Abschätzung nicht immer mit dem Wert überein, der durch die aktuellen, möglicherweise falschen bzw. fehlerhaften, Messdaten angezeigt wird. Ein selbst gültig machendes Messgerät liefert auch Informationen über die Unsicherheit und die Zuverlässigkeit der besten Abschätzung, sowie Informationen über den Betriebszustand des Sensors. Unsicherheitsinformation wird aus bekannten Unsicherheitsanalysen abgeleitet und wird selbst in der Abwesenheit von Fehlern geliefert.
Ein selbst gültig machendes Messgerät kann vier Grundparameter liefern: einen gültig gemachten Messwert (VMV), eine gültig gemachte Unsicherheit (VU), eine Anzeige (MV-Status) des Zustands, unter welchem die Messung erzeugt wurde, und einen Vorrichtungsstatus. Der VMV ist die beste Abschätzung des Messgeräts für den Wert eines gemessenen Parameters. Die VU und der MV-Status gehören zum VMV. Das Messgerät erzeugt einen separaten VMV-, VU- und MV-Status für jede Messung. Der Vorrichtungsstatus zeigt den Betriebszustand des Messgeräts an.
Das Messgerät kann auch andere Informationen liefern. Beispielsweise kann das Messgerät auf eine Anfrage von einem Steuersystem (z.B. eine Anfrage von der zentralen Steuerung 124) hin detaillierte Diagnoseinformation über den Zustand des Messgeräts liefern. Ebenso kann das Messgerät dann, wenn eine Messung eine vorbestimmte Grenze überschritten hat oder dabei ist, diese zu überschreiten, ein Alarmsignal zum Steuersystem senden. Unterschiedliche Alarmpegel können verwendet werden, um die Ernsthaftigkeit anzuzeigen, mit welcher die Messung vom vorbestimmten Wert abgewichen ist.
VMV und VU sind numerische Werte. Beispielsweise könnte VMV eine Temperaturmessung sein, die den Wert von 200 Grad hat, und VU, nämlich die Unsicherheit von VMV, könnte 9 Grad sein. In diesem Fall gibt es eine hohe Wahrscheinlichkeit (typischerweise 95%) dafür, dass die tatsächliche Temperatur, die gerade gemessen wird, in eine Hüllkurve um VMV fällt, und mit VU bezeichnet ist (d.h. von 191 Grad bis 209 Grad).
Bei einer Implementierung erzeugt das elektronische Prozessor/Messwertgeber-Modul des Messgeräts VMV basierend auf zugrunde liegenden Daten von den Sensoren. Zuerst leitet das elektronische Prozessor/Messwertgeber-Modul einen groben Messwert (RVM) ab, der auf den Signalen von Sensor basiert. Allgemein hat das elektronische Prozessor/Messwertgeber-Modul dann, wenn das elektronische Prozessor/Messwertgeber-Modul keine Anormalitäten erfasst, ein nominales Vertrauen in den RMV und stellt den VMV gleich RMV ein. Wenn das elektronische Prozessor/Messwertgeber-Modul eine Anormalität im Sensor erfasst, stellt das elektronische Prozessor/Messwertgeber-Modul VMV nicht gleich RMV ein. Statt dessen stellt das elektronische Prozessor/Messwertgeber-Modul VMV gleich einem Wert ein, den das elektronische Prozessor/Messwertgeber-Modul als eine bessere Abschätzung als RMV des aktuellen bzw. tatsächlichen Parameters betrachtet.
Das elektronische Prozessor/Messwertgeber-Modul erzeugt VU basierend auf einem groben Unsicherheitssignal (RU), das das Ergebnis einer dynamischen Unsicherheitsanalyse von RMV ist. Das elektronische Prozessor/Messwertgeber-Modul führt diese Unsicherheitsanalyse während jeder Abtastperiode durch. Eine Unsicherheitsanalyse, die ursprünglich in "Describing Uncertainties in Single Sample Experiments", S.J. Kline & F.A. McClintock, Mech. Eng., 75, 3-8 (1953) beschrieben ist, hat eine weite Anwendung und hat den Status eines internationalen Standards zur Kalibrierung erreicht. Im Wesentlichen liefert eine Unsicherheitsanalyse ein Indiz für die "Qualität" einer Messung. Jede Messung hat einen zugehörigen Fehler, der natürlich unbekannt ist. Jedoch kann eine vernünftige Grenze in Bezug auf diesen Fehler oft durch eine einzige Unsicherheitszahl ausgedrückt werden (ANSI/ASME PTC 19.1–1985 Part1, Measurement Uncertainty: Instruments and Apparatus).
Wie es von Kline & McClintock beschrieben ist, kann für irgendeine beobachtete Messung M die Unsicherheit bezüglich M, nämlich w_M, wie folgt definiert werden: Mwahr ∈ [M – wM, M + wM]wobei M mit einem bestimmten Maß an Vertrauens (typischerweise 95%) wahr ist (M_wahr). Diese Unsicherheit wird ohne weiteres in einer relativen Form als eine Proportion der Messung ausgedrückt (d.h. w_M/M).
Allgemein hat VU einen Wert von nicht Null, und zwar selbst unter idealen Bedingungen (d.h. bei einem fehlerlosen Sensor, der in einer gesteuerten, labormäßigen Umgebung arbeitet). Dies ist deshalb so, weil die durch einen Sensor erzeugte Messung niemals vollständig sicher ist und es immer irgendein Potential für einen Fehler gibt. Wie bei dem VMV stellt das elektronische Prozessor/Messwertgeber-Modul dann, wenn das elektronische Prozessor/Messwertgeber-Modul keine Anormalitäten erfasst, VU gleich RU ein. Wenn das elektronische Prozessor/Messwertgeber-Modul einen Fehler erfasst, der die Zuverlässigkeit von RMV nur teilweise beeinflusst, führt das elektronische Prozessor/Messwertgeber-Modul typischerweise eine neue Unsicherheitsanalyse durch, die Auswirkungen des Fehlers berücksichtigt, und stellt VU gleich den Ergebnissen dieser Analyse ein. Das elektronische Prozessor/Messwertgeber-Modul stellt VU auf einen Wert ein, der auf einer vergangenen Leistung basiert, wenn das elektronische Prozessor/Messwertgeber-Modul bestimmt, dass RMV keinen Bezug zum tatsächlichen gemessenen Wert hat.
Zum Sicherstellen, dass das Steuersystem VMV und VU richtig verwendet, liefert MV-Status Information darüber, wie sie berechnet wurden. Das elektronische Prozessor/Messwertgeber-Modul erzeugt VMV und VU unter allen Umständen bzw. Bedingungen – selbst wenn die Sensoren außer Betrieb sind. Das Steuersystem muss wissen, ob VMV und VU auf "lebendigen" oder historischen Daten basieren. Beispielsweise dann, wenn das Steuersystem VMV und VU bei einer Rückkopplung verwendete und die Sensoren nicht in Betrieb waren, würde das Steuersystem wissen müssen, dass VMV und VU auf vergangener Leistung basierten.
Der MV-Status basiert auf der erwarteten Fortdauer von irgendeinem anormalen Zustand und auf dem Vertrauen des elektronischen Prozessor/Messwertgeber-Moduls in RMV. Die vier primären Zustände für den MV-Status werden gemäß der Tabelle 2 erzeugt.
Tabelle 2 Primäre Zustände des MV-Status
Ein KLARER MV-Status tritt dann auf, wenn RMV innerhalb eines normalen Bereichs für gegebene Prozessbedingungen ist. Ein VERWIRRTER MV-Status zeigt an, dass RMV völlig anormal ist, aber erwartet wird, dass die Anormalität von kurzer Dauer ist. Typischerweise stellt das elektronische Prozessor/Messwertgeber-Modul den MV-Status auf VERWIRRT ein, wenn es eine plötzliche Änderung bezüglich des Signals von einem der Sensoren gibt und das elektronische Prozessor/Messwertgeber-Modul unfähig ist, deutlich herauszustellen, ob diese Änderung aufgrund eines noch nicht diagnostizierten Sensorfehlers oder aufgrund einer abrupten Änderung bezüglich der Variablen, die gerade gemessen wird, erfolgt. Ein UNSCHARFER MV-Status zeigt an, dass RMV anormal ist, aber vernünftig auf den Parameter bezogen ist, der gerade gemessen wird. Beispielsweise kann das elektronische Prozessor/Messwertgeber-Modul den MV-Status auf UNSCHARF einstellen, wenn RMV ein rauschbehaftetes Signal ist. Ein BLINDER MV-Status zeigt an, dass RMV vollständig unzuverlässig ist und dass erwartet wird, dass der Fehler weiterhin andauert.
Zwei zusätzliche Zustände für den MV-Status sind UNGÜLTIGGEMACHT und SICHER. Der MV-Status ist UNGÜLTIGGEMACHT, wenn das elektronische Prozessor/Messwertgeber-Modul kein Gültigmachen von VMV durchführt. MV-Status ist SICHER, wenn VMV aus redundanten Messungen erzeugt wird, bei welchen das elektronische Prozessor/Messwertgeber-Modul eine nominale Vertrauenswürdigkeit hat.
Der Vorrichtungsstatus ist ein allgemeiner, diskreter Wert, der die Gesundheit des Messgeräts zusammenfasst. Er wird primär durch eine Fehlererfassung und durch Wartungsroutinen des Steuersystems verwendet. Typischerweise ist der Vorrichtungsstatus einer von sechs Zuständen, von welchen jeder einen anderen Betriebszustand für das Messgerät anzeigt. Diese Zustände sind: GUT, TESTEND, VERDÄCHTIG, IM UNGLEICHGEWICHT, SCHLECHT oder KRITISCH. Ein GUTER Vorrichtungsstatus bedeutet, dass das Messgerät in einem nominalen Zustand ist. Ein TESTENDER Vorrichtungsstatus bedeutet, dass das Messgerät eine Eigenprüfung durchführt und dass diese Eigenprüfung verantwortlich für irgendeine temporäre Reduktion bezüglich einer Messqualität sein kann. Ein VERDÄCHTIGER Vorrichtungsstatus bedeutet, dass das Messgerät eine anormale Reaktion erzeugt hat, aber das elektronische Prozessor/Messwertgeber-Modul keine detaillierte Fehlerdiagnose hat. Ein UNAUSGEGLICHENER Vorrichtungsstatus bedeutet, dass das Messgerät an einem diagnostizierten Fehler leidet, der einen geringeren Einfluss auf eine Leistungsfähigkeit hat. Ein SCHLECHTER Vorrichtungsstatus bedeutet, dass das Messgerät ernsthaft fehlerhaft funktioniert hat und eine Wartung erforderlich ist. Schließlich bedeutet ein KRITISCHER Vorrichtungsstatus, dass das Messgerät bis zu dem Ausmaß fehlerhaft funktioniert hat, dass das Messgerät einen Störeffekt bzw. ein Risiko, wie beispielsweise ein Ausfließen, ein Feuer oder eine Explosion, verursachen kann (oder verursacht hat).
Eine Art, auf welche der Wirbel-Durchflussmesser als selbst gültig machendes Messgerät zu implementieren ist, besteht im Ausnutzen von anderen Signalen, die durch den Wirbel-Durchflussmesser erzeugt werden, zusätzlich zu der Frequenzmessung und ihrer zugehörigen Unsicherheit, wie beispielsweise dem Verriegelungsindikator des PLL1 (LI1) und dem Verriegelungsindikator des PLL2 (LI2). LI1 und LI2 werden kombiniert, um selbst gültig machende Messungen zu ergeben und VMV- und VU-Messungen zu bemaßen. Bei einer Implementierung wird die Durchflussratenmessung Q unter Verwendung von Q = Kf_i gefunden, wobei K L/s/Hz der Kalibrierungsfaktor ist und f_iHz die Frequenz der Wirbelablösung ist. Zu der Durchflussratenmessung Q gehört eine Unsicherheit ΔQ, so dass die wahre Messung Q_wahr im folgenden Intervall liegt: Q – ΔQ ≤ Qwahr ≤ Q + ΔQmit einem bestimmten Maß an Vertrauen (beispielsweise 95%). Dieses Intervall kann in Bezug auf eine relative Unsicherheitsmessung folgendermaßen ausgedrückt werden: wQ = ΔQ/Q als Q(1 – wQ) ≤ Qwahr ≤ Q (1 + wQ).
Unter der Annahme, dass K und f_i unabhängig sind, kann dann die Unsicherheit bei der Durchflussratenmessung des Wirbel-Durchflussmessers unter Verwendung einer Ausbreitungsregel gefunden werden, was das folgende Ergebnis ergibt:
was zeigt, dass die Unsicherheit bei der Durchflussmessung Q die Summe der Unsicherheiten bei dem Kalibrierungs-K-Faktor K und der Frequenzabschätzung f_i ist, wobei die Unsicherheit von f_i durch Abschätzen der Varianz der Frequenz vom Wirbel-Durchflussmesser online gefunden werden kann (ein Vertrauensintervall von 95% ist gleich etwa 2σ_f). Der Durchflussmessgeräte-Kalibrierungsfaktor und seine Unsicherheit (±05% bis ±2%) werden normalerweise durch die Hersteller kalibriert, und somit ist es wertlos, einen Prozess hoher Genauigkeit zu haben, der die Frequenz der Wirbelablösung misst, da er die Messungenauigkeit der Durchflussrate reduziert.
Tabelle 3 MV-Maße für den Wirbel-Durchflussmesser
Die Tabelle 3 fasst eine Implementierung von MV-Maßen für den in 30 gezeigten selbst gültig machenden Wirbel-Durchflussmesser zusammen. KLAR zeigt an, dass die VMV-Messung gut ist und die Durchflussmessungen in dem Bereich einer hohen Durchflussrate sind, wobei erwartet wird, dass die Genauigkeit hoch ist. Das KLAR-Signal wird dann erzeugt, wenn LI1 von PLL1 "EIN" ist und LI2 von PLL2 "EIN" ist. UNSCHARF zeigt an, dass die VMV-Messung gut ist und die Durchflussmessungen innerhalb des Bereichs einer niedrigen Durchflussrate oder in einem Übergangszustand sind. Dieses Signal wird beispielsweise dann erzeugt, wenn as Vorfilter 1514 eingeschaltet ist, und somit dann, wenn LI1 "AUS" ist und LI2 "EIN" ist (niedrige Durchflussrate), oder dann, wenn LI1 "EIN" ist und LI2 "AUS" ist (Übergang oder Starten bzw. Hochfahren). VERWIRRT zeigt an, dass die VMV-Messung in einem Suchzustand ist, und wird dann erzeugt, wenn LI1 und LI2 beide "AUS" sind. BLIND zeigt an, dass die VMV-Messung nicht gut ist und der Durchflussmesser unfähig ist, irgendwelche Messungen zu liefern, und zwar aufgrund von beispielsweise einem Fehler in der Elektronik (z.B. die Leistungsversorgung ist aus), oder dadurch verursacht, dass kein Fluss durch den Durchflussmesser läuft. Es wird einfach erzeugt, wenn der VERWIRRTE Zustand für länger als t Sekunden bleibt, wobei t ein Zeitparameter ist, der durch den Entwickler festgelegt wird.
Bei einer weiteren Implementierung könnte ein einziges Verriegelungsindikatorsignal (z.B. LI2) zum Erzeugen von selbst gültiggemachten Unsicherheitsparametern für den Wirbel-Durchflussmesser verwendet werden. Beispielsweise dann, wenn der Verriegelungsindikator EIN ist, kann das selbst gültig machende Messgerät einen KLAREN MV-Status anzeigen, und dann, wenn der Verriegelungsindikator AUS ist, kann das selbst gültig machende Messgerät einen VERWIRRTEN MV-Status anzeigen. Weiterhin dann, wenn der Verriegelungsindikator für die vorbestimmte Menge an Zeit eines Wartens auf eine Erholung AUS bleibt.
Eine Anzahl von Implementierungen ist beschrieben worden. Nichtsdestoweniger wird es verstanden werden, dass verschiedene Modifikationen durchgeführt werden können. Beispielsweise kann der Dual-PLL 1510 durch eine Kombination aus Hardware (z.B. einen Schaltkreis) und Software (z.B. als Softwareprozess in einem DSP-Chip) auf einer Element-für-Element-Basis implementiert sein. Als weiteres Beispiel kann der elektronische Prozessor/Messwertgeber-Teil 212 des Wirbel-Durchflussmessers mit einer Mehrfach-PLL-Struktur implementiert sein, d.h. mit mehr als zwei PLLs.
Zusammenfassung
Ein Prozessvariablen-Messwertgeber, der in einer dualen PLL-Struktur implementiert ist, enthält einen ersten PLL mit einer ersten Bandbreite, der ein erstes Ausgangssignal erzeugt, und einen zweiten PLL mit einer zweiten Bandbreite, die schmaler als die erste Bandbreite des ersten PLL ist. Der erste und der zweite PLL sind zum Verriegeln auf eine Frequenz eines Eingangssignals und zum Erzeugen eines ersten bzw. eines zweiten Ausgangssignals betreibbar. Der zweite PLL ist zum Verriegeln auf die Frequenz des Eingangssignals mit einer größeren Genauigkeit und einer größeren Immunität gegenüber einem Rauschen als der erste PLL betreibbar. Ein Schalter ist zum Umschalten eines Ausgangssignals des Prozessvariablen-Messwertgebers zwischen dem ersten Ausgangssignal und dem zweiten Ausgangssignal betreibbar.
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Claims

Prozessvariablen-Messwertgeber, der folgendes aufweist: einen ersten Phasenregelkreis mit einer ersten Bandbreite, der ein erstes Ausgangssignal erzeugt und der zum Verriegeln auf eine Frequenz eines Eingangssignals betreibbar ist; einen zweiten Phasenregelkreis mit einer zweiten Bandbreite, die schmaler als die erste Bandbreite ist, der ein zweites Ausgangssignal erzeugt und der zum Verriegeln auf die Frequenz des Eingangssignals mit einer größeren Genauigkeit und einer größeren Immunität gegenüber einem Rauschen als der erste Phasenregelkreis betreibbar ist; und einen Schalter, der zum Schalten eines Ausgangssignals des Prozessvariablen-Messwertgebers zwischen dem ersten Ausgangssignal und dem zweiten Ausgangssignal betreibbar ist.
Prozessvariablen-Messwertgeber nach Anspruch 1, wobei der zweite Phasenregelkreis ein Verriegelungsindikatorsignal erzeugt, wenn der zweite Phasenregelkreis auf die Frequenz des Eingangssignals verriegelt ist, und der Schalter zwischen dem ersten Ausgangssignal und dem zweiten Ausgangssignal basierend auf einem Status des Verriegelungsindikatorssignals umschaltet.
Prozessvariablen-Messwertgeber nach Anspruch 1, wobei wenigstens einer von dem ersten Phasenregelkreis und dem zweiten Phasenregelkreis folgendes aufweist: einen phasenempfindlichen Detektor, der zum Empfangen des Eingangssignals und zum Erzeugen eines Detektor-Ausgangssignals betreibbar ist; ein Schleifenfilter, das zum Empfangen des Detektor-Ausgangssignals und zum Erzeugen eines gefilterten Signals betreibbar ist; und einen spannungsgesteuerten Oszillator, der zum Empfangen des gefilterten Signals und zum Erzeugen eines Oszillatorsignals betreibbar ist, wobei der phasenempfindliche Detektor weiterhin zum Empfangen des Oszillatorsignals als Rückkoppelsignal des wenigstens einen von dem ersten Phasenregelkreis und dem zweiten Phasenregelkreis betreibbar ist.
Prozessvariablen-Messwertgeber nach Anspruch 3, wobei der Schalter und jeder von dem phasenempfindlichen Detektor, dem Schleifenfilter und dem spannungsgesteuerten Oszillator von wenigstens einem von dem ersten und dem zweiten Phasenregelkreis in einem Softwareprozess implementiert sind.
Prozessvariablen-Messwertgeber nach Anspruch 4, wobei der Schalter und jeder von dem phasenempfindlichen Detektor, dem Schleifenfilter und dem spannungsgesteuerten Oszillator von wenigstens einem von dem ersten und dem zweiten Phasenregelkreis in dem Softwareprozess auf einem einzigen Digitalsignalprozessor-Chip implementiert ist.
Prozessvariablen-Messwertgeber nach Anspruch 3, wobei der phasenempfindliche Detektor von wenigstens einem von dem ersten und dem zweiten Phasenregelkreis einen Hilbert-Transformator aufweist.
Prozessvariablen-Messwertgeber nach Anspruch 6, wobei der wenigstens eine von dem ersten und dem zweiten Phasenregelkreis ein Überlagerungsmodul aufweist, das zum Überlagern des Eingangssignals vor einer Verarbeitung des Eingangssignals mit dem Hilbert-Transformator betreibbar ist.
Prozessvariablen-Messwertgeber nach Anspruch 1, der weiterhin einen Amplitudendetektor aufweist, der zum Erfassen einer Amplitude des Eingangssignals und zum Erzeugen eines Signals für einen niedrigen Durchfluss betreibbar ist, wenn die Amplitude des Eingangssignals unter einem anwendergesteuerten Wert ist.
Prozessvariablen-Messwertgeber nach Anspruch 8, der weiterhin ein Vorfilter aufweist, das zum Filtern des Eingangssignals vor einer Verarbeitung durch wenigstens einen von dem ersten Phasenregelkreis und dem zweiten Phasenregelkreis betreibbar ist, und wobei basierend auf einem Status bzw. Zustand des Signals für einen niedrigen Durchfluss eine feste Mittenfrequenz des zweiten Phasenregelkreises zwischen dem ersten Ausgangssignal und 2πf_ph umschaltbar ist, wobei f_ph eine obere Grenzfrequenz des Vorfilters ist, das Vorfilter zwischen einem EIN-Zustand und einem AUS-Zustand umschaltbar ist, und der Schalter das Ausgangssignal des Prozessvariablen-Messwertgebers zum zweiten Ausgangssignal umschaltet.
Prozessvariablen-Messwertgeber nach Anspruch 1, der weiterhin ein selbst gültig machendes Modul aufweist, das zum Erzeugen von gültig gemachten Unsicherheitsparametern einschließlich eines Messwerts und eines Unsicherheitswerts, der sich auf die Qualität des Messwerts bezieht, betreibbar ist.
Prozessvariablen-Messwertgeber nach Anspruch 10, wobei die durch das selbst gültig machende Modul erzeugten gültig gemachten Unsicherheitsparameter eine Messzustandsvariable enthalten.
Prozessvariablen-Messwertgeber nach Anspruch 10, wobei das selbst gültig machende Modul in einem Softwareprozess implementiert ist.
Prozessvariablen-Messwertgeber nach Anspruch 1, wobei der Prozessvariablen-Messwertgeber einen Wirbel-Durchflussmesser aufweist.
Wirbel-Durchflussmesser, der folgendes aufweist: einen Durchflusssensor, der zum Erfassen von Druckvariationen aufgrund einer Wirbelablösung eines Fluids in einem Durchgang und zum Umwandeln der Druckvariationen in ein Durchflusssensorsignal in der Form eines elektrischen Signals mit sinusförmigen Charakteristiken betreibbar ist; und einen Signalprozessor, der zum Empfangen des Durchflusssensorsignals und zum Erzeugen eines Ausgangssignals entsprechend den Druckvariationen aufgrund einer Wirbelablösung des Fluids im Durchgang betreibbar ist, wobei der Signalprozessor folgendes aufweist: Phasenregelkreise (PLLs) mit voneinander unterschiedlichen Charakteristiken, die betreibbar sind, um das Flusssensorsignal zu empfangen und auf das Flusssensorsignal zu verriegeln, und um PLL-Ausgangssignale zu erzeugen, die das Flusssensorsignal anzeigen, und einen Schalter zum Umschalten des durch den Signalprozessor erzeugten Ausgangssignals zwischen den PLL-Ausgangssignalen.
Wirbel-Durchflussmesser nach Anspruch 14, wobei der Signalprozessor durch einen Softwareprozess in einem Digitalsignalprozessor-Chip implementiert ist.
Wirbel-Durchflussmesser nach Anspruch 14, wobei ein erster der PLLs betreibbar ist, um schneller als irgendein anderer PLL auf das Durchflusssensorsignal zu verriegeln, und ein zweiter der PLLs betreibbar ist, um mit einer größeren Genauigkeit und einer größeren Immunität gegenüber einem Rauschen als der erste PLL auf das Durchflusssensorsignal zu verriegeln.
Wirbel-Durchflussmesser nach Anspruch 16, wobei der Schalter das durch den Signalprozessor erzeugte Ausgangssignal von einem Ausgangssignal des ersten PLL zu einem Ausgangssignal des zweiten PLL umschaltet, wenn der zweite PLL auf das Flusssensorsignal verriegelt.
Wirbel-Durchflussmesser nach Anspruch 14, der weiterhin einen Amplitudendetektor aufweist, der betreibbar ist, um eine Amplitude des Durchflusssensorsignals zu erfassen, wobei der Amplitudendetektor ein Signal für einen niedrigen Durchfluss erzeugt, wenn die Amplitude des Durchflusssensorsignals unter einem anwendergesteuerten Wert ist.
Wirbel-Durchflussmesser nach Anspruch 18, der weiterhin ein Filter aufweist, das betreibbar ist, um das Durchflusssensorsignal vor einem Verarbeiten durch den langsamen PLL zu filtern.
Wirbel-Durchflussmesser nach Anspruch 19, wobei das Filter zwischen einem EIN-Zustand und einem AUS-Zustand umschaltbar ist und basierend auf dem Signal für einen niedrigen Durchfluss zum EIN-Zustand umgeschaltet wird.
Verfahren zum Bestimmen einer Durchflussrate, die durch einen Wirbel-Durchflussmesser erfasst wird, wobei das Verfahren folgendes aufweist: Eingeben eines Eingangssignals mit sinusförmigen Charakteristiken zu einem Signalprozessor, wobei der Signalprozessor einen ersten Phasenregelkreis (PLL) mit einer ersten Bandbreite und einen zweiten PLL mit einer zweiten Bandbreite, die schmaler als die erste Bandbreite ist, aufweist; Verriegeln auf die Frequenz des Eingangssignals unter Verwendung des ersten PLL, wobei der erste PLL ein schnelles Schleifenfilter mit einer großen natürlichen Frequenz hat, um zu ermöglichen, dass der erste PLL schnell auf die Frequenz des Eingangssignals verriegelt; genaues Verriegeln auf die Frequenz des Eingangssignals unter Verwendung des zweiten PLL, wobei der zweite PLL ein langsames Schleifenfilter mit einer kleinen natürlichen Frequenz hat, um zu ermöglichen, dass der zweite PLL genauer und mit einer größeren Immunität gegenüber einem Rauschen als der erste PLL auf die Frequenz des Eingangssignals verriegelt; Erzeugen eines Verriegelungsindikatorsignals, wenn der zweite PLL auf die Frequenz des Eingangssignals verriegelt ist; und Umschalten einer Ausgabe des Signalprozessors zwischen einem durch den ersten PLL erzeugten Ausgangssignal und einem durch den zweiten PLL erzeugten Ausgangssignal basierend auf dem Verriegelungsindikatorsignal.
Verfahren nach Anspruch 21, wobei ein Umschalten der Ausgabe des Signalprozessors ein Umschalten der Ausgabe des Signalprozessors vom Ausgangssignal des ersten PLL zum Ausgangssignal des zweiten PLL aufweist, wenn das Verriegelungsindikatorsignal anzeigt, dass der zweite PLL auf die Frequenz des Eingangssignals verriegelt ist.
Verfahren nach Anspruch 21, das weiterhin ein Liefern des Ausgangssignals des ersten PLL zum zweiten PLL als Anfangszustandsfrequenz des zweiten PLL aufweist, um bei einem Verriegeln durch den zweiten PLL zu helfen.
Verfahren nach Anspruch 21, das weiterhin ein Umschalten der Ausgabe des Signalprozessors vom Ausgangssignal des zweiten PLL zum Ausgangssignal des ersten PLL aufweist, wenn das Verriegelungsindikatorsignal anzeigt, dass der zweite PLL außerhalb einer Verriegelung mit der Frequenz des Eingangssignals ist.
Signalverarbeitungsvorrichtung zum Erlangen einer Frequenz eines Eingangssignals, wobei die Vorrichtung folgendes aufweist: einen ersten Phasenregelkreis, der zum Verriegeln auf die Frequenz des Eingangssignals betreibbar ist; einen ersten Verriegelungsindikator zum Erzeugen eines ersten Verriegelungsindikatorsignals basierend darauf, ob der erste Phasenregelkreis auf die Frequenz des Eingangssignals verriegelt ist; ein selbst gültig machendes Modul, das zum Erzeugen gültig gemachter Unsicherheitsparameter basierend auf dem ersten Verriegelungsindikatorsignal betreibbar ist, wobei die gültig gemachten Unsicherheitsparameter einen Messwert entsprechend dem Ausgangssignal und einen Unsicherheitswert in Bezug auf die Qualität des Messwerts enthalten.
Signalverarbeitungsvorrichtung nach Anspruch 25, die weiterhin folgendes aufweist: einen zweiten Phasenregelkreis, der zum Verriegeln auf die Frequenz des Eingangssignals betreibbar ist; und einen zweiten Verriegelungsindikator zum Erzeugen eines zweiten Verriegelungsindikatorsignals basierend darauf, ob der zweite Phasenregelkreis auf die Frequenz des Eingangssignals verriegelt ist, wobei das selbst gültig machende Modul zum Erzeugen gültig gemachter Unsicherheitsparameter basierend auf dem ersten und dem zweiten Verriegelungsindikatorsignal betreibbar ist.
Signalverarbeitungsvorrichtung nach Anspruch 25, wobei die gültig gemachten Sicherheitsparameter, die durch das selbst gültig machende Modul erzeugt sind, eine Messzustandsvariable enthalten.