DE102016200390A1

DE102016200390A1 - Bypass-Modus für Spannungsregler

Info

Publication number: DE102016200390A1
Application number: DE102016200390.9A
Authority: DE
Inventors: Mihail Jefremow; Dan Ciomaga; Marcus Weis; Stephan Drebinger; Fabio Rigoni
Original assignee: Dialog Semiconductor UK Ltd
Current assignee: Dialog Semiconductor UK Ltd
Priority date: 2016-01-14
Filing date: 2016-01-14
Publication date: 2017-07-20
Anticipated expiration: 2036-01-15
Also published as: DE102016200390B4; US10048710B2; US20170205841A1

Abstract

Ein Spannungsregler (100), der konfiguriert ist zum Vorsehen, an einem Ausgangsknoten (204), eines Laststroms (214) bei einer Ausgangsspannung (224) wird beschrieben. Der Spannungsregler (100) weist einen Durchlasstransistor (201) zum Vorsehen des Laststroms (214) an dem Ausgangsknoten (204) von einem Eingangsknoten (212) und eine Treiberstufe (310) auf, die konfiguriert ist zum Setzen einer Gate-Spannung (223) an einem Gate (203) des Durchlasstransistors (201) basierend auf einem Treiberstrom (321). Weiter weist der Spannungsregler (100) Spannungsregelungsmittel (104, 202) auf, die konfiguriert sind zum Setzen des Treiberstroms (321) in Abhängigkeit von einer Angabe der Ausgangsspannung (224) an dem Ausgangsknoten (204) und in Abhängigkeit von einer Referenzspannung (108) für die Ausgangsspannung (224). Zusätzlich weist der Spannungsregler (100) Bypass-Regelungsmittel (511, 512, 610) auf, die konfiguriert sind zum Setzen des Treiberstroms (321) in Abhängigkeit von einer Angabe der Gate-zu-Source-Spannung (213) an dem Durchlasstransistor (201) und in Abhängigkeit von einer Sollspannung (314) für die Gate-zu-Source-Spannung (213). Der Spannungsregler (100) weist auch Modusauswahlmittel (501) auf, die konfiguriert sind zum Aktivieren der Spannungsregelungsmittel (104, 202) und/oder der Bypass-Regelungsmittel (511, 512, 610).

Description

Technisches Gebiet
Das vorliegende Dokument betrifft einen Spannungsregler. Insbesondere betrifft das vorliegende Dokument einen Spannungsregler mit einem Umgehungs- bzw. Bypass-Modus mit niedrigem Widerstand.
Hintergrund
Spannungsregler werden häufig zum Vorsehen eines Laststroms bei einer stabilen Lastspannung für verschiedene Typen von Lasten (zum Beispiel an die Prozessoren einer elektronischen Vorrichtung) verwendet. Ein Spannungsregler leitet den Laststrom von einem Eingangsknoten des Reglers ab während eines Regelns der Ausgangsspannung an dem Ausgangsknoten des Reglers in Übereinstimmung mit einer Referenzspannung. In bestimmten Situationen kann es wünschenswert sein, die Regelung zu umgehen und den Laststrom direkt von dem Eingangsknoten auf eine leistungseffiziente Weise vorzusehen.
Das vorliegende Dokument behandelt das technische Problem eines Vorsehens eines Spannungsreglers mit einem stabilen und leistungseffizienten Bypass-Modus für verschiedene Lastbedingungen.
Zusammenfassung
Gemäß einem Aspekt wird ein Regler (insbesondere ein Spannungsregler, wie ein linearer Dropout-Regler) beschrieben. Der Regler ist konfiguriert, an einem Ausgangsknoten des Reglers einen Laststrom bei einer Ausgangsspannung vorzusehen. Der Ausgangsknoten des Reglers kann mit einer Last (zum Beispiel mit einem Prozessor) gekoppelt sein, die unter Verwendung des Laststroms zu betreiben ist.
Der Regler (insbesondere der Spannungsregler) weist einen Durchlasstransistor (zum Beispiel ein n-Typ-Metalloxid-Halbleiter-Transistor) auf zum Vorsehen des Laststroms an dem Ausgangsknoten von einem Eingangsknoten. Der Eingangsknoten kann einem Drain des Durchlasstransistors entsprechen und der Ausgangsknoten kann einer Source des Durchlasstransistors entsprechen. Weiter weist der Regler eine Treiberstufe auf, die konfiguriert ist zum Setzen einer Gate-Spannung an einem Gate des Durchlasstransistors basierend auf einem Treiberstrom. Die Treiberstufe kann einen Treibertransistor (zum Beispiel einen NMOS-Transistor) mit einem Gate, das mit dem Gate des Durchgangstransistors gekoppelt ist, mit einer Source, die mit einer Source des Durchlasstransistors gekoppelt ist, und mit einem Drain aufweisen, der mit dem Gate des Treibertransistors gekoppelt ist. Der Treiberstrom kann dem Strom durch den Treibertransistor entsprechen.
Der Regler weist weiter Spannungsregelungsmittel auf, die konfiguriert sind zum Setzen des Treiberstroms in Abhängigkeit von einer Angabe der Ausgangsspannung an dem Ausgangsknoten und in Abhängigkeit von einer Referenzspannung für die Ausgangsspannung. Die Spannungsregelungsmittel können Rückkopplungsmittel (zum Beispiel einen Spannungsteiler) aufweisen zum Ableiten einer Rückkopplungsspannung von der Ausgangsspannung an dem Ausgangsknoten (die Rückkopplungsspannung ist die Angabe der Ausgangsspannung). Weiter können die Spannungsregelungsmittel einen Differenzverstärker aufweisen, der konfiguriert ist zum Steuern eines Stroms durch einen Rückkopplungssteuertransistor in Abhängigkeit von der Rückkopplungsspannung und in Abhängigkeit von der Referenzspannung, insbesondere in Abhängigkeit von einer Differenz zwischen der Rückkopplungsspannung und der Referenzspannung. Der Treiberstrom kann dann von dem Strom durch den Rückkopplungssteuertransistor abhängig sein. Somit können die Spannungsregelungsmittel verwendet werden zum Regeln der Ausgangsspannung an dem Ausgangsknoten des Reglers in Übereinstimmung mit der Referenzspannung.
Weiter weist der Regler Bypass-Regelungsmittel auf, die konfiguriert sind zum Setzen des Treiberstroms in Abhängigkeit von einer Angabe der Gate-zu-Source-Spannung an dem Durchlasstransistor und in Abhängigkeit von einer Sollspannung für die Gate-zu-Source-Spannung. Insbesondere können die Bypass-Regelungsmittel konfiguriert sein zum Setzen des Treiberstroms derart, dass die Gate-zu-Source-Spannung an dem Durchlasstransistor in Übereinstimmung (zum Beispiel gleich ist) mit der Sollspannung für die Gate-zu-Source-Spannung gesetzt ist. Auf diese Weise kann ein leistungseffizienter und stabiler Bypass-Modus vorgesehen werden zum Vorsehen des Laststroms direkt von dem Eingangsknoten, ohne eine Regelung der Ausgangsspannung. Durch Setzen der Gate-zu-Source-Spannung auf eine Sollspannung (d. h. auf eine Soll-Gate-zu-Source-Spannung), ungeachtet des Pegels der Ausgangsspannung, kann die Dropout-Spannung an dem Durchlasstransistor für variierende Lastbedingungen klein gehalten werden.
Zusätzlich kann der Regler Modusauswahlmittel aufweisen, die konfiguriert sind zum Aktivieren der Spannungsregelungsmittel und/oder der Bypass-Regelungsmittel (zum Beispiel auf eine sich gegenseitig ausschließende Weise). Somit kann der Regler auf eine selektive Weise in einem Spannungsreglermodus und in einem Bypass-Modus betrieben werden.
Die Bypass-Regelungsmittel können Erfassungsmittel aufweisen, die konfiguriert sind zum Vorsehen eines Erfassungsstroms als die Angabe der Gate-zu-Source-Spannung an dem Durchlasstransistor. Weiter können die Bypass-Regelungsmittel Überwachungsmittel aufweisen, die konfiguriert sind zum Vorsehen eines Überwachungsstroms, der von der Soll-Gate-zu-Source-Spannung abhängig ist. Die Überwachungsmittel können konfiguriert sein zum Vorsehen des Überwachungsstroms auch in Abhängigkeit von einem Prozessparameter und/oder in Abhängigkeit von einer Betriebstemperatur der Treiberstufe. Dadurch werden PVT(process, voltage, temperature – Prozess, Spannung, Temperatur)-Bedingungen kompensiert, um eine feste Gate-zu-Source-Spannung an den Durchlasstransistor zu liefern.
Insbesondere können die Überwachungsmittel einen Überwachungstransistor aufweisen, der eine skalierte Kopie des Treibertransistors ist. Eine Gate-zu-Source-Spannung an dem Überwachungstransistor kann der Sollspannung entsprechen. Somit kann der Überwachungsstrom die Sollspannung bei den tatsächlichen PVT-Bedingungen angeben. Insbesondere kann der Überwachungsstrom proportional (oder gleich) zu einem Sollstrom sein, der der Treiberstrom durch den Treibertransistor ist, der zum Setzen der Gate-zu-Source-Spannungan dem Durchlasstransistor auf die Sollspannung erforderlich ist. Typischerweise gibt es eine direkte Beziehung (zum Beispiel eine nahezu quadratische Beziehung) zwischen der Gate-zu-Source-Spannung an dem Durchlasstransistor und dem Treiberstrom durch den Treibertransistor, wobei die Beziehung typischerweise von den tatsächlichen PVT-Bedingungen des Treiber- und Durchlasstransistors abhängt.
Die Bypass-Regelungsmittel können einen Stromkomparator aufweisen, der konfiguriert ist zum Bestimmen eines Bypass-Steuersignals durch Vergleichen des Erfassungsstroms und des Überwachungsstroms. Der Stromkomparator kann konfiguriert sein zum Erhöhen oder Verringern des Bypass-Steuersignals abhängig davon, ob der Erfassungsstrom größer oder kleiner als der Überwachungsstrom ist.
Weiter können die Bypass-Regelungsmittel Bypass-Treibermittel aufweisen, die konfiguriert sind zum Setzen des Treiberstroms in Abhängigkeit von dem Bypass-Steuersignal. Insbesondere können die Bypass-Treibermittel einen Bypass-Steuertransistor aufweisen, der durch das Bypass-Steuersignal gesteuert wird, wobei der Treiberstrom von dem Strom durch den Bypass-Steuertransistor abhängen kann. Insbesondere kann der Treiberstrom von dem Strom durch den Bypass-Steuertransistor abgeleitet sein (zum Beispiel unter Verwendung eines Stromspiegels) derart, dass der Strom durch den Bypass-Steuertransistor proportional oder gleich ist zu dem Treiberstrom durch den Treibertransistor. Das Bypass-Treibersignal kann an ein Gate des Bypass-Steuertransistors angelegt werden. Somit kann ein Strom durch den Bypass-Steuertransistor durch das Bypass-Steuersignal gesteuert werden.
Die Treiberstufe kann einen Eingangstransistor aufweisen, der in Serie mit dem Bypass-Steuertransistor gekoppelt ist, so dass ein Strom durch den Bypass-Steuertransistor einem Strom durch den Eingangstransistor entspricht. Weiter kann die Treiberstufe einen ersten Spiegeltransistor aufweisen, der einen Stromspiegel mit dem Eingangstransistor bildet und den Treiberstrom liefert, das heißt der Strom durch den ersten Spiegeltransistor kann dem Treiberstrom entsprechen. Zu diesem Zweck kann der erste Spiegeltransistor in Serie mit dem Treibertransistor angeordnet sein.
Weiter kann der Rückkopplungssteuertransistor der Spannungsregelungsmittel in Serie mit dem Eingangstransistor und dem Bypass-Steuertransistor angeordnet sein derart, dass die Ströme durch den Bypass-Steuertransistor, den Rückkopplungssteuertransistor und den Eingangstransistor gleich sind.
Die Modusauswahlmittel können konfiguriert sein zum Deaktivieren der Spannungsregelungsmittel durch Entkoppeln eines Gates des Rückkopplungssteuertransistors von einem Ausgang des Differenzverstärkers. Weiter können die Modusauswahlmittel konfiguriert sein zum Aktivieren der Bypass-Regelungsmittel durch Koppeln des Gates des Rückkopplungssteuertransistors mit einer Versorgungsspannung (die vorzugsweise höher ist als die Eingangsspannung an dem Eingangsknoten des Reglers). Somit kann die Auswahl zwischen dem Spannungsreglermodus und dem Bypass-Modus auf eine effiziente Weise implementiert werden.
Die Erfassungsmittel können einen zweiten Spiegeltransistor aufweisen, der einen Stromspiegel mit dem Eingangstransistor bildet und den Erfassungsstrom liefert. Wie im Folgenden detaillierter erläutert wird, kann der Treiberstrom eine genaue Angabe der Gate-zu-Source-Spannung an der Durchlassvorrichtung vorsehen (aufgrund der oben angeführten Beziehung). Als Folge liefert der Strom durch den zweiten Spiegeltransistor (der eine skalierte Version des Treiberstroms ist) eine genaue Angabe der Gate-zu-Source-Spannung an dem Durchlasstransistor.
Die Erfassungsmittel können einen Repliktransistor aufweisen mit einem Gate, das mit dem Gate des Durchgangstransistors gekoppelt ist, und mit einer Source, die mit einer Source des Durchlasstransistors gekoppelt ist. Der Repliktransistor kann eine skalierte Version des Durchlasstransistors sein. Der Erfassungsstrom kann von einem Strom durch den Repliktransistor abhängig sein. In anderen Worten, der Erfassungsstrom (der die Angabe der Gate-zu-Source-Spannung an dem Durchlasstransistor ist) kann von dem Strom durch den Repliktransistor abgeleitet sein. Aufgrund der Anordnung des Repliktransistors kann der Repliktransistor derart betrieben werden, dass der Repliktransistor derselben Gate-zu-Source-Spannung wie der Durchlasstransistor ausgesetzt ist. Als Ergebnis davon liefert der Strom durch den Repliktransistor eine genaue Angabe der Gate-zu-Source-Spannung.
Die Erfassungsmittel können weiter einen Operationsverstärker aufweisen, der ausgebildet ist zum Setzen einer Spannung an einem Drain des Repliktransistors gleich der Gate-Spannung an dem Gate des Durchlasstransistors, wodurch der Strom durch den Repliktransistor derart gesteuert wird, dass der Strom durch den Repliktransistor eine genaue Angabe der Gate-zu-Source-Spannung des Treibertransistors und somit der Gate-zu-Source-Spannung an dem Durchlasstransistor liefert.
Weiter können die Erfassungsmittel einen Stromspiegel zum Ableiten des Erfassungsstroms von dem Strom durch den Repliktransistor aufweisen.
Alternativ zur Verwendung eines Operationsverstärkers können die Erfassungsmittel einen zweiten Überwachungstransistor aufweisen, der konfiguriert ist zum Vorsehen eines zweiten Überwachungsstroms. Der zweite Überwachungstransistor kann eine skalierte Version des Treibertransistors sein. Weiter kann der zweite Überwachungstransistor einer Gate-zu-Source-Spannung ausgesetzt sein, die gleich zu der Sollspannung ist.
Der Erfassungsstrom kann dann von dem Strom durch den Repliktransistor und von dem zweiten Überwachungsstrom abhängig sein, insbesondere von einer Differenz zwischen dem Strom durch den Repliktransistor und dem zweiten Überwachungsstrom. Insbesondere kann der zweite Überwachungsstrom derart erzeugt werden, dass er zweimal dem Sollstrom entspricht, der der Sollspannung der Gate-zu-Source-Spannung an dem Durchlasstransistor entspricht. Folglich stellen die Bypass-Regelungsmittel sicher, dass die Differenz zwischen dem Strom durch den Repliktransistor und dem zweiten Überwachungsstrom gleich zu dem Sollstrom ist, in einer Situation, in der die Gate-zu-Source-Spannung an dem Durchlasstransistor gleich ist zu der Sollspannung.
Gemäß einem weiteren Aspekt wird ein Verfahren zum Vorsehen eines Laststroms bei einer Ausgangsspannung an einem Ausgangsknoten eines Reglers beschrieben. Der Regler weist einen Durchlasstransistor zum Vorsehen des Laststroms an dem Ausgangsknoten von einem Eingangsknoten auf. Weiter weist der Regler eine Treiberstufe auf zum Setzen einer Gate-Spannung an einem Gate des Durchlasstransistors basierend auf einem Treiberstrom. Das Verfahren weist ein (selektives) Setzen des Treiberstroms in Abhängigkeit von einer Angabe der Ausgangsspannung an dem Ausgangsknoten und in Abhängigkeit von einer Referenzspannung für die Ausgangsspannung auf. Weiter weist das Verfahren ein (selektives) Setzen des Treiberstroms in Abhängigkeit von einer Angabe der Gate-zu-Source-Spannung an dem Durchlasstransistor und in Abhängigkeit von einer Sollspannung für die Gate-zu-Source-Spannung auf.
In dem vorliegenden Dokument bezeichnet der Begriff „koppeln” oder „gekoppelt” Elemente, die in elektrischer Kommunikation miteinander sind, entweder direkt zum Beispiel über Leitungen oder in anderer Weise verbunden.
Kurze Beschreibung der Figuren
Die Erfindung wird im Folgenden auf beispielhafte Weise unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, wobei
1a ein beispielhaftes Blockdiagramm eines LDO-Reglers zeigt;
1b das beispielhafte Blockdiagramm eines LDO-Reglers detaillierter zeigt;
2a ein Blockdiagramm eines Spannungsreglers in einem Spannungsregelmodus zeigt;
2b ein Blockdiagramm eines Spannungsreglers in einem Bypass-Modus zeigt;
3 weitere Details in Bezug auf die Treiberstufe eines Spannungsreglers zeigt;
4 beispielhafte Beziehungen zwischen dem Treiberstrom und der Gate-zu-Source-Spannung an einem Treibertransistor eines Spannungsreglers zeigt;
5a einen Spannungsregler mit beispielhaften Bypass-Regelungsmitteln unter Verwendung einer indirekten Erfassung zeigt;
5b ein Schaltungsdiagramm eines beispielhaften Stromkomparators zeigt;
6a und 6b Spannungsregler mit beispielhaften Bypass-Regelungsmitteln unter Verwendung einer direkten Erfassung zeigen; und
7 ein Ablaufdiagramm eines beispielhaften Verfahrens zum Vorsehen eines Laststroms an einem Ausgangsknoten eines Reglers zeigt.
Detaillierte Beschreibung
Wie oben dargelegt, betrifft das vorliegende Dokument ein Vorsehen eines Spannungsreglers mit einem stabilen und leistungseffizienten Bypass-Modus. Ein Beispiel eines Spannungsreglers ist ein LDO-Regler. Ein typischer LDO-Regler 100 ist in 1a dargestellt. Der LDO-Regler 100 weist auf eine Ausgangsverstärkungsstufe 103, zum Beispiel einen Feldeffekttransistor (FET – field-effect transistor) aufweisend, an dem Ausgang und eine Differenzverstärkungsstufe 101 (auch als Fehlerverstärker bezeichnet) an dem Eingang. Ein erster Eingang (fb) 107 der Differenzverstärkungsstufe 101 empfängt einen Bruchteil der Ausgangsspannung V_out, bestimmt durch den Spannungsteiler 104, die Widerstände R0 und R1 aufweisend. Der zweite Eingang (ref) in die Differenzverstärkungsstufe 101 ist eine stabile Spannungsreferenz V_ref 108 (auch als die Bandlückereferenz bezeichnet). Wenn sich die Ausgangsspannung V_out relativ zu der Referenzspannung V_ref ändert, ändert sich die Treiberspannung an die Ausgangsverstärkungsstufe, zum Beispiel an den Leistungs-FET, durch einen Rückkopplungsmechanismus, der als Hauptrückkopplungsschleife bezeichnet wird, um eine konstante Ausgangsspannung V_out beizubehalten.
Der LDO-Regler 100 von 1a weist weiter eine zusätzliche Zwischenverstärkungsstufe 102 auf, die konfiguriert ist zum Verstärken der Ausgangsspannung der Differenzverstärkungsstufe 101. Eine Zwischenverstärkungsstufe 102 kann verwendet werden zum Vorsehen einer zusätzlichen Verstärkung in dem Verstärkungspfad. Weiter kann die Zwischenverstärkungsstufe 102 eine Phasenumkehr vorsehen.
Zusätzlich kann der LDO-Regler 100 eine Ausgangskapazität C_out (auch als Ausgangskondensator oder Stabilisierungskondensator oder Bypass-Kondensator bezeichnet) 105 parallel zu der Last 106 aufweisen. Der Ausgangskondensator 105 wird verwendet zum Stabilisieren der Ausgangsspannung V_out, die einer Änderung der Last 106 unterliegt, insbesondere einer Änderung des angeforderten Laststroms I_load unterliegt.
1b zeigt das Blockdiagramm eines LDO-Reglers 100, wobei die Ausgangsverstärkungsstufe 103 detaillierter dargestellt wird. Insbesondere werden der Durchlasstransistor oder die Durchlassvorrichtung 201 und die Treiberstufe 110 der Ausgangsverstärkungsstufe 103 gezeigt. Typische Parameter eines LDO-Reglers 100 sind eine Versorgungsspannung von 5 V (zum Beispiel von einer Batterieversorgung), eine Ausgangsspannung von 0,5 V und ein Ausgangsstrom oder Laststrom in einem Bereich von 1 mA bis 100 mA oder 200 mA. Andere Konfigurationen sind möglich.
Moderne Leistungsverwaltungs-integrierte-Schaltungen (ICs – integrated circuits) haben eine Vielzahl von verschiedenen Low-Dropout-Reglern (LDOs – low dropout regulators) 100 zum Vorsehen von stabilen und genau geregelten Versorgungsleitungen. Um Flächenbeschränkungen einer IC zu berücksichtigen und um leistungseffiziente Gestaltungen zu ermöglichen, werden Hochstrom-LDOs 100 typischerweise mit Niederspannungskomponenten (zum Beispiel mit einer maximalen Eingangsspannung Vin von bis zu 1,8 V) implementiert. Für LDOs 100 mit niedriger Eingangsspannung kann der Durchlasstransistor 201, der den Eingangsknoten und den Ausgangsknoten eines LDOs 100 koppelt, mit einem Niederspannungs-NMOS(N-type metal oxide semiconductor)-Transistor implementiert werden. 2a zeigt die typische schematische Darstellung eines Niederspannungs-NMOS-LDOs 100. Insbesondere 2a zeigt den Eingangsknoten 212, der der Eingangsspannung V_in unterliegt, den Ausgangsknoten 204 zum Vorsehen der Ausgangsspannung V_out und des Laststroms 214, und die Verstärkungsstufen 202 (die zum Beispiel die Einheiten 101, 102, 110 aufweisen) zum Vorsehen der Treiberspannung N_drive für das Gate 203 des Durchlasstransistors 201.
Somit weist die typische LDO-Struktur zwei Teile auf, den Durchlasstransistor 201 zum Vorsehen des Laststroms 214 von dem Eingangsknoten 212 an den Ausgangsknoten 204 und den Steuerblock 202 zum Anpassen der Gate-zu-Source-Spannung V_GS,Npass 213 des Durchlasstransistors 201 durch Regeln der Treiberspannung N_drive an dem Gate 203 des Durchlasstransistors 201 in Abhängigkeit von der erfassten Ausgangsspannung V_out (d. h. in Abhängigkeit von der Rückkopplungsspannung 107).
Um eine Low-Dropout-Spannung zu ermöglichen, d. h. um die Spannungsdifferenz zwischen der Eingangsspannung V_in und der Ausgangsspannung V_out für eine vorgegebene maximale Stromlast zu reduzieren oder zu minimieren, muss die Gate-zu-Source-Spannung V_GS,Npass 213 des Durchlasstransistors 201 höher sein als die Eingangsspannung V_in. Zum Beispiel muss für eine Ausgangsspannung V_out = 1,5 V die Treiberspannung N_drive so hoch sein wie die gewünschte Ausgangsspannung V_out plus die Vgs-Spannung V_gs,Npass des Durchlasstransistors (zum Beispiel 1,0 V), d. h. 2,5 V. Um höhere Spannungen an das Gate 203 des Durchlasstransistors 201 als die Eingangsspannung V_in zu liefern, muss der Steuerblock 202 von einer Versorgungsspannung VDDMAIN 211 versorgt werden, die höher ist als die Eingangsspannung V_in (z. B. VDDMAIN z. B. < 5 V).
Neben dem normalen Betriebsmodus, in dem der LDO 100 die Ausgangsspannung V_out genau regelt, kann ein Bypass-Modus erforderlich sein. Während des Bypass-Modus koppelt (d. h. umgeht) der LDO 100 seine Eingangsspannung V_in direkt mit seiner Ausgangsspannung V_out mit geringstmöglichen Widerstand und ohne Regelungsfunktion in Bezug auf die Ausgangsspannung V_out. Eine wichtige Anforderung in einem solchen Bypass-Modus ist der Ein-Widerstand des Durchlasstransistors 201, der Leistungsverlust in dem Durchlasstransistor 201 und der Bereich, der durch den Durchlasstransistor 201 benötigt wird. In dem Bypass-Modus muss der Steuerblock 202 eine im Wesentlichen konstante Gate-zu-Source-Spannung V_GS,Npass 213 an den Durchlasstransistor 201 vorsehen. Dies kann eine Herausforderung sein, da die Ausgangsspannung V_out typischerweise nicht konstant ist und abhängig von den Lastbedingungen und abhängig von den PVT (Prozess, Spannung, Temperatur)-Bedingungen des Durchlasstransistors 201 variieren kann.
2b zeigt die Anforderungen für den Steuerblock 202 in dem Bypass-Modus für einen Niederspannungs-NMOS-LDO 100. Der Steuerblock 202 muss die Gate-zu-Source-Spannung V_GS,Npass 213 erfassen und die Gate-zu-Source-Spannung 213 auf eine feste Sollspannung (z. B. 1,8 V) regeln. Somit muss, während des Bypass-Modus, der Steuerblock 202 die Gate-zu-Source-Spannung 213 des Durchlasstransistors 201 regeln anstatt die Ausgangsspannung V_out des Durchlasstransistors 201 zu regeln. 2b zeigt eine variierende Ausgangsspannung 224 und eine variierende Eingangsspannung 222. Die Treiberspannung 223 an dem Gate 203 des Durchlasstransistors 201 sollte so geregelt werden, dass die Gate-zu-Source-Spannung 213 des Durchlasstransistors 201 für variierende Ausgangsspannungen 224 und/oder Eingangsspannungen 222 konstant bleibt.
Somit soll die Gate-zu-Source-Spannung 213 des Durchlasstransistors 201 konstant gehalten werden, unabhängig von dem Laststrom I_LOAD 214, der Versorgungsspannung VDDMAIN 211, der Temperatur und/oder der Eingangsspannung V_in 222. Wenn die Gate-zu-Source-Spannung 213 des Durchlasstransistors 201 eine vorgegebene Sollspannung (z. B. 1,8 V) übersteigt, kann das Gate-Oxid des Durchlasstransistors 201 zusammenbrechen. Andererseits, wenn die Gate-zu-Source-Spannung 213 des Durchlasstransistors 201 unter die vorgegebene Sollspannung fällt, wird der Ein-Widerstand des Durchlasstransistors 201 in dem Bypass-Modus erhöht (wodurch Leistungsverluste des Systems zunehmen). Daher ist ein Bypass-Modus mit möglichst niedrigem Ein-Widerstand des Durchlasstransistors 201 für einen LDO 100 unter Verwendung eines Niederspannungs-NMOS-Transistors 201 vorzusehen, ohne den Durchlasstransistor 201 zu beschädigen. Weiter sollte der Bypass-Modus auf der existierenden Struktur eines LDOs 100 basieren.
Im Folgenden werden Lastregler 100 beschrieben, die Mittel zum Erfassen der Gate-zu-Source-Spannung 213 eines Durchlasstransistors 100 auf direkte oder indirekte Weise aufweisen. Insbesondere kann ein Treiberstrom I_drive zum Ansteuern des Durchlasstransistors 201 als eine Angabe der Gate-zu-Source-Spannung 213 des Durchlasstransistors 201 überwacht werden. Der überwachte Treiberstrom kann mit einem PVT-Bedingung-abhängigen Überwachungsstrom verglichen werden, um den Treiberstrom I_drive in der Treiberstufe 110 des LDOs 100 zu steuern und somit eine konstante Gate-zu-Source-Spannung des Durchlasstransistors 201 über PVT beizubehalten.
3 zeigt ein Blockdiagramm eines Niederspannungs-NMOS-LDOs 100 mit zusätzlichen Details hinsichtlich der Treiberstufe 110. Der Treibertransistor 310 der Treiberstufe 110 und der Durchlasstransistor 201 sind typischerweise Niederspannungstransistoren, die keine Gate-zu-Source-Spannungen 213 aufrechterhalten können, die höher sind als eine vorgegebene Sollspannung (von zum Beispiel 1,8 V). Die Versorgungsspannung VDDMAIN 211 kann bis zu 5 V sein. Der LDO 100 von 3 weist optionale Schaltungen 301, 307 zum Begrenzen des Stroms durch den Durchlasstransistor 201 auf.
Der Ausgang der Zwischenverstärkungsstufe 102 kann verwendet werden zum Steuern des Stroms durch einen Rückkopplungssteuertransistor 306, wobei der Strom durch den Rückkopplungssteuertransistor 306 unter Verwendung des Stromspiegels 302, 305, 309 kopiert wird (und möglicherweise verstärkt wird), um dadurch den Treiberstrom I_drive 321 durch den Treibertransistor 310 vorzusehen. Der Treiberstrom I_drive 321 beeinflusst die Gate-zu-Source-Spannung 213 an dem Treibertransistor 310 und an dem Durchlasstransistor 201.
Bei dem indirekten Erfassungsansatz zum Erfassen der Gate-zu-Source-Spannung 213 wird der Treiberstrom I_drive 321, der in den Treibertransistor fließt (insbesondere die Treiberdiode) 310, gemessen und die Gate-zu-Source-Spannung 213 wird basierend auf dem Treiberstrom I_drive 321 vorhergesagt, wie in 4 gezeigt. 4 zeigt verschiedene Referenzbeziehungen 315, 316 zwischen dem Treiberstrom 321 und der Gate-zu-Source-Spannung 213. Die Referenzbeziehungen 315, 316 sind abhängig von den PVT-Bedingungen des Treibertransistors 310. Insbesondere sind die Sollströme 317, 313, die einer Gate-zu-Source-Spannung 213 entsprechen, die gleich der Sollspannung 314 ist, von den PVT-Bedingungen des Treibertransistors 310 abhängig. Somit kann, abhängig von einem Verfolgen der PVT-Bedingungen des Treibertransistors 310, der Treiberstrom 321 als eine genaue Angabe der Gate-zu-Source-Spannung 213 genommen werden.
Daher ist eine Herausforderung des indirekten Erfassungsansatzes, den Sollstrom 313, 317 vorauszusagen, bei dem die Treiberdiode 310 eine Gate-zu-Source-Spannung 213 gleich der Sollspannung 314 erreicht. Zum Beispiel ist bei einer langsamen Siliziumimplementierung der Sollstrom I₁ 317 signifikant geringer als der Sollstrom I₂ 313 für eine schnelle Siliziumimplementierung. Weiter sind die linearen Beziehungen 315, 316 typischerweise abhängig von der Betriebstemperatur des Treibertransistors 310.
5a zeigt einen Spannungsregler 100 mit einem Überwachungstransistor 512 zum Erzeugen eines Überwachungsstroms 522. Der Überwachungstransistor 512 ist eine (zum Beispiel skalierte) Kopie des Treibertransistors 310. Das Gate 513 des Überwachungstransistors 512 ist mit einem festen Spannungspegel gekoppelt, entsprechend zum Beispiel der Sollspannung 314 für die Gate-zu-Source-Spannung 213 des Durchlasstransistors 201. In anderen Worten, die Gate-zu-Source-Spannung an dem Überwachungstransistor 512 kann der Sollspannung 314 entsprechen. Als Ergebnis dessen entspricht der Überwachungsstrom 522 (einer skalierten Version des) dem Treiberstrom 313, 317 (d. h. der Sollstrom) durch den Treibertransistor 310, bei dem die Gate-zu-Source-Spannung 213 des Durchlasstransistors 201 dem Sollwert 314 entspricht. Angesichts der Tatsache, dass der Überwachungstransistor 512 dieselben PVT-Bedingungen wie der Treibertransistor 310 reflektiert, können die Auswirkungen der PVT-Bedingungen auf dem Sollstrom 313, 317 kompensiert werden.
Der Spannungsregler 100 von 5a weist weiter einen Spiegeltransistor 511 auf (hier auch als der zweite Spiegeltransistor bezeichnet), der einen Stromspiegel mit dem Eingangstransistor 305 bildet derart, dass der Erfassungsstrom 521 durch den Spiegeltransistor 511 (einer skalierten Version des) dem Treiberstrom 321 entspricht. Der Erfassungsstrom 521 wird mit dem Überwachungsstrom 522 in dem Stromkomparator 502 verglichen, um ein Bypass-Steuersignal 531 zum Regeln des Treiberstroms 321 zu erzeugen. Insbesondere kann das Bypass-Steuersignal 531 verwendet werden zum Steuern des Stroms durch den Eingangstransistor 305 unter Verwendung des Bypass-Steuertransistors 508, der in Serie mit dem Eingangstransistor 305 angeordnet ist.
Der Regler 100 kann ein Modusauswahlmittel 501 aufweisen, das verwendet werden kann zum Schalten zwischen dem Spannungsreglermodus und dem Bypass-Modus des Reglers 100. Während des Bypass-Modus kann das Modusauswahlmittel 501 den Ausgang der Zwischenverstärkungsstufe 102 von der Treiberstufe 110 entkoppeln. Weiter kann das Gate des Rückkopplungssteuertransistors 306 mit der Versorgungsspannung 211 gekoppelt werden.
Somit zeigt 5a einen modifizierten LDO 100 mit einem Bypass-Modus. Der LDO 100 weist auf den Überwachungsstromgenerator 512 zum Erzeugen des Überwachungsstroms 522 und eine Treiberstufestrom-Replik-Vorrichtung 511 zum Erzeugen einer Replik I_drive,rep 521 des Treiberstroms, die proportional zu dem Treiberstrom I_drive 321 in der Treiberstufe 110 ist. Diese Ströme werden durch den Stromkomparator 502 verglichen, der den Strom durch den Bypass-Steuertransistor 508 vergleicht. Wenn die erste und die zweite Stufe des LDOs 100 deaktiviert werden (durch Verbinden des Rückkopplungssteuertransistors 306 mit der Versorgungsspannung 211 unter Verwendung des Modusauswahlmittels 501), definieren nur die optionale Stromgrenze 301, 307 und der Stromkomparator 502 die Gate-zu-Source-Spannung 213 durch Steuern der Gates des Transistors 307 beziehungsweise des Bypass-Steuertransistors 508.
Zum Beispiel kann der Überwachungstransistor 512 N-mal kleiner sein als der Treibertransistor 310 (zum Beispiel N = 12). Als Ergebnis davon ist der Überwachungsstrom 522 N-mal kleiner als der Sollstrom 313, 317 durch den Treibertransistor 310, bei dem die Gate-zu-Source-Spannung 213 der Sollspannung 314 entspricht. Auf ähnliche Weise kann der zweite Spiegeltransistor 511 derart gestaltet sein, dass der Erfassungsstrom 521 N-mal kleiner ist als der Treiberstrom 321.
5b zeigt eine beispielhafte Implementierung eines Stromkomparators 502.
Für einen direkten Erfassungsansatz kann die Gate-zu-Source-Spannung V_GS,Npass 213 direkt durch einen Repliktransistor erfasst werden, anstelle eines Vorhersagens der Gate-zu-Source-Spannung 213 aus dem Treiberstrom 321. 6a zeigt den direkten Erfassungsansatz mit einem Repliktransistor 610, der angeordnet ist zum direkten Erfassen der Gate-zu-Source-Spannung 213, da der Repliktransistor 610 dieselbe Gate- und Source-Verbindung hat wie der Durchlasstransistor 201. Der Drain des Repliktransistors 610 wird durch einen Operationsverstärker 601 und durch den Transistor 602 auf die Gate-Spannung 223 des Gates 203 des Durchlasstransistors 201 geregelt, um sicherzustellen, dass der Repliktransistor 610 in Sättigung ist. Der Drain-Strom I_replica 521 durch den Repliktransistor 610 wird durch die Transistoren 602 und 611 an den Stromkomparator 502 gespiegelt, der implementiert werden kann, wie in 5b gezeigt.
Ein weiteres Beispiel eines direkten Erfassungsansatzes wird in 6b gezeigt. Der Regler 100 weist einen zweiten Überwachungstransistor 612 auf zum Erzeugen eines zweiten Überwachungsstroms 622, der an den Drain des Erfassungstransistors 610 unter Verwendung der Transistoren 611, 602 gespiegelt wird, wodurch der Hilfsstrom 623 vorgesehen wird. Das Gate 613 des zweiten Überwachungstransistors 612 ist mit einem Spannungspegel entsprechend der Sollspannung 314 gekoppelt. Der Hilfsstrom 623 kann eingestellt werden, zweimal der Überwachungsstrom 522 zu sein. Als Folge davon kann eine stabile Regelungsbedingung erreicht werden, wenn der Strom durch den Repliktransistor 610 dem Überwachungsstrom 522 entspricht (der gleich oder proportional zu dem Sollstrom 313, 317 ist). Die Schaltungsanordnung von 6b ermöglicht eine einfache Implementierung des Stromkomparators 502 (mit dem Transistor 632, dessen Gate mit einem festen Potential gekoppelt ist). Weiter erfordert die Schaltungsanordnung von 6b keinen Operationsverstärker.
7 zeigt ein Ablaufdiagramm eines beispielhaften Verfahrens 700 zum Vorsehen eines Laststroms 214 bei einer Ausgangsspannung 224 an einem Ausgangsknoten 204 eines Reglers 100. Der Regler 100 weist einen Durchlasstransistor 201 auf zum Vorsehen des Laststroms 214 an dem Ausgangsknoten 204 von einem Eingangsknoten 212 des Reglers 100. Weiter weist der Regler 100 eine Treiberstufe 310 auf zum Setzen einer Gate-Spannung 223 an einem Gate 203 des Durchlasstransistors 201 basierend auf einem Treiberstrom 321.
Das Verfahren 700 weist ein Setzen 701 des Treiberstroms 321 in Abhängigkeit von einer Angabe der Ausgangsspannung 224 an dem Ausgangsknoten 204 und in Abhängigkeit von einer Referenzspannung 108 für die Ausgangsspannung 224 auf (dadurch Vorsehen einer Spannungsregelung der Ausgangsspannung 224). Alternativ oder zusätzlich weist das Verfahren 700 auf ein Setzen 702 des Treiberstroms 321 in Abhängigkeit von einer Angabe der Gate-zu-Source-Spannung 213 an dem Durchlasstransistor 201 und in Abhängigkeit von einer Sollspannung 314 für die Gate-zu-Source-Spannung 213 (dadurch Vorsehen eines leistungseffizienten und stabilen Bypass-Modus mit einer Low-Dropout-Spannung an dem Durchlasstransistor 201).
Somit wurden Spannungsregler 100 beschrieben, die einen stabilen und leistungseffizienten Bypass-Modus vorsehen. Insbesondere weisen die beschriebenen Spannungsregler 100 Mittel auf zum Setzen der Gate-zu-Source-Spannung des Durchlasstransistors 201 des Spannungsreglers 100 auf eine feste Sollspannung 314, um einen stabilen und leistungseffizienten Bypass-Modus für variierende Lastbedingungen zu ermöglichen.
Es sollte angemerkt werden, dass die Beschreibung und die Zeichnungen lediglich die Prinzipien der vorgeschlagenen Verfahren und System veranschaulichen.
Fachleute auf dem Gebiet werden in der Lage sein, verschiedene Anordnungen zu implementieren, die, obwohl hier nicht explizit beschrieben oder dargestellt, die Prinzipien der Erfindung verkörpern und in ihrem Sinn und Umfang enthalten sind. Weiter sollen alle Beispiele und Ausführungsbeispiele, die in dem vorliegenden Dokument dargelegt werden, hauptsächlich ausdrücklich nur zu Erläuterungszwecken vorgesehen sein, um den Leser bei einem Verständnis der Prinzipien der vorgeschlagenen Verfahren und Systeme zu unterstützen. Weiter sollen alle Aussagen hierin, die Prinzipien, Aspekte und Ausführungsbeispiele der Erfindung vorsehen, sowie spezifische Beispiele davon, Äquivalente davon umfassen.

Claims

Ein Spannungsregler (100), der konfiguriert ist zum Vorsehen, an einem Ausgangsknoten (204), eines Laststroms (214) bei einer Ausgangsspannung (224), wobei der Spannungsregler (100) aufweist – einen Durchlasstransistor (201) zum Vorsehen des Laststroms (214) an dem Ausgangsknoten (204) von einem Eingangsknoten (212); – eine Treiberstufe (310), die konfiguriert ist zum Setzen einer Gate-Spannung (223) an einem Gate (203) des Durchlasstransistors (201) basierend auf einem Treiberstrom (321); – Spannungsregelungsmittel (104, 202), die konfiguriert sind zum Setzen des Treiberstroms (321) in Abhängigkeit von einer Angabe der Ausgangsspannung (224) an dem Ausgangsknoten (204) und in Abhängigkeit von einer Referenzspannung (108) für die Ausgangsspannung (224); – Bypass-Regelungsmittel (511, 512, 610), die konfiguriert sind zum Setzen des Treiberstroms (321) in Abhängigkeit von einer Angabe der Gate-zu-Source-Spannung (213) an dem Durchlasstransistor (201) und in Abhängigkeit von einer Sollspannung (314) für die Gate-zu-Source-Spannung (213); und – Modusauswahlmittel (501), die konfiguriert sind zum Aktivieren der Spannungsregelungsmittel (104, 202) und/oder der Bypass-Regelungsmittel (511, 512, 610).
Der Spannungsregler (100) gemäß Anspruch 1, wobei die Bypass-Regelungsmittel (511, 512, 610) aufweisen – Erfassungsmittel (511, 610), die konfiguriert sind zum Vorsehen eines Erfassungsstroms als die Angabe (521) der Gate-zu-Source-Spannung (213) an dem Durchlasstransistor (201); – Überwachungsmittel (512), die konfiguriert sind zum Vorsehen eines Überwachungsstroms (522), der von der Sollspannung (314) abhängt; – einen Stromkomparator (502), der konfiguriert ist zum Bestimmen eines Bypass-Steuersignals (531) durch Vergleichen des Erfassungsstroms und des Überwachungsstroms (522); und – Bypass-Treibermittel (508), die konfiguriert sind zum Setzen des Treiberstroms (321) in Abhängigkeit von dem Bypass-Steuersignal (531).
Der Spannungsregler (100) gemäß Anspruch 2, wobei die Überwachungsmittel (512) konfiguriert sind zum Vorsehen des Überwachungsstroms (522) in Abhängigkeit von einem Prozessparameter und/oder in Abhängigkeit von einer Betriebstemperatur der Treiberstufe (110).
Der Spannungsregler (100) gemäß einem der Ansprüche 2 bis 3, wobei – die Treiberstufe (310) einen Treibertransistor (310) aufweist mit einem Gate, das mit dem Gate (203) des Durchlasstransistors (201) gekoppelt ist, mit einer Source, die mit einer Source des Durchlasstransistors (201) gekoppelt ist, und mit einem Drain, der mit dem Gate des Treibertransistors (310) gekoppelt ist; und – die Überwachungsmittel (512) einen Überwachungstransistor aufweisen, der eine skalierte Kopie des Treibertransistors (310) ist.
Der Spannungsregler (100) gemäß Anspruch 4, wobei eine Gate-zu-Source-Spannung an dem Überwachungstransistor der Sollspannung entspricht.
Der Spannungsregler (100) gemäß einem der Ansprüche 2 bis 5, wobei – das Bypass-Treibermittel (508) einen Bypass-Steuertransistor aufweist, der durch das Bypass-Steuersignal (531) gesteuert wird; – die Treiberstufe (110) einen Eingangstransistor (305) aufweist, der in Serie mit dem Bypass-Steuertransistor gekoppelt ist derart, dass ein Strom durch den Bypass-Steuertransistor einem Strom durch den Eingangstransistor (305) entspricht; und – die Treiberstufe (110) einen ersten Spiegeltransistor (309) aufweist, der einen Stromspiegel mit dem Eingangstransistor (305) bildet und den Treiberstrom (321) vorsieht.
Der Spannungsregler (100) gemäß Anspruch 6, wobei die Erfassungsmittel (511, 610) einen zweiten Spiegeltransistor (511) aufweisen, der einen Stromspiegel mit dem Eingangstransistor (305) bildet und den Erfassungsstrom vorsieht.
Der Spannungsregler (100) gemäß Anspruch 6, wobei – die Erfassungsmittel (511, 610) einen Repliktransistor (610) aufweisen mit einem Gate, das mit dem Gate (203) des Durchlasstransistors (201) gekoppelt ist, und mit einer Source, die mit einer Source des Durchlasstransistors (201) gekoppelt ist; und – der Erfassungsstrom von einem Strom durch den Repliktransistor (610) abhängig ist.
Der Spannungsregler (100) gemäß Anspruch 8, wobei die Erfassungsmittel (511, 610) einen Operationsverstärker (601, 602) aufweisen, der ausgebildet ist zum Setzen einer Spannung an einem Drain des Repliktransistors (610) gleich der Gate-Spannung (223) an dem Gate (203) des Durchlasstransistors (201), wodurch der Strom durch den Repliktransistor (610) gesteuert wird.
Der Spannungsregler (100) gemäß einem der Ansprüche 8 bis 9, wobei die Erfassungsmittel (511, 610) einen Stromspiegel (602, 611) aufweisen zum Ableiten des Erfassungsstroms von dem Strom durch den Repliktransistor (610).
Der Spannungsregler (100) gemäß Anspruch 8, wobei – die Erfassungsmittel (511, 610) einen zweiten Überwachungstransistor (612) aufweisen, der konfiguriert ist zum Vorsehen eines zweiten Überwachungsstroms (622); und – der Erfassungsstrom abhängig ist von dem Strom durch den Repliktransistor (610) und von dem zweiten Überwachungsstrom (622), insbesondere von einer Differenz zwischen dem Strom durch den Repliktransistor (610) und dem zweiten Überwachungsstrom (622).
Der Spannungsregler (100) gemäß einem der Ansprüche 2 bis 11, wobei der Stromkomparator (502) konfiguriert ist zum Erhöhen oder Verringern des Bypass-Steuersignals (531) abhängig davon, ob der Erfassungsstrom größer oder kleiner ist als der Überwachungsstrom (522).
Der Spannungsregler (100) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Spannungsregelungsmittel (104, 202) aufweisen – Rückkopplungsmittel (104) zum Ableiten einer Rückkopplungsspannung (107) von der Ausgangsspannung (224) an dem Ausgangsknoten (204); und – einen Differenzverstärker (202), der konfiguriert ist zum Steuern eines Stroms durch einen Rückkopplungssteuertransistor (306) in Abhängigkeit von der Rückkopplungsspannung (107) und in Abhängigkeit von der Referenzspannung (108); wobei der Treiberstrom (321) abhängig ist von dem Strom durch den Rückkopplungssteuertransistor (306).
Der Spannungsregler (100) gemäß Anspruch 13 unter Rückbezug auf Anspruch 6, wobei – der Rückkopplungssteuertransistor (306) in Serie mit dem Eingangstransistor (305) und dem Bypass-Steuertransistor (508) angeordnet ist; und – die Modusauswahlmittel (501) konfiguriert sind zum – Deaktivieren der Spannungsregelungsmittel (104, 202) durch Entkoppeln eines Gates des Rückkopplungssteuertransistors (306) von einem Ausgang des Differenzverstärkers (202); und/oder – Aktivieren der Bypass-Regelungsmittel (511, 512, 610) durch Koppeln des Gates des Rückkopplungssteuertransistors (306) mit einer Versorgungsspannung (211).
Ein Verfahren (700) zum Vorsehen, an einem Ausgangsknoten (204) eines Reglers (100), eines Laststroms (214) bei einer Ausgangsspannung (224), wobei der Regler (100) einen Durchlasstransistor (201) aufweist zum Vorsehen des Laststroms (214) an dem Ausgangsknoten (204) von einem Eingangsknoten (212), und eine Treiberstufe (310) zum Setzen einer Gate-Spannung (223) an einem Gate (203) des Durchlasstransistors (201) basierend auf einem Treiberstrom (321); wobei das Verfahren (700) selektiv aufweist – Setzen (701) des Treiberstroms (321) in Abhängigkeit von einer Angabe der Ausgangsspannung (224) an dem Ausgangsknoten (204) und in Abhängigkeit von einer Referenzspannung (108) für die Ausgangsspannung (224); oder – Setzen (702) des Treiberstroms (321) in Abhängigkeit von einer Angabe der Gate-zu-Source-Spannung (213) an dem Durchlasstransistor (201) und in Abhängigkeit von einer Sollspannung (314) für die Gate-zu-Source-Spannung (213).