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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Echtzeit-Spektrumanalysator mit sehr hoher Analysebandbreite zu konstruieren, dabei aber den Hardware-Aufwand in vertretbaren Grenzen zu halten und insbesondere die Realisation als tragbares Handgerät zu ermöglichen.
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Herkömmliche Messgeräte dieser Bauart, z. B. Echtzeit Spektrumanalysatoren der gängigen Messgerätehersteller, bestehen aus einem Frontend, welches die zu messenden Größen oder Signale, z. B. ein Hochfrequenzsignal, erfasst. Danach werden die Ausgangssignale des Frontends zumeist einem oder mehreren Analog-Digital-Wandlern, einer digitalen Signalverarbeitungseinheit, welche entweder als Universalprozessor, Signalprozessor oder in einem FPGA oder kundenspezifischen IC realisiert ist, zugeführt, wodurch weitere Filter- und Skalierungsoperationen auf den Messwerten durchgeführt werden können. Eine Einführung hierzu liefert
US4093989A . In
US2015/0149122A1 findet sich zudem die ausführliche Beschreibung eines Handgerätes nach dem Stand der Technik.
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Der übliche Weg zur Spektralanalyse in Echtzeit ist der Einsatz einer schnellen Fouriertransformation – FFT – gemäß
US3634760A und
US3573446A . Hierbei bezeichnet der Begriff Echtzeit, dass, egal zu welchem Zeitpunkt ein Puls mit einer beliebigen Frequenz innerhalb der zu analysierenden Bandbreite – Span – auftritt, er auch vom Analysator erkannt und dargestellt wird. Dabei ist der naturgesetzliche Zusammenhang zwischen der Zeit- und Frequenzauflösung bei einer FFT, welche die analysierte Leistung des Pulses pro FFT- oder Filterbank-Kanal dämpfen kann, zu unterscheiden von einem Sweep, bei dem der Puls sicher überhaupt nicht erkannt wird, wenn der Empfänger zu einem bestimmten Zeitpunkt gerade nicht diese Pulsfrequenz, sondern eine andere Frequenz analysiert. Durch Fortschritte im Stand der Technik können derartige Geräte jetzt auch in handlicher Form anstelle des bisher gängigen Kofferformats produziert werden, hierzu tragen auch Fortschritte in der geschickten Kombination analoger Hochfrequenzkomponenten mit der digitalen Signalverarbeitung bei, vergleiche z. B.
DE 19530812C2 zur digitalen Eliminierung von Spiegelfrequenzen.
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Seitens der Kunden besteht dabei der Wunsch, eine möglichst große Bandbreite in Echtzeit zu analysieren. Gemäß dem Nyquist-Shannon-Abtasttheorem muss jedoch ein Empfangssignal mit einer bestimmten Bandbreite mindestens mit der doppelten Abtastfrequenz dieser Bandbreite abgetastet werden, um Mehrdeutigkeiten zu vermeiden.
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Während die Abtastung selber durch Fortschritte in der Technologie der integrierten Analog-Digital-Wandler – besonders durch Pipeline-Konstruktionen – zumeist auch bei hohen Bandbreiten einerseits unproblematisch ist, andererseits aber eine hohe Abtastrate des – einzelnen oder zusammengesetzten – ADC naturgesetzlich nicht umgangen werden kann, entsteht damit automatisch auch eine sehr große Datenmenge pro Zeiteinheit, die der nachfolgenden Verarbeitung, zumeist einer Fouriertransformation oder einer Polyphasenfilterbank zugeführt werden muss.
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Grundsätzlich erlauben Fortschritte der Technik auch hier die Verarbeitung höherer Datenraten auf immer kleinerem Raum, allerdings kommt speziell bei mobilen Geräten die Hardware schnell an ihre Grenzen, zumal diese auch mit Strom versorgt werden muss. Hier schränkt eine hohe benötigte Rechenleistung die Akkulebensdauer dramatisch ein, wie dies von modernen Mobiltelefonen bestens bekannt ist.
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Zudem muss auch der einer frequenzanalysierte Datenstrom einer Darstellung zugeführt werden, hier entsteht ebenfalls ein zusätzlicher Bedarf an Rechenleistung.
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Es stellt sich die Frage, ob dieser naturgesetzliche Zusammenhang – Nyquist-Shannon – zwar nicht vermieden, jedoch eine technische Lösung gefunden werden kann, welche die Datenmenge bereits unmittelbar nach dem Analog-Digital-Wandler reduziert.
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Bisherige Ansätze legen ihren Schwerpunkt primär auf den Analogteil, so wird in
EP1592131B1 vorgeschlagen, statt einer gestuften Umstimmung der Empfangsfrequenz einen kontinuierlichen Sweep zu verwenden und dessen Auswirkung vor der Durchführung der FFT zu kompensieren, um Einschwingzeiten zu reduzieren und somit die Messung zu beschleunigen.
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Hiermit kann natürlich sowohl die Auflösung als auch die analysierte Bandbreite erhöht werden, stark nachteilig ist allerdings, dass es sich trotz der erhöhten Messgeschwindigkeit nicht mehr um eine Echtzeit-Spektralmessung handelt. Dies bedeutet, dass einzelne Pulse mit Frequenzen im gerade nicht am Superhet-Empfänger umgesetzten, jedoch im Bereich der zu untersuchenden Bandbreite liegenden Frequenzbereich nicht vom Spektrumanalysator dargestellt werden.
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Ein anderer Ansatz ist die Aufteilung in mehrere Frequenzbänder, deren unabhängige Analyse und nachfolgend eine erneute Zusammenführung der Messergebnisse. Die ausführliche Beschreibung eines derartigen Messsystems aus einer Vielzahl von Empfängern nach dem Stand der Technik findet sich in
US2013/0064328A1 und
US2014/0378079A1 . Nachteilig ist hier der hohe Aufwand durch die benötigte Vielzahl an Empfängern, der Einsatz als mobiles System ist hierdurch weitgehend ausgeschlossen.
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Ein weiterer Ansatz findet sich in
US2014/0306688A1 , welcher im Grunde eine Kombination aus dem analogen Ansatz mittels Sweep bzw. programmiertem Frequenzsprung und der möglichen Vervielfachung der Empfängeranzahl darstellt. Diese geschieht durch die Nutzung bei Personal Computern gängig verfügbaren USB Schnittstelle auch für mehrere Empfänger und einer Verlagerung der Signalverarbeitung auf den Personal Computer. Nachteilig ist hier, dass stets mindestens ein entsprechender externer Rechner benötigt wird und durch den Sweep keine Echtzeit-Analyse vorgenommen werden kann, vielmehr liegt für jedes Frequenzband jeweils nur ein zeitlich begrenzter Ausschnitt vor.
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Bekannt sind weiterhin nach dem Stand der Technik Messgeräte, welche mit unterschiedlichen Analysebandbreiten parallel arbeiten, um die Funktion eines Zooms zu ermöglichen. Ein Beispiel hierfür findet sich in
US2010/0153044A1 . Leider wird durch den dort beschriebenen Aufbau die Analysebandbreite insgesamt nicht erhöht. Diese bisherigen Lösungen leiden nicht nur an einer geringen Analysebandbreite, hinzu kommt auch die begrenzte zeitliche Auflösung. Es gibt auch dazu Versuche, durch die Aufteilung des Datenstroms in verschiedene getrennte Teildatenströme im digitalen Bereich, deren getrennte Analyse und nachträgliche Zusammensetzung in der Zeitebene diese Schwäche auszugleichen, siehe
US2015/0054566A1 . Letztlich ergibt sich jedoch bei erhöhtem Aufwand keine Verbesserung gegenüber einem klassischen Echtzeit-Spektrumanalysator.
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Es erscheint klar, dass es neuer Ansätze in der digitalen Signalverarbeitung bedarf, um die beschriebenen Probleme zu lösen, eine reine Aufteilung auf verschiedene Frequenzbänder leistet dies nicht. Ein solcher Ansatz zu mehrstufigen FIR Filtern speziell für Spektrumanalysatoren findet sich in LIM, Hyukjin; LEE, Seongjoo: Multi-stage FIR filter design for portable digital spectrum analyzers. In: ICEIC 2014 Conference, 15.–18. Januar 2014, Kota Kinabalu, Malaysia, S.243–244. Der Artikel beschreibt eine mehrstufige rekursive Filterstruktur, die ihre Effizienz daraus bezieht, dass bei einem klassischen Spektrumanalysator im Gegensatz zu einem Kommunikationssystem das Signal nicht kontinuierlich analysiert werden braucht. Dies ist allerdings per Definition genau das Ausschlusskriterium dieser Lösung für eine Echtzeit-Spektrumanalyse, bei der eben sehr wohl kontinuierlich das gesamte Frequenzband auf das Vorliegen auch nur kurzzeitig auftretender Signale untersucht werden soll.
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Die vorliegende Erfindung hat sich zur Aufgabe gestellt, dieses Manko zu beseitigen und trotz einer geringen Leistungsaufnahme eine Analyse hoher Bandbreiten in Echtzeit zu ermöglichen. Dabei wird berücksichtigt, dass die Forderung der Kunden eben nicht darin besteht, gleichzeitig eine maximale Zeit- und Frequenzauflösung je einzelnem FFT-Kanal zu haben, vielmehr ist die Echtzeit-Eigenschaft gefordert. Es darf demnach ein Hochfrequenz-Signal auch dann nicht prinzipiell unentdeckt bleiben, wenn es nur kurzfristig auftritt. Eine Mittelung der Leistung bei einer Änderung innerhalb des Analysezeitraums wird hingegen durchaus als akzeptabel angesehen. Besonders wünschenswert ist natürlich eine hohe Zeitauflösung für praxisnahe Fälle, z. B. im Fall einer schnellen Änderung eines spezifischen Signals. Da eine schnelle zeitliche Änderung ohnehin stets eine Frequenzunschärfe impliziert, ist eine hohe Frequenzauflösung hierzu nicht gleichzeitig erforderlich.
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Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die in den Ansprüchen 1 und 7 beschriebenen Empfänger und den monolithisch integrierten Schaltkreis oder Baugruppe für diese Empfänger nach Anspruch 10 gelöst – wobei die zunächst reduzierte Zeitauflösung zusätzlich gemäß der Beschreibung in den Patentansprüchen deutlich erhöht werden kann –, dessen Funktion im Folgenden anhand eines Ausführungsbeispiels eines Echtzeit Spektrumanalysators mit dem darin enthaltenen erfindungsgemäßen Empfänger erläutert wird:
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Das Bild 1 zeigt das Blockschaltbild dieses erfindungsgemäßen Empfängers. Das Frontend mit Analog-Digital-Wandler (ADC1) üblicherweise nach einem analogen Superhet-Hochfrequenzteil entspricht dem bekannten Stand der Technik. Der Analyseteil (ANL1) nimmt eine parallele Analyse aller im abgetasteten Signal vorliegenden Frequenzen vor, gemäß Unteranspruch erfolgt dies im Rahmen dieser Erfindung vorzugsweise mittels schneller – gefensterter – Kurzzeit-Fouriertransformation oder mittels Polyphasenfilterbänken, ggf. auch mit mehreren zeitlich und frequenzmäßig gegeneinander versetzten Filterbänken auf Basis des in
DE 10 2007 036 828 B4 beschriebenen Empfängers.
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Ebenfalls gut geeignet sind gemäß Unteranspruch Wavelet-Transformationen, hier speziell in der Form der Wavelet Paket Dekomposition, oder verschiedene Cohen-Class-Transformationen.
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Die Messergebnisse für die einzelnen Frequenzen bzw. FFT Kanäle als Ergebnis der Berechnungen im Analyseteil (ANL1) können darauf im Fall des Echtzeit-Spektrumanalysators auf einer Displayeinheit (DISP1) mit Grafikcontroller in gut lesbarer Form dargestellt werden, bevorzugt als Histogramm (Angabe der Häufigkeit des Auftretens einer Amplituden-Frequenz-Kombination durch einen Farbcode) oder Wasserfalldiagramm. Für den Fall der nachträglich erhöhten Zeitauflösung und ohnehin für die hohe Bandbreite wird hier ggf. eine Zoom-Funktion implementiert sein, welche nach Wahl des Benutzers nur einen Teil des Diagramms darstellt.
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Zunächst wird das gesamte zu analysierende Spektrum vom Analog-Digital-Wandler (ADC1) erfasst und ggf. vorab auf den gewählten Analysefrequenzbereich – Span – mittels analoger oder digitaler Filter bandbegrenzt. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel wird intern vollständig gemäß Unteranspruch mit den heute üblichen I/Q-Daten gerechnet, d. h. jeder Abtastwert wird durch einen Inphase (I) Zahlenwert und ein mit 90 Grad Phasenversatz dazu abgetasteten Quadratur (Q) Zahlenwert repräsentiert, wobei sich der Phasenversatz auf einen mittig im Analysefrequenzbereich liegenden Null-Träger bezieht. Es handelt sich mithin um ein analytisches Signal, repräsentiert durch eine komplexe Zahl. Da somit ein Abtastwert zwei Dimensionen aufweist, können gleichermaßen positive wie negative Frequenzen repräsentiert werden. Somit entspricht die maximal darstellbare Bandbreite gemäß Nyquist-Shannon hier unmittelbar der Abtastrate, bedingt durch die zwei Zahlenwerte je Abtastwert ist das Nyquist-Shannon-Gesetz jedoch wieder erfüllt.
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Neu ist bei dem erfindungsgemäßen Empfänger jetzt der in Bild 1 gestrichelt eingerahmte Signalverarbeitungsblock. Im Kern besteht dieser aus einem Pufferspeicher realisiert durch ein Random Access Memory (RAM1), welcher je nach Stellung der Eingangsmultiplexer (MUX1) entweder direkt mit jedem Eingangstakt (CLK) mit einem Abtastwert beschrieben wird oder aber mit der Summe des bisher an dieser Speicheradresse vorhandenen Abtastwerts und des neuen Werts, gebildet durch einen Addierer (ADD1). Zur besseren Übersicht sind gewöhnliche Taktleitungen (Reg. Clk.) für den Eingangstakt in Bild 1 nur dort eingezeichnet, wo dies für ein gutes Verständnis unabdingbar ist.
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Gesteuert von einem Adresszähler (CNT1), welcher mit jedem Abtastwert vom Frontend um Eins hochzählt – gesteuert wieder durch den Abtasttakt (CLK) – werden die Abtastwerte nacheinander im RAM abgelegt bzw. – abhängig von der Stellung des Eingangsmultiplexers (MUX1) – aufakkumuliert. Nach n Abtastwerten läuft der Zähler (CNT1) über und fängt von vorne an zu zählen, wodurch die ersten Abtastwerte überschrieben werden.
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Die Entscheidung, ob nur abgelegt oder akkumuliert wird, trifft der Zykluszähler (CNT2), welcher nach jedem Überlauf (CY) des Adresszählers (CNT1) um Eins hochzählt. Dieser Zähler zählt D Zyklen, für den gesamten ersten Zyklus liefert er ein Ausgangssignal, welches einerseits die Multiplexer (MUX1) so umschaltet, dass der Puffer mit neuen Werten überschrieben wird.
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Andererseits werden jetzt, bedingt durch die Und-Verküpfung des Ausgangssignals des Zykluszählers (CNT2) mit dem Eingangstakt der Abtastwerte über ein Und-Gatter (AND1) zu einem Schreibtakt (WCK) nur im ersten Zyklus die alten, jetzt nicht weiter in die Summenbildung einbezogenen fertig akkumulierten Abtastwerte – parallel zum Einschreiben neuer Abtastwerte – gemäß Unteranspruch einem First-In-First-Out Speicher (FIFO1) zugeführt. Gesteuert durch den Abtastzykluszähler (CNT3) wird zudem zu jedem D-ten Eingangstakt ein Ausgangswert aus dem FIFO-Speicher (FIFO1) durch Anlegen eines Lesetaktimpulses (RCK) am FIFO an die Analysesektion (ANL1) übergeben.
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Somit ergibt sich eine Reduzierung der Abtastrate um den Faktor D, wobei eine stets gleichmäßige Füllung des FIFO-Speichers dadurch sichergestellt ist, dass nur in jedem D-ten Adresszyklus die Werte aus dem Puffer (RAM1) vom FIFO Speicher akzeptiert werden (WCK) und umgekehrt nur zu jedem D-ten Abtasttakt (CLK) auch ein Ausgangstaktimpuls an den FIFO (RCK) und an die Analyseeinheit (ANL1) übergeben wird.
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Damit werden jeweils D im Abstand n aufeinander folgende Abtastwerte des Analog-Digital-Wandlers (ADC1) des Frontends summiert – eine eventuell nötige Skalierung bei Festpunktzahlen ist aus Übersichtlichkeitsgründen nicht in Bild 1 aufgenommen – und dann wieder in der Reihenfolge des Eingangs an die Analyseeinheit (ANL1) übergeben. Somit reduziert sich die Datenrate um den Faktor D, aber eben nicht zu Lasten der Bandbreite, sondern wie gewünscht zu Lasten der Zeitauflösung.
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Man kann jetzt zu Recht einwenden, dass bei dieser Art der Akkumulation eine frequenzabhängige Interferenz die Messergebnisse erheblich verfälschen kann, abhängig von der Phasenlage könnte es zu einer kompletten Auslöschung des Signals kommen – nämlich bei gradzahligem Faktor D, wenn nach n Abtastwerten das zu messende Signal um 180 Grad phasengedreht ist. Alternativ könnte eine konstruktive Anhebung um den Faktor D bei gleicher Phasenlage des Signals nach n Abtastwerten entstehen.
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An dieser Stelle greift jetzt das erfindungsgemäße Merkmal der im Beispiel komplexen Multiplikation der Abtastwerte vor der Akkumulation durch den – für komplexe I/Q-Abtastwerte intern vierfach benötigten – Multiplizierer (MUL1) vor dem Multiplexer (MUX1) mit einer variablen Frequenz, die im Beispiel in einer besonders bevorzugten Ausführungsform gemäß Unteranspruch durch einen numerisch kontrollierten Oszillator (NCO1) erzeugt wird. Dieser besteht gewöhnlich aus einem internen Phasenakkumulator und Sinus- bzw. Cosinus-Tabellen – ggf. mit Interpolation – und wird auch als DDS – direkter digitaler Synthesizer – in der Fachsprache bezeichnet, wobei dieser Begriff auch für Module mit integriertem Digital-Analog-Wandler gleichermaßen verwendet wird.
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Der numerisch kontrollierten Oszillator (NCO1) erhält jetzt vom Adresszählers (CNT1) ebenfalls bei jedem Überlauf und somit Beginn eines neuen Zyklus ein Signal, welches ihn zu einem Frequenzwechsel veranlasst. Dabei sind die erzeugten Frequenzen so zu wählen, dass die daraus resultierende Verschiebung von Frequenzen des vom Frontend gelieferten Eingangssignals zwischen den D-Zyklen so ausfällt, dass sie innerhalb der Analysefilterbandbreite bzw. Kanalbandbreite der schnellen Fouriertransformation bleibt.
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Überraschenderweise ist jetzt für diskrete zu analysierende Frequenzen speziell bei größerem D keine komplette Auslöschung mehr möglich. Denn die Verschiebung der Phasenlage auf dem Einheitskreis führt dazu, dass selbst im ungünstigen Fall noch genügend Überlagerungen verbleiben, die ein brauchbares Ergebnis liefern, bzw. destruktive durch konstruktive Interferenzen kompensiert werden. Bei modulierten Signalen liegt hingegen ohnehin ein reiches Spektrum vor.
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Abhängig von der Überlagerung und den gewählten Frequenzen des numerisch kontrollierten Oszillator (NCO1) kann es natürlich zu Amplitudenfehlern kommen, hierbei gilt allerdings zu bedenken, dass in der Hochfrequenztechnik selbst Faktoren durch die Logarithmierung nur als geringer db-Offset eingehen. Je höher der Reduktionsfaktor D ist, um so geringer wird überraschenderweise bei geeigneter Wahl der variablen Frequenzen im Mittel der Messfehler sein.
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Somit wird das gesetzte Ziel erreicht, dass anstelle der üblichen Reduktion der Bandbreite bei Reduktion der Abtastrate jetzt eine zeitliche Kompression vorgenommen wird und die volle Analysebandbreite erhalten bleibt.
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Die Wahl der verwendeten Überlagerungsfrequenzen des numerisch kontrollierten Oszillators (NCO1) und die Wahl der Größe n des Pufferspeichers hängen naturgemäß über das Zeitgesetz der Nachrichtentechnik zusammen. Um einen hinreichend kleinen Frequenzunterschied realisieren zu können, der unterhalb der Frequenzauflösung der Analyseeinheit liegt, muss die aufgenommene Zeitdauer jedenfalls dem Kehrwert des Frequenzunterschieds entsprechen.
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Dabei ist es auch möglich, negative Frequenzen im Falle der I/Q-Darstellung mit einzubeziehen, die Wahl der Frequenzen kann abhängig vom Faktor D entweder aus einer Tabelle vorab festgelegt oder – speziell bei hohem D – auch quasi-zufällig innerhalb eines gewisses Bereichs erfolgen. Dabei ist es ebenfalls möglich, von vorneherein einen zusätzlichen großen Frequenzoffset mit einzubringen und nur den Bereich der Änderung klein zu halten, speziell wenn es darum geht, DC-Offset Probleme der Frequenzanalyse auf diesem Weg mit dem selben komplexen Multiplizierer zu eleminieren.
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Weiterhin kann anstelle einer Überlagerungsfrequenz auch direkt die Phase des eingehenden Signals modifiziert werden, dies entspricht einer Multiplikation mit der Frequenz Null mit variabler Phase. Ebenso denkbar ist eine Kombination aus einer Phasen- und Frequenzänderung.
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Speziell bei der Nutzung von Phasenänderungen, aber auch bei Frequenzsprüngen, kann es jedoch zu Artefakten kommen. In einer besonders bevorzugten Ausführung der Erfindung gemäß Unteranspruch erfolgt daher – gekoppelt mit dem Adresszähler (CNT1) – zusätzlich eine Fensterung des Ausgangssignals durch die Kombination aus einem Fenster-Tabellenwertspeicher (ROM1) und einem skalierenden Multiplizierer (MUL2), welcher die realen Fensterwerte mit dem komplexen Ausgangssignal multipliziert.
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Hierdurch wird vermieden, dass die harte Frequenz- oder Phasenumstellung, welche am Ende eines Zyklus auftritt, zu Nebenwellenartefakten im Ausgangssignal führt, die fälschlicherweise dort eine gemessene Frequenz anzeigen würden, wo keine vorliegt. Alternativ kann dieses Problem auch mit einem kontinuierlichen Sweep der Frequenz des numerisch kontrollierten Oszillators (NCO1) über die gesamte Zyklusdauer angegangen werden.
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In einer besonders bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird zusätzlich die zeitliche Auflösung in praxisrelevanten Messungen wieder erhöht. Dies geschieht anspruchsgemäß durch einen komplett redundanten Signalpfad, im Beispiel durch Ableitung der Abtastwerte vor dem Multiplizierer (MUL1), welche z. B. direkt an eine CORDIC Einheit – nicht im Bild eingezeichnet – geleitet werden.
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Die CORDIC Einheit liefert für jeden komplexen Abtastwert in I/Q Darstellung die Amplitude und Phase. Während die Amplitude entweder quadriert oder im Fall logarithmischer Darstellung einfach mit einem Faktor versehen in einem Zeitverlaufsdiagramm dargestellt werden könnte, wird diese erfindungsgemäß dadurch in das Zeit-Frequenz-Diagramm eingebracht, indem für eine analysierte Frequenz bzw. einen Kanal an Stellen mit zeitlicher Änderung diese Änderung nicht als linearer Übergang mit geringer Zeitauflösung dargestellt wird. Vielmehr wird man die Änderung – durch Multiplikation im Sinne einer Und-Verküpfung oder z. B. durch Fuzzy-Logik-Operatoren – so modellieren, dass ihr Verlauf der zeitlichen Änderung des Gesamtsignals entspricht.
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Während somit solche analysierten Frequenzen bzw. Kanäle, die offensichtlich zwischen zwei – weiter entfernten und somit niedrig zeitaufgelösten – Analysezeitpunkten keine oder nur eine geringe Änderung aufweisen, nicht oder nur gering durch die Berechnung verändert werden, geht dieses Berechnungsverfahren praxisgerecht davon aus, dass eine schnelle Änderung des Gesamtsignals jene Frequenzen oder Kanäle erfasst, die auch im fraglichen Zeitraum eine Änderung anzeigen. Da eine schnelle zeitliche Änderung des Signals ohnehin mit der Inanspruchnahme einer hohen Bandbreite einhergeht, ist in diesem Fall eine selektivere Frequenzauflösung nicht praxisgerecht.
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Zusätzlich besteht die Möglichkeit, sehr kurze Pulse parallel und unabhängig von der Frequenzanalyse direkt auf der Anzeige zu visualisieren, z. B. durch ein überlagertes Bild, um z. B. UWB-Störer – Ultra Wide Band – sicher erfassen zu können.
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Weiterhin kann dabei die Mittenfrequenz der erhobenen breitbandigen Messwerte aus dem CORDIC Algorithmus durch zeitliche Ableitung der Phase – ggf. mit Überlauf-Akku – bestimmt werden. Hierdurch besteht zusätzlich die Möglichkeit, eine Frequenzmaske zu errechnen, welche die erfasste schnelle Änderung bevorzugt jenen analysierten Frequenzen oder Kanälen zuordnet, welche im Bereich der Mittenfrequenz liegen. In einem weiteren Schritt kann die Breite der Frequenzmaske zusätzlich durch die Bestimmung der Varianz beziehungsweise Standardabweichung oder weitere Ableitung der Frequenz festgelegt werden. Naturgemäß eignet sich eine Gauss-Funktion besonders gut als Grundlage für die Frequenzmaske. Theoretisch könnte – mit erhöhtem Aufwand – auch eine Vorfilterung und Aufteilung auf mehrere Frequenzbereiche vor der Anwendung des CORDIC-Algorithmus erfolgen, wodurch die Anwendung mehrerer Frequenzmasken auf das bereitzustellende Zeit-Frequenz-Diagramm ermöglicht wird. Im Extremfall liegt hier ein Vorgehen mit mehreren unterschiedlichen Zeit-Frequenz-Auflösungen ähnlich einer schnellen Wavelet-Transformation vor.
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Der redundante Signalpfad kann zudem hervorragend als Grundlage für einfache leistungsabhängige wie auch komplexe Trigger genutzt werden, beispielsweise könnte hier ein Trigger bei Einhaltung oder Nicht-Einhaltung einer GSM Leistungsmaske ausgelöst werden.
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Sofern man einen noch größeren Frequenzbereich analysieren möchte, dessen Bandbreite vom Analog-Digital-Wandler nicht mehr abgedeckt wird, kann dieselbe Hardware mit einer geringfügigen Modifikation – dann allerdings nicht mehr in Echtzeit – dafür genutzt werden. Dazu wird zwischen den einzelnen Analyseabschnitten die Frequenz des Lokaloszillators des Frontends – bei Vorliegen des üblichen Superhet-Empfängers gemäß dem Stand der Technik – so umgestimmt, dass jeweils das nächste Frequenzsegment des zu analysierenden Spektrums erfasst wird. Besonders bevorzugt wird das Umstimmen genau dann vorgenommen, wenn gleichzeitig die Signale zeitlich in den Bereich der Absenkung des vom Fenstergenerator (ROM1, MUL2) erzeugten Fensters fallen, wodurch Störeinflüsse beim Umstimmen minimiert werden. Dies wird vorzugsweise durch Umprogrammierung eines – mit dem analogen Lokaloszillator gemischten – digitalen DDS Oszillators realisiert. Das eigentliche Lokaloszillator-Signal ist dann das Mischprodukt, wobei hier auch ein Vektormodulator als Mischer eingesetzt werden kann.
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Dabei wird zusätzlich die Information über den jeweils resultierenden Empfangsfrequenzbereich zwecks grafischer Überlagerung oder Aneinanderreihung der gewonnenen Spektren an die digitale Analysesektion weitergereicht, indem diese Information parallel zu der Verarbeitung der Abtastwerte in I/Q-Darstellung mitgeführt wird. Dies hat speziell bei Pipeline-Architekturen den Vorteil, dass das Umstimmen von der Dauer der Analyse entkoppelt wird.
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An dieser Stelle sei angemerkt, dass die Darstellung in Bild 1 dahingehend vereinfacht ist, dass keine Pipeline-Register eingezeichnet wurden. In der Praxis wird man zwischen dem Auslesen der Messwerte aus dem Puffer (RAM1) und den nachfolgenden Stufen wie dem Addierer (ADD1) und dem Multiplexer (MUX1) ebenso wie z. B. im komplexen Multiplizierer (MUL1) – speziell im Übergang zu den nicht eingezeichneten beiden Addiererstufen des komplexen Multiplizierers – diverse Pipeline-Register zur Beschleunigung des Datendurchsatzes einsetzen.
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Demzufolge wird die für das Schreiben der Daten in den Puffer (RAM1) genutzte Adresse auch entweder über Adress-Pipelineregister oder durch Subtraktion der Anzahl der Pipeline-Stufen gegenüber der zum Lesen verwendeten Adresse reduziert sein.
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Bei dem Puffer (RAM1) wird es sich ebenso wie bei dem FIFO (FIFO1) um ein Dual Ported RAM handeln, wie sie in FPGA- und integrierten Schaltkreisen üblich sind, für den FIFO werden dann gemäß dem Stand der Technik zusätzlich ein Lese- und ein Schreib-Adresszähler benötigt, die jeweils bei einem Lese- bzw. Schreibvorgang durch den Lese-(RCK) oder Schreibtakt (WCK) hochgezählt werden. Auch das Und-Gatter (AND1) in der Zeichnung ist schematisch zu sehen, in der Praxis wird man eine synchrone Implementierung mit Write Enable vorziehen. Beim Start der Signalverarbeitung muss natürlich das erste Auslesen aus dem FIFO durch eine Zusatzlogik etwas zeitlich versetzt erfolgen, damit stets ein ausreichender Füllungsgrad des FIFO Speichers vorliegt.
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Die Erfindung kommt vorzugsweise in einem Echtzeit-Spektrumanalysator zum Einsatz, um sowohl ein Zeit-Frequenz-Diagramm bevorzugt als Wasserfall-Diagramm wie auch ein Echtzeit-Spektrum bevorzugt als Histogramm darstellen zu können. Hierbei kommt es wie geschildert darauf an, die zu den einzelnen Frequenzen im Spektrum gehörenden Amplituden jeweils parallel zu analysieren.
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Um einen mobilen Echtzeit-Spektrumanalysator mit einer vertretbaren Leistungsaufnahme zu konstruieren, wird vorzugsweise gemäß Unteranspruch sowohl die Vorverarbeitung der Messwerte, insbesondere die FIR- oder IIR-Filterung, eine eventuelle Spiegelfrequenzelimination, siehe hierzu
DE 19530812C2 , die erfindungsgemäße Reduzierung der Abtastrate mit zeitlicher Kompression, der erfindungsgemäße redundante Signalpfad, die darauf folgende spektrale Transformation mittels Polyphasen-Filterbänken oder schneller Fouriertransformation, die Kalibrierung, die Berechnung der Amplitude oder Leistung beispielsweise mittels CORDIC-Algorithmus, eine eventuell notwendige Logarithmierung und Skalierung und nachfolgend im Signalpfad der Grafikcontroller zwecks schneller Visualisierung der Messergebnisse auf einem einzigen monolithischen integrierten Schaltkreis oder FPGA – Field Programmable Gate Array – realisert. Dabei können einzelne Verarbeitungstufen sowohl als Pipeline wie auch in Prozessorform oder gemischt aufgebaut sein.
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Die vorliegende Erfindung ermöglicht die Darstellung von Spektren mit sehr hoher Analysebandbreite in Echtzeit auf einem mobilen Messgerät bei geringer Leistungsaufnahme, sie stellt somit einen erheblichen Fortschritt gegenüber der bisher zur Verwendung kommenden Lösung in Form unhandlicher Messgeräte im Kistenformat dar.
