DE102015215354A1

DE102015215354A1 - Gleichspannungswandler

Info

Publication number: DE102015215354A1
Application number: DE102015215354.1A
Authority: DE
Inventors: Lisa Maier
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 2015-08-12
Filing date: 2015-08-12
Publication date: 2017-02-16
Also published as: EP3335306A1; CN107912079A; WO2017025216A1

Abstract

Es werden ein Gleichspannungswandler (10) und ein Verfahren zum Wandeln einer Gleichspannung vorgestellt. Der Gleichspannungswandler (10) weist eine Anzahl an Schaltern (16, 18) und einen Zwischenspeicher (28) auf, wobei parallel zu dem Zwischenspeicher (28) ein weiterer Schalter (34) derart eingerichtet ist, dass dieser bidirektional sperren kann.

Description

Die Erfindung betrifft einen Gleichspannungswandler und ein Verfahren zum Wandeln einer Gleichspannung, insbesondere mit einem Gleichspannungswandler der beschriebenen Art.
Stand der Technik
Gleichspannungswandler, die auch als DC/DC-Wandler bezeichnet werden, sind elektrische Schaltungen, die eine Gleichspannung in eine Gleichspannung mit höherem, niedrigerem oder invertiertem Spannungsniveau wandeln. Diese werden bspw. in Elektrofahrzeugen eingesetzt, um eine elektrische Spannung einer Fahrzeugbatterie in für einzelne Verbraucher geeignete Spannungen zu wandeln.
Es wird unterschieden zwischen Aufwärtswandlern, die eine Spannung in eine höhere Spannung wandeln und auch als Boost-Converter bezeichnet werden, und Abwärtswandlern, die eine Spannung in eine niedrigere Spannung wandeln und auch als Buck-Converter bezeichnet werden. Als Buck- und Boost-Converter werden Wandler bezeichnet, die sowohl eine Abwärtswandlung als auch eine Aufwärtswandlung durchführen können.
Neue Komponenten für Anwendungen im Kraftfahrzeugbereich, insbesondere für hybride Elektrofahrzeuge, wurden in den letzten Jahren vorgestellt, um neue Systeme zu integrieren, die dazu eingerichtet sind, die Leistungsfähigkeit und Effizienz zu steigern. Die hauptsächlichen Ziele bestehen in der Energieeinsparung und Reduzierung der Schadstoffemission, insbesondere der CO₂-Reduzierung. Hierzu wurde eine neue eingebettete Versorgung für eine Spannung von 48 V vorgestellt, um die herkömmliche 12 V-Batterie zu unterstützen und ein regeneratives Bremsen mit hoher Leistung zu ermöglichen. Man spricht dann auch von Mehrspannungsnetzen, in diesem Fall von einem Zweispannungsnetz. Die Energieübertragung zwischen den beiden Netzen bzw. Netzwerken in diesem Zweispannungsnetz kann bspw. durch einen bidirektionalen Gleichspannungswandler ermöglicht werden.
Die Druckschrift "A review of Zero-Voltage Switching and its Importance to Voltage Regulation", Steven Keeping, Contributed by Hearst Electronic Products, 05.08.2014, stellt einen Regelschaltkreis für einen Abwärtsgleichspannungswandler vor, der ein Schalten mit Schaltern ohne Spannungsabfall über die Schalter ermöglicht. Bei diesem Gleichspannungswandler ist eine Induktivität als Zwischenspeicher vorgesehen, zu der parallel ein einfacher Schalter geschaltet ist.
Offenbarung der Erfindung
Vor diesem Hintergrund werden ein Gleichspannungswandler mit den Merkmalen des Anspruchs 1 und ein Verfahren gemäß Anspruch 6 vorgestellt. Ausführungsformen ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen und der Beschreibung.
Es wird somit eine neuartige Topologie für einen Gleichspannungswandler vorgestellt. Diese neue Topologie geht bspw. auf eine Halbbrückenkonfiguration mit einem weiteren bzw. zusätzlichen Schalter bzw. Hilfsschalter über dem Zwischenspeicher, bspw. der Induktivität, hervor, damit der Strom, bspw. der Induktivitätsstrom, frei laufen kann, wenn die Hauptschalter nicht betätigt werden. Grundsätzlich kann als Zwischenspeicher auch eine Kapazität vorgesehen sein. Im folgenden wird die Erfindung in Verbindung mit einer Induktivität, insbesondere einer Spule, beschrieben, ohne dass dies eine Beschränkung hierauf bedeuten soll.
Es werden weiterhin zwei Modulationsschemata, das Schema A und das Schema B vorgestellt, um ein ZVS- und ZCS-Schalten zu ermöglichen. ZVS (Zero-Voltage Switching) bezeichnet ein spannungsloses Schalten von Schaltern, wie bspw. Schaltransistoren, in elektronischen Schaltungen. ZCS (Zero-Current Switching) bezeichnet ein stromloses Schalten von Schaltern, wie bspw. Schaltransistoren, in elektronischen Schaltungen.
Das vorgestellte Verfahren und der beschriebene bidirektionale Gleichspannungswandler finden insbesondere in Mehrspannungsnetzen, insbesondere in Zweispannungsnetzen, von Kraftfahrzeugen Anwendung. Bei diesen werden bspw. eine 48 V-Versorgung und eine 12 V-Versorgung in einem Netz verwendet. Eine Anwendung findet sich bspw. bei einem regenerativen Bremsen.
Das vorgestellte Verfahren hat, zumindest in einigen der Ausführungen, eine Reihe von Vorteilen. So sind nur kleine Speicher bzw. Induktivitäten erforderlich, was die notwendige Größe erheblich verringert. Aufgrund der geringen Schaltverluste wird eine erhöhte Leistungsdichte erreicht. Daher kann auch die Größe der Komponenten reduziert werden. Aufgrund der geringen Verluste kann die Effizienz gesteigert werden. Weiterhin kann der Spitzen-Rippel-Strom für Teillasten minimiert werden.
Außerdem wird ein Betrieb mit konstanten Frequenzen ermöglicht, da variable Frequenzen Schwierigkeiten bei der Dimensionierung der Komponenten verursachen. Außerdem sind verschiedene Modulationsschemata möglich, nämlich A, B, SCM (Synchronous Conduction Mode) und TCM (Triangular Conduction Mode). Die Regelung wird einfach gehalten. Das Modulationsschema kann mit algebraischen Gleichungen berechnet werden.
Weitere Vorteile und Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung und den beiliegenden Zeichnungen.
Es versteht sich, dass die voranstehend genannten und die nachstehend noch zu erläuternden Merkmale nicht nur in der jeweils angegebenen Kombination, sondern auch in anderen Kombinationen oder in Alleinstellung verwendbar sind, ohne den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 zeigt eine Ausführung des beschriebenen Gleichspannungswandlers.
2 zeigt in einem Graphen einen Verlauf des Induktionsstroms.
3 zeigt in einem Graphen einen Verlauf des Induktionsstroms und einen Verlauf der Spannung über einen Schalter im Abwärtsmodus mit Modulastionsschema A.
4 zeigt den Stromfluss im Abwärtsmodus in einem ersten und zweiten Zeitraum.
5a bis 5c zeigen den Stromfluss im Abwärtsmodus in einem dritten bis achten Zeitraum.
6 zeigt in einem Graphen einen Verlauf des Induktionsstroms und einen Verlauf der Spannung über einen Schalter im Aufwärtsmodus mit Modulationsschema A.
7a bis 7d zeigen den Stromfluss im Aufwärtsmodus in einem ersten bis achten Zeitraum.
8 zeigt den Stromfluss im Aufwärtsmodus in einem neunten und zehnten Zeitraum.
9 zeigt in einem Graphen einen Verlauf des Induktionsstroms und einen Verlauf der Spannung über einen Schalter im Abwärtsmodus mit Modulationsschema B.
10 zeigt eine Back-to-Back-Struktur des Hilfsschalters.
11 zeigt die Struktur aus 10.
Ausführungsformen der Erfindung
Die Erfindung ist anhand von Ausführungsformen in den Zeichnungen schematisch dargestellt und wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnungen ausführlich beschrieben.
1 zeigt in einem Blockschaltbild einen Gleichspannungswandler, der insgesamt mit der Bezugsziffer 10 bezeichnet ist. Dieser weist einer ersten Anschluss 12, an dem die Spannung U₁ anliegt, und einen zweiten Anschluss 14, an dem die Spannung U₂ anliegt, auf. Die beiden Anschlüsse 12 und 14 können jeweils entweder als Eingang oder als Ausgang des bidirektionalen Gleichspannungswandlers 10 dienen. Der gezeigte Gleichspannungswandler ist derart eingerichtet, dass am ersten Anschluss 12 eine höhere Spannung als am zweiten Anschluss 14 anliegt. Wird der Gleichspannungswandler 10 daher als Abwärtswandler betrieben, so stellt der erste Anschluss 12 den Eingang und der zweite Anschluss 14 den Ausgang dar. Wird der Gleichspannungswandler 10 als Aufwärtswandler betrieben, so stellt der erste Anschluss 12 den Ausgang und der zweite Anschluss 14 den Eingang dar. Somit kann der Gleichspannungswandler 10 in einer Richtung aufwärts wandeln und in der anderen Richtung abwärts wandeln.
Die Darstellung zeigt weiterhin einen ersten Schalter S₁ 16 und einen zweiten Schalter S₂ 18, die jeweils als MOSFET (MOSFET: Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) ausgebildet sind. Diese sind jeweils im Ersatzschaltbild mit Body-Diode 20 bzw. 22 und Kapazität C_oss1 24 bzw. C_oss2 26 dargestellt. Weiterhin zeigt die Darstellung einen Zwischenspeicher 28, in diesem Fall eine Spule als induktiven Speicher, und eine erste Kapazität C₁ 30 am ersten Anschluss 12 und eine zweite Kapazität C₂ 32 am zweiten Anschluss 14. Parallel zum Zwischenspeicher 28 ist ein weiterer Schalter 34 vorgesehen, in diesem Fall der dritte Schalter S₃. Dieser dritte Schalter S₃ 34 umfasst einen ersten MOSFET 36 und einen zweiten MOSFET 38, die in einer Back-to-Back-Anordnung zueinander angeordnet sind, d. h. der Schalter S₃ kann derart angesteuert werden, dass dieser in beide Richtungen, d. h. bidirektional, sperrt bzw. blockiert. In Ausgestaltung sind die beiden MOSFETs 36 und 38 unabhängig voneinander anzusteuern.
Zu beachten ist, dass der Strom, der in dem dritten Schalter S₃ 34 fließt, maximal etwa 10 A beträgt, wobei gilt: 10 A = I₀: Strom, der im dritten Schalter S₃ 34 fließt, um die Rippelverluste gering zu halten. Da die Frequenz vorzugsweise konstant ist, wird mit dem dritten Schalter S₃ 34 erreicht, einen geringen Stromrippel für geringere Ausgabeleistungen zu erreichen, mit dem der Strom i_L auf –I₀ konstant gehalten werden kann. Da für den Fall, dass der Induktivitätsschalter S₃ 34 eingeschaltet wird, der Induktivitätsstrom lediglich –10 A beträgt, sind die Leistungsverluste, die durch diesen zusätzlichen Schalter S₃ 34 verursacht werden, verhältnismäßig gering.
Da der dritte Schalter S₃ 34 als Back-to-Back-MOSFET-Konfiguration ausgebildet ist, ist eine Stromleitung in beide Richtungen zu vermeiden, wenn S₃ offen ist, aufgrund der intrinsischen antiparallelen Body-Dioden. Die MOSFETs erfordern dieselbe Betriebsspannung wie die MOSFETs des ersten und des zweiten Schalters, da für U₂ = 0 V der MOSFET, der direkt mit dem Mittelpunkt der Halbbrücke verbunden ist, der gesamten Spannung U₁ ausgesetzt ist, da die Diode des benachbarten MOSFETs leiten würde. Auf diese Back-to-Back-MOSFET-Schalterstruktur wird nachstehend eingegangen.
Die weiteren Figuren nehmen Bezug auf 1, insbesondere auf die in dieser gezeigten Komponenten des Gleichspannungswandlers 10. Auf diese wird durch Angabe von Bezugsziffern Bezug genommen.
2 zeigt in einem Graphen einen Verlauf des Induktionsstroms. Dabei ist an einer Abszisse 50 die Zeit und an drei Ordinaten 52 der Induktionsstrom i_L(t) aufgetragen. Weiterhin ist eine erste Linie 54, die ein Stromniveau +I₀ anzeigt, und eine zweite Linie 56, die ein Stromniveau –I₀ anzeigt, eingetragen. Die Darstellung zeigt Verläufe des Induktionsstroms im Abwärts- bzw. Buckmodus, und zwar einen ersten Verlauf 60 bei einer Leistung P ≈ 0, einen zweiten Verlauf 62 bei mittlerer Leistung und einen dritten Verlauf 64 bei höherer Leistung P = P_max.
2 zeigt den Verlauf des Induktionsstroms für drei verschiedene Niveaus der Ausgangsleistung.
Nachstehend wird das Funktionsprinzip des Modulationsschemas A im Buck-Modus beschrieben.
3 zeigt in einem Graphen eine erste Kurve 80, die den Verlauf des Induktionsstroms i_L(t) wiedergibt, und eine zweite Kurve 82, die den Verlauf der Spannung U_S2(t) über den zweiten Schalter S₂ wiedergibt. Weiterhin geben Signalverläufe die Schalterstellungen wieder, nämlich ein erster Signalverlauf 84 die Stellung des ersten Schalters S₁, ein zweiter Signalverlauf 86 die Stellung des zweiten Schalters S₂ und ein dritter Signalverlauf 88 die Stellung des dritten Schalters S₃. Wert 1 gibt einen geschlossenen Schalter und Wert 0 einen geöffneten Schalter wieder.
Weiterhin sind Zeitpunkte eingetragen, nämlich ein erster Zeitpunkt t₀ 90, ein zweiter Zeitpunkt t_0' 92, ein dritter Zeitpunkt t₁ 94, ein vierter Zeitpunkt t_1' 96, ein fünfter Zeitpunkt t₂₀ 98, ein sechster Zeitpunkt t₂ 100, ein siebter Zeitpunkt t_2' 102 und ein achter Zeitpunkt T_p 104.
Außerdem sind eingetragen das Niveau des Induktionsstroms –I₀ 105, das Niveau des Induktionsstroms +I₀ 106, das Niveau der Spannung U₂ 107 und das Niveau der Spannung U₁ 108.
4 zeigt in dem bidirektionalen Gleichspannungswandler 10 mit drei Schaltern aus 1 den Stromfluss im Abwärtsmodus, wobei die stromdurchflossenen Leitungen und Komponenten mit durchgezogenen Linien und die nicht stromdurchflossenen Leitungen und Komponenten gepunktet dargestellt sind.
In einer ersten Darstellung 110 ist der Zeitraum t_0' ≤ t ≤ t₁ dargestellt, eine zweite Darstellung 112 zeigt den Zeitraum t₁ ≤ t ≤ t_1'.
5a bis 5c zeigen eine Darstellung entsprechend 4, in der sechs Zeiträume wiedergegeben sind. Eine erste Darstellung 120 zeigt den Zeitraum t_1' ≤ t ≤ t₂₀, eine zweite Darstellung 122 zeigt den Zeitraum t₂₀ ≤ t ≤ t₂, eine dritte Darstellung 124 zeigt den Zeitraum t₂ ≤ t ≤ t_2', eine vierte Darstellung 126 und eine fünfte Darstellung 128 zeigen den Zeitraum t_2' ≤ t ≤ T_p, eine sechste Darstellung 130 zeigt den Zeitraum t₀ ≤ t ≤ t_0'.
Auf die einzelnen Zeitintervalle wird nachfolgend im einzelnen eingegangen:
1. Zeitintervall vor t₀
Vor dem Zeitpunkt t₀ ist der Schalter S₃ geschlossen (Darstellung 128), was ermöglicht, dass der Induktionsstrom frei in seinem eigenen geschlossenen Pfad fließen kann. Der einzige Widerstand, dem dieser Strom ausgesetzt ist, ist der Innenwiderstand der Induktivität L und der Widerstand R_ds(on) der Back-to-Back-MOSFETs, die den Schalter S₃ bilden. 3 zeigt den idealen Fall, bei dem der Strom konstant bei –I₀ bleibt, bis S₃ geöffnet wird. Im realen Fall wird der Strom aufgrund der verschiedenen Widerstande durch diesen Pfad langsam auf null absinken. S₃ wird zu einem Zeitpunkt vor t₁ geöffnet sein, wobei den Kapazitäten C_oss1 = C_oss und C_oss2 = C_oss genügend Zeit gegeben wird, auf null zu entladen bzw. auf U₁ aufzuladen, um ZVS und ZCS des Schalters S₁ sicherzustellen. Dieser Übergang kann in Darstellung 130 gesehen werden.
2. Zeitintervall t₀ ≤ t_0'
Wenn S₃ abgeschaltet wurde und die MOSFET-Ausgangskapazität damit abgeschlossen haben, ihre Ladung auszutauschen, wird die obere Diode damit anfangen zu leiten, da diese in Vorwärtsrichtung betrieben ist, und zwar hat C_oss2 und damit die Anode der Diode die Eingangsspannung U₁ erreicht. Während dieses Zeitraums, bevor der Induktionsstrom Null erreicht und damit beginnt, in positiver Richtung zu fließen, kann der obere Schalter S₁ bei ZVS- und ZCS-Bedingungen eingeschaltet werden.
3. Zeitintervall t_0' ≤ t_1'
Sobald S₁ eingeschaltet ist, kann der Strom durch diesen fließen und hin zu dem Spitzenstrom der Kurve der Darstellung 110 ansteigen. Die Spannung über der Induktivität zu diesem Zeitpunkt beträgt U₁–U₂.
4. Zeitintervall t₁ ≤ t_1'
In diesem Zeitintervall wird der obere Schalter ausgeschaltet, worauf eine Resonanzphase folgt. Die obere Kapazität des Schalters S₁ beginnt mit dem Laden und die untere mit dem Entladen. Wenn der untere Kondensator C_oss2 vollständig entladen ist, beginnt seine parallele Diode zu leiten (Darstellung 120), so dass eine ähnliche Situation wie im zweiten Zeitintervall entsteht. Während dieses Zeitintervalls leitet die Diode D₂. Daher ist es am besten, dieses Intervall so kurz wie möglich zu gestalten, um unnötige Leistungsverluste über der Diode zu vermeiden. Es sollte jedoch sichergestellt werden, dass der Schalter S₁ vollständig abgeschaltet ist, bevor S₂ eingeschaltet wird.
5. Zeitintervall t_1' ≤ t₂₀
Der Schalter S₂ leitet nunmehr einen Strom, der auf Null absinken wird und die Induktivität L über C₂ entlädt. Die Spannung über die Induktivität ist nunmehr –U₂ (Darstellung 120).
6. Zeitintervall t₂₀ ≤ t_2'
Sobald der Induktionsstrom den Wert Null erreicht, da der Schalter S₂ eingeschaltet bleibt, fährt dieser damit fort, in die entgegengesetzte Richtung zu fließen (Darstellung 122), was zu negativen Werten führt. Sobald dieser den erwünschten –I₀ erreicht, schaltet der Schalter S₂ aus bei dem Zeitpunkt t₂. Wenn dies passiert, folgt erneut eine Resonanzphase, in der die Kapazität C_oss2 damit beginnt aufzuladen (Darstellung 124). Wenn dieser ladend gelassen wird, kann dessen Spannung bis U₁ ansteigen. In diesem Moment würde die Diode D₁ den Strom übernehmen. Da jedoch S₃ während dieser Phase eingeschaltet wird, wäre der ideale Zeitpunkt dann, wenn C_oss2 die Spannung U_coss,2 = U₂ erreicht, unter Berücksichtigung, dass andererseits gesammelte Überladung über den Schalter S₃ auf C_oss2 fließen würde, was Strom-Spikes induziert und daher Schaltungsverluste bei dem Innenwiderstand von S₃ verursacht. Der schlimmste Fall würde auftreten für den Fall, dass C_oss2 die Spannung U₁ erreicht hätte, bevor S₃ eingeschaltet ist. Die ZVS-Bedingung wird hier auf diese Weise erreicht für S₃ (Darstellung 126), was den Moment zeigt, in dem S₃ eingeschaltet wird, während die Kapazitätsbrücke mit der Induktivität L schwingt. Die Innenkapazität von S₃ wird ebenfalls laden und entladen in Abhängigkeit des Zustands, in dem sich der Wandler befindet.
7. Zeitintervall t_2' ≤ T_P
In dieser Phase wird der Induktionsstrom weitgehend konstant durch den Schalter S₃ gehalten. Die Dauer dieser Phase hält an, bis der Zyklus endet. Bevor S₁ wieder für einen neuen Zyklus schließt würde die Spannung darüber wiederum den Wert Null erreichen. Dies wird zwischen dem Ausschalten von S₃ und dem Einschalten von S₁ erreicht, was dazu führt, dass die Spannung U_Coss,2 über der Kapazität damit fortfährt anzusteigen, wenn in der Induktivität noch Energie gespeichert ist, d. h. U_Coss,2 = U₂ steigt auf U₁. Das Gegenteil passiert für C_oss1, der vollständig entladen wird. Zu diesem Zeitpunkt beginnt die Diode damit zu leiten, was den Schalter S₁ unter ZVS- und ZCS-Bedingung einschalten lässt.
Da der Stromfluss in Vorwärtsmodus, dem Abwärts- bzw. Buck-Modus, als positiv definiert ist, wird die Boost-Modusfunktion entsprechend mit einem negativen Strom während der Phase beschrieben, in der die Induktivität Energie von der Eingangsspannung U₂ speichert.
Nachstehend wird das Funktionsprinzip des Modulationschemas A im Boost-Modus beschrieben.
6 zeigt entsprechend 3 in einem Graphen eine erste Kurve 180, die den Verlauf des Induktionsstroms i_L(t) wiedergibt, und eine zweite Kurve 182, die den Verlauf der Spannung U_S2(t) über den zweiten Schalter S₂ wiedergibt. Weiterhin geben Signalverläufe die Schalterstellungen wieder, nämlich ein erster Signalverlauf 184 die Stellung des ersten Schalters S₁, ein zweiter Signalverlauf 186 die Stellung des zweiten Schalters S₂ und ein dritter Signalverlauf 188 die Stellung des dritten Schalters S₃. Stellung 1 gibt einen geschlossenen Schalter und Stellung 0 einen geöffneten Schalter wieder.
Weiterhin sind Zeitpunkte eingetragen, nämlich ein erster Zeitpunkt t₀ 190, ein zweiter Zeitpunkt t_0' 192, ein dritter Zeitpunkt t₁ 194, ein vierter Zeitpunkt t_1' 196, ein fünfter Zeitpunkt t₂₀ 198, ein sechster Zeitpunkt t₂ 200, ein siebter Zeitpunkt t_2' 202 und ein achter Zeitpunkt T_p 204.
Außerdem sind eingetragen das Niveau des Induktionsstroms –I₀ 205, das Niveau des Induktionsstroms +I₀ 206, das Niveau der Spannung U₂ 207 und das Niveau der Spannung U₁ 208.
Der Verlauf des Induktionsstroms im Boost-Modus ist somit in 6 dargestellt. Ähnlich zu dem Buck-Modus, in dem es drei Stufen gibt, in denen die Energie zunächst in der Induktivität gespeichert wird, während S₂ geschlossen ist, später freigeschaltet wird, um durch S₁ zu der Ausgangskapazität C₁ zu fließen und schließlich konstant durch den Schalter S₃ gehalten wird. Der dritte Schalter wird auf dieselbe Weise verwendet, um einen Strom i_L niedrig zu halten und um Verluste bei dem Schalter S₁ zu vermeiden.
7 zeigt in dem bidirektionalen Gleichspannungswandler 10 mit drei Schaltern aus 1 den Stromfluss im Aufwärtsmodus, wobei die stromdurchflossenen Leitungen und Komponenten mit durchgezogenen Linien und die nicht stromdurchflossenen Leitungen und Komponenten gepunktet dargestellt sind.
In 7a bis 7d sind acht Zeiträume dargestellt, diese sind:
220: t_0' ≤ t₁, 222: t₁ ≤ t_1', 224: t_1' ≤ t₂₀, 226: t_1' ≤ t₂₀, 228: t₂₀ ≤ t₂, 230: t₂ ≤ t_2', 232 und 234: t_2' ≤ T_p'
8 ist eine Darstellung entsprechend 7, wobei gilt: 240: t₀ ≤ t_0', 242: t₀ ≤ t_0'
Auf die einzelnen Zeiträume wird nachstehend eingegangen:
1. Zeitintervall t₀ ≤ t_0'
Hier wird der Schalter S₃ geöffnet und nach einer Resonanzoszillation der Ausgangskapazitäten wird die Diode D₂ leiten, was es S₂ ermöglicht, einzuschalten mit ZVS und ZCS für den Zyklus, der beginnt. Dies kann in 8 gesehen werden.
2. Zeitintervall t_0' ≤ t₁
S₂ ist leitend und die Induktivität wird geladen. Die Spannung über die Induktivität ist –U₂. Die verschiedenen Phasen des Boost-Modus werden in 7 in der Darstellung 200 gezeigt.
3. Zeitintervall t₁ ≤ t_1'
Während dieser Übergangsphase tauschen die Kapazitäten C_oss1 und C_oss2 ihre Ladungen aus (Darstellung 222). Die Diode D₁ beginnt damit zu leiten, sobald die Spannung U₁ über C_oss2 erreicht ist.
4. Zeitintervall t_1' ≤ t₂
Nun beträgt die Induktivitätsspannung U₁–U₂, somit beginnt der Strom zu steigen und wenn dieser den Wert Null erreicht, fließt dieser in positive Richtung und S₁ wird eingeschaltet gelassen, bis dieser I₀ erreicht (Darstellung 228).
5. Zeitintervall t₂ ≤ t_2'
Bei diesem Zeitpunkt lädt die Resonanzoszillation C_oss1 und entlädt C_oss2. Auch im Boost-Modus kann die Spannung über C_oss2 nur absinken, bis diese U₂ erreicht, so dass S₃ bei Nullspannung eingeschaltet werden kann. Es wird auf Darstellungen 230–232 verwiesen.
6. Zeitintervall t₂ ≤ T_p'
S₃ bleibt leitend bis zum Ende der Periode.
Nachstehend wird das Funktionsprinzip des Modulationsschemas B erläutert:
Es wird somit ein weiteres Steuerverfahren vorgestellt, um ZVS und/oder ZCS für alle Schalter des Wandlers zu erreichen. Dieses Modulationsschema verbessert effektiv den Übergang von S₂ zu S₃ und das switching ringing, d. h. die Oszillierung, die durch dem Übergang des Stromes von einem Schalter zum anderen verursacht wird, wird vermieden. Gegenüber dem Verhalten im 6. Zeitintervall muss man nicht wie bei Modulationsschema A berücksichtigen, dass C_oss2 im Buck-Modus die Spannung U₂ erreicht, da hier der Übergang auf natürlicher Weise passiert. Der Strom wird ohne Ringing vom Hilfsschalter S₃ übernommen. Das gleiche gilt für Boost-Modus (5. Zeitintervall t₂ ≤ t_2'): der Strom wird ohne Ripple von S₁ zu S₃ übernommen. Vollständige ZVS und ZCS für alle Schalter bedeutet theoretisch keine Schaltverluste.
Das neue Modulationsschema für den dritten Schalter, der die beiden MOSFETs Q₁ 300 und Q₂ 302 (10) separat steuert, sollte auf die folgende Weise implementiert werden. 9 zeigt die neuen Steuersignale im Buck-Modus. Die beiden Schalter S₁ und S₂ werden auf dieselbe Weise wie zuvor gesteuert, der MOSFET Q₁ 300 schaltet jedoch ein, nachdem S₂ bei t_1'' 298 eingeschaltet wurde.
9 zeigt entsprechend 3 und 6 in einem Graphen eine erste Kurve 280, die den Verlauf des Induktionsstroms i_L(t) wiedergibt, und eine zweite Kurve 282, die den Verlauf der Spannung U_S2(t) über den zweiten Schalter S₂ wiedergibt. Weiterhin geben Signalverläufe die Schalterstellungen wieder, nämlich ein erster Signalverlauf 284 die Stellung des ersten Schalters S₁, ein zweiter Signalverlauf 286 die Stellung des zweiten Schalters S₂, ein dritter Signalverlauf 288a die Stellung des Schalters Q₁ 300, und ein vierter Signalverlauf 288b die Stellung des Schalters Q₂ 302. Stellung 1 gibt einen geschlossenen Schalter und Stellung 0 einen geöffneten Schalter wieder.
Weiterhin sind Zeitpunkte eingetragen, nämlich ein erster Zeitpunkt t₀ 290, ein zweiter Zeitpunkt t_0' 292, ein dritter Zeitpunkt t₁ 294, ein vierter Zeitpunkt t_1' 296, ein fünfter Zeitpunkt t_1'' 298 ein sechster Zeitpunkt t₂₀ 300, ein siebter Zeitpunkt t₂ 302, ein achter Zeitpunkt t_2' 304 und ein neunter Zeitpunkt T_p 306.
Außerdem sind eingetragen das Niveau des Induktionsstroms –I₀ 308, das Niveau des Induktionsstroms +I₀ 310, das Niveau der Spannung U₂ 312 und das Niveau der Spannung U₁ 314.
10 zeigt eine Back-to-Back-Struktur des Schalter S₃ 34 aus 1 im Ersatzschaltbild. Die Darstellung zeigt einen ersten Schalter Q₁ 300, einen zweiten Schalter Q₂ 302, eine erste Kapazität 304, eine zweite Kapazität 306, eine erste Diode D_Q1 308 und eine zweite Diode D_Q2 310. Ein erster Punkt A 312 und ein zweiter Punkt B 314 sind ebenfalls bezeichnet.
Da bei dem Zeitpunkt t_1' 296, bei dem S₂ leitet, Punkt A 312 in 10 auf Null herabgezogen wurde, wird der dritte Schalter S₃ noch nicht leiten, da die Diode D_Q2 in Rückwärtsrichtung betrieben wird und Q₂ offen ist. Daher kann Q₁ ohne Strombelastung eingeschaltet werden (Zeitpunkt t_1'' 298), und daher treten keine Schaltungsverluste auf. Die Diode D_Q2 wird die Spannung U₂ blockieren, während S₂ leitet.
Sobald der Induktionsstrom –I₀ erreicht und S₂ ausgeschaltet wird (Zeitpunkt t₂ 302), werden die zu dem MOSFET parallelen Kapazitäten ihre Ladungsübergänge beginnen und U_Coss2 wird damit beginnen, von Null auf U₂ aufzuladen. Sobald die Spannung die Ausgangsspannung beim Punkt A erreicht hat, wird die Spannung gleich U₂ sein und die Diode D_Q2 wird in Vorwärtsrichtung betrieben werden, da der Strom natürlich auf Q₁ kommutieren wird, der zuvor eingeschaltet wurde, und dieser wird durch Q₁ und D_Q2 fließen. Zu diesem Zeitpunkt kann der MOSFET Q₂ eingeschaltet werden (Zeitpunkt t_2' 304), um Leitungsverluste zu verringern, die durch die Freilaufdiode D_Q2 verursacht werden. Da die antiparallele Diode D_Q2 den Strom leiten wird, wird der MOSFET Q₂ ebenfalls ohne Strom- und Spannungsbelastung eingeschaltet werden.
Dies gilt auch für den Boost-Modus, wenn der obere Schalter S₁ leitet und der Induktionsstrom sinkt, zwischen t_1' und t₂ in 6, kann der MOSFET Q₂ zu jedem Zeitpunkt nach S₁ eingeschaltet werden, da dessen Serien-Diode D_Q1 die Spannung U₁–U₂ zu diesem Zeitpunkt blockieren wird, d. h. Rückwärtsbetrieb von D_Q1. Der MOSFET Q₂ kann daher ohne Strombelastung eingeschaltet werden und kein Strom wird durch diesen fließen, solange S₁ eingeschaltet ist.
Wenn S₁ beim Zeitpunkt t₂ ausgeschaltet wird, beginnt die Resonanzphase der Kapazität und die Kapazität C_oss2 beginnt damit, von U₁ auf Null zu entladen. Wenn dieser Prozess beginnt ist Punkt A in 10 gleich U₁. Sobald die Spannung in dem Knoten U₂ erreicht hat, wird die Diode D_Q1 in Vorwärtsrichtung betrieben und da Q₂ bereits eingeschaltet ist, wird der Strom damit beginnen, problemlos durch Q₂ und D_Q1 zu fließen, da der Induktionsstrom natürlich über den Schaler S₃ gehen wird und keine Schwingung erzeugt. Während dieser Phase kann Q₁ zu jedem Zeitpunkt geschaltet werden. Auch für diesen Fall wird ZVS und ZCS erreicht, da die antiparallele Diode Strom leitet.
Dieser Wandler kann somit auf solche Weise geregelt werden, dass nahezu keine Schaltverluste zu verzeichnen sind.
Die Schaltzeiten können auf eine solche Weise berechnet werden, dass die erforderliche Leistung übertragen wird und gleichzeitig für alle Schalter ZVS erreicht wird. Die folgenden Berechnungen gelten unter der Bedingung, dass alle Komponenten sich ideal verhalten, keine Verluste und Verzögerungen haben und konstante Werte aufweisen.
Einige Annahmen müssen getroffen werden für die Berechnung der Einschaltdauern der Schalter:
Vernachlässigung der Resonanzphasen t₀ => t_0', t₁ => t_1' und t₂ => t_2',
Vernachlässigung der Leistungsverluste,
konstante Spannungen U₁ und U₂,
der minimale Strom I₀ wird immer erreicht.
Bei den folgenden Berechnungen wird der Buckmodus auf die herkömmliche Weise betrachtet, wobei die Eingangsspannung U_ein = U₁ und die Ausgangsspannung U_aus = U₂.
Zunächst wird der Induktionsstrom und die Induktionsspannung im Buckmodus betrachtet:
Eingangs- und Ausgangsspannung: U₁ = U_ein (höhere Spannung); U₂ = U_aus (niedrigere Spannung)
Wenn angenommen wird, dass der Induktionsstrom vor jedem neuen Zyklus bei i_L(t₀) = –I₀ beginnt, kann die Induktionsstromfunktion für jede Schaltstufe werden zu:
Nunmehr wird der Induktionsstrom und die Induktionsspannung im Boostmodus betrachtet:
Eingangs- und Ausgangsspannung im Bereich: U₁ = U_ein (niedrigere Spannung), U₂ = U_aus (höhere Spannung)
Die Spannung über der Induktivität im Boostmodus ist wie folgt definiert:
Ähnlich zum Buckmodus kann der Induktionsstrom für den Boostmodus wie folgt definiert werden:
Die maximale Leistung muss bis zum Zeitpunkt t1 von der Eingabe übertragen und in der Induktivität gespeichert werden. Für die Eingangsleistung P1 gilt:
wobei der Eingangsstrom I_1,avg (avg = Average = Mittelwert) ebenfalls der Strom ist, der durch den Schalter S₁ fließt. Anhand dieser Gleichung kann die Einschaltzeit des Schalters S₁ im Buckmodus berechnet werden:
Es ergibt sich eine quadratische Gleichung für t₁ und da P₁ = P₂ = P gilt:
Aufgelöst nach t₁ ergibt das:
Anhand der sogenannten Volt Second Gleichung, die das Prinzip der Volt-Sekunde-Balance berücksichtigt, kann auf einfache Weise die Einschaltzeit von S₂, nämlich t_2,ein, berechnet werden:
Die dritte Gleichung wird erhalten durch die Differenz zwischen der Periode T_p und den Einschaltzeiten t₁ + t_2,ein. t₃ = T_p – t₁ – t_2,ON (10)
Der effektive Induktionsstrom wird wie folgt berechnet:
wobei U1 die Eingangsspannung im Buckmodus auf der Hochvoltseite ist. Der effektive Induktionsstrom wird wie folgt berechnet:
wobei hierbei die Eingangsspannung bestimmt ist für die Eingangsspannung U₁ (niedrigere Spannung) im Boostmodus. Der durchschnittliche Induktionsstrom bestimmt sich aus:
11 wird die Back-to-Back-Struktur des dritten Schalters S₃ näher erläutern.
11 zeigt den dritten Schalter S₃ 34 aus 10, wobei zusätzlich ein Spannungsabfall U₁–U₂ über den ersten Schalter Q₁ 300 mit einem Pfeil 330 verdeutlicht ist.
Zu beachten ist, dass ein einzelner MOSFET die Spannung nur in eine Richtung blockieren kann. Um Spannungen in beide Richtungen zu blockieren bzw. zu sperren, sollte eine Diode in dem Pfad angeordnet werden, um einen unidirektionalen Stromfluss zu ermöglichen. Wenn der höhere Schalter S₁ leitet und ein Strom positiv in die Induktivität fließt, wird der Spannungsabfall U₁–U₂ durch einen MOSFET bzw. Schalter Q₁ 300 gehalten, da die Diode D_Q2 310 leiten würde, weil ihre Anodenspannung U₁ höher als die Kathodenspannung U₂ ist. Das Gegenteil gilt, wenn der untere Schalter leitet. Während dieses Betriebs wird die Spannung am Punkt A 312 auf null nach unten gezogen, während die Spannung am Punkt B 314 positiv sein wird, nämlich U₂. Daher wird die Diode D_Q1 in Vorwärtsrichtung betrieben und würde leiten, wenn der Schalter Q₂ nicht verwendet werden würde.
Folglich ist, um die Spannung in beide Richtungen zu sperren und gleichzeitig einen bidirektionalen Stromfluss zu ermöglichen, ein weiterer MOSFET, also insgesamt zwei MOSFETs für S₃, erforderlich. Im Modulationsschema A nutzen die beiden MOSFETs das Signal am Gate-Anschluss gemeinsam und ihre Source-Anschlüsse sind miteinander verbunden. Im Modulationsschema B werden die beiden MOSFETs getrennt voneinander gesteuert.
Die Betriebsspannung der Back-to-Back-MOSFETs muss der High-Side-Spannung entsprechen, da, wenn ein MOSFET in eine Richtung sperrt, die Diode des MOSFETs in Reihe leiten wird, weil diese in Vorwärtsrichtung betrieben ist und daher der gesamte Sperrspannungsabfall an einem einzelnen MOSFET Q_i angelegt sein wird, wobei i = 1, 2 ist. Der schlimmste Fall einer Sperrspannung tritt auf, wenn die Ausgangskapazität noch nicht geladen ist und daher die MOSFETs die vollständige maximale Spannung (High-Side-Voltage) aushalten müssen, in diesem Fall U₁, wobei U₁ > U₂.

Claims

Bidirektionaler Gleichspannungswandler (10) mit einer Anzahl an Schaltern (16, 18, 300, 302) und einem Zwischenspeicher (28), wobei parallel zu dem Zwischenspeicher (28) ein weiterer Schalter (34) geschaltet ist, wobei der weitere Schalter (34) derart eingerichtet ist, dass dieser bidirektional sperren kann.
Gleichspannungswandler nach Anspruch 1, bei dem der weitere Schalter (34) mit zwei Back-to-Back-Transistoren realisiert ist, die getrennt ansteuerbar sind.
Gleichspannungswandler nach Anspruch 1 oder 2, bei dem als Zwischenspeicher (28) eine Induktivität dient.
Gleichspannungswandler nach Anspruch 3, bei dem als Induktivität eine Spule dient.
Gleichspannungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 4, der eine Halbbrückenstruktur aufweist.
Verfahren zum Wandeln einer Gleichspannung mit einem Gleichspannungswandler (10) der Schalter (16, 18, 300, 302) und einen Zwischenspeicher (28) aufweist, zu dem parallel ein weiterer Schalter (34) geschaltet ist, der dazu eingerichtet ist, bidirektional zu sperren, insbesondere mit einem Gleichspannungswandler (10) nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei im Betrieb der weitere Schalter (34) angesteuert wird.
Verfahren nach Anspruch 6, bei dem der Gleichspannungswandler (10) in einem Modulationsschema A betrieben wird, in dem der weitere Schalter (34) mit einem Signal angesteuert wird.
Verfahren nach Anspruch 6, bei dem der Gleichspannungswandler (10) in einem Modulationsschema B betrieben wird, in dem die zwei Back-to-Back-Transistoren des weiteren Schalters (34) getrennt angesteuert werden und mindestens zwei verschiedene Schalteinheiten umfassen.
Verfahren nach einem der Ansprüche 6 bis 8, bei dem eine Aufwärtswandlung vorgenommen wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 6 bis 8, bei dem eine Abwärtswandlung vorgenommen wird.