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Die Erfindung betrifft einen Gleichspannungswandler und ein Verfahren zum Wandeln einer Gleichspannung, insbesondere mit einem Gleichspannungswandler der beschriebenen Art.
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Stand der Technik
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Gleichspannungswandler, die auch als DC/DC-Wandler bezeichnet werden, sind elektrische Schaltungen, die eine Gleichspannung in eine Gleichspannung mit höherem, niedrigerem oder invertiertem Spannungsniveau wandeln. Diese werden bspw. in Elektrofahrzeugen eingesetzt, um eine elektrische Spannung einer Fahrzeugbatterie in für einzelne Verbraucher geeignete Spannungen zu wandeln.
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Es wird unterschieden zwischen Aufwärtswandlern, die eine Spannung in eine höhere Spannung wandeln und auch als Boost-Converter bezeichnet werden, und Abwärtswandlern, die eine Spannung in eine niedrigere Spannung wandeln und auch als Buck-Converter bezeichnet werden. Als Buck- und Boost-Converter werden Wandler bezeichnet, die sowohl eine Abwärtswandlung als auch eine Aufwärtswandlung durchführen können.
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Neue Komponenten für Anwendungen im Kraftfahrzeugbereich, insbesondere für hybride Elektrofahrzeuge, wurden in den letzten Jahren vorgestellt, um neue Systeme zu integrieren, die dazu eingerichtet sind, die Leistungsfähigkeit und Effizienz zu steigern. Die hauptsächlichen Ziele bestehen in der Energieeinsparung und Reduzierung der Schadstoffemission, insbesondere der CO2-Reduzierung. Hierzu wurde eine neue eingebettete Versorgung für eine Spannung von 48 V vorgestellt, um die herkömmliche 12 V-Batterie zu unterstützen und ein regeneratives Bremsen mit hoher Leistung zu ermöglichen. Man spricht dann auch von Mehrspannungsnetzen, in diesem Fall von einem Zweispannungsnetz. Die Energieübertragung zwischen den beiden Netzen bzw. Netzwerken in diesem Zweispannungsnetz kann bspw. durch einen bidirektionalen Gleichspannungswandler ermöglicht werden.
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Die Druckschrift "A review of Zero-Voltage Switching and its Importance to Voltage Regulation", Steven Keeping, Contributed by Hearst Electronic Products, 05.08.2014, stellt einen Regelschaltkreis für einen Abwärtsgleichspannungswandler vor, der ein Schalten mit Schaltern ohne Spannungsabfall über die Schalter ermöglicht. Bei diesem Gleichspannungswandler ist eine Induktivität als Zwischenspeicher vorgesehen, zu der parallel ein einfacher Schalter geschaltet ist.
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Offenbarung der Erfindung
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Vor diesem Hintergrund werden ein Gleichspannungswandler mit den Merkmalen des Anspruchs 1 und ein Verfahren gemäß Anspruch 6 vorgestellt. Ausführungsformen ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen und der Beschreibung.
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Es wird somit eine neuartige Topologie für einen Gleichspannungswandler vorgestellt. Diese neue Topologie geht bspw. auf eine Halbbrückenkonfiguration mit einem weiteren bzw. zusätzlichen Schalter bzw. Hilfsschalter über dem Zwischenspeicher, bspw. der Induktivität, hervor, damit der Strom, bspw. der Induktivitätsstrom, frei laufen kann, wenn die Hauptschalter nicht betätigt werden. Grundsätzlich kann als Zwischenspeicher auch eine Kapazität vorgesehen sein. Im folgenden wird die Erfindung in Verbindung mit einer Induktivität, insbesondere einer Spule, beschrieben, ohne dass dies eine Beschränkung hierauf bedeuten soll.
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Es werden weiterhin zwei Modulationsschemata, das Schema A und das Schema B vorgestellt, um ein ZVS- und ZCS-Schalten zu ermöglichen. ZVS (Zero-Voltage Switching) bezeichnet ein spannungsloses Schalten von Schaltern, wie bspw. Schaltransistoren, in elektronischen Schaltungen. ZCS (Zero-Current Switching) bezeichnet ein stromloses Schalten von Schaltern, wie bspw. Schaltransistoren, in elektronischen Schaltungen.
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Das vorgestellte Verfahren und der beschriebene bidirektionale Gleichspannungswandler finden insbesondere in Mehrspannungsnetzen, insbesondere in Zweispannungsnetzen, von Kraftfahrzeugen Anwendung. Bei diesen werden bspw. eine 48 V-Versorgung und eine 12 V-Versorgung in einem Netz verwendet. Eine Anwendung findet sich bspw. bei einem regenerativen Bremsen.
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Das vorgestellte Verfahren hat, zumindest in einigen der Ausführungen, eine Reihe von Vorteilen. So sind nur kleine Speicher bzw. Induktivitäten erforderlich, was die notwendige Größe erheblich verringert. Aufgrund der geringen Schaltverluste wird eine erhöhte Leistungsdichte erreicht. Daher kann auch die Größe der Komponenten reduziert werden. Aufgrund der geringen Verluste kann die Effizienz gesteigert werden. Weiterhin kann der Spitzen-Rippel-Strom für Teillasten minimiert werden.
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Außerdem wird ein Betrieb mit konstanten Frequenzen ermöglicht, da variable Frequenzen Schwierigkeiten bei der Dimensionierung der Komponenten verursachen. Außerdem sind verschiedene Modulationsschemata möglich, nämlich A, B, SCM (Synchronous Conduction Mode) und TCM (Triangular Conduction Mode). Die Regelung wird einfach gehalten. Das Modulationsschema kann mit algebraischen Gleichungen berechnet werden.
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Weitere Vorteile und Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung und den beiliegenden Zeichnungen.
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Es versteht sich, dass die voranstehend genannten und die nachstehend noch zu erläuternden Merkmale nicht nur in der jeweils angegebenen Kombination, sondern auch in anderen Kombinationen oder in Alleinstellung verwendbar sind, ohne den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen.
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Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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1 zeigt eine Ausführung des beschriebenen Gleichspannungswandlers.
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2 zeigt in einem Graphen einen Verlauf des Induktionsstroms.
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3 zeigt in einem Graphen einen Verlauf des Induktionsstroms und einen Verlauf der Spannung über einen Schalter im Abwärtsmodus mit Modulastionsschema A.
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4 zeigt den Stromfluss im Abwärtsmodus in einem ersten und zweiten Zeitraum.
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5a bis 5c zeigen den Stromfluss im Abwärtsmodus in einem dritten bis achten Zeitraum.
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6 zeigt in einem Graphen einen Verlauf des Induktionsstroms und einen Verlauf der Spannung über einen Schalter im Aufwärtsmodus mit Modulationsschema A.
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7a bis 7d zeigen den Stromfluss im Aufwärtsmodus in einem ersten bis achten Zeitraum.
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8 zeigt den Stromfluss im Aufwärtsmodus in einem neunten und zehnten Zeitraum.
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9 zeigt in einem Graphen einen Verlauf des Induktionsstroms und einen Verlauf der Spannung über einen Schalter im Abwärtsmodus mit Modulationsschema B.
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10 zeigt eine Back-to-Back-Struktur des Hilfsschalters.
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11 zeigt die Struktur aus 10.
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Ausführungsformen der Erfindung
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Die Erfindung ist anhand von Ausführungsformen in den Zeichnungen schematisch dargestellt und wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnungen ausführlich beschrieben.
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1 zeigt in einem Blockschaltbild einen Gleichspannungswandler, der insgesamt mit der Bezugsziffer 10 bezeichnet ist. Dieser weist einer ersten Anschluss 12, an dem die Spannung U1 anliegt, und einen zweiten Anschluss 14, an dem die Spannung U2 anliegt, auf. Die beiden Anschlüsse 12 und 14 können jeweils entweder als Eingang oder als Ausgang des bidirektionalen Gleichspannungswandlers 10 dienen. Der gezeigte Gleichspannungswandler ist derart eingerichtet, dass am ersten Anschluss 12 eine höhere Spannung als am zweiten Anschluss 14 anliegt. Wird der Gleichspannungswandler 10 daher als Abwärtswandler betrieben, so stellt der erste Anschluss 12 den Eingang und der zweite Anschluss 14 den Ausgang dar. Wird der Gleichspannungswandler 10 als Aufwärtswandler betrieben, so stellt der erste Anschluss 12 den Ausgang und der zweite Anschluss 14 den Eingang dar. Somit kann der Gleichspannungswandler 10 in einer Richtung aufwärts wandeln und in der anderen Richtung abwärts wandeln.
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Die Darstellung zeigt weiterhin einen ersten Schalter S1 16 und einen zweiten Schalter S2 18, die jeweils als MOSFET (MOSFET: Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) ausgebildet sind. Diese sind jeweils im Ersatzschaltbild mit Body-Diode 20 bzw. 22 und Kapazität Coss1 24 bzw. Coss2 26 dargestellt. Weiterhin zeigt die Darstellung einen Zwischenspeicher 28, in diesem Fall eine Spule als induktiven Speicher, und eine erste Kapazität C1 30 am ersten Anschluss 12 und eine zweite Kapazität C2 32 am zweiten Anschluss 14. Parallel zum Zwischenspeicher 28 ist ein weiterer Schalter 34 vorgesehen, in diesem Fall der dritte Schalter S3. Dieser dritte Schalter S3 34 umfasst einen ersten MOSFET 36 und einen zweiten MOSFET 38, die in einer Back-to-Back-Anordnung zueinander angeordnet sind, d. h. der Schalter S3 kann derart angesteuert werden, dass dieser in beide Richtungen, d. h. bidirektional, sperrt bzw. blockiert. In Ausgestaltung sind die beiden MOSFETs 36 und 38 unabhängig voneinander anzusteuern.
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Zu beachten ist, dass der Strom, der in dem dritten Schalter S3 34 fließt, maximal etwa 10 A beträgt, wobei gilt: 10 A = I0: Strom, der im dritten Schalter S3 34 fließt, um die Rippelverluste gering zu halten. Da die Frequenz vorzugsweise konstant ist, wird mit dem dritten Schalter S3 34 erreicht, einen geringen Stromrippel für geringere Ausgabeleistungen zu erreichen, mit dem der Strom iL auf –I0 konstant gehalten werden kann. Da für den Fall, dass der Induktivitätsschalter S3 34 eingeschaltet wird, der Induktivitätsstrom lediglich –10 A beträgt, sind die Leistungsverluste, die durch diesen zusätzlichen Schalter S3 34 verursacht werden, verhältnismäßig gering.
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Da der dritte Schalter S3 34 als Back-to-Back-MOSFET-Konfiguration ausgebildet ist, ist eine Stromleitung in beide Richtungen zu vermeiden, wenn S3 offen ist, aufgrund der intrinsischen antiparallelen Body-Dioden. Die MOSFETs erfordern dieselbe Betriebsspannung wie die MOSFETs des ersten und des zweiten Schalters, da für U2 = 0 V der MOSFET, der direkt mit dem Mittelpunkt der Halbbrücke verbunden ist, der gesamten Spannung U1 ausgesetzt ist, da die Diode des benachbarten MOSFETs leiten würde. Auf diese Back-to-Back-MOSFET-Schalterstruktur wird nachstehend eingegangen.
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Die weiteren Figuren nehmen Bezug auf 1, insbesondere auf die in dieser gezeigten Komponenten des Gleichspannungswandlers 10. Auf diese wird durch Angabe von Bezugsziffern Bezug genommen.
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2 zeigt in einem Graphen einen Verlauf des Induktionsstroms. Dabei ist an einer Abszisse 50 die Zeit und an drei Ordinaten 52 der Induktionsstrom iL(t) aufgetragen. Weiterhin ist eine erste Linie 54, die ein Stromniveau +I0 anzeigt, und eine zweite Linie 56, die ein Stromniveau –I0 anzeigt, eingetragen. Die Darstellung zeigt Verläufe des Induktionsstroms im Abwärts- bzw. Buckmodus, und zwar einen ersten Verlauf 60 bei einer Leistung P ≈ 0, einen zweiten Verlauf 62 bei mittlerer Leistung und einen dritten Verlauf 64 bei höherer Leistung P = Pmax.
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2 zeigt den Verlauf des Induktionsstroms für drei verschiedene Niveaus der Ausgangsleistung.
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Nachstehend wird das Funktionsprinzip des Modulationsschemas A im Buck-Modus beschrieben.
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3 zeigt in einem Graphen eine erste Kurve 80, die den Verlauf des Induktionsstroms iL(t) wiedergibt, und eine zweite Kurve 82, die den Verlauf der Spannung US2(t) über den zweiten Schalter S2 wiedergibt. Weiterhin geben Signalverläufe die Schalterstellungen wieder, nämlich ein erster Signalverlauf 84 die Stellung des ersten Schalters S1, ein zweiter Signalverlauf 86 die Stellung des zweiten Schalters S2 und ein dritter Signalverlauf 88 die Stellung des dritten Schalters S3. Wert 1 gibt einen geschlossenen Schalter und Wert 0 einen geöffneten Schalter wieder.
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Weiterhin sind Zeitpunkte eingetragen, nämlich ein erster Zeitpunkt t0 90, ein zweiter Zeitpunkt t0' 92, ein dritter Zeitpunkt t1 94, ein vierter Zeitpunkt t1' 96, ein fünfter Zeitpunkt t20 98, ein sechster Zeitpunkt t2 100, ein siebter Zeitpunkt t2' 102 und ein achter Zeitpunkt Tp 104.
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Außerdem sind eingetragen das Niveau des Induktionsstroms –I0 105, das Niveau des Induktionsstroms +I0 106, das Niveau der Spannung U2 107 und das Niveau der Spannung U1 108.
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4 zeigt in dem bidirektionalen Gleichspannungswandler 10 mit drei Schaltern aus 1 den Stromfluss im Abwärtsmodus, wobei die stromdurchflossenen Leitungen und Komponenten mit durchgezogenen Linien und die nicht stromdurchflossenen Leitungen und Komponenten gepunktet dargestellt sind.
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In einer ersten Darstellung 110 ist der Zeitraum t0' ≤ t ≤ t1 dargestellt, eine zweite Darstellung 112 zeigt den Zeitraum t1 ≤ t ≤ t1'.
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5a bis 5c zeigen eine Darstellung entsprechend 4, in der sechs Zeiträume wiedergegeben sind. Eine erste Darstellung 120 zeigt den Zeitraum t1' ≤ t ≤ t20, eine zweite Darstellung 122 zeigt den Zeitraum t20 ≤ t ≤ t2, eine dritte Darstellung 124 zeigt den Zeitraum t2 ≤ t ≤ t2', eine vierte Darstellung 126 und eine fünfte Darstellung 128 zeigen den Zeitraum t2' ≤ t ≤ Tp, eine sechste Darstellung 130 zeigt den Zeitraum t0 ≤ t ≤ t0'.
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Auf die einzelnen Zeitintervalle wird nachfolgend im einzelnen eingegangen:
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1. Zeitintervall vor t0
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Vor dem Zeitpunkt t0 ist der Schalter S3 geschlossen (Darstellung 128), was ermöglicht, dass der Induktionsstrom frei in seinem eigenen geschlossenen Pfad fließen kann. Der einzige Widerstand, dem dieser Strom ausgesetzt ist, ist der Innenwiderstand der Induktivität L und der Widerstand Rds(on) der Back-to-Back-MOSFETs, die den Schalter S3 bilden. 3 zeigt den idealen Fall, bei dem der Strom konstant bei –I0 bleibt, bis S3 geöffnet wird. Im realen Fall wird der Strom aufgrund der verschiedenen Widerstande durch diesen Pfad langsam auf null absinken. S3 wird zu einem Zeitpunkt vor t1 geöffnet sein, wobei den Kapazitäten Coss1 = Coss und Coss2 = Coss genügend Zeit gegeben wird, auf null zu entladen bzw. auf U1 aufzuladen, um ZVS und ZCS des Schalters S1 sicherzustellen. Dieser Übergang kann in Darstellung 130 gesehen werden.
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2. Zeitintervall t0 ≤ t0'
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Wenn S3 abgeschaltet wurde und die MOSFET-Ausgangskapazität damit abgeschlossen haben, ihre Ladung auszutauschen, wird die obere Diode damit anfangen zu leiten, da diese in Vorwärtsrichtung betrieben ist, und zwar hat Coss2 und damit die Anode der Diode die Eingangsspannung U1 erreicht. Während dieses Zeitraums, bevor der Induktionsstrom Null erreicht und damit beginnt, in positiver Richtung zu fließen, kann der obere Schalter S1 bei ZVS- und ZCS-Bedingungen eingeschaltet werden.
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3. Zeitintervall t0' ≤ t1'
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Sobald S1 eingeschaltet ist, kann der Strom durch diesen fließen und hin zu dem Spitzenstrom der Kurve der Darstellung 110 ansteigen. Die Spannung über der Induktivität zu diesem Zeitpunkt beträgt U1–U2.
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4. Zeitintervall t1 ≤ t1'
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In diesem Zeitintervall wird der obere Schalter ausgeschaltet, worauf eine Resonanzphase folgt. Die obere Kapazität des Schalters S1 beginnt mit dem Laden und die untere mit dem Entladen. Wenn der untere Kondensator Coss2 vollständig entladen ist, beginnt seine parallele Diode zu leiten (Darstellung 120), so dass eine ähnliche Situation wie im zweiten Zeitintervall entsteht. Während dieses Zeitintervalls leitet die Diode D2. Daher ist es am besten, dieses Intervall so kurz wie möglich zu gestalten, um unnötige Leistungsverluste über der Diode zu vermeiden. Es sollte jedoch sichergestellt werden, dass der Schalter S1 vollständig abgeschaltet ist, bevor S2 eingeschaltet wird.
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5. Zeitintervall t1' ≤ t20
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Der Schalter S2 leitet nunmehr einen Strom, der auf Null absinken wird und die Induktivität L über C2 entlädt. Die Spannung über die Induktivität ist nunmehr –U2 (Darstellung 120).
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6. Zeitintervall t20 ≤ t2'
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Sobald der Induktionsstrom den Wert Null erreicht, da der Schalter S2 eingeschaltet bleibt, fährt dieser damit fort, in die entgegengesetzte Richtung zu fließen (Darstellung 122), was zu negativen Werten führt. Sobald dieser den erwünschten –I0 erreicht, schaltet der Schalter S2 aus bei dem Zeitpunkt t2. Wenn dies passiert, folgt erneut eine Resonanzphase, in der die Kapazität Coss2 damit beginnt aufzuladen (Darstellung 124). Wenn dieser ladend gelassen wird, kann dessen Spannung bis U1 ansteigen. In diesem Moment würde die Diode D1 den Strom übernehmen. Da jedoch S3 während dieser Phase eingeschaltet wird, wäre der ideale Zeitpunkt dann, wenn Coss2 die Spannung Ucoss,2 = U2 erreicht, unter Berücksichtigung, dass andererseits gesammelte Überladung über den Schalter S3 auf Coss2 fließen würde, was Strom-Spikes induziert und daher Schaltungsverluste bei dem Innenwiderstand von S3 verursacht. Der schlimmste Fall würde auftreten für den Fall, dass Coss2 die Spannung U1 erreicht hätte, bevor S3 eingeschaltet ist. Die ZVS-Bedingung wird hier auf diese Weise erreicht für S3 (Darstellung 126), was den Moment zeigt, in dem S3 eingeschaltet wird, während die Kapazitätsbrücke mit der Induktivität L schwingt. Die Innenkapazität von S3 wird ebenfalls laden und entladen in Abhängigkeit des Zustands, in dem sich der Wandler befindet.
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7. Zeitintervall t2' ≤ TP
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In dieser Phase wird der Induktionsstrom weitgehend konstant durch den Schalter S3 gehalten. Die Dauer dieser Phase hält an, bis der Zyklus endet. Bevor S1 wieder für einen neuen Zyklus schließt würde die Spannung darüber wiederum den Wert Null erreichen. Dies wird zwischen dem Ausschalten von S3 und dem Einschalten von S1 erreicht, was dazu führt, dass die Spannung UCoss,2 über der Kapazität damit fortfährt anzusteigen, wenn in der Induktivität noch Energie gespeichert ist, d. h. UCoss,2 = U2 steigt auf U1. Das Gegenteil passiert für Coss1, der vollständig entladen wird. Zu diesem Zeitpunkt beginnt die Diode damit zu leiten, was den Schalter S1 unter ZVS- und ZCS-Bedingung einschalten lässt.
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Da der Stromfluss in Vorwärtsmodus, dem Abwärts- bzw. Buck-Modus, als positiv definiert ist, wird die Boost-Modusfunktion entsprechend mit einem negativen Strom während der Phase beschrieben, in der die Induktivität Energie von der Eingangsspannung U2 speichert.
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Nachstehend wird das Funktionsprinzip des Modulationschemas A im Boost-Modus beschrieben.
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6 zeigt entsprechend 3 in einem Graphen eine erste Kurve 180, die den Verlauf des Induktionsstroms iL(t) wiedergibt, und eine zweite Kurve 182, die den Verlauf der Spannung US2(t) über den zweiten Schalter S2 wiedergibt. Weiterhin geben Signalverläufe die Schalterstellungen wieder, nämlich ein erster Signalverlauf 184 die Stellung des ersten Schalters S1, ein zweiter Signalverlauf 186 die Stellung des zweiten Schalters S2 und ein dritter Signalverlauf 188 die Stellung des dritten Schalters S3. Stellung 1 gibt einen geschlossenen Schalter und Stellung 0 einen geöffneten Schalter wieder.
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Weiterhin sind Zeitpunkte eingetragen, nämlich ein erster Zeitpunkt t0 190, ein zweiter Zeitpunkt t0' 192, ein dritter Zeitpunkt t1 194, ein vierter Zeitpunkt t1' 196, ein fünfter Zeitpunkt t20 198, ein sechster Zeitpunkt t2 200, ein siebter Zeitpunkt t2' 202 und ein achter Zeitpunkt Tp 204.
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Außerdem sind eingetragen das Niveau des Induktionsstroms –I0 205, das Niveau des Induktionsstroms +I0 206, das Niveau der Spannung U2 207 und das Niveau der Spannung U1 208.
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Der Verlauf des Induktionsstroms im Boost-Modus ist somit in 6 dargestellt. Ähnlich zu dem Buck-Modus, in dem es drei Stufen gibt, in denen die Energie zunächst in der Induktivität gespeichert wird, während S2 geschlossen ist, später freigeschaltet wird, um durch S1 zu der Ausgangskapazität C1 zu fließen und schließlich konstant durch den Schalter S3 gehalten wird. Der dritte Schalter wird auf dieselbe Weise verwendet, um einen Strom iL niedrig zu halten und um Verluste bei dem Schalter S1 zu vermeiden.
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7 zeigt in dem bidirektionalen Gleichspannungswandler 10 mit drei Schaltern aus 1 den Stromfluss im Aufwärtsmodus, wobei die stromdurchflossenen Leitungen und Komponenten mit durchgezogenen Linien und die nicht stromdurchflossenen Leitungen und Komponenten gepunktet dargestellt sind.
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In 7a bis 7d sind acht Zeiträume dargestellt, diese sind:
220: t0' ≤ t1, 222: t1 ≤ t1', 224: t1' ≤ t20, 226: t1' ≤ t20, 228: t20 ≤ t2, 230: t2 ≤ t2', 232 und 234: t2' ≤ Tp'
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8 ist eine Darstellung entsprechend 7, wobei gilt: 240: t0 ≤ t0', 242: t0 ≤ t0'
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Auf die einzelnen Zeiträume wird nachstehend eingegangen:
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1. Zeitintervall t0 ≤ t0'
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Hier wird der Schalter S3 geöffnet und nach einer Resonanzoszillation der Ausgangskapazitäten wird die Diode D2 leiten, was es S2 ermöglicht, einzuschalten mit ZVS und ZCS für den Zyklus, der beginnt. Dies kann in 8 gesehen werden.
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2. Zeitintervall t0' ≤ t1
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S2 ist leitend und die Induktivität wird geladen. Die Spannung über die Induktivität ist –U2. Die verschiedenen Phasen des Boost-Modus werden in 7 in der Darstellung 200 gezeigt.
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3. Zeitintervall t1 ≤ t1'
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Während dieser Übergangsphase tauschen die Kapazitäten Coss1 und Coss2 ihre Ladungen aus (Darstellung 222). Die Diode D1 beginnt damit zu leiten, sobald die Spannung U1 über Coss2 erreicht ist.
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4. Zeitintervall t1' ≤ t2
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Nun beträgt die Induktivitätsspannung U1–U2, somit beginnt der Strom zu steigen und wenn dieser den Wert Null erreicht, fließt dieser in positive Richtung und S1 wird eingeschaltet gelassen, bis dieser I0 erreicht (Darstellung 228).
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5. Zeitintervall t2 ≤ t2'
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Bei diesem Zeitpunkt lädt die Resonanzoszillation Coss1 und entlädt Coss2. Auch im Boost-Modus kann die Spannung über Coss2 nur absinken, bis diese U2 erreicht, so dass S3 bei Nullspannung eingeschaltet werden kann. Es wird auf Darstellungen 230–232 verwiesen.
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6. Zeitintervall t2 ≤ Tp'
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S3 bleibt leitend bis zum Ende der Periode.
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Nachstehend wird das Funktionsprinzip des Modulationsschemas B erläutert:
Es wird somit ein weiteres Steuerverfahren vorgestellt, um ZVS und/oder ZCS für alle Schalter des Wandlers zu erreichen. Dieses Modulationsschema verbessert effektiv den Übergang von S2 zu S3 und das switching ringing, d. h. die Oszillierung, die durch dem Übergang des Stromes von einem Schalter zum anderen verursacht wird, wird vermieden. Gegenüber dem Verhalten im 6. Zeitintervall muss man nicht wie bei Modulationsschema A berücksichtigen, dass Coss2 im Buck-Modus die Spannung U2 erreicht, da hier der Übergang auf natürlicher Weise passiert. Der Strom wird ohne Ringing vom Hilfsschalter S3 übernommen. Das gleiche gilt für Boost-Modus (5. Zeitintervall t2 ≤ t2'): der Strom wird ohne Ripple von S1 zu S3 übernommen. Vollständige ZVS und ZCS für alle Schalter bedeutet theoretisch keine Schaltverluste.
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Das neue Modulationsschema für den dritten Schalter, der die beiden MOSFETs Q1 300 und Q2 302 (10) separat steuert, sollte auf die folgende Weise implementiert werden. 9 zeigt die neuen Steuersignale im Buck-Modus. Die beiden Schalter S1 und S2 werden auf dieselbe Weise wie zuvor gesteuert, der MOSFET Q1 300 schaltet jedoch ein, nachdem S2 bei t1'' 298 eingeschaltet wurde.
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9 zeigt entsprechend 3 und 6 in einem Graphen eine erste Kurve 280, die den Verlauf des Induktionsstroms iL(t) wiedergibt, und eine zweite Kurve 282, die den Verlauf der Spannung US2(t) über den zweiten Schalter S2 wiedergibt. Weiterhin geben Signalverläufe die Schalterstellungen wieder, nämlich ein erster Signalverlauf 284 die Stellung des ersten Schalters S1, ein zweiter Signalverlauf 286 die Stellung des zweiten Schalters S2, ein dritter Signalverlauf 288a die Stellung des Schalters Q1 300, und ein vierter Signalverlauf 288b die Stellung des Schalters Q2 302. Stellung 1 gibt einen geschlossenen Schalter und Stellung 0 einen geöffneten Schalter wieder.
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Weiterhin sind Zeitpunkte eingetragen, nämlich ein erster Zeitpunkt t0 290, ein zweiter Zeitpunkt t0' 292, ein dritter Zeitpunkt t1 294, ein vierter Zeitpunkt t1' 296, ein fünfter Zeitpunkt t1'' 298 ein sechster Zeitpunkt t20 300, ein siebter Zeitpunkt t2 302, ein achter Zeitpunkt t2' 304 und ein neunter Zeitpunkt Tp 306.
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Außerdem sind eingetragen das Niveau des Induktionsstroms –I0 308, das Niveau des Induktionsstroms +I0 310, das Niveau der Spannung U2 312 und das Niveau der Spannung U1 314.
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10 zeigt eine Back-to-Back-Struktur des Schalter S3 34 aus 1 im Ersatzschaltbild. Die Darstellung zeigt einen ersten Schalter Q1 300, einen zweiten Schalter Q2 302, eine erste Kapazität 304, eine zweite Kapazität 306, eine erste Diode DQ1 308 und eine zweite Diode DQ2 310. Ein erster Punkt A 312 und ein zweiter Punkt B 314 sind ebenfalls bezeichnet.
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Da bei dem Zeitpunkt t1' 296, bei dem S2 leitet, Punkt A 312 in 10 auf Null herabgezogen wurde, wird der dritte Schalter S3 noch nicht leiten, da die Diode DQ2 in Rückwärtsrichtung betrieben wird und Q2 offen ist. Daher kann Q1 ohne Strombelastung eingeschaltet werden (Zeitpunkt t1'' 298), und daher treten keine Schaltungsverluste auf. Die Diode DQ2 wird die Spannung U2 blockieren, während S2 leitet.
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Sobald der Induktionsstrom –I0 erreicht und S2 ausgeschaltet wird (Zeitpunkt t2 302), werden die zu dem MOSFET parallelen Kapazitäten ihre Ladungsübergänge beginnen und UCoss2 wird damit beginnen, von Null auf U2 aufzuladen. Sobald die Spannung die Ausgangsspannung beim Punkt A erreicht hat, wird die Spannung gleich U2 sein und die Diode DQ2 wird in Vorwärtsrichtung betrieben werden, da der Strom natürlich auf Q1 kommutieren wird, der zuvor eingeschaltet wurde, und dieser wird durch Q1 und DQ2 fließen. Zu diesem Zeitpunkt kann der MOSFET Q2 eingeschaltet werden (Zeitpunkt t2' 304), um Leitungsverluste zu verringern, die durch die Freilaufdiode DQ2 verursacht werden. Da die antiparallele Diode DQ2 den Strom leiten wird, wird der MOSFET Q2 ebenfalls ohne Strom- und Spannungsbelastung eingeschaltet werden.
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Dies gilt auch für den Boost-Modus, wenn der obere Schalter S1 leitet und der Induktionsstrom sinkt, zwischen t1' und t2 in 6, kann der MOSFET Q2 zu jedem Zeitpunkt nach S1 eingeschaltet werden, da dessen Serien-Diode DQ1 die Spannung U1–U2 zu diesem Zeitpunkt blockieren wird, d. h. Rückwärtsbetrieb von DQ1. Der MOSFET Q2 kann daher ohne Strombelastung eingeschaltet werden und kein Strom wird durch diesen fließen, solange S1 eingeschaltet ist.
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Wenn S1 beim Zeitpunkt t2 ausgeschaltet wird, beginnt die Resonanzphase der Kapazität und die Kapazität Coss2 beginnt damit, von U1 auf Null zu entladen. Wenn dieser Prozess beginnt ist Punkt A in 10 gleich U1. Sobald die Spannung in dem Knoten U2 erreicht hat, wird die Diode DQ1 in Vorwärtsrichtung betrieben und da Q2 bereits eingeschaltet ist, wird der Strom damit beginnen, problemlos durch Q2 und DQ1 zu fließen, da der Induktionsstrom natürlich über den Schaler S3 gehen wird und keine Schwingung erzeugt. Während dieser Phase kann Q1 zu jedem Zeitpunkt geschaltet werden. Auch für diesen Fall wird ZVS und ZCS erreicht, da die antiparallele Diode Strom leitet.
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Dieser Wandler kann somit auf solche Weise geregelt werden, dass nahezu keine Schaltverluste zu verzeichnen sind.
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Die Schaltzeiten können auf eine solche Weise berechnet werden, dass die erforderliche Leistung übertragen wird und gleichzeitig für alle Schalter ZVS erreicht wird. Die folgenden Berechnungen gelten unter der Bedingung, dass alle Komponenten sich ideal verhalten, keine Verluste und Verzögerungen haben und konstante Werte aufweisen.
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Einige Annahmen müssen getroffen werden für die Berechnung der Einschaltdauern der Schalter:
Vernachlässigung der Resonanzphasen t0 => t0', t1 => t1' und t2 => t2',
Vernachlässigung der Leistungsverluste,
konstante Spannungen U1 und U2,
der minimale Strom I0 wird immer erreicht.
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Bei den folgenden Berechnungen wird der Buckmodus auf die herkömmliche Weise betrachtet, wobei die Eingangsspannung Uein = U1 und die Ausgangsspannung Uaus = U2.
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Zunächst wird der Induktionsstrom und die Induktionsspannung im Buckmodus betrachtet:
Eingangs- und Ausgangsspannung: U
1 = U
ein (höhere Spannung); U
2 = U
aus (niedrigere Spannung)
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Wenn angenommen wird, dass der Induktionsstrom vor jedem neuen Zyklus bei i
L(t
0) = –I
0 beginnt, kann die Induktionsstromfunktion für jede Schaltstufe werden zu:
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Nunmehr wird der Induktionsstrom und die Induktionsspannung im Boostmodus betrachtet:
Eingangs- und Ausgangsspannung im Bereich: U1 = Uein (niedrigere Spannung), U2 = Uaus (höhere Spannung)
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Die Spannung über der Induktivität im Boostmodus ist wie folgt definiert:
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Ähnlich zum Buckmodus kann der Induktionsstrom für den Boostmodus wie folgt definiert werden:
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Die maximale Leistung muss bis zum Zeitpunkt t1 von der Eingabe übertragen und in der Induktivität gespeichert werden. Für die Eingangsleistung P1 gilt:
wobei der Eingangsstrom I
1,avg (avg = Average = Mittelwert) ebenfalls der Strom ist, der durch den Schalter S
1 fließt. Anhand dieser Gleichung kann die Einschaltzeit des Schalters S
1 im Buckmodus berechnet werden:
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Es ergibt sich eine quadratische Gleichung für t
1 und da P
1 = P
2 = P gilt:
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Aufgelöst nach t
1 ergibt das:
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Anhand der sogenannten Volt Second Gleichung, die das Prinzip der Volt-Sekunde-Balance berücksichtigt, kann auf einfache Weise die Einschaltzeit von S
2, nämlich t
2,ein, berechnet werden:
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Die dritte Gleichung wird erhalten durch die Differenz zwischen der Periode Tp und den Einschaltzeiten t1 + t2,ein. t3 = Tp – t1 – t2,ON (10)
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Der effektive Induktionsstrom wird wie folgt berechnet:
wobei U1 die Eingangsspannung im Buckmodus auf der Hochvoltseite ist. Der effektive Induktionsstrom wird wie folgt berechnet:
wobei hierbei die Eingangsspannung bestimmt ist für die Eingangsspannung U
1 (niedrigere Spannung) im Boostmodus. Der durchschnittliche Induktionsstrom bestimmt sich aus:
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11 wird die Back-to-Back-Struktur des dritten Schalters S3 näher erläutern.
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11 zeigt den dritten Schalter S3 34 aus 10, wobei zusätzlich ein Spannungsabfall U1–U2 über den ersten Schalter Q1 300 mit einem Pfeil 330 verdeutlicht ist.
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Zu beachten ist, dass ein einzelner MOSFET die Spannung nur in eine Richtung blockieren kann. Um Spannungen in beide Richtungen zu blockieren bzw. zu sperren, sollte eine Diode in dem Pfad angeordnet werden, um einen unidirektionalen Stromfluss zu ermöglichen. Wenn der höhere Schalter S1 leitet und ein Strom positiv in die Induktivität fließt, wird der Spannungsabfall U1–U2 durch einen MOSFET bzw. Schalter Q1 300 gehalten, da die Diode DQ2 310 leiten würde, weil ihre Anodenspannung U1 höher als die Kathodenspannung U2 ist. Das Gegenteil gilt, wenn der untere Schalter leitet. Während dieses Betriebs wird die Spannung am Punkt A 312 auf null nach unten gezogen, während die Spannung am Punkt B 314 positiv sein wird, nämlich U2. Daher wird die Diode DQ1 in Vorwärtsrichtung betrieben und würde leiten, wenn der Schalter Q2 nicht verwendet werden würde.
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Folglich ist, um die Spannung in beide Richtungen zu sperren und gleichzeitig einen bidirektionalen Stromfluss zu ermöglichen, ein weiterer MOSFET, also insgesamt zwei MOSFETs für S3, erforderlich. Im Modulationsschema A nutzen die beiden MOSFETs das Signal am Gate-Anschluss gemeinsam und ihre Source-Anschlüsse sind miteinander verbunden. Im Modulationsschema B werden die beiden MOSFETs getrennt voneinander gesteuert.
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Die Betriebsspannung der Back-to-Back-MOSFETs muss der High-Side-Spannung entsprechen, da, wenn ein MOSFET in eine Richtung sperrt, die Diode des MOSFETs in Reihe leiten wird, weil diese in Vorwärtsrichtung betrieben ist und daher der gesamte Sperrspannungsabfall an einem einzelnen MOSFET Qi angelegt sein wird, wobei i = 1, 2 ist. Der schlimmste Fall einer Sperrspannung tritt auf, wenn die Ausgangskapazität noch nicht geladen ist und daher die MOSFETs die vollständige maximale Spannung (High-Side-Voltage) aushalten müssen, in diesem Fall U1, wobei U1 > U2.