DE102014107754A1

DE102014107754A1 - Leistungszuführungseinrichtung

Info

Publication number: DE102014107754A1
Application number: DE102014107754.7A
Authority: DE
Inventors: c/o Central Japan Railway Co. Murai Toshiaki; c/o Central Japan Railway Co. Hagiwara Yoshiyasu; c/o Central Japan Railway Co. Sawada Tadashi; c/o Central Japan Railway Co. Tobikawa Masayuki; c/o Fuji Electric Co. Ltd. Saga Ayako; c/o Fuji Electric Co. Ltd. Tamate Michio; c/o Fuji Electric Co. Ltd. Maruyama Koji; c/o Fuji Electric Co. Ltd. Nishijima Tomotaka
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd; Central Japan Railway Co
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd; Central Japan Railway Co
Priority date: 2013-06-12
Filing date: 2014-06-03
Publication date: 2014-12-18
Also published as: US9632564B2; JP2014241698A; JP6124336B2; US20140372780A1

Abstract

In einer Leistungszuführungseinrichtung ist die Brückenschaltung konfiguriert durch Parallelschalten mehrerer Reihenschaltungen einer Antiparallelverbindungsschaltung eines Halbleiterschalters und einer Diode. Eine Steuereinheit steuert (200) das Schalten eines Halbleiterschalters so, dass eine Spannung v zwischen AC-Anschlüssen zu einer Nullspannung wird in gleichen Zeitabschnitten α vor und nach einem Mittelpunkt, der von einem Nulldurchgangspunkt aus in einem Zyklus des Eingangsstroms um einen Kompensationszeitabschnitt (Winkel) β verschoben ist, der berechnet wird aus einer Spannung, die an eine Resonanzschaltung angelegt ist, welche durch die Leistungsaufnahmespule (120) und einen Resonanzkondensator Cr gebildet wird, und einer induzierten Spannung der Leistungsaufnahmespule (120), und in den anderen Zeitabschnitten zu einer Positiv-Negativ-Spannung wird, deren Spitzenwert die Spannung Vo zwischen den DC-Anschlüssen ist.

Description

ERFINDUNGSGEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Leistungszuführungseinrichtung, die einer Last unter Verwendung einer wechselseitigen magnetischen Kopplung zwischen Spulen Leistung zuführt.
STAND DER TECHNIK
Die Verfahren, einer Last unter Verwendung einer wechselseitigen magnetischen Kopplung zwischen Spulen durch elektromagnetische Induktion Leistung zuzuführen, schließen zum Beispiel die kontaktlose Leistungszuführung ein. Ihr Prinzip ist es, einen sogenannten Transformator durch magnetische Kopplung mehrerer Spulen über einen Raum hinweg auszubilden und Leistung unter Verwendung der elektromagnetischen Induktion zwischen den Spulen zu übertragen.
Zum Beispiel ist eine Primärseitenspule, die der Leistungszuführungsquelle entspricht, in einer Schienenform als eine Leistungszuführungsleitung eingerichtet, und eine Sekundärseitenspule sowie ein Leistungsaufnahmeschaltungsbereich sind integriert, um einen Mobilkörper auszubilden, und sowohl die Primärseitenspule als auch die Sekundärseitenspule sind so gefertigt, dass sie einander gegenüberstehen. Dementsprechend kann eine kontaktlose Leistungszuführung für das mobile Objekt ausgeführt werden, das sich entlang der Leistungszuführungsleitung bewegt.
Hierbei veranschaulicht 28 eine kontaktlose Leistungszuführungseinrichtung, die in der offengelegten Japanischen Patentschrift Nr. 2002-354711 beschrieben ist. In 28 ist eine primärseitige Leistungszuführungsleitung 110 als eine Spule an die beiden Enden einer Hochfrequenz-Stromquelle 100 angeschlossen. An die primärseitige Leistungszuführungsleitung 110 ist eine Leistungsaufnahmespule 120 magnetisch gekoppelt, und die primärseitige Leistungszuführungsleitung 110 sowie die Leistungsaufnahmespule 120 bilden eine Art von Transformator.
Die beiden Enden der Leistungsaufnahmespule 120 sind über einen Resonanzkondensator C_r mit einem Paar von AC(Wechselstrom)-Anschlüssen einer Zweiweg-Gleichrichterschaltung 10 verbunden. Die Leistungsaufnahmespule 120 und der Resonanzkondensator C_r bilden einen Reihenresonanzkreis.
Die Zweiweg-Gleichrichterschaltung 10 ist durch die in Brücke geschalteten Dioden D_u, D_v, D_x, D_y konfiguriert.
An ein Paar von DC(Gleichstrom)-Anschlüssen der Zweiweg-Gleichrichterschaltung 10 ist eine Konstantspannungs-Regelschaltung 20 angeschlossen, die eine Regelung ausführt, um so die DC-Ausgangsspannung der Zweiweg-Gleichrichterschaltung 10 an den Bezugsspannungswert anzugleichen. Die Konstantspannungs-Regelschaltung 20 ist zum Beispiel konfiguriert aus einer Hochsetz-Zerhackerschaltung, die zum Beispiel aus einer Drosselspule L₁, einer Diode D₁, einem Glättungskondensator C₀ und einem Halbleiterschalter SW₁ ausgebildet ist, und an die beiden Enden des Glättungskondensators C₀ ist eine Last R angeschlossen.
In 28 ist ein Steuergerät zum Schalten des Halbleiterschalters SW₁ weggelassen worden.
In der herkömmlichen Technik von 28 speist die Hochfrequenzstromquelle 100 einen Hochfrequenzstrom in die primärseitige Leistungszuführungsleitung 110 ein; die Hochfrequenzleistung, die über die Leistungsaufnahmespule 120 zugeführt wird, wird in die Zweiweg-Gleichrichterschaltung 10 eingegeben und in DC-Leistung umgewandelt.
Mit diesem Typ einer kontaktlosen Leistungszuführungseinrichtung verändert sich im Allgemeinen aus Gründen, wie z. B. die Veränderung der Länge des Zwischenraums zwischen der primärseitigen Leistungszuführungsleitung 110 und der Leistungsaufnahmespule 120 sowie deren Lageverschiebung, die in der Leistungsaufnahmespule 120 induzierte Spannung, und dementsprechend schwankt die DC-Ausgabespannung der Zweiweg-Gleichrichterschaltung 10. Darüber hinaus sind auch die Kenngrößen der Last R eine Ursache der Schwankung der DC-Ausgabeleistung der Zweiweg-Gleichrichterschaltung 10.
Aus diesem Grunde wird in der herkömmlichen Technik von 28 die DC-Ausgabespannung der Zweiweg-Gleichrichterschaltung 10 durch die Konstantspannungs-Regelschaltung 20 auf einen konstanten Wert geregelt.
Wenn in der kontaktlosen Leistungszuführungseinrichtung die Frequenz des über die Spule zugeführten Stroms zunimmt, dann kann die für die Leistungsübertragung benötigte Erregerinduktivität kleiner sein, und die Spule sowie der in ihrem Umfeld platzierte Kern können verkleinert werden. In einem Stromrichter, der das Hochfrequenz-Stromquellengerät oder die Leistungsaufnahmeschaltung konfiguriert, nimmt jedoch bei einer Zunahme der Frequenz des im Stromkreis fließenden Stroms der Schaltverlust des Halbleiterschalters zu und die Leistungszuführungseffizienz nimmt ab. Aus diesem Grunde wird die Frequenz des Stroms, der in eine kontaktlose Leistung eingespeist wird, im Allgemeinen auf einige kHz bis auf einige zehn kHz festgelegt.
Die in 28 dargestellte kontaktlose Leistungszuführungseinrichtung, insbesondere die Leistungsaufnahmeschaltung in der an den Resonanzkondensator C_r anschließenden Stufe, weist die folgenden Probleme auf.

(1) Da die Leistungsaufnahmeschaltung durch die Zweiweg-Gleichrichterschaltung 10 und die Konstantspannungs-Regelschaltung 20 konfiguriert ist, wird die gesamte Schaltung groß, was eine Vergrößerung des Einbauraumes und eine Zunahme der Kosten verursacht.
(2) Zusätzlich zu den Dioden D_u, D_v, D_x, D_y der Zweiweg-Gleichrichterschaltung 10 treten in der Drosselspule L₁, dem Halbleiterschalter SW₁, der Diode D₁ der Konstantspannungs-Regelschaltung 20 Verluste auf, und diese Verluste sind ein Grund für eine Abnahme in der Leistungszuführungseffizienz.

Als eine herkömmliche Technik zur Lösung der oben beschriebenen Probleme sind von den Erfindern in der offengelegten Japanischen Patentschrift Nr. 2012-125138 bereits eine kontaktlose Leistungszuführungseinrichtung und ihr Regelungsverfahren vorgeschlagen worden.
29 zeigt eine kontaktlose Leistungszuführungseinrichtung, die in der offengelegten Japanischen Patentschrift Nr. 2012-125138 beschrieben ist.
In 29 ist 310 eine Leistungsaufnahmeschaltung. Die Leistungsaufnahmeschaltung 310 enthält Halbleiterschalter Q_u, Q_x, Q_v, Q_y, Dioden D_u, D_x, D_v, D_y, Kondensatoren C_x, C_y und den Glättungskondensator C₀. Die Halbleiterschalter Q_u, Q_x, Q_v, Q_y sind in Brücke geschaltet. Die Dioden D_u, D_x, D_v, D_y sind entsprechend in einer antiparallelen Weise zu den jeweiligen Schaltern Q_u, Q_x, Q_v, Q_y geschaltet. Die Kondensatoren C_x, C_y sind entsprechend parallel zu den Schaltern Q_x, Q_y des unteren Zweiges geschaltet. Der Glättungskondensator C₀ ist zwischen die DC-Anschlüsse einer Brückenschaltung (Vollbrücken-Inverter) geschaltet, die durch diese Elemente konfiguriert ist. Zwischen die AC-Anschlüsse der Brückenschaltung ist eine Reihenschaltung aus einem Resonanzkondensator C_r und einer Leistungsaufnahmespule 120 geschaltet, und an die beiden Enden des Glättungskondensators C₀ ist eine Last R angeschlossen.
Ein Steuergerät 200 erzeugt ein Ansteuersignal zum Schalten der Halbleiterschalter Q_u, Q_x, Q_v, Q_y. Das Steuergerät 200 erzeugt das Ansteuersignal basierend auf einem Strom i der Leistungsaufnahmespule 120, der von einer Stromerfassungseinheit CT erfasst wird, und einer Spannung zwischen den DC-Anschlüssen (DC-Ausgangsspannung) V_o der Leistungsaufnahmeschaltung 310.
In dieser kontaktlosen Leistungszuführungseinrichtung wird die Spannung v zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung durch Steuern der Halbleiterschalter Q_u, Q_x, Q_v, Q_y auf eine positiv-negative Spannung geregelt, deren Spitzenwert die Spannung V_o zwischen den DC-Anschlüssen ist. Die Zuführungsleistung aus der primärseitigen Leistungszuführungsleitung 110 in die Leistungsaufnahmeschaltung 310 ist das Produkt aus dem Strom i der Leistungsaufnahmespule 120 und der Spannung v zwischen den AC-Anschlüssen. Durch das vom Steuergerät 200 ausgeführte Regeln der Phase des Ansteuerungssignals der Halbleiterschalter Q_u, Q_x, Q_v, Q_y auf Basis der Spannung V_o zwischen den DC-Anschlüssen wird die Konstantregelung der Zuführungsleistung, das heißt der Spannung V_o zwischen den DC-Anschlüssen, ermöglicht.
Darüber hinaus wird mittels Konfigurieren der kontaktlosen Leistungszuführungseinrichtung 310 durch die Brückenschaltung, die durch die Schalter Q_u, Q_x, Q_v, Q_y und die Dioden D_u, D_x, D_v, D_y gegeben ist, ein Verfahren ermöglicht, um die Leistung selbst in einem Fall konstant zu halten, in dem die Last R eine regenerative Last ist.
Entsprechend dieser kontaktlosen Leistungszuführungseinrichtung kann die Spannung V_o zwischen den DC-Anschlüssen ohne Verwendung einer Konstantspannungs-Regelschaltung wie in der herkömmlichen Technik von 28 durch die Phasensteuerung des Ansteuerungssignals der Halbleiterschalter Q_u, Q_x, Q_v, Q_y so geregelt werden, dass sie konstant ist. Darüber hinaus kann die Leistungsaufnahmeschaltung 310 allein durch die Brückenschaltung und den Glättungskondensator C₀ konfiguriert werden. Dementsprechend kann die Schaltungskonfiguration einfacher und kleiner gemacht und ihre Kosten können verringert werden, und auch der Verlust kann durch Verkleinern der Anzahl von Komponententeilen verringert werden, was eine hocheffiziente, stabile kontaktlose Leistungszuführung ermöglicht. Außerdem wird durch die Auflade- und Entladevorgänge der Kondensatoren C_x, C_y das sogenannte weiche Schalten ausgeführt, was es ermöglicht, den Schaltverlust zu reduzieren, um die Effizienz weiter zu erhöhen.
In der herkömmlichen Technik, die in der offengelegten Japanischen Patentschrift Nr. 2012-125138 beschrieben ist, wird der Strom i der Leistungsaufnahmespule 120 jedoch zu einer voreilenden Phase zur Grundwellenkomponente der Spannung v zwischen den AC-Anschlüssen. Aus diesem Grund gibt es ein Problem, dass der Eingangsleistungsfaktor der Leistungsaufnahmeschaltung 310 abnimmt, was eine Zunahme im Verlust der gesamten Einrichtung verursacht, was ein Faktor ist, der eine weitere Verringerung der Abmessungen erschwert.
Als Japanische Patentanmeldung Nr. 2013-071432 (nachfolgend als die frühere Anmeldung bezeichnet) hat der Anmelder dann bereits eine kontaktlose Leistungszuführungseinrichtung mit einer Verbesserung im Eingangsleistungsfaktor der Leistungsaufnahmeschaltung (im Weiteren als die früher angemeldete Erfindung bezeichnet) vorgeschlagen.
30 ist ein Schaltplan der früher angemeldeten Erfindung.
In 30 enthält eine Leistungsaufnahmeschaltung 320 Schalter Q_u, Q_x, Q_v, Q_y, Dioden D_u, D_x, D_v, D_y und einen Glättungskondensator C₀. Die Schalter Q_u, Q_x, Q_v, Q_y sind in Brücke geschaltet. Die Dioden D_u, D_x, D_v, D_y sind entsprechend in Art einer Antiparallelschaltung zu den jeweiligen Schaltern Q_u, Q_x, Q_v, Q_y geschaltet. Der Glättungskondensator C₀ ist zwischen ein Paar von DC-Anschlüssen einer Brückenschaltung geschaltet, die durch diese Elemente konfiguriert ist. Zwischen ein Paar von AC-Anschlüssen der Brückenschaltung ist eine Reihenschaltung aus einem Resonanzkondensator C_r und einer Leistungsaufnahmespule 120 geschaltet, und an die beiden Enden des Glättungskondensators C₀ ist eine Last R angeschlossen. 100 ist eine Hochfrequenz-Stromquelle, und 110 ist eine primärseitige Leistungszuführungsleitung.
Währenddessen erzeugt das Steuergerät 200 auf Basis der Spannung V_o zwischen den DC-Anschlüssen und des Stroms i der Leistungsaufnahmespule 120, der durch eine Stromerfassungseinheit CT ermittelt wird, ein Ansteuerungssignal der Schalter Q_u, Q_x, Q_v, Q_y und gibt es aus. Obwohl es in der Zeichnung nicht dargestellt ist, wird die Spannung V_o zwischen den DC-Anschlüssen durch eine bekannte Spannungserfassungseinheit, wie z. B. einen DC-Spannungsdetektor, ermittelt.
Als Nächstes werden in 30 die Vorgänge in dem Fall der Leistungszuführung aus der Leistungsaufnahmespule 120 an die Last R erläutert.
31 zeigt den Strom i der Leistungsaufnahmespule 120, die Spannung v zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung, ihre Grundwellenkomponente v' und die Ansteuerungssignale der Schalter Q_u, Q_x, Q_v, Q_y Die Schalter Q_u, Q_x, Q_v, Q_y führen synchronisiert mit dem Strom i einen Schaltvorgang bei einer konstanten Frequenz aus. In 31 zeigt ZCP' den Nulldurchgangspunkt des Stroms i an.
Die Vorgänge in den entsprechenden Zeitabschnitten (1) bis (4) in 31 werden nachfolgend erläutert.

(1) Zeitabschnitt (1) (Schalter Q_u, Q_y sind angeschaltet): Der Strom i fließt auf dem Weg des Resonanzkondensators C_r -> der Diode D_u -> des Glättungskondensators C₀ -> der Diode D_y -> der Leistungsaufnahmespule 120, und die Spannung v wird, wie in der Zeichnung dargestellt ist, gleich dem positiven Spannungspegel, welcher der Spannung V_o zwischen den DC-Anschlüssen entspricht. In diesem Zeitabschnitt wird der Glättungskondensator C₀ durch den Strom i aufgeladen.
(2) Zeitabschnitt (2) (Schalter Q_x, Q_y sind angeschaltet): Der Strom i fließt auf dem Weg des Resonanzkondensators C_r -> Schalter Q_x -> der Diode D_y -> der Leistungsaufnahmespule 120, und die Spannung v wird, wie in der Zeichnung dargestellt ist, gleich dem Nullspannungspegel.
(3) Zeitabschnitt (3) (Schalter Q_u, Q_v sind angeschaltet): Der Strom i fließt auf dem Weg des Resonanzkondensators C_r -> der Leistungsaufnahmespule 120 -> der Diode D_v -> Schalter Q_u, und die Spannung v wird, wie in der Zeichnung dargestellt ist, gleich dem Nullspannungspegel.
(4) Zeitabschnitt (4) (Schalter Q_x, Q_v sind angeschaltet): Der Strom i fließt auf dem Weg des Resonanzkondensators C_r -> der Leistungsaufnahmespule 120 -> der Diode D_v -> des Glättungskondensators C₀ -> der Diode D_x, und die Spannung v wird, wie in der Zeichnung dargestellt ist, gleich dem negativen Spannungspegel, welcher der Spannung V_o zwischen den DC-Anschlüssen entspricht. In diesem Zeitabschnitt wird der Glättungskondensator C₀ durch den Strom i aufgeladen.

Anschließend werden durch Übergang in den Schaltmodus im Zeitabschnitt (1) gleichartige Vorgänge wiederholt.
Wie aus 31 ersichtlich ist, führt das Steuergerät 200 gemäß der früher angemeldeten Erfindung die Schaltsteuerung der Halbleiterschalter Q_u, Q_x, Q_v, Q_y aus. Dementsprechend wird die Spannung v zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung so gesteuert, dass sie nur in einem Zeitabschnitt α vor und nach einem der Nulldurchgangspunkte ZCP' des in der Leistungsaufnahmespule 120 fließenden Stroms i eine Nullspannung ist und dass sie in den anderen Zeitabschnitten eine Positiv-Negativ-Spannung ist, deren Spitzenwert gleich der Spannung V_o zwischen den DC-Anschlüssen ist. Die Versorgungsleistung aus der primärseitigen Leistungszuführungsleitung 110 für die Leistungsaufnahmespule 320 ist das Produkt des Stroms i und der Spannung v. Dann wird die Regelung der Zuführungsleistung, das heißt die Konstantregelung der Spannung V_o zwischen den DC-Anschlüssen, durch die Anpassung der Ansteuerungssignale der Schalter Q_u, Q_x, Q_v, Q_v auf Basis des erfassten Wertes der Spannung V_o zwischen den DC-Anschlüssen durch das Steuergerät 200 möglich.
Wie in 31 dargestellt ist, ist zu diesem Zeitpunkt die Phasendifferenz zwischen dem in der Leistungsaufnahmespule 120 fließenden Strom i und der Grundwellenkomponente v' der Spannung v zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung 0°, der Eingabeleistungsfaktor der Leistungsaufnahmeschaltung 320 kann gleich 1 gesetzt werden.
Wenn in der früher angemeldeten Erfindung die Resonanzfrequenz durch die Leistungsaufnahmespule 120 und den Resonanzkondensator C_r völlig mit der Stromquellenfrequenz übereinstimmt, dann wird der Eingabeleistungsfaktor der Leistungsaufnahmeschaltung 320 gleich 1, wenn aber die Resonanzfrequenz von der Stromzuführungsfrequenz abweicht, dann nimmt der Eingabeleistungsfaktor der Leistungsaufnahmeschaltung 320 ab. Die Ursache dafür wird nachstehend erläutert.
32 zeigt eine Eingangsseiten-Ersatzschaltung der Leistungsaufnahmeschaltung 320 in einem Fall, in dem die Resonanzfrequenz durch die Leistungsaufnahmespule 120 und den Resonanzkondensator C_r von der Stromquellenfrequenz abweicht. In 32 wird eine Spannung v_in, die in der Leistungsaufnahmespule 120 induziert wird, als eine AC-Stromquelle dargestellt, und ein Zahlzeichen 400 stellt die Impedanz dar, die der Leistungsaufnahmeschaltung 320 und der Last R entspricht. Im Allgemeinen können jedoch mit Bezug auf die Last R andere Impedanzen vernachlässigt werden, und deshalb kann das Zahlzeichen 400 als ein reiner Widerstand angesehen werden, welcher der Last R entspricht.
Darüber hinaus zeigt 33 die Betriebswellenform des in der Leistungsaufnahmespule 120 fließenden Stroms i, die induzierte Spannung v_in der Leistungsaufnahmespule 120, die Spannung v zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung und die Grundwellenkomponente v' der Spannung v zwischen den AC-Anschlüssen.
Wie in 32 dargestellt ist, wird die Induktivität der Leistungsaufnahmespule 120 gleich L [H] gesetzt, und die Kapazität des Resonanzkondensators C_r wird gleich C_r [F] gesetzt, genauso wie der Zahlenwert der Komponente. Wird ferner die Stromquellenfrequenz gleich f_s [Hz] gesetzt, dann ist eine Verbundinduktivität L_s [H] der Induktivität L und des Resonanzkondensators C_r durch den Ausdruck (1) festgelegt.
Währenddessen ist die Resonanzfrequenz einer Resonanzschaltung, die durch die Leistungsaufnahmeschaltung 120 und den Resonanzkondensator C_r konfiguriert ist, durch den Ausdruck (2) gegeben.
Mit f_c = f_s ergibt sich deshalb L_s = 0, und mit f_c ≠ f_s ergibt sich L_s ≠ 0.
Entsprechend dem in 31 dargestellten Regelungsverfahren stimmt darüber hinaus die Phase von v' mit der Phase von i überein. Wenn der Strom i der Leistungsaufnahmespule 120 durch Isinωt ausgedrückt wird, kann aus diesem Grund v' durch V'sinωt ausgedrückt werden.
Diesbezüglich wird v_in wie im Ausdruck (3) durch die Summe aus der Grundwellenkomponente v' von v und v_L von 32 ausgedrückt.
Wenn L_s = 0 ist, dann ist v_in = V'sin(ωt) eingestellt und die Phasendifferenz θ zwischen v_in und i(= Isinωt) wird null und der Eingangsleistungsfaktor der Leistungsaufnahmeschaltung 320 wird 1. Wenn jedoch L_s ≠ 0 ist, wie in 33 dargestellt ist, dann gibt es eine Phasendifferenz θ zwischen v_in und I, und es folgt, dass der Eingabeleistungsfaktor abnimmt.
KURZDARSTELLUNG
Deshalb ist es ein Problem, das durch die vorliegende Erfindung zu lösen ist, eine Leistungszuführungseinrichtung zu schaffen, mit es der möglich ist, selbst in dem Fall L_s ≠ 0, das heißt, wenn die Resonanzfrequenz einer Resonanzschaltung, die durch eine Leistungsaufnahmespule und einen Resonanzkondensator konfiguriert ist, mit der Stromquellenfrequenz nicht übereinstimmt, den Verlust in der Gesamteinrichtung durch Verbesserung des Eingabeleistungsfaktors einer Leistungsaufnahmeschaltung zu unterdrücken und die Leistungszuführungseinrichtung kleiner zu machen sowie ihre Kosten zu verringern.
Um das oben beschriebene Problem zu lösen, enthält eine Leistungszuführungseinrichtung nach Anspruch 1 der vorliegenden Erfindung

• eine Leistungsaufnahmespule, die eingerichtet ist, Leistung über eine äußere magnetische Kopplung auszutauschen,
• eine Brückenschaltung, in der das eine Ende der Leistungsaufnahmespule über einen Resonanzkondensator, der mit der Leistungsaufnahmespule eine Resonanzschaltung konfiguriert, mit dem einen AC-Anschluss verbunden ist und das andere Ende der Leistungsaufnahmeschaltung mit dem anderen AC-Anschluss verbunden ist, und
• einen Glättungskondensator, der zwischen die DC-Anschlüsse der Brückenschaltung geschaltet ist, und eine Last ist an die beiden Enden des Glättungskondensators angeschlossen, und die Brückenschaltung ist ausgebildet, dass sie mindestens für eine Phase eine Schaltzweig-Reihenschaltung enthält, in der zwei Antiparallelverbindungsschaltungen eines Halbleiterschalters und einer Diode in Reihe geschaltet sind, wobei die entsprechenden nachfolgenden Anordnungen enthalten sind.
• Eine Stromerfassungseinheit, die eingerichtet ist, einen Eingangsstrom zu erfassen, der in der Leistungsaufnahmespule fließt.
• Eine Spannungserfassungseinheit, die eingerichtet ist, eine Spannung zwischen den DC-Anschlüssen der Brückenschaltung zu erfassen, und
• eine Steuereinheit, die eingerichtet ist, ein Schalten des Halbleiterschalters auszuführen.

Dann führt die Steuereinheit das Schalten des Halbleiterschalters so aus, dass
eine Spannung zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung
zu einer Nullspannung wird in gleichen Zeitabschnitten vor und nach einem Mittelpunkt, der von einem Nulldurchgangspunkt aus in einem Zyklus des Eingangsstroms um einen Kompensationszeitabschnitt verschoben ist, der aus einer an die Resonanzschaltung angelegten Spannung und einer induzierten Spannung der Leistungsaufnahmespule berechnet wird, und in den anderen Zeitabschnitten zu einer Positiv-Negativ-Spannung wird, deren Spitzenwert die Spannung zwischen den DC-Anschlüssen sind.
Die Erfindung nach Anspruch 2 der vorliegenden Erfindung enthält

• eine Leistungsaufnahmespule, die eingerichtet ist, Leistung über eine äußere magnetische Kopplung auszutauschen,
• eine Brückenschaltung, in der das eine Ende der Leistungsaufnahmespule über einen Resonanzkondensator, der mit der Leistungsaufnahmespule eine Resonanzschaltung konfiguriert, mit dem einen AC-Anschluss verbunden ist und das andere Ende der Leistungsaufnahmeschaltung mit dem anderen AC-Anschluss verbunden ist, und
• einen Glättungskondensator, der zwischen die DC-Anschlüsse der Brückenschaltung geschaltet ist, und eine Last ist an die beiden Enden des Glättungskondensators angeschlossen, und die Brückenschaltung ist durch Parallelschalten mehrerer Reihenschaltungen einer Diode und einer Antiparallelverbindungsschaltung eines Halbleiterschalters und einer Diode aufgebaut, wobei die entsprechenden nachfolgenden Anordnungen enthalten sind.
• Eine Stromerfassungseinheit, die eingerichtet ist, einen Eingangsstrom zu erfassen, der in der Leistungsaufnahmespule fließt.
• Eine Spannungserfassungseinheit, die eingerichtet ist, eine Spannung zwischen den DC-Anschlüssen der Brückenschaltung zu erfassen, und
• eine Steuereinheit, die eingerichtet ist, ein Schalten des Halbleiterschalters auszuführen.

Dann führt die Steuereinheit das Schalten des Halbleiterschalters so aus, dass
eine Spannung zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung
zu einer Nullspannung wird in gleichen Zeitabschnitten vor und nach einem Mittelpunkt, der von einem Nulldurchgangspunkt aus in einem Zyklus des Eingangsstroms um einen Kompensationszeitabschnitt verschoben ist, der aus einer an die Resonanzschaltung angelegten Spannung und einer induzierten Spannung der Leistungsaufnahmespule berechnet wird, und in den anderen Zeitabschnitten zu einer Positiv-Negativ-Spannung wird, deren Spitzenwert die Spannung zwischen den DC-Anschlüssen ist.
Die Erfindung nach Anspruch 3 der vorliegenden Erfindung enthält

Dann führt die Steuereinheit das Schalten des Halbleiterschalters so aus, dass
eine Spannung zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung
zu einer Nullspannung wird in gleichen Zeitabschnitten vor und nach einem Mittelpunkt, der von einem Nulldurchgangspunkt aus in einem Zyklus des Eingangsstroms um einen Kompensationszeitabschnitt verschoben ist, der aus einer an die Resonanzschaltung angelegten Spannung und einer induzierten Spannung der Leistungsaufnahmespule berechnet wird, und in den anderen Zeitabschnitten zu einer Positiv-Negativ-Spannung wird, deren Spitzenwert die Spannung zwischen den DC-Anschlüssen ist.
Die Erfindung nach Anspruch 4 der vorliegenden Erfindung enthält

Dann führt die Steuereinheit das Schalten des Halbleiterschalters so aus, dass
eine Spannung zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung
zu einer Nullspannung wird in gleichen Zeitabschnitten vor und nach einem Mittelpunkt, der von einem Nulldurchgangspunkt aus in einem Zyklus des Eingangsstroms um einen Kompensationszeitabschnitt verschoben ist, der aus einer an die Resonanzschaltung angelegten Spannung und einer induzierten Spannung der Leistungsaufnahmespule berechnet wird, und in den anderen Zeitabschnitten zu einer Positiv-Negativ-Spannung wird, deren Spitzenwert die Spannung zwischen den DC-Anschlüssen ist.
Die Erfindung nach Anspruch 5 der vorliegenden Erfindung enthält

Dann führt die Steuereinheit das Schalten des Halbleiterschalters so aus, dass
eine Spannung zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung
in gleichen Zeitabschnitten vor und nach einem Mittelpunkt, der von einem Nulldurchgangspunkt aus in einem Zyklus des Eingangsstroms um einen Kompensationszeitabschnitt verschoben ist, der aus einer an die Resonanzschaltung angelegten Spannung und einer induzierten Spannung der Leistungsaufnahmespule berechnet wird, zu einer Positiv-Negativ-Spannung wird, deren Spitzenwert die Spannung zwischen den DC-Anschlüssen ist, und in den anderen Zeitabschnitten zu einer Nullspannung wird.
Die Erfindung nach Anspruch 6 der vorliegenden Erfindung enthält

Dann führt die Steuereinheit das Schalten des Halbleiterschalters so aus, dass
eine Spannung zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung
in gleichen Zeitabschnitten vor und nach einem Mittelpunkt, der von einem Nulldurchgangspunkt aus in einem Zyklus des Eingangsstroms um einen Kompensationszeitabschnitt verschoben ist, der aus einer an die Resonanzschaltung angelegten Spannung und einer induzierten Spannung der Leistungsaufnahmespule berechnet wird, zu einer Positiv-Negativ-Spannung wird, deren Spitzenwert die Spannung zwischen den DC-Anschlüssen ist, und in den anderen Zeitabschnitten zu einer Nullspannung wird.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die vorliegende Erfindung wird aus der nachfolgenden ausführlichen Beschreibungleicher leichter erkennbar, wenn auf die beigefügten Zeichnungen Bezug genommen wird.
1 ist ein Schaltplan, der ein erstes Beispiel einer Leistungszuführungseinrichtung entsprechend der vorliegenden Erfindung darstellt.
2 ist ein Betriebswellenformdiagramm der ersten Ausführungsform für die Leistungszuführungseinrichtung in 1.
3 ist ein Eingangsseiten-Ersatzschaltbild einer Leistungsaufnahmeschaltung in 1.
4 ist ein Betriebswellenformdiagramm der ersten Ausführungsform für die Leistungszuführungseinrichtung in 1.
5 ist ein Schaltplan, der ein zweites Beispiel einer Leistungszuführungseinrichtung entsprechend der vorliegenden Erfindung darstellt.
6 ist ein Betriebswellenformdiagramm der ersten Ausführungsform für die Leistungszuführungseinrichtung in 5.
7 ist ein Betriebswellenformdiagramm der ersten Ausführungsform für die Leistungszuführungseinrichtung in 5.
8 ist ein Betriebswellenformdiagramm der ersten Ausführungsform für die Leistungszuführungseinrichtung in 5.
9 ist ein Betriebswellenformdiagramm der ersten Ausführungsform für die Leistungszuführungseinrichtung in 5.
10 ist ein Schaltplan, der ein drittes Beispiel einer Leistungszuführungseinrichtung entsprechend der vorliegenden Erfindung darstellt.
11 ist ein Betriebswellenformdiagramm der ersten Ausführungsform für die Leistungszuführungseinrichtung in 10.
12 ist ein Betriebswellenformdiagramm der ersten Ausführungsform für die Leistungszuführungseinrichtung in 10.
13 ist ein Betriebswellenformdiagramm der ersten Ausführungsform für die Leistungszuführungseinrichtung in 10.
14 ist ein Betriebswellenformdiagramm der ersten Ausführungsform für die Leistungszuführungseinrichtung in 10.
15 ist ein Betriebswellenformdiagramm der zweiten Ausführungsform für die Leistungszuführungseinrichtung in 1.
16 ist ein Betriebswellenformdiagramm der zweiten Ausführungsform für die Leistungszuführungseinrichtung in 1.
17 ist ein Schaltplan, der ein viertes Beispiel einer Leistungszuführungseinrichtung entsprechend der vorliegenden Erfindung darstellt.
18 ist ein Betriebswellenformdiagramm der zweiten Ausführungsform für die Leistungszuführungseinrichtung in 17.
19 ist ein Betriebswellenformdiagramm der zweiten Ausführungsform für die Leistungszuführungseinrichtung in 17.
20 ist ein Betriebswellenformdiagramm der zweiten Ausführungsform für die Leistungszuführungseinrichtung in 10.
21 ist ein Betriebswellenformdiagramm der zweiten Ausführungsform für die Leistungszuführungseinrichtung in 10.
22 ist ein Betriebswellenformdiagramm der dritten Ausführungsform für die Leistungszuführungseinrichtung in 1.
23 ist ein Betriebswellenformdiagramm der dritten Ausführungsform für die Leistungszuführungseinrichtung in 1.
24 ist ein Betriebswellenformdiagramm der dritten Ausführungsform für die Leistungszuführungseinrichtung in 17.
25 ist ein Betriebswellenformdiagramm der dritten Ausführungsform für die Leistungszuführungseinrichtung in 17.
26 ist ein Betriebswellenformdiagramm der dritten Ausführungsform für die Leistungszuführungseinrichtung in 10.
27 ist ein Betriebswellenformdiagramm der dritten Ausführungsform für die Leistungszuführungseinrichtung in 10.
28 ist ein Schaltplan einer herkömmlichen Technik, die in der offengelegten Japanischen Patentschrift Nr. 2002-354711 beschrieben ist.
29 ist ein Schaltplan einer herkömmlichen Technik, die in der offengelegten Japanischen Patentschrift Nr. 2002-125138 beschrieben ist.
30 ist ein Schaltplan der früher angemeldeten Erfindung.
31 ist ein Diagramm, das die Arbeitsweise der früher angemeldeten Erfindung, die in 30 dargestellt ist, erläutert.
32 ist die Eingangsseiten-Ersatzschaltung der Leistungsaufnahmeschaltung, die in 30 dargestellt ist.
33 ist ein Diagramm, das die Arbeitsweise der früher angemeldeten Erfindung, die in 30 dargestellt ist, erläutert.
BESCHREIBUNG VON AUSFÜHRUNGSFORMEN
Nachfolgend werden Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung zusammen mit den Zeichnungen beschrieben.
1 ist ein Schaltplan, der das erste Beispiel einer Leistungszuführungseinrichtung entsprechend der vorliegenden Erfindung darstellt. Die vorliegende Erfindung kann auf eine beliebige Leistungszuführungseinrichtung eines Typs ohne Kontakt und eines Typs mit Kontakt angewendet werden, aber in den jeweiligen nachfolgenden Ausführungsformen wird ein Fall erörtert, in dem die vorliegende Erfindung auf eine kontaktlose Leistungszuführungseinrichtung angewendet wird.
Die kontaktlose Leistungszuführungseinrichtung, die in 1 dargestellt ist, ist ähnlich konfiguriert wie in 30. Das heißt, die Leistungsaufnahmeschaltung 320 enthält Halbleiterschalter Q_u, Q_x, Q_v, Q_y, Dioden D_u, D_x, D_v, D_y und den Glättungskondensator C₀. Die Halbleiterschalter Q_u, Q_x, Q_v, Q_y sind in Brücke geschaltet. Die Dioden D_u, D_x, D_v, D_y sind entsprechend in einer antiparallelen Weise zu den jeweiligen Schaltern geschaltet. Der Glättungskondensator C₀ ist zwischen die DC-Anschlüsse einer Brückenschaltung geschaltet, die durch diese Elemente aufgebaut ist. Zwischen die AC-Anschlüsse der Brückenschaltung ist eine Reihenschaltung aus einem Resonanzkondensator C_r und einer Leistungsaufnahmespule 120 geschaltet, und an die beiden Enden des Glättungskondensators C₀ ist eine Last R angeschlossen. 100 ist eine Hochfrequenz-Stromquelle, 110 ist eine primärseitige Leistungszuführungsleitung.
Währenddessen erzeugt das Steuergerät 200 auf Basis der Spannung V_o zwischen den DC-Anschlüssen und dem Strom i der Leistungsaufnahmespule 120, der von einer Stromerfassungseinheit CT erfasst wird, ein Ansteuerungssignal der Schalter Q_u, Q_x, Q_v, Q_y und gibt es aus.
Als Nächstes wird auf Basis von 2, 3 der Eingangsleistungsfaktor-Verbesserungseffekt der ersten Ausführungsform gemäß Anspruch 1 erläutert.
2 zeigt die Betriebswellenformen des in der Leistungsaufnahmespule 120 in 1 fließenden Stroms i, der induzierten Spannung v_in der Leistungsaufnahmespule 120, der Spannung v zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung und der Grundwellenkomponente v' der Spannung v zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung sowie die Ansteuerungssignale der Schalter Q_u, Q_x, Q_v, Q_y.
Währenddessen ist 3 eine Eingangsseiten-Ersatzschaltung der Leistungsaufnahmeschaltung 320 zu dieser Zeit, und auf die gleiche Weise wie die obige Beschreibung stellt das Zahlzeichen 400 die Impedanz dar, die der Leistungsaufnahmeschaltung 320 und der Last R entspricht. Im Allgemeinen können jedoch mit Bezug auf die Last R andere Impedanzen vernachlässigt werden, und deshalb kann das Zahlzeichen 400 als ein reiner Widerstand angesehen werden, welcher der Last R entspricht.
In diesem Beispiel überträgt das Steuergerät 200 Ansteuerungssignale auf die Schalter Q_u, Q_x, Q_v, Q_y, sodass der Mittelpunkt des Zeitabschnitts, in dem der Spitzenwert von v null wird, von einem der Nulldurchgangspunkte ZCP in einem Zyklus des Stroms i aus gerade um einen Kompensationszeitabschnitt (Winkel) β verschoben wird. Dementsprechend wird der Eingangsleistungsfaktor der Leistungsaufnahmeschaltung 320 verbessert. Entsprechend dem Ansteuerungssignal wird die Wellenform von v in den Zeitabschnitten (jeweils als α angenommen) vor und nach dem oben erwähnten Mittelpunkt zu einer Nullspannung, und in den anderen Zeitabschnitten wird sie eine Positiv-Negativ-Spannung, deren Spitzenwert die Spannung V_o zwischen den DC-Anschlüssen ist, und v wird eine asymmetrische Wellenform mit dem Nulldurchgangspunkte ZCP von i als dem Zentrum. Deshalb weicht die Phase von v' von der Phase von i ab. Wenn β so gegeben ist, dass der Spannungsabfall durch die kapazitive Blindwiderstandskomponente 401 von v' den Spannungsabfall v_L in L_s kompensiert, wie in 3 dargestellt ist, dann wird zu diesem Zeitpunkt die Scheinimpedanz der Schaltung gleich dem reinen Widerstand allein. Deshalb kann der Eingangsleistungsfaktor der Leistungsaufnahmeschaltung 320 zu 1 gemacht werden, da die Phasen von i und v_in übereinstimmen.
Als Nächstes wird erläutert, wie der Zeitabschnitt β zu beschaffen ist, um den Eingangsleistungsfaktor zu 1 zu machen.
Zuerst wird v' durch eine Fourierreihenentwicklung wie im Ausdruck (4) dargestellt. v'(ωt) = a₁cos(ωt) + b₁sin(ωt) (4)
Aus 2 werden a₁, b₁ wie in den entsprechenden Ausdrücken (5), (6) erhalten. a₁ = 1 / π∫ 2π / 0V(ωt)cos(ωt)dωt = 1 / π∫ π-(α-β) / 0Vcos(ωt)dωt + 1 / π∫ 2π / π+(α+β)(–V)cos(ωt)dωt = V / π{sin(α – β) – sin(α + β)} = – 2V / πcosαsinβ (5) b₁ = 1 / π∫ 2π / 0V(ωt)sin(ωt)dωt = 1 / π∫ π-(α-β) / 0Vcos(ωt)dωt + 1 / π∫ 2π / π+(α+β)(–V)cos(ωt)dωt = V / π{2 + cos(α – β) + cos(α + β)} = 2V / π(1 + cosαcosβ) (6)
Aus 3 kann währenddessen v' auch wie im Ausdruck (7) dargestellt werden. v'(ωt) = v_in(ωt) – v_L(ωt) (7)
Ist der Eingabeleistungsfaktor zu 1 gemacht, dann stimmen die Phasen von i und v_in überein, und deshalb ist v_in(ωt) = V_in sin(ωt), wobei i_in(ωt) = I_insin(ωt) angenommen wurde. Deshalb kann der Ausdruck (7) als der Ausdruck (8) dargestellt werden. v'(ωt) = V_insin(ωt) – jωL_sIsin(ωt) = –ωL_sIcos(ωt) + V_insin(ωt) (8)
Wird V_L = ωL_sI gesetzt, dann ergeben sich aus den Ausdrücken (4) bis (6), (8) die Beziehungen (9), (10). a₁ = – 2V / πcosαsinβ = –V_L (9) b₁ = 2V / π(1 + cosαsinβ) = V_in (10)
Deshalb werden β und α zu dem Zeitpunkt, in dem der Eingangsleistungsfaktor zu 1 gemacht wird, durch die Beziehungen (11) bzw. (12) dargestellt.
Das heißt, selbst in einem Fall, in dem die Stromquellenfrequenz und die Resonanzfrequenz nicht übereinstimmen und L_s ≠ 0 ist, werden die Schalter Q_u, Q_x, Q_v, Q_y durch Ansteuerungssignale angesteuert, die unter Verwendung von α, β aus den Ausdrücken (11), (12) durch das Steuergerät 200 berechnet wurden. Durch Ausführen der Ansteuerung mithilfe der Ansteuerungssignale kann die Regelung, durch welche die Leistungsaufnahmeeinheit 320 zu 1 gemacht wird, ausgeführt werden.
Währenddessen ist in einem Fall, in dem der Einfluss anderer Impedanzen groß ist und das Zahlzeichen 400 in 3 nicht als der reine Widerstand angesehen werden kann, wie z. B. bei einer großen Verdrahtungsinduktivität, der Zeitabschnitt β so gegeben, dass die Blindwiderstandskomponente, die in dem Zahlzeichen 400 eingeschlossen ist, ebenfalls kompensiert wird. Dementsprechend kann der Eingabeleistungsfaktor zu 1 gemacht werden. Der Weg zum Erstellen des Zeitabschnitts β in einem Fall, in dem das Zahlzeichen 400 nicht – wie oben beschrieben wurde – als der reine Widerstand angesehen werden kann, ist für andere, das zweite Beispiel und das dritte Beispiel, der gleiche.
Wenn v das gleiche wie in 2 ist, können darüber hinaus die Ansteuerungssignale der Schalter Q_u, Q_x, Q_v, Q_y zum Beispiel wie in 4 sein. In diesem Fall kann der Eingabeleistungsfaktor der Leistungsaufnahmeschaltung 320 durch Ansteuern der Schalter Q_u, Q_x, Q_v, Q_y unter Anwendung von α, β aus den Ausdrücken (11), (12) ebenso zu 1 gemacht werden.
Als Nächstes ist 5 ein Schaltplan, der das zweite Beispiel der vorliegenden Erfindung darstellt. Mit Bezug auf diese kontaktlose Leistungszuführungseinrichtung kann die Regelung, durch die der Eingabeleistungsfaktor der Leistungsaufnahmeschaltung 330 zu 1 gemacht wird, ebenso durch die erste Ausführungsform gemäß Anspruch 1 durchgeführt werden.
Die Leistungsaufnahmeschaltung 330 in 5 enthält eine Schaltzweig-Reihenschaltung, in der ein Schaltzweig, in dem eine Diode D_u in einer antiparallelen Weise an einen Halbleiterschalter Q_u geschaltet ist, und ein Schaltzweig, in dem eine Diode D_x in einer antiparallelen Weise an einen Halbleiterschalter Q_x geschaltet ist, in Reihe geschaltet sind. In der Leistungsaufnahmeschaltung 330 in 5 ist eine Brückenschaltung durch die Parallelschaltung dieser Schaltzweig-Reihenschaltung und einer Dioden-Reihenschaltung konfiguriert, in der die Dioden D_v, D_y in Reihe geschaltet sind. Darüber hinaus ist die Anode einer Diode D₀ an einen der DC-Anschlüsse (den DC-Anschluss auf der positiven Seite) der Brückenschaltung angeschlossen. Zwischen der Kathode der Diode D₀ und dem anderen von den DC-Anschlüssen (dem DC-Anschluss auf der negativen Seite) der Brückenschaltung ist ein Glättungskondensator C₀ geschaltet. Die anderen Teile sind die gleichen wie in 1.
Die 6 bis 9 zeigen die Betriebswellenformen des in der Leistungsaufnahmespule 120 in 5 fließenden Stroms i, der induzierten Spannung v_in der Leistungsaufnahmespule 120, der Spannung v zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung und der Grundwellenkomponente v' der Spannung v zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung sowie die Ansteuerungssignale der Schalter Q_u, Q_x.
Ist die Wellenform von v in der kontaktlosen Leistungszuführungseinrichtung in 5 die gleiche wie in 2, dann können die Ansteuerungssignale der Schalter Q_u, Q_x in der kontaktlosen Leistungszuführungseinrichtung in 5 zum Beispiel so wie in den 6 bis 9 sein. In diesem Fall kann der Eingabeleistungsfaktor der Leistungsaufnahmeschaltung 330 durch Ansteuern der Schalter Q_u, Q_x unter Anwendung von α, β aus den Ausdrücken (11), (12) ebenso zu 1 gemacht werden.
10 ist ein Schaltplan, der das dritte Beispiel einer Leistungszuführungseinrichtung entsprechend der vorliegenden Erfindung darstellt. Wie in Anspruch 2 beschrieben ist, kann in einem Fall, in dem das erste Beispiel auf eine Leistungszuführungseinrichtung in 10 angewendet wird, die Regelung, durch die eine Leistungsaufnahmeschaltung 340 auf 1 gebracht wird, ebenso ausgeführt werden.
In der Leistungsaufnahmeschaltung 340 in 10 ist eine Brückenschaltung konfiguriert durch die Parallelschaltung einer Reihenschaltung aus einem Schaltzweig, in dem eine Diode D_x auf eine antiparallele Weise an einen Halbleiterschalter Q_x geschaltet ist, und einer Diode D_u, und einer Reihenschaltung aus einem Schaltzweig, in dem eine Diode D_y auf eine antiparallele Weise an einen Halbleiterschalter Q_y geschaltet ist, und einer Diode D_v. Die anderen Teile sind die gleichen wie in 1.
Die 11 bis 14 zeigen die Betriebswellenformen des in der Leistungsaufnahmespule 120 in 10 fließenden Stroms i, der induzierten Spannung v_in der Leistungsaufnahmespule 120, der Spannung v zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung und der Grundwellenkomponente v' der Spannung v zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung sowie die Ansteuerungssignale der Schalter Q_y, Q_x. Die 11 bis 14 sind die gleichen wie die 6 bis 9, wobei das Ansteuerungssignal des Schalters Q_u durch den Schalter Q_y ersetzt ist.
Ist die Wellenform von v in der kontaktlosen Leistungszuführungseinrichtung in 10 die gleiche wie in 2, dann können die Ansteuerungssignale der Schalter Q_y, Q_x zum Beispiel wie in den 11 bis 14 sein. In diesem Fall kann der Eingabeleistungsfaktor der Leistungsaufnahmeschaltung 340 durch Ansteuern der Schalter Q_y, Q_x unter Anwendung von α, β aus den Ausdrücken (11), (12) ebenso zu 1 gemacht werden.
Als Nächstes wird der Eingangsleistungsfaktor-Verbesserungseffekt des zweiten Beispiels gemäß Anspruch 3 erläutert.
15 zeigt die Betriebswellenformen des in der Leistungsaufnahmespule 120 in 1 fließenden Stroms i, der induzierten Spannung v_in der Leistungsaufnahmespule 120, der Spannung v zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung und der Grundwellenkomponente v' der Spannung v zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung sowie die Ansteuerungssignale der Schalter Q_u, Q_x, Q_v, Q_y. Die Eingabeseiten-Ersatzschaltung der Leistungszuführungsschaltung 320 ist die gleiche wie in 3.
Um den Eingabeleistungsfaktor der Leistungsaufnahmeschaltung 320 zu verbessern, gibt das Steuergerät 200 in diesem Beispiel Ansteuerungssignale an die Schalter Q_u, Q_x, Q_v, Q_y so aus, dass der Mittelpunkt des Zeitabschnitts, in dem der Spitzenwert von v null wird, von den beiden Nulldurchgangspunkten ZCP in einem Zyklus des Stroms i aus um jeweils genau einen Kompensationszeitabschnitt (Winkel) β verschoben wird.
Entsprechend dem Ansteuerungssignal wird die Wellenform von v zur Nullspannung in den Zeitabschnitten (die jeweils als α/2 angenommen werden) vor und nach dem oben erwähnten Mittelpunkt, und in den anderen Zeitabschnitten wird sie eine Positiv-Negativ-Spannung, deren Spitzenwert die Spannung V_o zwischen den DC-Anschlüssen ist, und v wird eine asymmetrische Wellenform mit dem Nulldurchgangspunkt ZCP von i als dem Zentrum. Deshalb weicht die Phase von v' von der Phase von i ab. Wenn β so gegeben ist, dass der Spannungsabfall durch die kapazitive Blindwiderstandskomponente 401 von v' den Spannungsabfall v_L in L_s kompensiert, wie in 3 dargestellt ist, dann wird zu diesem Zeitpunkt die Scheinimpedanz der Schaltung gleich dem reinen Widerstand allein. Deshalb kann der Eingangsleistungsfaktor der Leistungsaufnahmeschaltung 320 zu 1 gemacht werden, da die Phasen von i und v_in übereinstimmen.
Als Nächstes wird erläutert, wie der Zeitabschnitt β zu beschaffen ist, um den Eingangsleistungsfaktor zu 1 zu machen. Auf die gleiche Weise wie in dem ersten Beispiel wird v' durch den Ausdruck (4) dargestellt. Aus 15 werden darüber hinaus a₁, b₁ durch die entsprechenden Ausdrücke (13), (14) erhalten. a₁ = 1 / π∫ 2π / 0v(ωt)cos(ωt)dωt = 1 / π{∫ π+β-α/2) / β+α/2Vcos(ωt)dωt – ∫ 2π+β-α/2 / π+β+α/2Vcos(ωt)dωt} = – 4V / πsin α / 2sinβ (13) b₁ = 1 / π∫ 2π / 0V(ωt)sin(ωt)dωt = 1 / π{∫ π+β-α/2) / β+α/2Vsin(ωt)dωt – ∫ 2π+β-α/2 / π+β+α/2Vsin(ωt)dωt} = 4V / πcos α / 2cosβ (14)
Auf die gleiche Weise wie in dem ersten Beispiel werden β und α zu dem Zeitpunkt, in dem der Eingangsleistungsfaktor zu 1 gemacht wird, aus den Ausdrücken (4), (8), (13), (14) wie in den Ausdrücken (15) bzw. (16) erhalten.
Deshalb wird der Eingangsleistungsfaktor der Leistungsaufnahmeschaltung 320 selbst in einem Fall Ls ≠ 0 mittels Ansteuern der Schalter Q_u, Q_x, Q_v, Q_y durch Ansteuerungssignale, die unter Verwendung von α, β aus den Ausdrücken (15), (16) durch das Steuergerät 200 berechnet wurden, zu 1 gemacht.
Währenddessen können die Ansteuerungssignale der Schalter Q_u, Q_x, Q_v, Q_y zum Beispiel wie in 16 sein, wenn die Wellenform von v die gleiche ist wie in 15. In diesem Fall kann der Eingabeleistungsfaktor der Leistungsaufnahmeschaltung 320 mittels Ansteuern der Schalter Q_u, Q_x, Q_v, Q_y unter Anwendung von α, β aus den Ausdrücken (15), (16) ebenso zu 1 gemacht werden.
Darüber hinaus ist 17 ein Schaltplan, der das vierte Beispiel einer Leistungszuführungseinrichtung entsprechend der vorliegenden Erfindung zeigt, und das zweite Beispiel kann auf eine kontaktlose Leistungszuführungseinrichtung in 17 angewendet werden.
Eine Leistungsaufnahmeschaltung 350 enthält eine Schaltzweig-Reihenschaltung, in der ein Schaltzweig, in dem eine Diode D_u in einer antiparallelen Weise an einen Halbleiterschalter Q_u geschaltet ist, und ein Schaltzweig, in dem eine Diode D_x in einer antiparallelen Weise an einen Halbleiterschalter Q_x geschaltet ist, in Reihe geschaltet sind. In der Leistungsaufnahmeschaltung 350 in 17 ist eine Brückenschaltung konfiguriert durch die Parallelschaltung dieser Schaltzweig-Reihenschaltung und einer Dioden-Reihenschaltung, in der die Dioden D_v, D_y in Reihe geschaltet sind. Andere Teile sind die gleichen wie in 1. Die Leistungsaufnahmeschaltung 350 entspricht der Leistungsaufnahmeschaltung 330, aus der die Diode D₀ herausgenommen ist.
18, 19 zeigen die Betriebswellenformen des in der Leistungsaufnahmespule 120 in 17 fließenden Stroms i, der induzierten Spannung v_in der Leistungsaufnahmespule 120, der Spannung v zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung und der Grundwellenkomponente v' der Spannung v zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung sowie die Ansteuerungssignale der Schalter Q_u, Q_x.
Ist die Wellenform von v in der kontaktlosen Leistungszuführungseinrichtung in 17 die gleiche wie in 15, dann können die Ansteuerungssignale der Schalter Q_u, Q_x zum Beispiel wie in 18, 19 sein. In diesem Fall kann der Eingabeleistungsfaktor der Leistungsaufnahmeschaltung 350 mittels Ansteuern der Schalter Q_u, Q_x mit Anwendung von α, β aus den Ausdrücken (15), (16) ebenso zu 1 gemacht werden.
Wie in Anspruch 4 dargestellt ist, ist es darüber hinaus auch möglich, das zweite Beispiel auf die kontaktlose Leistungszuführungseinrichtung in 10 anzuwenden.
20, 21 zeigen die Betriebswellenformen des in der Leistungsaufnahmespule 120 in 10 fließenden Stroms i, der induzierten Spannung v_in der Leistungsaufnahmespule 120, der Spannung v zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung und der Grundwellenkomponente v' der Spannung v zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung sowie die Ansteuerungssignale der Schalter Q_y, Q_x. 20, 21 sind die gleichen wie 18, 19, wobei das Ansteuerungssignal des Schalters Q_u durch den Schalter Q_y ersetzt ist.
Ist die Wellenform von v in der kontaktlosen Leistungszuführungseinrichtung in 10 die gleiche wie in 15, dann können die Ansteuerungssignale der Schalter Q_y, Q_x zum Beispiel wie in 20, 21 sein. In diesem Fall kann der Eingabeleistungsfaktor der Leistungsaufnahmeschaltung 340 durch Ansteuern der Schalter Q_y, Q_x unter Anwendung von α, β aus den Ausdrücken (15), (16) ebenso zu 1 gemacht werden.
Als Nächstes wird der Eingangsleistungsfaktor-Verbesserungseffekt des dritten Beispiels gemäß Anspruch 5 erläutert.
22 zeigt die Betriebswellenformen des in der Leistungsaufnahmespule 120 in 1 fließenden Stroms i, der induzierten Spannung v_in der Leistungsaufnahmespule 120, der Spannung v zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung und der Grundwellenkomponente v' der Spannung v zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung sowie die Ansteuerungssignale der Schalter Q_u, Q_x, Q_v, Q_y. Die Eingabeseiten-Ersatzschaltung der Leistungszuführungsschaltung 320 ist die gleiche wie in 3.
In dem dritten Beispiel gibt das Steuergerät 200 Ansteuerungssignale an die Schalter Q_u, Q_x, Q_v, Q_y so aus, dass der Mittelpunkt des Zeitabschnitts zwischen den Zeitabschnitten α, in denen der Spitzenwert von v in einem Zyklus des Stroms i null wird, von zwei Nulldurchgangspunkten ZCP in einem Zyklus des Stroms i aus jeweils um genau einen Kompensationszeitabschnitt (Winkel) β verschoben ist. Dementsprechend wird der Eingabeleistungsfaktor der Leistungsaufnahmeschaltung 320 verbessert. Entsprechend dem Ansteuerungssignal wird die Wellenform von v in den Zeitabschnitten vor und nach dem oben erwähnten Mittelpunkt zu einer Positiv-Negativ-Spannung, deren Spitzenwert die Spannung V_o zwischen den DC-Anschlüssen ist, und in den anderen Zeitabschnitten wird sie zur Nullspannung, was eine asymmetrische Wellenform mit dem Nulldurchgangspunkt ZCP von i als dem Zentrum ist. Deshalb weicht die Phase von v' von der Phase von i ab. Wenn β so gegeben ist, dass der Spannungsabfall durch die kapazitive Blindwiderstandskomponente 401 v' den Spannungsabfall v_L in L_s kompensiert, wie in 3 dargestellt ist, dann wird zu diesem Zeitpunkt die Scheinimpedanz der Schaltung gleich dem reinen Widerstand allein. Deshalb kann der Eingangsleistungsfaktor der Leistungsaufnahmeschaltung 320 zu 1 gemacht werden, da die Phasen von i und v_in übereinstimmen.
Als Nächstes wird erläutert, wie der Zeitabschnitt β zu beschaffen ist, um den Eingangsleistungsfaktor zu 1 zu machen.
Auf die gleiche Weise wie in dem ersten Beispiel wird v' durch den Ausdruck (4) dargestellt. Aus 22 werden darüber hinaus a₁, b₁ durch die entsprechenden Ausdrücke (17), (18) erhalten. a₁ = 1 / π∫ 2π / 0v(ωt)cos(ωt)dωt = 1 / π{∫ π/2+β-α/2 / 0Vcos(ωt)dωt + ∫ π / π/2+β+α/2Vcos(ωt)dωt – ∫ 3π/2+β-α/2 / πVcos(ωt)dωt – ∫ 2π / 3π/2+β+α/2Vcos(ωt)dωt} = 4V / πsin α / 2sinβ (17) b₁ = 1 / π∫ 2π / 0V(ωt)sin(ωt)dωt = 1 / π{∫ π/2+β-α/2 / 0Vsin(ωt)dωt + ∫ π / π/2+β+α/2Vsin(ωt)dωt – ∫ 3π/2+β-α/2 / πVsin(ωt)dωt – ∫ 2π / 3π/2+β+α/2Vcos(ωt)dωt} = 4V / π(1 – sin α / 2cosβ) (18)
Auf die gleiche Weise wie in dem ersten Beispiel werden β und α zu dem Zeitpunkt, in dem der Eingangsleistungsfaktor zu 1 gemacht wird, aus den Ausdrücken (4), (8), (17), (18) wie in den Ausdrücken (19) bzw. (20) erhalten.
Deshalb werden selbst in einem Fall Ls ≠ 0 die Schalter Q_u, Q_x, Q_v, Q_y durch Ansteuerungssignale angesteuert, die vom Steuergerät 200 unter Verwendung von α, β aus den Ausdrücken (19), (20) berechnet wurden. Mittels Ausführen des Ansteuerns durch die Ansteuerungssignale kann der Eingabeleistungsfaktor der Leistungsaufnahmespule 320 zu 1 gemacht werden.
Auf eine gleiche Weise ist es auch möglich, das dritte Beispiel auf die kontaktlose Leistungszuführungseinrichtung anzuwenden, die in 17 dargestellt ist.
24, 25 zeigen die Betriebswellenformen des in der Leistungsaufnahmespule 120 in 17 fließenden Stroms i, der induzierten Spannung v_in der Leistungsaufnahmespule 120, der Spannung v zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung und der Grundwellenkomponente v' der Spannung v zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung sowie die Ansteuerungssignale der Schalter Q_u, Q_x.
Ist die Wellenform von v in der kontaktlosen Leistungszuführungseinrichtung in 17 die gleiche wie in
22, dann können die Ansteuerungssignale der Schalter Q_u, Q_x zum Beispiel wie in 24, 25 sein. In diesem Fall kann der Eingabeleistungsfaktor der Leistungsaufnahmeschaltung 350 durch Ansteuern der Schalter Q_u, Q_x unter Anwendung von α, β aus den Ausdrücken (19), (20) ebenso zu 1 gemacht werden.
Wie in Anspruch 6 beschrieben ist, ist es darüber hinaus auch möglich, das dritte Beispiel auf die kontaktlose Leistungszuführungseinrichtung anzuwenden, die in 10 dargestellt ist.
26, 27 zeigen die Betriebswellenformen des in der Leistungsaufnahmespule 120 in 10 fließenden Stroms i, der induzierten Spannung v_in der Leistungsaufnahmespule 120, der Spannung v zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung und der Grundwellenkomponente v' der Spannung v zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung sowie die Ansteuerungssignale der Schalter Q_y, Q_x. 26, 27 sind die gleichen wie die 24, 25, wobei das Ansteuerungssignal des Schalters Q_u durch den Schalter Q_y ersetzt ist.
Ist die Wellenform von v in der kontaktlosen Leistungszuführungseinrichtung in 10 die gleiche wie in 22, dann können die Ansteuerungssignale der Schalter Q_y, Q_x zum Beispiel wie in 26, 27 sein. In diesem Fall kann der Eingabeleistungsfaktor der Leistungsaufnahmeschaltung 340 durch Ansteuern der Schalter Q_y, Q_x unter Anwendung von α, β aus den Ausdrücken (19), (20) ebenso zu 1 gemacht werden.
Entsprechend der vorliegenden Erfindung ist es selbst bei einer Nichtübereinstimmung der Resonanzfrequenz der Resonanzschaltung mit der Stromquellenfrequenz möglich, den Verlust in der Gesamteinrichtung durch Verbessern des Eingabeleistungsfaktors der Leistungszuführungseinrichtung zu unterdrücken und die Leistungszuführungseinrichtung kleiner zu machen sowie ihre Kosten zu verringern.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

JP 2002-354711 [0004, 0082]
JP 2012-125138 [0014, 0015, 0021]
JP 2013-071432 [0022]
JP 2002-125138 [0083]

Claims

Leistungszuführungseinrichtung mit: einer Leistungsaufnahmespule (120), die eingerichtet ist, Leistung über eine äußere magnetische Kopplung auszutauschen; einer Brückenschaltung, in der das eine Ende der Leistungsaufnahmespule (120) über einen Resonanzkondensator, der mit der Leistungsaufnahmespule (120) eine Resonanzschaltung konfiguriert, mit einem Wechselstrom(AC)-Anschluss verbunden ist, und das andere Ende der Leistungsaufnahmeschaltung (120) mit dem anderen AC-Anschluss verbunden ist; und einem Glättungskondensator, der zwischen die Gleichstrom(DC)-Anschlüsse der Brückenschaltung geschaltet ist, wobei eine Last an die beiden Enden des Glättungskondensators angeschlossen ist, und die Brückenschaltung mindestens für eine Phase eine Schaltzweig-Reihenschaltung umfasst, in der zwei Antiparallelverbindungsschaltungen eines Halbleiterschalter und einer Diode in Reihe geschaltet sind, wobei die Leistungszuführungseinrichtung aufweist: eine Stromerfassungseinheit, die eingerichtet ist, einen Eingangsstrom zu erfassen, der in der Leistungsaufnahmespule (120) fließt; eine Spannungserfassungseinheit, die eingerichtet ist, eine Spannung zwischen den DC-Anschlüssen der Brückenschaltung zu erfassen, und eine Steuereinheit (200), die eingerichtet ist, ein Schalten des Halbleiterschalters auszuführen; wobei die Steuereinheit (200) das Schalten des Halbleiterschalters so ausführt, dass eine Spannung zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung zu einer Nullspannung wird, in gleichen Zeitabschnitten vor und nach einem Mittelpunkt, der von einem Nulldurchgangspunkt aus in einem Zyklus des Eingangsstroms um einen Kompensationszeitabschnitt verschoben ist, der aus einer an die Resonanzschaltung angelegten Spannung und einer induzierten Spannung der Leistungsaufnahmespule (120) berechnet wird, und in den anderen Zeitabschnitten zu einer Positiv-Negativ-Spannung wird, deren Spitzenwert die Spannung zwischen den DC-Anschlüssen ist.
Leistungszuführungseinrichtung mit: einer Leistungsaufnahmespule (120), die eingerichtet ist, Leistung über eine äußere magnetische Kopplung auszutauschen; einer Brückenschaltung, in der das eine Ende der Leistungsaufnahmespule (120) über einen Resonanzkondensator, der mit der Leistungsaufnahmespule (120) eine Resonanzschaltung konfiguriert, mit einem Wechselstrom(AC)-Anschluss verbunden ist, und das andere Ende der Leistungsaufnahmeschaltung (120) mit dem anderen AC-Anschluss verbunden ist; und einem Glättungskondensator, der zwischen die Gleichstrom(DC)-Anschlüsse der Brückenschaltung geschaltet ist, wobei eine Last an die beiden Enden des Glättungskondensators angeschlossen ist, und die Brückenschaltung durch Parallelschalten mehrerer Reihenschaltungen einer Diode und einer Antiparallelverbindungsschaltung eines Halbleiterschalters und einer Diode aufgebaut ist, wobei die Leistungszuführungseinrichtung aufweist: eine Stromerfassungseinheit, die eingerichtet ist, einen Eingangsstrom zu erfassen, der in der Leistungsaufnahmespule (120) fließt; eine Spannungserfassungseinheit, die eingerichtet ist, eine Spannung zwischen den DC-Anschlüssen der Brückenschaltung zu erfassen, und eine Steuereinheit (200), die eingerichtet ist, ein Schalten des Halbleiterschalters auszuführen; wobei die Steuereinheit (200) das Schalten des Halbleiterschalters so ausführt, dass eine Spannung zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung zu einer Nullspannung wird in gleichen Zeitabschnitten vor und nach einem Mittelpunkt, der von einem Nulldurchgangspunkt aus in einem Zyklus des Eingangsstroms um einen Kompensationszeitabschnitt verschoben ist, der aus einer an die Resonanzschaltung angelegten Spannung und einer induzierten Spannung der Leistungsaufnahmespule (120) berechnet wird, und in den anderen Zeitabschnitten zu einer Positiv-Negativ-Spannung wird, deren Spitzenwert die Spannung zwischen den DC-Anschlüssen ist.
Leistungszuführungseinrichtung mit: einer Leistungsaufnahmespule (120), die eingerichtet ist, Leistung über eine äußere magnetische Kopplung auszutauschen; einer Brückenschaltung, in der das eine Ende der Leistungsaufnahmespule (120) über einen Resonanzkondensator, der mit der Leistungsaufnahmespule (120) eine Resonanzschaltung konfiguriert, mit einem Wechselstrom(AC)-Anschluss verbunden ist, und das andere Ende der Leistungsaufnahmeschaltung (120) mit dem anderen AC-Anschluss verbunden ist; und einem Glättungskondensator, der zwischen die Gleichstrom(DC)-Anschlüsse der Brückenschaltung geschaltet ist, wobei eine Last an die beiden Enden des Glättungskondensators angeschlossen ist, und die Brückenschaltung mindestens für eine Phase eine Schaltzweig-Reihenschaltung umfasst, in der zwei Antiparallelverbindungsschaltungen eines Halbleiterschalters und einer Diode in Reihe geschaltet sind, wobei die Leistungszuführungseinrichtung aufweist: eine Stromerfassungseinheit, die eingerichtet ist, einen Eingangsstrom zu erfassen, der in der Leistungsaufnahmespule (120) fließt; eine Spannungserfassungseinheit, die eingerichtet ist, eine Spannung zwischen den DC-Anschlüssen der Brückenschaltung zu erfassen, und eine Steuereinheit (200), die eingerichtet ist, ein Schalten des Halbleiterschalters auszuführen; wobei die Steuereinheit (200) das Schalten des Halbleiterschalters so ausführt, dass eine Spannung zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung zu einer Nullspannung wird, in gleichen Zeitabschnitten vor und nach einem Mittelpunkt, der von einem Nulldurchgangspunkt aus in einem Zyklus des Eingangsstroms um einen Kompensationszeitabschnitt verschoben ist, der aus einer an die Resonanzschaltung angelegten Spannung und einer induzierten Spannung der Leistungsaufnahmespule (120) berechnet wird, und in den anderen Zeitabschnitten zu einer Positiv-Negativ-Spannung wird, deren Spitzenwert die Spannung zwischen den DC-Anschlüssen ist.
Leistungszuführungseinrichtung mit: einer Leistungsaufnahmespule (120), die eingerichtet ist, Leistung über eine äußere magnetische Kopplung auszutauschen; einer Brückenschaltung, in der das eine Ende der Leistungsaufnahmespule (120) über einen Resonanzkondensator, der mit der Leistungsaufnahmespule (120) eine Resonanzschaltung konfiguriert, mit einem Wechselstrom(AC)-Anschluss verbunden ist, und das andere Ende der Leistungsaufnahmeschaltung (120) mit dem anderen AC-Anschluss verbunden ist; und einem Glättungskondensator, der zwischen die Gleichstrom(DC)-Anschlüsse der Brückenschaltung geschaltet ist, wobei eine Last an die beiden Enden des Glättungskondensators angeschlossen ist, und die Brückenschaltung durch Parallelschalten mehrerer Reihenschaltungen einer Diode und einer Antiparallelverbindungsschaltung eines Halbleiterschalters und einer Diode aufgebaut ist, wobei die Leistungszuführungseinrichtung aufweist: eine Stromerfassungseinheit, die eingerichtet ist, einen Eingangsstrom zu erfassen, der in der Leistungsaufnahmespule (120) fließt; eine Spannungserfassungseinheit, die eingerichtet ist, eine Spannung zwischen den DC-Anschlüssen der Brückenschaltung zu erfassen, und eine Steuereinheit (200), die eingerichtet ist, ein Schalten des Halbleiterschalters auszuführen; wobei die Steuereinheit (200) das Schalten des Halbleiterschalters so ausführt, dass eine Spannung zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung zu einer Nullspannung wird in gleichen Zeitabschnitten vor und nach einem Mittelpunkt, der von einem Nulldurchgangspunkt aus in einem Zyklus des Eingangsstroms um einen Kompensationszeitabschnitt verschoben ist, der aus einer an die Resonanzschaltung angelegten Spannung und einer induzierten Spannung der Leistungsaufnahmespule (120) berechnet wird, und in den anderen Zeitabschnitten zu einer Positiv-Negativ-Spannung wird, deren Spitzenwert die Spannung zwischen den DC-Anschlüssen ist.
Leistungszuführungseinrichtung mit: einer Leistungsaufnahmespule (120), die eingerichtet ist, Leistung über eine äußere magnetische Kopplung auszutauschen; einer Brückenschaltung, in der das eine Ende der Leistungsaufnahmespule (120) über einen Resonanzkondensator, der mit der Leistungsaufnahmespule (120) eine Resonanzschaltung konfiguriert, mit einem Wechselstrom(AC)-Anschluss verbunden ist, und das andere Ende der Leistungsaufnahmeschaltung (120) mit dem anderen AC-Anschluss verbunden ist; und einem Glättungskondensator, der zwischen die Gleichstrom(DC)-Anschlüsse der Brückenschaltung geschaltet ist, wobei eine Last an die beiden Enden des Glättungskondensators angeschlossen ist, und die Brückenschaltung mindestens für eine Phase eine Schaltzweig-Reihenschaltung umfasst, in der zwei Antiparallelverbindungsschaltungen eines Halbleiterschalters und einer Diode in Reihe geschaltet sind, wobei die Leistungszuführungseinrichtung aufweist: eine Stromerfassungseinheit, die eingerichtet ist, einen Eingangsstrom zu erfassen, der in der Leistungsaufnahmespule (120) fließt; eine Spannungserfassungseinheit, die eingerichtet ist, eine Spannung zwischen den DC-Anschlüssen der Brückenschaltung zu erfassen, und eine Steuereinheit (200), die eingerichtet ist, ein Schalten des Halbleiterschalters auszuführen; wobei die Steuereinheit (200) das Schalten des Halbleiterschalters so ausführt, dass eine Spannung zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung in gleichen Zeitabschnitten vor und nach einem Mittelpunkt, der von einem Nulldurchgangspunkt aus in einem Zyklus des Eingangsstroms um einen Kompensationszeitabschnitt verschoben ist, der aus einer an die Resonanzschaltung angelegten Spannung und einer induzierten Spannung der Leistungsaufnahmespule (120) berechnet wird, zu einer Positiv-Negativ-Spannung wird, deren Spitzenwert die Spannung zwischen den DC-Anschlüssen ist, und in den anderen Zeitabschnitten zu einer Nullspannung wird.
Leistungszuführungseinrichtung mit: einer Leistungsaufnahmespule (120), die eingerichtet ist, Leistung über eine äußere magnetische Kopplung auszutauschen; einer Brückenschaltung, in der das eine Ende der Leistungsaufnahmespule (120) über einen Resonanzkondensator, der mit der Leistungsaufnahmespule (120) eine Resonanzschaltung konfiguriert, mit einem Wechselstrom(AC)-Anschluss verbunden ist, und das andere Ende der Leistungsaufnahmeschaltung (120) mit dem anderen AC-Anschluss verbunden ist; und einem Glättungskondensator, der zwischen die Gleichstrom(DC)-Anschlüsse der Brückenschaltung geschaltet ist, wobei eine Last an die beiden Enden des Glättungskondensators angeschlossen ist, und die Brückenschaltung durch Parallelschalten mehrerer Reihenschaltungen einer Diode und einer Antiparallelverbindungsschaltung eines Halbleiterschalters und einer Diode aufgebaut ist, wobei die Leistungszuführungseinrichtung aufweist: eine Stromerfassungseinheit, die eingerichtet ist, einen Eingangsstrom zu erfassen, der in der Leistungsaufnahmespule (120) fließt; eine Spannungserfassungseinheit, die eingerichtet ist, eine Spannung zwischen den DC-Anschlüssen der Brückenschaltung zu erfassen, und eine Steuereinheit (200), die eingerichtet ist, ein Schalten des Halbleiterschalters auszuführen; wobei die Steuereinheit (200) das Schalten des Halbleiterschalters so ausführt, dass eine Spannung zwischen den AC-Anschlüssen der Brückenschaltung in gleichen Zeitabschnitten vor und nach einem Mittelpunkt, der von einem Nulldurchgangspunkt aus in einem Zyklus des Eingangsstroms um einen Kompensationszeitabschnitt verschoben ist, der aus einer an die Resonanzschaltung angelegten Spannung und einer induzierten Spannung der Leistungsaufnahmespule (120) berechnet wird, zu einer Positiv-Negativ-Spannung wird, deren Spitzenwert die Spannung zwischen den DC-Anschlüssen ist, und in den anderen Zeitabschnitten zu einer Nullspannung wird.