DE102013102958A1

DE102013102958A1 - FBR-DC-Vektoroffset-Entfernung unter Verwendung von Lo-Phasenschaltung

Info

Publication number: DE102013102958A1
Application number: DE102013102958A
Authority: DE
Inventors: Nick Shute; Timo Gossmann; Andrei Panioukov; Dirk Friedrich
Original assignee: Intel Mobile Communications GmbH
Current assignee: Intel Deutschland GmbH
Priority date: 2012-03-23
Filing date: 2013-03-22
Publication date: 2013-09-26
Also published as: CN103326734A; CN103326734B; US20130251069A1; US9042482B2

Abstract

Eine Ausführungsform betrifft einen Rückkopplungsempfänger (FBR). Der FBR weist einen FBR-Signaleingang auf, der dafür eingerichtet ist, ein Hochfrequenz-(HF-)Signal zu empfangen, einen ersten Lokaloszillator-(LO0-)Signaleingang, der dafür eingerichtet ist, ein erstes LO-Signal zu empfangen, des eine LO-Frequenz aufweist, und einen zweiten LO-Signaleingang, der dafür eingerichtet ist, ein zweites LO-Signal zu empfangen, das die LO-Frequenz aufweist. Das zweite LO-Signal ist relativ zu dem ersten LO-Signal um ungefähr 90° phasenverschoben. Der FBR weist außerdem einen Teiler auf, der eine zeitlich variierende Phasenverschiebung in dem ersten und zweiten LO-Signal verursacht, während gleichzeitig eine 90°-Phasenverschiebung zwischen dem ersten LO-Signal und dem zweiten LO-Signal aufrechterhalten wird.

Description

Eine Technik, die zum Austausch von Daten bei drahtloser Kommunikation benutzt werden kann, ist Polarmodulation. Delta-Phasenmodulatoren sind eine Art von Modulator, die zur Implementierung von Polarmodulation beliebter wird. Die vorliegende Offenbarung stellt verbesserte Rückkopplungsempfänger (FBR) bereit, die sich für die Verwendung in diesen und anderen Modulatoren und Demodulatoren gut eignen.
In verschiedenen Ausführungsformen wird ein Rückkopplungsempfänger (FBR) bereitgestellt, aufweisend: einen FBR-Signaleingang, der dafür eingerichtet ist, ein Hochfrequenz-(HF-)Signal zu empfangen; einen ersten Lokaloszillator(LO-)Signaleingang, der dafür eingerichtet ist, ein erstes LO-Signal zu empfangen, das eine LO-Frequenz aufweist; einen zweiten LO-Signaleingang, der dafür eingerichtet ist, ein zweites LO-Signal zu empfangen, das die LO-Frequenz aufweist, wobei das zweite LO-Signal relativ zu dem ersten LO-Signal um ungefähr 90° phasenverschoben ist; und einen Teller, aufweisend: einen mit dem ersten LO-Signaleingang gekoppelten ersten LO-Ausgang, einen mit dem zweiten LO-Signaleingang gekoppelten zweiten LO-Ausgang und einen Phasensteueranschluss; wobei dem Phasensteueranschluss ein Phasensteuerwort zugeführt wird, um eine zeitlich variierende Phasenverschiebung in dem ersten LO-Signal und dem zweiten LO-Signal einzuführen, während gleichzeitig eine 90°-Phasenverschiebung zwischen dem ersten und zweiten LO-Signal aufrechterhalten wird.
In einer Ausgestaltung kann der FBR ferner aufweisen einen Richtungskoppler, um das HF-Signal dem FBR-Signaleingang zuzuführen, wobei der Richtungskoppler kontinuierlich mit dem FBR-Signaleingang gekoppelt ist.
In noch einer Ausgestaltung kann der FBR ferner aufweisen: eine erste Frequenzumsetzungseinrichtung mit einem mit dem FBR-Signaleingang gekoppelten HF-Eingang und einem mit dem ersten LO-Signaleingang gekoppelten ersten LO-Eingang; und eine zweite Frequenzumsetzungseinrichtung mit einem mit dem FBR-Signaleingang gekoppelten HF-Eingang und mit einem mit dem zweiten LO-Signaleingang gekoppelten zweiten LO-Eingang.
In noch einer Ausgestaltung kann der FBR ferner aufweisen: ein erstes Hochpassfilter signalabwärts der ersten Frequenzumsetzungseinrichtung; und ein zweites Hochpassfilter signalabwärts der zweiten Frequenzumsetzungseinrichtung.
In noch einer Ausgestaltung kann das erste Hochpassfilter ein Tiefpassfilter und ein Subtraktionselement aufweisen.
In noch einer Ausgestaltung kann die zeitlich variierende Phasenverschiebung Phasenverschiebungen aufweisen, die in einem regelmäßigen Intervall gemäß einem vorbestimmten Muster auftreten.
In noch einer Ausgestaltung kann die zeitlich variierende Phasenverschiebung zufällige oder pseudozufällige Phasenverschiebungen aufweisen.
In noch einer Ausgestaltung kann der Teiler Folgendes aufweisend: einen Frequenzverdoppler, der mit dem LO-Eingang verbunden ist, und einen mit dem Frequenzverdoppler gekoppelten Frequenzteiler.
In verschiedenen Ausführungsformen wird eine Kommunikationsanordnung bereitgestellt, aufweisend: einen ersten Signaleingang, der dafür eingerichtet ist, ein Frequenzmodulationssignal zu empfangen; einen zweiten Signaleingang, der dafür eingerichtet ist, ein Amplitudenmodulationssignal zu empfangen; einen Phasenregelkreis, der einen Ausgang und einen Korrektureingang, der mit dem ersten Signaleingang gekoppelt ist, aufweist; eine Verstärkungseinrichtung, die eine mit dem zweiten Signaleingang gekoppelte Steuerverbindung, einen mit dem Ausgang des Phasenregelkreises verbundenen Signaleingang und einen Verstärkerausgang zum Bereitstellen eines HF-Signals aufweist; einen Teller mit zeitlich variierender Phasensteuerung, aufweisend: einen mit dem Ausgang des Phasenregelkreises gekoppelten Referenzsignaleingang, einen Steueranschluss zum Empfangen eines Steuerworts und einen ersten Lokaloszillator-(LO-)Ausgang und einen zweiten Lokaloszillator-(LO-)Ausgang zum Bereitstellen eines ersten LO-Signals bzw. zweiten LO-Signals, die auf der Basis des Steuerworts moduliert werden; und einen Rückkopplungsempfänger (FBR) im Rückkopplungspfad, der einen I-Datenpfad und einen Q-Datenpfad aufweist, wobei der I-Datenpfad dafür eingerichtet ist, eine I-Datenkomponente auf der Basis des HF-Signals und des ersten LO-Signals bereitzustellen, und wobei der Q-Datenpfad dafür eingerichtet ist, eine Q-Datenkomponente auf der Basis des HF-Signals und des zweiten LO-Signals bereitzustellen.
In einer Ausgestaltung kann das Steuerwort eine zeitlich variierende Phasenverschiebung in dem ersten und zweiten LO-Signal verursachen, während gleichzeitig eine 90°-Phasenverschiebung zwischen dem ersten LO-Signal und dem zweiten LO-Signal aufrechterhalten wird.
In noch einer Ausgestaltung kann des Steuerwort bewirken, dass die I-Daten- und Q-Datenkomponenten im Wesentlichen um null ausgeglichen sind.
In noch einer Ausgestaltung kann des Steuerwort eine sich regelmäßig wiederholende Phasenverschiebung von ungefähr 180° zeitlich in den I-Daten- und Q-Datenkomponenten verursachen.
In noch einer Ausgestaltung kann die Kommunikationsanordnung ferner aufweisen einen Richtungskoppler, der dafür eingerichtet ist, einen Teil des durch die Verstärkungseinrichtung gelieferten HF-Signals auszukoppeln und den Teil des HF-Signals an den I-Datenpfad und Q-Datenpfad des FBR zu liefern.
In noch einer Ausgestaltung kann der Richtungskoppler kontinuierlich mit dem I-Datenpfad und Q-Datenpfad des FBR gekoppelt sein.
In noch einer Ausgestaltung kann die Kommunikationsanordnung ferner aufweisen: eine erste Frequenzumsetzungseinrichtung mit einem mit dem Richtungskoppler gekoppelten HF-Eingang und mit einem ersten LO-Eingang zum Empfangen des ersten LO-Signals; und eine zweite Frequenzumsetzungseinrichtung mit einem mit dem Richtungskoppler gekoppelten HF-Eingang und mit einem zweiten LO-Eingang zum Empfangen des zweiten LO-Signals.
In noch einer Ausgestaltung kann die Kommunikationsanordnung ferner aufweisen: ein erstes Hochpassfilter signalabwärts der ersten Frequenzumsetzungseinrichtung; und ein zweites Hochpassfilter signalabwärts der zweiten Frequenzumsetzungseinrichtung.
In noch einer Ausgestaltung kann das erste Hochpassfilter ein Tiefpassfilter und ein Subtraktionselement aufweisen.
Im folgenden Text wird die Erfindung mittels einer Anzahl beispielhafter Ausführungsformen ausführlich erläutert. Die gezeigten Ausführungsformen sind auf keinerlei Weise beschränkt und die einzelnen Merkmale können beliebig miteinander kombiniert werden.
1 zeigt einen Polarsender mit einem Rückkopplungsempfänger (FBR), bei dem einige Unzulänglichkeiten auftreten.
2 ist ein Konstellationsdiagramm in Bezug auf den FBR von 1.
3 ist eine beispielhafte Ausführungsform eines FBR.
4 ist ein beispielhaftes Konstellationsdiagramm, des mit einer Implementierung vereinbar ist, die mit dem FBR von 3 vereinbar ist.
5 zeigt eine beispielhafte Kommunikationsanordnung mit einem Rückkopplungsempfänger.
6 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften Hochpassfilters.
Es werden nun eine oder mehrere Implementierungen der vorliegenden Erfindung mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, in denen durchweg gleiche Bezugszahlen verwendet werden, um gleiche Elements zu bezeichnen. Die Zeichnungen sind nicht unbedingt maßstabsgetreu.
1 zeigt einen Sender 100 mit einem Delta-Phasenmodulator, bei dem einige Unzulänglichkeiten auftreten. Der Sender 100 weist eine Verarbeitungseinheit 102, einen Phasenmodulator 104, einen Amplitudenmodulator 106 und eine Antenne 108 auf, wirksam gekoppelt wie gezeigt. Diese Komponenten arbeiten auf koordinierte Weise, um einen digitalen Bitstrom auf eine Trägerwelle zu modulieren, um ein HF-Signal 110 zu produzieren, das den digitalen Bitstrom zu einem (nicht gezeigten) Empfänger übermittelt.
Um dabei zu helfen, Mängel bei der Übertragung zu begrenzen, leitet ein Richtungskoppler 114 etwas Leistung des HF-Signals 110 zu einem Rückkopplungsempfänger (FBR) 112 und insbesondere zu einem HF-Eingang 116 davon. Mischer (118, 120) empfangen jeweilige LO-Signale (122 bzw. 124), die relativ zueinander um 90o phasenverschoben sind. Durch Verwendung dieser LO-Signale (122, 124) stellen die Mischer (118 bzw. 120) jeweilige frequenzumgesetzte Signale auf einem I-Datenpfad 126 bzw. einem Q-Datenpfad 128 bereit. Schließlich überwacht ein Effektivwert(RMS)-Leistungsmessmodul 130, das in Hardware oder in (z. B. auf der Verarbeitungseinheit 102 laufender) Software implementiert werden kann, die RMS-Leistung des FBR-Ausgangssignals 132. Diese überwachte RMS-Leistung wird gewöhnlich benutzt, um die Ausgangsleistung des Senders (z. B. des HF-Signals 110) zu steuern, indem der Verarbeitungseinheit 102 oder anderen Komponenten im Übertragungspfad 101 ein Rückkopplungssignal 134 zugeführt wird.
Obwohl der FBR 112 versucht, auf diese Weise die RMS-Leistung genau zu messen, wird der Dynamikumfang herkömmlicher FBR (z. B. des FBR 112) durch mehrere Faktoren begrenzt. Zum Beispiel kann das untere Ende des FBR-Dynamikumfangs durch unkompensierte DC-Vektoroffsets in den FBR-IQ-Datenpfaden 126, 128 (z. B. theoretisches Minimum von etwa +/–0,5 LSB), niederfrequentes Funkelrauschen, das durch die Leistungsverstärker 136, 138 erzeugt wird (z. B. oft weniger als etwa 0,5 LSB), und niederfrequente Fehler aufgrund der Analog-Digital-Umsetzer 140, 142 (z. B. oft weniger als etwa 0,5 LSB) begrenzt werden.
Um deutlicher zu erläutern, wie unkompensierte DC-Vektoroffsets Probleme verursachen können, zeigt 2 ein beispielhaftes IQ-Konstellationsdiagramm 200 für den FBR 112. Das Konstellationsdiagramm 200 weist ein FBR-Eingangssignal 202 (blau, z. B. auf 116 in 1) und ein FBR-Ausgangssignal 204 (rot, z. B. auf 132 in 1) auf. Daher stellt die Änderung zwischen dem FBR-Eingangssignal 202 und dem FBR-Ausgangssignal 204 einen unerwünschten DC-Offsetvektor (grün) 206 dar, der in dem FBR 112 eingeführt wird. Die Einführung dieses DC-Offsetvektors 206 bewirkt, dass die am FBR-Ausgang 132 gemessenen RMS-Leistungsmessungen von der entsprechenden Leistung des tatsächlichen HF-Signals 110 verschoben sind. Wenn er nicht berücksichtigt wird, kann der DC-Offsetvektor 206 bewirken, dass das tatsächliche von dem Sender 100 gesendete Leistungsspektrum von einem Ziel-Leistungsspektrum abweicht. Dies kann bewirken, dass die gesendete Leistung zu bestimmten Zeiten zu hoch ist, wodurch die Batterielebensdauer unnötigerweise verkürzt werden kann, oder kann bewirken, dass die gesendete Leistung zu anderen Zeiten zu niedrig ist, was zu übermäßigen Datenfehlern führen kann, wie zum Beispiel verfälschten Daten oder abgeworfenen Anrufen.
Als Versuch, diesen unerwünschten DC-Offsetvektor 206 zu messen, so dass nachfolgende RMS-Leistungsmessungen ihn genau berücksichtigen können, weist der FBR 112 von 1 einen Isolationsschalter 144 auf. Der Isolationsschalter 144 wird geöffnet, um es dem Sender 100 zu erlauben, den DC-Offsetvektor 206 zu einem ersten Zeitpunkt zu messen. Nachdem der DC-Offsetvektor 206 gemessen ist, wird der Isolationsschalter 144 geschlossen, um einen normalen FBR-Betrieb und das nachfolgende Stattfinden von DC-Offset-kompensierten RMS-Messungen zu erlauben. Leider kann der DC-Offsetvektor 206 jedoch mit der Zeit (z. B. auf der Basis der Temperatur, Versorgungsspannung und/oder anderer dynamischer Betriebsbedingungen) variieren, so dass der zu dem ersten Zeitpunkt gemessene DC-Offsetvektor nicht unbedingt für nachfolgende RMS-Messungen genau ist. Deshalb ist der Isolationsschalter 144 von 1 keine optimale Lösung zur Berücksichtigung des in dem FBR 112 eingeführten DC-Vektoroffsets 206.
Um Echtzeit-DC-Offsetvektor-Kompensation ohne Ausschalten eines FBR-Empfängers zu erlauben, hat die vorliegende Offenbarung Techniken entwickelt, bei denen die Phasen von durch den FBR empfangenen LO-Signalen moduliert (z. B. zeitlich geschaltet oder „gechoppt”) werden. Die phasenmodulierten LO-Signale werden benutzt, um das HF-Signal im FBR abwärts umzusetzen, um abwärtsumgesetzte IQ-Signale zu produzieren. Diese abwärtsumgesetzten IQ-Signale durchlaufen dann ein Hochpassfilter, um den DC-Offsetvektor (sowie anderes niederfrequentes Rauschen) im FBR zu entfernen. Diese offenbarten FBR-Techniken erlauben es Delta-Phasenmodulatoren, mit einem Leistungsspektrum zu senden, die auf effiziente Weise gut innerhalb von Zielbereichen liegt, um dadurch dabei zu helfen, ein gutes Gleichgewicht zwischen langen Batterielebensdauern und zuverlässiger Kommunikation zu finden.
3 zeigt einen FBR 300 gemäß bestimmten Ausführungsformen. Der FBR 300 weist einen FBR-Signaleingang 302 auf, der dafür eingerichtet ist, ein Hochfrequenz(HF-)Signal zu empfangen, sowie einen ersten Lokaloszillator(LO-)Signaleingang 304 und einen zweiten Lokaloszillator(LO-)Signaleingang 306, die dafür eingerichtet sind, ein erstes LO-Signal bzw. ein zweites LO-Signal zu empfangen. Das erste LO-Signal und des zweite LO-Signal teilen sich beide dieselbe LO-Frequenz, aber des zweite LO-Signal ist relativ zu dem ersten LO-Signal um ungefähr 90° phasenverschoben. Zusätzlich weist der FBR 300 einen Teiler 308 mit zeitvarianter Phasensteuerung auf. Der Teiler 308 besitzt einen mit dem ersten LO-Signaleingang 304 gekoppelten ersten LO-Ausgang 310, einen mit dem zweiten LO-Signaleingang 306 gekoppelten zweiten LO-Ausgang 312 und einen Phasensteueranschluss 314. Wie hier später ausführlicher erkennbar, wird dem Phasensteueranschluss 314 ein digitales Phasensteuerwort zugeführt, um eine zeitlich variierende Phasenverschiebung in dem ersten LO-Signal und dem zweiten LO-Signal einzuführen, während gleichzeitig eine Phasenverschiebung von 90° zwischen dem ersten LO-Signal und dem zweiten LO-Signal aufrechterhalten wird. Die zeitlich variierende Phasenverschiebung folgt oft einem vorbestimmten Muster, bei dem Phasenänderungen in regelmäßigen Intervallen auftreten, aber die zeitlich variierende Phasenverschiebung kann auch pseudozufällig oder zufällig sein.
Eine oft als Mischer implementierte erste Frequenzumsetzungseinrichtung 316 besitzt einen mit dem FBR-Signaleingang 302 gekoppelten HF-Eingang und einen mit dem ersten LO-Signaleingang 304 gekoppelten ersten LO-Eingang. Eine zweite Frequenzumsetzungseinrichtung 318, die ebenfalls oft als Mischer implementiert wird, besitzt einen mit dem FBR-Signaleingang 302 gekoppelten HF-Eingang und weist einen mit dem zweiten LO-Signaleingang 306 gekoppelten zweiten LO-Eingang auf.
Ein erster Verstärker 320, ein erster Analog-Digital-Umsetzer (ADC) 322 und ein erstes Hochpassfilter 324 befinden sich signalflussabwärts der ersten Frequenzumsetzungseinrichtung 316 (anders ausgedrückt der ersten Frequenzumsetzungseinrichtung 316 nachgeschaltet). Ein zweiter Verstärker 326, ein zweiter ADC 328 und ein zweites Hochpassfilter 330 befinden sich signalflussabwärts der zweiten Frequenzumsetzungseinrichtung 318 (anders ausgedrückt der zweiten Frequenzumsetzungseinrichtung 318 nachgeschaltet). Das erste Hochpassfilter 324 und das zweite Hochpassfilter 330 dämpfen das DC-Vektoroffset sowie niederfrequentes Rauschen, um genaue RMS-Leistungsüberwachung zu erlauben.
Um die Funktionalität des FBR 300 besser zu veranschaulichen, zeigt 4 ein beispielhaftes Konstellationsdiagramm 400, das mit einer Implementierung des FBR 300 von 3 vereinbar ist. Das Konstellationsdiagramm 400 weist ein FBR-Eingangssignal 402 (blau, z. B. auf 302 in 3) und ein FBR-Ausgangssignal 404 (rot, z. B. von HPF 324, 330 in 3 ausgegeben) auf. Obwohl der FBR 300 intern ein DC-Vektoroffset 406 aufweist, bewirkt die zeitlich variierende Phasenverschiebung der LO-Signale, dass das FBR-Ausgangssignal 404 eine andere Form aufweist, in diesem Beispiel ein „X”, das aufgrund des LO-„Chopping” um einen bestimmten Winkel gedreht ist. Die Hochpassfilter 324, 330 dämpfen das DC-Vektoroffset 406, so dass das FBR-Ausgangssignal 404 nicht mehr um das DC-Vektoroffset 406 von dem FBR-Eingangssignal 402 versetzt ist, sondern stattdessen das FBR-Ausgangssignal 404 am Ursprung mit dem FBR-Eingangssignal 402 zentriert ist. Da das DC-Vektoroffset 406 am FBR-Ausgang 404 gedämpft ist, können nachfolgende RMS-Leistungsmessungen für den FBR 300 in 3 genauer als bei herkömmlichen FBR-Techniken sein.
Die nachfolgenden Tabellen 1a–1b zeigen einige Beispiele dafür, wie der Teiler mit zeitlich variabler Phasensteuerung 308 in 3 die LO-Signale auf 312, 314 zeitvariant phasenverschieben kann, um I- und Q-Signale für 320, 326 zweifacher Polarität zu erhalten. In Tabelle 1a sind die Phasen der LO-Signale auf 310, 312 jeweils bei jedem Impuls eines Chopping-Takts mit fester Frequenz (z. B. Zeit 0, Zeit 1, Zeit 2, Zeit 3) um 180° verschoben. Zum Beispiel variiert das der ersten Frequenzumsetzungseinrichtung 316 zugeführte erste LO-Signal zeitlich zwischen einer Phasenverschiebung von 0° und 180°, während das der zweiten Frequenzumsetzungseinrichtung 318 zugeführte zweite LO-Signal zeitlich zwischen 90° und 270° variiert. Das erste LO-Signal und das zweite LO-Signal bleiben jedoch weiterhin um eine im Wesentlichen konstante Phasenverschiebung von 90° relativ zueinander versetzt. Obwohl der Chopping-Takt bei vielen Ausführungsformen eine feste Frequenz aufweisen kann, könnte bei anderen Ausführungsformen auch eine variable, pseudozufällige oder zufällige Frequenz benutzt werden.

Phase von LO-Signal zu I-Pfad Phase von LO-Signal zu Q-Pfad

Zeit 0 0o 90o

Zeit 1 180o 270o

Zeit 2 0o 90o

Zeit 3 180o 270o

Tabelle 1a
Tabelle 1b zeigt ein anderes Beispiel dafür, wie die LO-Signale für die erste Frequenzumsetzungseinrichtung 316 und die zweite Frequenzumsetzungseinrichtung 318 zeitlich geändert werden können.

Phase von LO-Signal zu I-Pfad Phase von LO-Signal zu Q-Pfad

Zeit 0 0o 90o

Zeit 1 180o 90o

Zeit 2 180o 270o

Zeit 3 0o 270o

Zeit 4 0o 90o

Tabelle 1b
In den Beispielen der obigen Tabellen 1a–1b behalten somit das erste und zweite LO-Signal auf 310, 312 eine im Wesentlichen konstante 90°-Phasenverschiebung relativ zueinander, aber jedes einzelne LO-Signal weist zeitlich variierende Phasenverschiebung auf. Die zeitlich variierende Phasenverschiebung basiert auf dem an dem Phasensteueranschluss 314 bereitgestellten Phasensteuerwort.
Bei der Ausführungsform von 3 kann der Teiler mit zeitlich variabler Phasensteuerung 308 auf mehrere verschiedene Weisen implementiert werden. Bei bestimmten Ausführungsformen kann das dem zeitlich variierenden Phasenschieber zugeführte Steuerwort in den Signalen, die den Lokaloszillatoreingängen der Frequenzumsetzungselemente 316, 318 zugeführt werden, eine Phasenverschiebung dergestalt einführen, dass die den Lokaloszillatoreingängen 304, 306 zugeführten Signale über einen Zeitraum, der mehrere zeitlich variierende Phasenverschiebungen des ersten LO-Signals und des zweiten LO-Signals aufweist, im Wesentlichen um 0 ausgeglichen sind. Bei anderen Ausführungsformen verursacht das Steuerwort eine sich regelmäßig wiederholende Phasenverschiebung von ungefähr 180° in dem ersten LO-Signals und dem zweiten LO-Signal.
Bei bestimmten Ausführungsformen kann für den Teller 308 ein Frequenzverdoppler verwendet werden, der mit dem Lokaloszillatoreingang verbunden ist. Diesem folgt wiederum ein Frequenzteiler zum Beispiel in Form eines Master-Slave-Flipflops. Dadurch würde es möglich, auf einfache Weise zwei Signale zu erzeugen, die die Lokaloszillatorfrequenz und ein Phasenoffset von 90° mit Bezug aufeinander aufweisen.
5 zeigt ein Blockdiagramm für eine beispielhafte Sendeanordnung 500, die einen Polarsender 502 und FBR 504 umfasst. Vereinbar mit der Ausführungsform von 3 weist der FBR 504 einen HF-Teiler 506 mit einem Phasensteueranschluss 508 und Hochpassfiltern 510, 512 auf dem I- und Q-Datenpfad.
Die Sendeanordnung 500 wird in einem Beispiel als integrierte Schaltung in einem Halbleiterbody implementiert. Sie besitzt einen ersten Eingang 514 und einen zweiten Eingang 516, die dafür eingerichtet sind, eine digitale phasengleiche Komponente I(k) bzw. eine digitale Quadraturkomponente Q(k) eines zu sendenden Signals zu empfangen. Diese werden durch eine (nicht gezeigte) Basisbandeinheit bereitgestellt. Bei dieser Anordnung berücksichtigt die Basisbandeinheit die Art der für den ausgewählten Mobilkommunikationsstandard zu verwendenden Modulation. Die zu sendenden Binärdaten werden kombiniert, um sogenannte Symbole zu bilden, an die einzelne I- und Q-Werte vergeben werden. Diese werden der Sendeanordnung 500 gemäß dem Symboltakt k als eine gleichphasige Komponente I(k) und Quadraturkomponente Q(k) zugeführt.
Die Eingänge 514 bzw. 516 sind mit einer Koordinatenumsetzungseinrichtung 518, wie etwa einem CORDIC, verbunden. Dies erzeugt ein digitales Phasenmodulationswort (k) und ein zugeordnetes Digital-Amplitudenmodulationswort r(k) aus der gleichphasigen Komponente I(k) und der Quadraturkomponente Q(k). Das Phasenmodulationswort φ(k) spezifiziert den Winkel zwischen der x-Achse auf der IQ-Ebene und dem zu sendenden Symbol, während das Amplitudenmodulationswort r(k) den radialen Betrag des zu sendenden Symbols relativ zu dem Ursprung der IQ-Ebene spezifiziert.
Der Ausgang 520 der Umsetzungseinrichtung 518 zum Abliefern des Phasenmodulationsworts φ(k) ist mit einem Korrektureingang 522 eines Phasenregelkreises 524 verbunden. Hieraus erzeugt der Phasenregelkreis 524 ein frequenz- und phasenmoduliertes Trägersignal und liefert es an seinen Ausgang 526. Der Ausgang 526 ist mit einem Signaleingang 528 eines Leistungsverstärkers 530 verbunden. Der Phasenregelkreis 524 und der Leistungsverstärker 530 sind Teil des Polarsenders 502.
Der Leistungsverstärker 530 umfasst außerdem einen Steuereingang 531. Dieser ist mit dem zweiten Ausgang 532 verbunden, an dem das Amplitudenmodulationswort r(k) bereitgestellt wird. Die beiden Ausgaben 520 und 532 der Umsetzungseinrichtung 518 bilden gleichzeitig auch die erste und zweite Signaleingabe für den Polarsender 502.
Aufgrund des an dem Korrektureingang 530 zugeführten Amplitudenmodulationsworts r(k) ändert der Leistungsverstärker 530 seine Versorgungsspannung. Die resultierende Modulation der Versorgungsspannung ändert auch den Verstärkungsfaktor, und als Ergebnis davon wird die Amplitude des am Eingangsende zugeführten Trägersignals, das bereits phasenmoduliert ist, moduliert. Die Versorgungsspannung des Leistungsverstärkers 530 wird somit durch das Amplitudenmodulationswort r(k) moduliert, und somit wird eine Amplitudenmodulation auf das Trägersignal angewandt. Das verstärkte und amplitudenmodulierte Signal wird am Ausgang 536 des Leistungsverstärkers 530 an die Antenne 534 abgegeben.
Einrichtungskoppler 552 koppelt einen Teil der Leistung in dem der Antenne 534 zugeführten HF-Signal zu dem Rückkopplungsempfänger 504 zurück. Der FBR 504 ist bei dieser Ausführungsform als ein I/Q-Demodulator mit einem i-Datenpfad 538 und einem q-Datenpfad 540 konstruiert. Er weist einen Teiler 506 auf mit einem Referenzsignaleingang 542 zum Empfangen des durch den Phasenregelkreis 524 gelieferten frequenz- oder phasenmodulierten Signals. LO-Ausgänge des Teilers 506 sind mit LO-Eingängen eines ersten und zweiten Mischers 544, 546 gekoppelt. Ein an dem Teilersteueranschluss 508 empfangenes digitales Steuerwort moduliert die jeweiligen Phasen der den Mischern 544, 546 zugeführten LO-Signale. Die Mischerausgänge sind mit Verbindungen 548 bzw. 550 verbunden, nachdem sie Verstärker, Analog-Digital-Umsetzer (ADC) und Hochpassfilter 510, 512 durchlaufen.
Obwohl 5 einen FBR im Kontext einer Sendeanordnung darstellt, versteht sich auch, dass FBR gemäß der vorliegenden Offenbarung nicht auf Sender beschränkt sind. Stattdessen können diese FBR-Techniken auch in anderen Kommunikationseinrichtungen verwendet werden, wie zum Beispiel in Empfängern.
6 zeigt eine Ausführungsform eines Hochpassfilters 700 (z. B. Hochpassfilter 324, 330 von 3), das ein Tiefpassfilter 702 und ein Subtraktionselement 704 zur statischen Offsetkompensation verwendet. Das Subtraktionselement 704 besitzt einen mit einem Ausgang des ADC gekoppelten ersten Eingang 706 und einen mit dem Ausgang des Tiefpassfilters 702 gekoppelten zweiten Eingang 708. Während des Betriebs gelangen hochfrequente und niederfrequente Komponenten aus dem ADC in das Subtraktionselement 704, aber nur die niederfrequenten Komponenten werden über das Tiefpassfilter 702 zu dem zweiten Eingang rückgekoppelt. Somit werden diese niederfrequenten Komponenten in dem Eingangs-ADC-Signal subtrahiert, wenn sie an den Hochpassfilterausgang 710 ausgegeben werden. Somit fungiert der Hochpassfilterausgang 710 als ein Hochpassfilter-Trackingsystem, und alle niederfrequenten Störungen (z. B. DC-Offset, Funkelrauschen, IQ-Phasenungleichgewicht, Lecken von LO zu Mischereingang) werden durch das Hochpassfilter-Trackingsystem aufgehoben.
Obwohl die Offenbarung mit Bezug auf eine oder mehrere Implementierungen gezeigt und beschrieben wurde, werden anderen Fachleuten auf der Basis einer Durchsicht und eines Verständnisses der vorliegenden Beschreibung und der beigefügten Zeichnungen äquivalente Abänderungen und Modifikationen einfallen. Ferner versteht sich, dass Bezeichnungen wie „erster/erste/erstes” und „zweiter/zweite/zweites” keinerlei Art von Reihenfolge oder Platzierung mit Bezug auf andere Elemente implizieren; stattdessen sind „erster/erste/erstes” und „zweiter/zweite/zweites” und andere ähnliche Bezeichnungen lediglich generische Bezeichnungen. Zusätzlich versteht sich, dass der Ausdruck „gekoppelt” direkte und indirekte Kopplung umfasst. Die Offenbarung umfasst alle solchen Modifikationen und Abänderungen und wird nur durch den Schutzumfang der folgenden Ansprüche beschränkt. Insbesondere hinsichtlich der verschiedenen durch die oben beschriebenen Komponenten (z. B. Elemente und/oder Betriebsmittel) ausgeführten Funktionen sollen die zur Beschreibung solcher Komponenten verwendeten Ausdrücke, sofern es nicht anders angegeben wird, einer beliebigen Komponente entsprechen, die die spezifizierte Funktion der beschriebenen Komponente ausführt (z. B. die funktional äquivalent ist), obwohl sie strukturell nicht der offenbarten Struktur äquivalent ist, die die Funktion in den hier dargestellten beispielhaften Implementierungen der Offenbarung ausführt. Obwohl ein bestimmtes Merkmal der Offenbarung möglicherweise mit Bezug auf nur eine von mehreren Implementierungen offenbart wurde, kann zusätzlich ein solches Merkmal mit einem oder mehreren anderen Merkmalen der anderen Implementierungen kombiniert werden, wenn es für eine beliebige gegebene oder bestimmte Anwendung erwünscht und vorteilhaft ist. Zusätzlich sollen die in der vorliegenden Anmeldung und in den angefügten Ansprüchen verwendeten Artikel „ein” und „eine” so aufgefasst werden, dass sie „eines oder mehrere” bedeuten.
Sofern die Ausdrücke „enthält”, „aufweisend”, „besitzt”, „mit” oder Varianten davon entweder in der ausführlichen Beschreibung oder in den Ansprüchen verwendet werden, sollen solche Ausdrücke ferner auf ähnliche Weise wie der Ausdruck „umfassend” einschließend sein.

Claims

Rückkopplungsempfänger (FBR), aufweisend: • einen FBR-Signaleingang, der dafür eingerichtet ist, ein Hochfrequenz-(HF-)Signal zu empfangen; • einen ersten Lokaloszillator(LO-)Signaleingang, der dafür eingerichtet ist, ein erstes LO-Signal zu empfangen, das eine LO-Frequenz aufweist; • einen zweiten LO-Signaleingang, der dafür eingerichtet ist, ein zweites LO-Signal zu empfangen, das die LO-Frequenz aufweist, wobei das zweite LO-Signal relativ zu dem ersten LO-Signal um ungefähr 90° phasenverschoben ist; • einen Teller, aufweisend: einen mit dem ersten LO-Signaleingang gekoppelten ersten LO-Ausgang, einen mit dem zweiten LO-Signaleingang gekoppelten zweiten LO-Ausgang und einen Phasensteueranschluss; wobei dem Phasensteueranschluss ein Phasensteuerwort zugeführt wird, um eine zeitlich variierende Phasenverschiebung in dem ersten LO-Signal und dem zweiten LO-Signal einzuführen, während gleichzeitig eine 90°-Phasenverschiebung zwischen dem ersten und zweiten LO-Signal aufrechterhalten wird.
FBR gemäß Anspruch 1, ferner aufweisend: einen Richtungskoppler, um das HF-Signal dem FBR-Signaleingang zuzuführen, wobei der Richtungskoppler kontinuierlich mit dem FBR-Signaleingang gekoppelt ist.
FBR gemäß Anspruch 1 oder 2, ferner aufweisend: • eine erste Frequenzumsetzungseinrichtung mit einem mit dem FBR-Signaleingang gekoppelten HF-Eingang und einem mit dem ersten LO-Signaleingang gekoppelten ersten LO-Eingang; und • eine zweite Frequenzumsetzungseinrichtung mit einem mit dem FBR-Signaleingang gekoppelten HF-Eingang und mit einem mit dem zweiten LO-Signaleingang gekoppelten zweiten LO-Eingang.
FBR gemäß Anspruch 3, ferner aufweisend: • ein erstes Hochpassfilter signalabwärts der ersten Frequenzumsetzungseinrichtung; und • ein zweites Hochpassfilter signalabwärts der zweiten Frequenzumsetzungseinrichtung.
FBR gemäß Anspruch 4, wobei das erste Hochpassfilter ein Tiefpassfilter und ein Subtraktionselement aufweist.
FBR gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die zeitlich variierende Phasenverschiebung Phasenverschiebungen aufweist, die in einem regelmäßigen Intervall gemäß einem vorbestimmten Muster auftreten.
FBR gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die zeitlich variierende Phasenverschiebung zufällige oder pseudozufällige Phasenverschiebungen aufweist.
FBR gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei der Teiler Folgendes aufweist: einen Frequenzverdoppler, der mit dem LO-Eingang verbunden ist, und einen mit dem Frequenzverdoppler gekoppelten Frequenzteiler.
Kommunikationsanordnung, aufweisend: • einen ersten Signaleingang, der dafür eingerichtet ist, ein Frequenzmodulationssignal zu empfangen; • einen zweiten Signaleingang, der dafür eingerichtet ist, ein Amplitudenmodulationssignal zu empfangen; • einen Phasenregelkreis, der einen Ausgang und einen Korrektureingang, der mit dem ersten Signaleingang gekoppelt ist, aufweist; • eine Verstärkungseinrichtung, die eine mit dem zweiten Signaleingang gekoppelte Steuerverbindung, einen mit dem Ausgang des Phasenregelkreises verbundenen Signaleingang und einen Verstärkerausgang zum Bereitstellen eines HF-Signals aufweist; • einen Teiler mit zeitlich variierender Phasensteuerung, aufweisend: einen mit dem Ausgang des Phasenregelkreises gekoppelten Referenzsignaleingang, einen Steueranschluss zum Empfangen eines Steuerworts und einen ersten Lokaloszillator-(LO-)Ausgang und einen zweiten Lokaloszillator-(LO-)Ausgang zum Bereitstellen eines ersten LO-Signals bzw. zweiten LO-Signals, die auf der Basis des Steuerworts moduliert werden; und • einen Rückkopplungsempfänger (FBR) im Rückkopplungspfad, der einen I-Datenpfad und einen Q-Datenpfad aufweist, wobei der I-Datenpfad dafür eingerichtet ist, eine I-Datenkomponente auf der Basis des HF-Signals und des ersten LO-Signals bereitzustellen, und wobei der Q-Datenpfad dafür eingerichtet ist, eine Q-Datenkomponente auf der Basis des HF-Signals und des zweiten LO-Signals bereitzustellen.
Kommunikationsanordnung gemäß Anspruch 9, wobei des Steuerwort eine zeitlich variierende Phasenverschiebung in dem ersten und zweiten LO-Signal verursacht, während gleichzeitig eine 90° Phasenverschiebung zwischen dem ersten LO-Signal und dem zweiten LO-Signal aufrechterhalten wird.
Kommunikationsanordnung gemäß Anspruch 9 oder 10, wobei das Steuerwort bewirkt, dass die I-Daten- und Q-Datenkomponenten im Wesentlichen um null ausgeglichen sind.
Kommunikationsanordnung gemäß einem der Ansprüche 9 bis 11, wobei das Steuerwort eine sich regelmäßig wiederholende Phasenverschiebung von ungefähr 180° zeitlich in den I-Daten und Q-Datenkomponenten verursacht.
Kommunikationsanordnung gemäß einem der Ansprüche 9 bis 12, ferner aufweisend: einen Richtungskoppler, der dafür eingerichtet ist, einen Teil des durch die Verstärkungseinrichtung gelieferten HF-Signals auszukoppeln und den Teil des HF-Signals an den I-Datenpfad und Q-Datenpfad des FBR zu liefern.
Kommunikationsanordnung gemäß Anspruch 13, wobei der Richtungskoppler kontinuierlich mit dem I-Datenpfad und Q-Datenpfad des FBR gekoppelt ist.
Kommunikationsanordnung gemäß Anspruch 13 oder 14, ferner aufweisend: • eine erste Frequenzumsetzungseinrichtung mit einem mit dem Richtungskoppler gekoppelten HF-Eingang und mit einem ersten LO-Eingang zum Empfangen des ersten LO-Signals; und • eine zweite Frequenzumsetzungseinrichtung mit einem mit dem Richtungskoppler gekoppelten HF-Eingang und mit einem zweiten LO-Eingang zum Empfangen des zweiten LO-Signals.
Kommunikationsanordnung gemäß Anspruch 15, ferner aufweisend: • ein erstes Hochpassfilter signalabwärts der ersten Frequenzumsetzungseinrichtung; und • ein zweites Hochpassfilter signalabwärts der zweiten Frequenzumsetzungseinrichtung.
Kommunikationsanordnung gemäß Anspruch 16, wobei das erste Hochpassfilter ein Tiefpassfilter und ein Subtraktionselement aufweist.