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Hintergrund der Erfindung
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1. Gebiet der Erfindung
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Die vorliegende Erfindung betrifft eine Kommunikationsvorrichtung und ein Kalibrierungsverfahren für diese, und genauer einen Quadraturmodulation-Transceiver und ein Parameterbestimmungsverfahren zum Kalibrieren eines IQ Ungleichgewichts.
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2. Beschreibung des Standes der Technik
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Die Druckschrift
GB 2 408 860 A beschreibt eine drahtlose Kommunikationseinheit mit einer linearisierten Sendeschaltung. Die Sendeschaltung umfasst einen Leistungsverstärker zum Senden eines linearisierten Funksignals und einen Vorwärts-Pfad zum Weiterleiten eines zu sendenden Signals. Die Sendeschaltung umfasst ferner einen Rückkopplungs-Pfad, der zum Rückkoppeln eines Teils des zu sendenden Signals mit dem Leistungsverstärker und dem Vorwärts-Pfad verbunden ist. Der Vorwärts-Pfad und der Rückkopplungs-Pfad bilden zwei Quadratur-Schleifen. Die Sendeschaltung umfasst ferner eine oder mehrere Schleifen-Anpassungsfunktionen zum Anpassen eines Schleifen-Parameters eines oder mehrerer Signale, die der linearisierten Sendeschaltung bereitgestellt werden. Die linearisierte Schaltung umfasst ferner einen Prozessor zum Bereitstellen eines oder mehrerer Trainings-Signale einer ersten und einer zweiten Quadratur-Schleifenschaltung. Der Prozessor ist dazu ausgebildet, ein Quadratur-Ungleichgewicht zwischen der ersten und der zweiten Quadratur-Schleifenschaltung zu messen und, als Antwort, wenigstens einen Parameter zum Bestimmen der Schleifen-Anpassungsfunktion anzupassen. Die Trainings-Signale umfassen ein Phasen-Trainings-Signal und ein Amplituden-Trainings-Signal.
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Es sei auf 1 Bezug genommen. 1 ist eine schematische Darstellung eines Quadraturamplitudenmodulation-Transceivers (QAM-Transceiver) 100 des Standes der Technik. Wie in 1 gezeigt, nutzt die Sendeseite eines QAM-Transceivers 100 des Standes der Technik Mischer 110 und 120, um einen Inphase-Anteil It und einen Quadraturphase-Anteil Qt eines Basisbandsignals oder eines Zwischenfrequenzsignals (IF) aufwärts zu konvertieren, wobei ein Inphase-Übertragungsträger SIt und ein Quadraturphase-Übertragungsträger SQt jeweils mit dem Inphase-Anteil It und dem Quadraturphase-Anteil Qt gemischt werden, um ein Übertragungssignal St für eine Übertragung über ein Antenne 150 zu erzeugen. An der Empfangsseite eines QAM-Transceivers 100 des Standes der Technik wird ein Empfangssignal Sr von einer Antenne 160 empfangen und in die Mischer 130 und 140 eingegeben. Die Mischer 130 und 140 nutzen jeweils einen Inphase-Empfangsträger SIr und einen Quadraturphase-Empfangsträger SQr, um das Empfangssignal Sr abwärts zu konvertieren und einen Inphase-Anteil Ir und einen Quadraturphase-Anteil Qr zu erzeugen. Idealerweise sind der Inphase-Übertragungsträger SIt und der Quadraturphase-Übertragungsträger SQt orthogonal zueinander und ihre Amplituden sind identisch. In ähnlicher Weise sind der Inphase-Empfangsträger SIr und der Quadraturphase-Empfangsträger SQr idealerweise orthogonal zueinander, während ihre Amplituden identisch sind. Dies führt zu einem ausgeglichenen IQ im QAM-Transceiver 100. Jedoch ist dem QAM-Transceiver unter praktischen Bedingungen üblicherweise ein IQ Ungleichgewicht inhärent wobei der Hauptgrund für das IQ Ungleichgewicht ist, dass die Leiterbahnlängen auf dem Schaltungslayout nicht ideal übereinstimmen. Zusätzlich wird das IQ Ungleichgewicht durch die immer höheren Trägerfrequenzen stark negativ beeinflusst, auch wenn die Leiterbahnlängen nur geringfügig verschieden sind.
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Es gibt vier Haupt-Fehlerparameter, die üblicherweise in der IQ Ungleichgewicht-Modellierung verwendet werden. Diese Parameter sind: der Phasenfehler des Übertragungsträgers, der Amplitudenfehler des Übertragungsträgers, der Phasenfehler des Empfangsträgers und der Amplitudenfehler des Empfangsträgers. Viele Verfahren zum Kalibrieren eines IQ Ungleichgewichts werden im Stand der Technik vorgeschlagen, wovon die meisten zusätzlich ein sequentielles Suchverfahren verwenden. Durch sequentielles Suchen wird jeder Fehlerparameter einzeln eingestellt, wobei nachfolgend Einstellungen an anderen Parametern für eine Feinabstimmung des IQ folgen, bis die Kalibrierung systematisch vollendet ist. Die Fehlerparameter, die zu der Sendeseite korrespondieren, werden üblicherweise zuerst eingestellt, und dann werden die Fehlerparameter, die zu der Empfangsseite korrespondieren, eingestellt. Jedoch ist immer noch eine Kostenfunktion notwendig, um das aktuelle Niveau des IQ Ungleichgewichts zu messen, um als eine Referenz beim Einstellen der Fehlerparameter zu dienen. Das sequentielle Suchverfahren ist beendet, wenn der Wert der Kostenfunktion ein lokales Minimum erreicht hat. Diese Verfahren zum Kalibrieren eines IQ Ungleichgewichts unter Verwendung einfacher Konzepte können einfach implementiert werden, jedoch können immer noch viele Fehler daraus resultieren.
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Zuerst werden die Sendeseite und die Empfangsseite nicht im gleichen Vorgang kalibriert. Alternativ werden die Fehlerparameter, die zu der Sendeseite korrespondieren, zuerst kalibriert, gefolgt von den Fehlerparametern, die zu der Empfangsseite korrespondieren. Dieses Verfahren der Kalibrierung führt zu einer Fehlerverbreitung, wenn die Kalibrierung nicht korrekt ist. Genauer gesagt, würde sich ein potenzieller Kalibrierungsfehler an der Sendeseite zur Empfangsseite verbreiten, wodurch der entstehende Kalibrierungsfehler an der Empfangsseite weiter vergrößert wird. Zweitens sind gemäß diesen herkömmlichen Verfahren zusätzliche analoge Schaltungen erforderlich, um eine anschließende Signalverarbeitung durchzuführen und dann entstehen zusätzliche Fehlerquellen, während die Kalibrierungsprozedur durchgeführt wird. Dies beeinflusst und beeinträchtigt die Genauigkeit der Kalibrierungsprozedur stark. Schließlich ist die Verwendung einer Kostenfunktion und eines Suchalgorithmus nicht nur von minimierten Fehlerparametern abhängig. Beim Durchführen der Kalibrierungsprozedur für ein IQ Ungleichgewicht, werden die Konvergenz und die Konvergenzgeschwindigkeit der Kostenfunktion in hohem Maße berücksichtigt, und die Konvergenz und die Konvergenzgeschwindigkeit der Kostenfunktion werden von der Kostenfunktion selbst, dem Suchalgorithmus und dem Anfangszustand beeinflusst. Die Auswahl einer Kostenfunktion sollte nicht übermäßig kompliziert sein, so dass die akzeptable Konvergenzgeschwindigkeit nicht zu langsam ist. Da die Fehlerparameter gegenseitig voneinander abhängig sind, sollte ein optimales Suchverfahren ein zweidimensionales Suchverfahren sein. Jedoch ist die Komplexität im Zusammenhang mit einem zweidimensionalen Suchverfahren viel größer und es ist schwieriger, eine Konvergenz zu erreichen. Dies ist der Hauptgrund, warum im Stand der Technik typischerweise ein sequentielles Suchverfahren angewandt wird, auch wenn ein niedrigerer Genauigkeitsgrad erhalten wird. All dies ist im Stand der Technik schwierig und unzureichend.
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Zusammenfassung der Erfindung
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Es ist deshalb eines der Ziele der beanspruchten Erfindung, eine Prüfschleifenkomponente bereitzustellen, um ein Prüfschleifensignal zu erzeugen. Das Prüfschleifensignal besitzt eine unterschiedliche Amplitude oder eine unterschiedliche Phase, um das IQ Ungleichgewicht im Quadraturmodulations-Transceiver (z. B. dem QAM-Transceiver) zu kalibrieren. Auf diese Weise wird ein Parameterbestimmungsverfahren bereitgestellt, um die oben genannten Probleme zu lösen.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Quadraturmodulations-Transceiver offenbart. Der Quadraturmodulations-Transceiver umfasst einen Sender, eine Prüfschleifenkomponente, einen Empfänger und eine Kalibrierungseinheit. Der Sender wird verwendet, um einen Inphase-Anteil und einen Quadraturphase-Anteil, die zu einem Eingangssignal korrespondieren, zu empfangen und ein Übertragungssignal durch Aufwärtskonvertieren des Inphase-Anteils und des Quadraturphase-Anteils gemäß einem InphaseÜbertragungsträger bzw. einem Quadraturphase-Übertragungsträger zu erzeugen. Die Prüfschleifenkomponente ist mit dem Sender verbunden und wird verwendet, um einen Prüfschleifenparameter bereitzustellen, um das Übertragungssignal einzustellen, so dass ein Prüfschleifensignal erzeugt wird. Die Prüfschleifenkomponente umfasst außerdem eine Vielzahl von Sätzen von Prüfschleifenparametern, wobei der Prüfschleifenparameter ein Satz der Vielzahl von Sätzen von Prüfschleifenparametern ist. Der Empfänger ist mit der Prüfschleifenkomponente verbunden und wird verwendet, um das Prüfschleifensignal abwärts zu konvertieren, um einen Inphase-Anteil und einen Quadraturphase-Anteil, die zu einem Empfangssignal korrespondieren, gemäß einem Inphase-Empfangsträger bzw. einem Quadraturphase-Empfangsträger zu erzeugen. Die Kalibrierungseinheit ist mit dem Sender und dem Empfänger verbunden und wird verwendet, um das Eingangssignal zu erzeugen, das Empfangssignal zu empfangen und die Kalibrierungsparameter für das IQ Ungleichgewicht des Quadraturmodulations-Transceivers zu berechnen. Der Quadraturmodulations-Transceiver weist einen Wähler auf, der mit dem Sender und der Prüfschleifenkomponente verbunden ist, um zu bestimmen, ob das Übertragungssignal in die Prüfschleifenkomponente eingegeben wird.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Bestimmen der Kalibrierungsparameter für ein IQ Ungleichgewicht offenbart, das bei einem Quadraturmodulations-Transceiver anwendbar ist. Erstens wird ein Inphase-Anteil und ein Quadraturphase-Anteil von einem Eingangssignal empfangen und aufwärts konvertiert, um ein Übertragungssignal gemäß einem Inphase-Übertragungsträger bzw. einem Quadraturphase-Übertragungsträger zu erzeugen. Zweitens verwendet das Verfahren einen Prüfschleifenparameter, um das Übertragungssignal einzustellen, so dass ein Prüfschleifensignal erzeugt wird. Drittens konvertiert das Verfahren das Prüfschleifensignal abwärts, um einen Inphase-Anteil und einen Quadraturphase-Anteil eines Empfangssignals gemäße einem Inphase-Empfangsträger bzw. einem Quadraturphase-Empfangsträger zu erzeugen. Schließlich berechnet das Verfahren die Kalibrierungsparameter eines IQ Ungleichgewichts des Quadraturmodulations-Transceivers. Bei dem Verfahren wird einen Wähler bereitgestellt. Dabei wird der Wähler verwendet, um zu bestimmen, ob das Übertragungssignal in die Prüfschleifenkomponente eingegeben wird.
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Diese und andere Ziele der vorliegenden Erfindung werden ohne Zweifel für diejenigen mit allgemeiner Kenntnis auf dem Gebiet nach dem Lesen der nachfolgenden genauen Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels, das in den verschiedenen Figuren und Zeichnungen dargestellt ist, offensichtlich werden.
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Kurzbeschreibung der Zeichnungen
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1 ist eine schematische Darstellung eines Quadraturamplitudenmodulations-Transceivers (QAM-Transceivers) des Standes der Technik.
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2 ist eine schematische Darstellung eines Ausführungsbeispiels eines QAM-Transceivers gemäß der vorliegenden Erfindung.
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3 ist eine schematische Darstellung des Verhältnisses zwischen der Amplitude und der Frequenz eines ideal gemischten Signals.
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4 ist eine schematische Darstellung des Verhältnisses zwischen der Amplitude und der Frequenz in einem gemischten Signal, das zu einem Quadraturphase-Träger mit einer zusätzlichen Phasenverschiebung korrespondiert.
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5 ist eine schematische Darstellung einer in 2 gezeigten Prüfschleifenkomponente.
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6 ist eine schematische Darstellung eines in 2 gezeigten Pfadwählers.
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Ausführliche Beschreibung
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Es sei auf 2 Bezug genommen. 2 ist eine schematische Darstellung eines Ausführungsbeispiels des QAM-Transceivers 200 gemäß der vorliegenden Erfindung. Wie in 2 gezeigt, umfasst der QAM-Transceiver 200 eine Kalibrierungseinheit 205, eine Vielzahl von Mischern 210, 220, 230, 240, eine Vielzahl von Pfadwählern 250, 260, eine Prüfschleifenkomponente 270 und eine Vielzahl von Antennen 280, 290. Wenn der QAM-Transceiver 200 in Betrieb ist, empfängt der Mischer 210 einen Inphase-Anteil It eines empfangenen Signals und konvertiert den Inphase-Anteil It mit einem Inphase-Übertragungsträger SIt aufwärt. Ein weiterer Mischer 220 empfängt den Quadraturphase-Anteil Qt des empfangenen Signals und konvertiert den Quadraturphase-Anteil Qt mit einem Quadraturphase-Übertragungsträger SQt aufwärts. Die Ausgangssignale von den Mischern 210 und 220 werden dann kombiniert, um ein Übertragungssignal St zu erzeugen. Unter normalen Transceiverbedingungen wählt der Pfadwähler 250 das Übertragungssignal St aus und überträgt es an die Antenne 280 zur Ausstrahlung.
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Bezüglich der Empfangsseite wird ein Antennenempfangssignal Sa von der Antenne 290 empfangen und dann zum Pfadwähler 260 übertragen. Der Pfadwähler 260 wählt dann das Empfangssignal Sr und gibt dieses jeweils in die Mischer 230 und 240 aus. Der Mischer 230 konvertiert das Empfangssignal Sr mit einem Inphase-Empfangsträger SIr abwärts, um einen Inphase-Anteil Ir, der zu einem Ausgangssignal korrespondiert, zu erzeugen, während der Mischer 240 das Empfangssignal Sr mit einem Quadraturphase-Empfangsträger SQr abwärts konvertiert, um einen Quadraturphase-Anteil Qr, der zu dem Ausgangssignal korrespondiert, zu erzeugen. Es sei angemerkt, das unter normalen Transceiverbedingungen das Empfangssignal Sr gleich dem Antennenempfangssignal Sa ist, so dass der Pfadwähler 260 das Antennenempfangssignal Sa einfach weiterleitet. Wenn man eine ideale Betriebsbedingung annimmt, ist die Phasendifferenz zwischen einem Inphase-Übertragungsträger SIt und einem Quadraturphase-Übertragungsträger SQt 90°, wobei ihre Amplituden gleich sind. Der Inphase-Anteil It und der Quadraturphase-Anteil Qt sind beide sinusförmige Signale mit einer Frequenz f2, die wie folgt dargestellt sind: It = a × cos(2πf2t) Gleichung (1) Qt = a × sin(2πf2t) Gleichung (2)
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In den obigen Gleichungen repräsentiert „a” die Amplitude des jeweiligen Signals, während „t” die Zeit repräsentiert.
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Wenn der Inphase-Träger SIr und der Quadraturphase-Träger SQr sinusförmige Signale mit einer hohen Frequenz f1 sind und jeweils als cos(2fπ1t) bzw. -sin(2fπ1t) dargestellt sind, werden der Inphase-Anteil Ir und der Quadraturphase-Anteil Qr gemischt und kombiniert, um ein Übertragungssignal St durch den Inphase-Träger SIr bzw. den Quadraturphase-Träger SQr zu erzeugen. Das Übertragungssignal St kann mit einer Summierung der folgenden Gleichungen dargestellt werden: a × cos(2πf1t)cos(2πf2t) = a / 2cos((2πf1 – 2πf2)t) + a / 2cos((2πf1 + 2πf2)t) Gleichung (3) –a × sin(2πf1t)sin(2πf2t) = –a / 2cos((2πf1 – 2πf2)t) + a / 2cos((2πf1 + 2πf2)t) Gleichung (4)
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Wie durch Gleichung (3) und Gleichung (4) gezeigt, würde das untere Seitenbandsignal (f1 – f2) vollständig eliminiert werden und nur das obere Seitenbandsignal (f1 + f2) bleibt übrig. Dadurch entsteht ein einzelnes Seitenbandsignal. In der gleichen Weise würde das obere Seitenbandsignal (f1 + f2) vollständig eliminiert werden und das untere Seitenbandsignal (f1 – f2) bleibt übrig, so dass ein einzelnes Seitenbandsignal durch Umkehren von einem oder drei der Inphase-Träger SIr, Quadraturphase-Träger SQr, Inphase-Anteil It oder Quadraturphase-Anteil Qt erzeugt wird. Bei dieser idealen Bedingung gibt es kein IQ Ungleichgewicht.
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Wenn jedoch die Phasendifferenz zwischen dem Inphase-Träger SIr und dem Quadraturphase-Träger SQr nicht 90° ist, oder wenn ihre Amplituden unterschiedlich sind, wird das untere Seitenbandsignal nicht eliminiert, wie in Gleichung (3) und Gleichung (4) gezeigt, wodurch ein Bildsignal oder Spiegelsignal (image signal) erzeugt wird. Wie oben erwähnt, kann das gemischte Signal, wenn der Quadraturphase-Träger SQr eine zusätzliche Phasenverschiebung θ erhält, dann wie folgt dargestellt werden: –a × sin(2πf1t)sin(2πf2t + θ) = –a / 2cos((2πf1 –2πf2)t – θ) + a / 2cos((2πf1 + 2πf2)t + θ) Gleichung (5)
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Deshalb wird, zusätzlich zur Verschiebung des integrierten oberen Seitenbandsignals (f1 + f2) in dem Übertragungssignal St aufgrund der zusätzlichen Phasenverschiebung θ das integrierte untere Seitenband-Signal (f1 – f2) in dem Übertragungssignal St nicht eliminiert, und das oben erwähnte Spiegelsignal wird erzeugt. Es sei auf 3 und 4 Bezug genommen. 3 zeigt eine schematische Darstellung des Verhältnisses zwischen der Amplitude und der Frequenz eines ideal gemischten Signals. 4 ist eine schematische Darstellung des Verhältnisses zwischen der Amplitude und der Frequenz in einem gemischten Signal, das zu einem Quadraturphase-Träger mit einer zusätzlichen Phasenverschiebung korrespondiert. Wie in 3 gezeigt, erscheint in einem ideal gemischten Signal nur das obere Seitenbandsignal (f1 + f2). Jedoch erscheint, wie in 4 gezeigt, wegen der zusätzlichen Phasenverschiebung ein Spiegelsignal auf dem unteren Seitenbandspektrum (f1 – f2) des Signals.
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Bei einer nicht idealen Mischung kann, wie oben erwähnt, eine Verzerrung bei der Demodulation, verursacht durch das IQ Ungleichgewicht, in einer digitalen Domäne oder einer analogen Domäne kompensiert werden, wenn die Phasenfehlanpassung und die Verstärkungsfehlanpassung zwischen diesen Trägern korrekt bestimmt werden. Da die Kalibrierungsprozedur für das IQ Ungleichgewicht mit Hilfe des QAM-Transceivers 200 funktioniert, wie in 2 gezeigt, erzeugt die Kalibrierungseinheit 205 ein Eingangssignal, bei dem dessen Inphase-Anteil It für eine Aufwärtskonvertierung mit dem Inphase-Übertragungsträger SIt in den Mischer 210 eingegeben wird. In ähnlicher Weise wird der Quadraturphase-Anteil Qt des Eingangssignals für eine Aufwärtskonvertierung mit dem Quadraturphase-Übertragungsträger SQt in den Mischer 220 eingegeben. Das Übertragungssignal St wird nun über den Pfadwähler 250 zur Prüfschleifenkomponente 270 übertragen. In diesem Ausführungsbeispiel bietet die Prüfschleifenkomponente 270 eine Amplitudeneinstellung und eine Phaseneinstellung, um das Übertragungssignal St einzustellen. Dies erzeugt ein Prüfschleifensignal SIb, das durch über den Pfadwähler 260 zur Empfangsseite übertragen wird. Das Ausgangssignal (d. h. das Empfangssignal Sr) des Pfadwählers 260 wird dann zu den Mischern 230 und 240 übertragen, wo der Inphase-Empfangsträger SIr und der Quadaturphase-Empfangsträger SQr verwendet werden, um das Empfangssignal Sr abwärts zu konvertieren, um den Inphase-Anteil Ir bzw. den Quadraturphase-Anteil Qr zu erzeugen, welche zu dem Ausgangssignal korrespondieren. Schließlich wird das Ausgangssignal in die Kalibrierungseinheit 205 eingegeben, um eine Kalibrierungsoperation durchzuführen, um die Kalibrierungsparameter für das IQ Ungleichgewicht zu bestimmen. Es sei angemerkt, dass die Prüfschleifenkomponente 270 eine Vielzahl von Amplitudeneinstellungen und Phaseneinstellungen in Sätzen bereitstellt und einen Satz aus diesen Sätzen auswählt, um die Amplitude und die Phase des Übertragungssignals St einzustellen.
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In diesem Abschnitt wird ein üblicherweise verwendetes IQ Ungleichgewichts-Modell genutzt, um die Bestimmung der Kalibrierungsparameter in der vorliegenden Erfindung zu erläutern. Es sei angenommen, dass der Inphase-Übertragungsträger SIt, der Quadiaturphase-Übertragungsträger SQt, der Inphase-Empfangsträger SIr und der Quadraturphase-Empfangsträger SQr wie folgt dargestellt werden: SIt = (1 + αt)cos(2πf1t + θt) Gleichung (6) SQt = –sin(2πf1t) Gleichung (7) SIr = (1 + αr)cos(2πf1t + θr) Gleichung (8) SQr = –sin(2πf1t) Gleichung (9)
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In den Gleichungen (6), (7), (8) und (9) repräsentieren die Werte αt und αr den Amplitudenfehler des Übertragungsträgers bzw. den Amplitudenfehler des Empfangsträgers, und die Werte θt und θr repräsentieren die Phasenfehler des Übertragungsträgers bzw. den Phasenfehler des Empfangsträgers. Die Frequenz f1 ist eine Trägerfrequenz, während der Wert t ein Zeitindex ist.
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Wie in den Gleichungen (6), (7), (8) und (9) gezeigt, gibt es vier Fehlerparameter, die bestimmt werden müssen. In diesem Ausführungsbeispiel gibt es acht unbekannte aufzulösende Werte für das Eingangssignal und das Ausgangssignal, da die Prüfschleifenkomponente 270 zwei Sätze von Amplitudeneinstellung A und Phaseneinstellung θd bereitstellt. Für ein bestimmtes Eingangssignal kann die Kalibrierungsschleife des QAM-Transceivers 200 vier Gleichungen bereitstellen. Wenn die Kalibrierungseinheit 205 somit zwei Sätze von unterschiedlichen Eingangssignalen oder mehr bereitstellen kann, werden zumindest acht Gleichungen erhalten, um die acht unbekannten Werte erfolgreich aufzulösen. Es sei angenommen, dass der Inphase-Übertragungsträger It und der Quadraturphase-Übertragungsträger Qt wie folgt dargestellt werden: It = a × S Gleichung (10) Qt = b × S Gleichung (11) wobei a und b Skalare der Amplitude sind und S ein beliebiges Basisband- oder Mittelbandsignal ist. Deshalb kann das Ubertragungssignal St wie folgt dargestellt werden: St = (1 + αt)aScos(2πf1t + θt) – bSsin(2πf1t) Gleichung (12)
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Das Prüfschleifensignal SIb, das über die Prüfschleifenkomponente 270 vom Übertragungssignal St ausgegeben wird, wird dann wie folgt dargestellt: SIb = A[(1 + αt)aScos(2πf1t + θt – θd) – bSsin(2πf1t – θd)] Gleichung (13)
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Das Prüfschleifensignal SIb läuft durch die Mischer 230, 240, wobei der Niederfrequenzanteil des Prüfschleifensignals SIb mit einem Tiefpassfilter (LPF, in 2 nicht gezeigt) entnommen wird. Der Inphase-Anteil Ir und der Quadraturphase-Anteil Qr des Ausgangssignals können dann wie folgt dargestellt werden: Ir = LPF{A[(1 + αt)aScos(2πf1t + θt – θd) – bSsin(2πf1t – θd)] × [(1 + αr)cos(2πf1t + θr)]}
= (1/2)A(1 + αt)(1 + αr)aScos(θt – θd – θr) + (1/2)A(1 + αr)bSsin(θd + θr) Gleichung (14) Qr = LPF{A[(1 + αt)aScos(2πf1t + θt – θd) – bSsin(2πf1t – θd)] × [–sin(2πf1t)]}
= (1/2)A(1 + αt)aSsin(θt – θd) + (1/2)AbScos(θd) Gleichung (15)
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Für die Parameter αt, αr, θt und θr wird die Annahme αt, αr, θt und θr << 1 getroffen, um die Gleichungen (14) und (15) zu vereinfachen, wie nachfolgend gezeigt: Ir = (1/2)AaS[(1 + αt + αr)cosθd + sinθd(θt – θr)] + (1/2)AbS[(1 + αr)sinθd + cos(θdθr)] Gleichung (16) Qr = (1/2)AaS[–(1 + αt)sinθd + cos(θdθt)] + (1/2)AbScos(θd) Gleichung (17)
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Festgelegte Werte werden jeweils für (a, b) bzw. (A, θd) substituiert, wodurch sich die unabhängigen linearen Gleichungen für jeden nachfolgend aufgeführten Testsatz ergeben:
- (1) (a, b) = (1, 0) und (A1, θd1)
- 2Ir1/S = A1[(1 + αt + αr)cosθd1 + sinθd1(θt – θr)] Gleichung (18)
- 2Qr1/S = A1[–(1 + αt)sinθd1 + cos(θd1θr)] Gleichung (19)
- (2) (a, b) = (0, 1) und (A1, θd1)
- 2Ir2/S = A1[(1 + αr)sinθd1 + cos(θd1θr)] Gleichung (20)
- 2Qr2/S = A1cosθd1 Gleichung (21)
- (3) (a, b) = (1, 0) und (A2, θd2)
- 2Ir3/S = A2[(1 + αt + αr)cosθd2 + sinθd2(θt – θr)] Gleichung (22)
- 2Qr3/S = A2[–(1 + αt)sinθd2 + cos(θd2θr)] Gleichung (23)
- (4) (a, b) = (0, 1) und (A2, θd2)
- 2Ir4/S = A2[(1 + αr)sinθd2 + cos(θd2θr)] Gleichung (24)
- 2Qr4/S = A2cosθd2 Gleichung (25)
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Gemäß diesen obigen Gleichungen (18) bis (25) werden alle vier Fehlerparameter, einschließlich αt, αr, θt und θr korrekt berechnet. Diese vier Fehlerparameter können dann verwendet werden, um das IQ Ungleichgewicht unter Verwendung eines Kompensationsschemas des Standes der Technik auszugleichen. Dieses Kompensationsschema, das den Fachleuten auf dem Gebiet gut bekannt ist, wird hier der Kürze wegen nicht diskutiert. Es sei angemerkt, dass, während die zwei von der Prüfschleifenkomponente 270 bereitgestellten Sätze von Phaseneinstellungen unterschiedlich sind, die obigen Gleichungen dennoch gelöst bleiben. Außerdem kann die Berechnung im Zusammenhang mit der Lösung dieser Gleichungen deutlich vereinfacht werden, wenn der Unterschied zwischen den zwei Phaseneinstellungen 90° ist.
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In praktischen Anwendungen korrespondiert jeder Satz von Amplitudeneinstellung und Phaseneinstellung, die von der Prüfschleifenkomponente 270 durchgeführt werden, zu jedem einzelnen Pfad in der Prüfschleifenkomponente 270. Das heißt, die Amplitudeneinstellung und die Phaseneinstellung, die für jeden Pfad in der Prüfschleifenkomponente 270 auftreten, variieren. Deshalb können verschiedene Sätze von Amplituden- und Phaseneinstellungen im Übertragungssignal St hinzugefügt werden, indem verschiedene Pfade gewählt werden. Es sei auf 5 Bezug genommen. 5 ist eine schematische Darstellung eines Ausführungsbeispiels der in 2 gezeigten Prüfschleifenkomponente 270. Wie in 5 gezeigt, umfasst die Prüfschleifenkomponente 270 eine Vielzahl von Pfaden und einen Wähler 272, wobei der Wähler 272 verwendet wird, um einen Pfad aus der Vielzahl von Pfaden auszuwählen. Jeder Pfad korrespondiert zu einer bestimmten Amplitudeneinstellung A1~An und Phaseneinstellungen θ1~θn. In einem weiteren Ausführungsbeispiel der Prüfschleifenkomponente 270 ist der Wähler 272 im Ausgangspfad der Prüfschleifenkomponente 270 angeordnet. In diesem Fall wird das Übertragungssignal St in alle Pfade eingegeben, wobei es von allen verschiedenen Amplitudeneinstellungen A1~An und Phaseneinstellungen θ1~θn eingestellt wird, und ein bestimmter Pfad wird vom Wähler 272 ausgewählt, um ein erwünschtes eingestelltes Übertragungssignal St zum Empfangsanschluss des Pfadwählers 260 durchzuleiten.
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Es sei auf 6 Bezug genommen. 6 ist eine schematische Darstellung des in 2 gezeigten Pfadwählers 250. Wie in 6 gezeigt, umfasst der Pfadwähler 250 einen Koppler, der durch zwei benachbarte Leitungen implementiert ist. Wenn das Übertragungssignal St in den Pfadwähler 250 eingegeben wird, wird ein Teil der Energie gekoppelt und zum gekoppelten Ende ausgegeben. Um sicherzustellen, dass der Anteil der gekoppelten Energie die normale Funktion der Empfangsseite im QAM-Transceiver 200 nicht beeinflusst, kann ein Schalter (nicht gezeigt) zusätzlich im Eingangsanschluss der Prüfschleifenkomponente 270 eingesetzt werden. Der Schalter kann ausgeschaltet werden, während der QAM-Transceiver 200 eine normale Funktion ausführt, und angeschaltet werden, während der QAM-Transceiver 200 die Kalibrierungsoperation durchführt. Es sei angemerkt, dass die Verwendung des Schalters stark von den praktischen Designanforderungen abhängt. Manche Implementierungen der QAM-Transceiver sind derart, dass die Empfangsseite und die Sendeseite nicht gleichzeitig arbeiten, wobei nur jeweils eine Seite arbeitet. In dieser Situation ist der Schalter für den Betrieb des QAM-Transceivers 200 nicht länger notwendig. Es sei angemerkt, dass die Verwendung des Schalters nur ein Beispiel darstellt und keine Einschränkung der vorliegenden Erfindung sein soll. In einem weiteren Ausführungsbeispiel wird der Pfadwähler 250 unter Verwendung eines einfachen Wählers implementiert. Der Wähler kann das Übertragungssignal St mit der Antenne 280 koppeln, während der QAM-Transceiver 200 normal arbeitet. Das Übertragungssignal St kann auch durch den Wähler mit der Prüfschleifenkomponente 270 gekoppelt werden, während der QAM-Transceiver 200 die Kalibrierungsoperation durchläuft.
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Der QAM-Transceiver und das Verfahren zum Kalibrieren eines IQ Ungleichgewichts, welches in der vorliegenden Erfindung offenbart sind, nutzen eine Prüfschleifenkomponente, um zwei oder mehr Sätze von Amplituden- und Phaseneinstellungen bereitzustellen, so dass das ausgegebene Übertragungssignal genau eingestellt wird. Das eingestellte Übertragungssignal wird dann von der Empfangsseite empfangen und in diesen eingegeben, um die Fehlerparameter für das IQ Ungleichgewicht zu bestimmen. Gemäß der vorliegenden Erfindung verringern zusätzliche Schaltungen, die in der vorliegenden Erfindung verwendet werden, d. h. die Prüfschleifenkomponente, das Auftreten von Fehlern, die im Stand der Technik zu finden sind, und die Kostenfunktion ist somit nicht erforderlich, um das IQ Ungleichgewicht zu evaluieren, so dass Stabilität nicht länger ein Problem ist, das zu berücksichtigen ist.
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Die Fachleute auf dem Gebiet werden einfach erkennen, dass viele Modifikationen und Abänderungen der Vorrichtung und des Verfahrens durchgeführt werden können, währen die Lehren der Erfindung erhalten bleiben. Dementsprechend sollte die obige Offenbarung so gedacht sein, dass sie nur durch Maß und Ziel der beigefügten Ansprüche beschränkt ist.
