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Zur Verringerung des Kraftstoffverbrauchs werden moderne Kfz-Ottomotoren mit hohem Ladedruck von 2 bis 3 Bar betrieben. Man macht sich dabei den besseren Wirkungsgrad bei höherer Druckdifferenz beim Otto-Prozess zunutze. Da nun ein Zusammenhang zwischen dem Druck in der Brennkammer eines Verbrennungsmotors und der Durchbruchspannung der Zündkerze besteht (Paschen-Gesetz), erfordert dies eine wesentliche Erhöhung der Zündspannung von heutzutage gebräuchlichen 15 bis 25 kV auf nunmehr 30 bis 45 kV.
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Gebräuchliche magnetische Zündsysteme erzeugen diese hohe Durchbruchspannung, indem ein speziell dafür ausgelegter Transformator, der häufig als Zündspule bezeichnet wird, aus der 12 V Bordnetzspannung magnetisch aufgeladen wird. Wird nun die Verbindung zum Bordnetz – etwa mit Hilfe eines als IGBT ausgebildeten Schaltmittels – unterbrochen, so wird das zusammenbrechende Magnetfeld die Spannung solange steigern, bis sich ein erneuter Stromfluss einstellt. Bedingt durch das Übersetzungsverhältnis des Transformators (z. B. 1:100) entsteht an seinem sekundärseitigen Ausgang eine sehr hohe Spannung, die der Zündkerze zugeleitet wird. Übersteigt diese Spannung die Isolationsspannung der Zündkerze, erfolgt der gewünschte Durchbruch zwischen den Elektroden, wobei die Spannung von ca. 15 bis 25 kV sehr schnell auf ca. 1 bis 3 kV zusammenbricht. Die im magnetischen Feld des Transformators gespeicherte Energie entlädt sich nun in dem entstehenden Lichtbogen in etwa 1 ms. Dies führt dann zur Entflammung des Gemisches im Brennraum (Zündung).
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Wichtig ist dabei, dass nicht die gesamte, ursprünglich gespeicherte Energie zur Speisung des Lichtbogens verfügbar ist, sondern bereits ein Teil zum Aufbau der Durchbruchspannung verloren geht. Dies ist darin begründet, dass Sekundärwicklung, Zuleitungen und Zündkerze einen parasitären, sekundärseitigen Kondensator bilden, zu dessen Aufladung auf die Durchbruchspannung Energie benötigt wird: E = 1/2·Csec·Usec2.
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Bei einer gebräuchlichen sekundären parasitären Kapazität Csec von 50 pF und einer Durchbruchspannung von 20 kV beträgt die für den Durchbruch benötigte Energie 10 mJ. Bei einer gebräuchlichen Abgabeenergie der Zündspule von 70 bis 100 mJ spielt dies keine besondere Rolle.
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Steigt nun jedoch die Durchbruchspannung auf 40 kV, so wird die für den Durchbruch erforderliche Energie entsprechend auf 40 mJ anwachsen, was dann aber ein erheblicher Teil der Abgabeenergie ist. Zwar geht die im Kondensator gespeicherte Energie nicht verloren, wegen der Kürze der Entladedauer von etwa 1 ns bis 5 ns trägt sie aber wenig zur Erhitzung des Plasmas im Lichtbogen bei.
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Die erhöhte Entladeenergie führt zu der Forderung nach erhöhter Abgabeenergie der Zündspule und das bei gleichzeitiger Erhöhung der Isolationsanforderungen (45 kV). Zugleich soll die Zündspule möglichst klein und kompakt gebaut sein, da sie typischerweise im oder oberhalb des Kerzenschachtes am Motor verbaut ist und somit die Gesamthöhe des Motors mitbestimmt.
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Üblicherweise wird – bei stöchiometrischem Brennverfahren – zur Steuerung der Abgabeleistung die angesaugte Luftmenge verändert. Dies geschieht etwa durch Veränderung der Drosselklappenposition oder der Steuerzeiten der Einlassventile. Da nur der Sauerstoffanteil der angesaugten Luft zur Verbrennung beiträgt, kann auch ein Teil des verbrannten, sauerstoffarmen Abgases in den Brennraum zurückgeführt werden, was dann hilft, die verbrauchsschädlichen Drosselungsverluste des Motors zu verringern. Zur weiteren Reduzierung des Kraftstoffverbrauchs soll der Motor nun auch bei Teillast sowohl mit hohem Ladedruck als auch hoher Abgas-Rückführ-Rate (EGR, Exhaust Gas Recirculation) betrieben werden. Im Rahmen von Untersuchungen an Motoren hat sich gezeigt, dass hierzu neben einer längeren Brenndauer (2 ms–5 ms) des Lichtbogens auch eine wesentliche Erhöhung des Brennstromes auf ca. 200 mA erforderlich ist.
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Die Erfindung betrifft daher eine Vorrichtung zum Zünden einer Zündkerze eines Kraftfahrzeugs mit einem Zündtransformator, an dessen Sekundärwicklung die Zündkerze anschließbar ist, einer aus einer ersten Serienschaltung aus einem ersten und einem zweiten steuerbaren Schaltmittel, deren Verbindungspunkt einen ersten Mittenabgriff bildet und die zwischen einem Versorgungspotential und einem Bezugspotential verschaltet ist, sowie einer zweiten Serienschaltung aus einem dritten und einem vierten steuerbaren Schaltmittel, deren Verbindungspunkt einen zweiten Mittenabgriff bildet und die zwischen dem Versorgungspotential und dem Bezugspotential verschaltet ist, gebildeten Vollbrückenschaltung, wobei die Mittenabgriffe mit den Anschlüssen der Primärwicklung des Zündtransformators verbunden sind, und einer Steuereinrichtung, die eingerichtet ist, durch Ansteuerung der Schaltmittel einen Durchbruch bei einer angeschlossenen Zündkerze und anschließend einen sekundärseitigen Wechselstrom mit betragsmäßig konstanter Amplitude zu bewirken. Die Erfindung betrifft außerdem ein Verfahren zum Betreiben einer solchen Vorrichtung.
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Eine solche Vorrichtung und ein solches Verfahren sind aus der
DE 691 08 094 T2 bekannt. Dort wird ein Zündkondensator mittels eines DC/DC-Wandlers auf eine hohe Spannung aufgeladen, die beim Anlegen an die Primärwicklung des Zündtransformators einen Durchbruch an der Zündkerze bewirkt. Anschließend dient der DC/DC-Wandler zur Speisung der Primärwicklung, wobei durch ein zeitgesteuertes Umpolen der angelegten Spannung mittels einer Vollbrückenschaltung ein sekundärseitiger Wechselstrom erzeugt wird, dessen Amplitude mittels einer Regelung des Stromes im DC/DC-Wandler einen konstanten Betrag aufweist.
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Durch die Zeitsteuerung der Umpolung der primärseitigen Versorgungsspannung kann es jedoch zu einem unzulässig hohen Strom in der Hauptinduktivität der Primärwicklung des Zündtransformators kommen, vor allem, wenn der Zündkondensator nach dem Durchbruch noch ausreichend Energie gespeichert hat.
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Auch die
DE 198 40 765 A1 beschreibt eine Anordnung und ein Verfahren für die Zündung einer Brennkraftmaschine, bei der im Arbeitstakt eine Hochspannung an die Elektroden einer Zündkerze angelegt wird, wobei die Hochspannung einen Spannungsüberschlag an den Elektroden der Zündkerze bewirkt und auf den Spannungsüberschlag eine Brennphase aufrecht erhalten wird, wobei die Zuführung von elektrischer Energie zur Auslösung eines Spannungsüberschlags an den Elektroden der Zündkerze mit einem Selbstinduktionsverfahren und die Aufrechterhaltung der Brennphase mittels resonanter Spannungstransformation erfolgt. Die Ansteuerung der Primärwicklung der Zündspule erfolgt auch dort mittels einer Vollbrückenschaltung.
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In gleicher Weise offenbaren die
US 2011/0255208 A1 und die
AT 507748 A1 Zündeinrichtungen mit Vollbrückenschaltungen zur Ansteuerung der Primärseite der Zündspule.
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Die Aufgabe der Erfindung ist es, dieses Problem zu vermeiden.
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Die Aufgabe wird dadurch gelöst, dass bei einer gattungsgemäßen Vorrichtung zwischen dem zweiten Mittenabgriff und einem mit Massepotential verbundenen Zündkondensator ein fünftes steuerbares Schaltmittel und zwischen dem dritten Schaltmittel und dem zweiten Mittenabgriff eine in Flussrichtung gepolte Diode verschaltet ist, und die Steuereinrichtung eingerichtet ist, das zweite und das dritte bzw. das erste und das vierte Schaltmittel in Abhängigkeit vom Strom durch die Primärwicklung abwechselnd ein- und auszuschalten.
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Die Aufgabe wird auch durch ein Verfahren zum Betreiben einer gattungsgemäßen Vorrichtung gelöst, bei dem durch Ansteuerung des zweiten und des fünften Schaltmittels durch die Steuereinrichtung ein Durchbruch bei der Zündkerze und anschließend ein sekundärseitiger Wechselstrom mit betragsmäßig konstanter Amplitude bewirkt wird, indem das zweite und das dritte bzw. das erste und das vierte Schaltmittel in Abhängigkeit vom Strom durch die Primärwicklung abwechselnd ein- und ausgeschaltet werden.
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Hierdurch ist es einerseits möglich, nach dem Durchbruch den Zündkondensator vom Zündtransformator zu trennen und andererseits kann der Strom durch die Primärwicklung auf einen vorgebbaren Maximalwert begrenzt werden.
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In einer vorteilhaften Weiterbildung ist die Steuereinrichtung eingerichtet, bei Erreichen eines vorbestimmten Schwellwertes durch den Strom durch die Primärwicklung des Zündtransformators die Fließrichtung des Stroms durch die Primärwicklung durch Ansteuerung der Schaltmittel der Vollbrückenschaltung umzukehren.
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Damit kann auf einfache Weise ein Maximalwert für den Primärwicklungsstrom vorgegeben und dessen Einhaltung gesteuert werden.
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In einer weiteren Weiterbildung der Erfindung ist die Steuereinrichtung eingerichtet, durch wechselweise Ansteuerung des ersten und des zweiten Schaltmittels mit veränderbarem Tastverhältnis und mit im Verhältnis zur Frequenz des Primärwicklungsstroms hoher Frequenz die Spannung an der Primärwicklung des Zündtransformators so einzustellen, dass der Sekundärstrom betragsmäßig einen annähernd konstanten, vorgegebenen Wert aufweist.
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Durch diese Maßnahme kann auf einfache Weise durch Verwendung der Schaltmittel der Vollbrückenschaltung die Amplitude des Sekundärstromes geregelt werden, um auf diese Weise den Zündfunken für die gewünschte Dauer aufrecht zu erhalten.
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Von besonderem Vorteil ist es, wenn die Steuereinrichtung eingerichtet ist, das zweite und das dritte bzw. das erste und das vierte Schaltmittel in Abhängigkeit vom Strom durch die Hauptinduktivität der Primärwicklung abwechselnd ein- und auszuschalten, da hierdurch der Einfluss der Streuinduktivitäten ausgeblendet werden kann.
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In einer vorteilhaften Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist zwischen dem Versorgungspotential und dem dritten Schaltmittel ein erster Strommesswiderstand und zwischen dem vierten Schaltmittel und dem Bezugspotential ein zweiter Strommesswiderstand verschaltet, wobei die an den Strommesswiderständen anliegenden Spannungen an erste Eingänge einer ersten bzw. einer zweiten Vergleichsschaltung anliegen, wobei an jeweiligen zweiten Eingängen der ersten und der zweiten Vergleichsschaltung eine Schwellwertspannung anliegt. Zwischen der Sekundärwicklung des Zündtransformators und dem Bezugspotential ist ein dritter Strommesswiderstand verschaltet, wobei die am dritten Strommesswiderstand anliegende Spannung am Eingang einer Gleichrichterschaltung anliegt. Die über einen Spannungsteiler am Ausgang der Gleichrichterschaltung abgegriffene Spannung und eine dem vorgegebenen Schwellwert entsprechende Schwellspannung sind in Serie geschaltet und bilden die Schwellwertspannung, wobei die Steuereinrichtung eingerichtet ist, abhängig von den Ausgangssignalen der ersten und der zweiten Vergleichsschaltung das dritte und das vierte Schaltmittel anzusteuern.
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Hierdurch kann auf einfache Weise der Strom durch die Hauptinduktivität des Zündtransformators ermittelt werden, indem einerseits der Primär- und der Sekundärstrom mittels Strommesswiderstände gemessen werden und andererseits gemäß der sich aus der T-Ersatzschaltung für einen realen Transformator ergebenden Formel Ih = Iprim – n·Isec der Strom durch die Hauptinduktivität durch die erfindungsgemäße Rechenschaltung bestimmt wird. Abhängig von dem Strom durch die Hauptinduktivität des Zündtransformators wird dann durch die Steuereinrichtung durch Betätigung des dritten oder des vierten Schaltmittels der Vollbrückenschaltung der Strom durch die Primärwicklung und damit auch der Sekundärstrom in seiner Richtung geändert. Durch den sich ergebenden Wechselstrom kann ohne hohe Verlustleistung ein ausreichend hoher Sekundärstrom eingestellt werden.
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In vorteilhafter Weiterbildung weist die Steuereinrichtung der erfindungsgemäßen Vorrichtung ein Flip-Flop auf, an dessen erstem Eingang die Ausgangsspannung der ersten Vergleichsschaltung und an dessen zweitem Eingang die Ausgangsspannung der zweiten Vergleichsschaltung anliegt und dessen Ausgangssignale zur Ansteuerung der Steuereingängen des dritten und des vierten Schaltmittels dienen.
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Hierdurch kann auf einfache Weise das Überschreiten des vorgegebenen Schwellwerts durch den Primärstrom bzw. den Strom durch die Hauptinduktivität der Primärwicklung für eine Fließrichtung gespeichert werden bis zur Umkehr der Fließrichtung.
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Die Erfindung soll nachfolgend mit Hilfe eines Ausführungsbeispiels anhand von Figuren näher erläutert werden. Dabei zeigen
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1 eine erfindungsgemäße Vorrichtung,
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2 den zeitlichen Ablauf der Ströme und Spannungen der Vorrichtung der 1 und
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3 ein Ersatzschaltbild für einen realen Transformator,
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4 ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltung zur Ermittlung des Stromes durch die Hauptinduktivität des Zündtransformators.
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In 1 ist eine erfindungsgemäße Vorrichtung mit einem Zündtransformator Tr sowie der mit der Primärwicklung des Zündtransformators Tr verbundenen Vollbrückenschaltung T1, T2, T3, T4 und einer an die Sekundärwicklung des Zündtransformators Tr angeschlossenen Zündkerze Zk dargestellt. Eine Steuereinrichtung SE ist lediglich schematisch dargestellt. Ihr werden die Primär- und Sekundärströme repräsentierende Signale Iprim+, Iprim–, Isec zugeführt und sie stellt Steuersignale für das erste bis fünfte Schaltmittel T1 bis T5 an ihren Ausgängen bereit.
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Die Vollbrückenschaltung ist im dargestellten Ausführungsbeispiel mit einem ersten, als n-Kanal-MOS-Transistor ausgebildeten Schaltmittel T1 und einem dazu in Serie geschalteten, ebenfalls als n-Kanal-MOS-Transistor ausgebildeten, zweiten Schaltmittel T2 sowie einem dritten, als n-Kanal-MOS-Transistor ausgebildeten Schaltmittel T3 und einem dazu in Serie geschalteten vierten, als IGBT ausgebildeten Schaltmittel T4 gebildet. Die beiden Serienschaltungen aus dem ersten und dem zweiten Schaltmittel T1, T2 einerseits und dem dritten und dem vierten Schaltmittel T3, T4 andererseits sind jeweils zwischen einem Versorgungspotential Vsup, das im dargestellten Ausführungsbeispiel 60 Volt betragen soll, und einem Bezugspotential GND verschaltet. Der Verbindungspunkt des ersten Schaltmittels T1 und des zweiten Schaltmittels T2 bildet einen ersten Mittenabgriff 1 der Vollbrückenschaltung und ist mit einem ersten Anschluss der Primärwicklung des Zündtransformators Ir verbunden. In gleicher Weise bildet der Verbindungspunkt des dritten Schaltmittels T3 mit dem vierten Schaltmittel T4 einen zweiten Mittenabgriff 2, der mit dem zweiten Anschluss der Primärwicklung des Zündtransformators Ir verbunden ist. Ein Zündkondensator Cz ist mit seinem einen Anschluss mit dem Bezugspotential GND und mit seinem anderen Anschluss über ein fünftes, im dargestellten Ausführungsbeispiel als IGBT ausgeführtes fünftes Schaltmittel T5 mit dem zweiten Mittenabgriff 2 der Vollbrückenschaltung bzw. dem zweiten Anschluss der Primärwicklung des Zündtransformators Ir verbunden. Der Zündkondensator Cz ist auf eine hohe Spannung Vd von beispielsweise 300 Volt aufgeladen, was beispielsweise mittels eines nicht dargestellten Schaltreglers erfolgen kann.
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Damit bei durchgeschaltetem fünftem Schaltmittel T5 kein Strom von der hohen Spannung Vd über die Substratdiode des dritten Schaltmittels T3 zum Versorgungspotential Vsup fließen kann, ist zwischen dem dritten Schaltmittel T3 und dem zweiten Mittenabgriff 2 eine in Flussrichtung gepolte Diode D1 verschaltet.
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Um bei jeweils eingeschaltetem dritten Schaltmittel T3 bzw. vierten Schaltmittel T4 die durch die Primärwicklung in jeweils entgegengesetzter Flussrichtung fließenden Primärströme erfassen zu können, sind zwischen dem vierten Schaltmittel T4 und dem Bezugspotential GND ein erster Strommesswiderstand R1a und zwischen dem Versorgungspotential Vsup und dem dritten Schaltmittel T3 ein zweiter Strommesswiderstand R1b verschaltet. Die an diesen Strommesswiderständen R1a, R1b abfallenden Spannungen können erfasst werden und sind proportional einem positiven Primärstrom Iprim+ bzw. einem negativen Primärstrom Iprim–.
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Im Folgenden sollen diese Spannungen als postitive und negative Primärstromsignale Iprim+ bzw. Iprim– bezeichnet werden.
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Zur Erfassung des Stromes im Sekundärkreis ist der nicht mit der Zündkerze Zk verbundene Anschluss der Sekundärwicklung des Zündtransformators Tr über einen dritten Strommesswiderstand R2 mit dem Bezugspotential GND verbunden. An diesem dritten Strommesswiderstand R2 kann eine dem Sekundärstrom Isec proportionale Spannung abgegriffen werden. Auch diese Spannung soll im Folgenden als Sekundärstromsignal Isec bezeichnet werden.
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Sowohl das positive Iprim+ und das negative Iprim– Primärstromsignal als auch das Sekundärstromsignal Isec werden in Form der an den Strommesswiderständen R1a, R1b, R2 abfallenden Spannungen der Steuereinrichtung SE zugeführt. Diese ermittelt daraus die Schaltsignale für das erste bis fünfte Schaltmittel T1 bis T5, was in der 1 schematisch dargestellt ist.
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Zum Verständnis der Funktion der erfindungsgemäßen, in der 1 dargestellten Vorrichtung sind in der 2 die zeitlichen Verläufe der Spannung Vprim am zweiten Anschluss der Primärwicklung des Zündtransformators Tr bzw. am zweiten Mittenabgriff 2, die Spannung Vdvc am ersten Mittenabgriff 1, der Strom Iprim durch die Primärwicklung des Zündtransformators Tr, der sich aus den positiven Primärstrom Iprim+ und dem negativen Primärstrom Iprim– zusammensetzt, der Spannung Vsec an der Zündkerze Zk sowie dem Strom durch die Sekundärwicklung Isec des Zündtransformators Tr.
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Zunächst wird das fünfte Schaltmittel T5 und das zweite Schaltmittel T2 eingeschaltet, so dass an der Primärwicklung des Zündtransformators Tr die am Zündkondensator Cz anliegende Spannung von im dargestellten Ausführungsbeispiel der 1 300 Volt anliegen. Aufgrund der Haupt- und Streuinduktivitäten des Zündtransformators Tr sowie der parasitären Kapazitäten der Sekundärwicklung Csec und der Kapazität der Zündkerze Zk findet durch das Anliegen der hohen Spannung Vd von 300 Volt ein resonanter Umschwingvorgang statt, der durch das Übersetzungsverhältnis des Zündtransformators Tr sich auf Werte für die Sekundärspannung Vsec von über 50 kV aufschwingen kann. Hierdurch erfolgt auch bei widrigen Bedingungen ein Durchbruch der Zündkerze Zk, nach dem die Spannung an der Zündkerze Vsec auf Werte zwischen 1 bis 5 kV zusammenbricht und ein Strom Isec im Sekundärkreis von etwa 200 mA zu fließen beginnt. Dies ist das Ende der in 2 mit D gekennzeichneten Durchbruchphase, wobei das Fließen des Sekundärstromes Isec von der Steuereinheit SE detektiert wird und als Folge das fünfte Schaltmittel T5 wieder abgeschaltet wird.
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Mit dem fünften Schaltmittel T5 wurde ebenso das dritte Schaltmittel T3 von der Steuereinheit SE eingschaltet, was jedoch aufgrund der dort anliegenden geringeren Spannung von etwa 60 Volt zunächst keinen Einfluss hatte. Nachdem das fünfte Schaltmittel T5 wieder abgeschaltet wurde, fließt aufgrund des nach wie vor eingeschalteten dritten Schaltmittels T3 nun ein positiver Primärstrom Iprim+, der langsam ansteigt. Dieser Primärstrom Iprim+ muss auf einen maximalen Wert von beispielsweise 30 A begrenzt werden, wofür in der Steuereinrichtung SE ein entsprechender Schwellwert für den Primärstrom vorgegeben ist. Wenn dieser Wert erreicht wird, ist die in der 2 dargestellte Phase 1 beendet und die Steuereinrichtung SE schaltet das dritte Schaltmittel T3 und das zweite Schaltmittel T2 der Vollbrückenschaltung aus und das erste Schaltmittel T1 und das vierte Schaltmittel T4 ein. Hierdurch ändern sowohl der Primärstrom Iprim als auch der Sekundärstrom Isec ihre Fließrichtung, was in der in der 2 dargestellten Phase 2 zu erkennen ist. Dieser negative Primärstrom Iprim– wird am ersten Strommesswiderstand R1a detektiert und als entsprechendes Stromsignal der Steuereinrichtung SE zugeführt. Auch der negative Primärstrom Iprim– steigt betragsmäßig langsam an und wird in der Steuereinrichtung SE mit einem vorgegebenen Schwellwert für einen maximalen Primärstrom Iprim verglichen und bei Erreichen dieses Schwellwertes ist die Phase 2 beendet und es beginnt wieder eine neue Phase 1, indem das erste Schaltmittel T1 und das vierte Schaltmittel T4 von der Steuereinrichtung SE wieder ausgeschaltet und das dritte Schaltmittel T3 und das zweite Schaltmittel T2 wieder eingeschaltet werden, wodurch sich der Primärstrom Iprim sowie der Sekundärstrom Isec wieder umkehren. Dieser Vorgang wird wiederholt, bis der Zündvorgang der Zündkerze Zk beendet werden soll.
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Durch diese erfindungsgemäße Steuerung des Primärstroms Iprim+, Iprim– wird verhindert, dass der Primärstrom unzulässig hohe Werte erreichen kann, die zu einer thermischen Überlastung der Zündvorrichtung führen können und/oder den Kern des Zündtransformators Zr in die Sättigung treiben.
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Um den Sekundärstrom Isec auf einem konstanten Wert halten zu können, erfolgt mittels der Steuereinrichtung SE eine Regelung, durch die das erste Schaltmittel T1 und das zweite Schaltmittel T2 mit einer im Verhältnis zur Frequenz der Phasen 1 und 2 hohen Frequenz abwechselnd ein- und ausgeschaltet werden, wobei durch ein einstellbares Tastverhältnis die Spannung Vdvc am ersten Mittenabgriff 1, die am ersten Anschluss der Primärwicklung des Zündtransformators Tr anliegt, sich aufgrund der Streuinduktivitäten des Zündtransformators Tr sowie der sekundären parasitären Kapazitäten so einstellen lässt, dass der Sekundärstrom Isec einen gewünschten Wert einnimmt.
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Durch diese erfindungsgemäße Verwendung zweier Schaltmittel der Vollbrückenschaltung zum Umschalten des Primärstroms Iprim+, Iprim– kann auf einfache und kostensparende Weise die Regelung des Sekundärstroms Isec erfolgen.
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In den 1 und 2 wurde die erfindungsgemäße Vorrichtung und das erfindungsgemäße Verfahren anhand der Messung des Primärstroms bzw. der Teilströme Iprim+ und Iprim– beschrieben. Für die Steuerung der Umpolung der an die Primärwicklung des Zündtransformators Tr anzulegenden Spannung ist jedoch die Kenntnis des Stroms durch die Hauptinduktivität des Zündtransformators Tr vorteilhaft. Dies soll anhand der 3, die ein T-Ersatzschaltbild eines Transformators zeigt, erläutert werden.
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Ein realer Transformator weist danach neben der Hauptinduktivität Lh eine primäre Streuinduktivität Lsp sowie eine sekundäre Streuinduktivität Lss auf, die in einer sogenannten T-Schaltung darstellbar sind. Danach lässt sich der Strom Ih durch die Hauptinduktivität Lh darstellen durch Ih = Iprim – n·Isec, wobei n das Übersetzungsverhältnis des idealen Transformators TX des Ersatzschaltbildes der 3 ist.
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In der detaillierten Schaltung zur Erfassung des Stromes Ih durch die Hauptinduktivität Lh der Primärwicklung des Zündtransformators Tr gemäß 4, werden der positive Primärstrom Iprim+ und der negative Primärstrom Iprim– getrennt erfasst, da jeder nur fließt, wenn der jeweils andere Strom nicht fließt.
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Da die Erfassung des positiven Primärstromes Iprim+ am zweiten Strommesswiderstand R1b mit Bezug auf die Versorgungsspannung Vsup von +60 V erfolgt, ist vor der Weiterverarbeitung eine Pegelverschiebung auf Bezugspotential GND sinnvoll. Dies kann gemäß 4 mit der dort gezeigten Anordnung von Stromspiegeln MIR1, MIR2 und Widerständen R19 bis R23 erfolgen. An dem Widerstand R23 kann mit Bezug auf Bezugspotential GND eine Spannung erfasst werden, deren Wert dem Spannungsabfall am zweiten Strommesswiderstand R1b entspricht und damit ein Maß für den positiven Primärstrom Iprim+ ist. Der als Puffer-Verstärker mit Verstärkung +1 verschaltete Operationsverstärker IC5B entkoppelt diese Spannung gegenüber der nachfolgenden Schaltung. Das Ausgangssignal ist proportional dem positiven Primärstrom Iprim+.
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Die Spannung am ersten Strommesswiderstand R1a wird mittels eines als Differenzverstärker mit Verstärkung +1 beschalteten Operationsverstärkers IC5A erfasst. Dies erlaubt die Umsetzung des Bezuges zum Bezugspotential GND vom Leistungskreis auf einen weniger störsignalbeeinflussten Mess- und Regelkreis. Das Ausgangssignal ist proportional zum negativen Primärstrom Iprim–.
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Die Signale Iprim+ und Iprim– werden nun über je einen als Störfilter wirkenden Tiefpass R1, C2 bzw. R16, C1 den invertierenden Eingängen von Spannungsvergleichern IC1A, IC1B zugeführt. Die beiden nicht-invertierenden Eingänge sind mit dem durch den Spannungsteiler R7, R15 herabgesetzten Schwellwert Vth verbunden. Mittels der Widerstände R3, R4 sind die Spannungsvergleicher IC1A, IC1B mit einer Umschalthysterese versehen, welche ein unerwünschtes Mehrfachschalten bei verrauschten Signalen verhindert. Solange die Primärstromsignale Iprim+ und Iprim– einen kleineren Wert haben als der Schwellwert Vth, liegen die Ausgangssignale der Spannungsvergleicher IC1A, IC1B auf High-Pegel. Erst wenn eines der Primärstromsignale Iprim+ oder Iprim– den Wert des herabgesetzten Schwellwerts Vth überschreitet, springt das Ausgangssignal des dazugehörigen Spannungsvergleichers auf Low-Pegel um.
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Die Ausgänge der beiden Spannungsvergleicher IC1A, IC1B steuern ein mit NAND-Gattern IC2A, IC2B aufgebautes R-S Flip-Flop. Der Ausgang des NAND-Gatters IC2A liefert das Signal UM, welches – wie oben erläutert – zum Umschalten zwischen dem dritten Schaltmittel T3 und dem vierten Schaltmittel T4 benutzt wird.
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Zur Funktionserläuterung wird nun angenommen, das vierte Schaltmittel T4 sei eingeschaltet, das Signal UM habe Low-Pegel und der Wert des negativen Primärstromsignals Iprim– sei noch klein. Mit zunehmendem Stromfluss durch die Primärwicklung des Transformators Ir steigt auch der Wert des Signals Iprim– (der Betrag des negativen Primärstromes), bis dieser den des herabgesetzten Schwellwerts Vth überschreitet. Daraufhin schaltet der Ausgang des Spannungsvergleichers IC1A von High- auf Low-Pegel um, woraufhin der Ausgang des NAND-Gatters IC2A von Low-Pegel auf High-Pegel umspringt. Die Steuereinrichtung SE schaltet daraufhin aufgrund des Signals UM im weiteren Verlauf das vierte Schaltmittel T4 aus und das dritte Schaltmittel T3 ein. Als Folge davon wird nun das negative Primärstromsignal Iprim– absinken und der Ausgang des Spannungsvergleichers IC1A wiederum High-Pegel annehmen. Der Ausgang des NAND-Gatters IC2A wird weiterhin High Pegel beibehalten, der Zustand ist somit gespeichert.
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Durch den Umschaltvorgang entsteht ein Strompfad vom Versorgungspotential Vsup über das dritte Schaltmittel T3 durch die Primärwicklung des Zündtransistors Ir, jedoch mit umgekehrtem Vorzeichen. Der dabei fließende Strom bewirkt einen Spannungsabfall am zweiten Strommesswiderstand R1b, welcher – pegelverschoben – als positives Primärstromsignal Iprim+ am Eingang des Spannungsvergleichers IC1B anliegt. Steigt der Wert des positiven Primärstromsignals Iprim+ über den des herabgesetzten Schwellwerts Uth, so schaltet der Ausgang des Spannungsvergleichers IC1B von High-Pegel auf Low-Pegel um. Dieses Signal bewirkt dann, dass der Ausgang des NAND-Gatters IC2B von Low-Pegel auf High-Pegel umspringt, woraufhin der Ausgang des Spannungsvergleichers IC2A auf Low-Pegel springt. Dessen Ausgangssignal UM hat nun Low-Pegel, woraufhin das dritte Schaltmittel T3 ausgeschaltet und das vierte Schaltmittel T4 wieder eingeschaltet wird. Im weiteren Verlauf wiederholen sich diese Vorgänge periodisch.
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Steht der Schleifer des Potentiometers R17 in Stellung A – also auf Masse – so ist auf diese Art ein Primärstrom-Zweipunktregler mit den durch den Schwellwert Uth vorgegebenen Stromgrenzen entstanden. Um nun zu einem Zweipunktregler mit Strom durch die Hauptinduktivität zu gelangen, ist – wie oben beschrieben – die Subtraktion des Sekundärstromes Isec hinzuzufügen. Dabei müssen Polarität und Wert des Sekundärstromes Isec berücksichtigt werden. Da der als Spannung an R2 beobachtbare Sekundärstrom Isec bipolar ist (wechselnde positive und negative Polarität), wird er gleichgerichtet. Dies erfolgt mithilfe des Operationsverstärkers IC3A, der Widerstände R8 bis R10, sowie der Doppeldiode D2a, D2b. Die als Pufferverstärker mit Verstärkung +1 beschalteten Operationsverstärker IC3B, IC4A entkoppeln das Ausgangssignal des Gleichrichters und führen es dem als Differenzverstärker mit Verstärkung +1 beschalteten Operationsverstärker IC4B zu. An seinem Ausgang entsteht ein gleichgerichtetes Abbild des Signals Isec, welches nun dem Anschluss E des Potentiometers R17 zugeführt wird. Durch Verändern der Schleiferstellung des Potentiometers R17 kann nun dem herabgesetzten Schwellwert Uth ein Anteil des gleichgerichteten Sekundärstromes Isec hinzugefügt werden. Dies bewirkt wiederum, dass zum Erreichen der Schaltpunkte der Spannungsvergleicher IC1A, IC1B ein höherer Primärstrom Iprim+, Iprim– erforderlich ist. Somit ist die oben angegebene Formel für den Strom Ih durch die Primärwicklung des Zündtransformators durch die in der 4 dargestellte Schaltung umgesetzt.
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Das Potentiometer R17 dient lediglich der Veranschaulichung und kann alternativ durch zwei Widerstände ersetzt werden.
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Die erfindungsgemäße Schaltung erlaubt die kostengünstige Erstellung eines Zweipunktreglers für den Strom durch die Hauptinduktivität eines Zündtransformators mit einfachen, handelsüblichen Mitteln. Mit ihr kann eine ansonsten mögliche Sättigung des Magnetmaterials des Zündtransformators sicher verhindert werden.
