DE102012201793A1

DE102012201793A1 - AM-PM-Synchronisationseinheit

Info

Publication number: DE102012201793A1
Application number: DE102012201793A
Authority: DE
Inventors: Grigory Itkin
Original assignee: Intel Mobile Communications GmbH
Current assignee: Intel Deutschland GmbH
Priority date: 2011-02-09
Filing date: 2012-02-07
Publication date: 2012-08-09
Also published as: KR20120092046A; US20120201337A1; US8831159B2; KR101340808B1; CN102638438A; CN102638438B

Abstract

Ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Durchführen von sowohl Phasenmodulation (PM) als auch Amplitudenmodulation (AM), nachgeschaltet zu einem gesteuerten Oszillator (z. B. durch Liefern eines Basisbandsignals ohne Phasenmodulation an einen gesteuerten Oszillator und Durchführen von Phasenmodulation an einem Hochfrequenz-HF-Signal, das von dem Oszillator ausgegeben wird), wobei die Amplitudenmodulation synchronisiert ist mit der Phasenmodulation. Bei einem bestimmten Ausführungsbeispiel synchronisieren das Verfahren und die Vorrichtung die Modulation von AM- und PM-Signalwegen auf eine Weise, die ein polarmoduliertes Signal mit einer Amplitude von Null an einer Symbolgrenze (z. B. einem Übergang zwischen unterschiedlichen Symbolen) mit einer Phase von Null (z. B. einer Phase, die durch einen Nulldurchgangspunkt geht) bereitstellt.

Description

Während drahtloser Kommunikation kann ein drahtloser Sender eine Mitteilung als einen digitalen Bitstrom (z. B. einen Strom von logischen „1”en und „0”en) codieren, und dann den digitalen Bitstrom auf eine Trägerwelle modulieren, um einen Strom von Symbolen zu erzeugen. Dieser Strom von Symbolen wird dann durch das Übertragungsmedium (z. B. durch die Atmosphäre) an einen beabsichtigten drahtlosen Empfänger gesendet. Auf das genaue Empfangen des Symbolstroms hin demoduliert der beabsichtigte drahtlose Empfänger die Symbole und liefert den ursprünglich gesendeten digitalen Bitstrom an einen Endnutzer, häufig über eine Audio- und/oder visuelle Anzeige (z. B. LCD-Bildschirm und/oder Lautsprecher).
Beim Ausführen einer solchen drahtlosen Kommunikation ist ein Modulationstyp, den die drahtlosen Vorrichtungen verwenden können, Polarmodulation, bei der Amplituden- und Phasenkomponenten eines Signalverlaufs für die Modulation getrennt werden. 1a zeigt ein Beispiel einer herkömmlichen Polarmodulationsschaltung, die einen Basisbandprozessor 102, einen gesteuerten Oszillator 104 (z. B. einen spannungsgesteuerten Oszillator oder einen digital gesteuerten Oszillator) und eine Amplitudenmodulationseinheit 106 umfasst. Der gesteuerte Oszillator 104 ist konfiguriert, um ein Hochfrequenz-phasenmoduliertes(PM-)Trägersignal zu erzeugen, in das Amplitudenmodulation eingeführt wird durch Liefern eines amplitudenmodulierten Steuersignals AM_HF an die Amplitudenmodulationseinheit 106. Wie es nachfolgend näher erläutert wird, arbeiten diese Komponenten auf koordinierte Weise, um einen digitalen Bitstrom als einen Strom von Symbolen auf eine Trägerwelle zu modulieren, wodurch eine drahtlose Übertragung über eine Antenne 108 ermöglicht wird.
Wie es für einen Durchschnittsfachmann auf dem Gebiet klar ist, sind Symbole in etwa ähnlich wie ein Alphabet zum Kommunizieren von drahtlosen Geräten, da jedes Symbol einen eindeutigen Signalverlauf hat, der sich von den Signalverläufen anderer jeweiliger Symbole unterscheidet. Symbole haben häufig eine(n) einmalige(n) Frequenz, Amplitude und/oder Phasenversatz relativ zu anderen Symbolen, wobei der Phasenversatz, wenn er allgemein gemessen wird relativ zu einer Trägerwelle, einem Sender und Empfänger bekannt ist.
Um ein Beispiel darzustellen, wie Symbole verwendet werden können, um einen digitalen Bitstrom zu senden, zeigt 1b eine Spannung-über-Zeit-Darstellung für zwei Symbole, die übereinstimmen mit einem BPSK-Schema (BPSK = binary phase shift keying = binäre Phasenumtastung). Relativ zu einer Trägerwelle mit einem 0°-Phasenversatz wird das erste Symbol (das einer logischen „1” zugewiesen sein kann) mit einem 45°-Phasenversatz übertragen. Das zweite Symbol (das einer logischen „0” zugewiesen sein kann) wird mit einem 225°-Phasenversatz relativ zu der Trägerwelle mit 0°-Phasenversatz übertragen. 1c zeigt ein Phasendiagramm dieser Symbole. In Übereinstimmung mit 1c ist das erste Symbol gekennzeichnet durch einen Phasenversatz von 45° und das zweite Symbol ist gekennzeichnet durch einen Phasenversatz von 225°, wobei beide Symbole den gleichen Betrag haben, wie es nachgewiesen wird durch ihre gleichen Radien, gemessen von dem Ursprung aus, der auch als ein „Nulldurchgangspunkt” bezeichnet werden kann.
1d zeigt ein Beispiel, wie die Symbole von 1b–1c verwendet werden können, um einen digitalen Bitstrom zu senden (z. B. einen digitalen Bitstrom von „101100”). Wie es gezeigt ist, werden Symbole während jeweiligen Symbolperioden gesendet. Beispielsweise wird das erste Symbol (das beispielsweise einem Wert einer logischen „1” entspricht) während einer ersten Symbolperiode gesendet, die sich von TS₀ bis TS₁ erstreckt; das zweite Symbol (das beispielsweise einer logischen „0” entspricht) wird während einer zweiten Symbolperiode gesendet, die sich von TS₁ bis TS₂ erstreckt; usw.
Wie es von dem unteren Signalverlauf von 1d (DCO FREQ) ersichtlich ist, ist eine große Änderung in der VCO/DCO-Oszillatorfrequenz erforderlich an Symbolgrenzen, wo eine 180°-Phasenänderung auftritt. Beispielsweise versucht der Polarmodulationssender an der Symbolgrenze TS₁ eine 180°-Phasenverschiebung zu induzieren, um zwischen dem ersten Symbol (das genau vor der Symbolgrenze TS₁ verwendet wird) und dem zweiten Symbol (das genau nach der Symbolgrenze TS₁ verwendet wird) zu wechseln. Da diese 180°-Phasenverschiebung eine beinahe unendliche Oszillatorfrequenzänderung erfordert, die mit dem begrenzten Frequenzabstimmbereich schwierig zu erreichen ist, die ein gesteuerter Oszillator ermöglicht, ist Polarmodulation schwierig zu implementieren.
Somit hat die vorliegende Offenbarung verbesserte Techniken zum Durchführen von Polarmodulation entwickelt. Neben anderen Vorteilen sind durch zumindest einige dieser Techniken 180°-Phasenverschiebungen zwischen benachbarten Symbolen leichter zu erreichen als mit herkömmlichen Techniken.
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, Polarmodulationsschaltungen sowie ein Verfahren zur Polarmodulation mit verbesserten Charakteristika zu schaffen.
Die Aufgabe wird durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche gelöst. Weiterbildungen finden sich in den abhängigen Ansprüchen.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
1a ein Blockdiagramm einer beispielhaften herkömmlichen Polarmodulationsschaltung;
1b eine Spannung-über-Zeit-Darstellung für zwei Symbole, die mit einem BPSK-Schema übereinstimmen;
1c eine Phasendarstellung der in 1b gezeigten zwei Symbolen;
1d Signaldiagramme, die zeigen, wie Symbole in einer Polarmodulationsschaltung als Bitstrom übertragen werden;
2 ein Blockdiagramm eines ersten Ausführungsbeispiels einer Polarmodulationsschaltung, die konfiguriert ist, um synchrone AM- und PM-Modulation nachgeschaltet zu einem gesteuerten Oszillator durchzuführen;
3 ein Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels einer Polarmodulationsschaltung, die konfiguriert ist, um synchrone AM- und PM-Modulation durchzuführen;
4 ein Blockdiagramm eines spezielleren Ausführungsbeispiels einer Polarmodulationsschaltung, die konfiguriert ist, um synchrone AM- und PM-Modulation durchzuführen;
5 Diagramme, die ein beispielhaftes interpoliertes AM-Signal zeigen, das konfiguriert ist, um eine Nullamplitude aufzuweisen an einem Symbolübergang mit einer 180°-Phasenverschiebung in einem Hochfrequenz-PM-Trägersignal;
6 ein Flussdiagramm, das ein beispielhaftes Verfahren zeigt für Synchronisation eines interpolierten Hochfrequenz-AM-Signals und eines Hochfrequenz-PM-Trägersignals;
7a ein Blockdiagramm eines detaillierteren Ausführungsbeispiels einer Polarmodulationsschaltung, die konfiguriert ist, um synchrone AM- und PM-Modulation durchzuführen;
7b ein Signaldiagramm, das einige Signale zeigt, die in der Polarmodulationsschaltung von 7a vorliegen,
8a–8c Signaldiagramme, die speziellere Ausführungsbeispiele von Amplitudeninterpolation zeigen, wie sie durch einen Betragsinterpolator durchgeführt wird;
9 ein Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels einer Polarmodulationsschaltung, die konfiguriert ist, um synchrone AM- und PM-Modulation durchzuführen;
10 ein Blockdiagramm eines spezielleren Beispiels eines Phasenreglers;
11 ein Blockdiagramm eines spezielleren Beispiels einer Schaltpunktberechnungseinrichtung; und
12 ein Diagramm, das Simulationsergebnisse der Polarmodulationsschaltung von 9 zeigt.
Die vorliegende Erfindung wird nun mit Bezugnahme auf die angehängten Zeichnungen beschrieben, wobei gleiche Bezugszeichen verwendet werden, um gleiche Elemente zu bezeichnen, und wobei die dargestellten Strukturen und Vorrichtungen nicht notwendigerweise maßstabsgerecht gezeichnet sind.
Einige Aspekte der vorliegenden Offenbarung schaffen eine Polarmodulationsschaltung, die konfiguriert ist, um sowohl Phasenmodulation (PM) als auch Amplitudenmodulation (AM) nachgeschaltet zu einem gesteuerten Oszillator (d. h. mit einer hohen Frequenz) durchzuführen, wobei die Amplitudenmodulation synchronisiert ist mit der Phasenmodulation. Bei einem bestimmten Ausführungsbeispiel synchronisieren das Verfahren und die Vorrichtung Hochfrequenzmodulation von AM- und PM-Signalwegen auf eine Weise, die ein polarmoduliertes Signal schafft mit einer Amplitude von Null an einer Symbolgrenze (z. B. einem Übergang zwischen unterschiedlichen Symbolen) mit einer 180°-Phasenänderung (z. B. einer Phase, die durch einen Nulldurchgangspunkt kreuzt).
Bei einem Ausführungsbeispiel kann ein Phasenregler beispielsweise die Phasenmodulation eines PM-Basisbandsignals regeln, um ein phasengeregeltes Basisbandsignal zu erzeugen, das zu einem gesteuerten Oszillator geliefert wird. Basierend auf dem phasengeregelten Basisbandsignal erzeugt der gesteuerte Oszillator eine Hochfrequenzträgerwelle, in die Phasenmodulation nachgeschaltet zu dem Oszillator eingeführt werden kann. Um die Einführung von Phasenmodulation mit Amplitudenmodulation zu synchronisieren, kann eine Amplitudenumwandlungskomponente konfiguriert sein, um ein empfangenes amplitudenmoduliertes (AM-)Basisband-Signal zu interpolieren, um ein Hochfrequenz-interpoliertes AM-Signal zu erzeugen mit einer Amplitude, die zu einer Schaltpunktzeit im Wesentlichen null ist. Die Amplitudenumwandlungskomponente löst den Betrieb einer Phasenmodulationskomponente aus, um zu der Schaltpunktzeit eine Phasenmodulation in ein Hochfrequenz-PM-Signal einzuführen, wodurch bewirkt wird, dass das Hochfrequenz-interpolierte AM-Signal eine Nullamplitude aufweist, wenn ein Hochfrequenzphasenversatz eingeführt wird, um Phasenmodulation durchzuführen (z. B. wenn in dem Hochfrequenz-PM-Signal ein Nulldurchgangspunkt erzeugt wird).
2 zeigt ein Blockdiagramm eines Beispiels einer offenbarten Polarmodulationsschaltung 200. Die Schaltung 200 weist einen Basisbandprozessor 202 auf, der konfiguriert ist, um ein PM-Basisbandsignal PM_BB an einen Phasenregler 204 zu liefern. Der Phasenregler 204 kann Phasenmodulationsinformationen in dem PM-Basisbandsignal regeln (z. B. Änderungen bei dem Phasenversatz an Symbolgrenzen mit einem absoluten Wert von mehr als 90° entfernen), bevor das Signal einen gesteuerten Oszillator 206 erreicht. Der gesteuerte Oszillator 206 ist konfiguriert, um ein Hochfrequenzträgersignal S_HF zu erzeugen. Das Hochfrequenzträgersignal S_HF wird an eine Hochfrequenzphasenmodulationskomponente 208 geliefert, die eine Phasenmodulation (z. B. zusätzliche Phasenmodulation) in das Hochfrequenzträgersignal S_HF einführen kann, um ein Hochfrequenz-phasenmoduliertes Signal PM_HF zu erzeugen, das Phasenmodulationsinformationen umfasst, die zwischen unterschiedlichen Symbolen unterscheidet.
Das Hochfrequenz-phasenmodulierte Signal PM_HF wird in eine Amplitudenmodulationseinheit 210 eingegeben, gesteuert durch ein Hochfrequenz-amplitudenmoduliertes Signal AM_HF, das Amplitudenmodulation in das Hochfrequenz-PM-Trägersignal PM_HF einführt, auf eine Weise, die die Phasen- und Amplitudenmodulation an Symbolgrenzen synchronisiert (z. B. bewirkt, dass AM_HF eine Nullamplitude hat, wenn PM_HF eine Phasenänderung von 180° hat). Daher ist die Polarmodulationsschaltung 200 konfiguriert, um sowohl Phasenmodulation als auch Amplitudenmodulation nachgeschaltet zu einem gesteuerten Oszillator durchzuführen, auf eine Weise, die die Phasen- und Amplitudenmodulation synchronisiert.
Es ist klar, dass Regelphasenmodulationsinformationen (die z. B. ein phasengeregeltes Signal erzeugen, wie es durch den Phasenregler 204 durchgeführt wird), wie dieselben hierin vorgesehen sind, das Durchführen von Phasenänderungen umfassen können, die entworfen sind, um Phasenverschiebungen von einem PM-Basisbandsignal zu entfernen, die für einen gesteuerten Oszillator schwierig zu implementieren sind (z. B. höher als 90°). Beispielsweise kann bei einem Ausführungsbeispiel die Regelung von Phasenmodulationsinformationen das Entfernen von Phasenmodulationsinformationen umfassen, durch Einführen einer Phasenverschiebung in das PM_BB-Signal, was zu einem konstanten Phasensignal führt (z. B. Einführen einer 180°-Phasenverschiebung in ein Signal, das zwischen einem 45°- und 225°-Phasenversatz moduliert). Bei alternativen Ausführungsbeispielen kann das Regeln von Phasenmodulationsinformationen das Einführen eines digitalen Phasenversatzes (relativ zu einem vorhergehenden Symbol) in das PM_BB aufweisen, während der Hochfrequenzphasenmodulator konfiguriert ist, um einen zusätzlichen Hochfrequenzphasenversatz (z. B. von 180°) in das Hochfrequenz-PM-Trägersignal einzuführen. Die resultierende Phasenmodulation des PM_HF-Signals ist eine kumulative Phasenmodulation aufgrund sowohl der digitalen Phasenmodulation als auch der Hochfrequenzphasenmodulation.
Beispielsweise wird in dem Fall, dass ein erstes Symbol einen Phasenversatz von 315° aufweist und ein zweites benachbartes Symbol einen Phasenversatz von 90° wünscht, eine 135°-Änderung beim Phasenversatz durchgeführt. Wie es hierin vorgesehen ist, um die 135°-Änderung des Phasenversatzes zu erzeugen, kann ein Phasenregler ein phasengeregeltes Signal mit einem digitalen Phasenversatz von –45° relativ zu dem ersten Symbol erzeugen, während ein Hochfrequenzphasenmodulator einen Phasenversatz von 180° einführen kann, was somit zu einer Gesamtänderung des Phasenversatzes von 135° zwischen dem ersten und dem zweiten Symbol führt. Die Verwendung von sowohl der digitalen Phasenmodulation als auch der Hochfrequenzphasenmodulation ermöglicht es, dass ein Symbol bezüglich eines vorhergehenden Symbols mit verschiedenen Phasenversätzen (z. B. 45°, 90°, 135°, 180°, 225° usw.) phasenmoduliert wird, ohne einen gesteuerten Oszillator mit einem Signal zu treiben, das eine große Änderung im Phasenversatz aufweist (z. B. eine Phasenversatzänderung zwischen benachbarten Symbolen mit einem absoluten Wert von mehr als 90°).
3 stellt ein Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels einer Polarmodulationsschaltung 300 dar, wie sie hierin vorgesehen ist, die eine Amplitudenumwandlungskomponente 302 und eine Phasenmodulationskomponente 304 aufweist. Die Amplitudenumwandlungskomponente 302 ist konfiguriert, um ein Hochfrequenz-amplitudenmoduliertes Signal AM_HF mit einer Amplitude zu erzeugen, die zu einer Schaltpunktzeit, die einer Phasenverschiebung von 180° in einem phasenmodulierten Basisbandsignal entspricht, im Wesentlichen null ist. Die Amplitudenumwandlungskomponente 302 ist ferner konfiguriert, um ein Steuersignal S_CTRL zu der Schaltpunktzeit zu erzeugen. Die Phasenmodulationskomponente 304 ist konfiguriert, um das Steuersignal S_CTRL zu empfangen und basierend darauf ein Hochfrequenz-phasenmoduliertes Trägersignal PM_HF zu erzeugen, durch Einführen einer Hochfrequenzphasenmodulation in ein Hochfrequenzträgersignal S_CAR. Eine Amplitudenmodulationseinheit 306 (z. B. TX-Mischer, Leistungsverstärker) führt Amplitudenmodulation in das Hochfrequenz-PM-Trägersignal PM_HF ein, sodass das polarmodulierte Signal, das von der Amplitudenmodulationseinheit 306 ausgegeben wird, eine Nullamplitude aufweist, wenn die Phase um 180° geändert wird.
4 stellt ein Blockdiagramm eines spezielleren Ausführungsbeispiels einer Polarmodulationsschaltung 400 dar. Wie es in 4 gezeigt ist, weist die Polarmodulationsschaltung 400 einen phasenmodulierten (PM-)Signalweg und einen amplitudenmodulierten (AM-)Signalweg auf.
Der PM-Signalweg weist einen Phasenregler 404, einen Frequenzwandler 406 und einen Hochfrequenzphasenmodulator 408 auf. Der Phasenregler 404 ist konfiguriert, um Phasenmodulation des PM-Basisbandsignals zu regeln (z. B. Phasenänderungen von 180° zu entfernen), durch Verschieben der Phase von einem oder mehreren Symbolen in dem PM-Basisbandsignal PM_BB. Auf die Erfassung einer Phasenänderung von 180° in PM_BB hin, kann der Phasenregler 404 beispielsweise eine Phasenverschiebung von 180° in PM_BB einführen, um die Phasenversatzänderung zu entfernen. Ein resultierendes phasengeregeltes Basisbandsignal S_REG (z. B. mit einem konstanten Phasenversatz und einer bestimmten Frequenz) wird an den Frequenzwandler 406 geliefert (z. B. spannungsgesteuerter Oszillator, digital gesteuerter Oszillator), sodass der Frequenzwandler keine großen Phasenversatzänderungen (z. B. Nulldurchgangspunkte) erfährt.
Basierend auf dem empfangenen phasengeregelten Signal S_REG erzeugt der Frequenzwandler 406 ein Hochfrequenzträgersignal S_HF (z. B. ein HF-Signal), das an den Hochfrequenz-phasenmodulator 408 ausgegeben wird. Der Hochfrequenzphasenmodulator 408 ist konfiguriert, um einen Hochfrequenzphasenversatz in das Hochfrequenzsignal einzuführen (z. B. 180° Phasenversatz), um ein Hochfrequenz-PM-Trägersignal zu erzeugen, das durch Phasenmodulation zwischen Symbolen unterscheidet. Beispielsweise kann bei einem Ausführungsbeispiel ein Hochfrequenzträgersignal S_HF mit konstanter Phase mit einem konstanten Phasenversatz von 45° (einem ersten Symbol zugeordnet) an den Hochfrequenzphasenmodulator 408 geliefert werden. Der Hochfrequenzphasenmodulator 408 kann selektiv einen Phasenversatz von 180° in den konstanten 45°-Phasenversatz einführen, um einen 225°-Phasenversatz (einem zweiten Symbol zugeordnet) zu erzeugen. Daher führt die selektive Einführung eines Phasenversatzes Phasenmodulation in das Hochfrequenz-Konstantphasenträgersignal S_HF ein und ermöglicht eine Unterscheidung zwischen einem ersten Symbol mit einem Phasenversatz von 45° und einem zweiten Symbol mit einem Phasenversatz von 225°.
Der AM-Signalweg weist eine Amplitudenumwandlungskomponente 410 auf, die konfiguriert ist, um ein amplitudenmoduliertes Basisbandsignal AM_BB zu empfangen, und davon ein Hochfrequenz-amplitudenmoduliertes Signal AM_HF zu erzeugen. Die Amplitudenumwandlungskomponente 410 ist ferner konfiguriert, um ein Steuersignal S_CTRL zu erzeugen, das an den Hochfrequenzphasenmodulator 408 geliefert wird, um den Hochfrequenzphasenmodulator 408 auszulösen, um einen Phasenversatz in das Hochfrequenzträgersignal einzuführen zu einer Schaltpunktzeit (z. B. die Erzeugung des Hochfrequenz-phasenmodulierten Signals PM_BB). Daher wird Synchronisation zwischen dem AM- und dem PM-Signalweg erhalten durch Steuern des Betriebs des Hochfrequenzphasenmodulators 408, um wieder Phasenmodulation in das Hochfrequenzträgersignal S_HF einzuführen, mit einem Steuersignal S_CTRL, das durch die Amplitudenumwandlungskomponente 410 erzeugt wird und gesendet wird zu einem Zeitpunkt, wenn ein Symbolübergang mit einer Phasenverschiebung von 180° (z. B. von einem ersten Symbol mit einem 45°-Phasenversatz zu einem zweiten Symbol mit einem 225°-Phasenversatz) auftreten soll.
Bei einem Ausführungsbeispiel kann die Amplitudenumwandlungskomponente 410 einen Betragsinterpolator aufweisen, der konfiguriert ist, um Abtastwerte eines AM-Basisbandsignals AM_BB zu empfangen. Der Betragsinterpolator mischt die Amplitude des AM-Basisbandsignals AM_BB (mit einer niedrigen Anzahl von Amplitudenabtastwerten) hoch zu einem Hochfrequenz-AM-Signal AM_HF (mit einer höheren Anzahl von Amplitudendatenpunkten) durch Interpolieren der AM-Basisbandsignalabtastwerte, um ein interpoliertes Hochfrequenz-AM-Signal mit einer Mehrzahl von interpolierten Abtastwerten zu erzeugen. Die Interpolation wird durchgeführt, sodass die Mehrzahl von interpolierten Abtastwerten einen Nullamplituden-interpolierten Datenpunkt aufweist, der zwischen einem ersten Abtastwert, der zu einem ersten Zeitpunkt genommen wird, und einem zweiten Abtastwert, der zu einem zweiten Zeitpunkt genommen wird, angeordnet ist, wobei ein Symbolübergang mit einer Phasenverschiebung von 180° (z. B. Ändern von einem ersten Symbol zu einem zweiten Symbol durch einen Nulldurchgangspunkt) in dem PM-Basisbandsignal zwischen dem ersten und dem zweiten Zeitpunkt aufgetreten ist. Beispielsweise kann die Amplitudenumwandlungskomponente 410 einen ersten AM-Basisbandsignalabtastwert und einen zweiten AM-Basisbandsignalabtastwert, zu einem späteren Zeitpunkt als den ersten Abtastwert, von dem Basisbandprozessor 402 empfangen. Falls die PM-Signalabtastwerte eine entsprechende Phasenverschiebung von 180° zeitlich zwischen sich haben, kann die Amplitudenumwandlungskomponente 410 Datenpunkte zwischen den zwei AM-Signalabtastwerten interpolieren, um einen Nullamplitudenpunkt zu erreichen.
Zu dem Zeitpunkt, zu dem die Amplitude des interpolierten Hochfrequenz-AM-Signals AM_HF null ist, ist die Amplitudenumwandlungskomponente 410 konfiguriert, um ein Steuersignal S_CTRL zu erzeugen, das an den Hochfrequenzphasenmodulator 408 gesendet wird, der bewirkt, dass Phasenmodulation in das Hochfrequenzträgersignal S_HF eingeführt wird (z. B. um einen Phasenversatz in das Hochfrequenzsignal S_HF einzuführen, um ein Hochfrequenz-PM-Trägersignal PM_HF zu erzeugen). Das Hochfrequenz-AM-Signal AM_HF kann wieder angelegt werden an das Hochfrequenz-PM-Signal PM_HF durch eine Amplitudenmodulationseinheit 412, die durch das Hochfrequenz-AM-Signal AM_HF gesteuert wird, bevor dasselbe durch eine Antenne 414 ausgegeben wird.
Daher, wie es in 4 gezeigt ist, kann die Amplitudenumwandlungskomponente 410 die Amplitudenabtastwerte von AM_BB interpolieren, um einen Nullamplitudenpunkt einzuführen, der dem Nullsignaldurchgangspunkt (d. h. 180° Phasenänderung) an einer Symbolgrenze des Hochfrequenz-PM-Trägersignals entspricht.
5 stellt Diagramme dar, die Synchronisation zwischen einem beispielhaften interpolierten Hochfrequenz-AM-Signal und einem Hochfrequenz-PM-Trägersignal darstellen. Das Diagramm 500 zeigt ein Beispiel eines interpolierten Hochfrequenz-AM-Signals, das konfiguriert ist, um in einem Intervall zwischen Abtastwerten, das einer Zeit eines Nulldurchgangspunkts (z. B. 180°-Phasenverschiebung) in einem PM-Basisbandsignal entspricht, eine Amplitude von Null aufzuweisen. Im Diagramm 500 werden eine Mehrzahl von Abtastwerten 502, genommen von einem AM-Basisbandsignal, interpoliert, um ein Hochfrequenz-AM-Signal 504 zu erzeugen. Typischerweise führt Standardinterpolation der Mehrzahl von Abtastwerten 502 zu einem AM-Signal, das der Linie 506 zwischen Abtastwerten Y₁ und Y₂ folgt, wobei die Interpolationsamplitude von dem Abtastwert Y₁ zu dem Abtastwert Y₂ geht, ohne durch Null zu gehen. Falls ein Nulldurchgangspunkt in dem PM-Basisbandsignal zu einem Zeitpunkt zwischen den Abtastwerten Y₁ und Y₂ erfasst wird, da es keine Informationen zwischen den Abtastwerten gibt, kann jedoch, wie es hierin vorgesehen ist, Interpolation verwendet werden, um die Position des Nullpunkts zu finden. Daher kann die Standardinterpolation (Linie 506) modifiziert werden, um ein Hochfrequenz-AM-Signal zu erzeugen, das der Linie 508 zwischen den Abtastwerten Y₁ und Y₂ folgt, wobei die Linie 508 zu einer Schaltpunktzeit T_SP einen Nullamplitudenwert 510 aufweist.
Wie es in dem Diagramm 512 gezeigt ist, wird zu der Schaltpunktzeit T_SP ein Phasenversatz in ein Hochfrequenzträgersignal S_HF (z. B. ein, Hochfrequenzträgersignal mit konstanter Phase) eingeführt, um ein Hochfrequenz-PM-Trägersignal PM_HF zu erzeugen. Da die Einführung von Phasenmodulationsinformation (z. B. eines Phasenversatzes) in ein Hochfrequenzträgersignal S_HF auf der Schaltzeit basiert, zu der die AM_HF-Amplitude null ist, wird zwischen den AM_HF- und PM_HF-Signalen Synchronisation erreicht.
Wie es in 4–5 dargestellt ist, liefert daher die Polarmodulationsschaltung 400 Synchronisation zwischen dem AM-Weg und dem PM-Weg durch Auslösen der Einführung einer Phasenmodulation (z. B. einer 180°-Phasenverschiebung) in ein Hochfrequenzträgersignal zu einem Moment, wenn ein interpoliertes Hochfrequenz-AM-Signal eine Amplitude von Null hat.
6 stellt ein beispielhaftes Verfahren 600 für eine Synchronisation eines interpolierten Hochfrequenz-AM-Signals und eines Hochfrequenz-PM-Trägersignals dar. Obwohl das Verfahren 600 nachfolgend als eine Reihe von Schritten oder Ereignissen dargestellt und beschrieben ist, ist klar, dass die dargestellte Anordnung solcher Schritte oder Ereignisse nicht in einem begrenzenden Sinne zu interpretieren ist. Beispielsweise können einige Schritte in anderen Reihenfolgen und/oder gleichzeitig mit anderen Schritten oder Ereignissen auftreten, abgesehen von denjenigen, die hierin dargestellt und/oder beschrieben sind. Außerdem kann es sein, dass nicht alle dargestellten Schritte erforderlich sind, um ein(en) oder mehrere Aspekte oder Ausführungsbeispiele der Offenbarung hierin zu implementieren. Außerdem können einer oder mehrere der hierin dargestellten Schritte in einem oder mehreren getrennten Schritten und/oder Phasen ausgeführt werden.
Ferner kann der beanspruchte Gegenstand als ein Verfahren, eine Vorrichtung oder Herstellungsartikel implementiert sein unter Verwendung von Standardprogrammier- und/oder -konstruktionstechniken, um Software, Firmware, Hardware oder jede Kombination daraus zu erzeugen, um einen Computer zu steuern, um den offenbarten Gegenstand zu implementieren (beispielsweise sind die in 2, 3, 4 usw. gezeigten Schaltungen nicht-begrenzende Beispiele für Schaltungen, die verwendet werden können, um das Verfahren 600 zu implementieren). Der Begriff „Herstellungsartikel”, wie er hierin verwendet wird, soll ein Computerprogramm umfassen, das von jeder computerlesbaren Vorrichtung, jedem computerlesbaren Träger oder Medium zugreifbar ist. Selbstverständlich ist es für Fachleute auf diesem Gebiet klar, dass viele Modifikationen an dieser Konfiguration durchgeführt werden können, ohne von dem Schutzbereich oder der Wesensart des beanspruchten Gegenstands abzuweichen.
Bei 602 werden ein amplitudenmoduliertes (AM-)Basisbandsignal und ein phasenmoduliertes (PM-)Basisbandsignal erzeugt. Bei einem Ausführungsbeispiel können In-Phase-(I-) und Quadraturphase-(Q-)Abtastwerte, erzeugt in einem digitalen Basisbandprozessor, durch einen CORDIC-Algorithmus (CORDIC = coordinate rotation digital computer) in die Basisband-AM- und PM-Signale umgewandelt werden.
Bei 604 werden Phasenmodulationsinformationen in einem PM-Basisbandsignal geregelt, um ein phasengeregeltes Signal zu erzeugen. Bei einem Ausführungsbeispiel wird auf die Erfassung eines Symbolübergangs mit einer Phasenänderung von 180° hin (z. B. Nulldurchgangspunkt), eine Phasenverschiebung von 180° in das PM-Basisbandsignal eingeführt, um die Phasenversatzänderung von dem PM-Basisbandsignal zu entfernen, was zu einem phasengeregelten Signal mit einem konstanten Phasenversatz und einer bestimmten Frequenz führt. Bei einem Ausführungsbeispiel kann der Symbolübergang erfasst werden durch Vergleichen der Phase des PM-Basisbandsignals bei unterschiedlichen (z. B. benachbarten) Taktperioden. Falls eine ausreichend große Phasendifferenz erfasst wird, zeigt dieselbe das Vorliegen eines Symbolübergangs mit einer 180°-Phasenänderung an (z. B. Nulldurchgangspunkt).
Das phasengeregelte Signal wird bei 606 hochgemischt zu einem Hochfrequenzträgersignal. Bei einem Ausführungsbeispiel wird das phasengeregelte Signal zum Hochmischen an einen DCO/VCO geliefert. Die Regelung des phasengeregelten Signals stellt sicher, dass ein gesteuerter Oszillator keine großen Phasendiskontinuitäten erfährt (z. B. Nulldurchgangspunkt), die für den gesteuerten Oszillator schwierig zu implementieren sind.
Bei 608 wird das AM-Basisbandsignal modifiziert, um einen Nullamplitudenpunkt einzuführen, der einer großen Änderung bei der Phase (z. B. mit einem absoluten Wert von mehr als 90°) in dem PM-Basisbandsignal entspricht. Bei einem Ausführungsbeispiel werden Abtastwerte des AM-Basisbandsignals interpoliert, um ein Hochfrequenz-AM-Signal mit einem Nullamplitudenpunkt zu einer Schaltpunktzeit zu erzeugen, wenn das phasenmodulierte Basisbandsignal eine Phasenänderung von 180° hat. Insbesondere wenn ein Symbolübergang (z. B. eine Änderung bei dem Phasenversatz, die bewirkt, dass das PM-Basisbandsignal durch den Nulldurchgangspunkt verläuft) in dem PM-Basisbandsignal erfasst wird (z. B. bei 404) zu einem Zeitpunkt, zwischen dem zwei Basisband-AM-Signalabtastwerte genommen werden, kann Interpolation verwendet werden, um eine Nullamplitudenzeitposition zwischen den zwei AM-Signalabtastwerten zu finden.
Bei 610 wird Phasenmodulation in das Hochfrequenzträgersignal eingeführt zu dem Zeitpunkt, zu dem das Hochfrequenz-AM-Signal eine Nullamplitude hat, um ein Hochfrequenz-PM-Trägersignal zu erzeugen. Bei einem Ausführungsbeispiel wird die Phasenmodulation ausgelöst (z. B. durch ein Steuersignal), um zu dem Zeitpunkt aufzutreten, zu dem die Basisband-AM-Komponente an einem Nullamplitudenpunkt ist, sodass das Hochfrequenz-AM-Signal zu dem gleichen Zeitpunkt eine Nullamplitude aufweist, zu dem das Hochfrequenz-PM-Trägersignal die Phasenänderung von 180° durchläuft. Phasenmodulation kann die Einführung eines Phasenversatzes in das Hochfrequenzsignal aufweisen, um ein Hochfrequenz-PM-Signal zu erzeugen, das in der Lage ist, durch Phasenmodulation zwischen einem oder mehreren Symbolen zu unterscheiden.
Bei 612 wird das Hochfrequenz-interpolierte AM-Signal an das Hochfrequenz-PM-Trägersignal angelegt, um ein Hochfrequenz-polarmoduliertes Signal zu erzeugen.
7a–7b stellen ein detaillierteres Beispiel einer Polarmodulationsschaltung dar, die konfiguriert ist, um synchrone AM- und PM-Modulation durchzuführen. Insbesondere stellt 7a ein Blockdiagramm einer Polarmodulationsschaltung 700 dar, die konfiguriert ist, um synchrone AM- und PM-Modulation durchzuführen, während 7b zugeordnete Signaldiagramme darstellt, die einige Signale zeigen, die in der Schaltung 700 vorliegen.
Mit Bezugnahme auf 7a weist die Polarmodulationsschaltung 700 einen CORDIC 702 auf, der konfiguriert ist, um In-Phase-(I-) und Quadratur-Phase-(Q-)Signale (z. B. erzeugt durch einen digitalen Basisbandprozessor) zu empfangen, und von denselben ein AM-Basisbandsignal AM_BB und ein PM-Basisbandsignal PM_BB zu erzeugen.
Das PM-Basisbandsignal PM_BB weist ein phasenmoduliertes Basisbandsignal auf, das Phasenversatzinformationen (z. B. Phasenversatzwerte 45° und 225°) aufweist, die verwendet werden, um zwischen gesendeten Symbolen zu unterscheiden. Wie es in 7b gezeigt ist, hat das PM-Basisbandsignal zwischen einer Zeit T₀ und T₁ einen Spannungswert V₁, der einem 45°-Phasenversatz entspricht bezüglich eines Trägersignals mit einem 0°-Phasenversatz, wodurch ein erstes Symbol (z. B. eine logische „0”) angezeigt wird. Zu dem Zeitpunkt T₂ wird das PM-Basisbandsignal auf einen zweiten Spannungswert V₂ erhöht, der einen Phasenversatz einführt, sodass das Signal zwischen der Zeit T₂ und T₃, das einem 225°-Phasenversatz bezüglich des Trägersignals mit einem 0°-Phasenversatz entspricht, wodurch ein zweites Symbol (z. B. eine logische „1”) angezeigt wird.
Das PM-Basisbandsignal PM_BB wird an einen Phasenregler 708 und einen Phasenschaltdetektor 704 geliefert. Der Phasenschaltdetektor 704 ist konfiguriert, um Übergänge zwischen Symbolen zu erfassen, die eine 180°-Phasenverschiebung bewirken (z. B. dass das Signal durch einen Nulldurchgangspunkt verläuft). Bei einem Ausführungsbeispiel kann der Phasenschaltdetektor 704 konfiguriert sein, um einen Übergang zwischen Symbolen zu erfassen durch Erfassen einer Phasendifferenz zwischen PM-Basisbandsignalabtastwerten, die zeitlich verschoben sind zueinander (z. B. getrennt durch eine Taktperiode). Der Phasenregler 708 ist konfiguriert, um Phasenmodulation zu regeln (z. B. 180°-Phasenversatzänderungen zu entfernen, die an Übergangspunkten zwischen unterschiedlichen Symbolen angeordnet sind) des PM-Basisbandsignals PM_BB, was zu einem phasengeregelten Basisbandsignal S_REG führt (z. B. einem phasengeregelten Basisbandsignal mit einer konstanten Phase). Das phasengeregelte Basisbandsignal S_REG wird an einen Steueroszillator 710 geliefert, der konfiguriert ist, um ein Hochfrequenzträgersignal S_HF zu erzeugen.
Mit Bezugnahme auf 7b wird an einem Übergang zwischen ersten und zweiten Symbolen (z. B. zu einem Zeitpunkt T₂ und T₄) der Phasenversatz des PM-Basisbandsignals PM_BB geschaltet (z. B. jeweils von 45° zu 225° und von 225° zu 45°), was zu einem Nulldurchgangspunkt führt. Um ein phasengeregeltes Basisbandsignal S_REG zu erzeugen, führt der Phasenregler 708 während des Übergangs zwischen Symbolen eine Phasenverschiebung in das PM-Basisbandsignal PM_BB ein, um den Nulldurchgangspunkt zu entfernen. Daher wird das PM-Basisbandsignal PM_BB zu den Zeiten T₂ und T₄ um 180° verschoben, sodass der Nulldurchgangspunkt entfernt ist, was zu einem phasengeregelten Basisbandsignal S_REG mit einem einzigen Spannungswert (d. h. einem einzigen Phasenversatzwert) von V₁ führt.
Der Betragsinterpolator 706 ist konfiguriert, um Abtastwerte des AM-Basisbandsignals AM_BB zu empfangen. Da die Abtastwerte bei einer Basisbandfrequenz (z. B. MHz) und nicht bei einer HF-Frequenz sind, ist der Betragsinterpolator 706 jedoch konfiguriert, um zusätzliche Abtastwerte für die HF-Frequenz (z. B. GHz) zu erzeugen. Der Betragsinterpolator 706 empfängt ferner ein Signal, das von dem Phasenschaltdetektor 704 ausgegeben wird, das einen Übergang zwischen Symbolen anzeigt, die bewirken, dass eine 180°-Phasenänderung in PM_BB aufgetreten ist. Auf das Empfangen eines Signals von dem Phasenschaltdetektor 704 hin kann der Betragsinterpolator 706 die AM-Signalabtastwerte interpolieren, um einen Nullamplitudenpunkt zu einem Zeitpunkt zu berechnen, der sich auf den Übergang bezieht. Um Synchronisation zwischen den PM- und AM-Signalen sicherzustellen, ist der Betragsinterpolator 706 konfiguriert, um ein Steuersignal S_CTRL zu erzeugen, wenn die Amplitude des interpolierten Hochfrequenz-AM-Signals null ist, das an den Hochfrequenzphasenmodulation 712 gesendet wird, um zu bewirken, dass eine Phasenmodulation in das Hochfrequenzträgersignal S_HF eingeführt wird (z. B. um eine selektive 180°-Phasenverschiebung in S_HF zu bewirken).
Wie es beispielsweise in 7b gezeigt ist, gibt es zum Zeitpunkt T₂ eine 180°-Änderung in dem Phasenversatz des PM-Basisbandsignals. Die Phasenversatzänderung, erfasst durch den Phasenschaltdetektor 704, bewirkt, dass das interpolierte Hochfrequenz-AM-Signal AM_HF (Diagramm 720) zwischen den Abtastwerten Y₁ und Y₂ ein Nullamplitudensignal aufweist. Gleichartig dazu gibt es zu einem Zeitpunkt T₄ eine 180°-Phasenversatzänderung in dem PM-Basisbandsignal (Diagramm 716), die bewirkt, dass das interpolierte Hochfrequenz-AM-Signal AM_HF (Diagramm 720) zwischen den Abtastwerten Y₄ und Y₅ ein Nullamplitudensignal aufweist. Zu dem Zeitpunkt, zu dem die Amplitude des interpolierten Hochfrequenz-AM-Signals AM_HF einen Betrag von Null hat, sendet der Betragsinterpolator 706 ein Steuersignal S_CTRL (Diagramm 722) an den Hochfrequenzphasenmodulator 712, um eine Phasenverschiebung von 180° in S_HF einzuführen, um ein Hochfrequenz-PM-Trägersignal mit einer Phasenmodulation zu erzeugen, die zwischen unterschiedlichen Symbolen unterscheidet (Diagramm 724). Daher tritt eine Phasenverschiebung in dem Hochfrequenz-phasenmodulierten Trägersignal PM_HF (Diagramm 724) zur gleichen Zeit auf, wie das Steuersignal erzeugt wird (Diagramm 722), um Synchronisation zwischen den AM- und PM-Signalwegen zu treiben.
8a–8c stellen Signaldiagramme dar, die ein spezielleres Ausführungsbeispiel einer Amplitudeninterpolation zweiter Ordnung zeigen, wie sie durch einen Betragsinterpolator durchgeführt wird, wie er hierin vorgesehen ist (z. B. entsprechend einem Betragsinterpolator 706 in 7a).
Insbesondere stellt 8a eine herkömmliche Betragsinterpolation dar, die nicht eingestellt ist, um einen Nullamplitudenpunkt zu umfassen (z. B. eine herkömmliche Betragsinterpolation, die in Verbindung mit der herkömmlichen, in 1 gezeigten Polarmodulationsschaltung durchgeführt werden kann). Die herkömmliche Betragsinterpolation interpoliert zwischen AM-Basisbandabtastwerten, empfangen von einem Basisbandprozessor oder CORDIC, um eine Trendlinie 802 zu erzeugen, die eine Umwandlung zu einem amplitudenmodulierten Signal mit einer höheren Betriebsfrequenz (z. B. einer HF-Betriebsfrequenz) ermöglicht. Wie es in 8a gezeigt ist, führt eine herkömmliche Betragsinterpolation dazu, dass sich die Trendlinie 804 zwischen den Abtastwerten Y₁ und Y₂ erstreckt.
8b und 8c stellen Signaldiagramme dar, die ein potentielles Ausführungsbeispiel eines interpolierten Amplitudensignals zeigen, das konfiguriert ist, um einen Nullamplitudenpunkt zwischen AM-Basisbandabtastwerten zu erzeugen. Insbesondere stellen die Signaldiagramme Amplitudeninterpolation, die einer 180°-Phasendiskontinuität zugeordnet (z. B. Nulldurchgangspunkt) ist, in dem PM-Basisbandsignal zu einem Zeitpunkt zwischen den AM-Signalabtastwerten Y₁ und Y₂ dar. Die Amplitudeninterpolation ändert die Bahn zwischen den zwei Abtastwerten von der Trendlinie 804 zu einer neuen Bahn, die von dem ersten Abtastwert zu einem Nullamplitudenpunkt geht, und dann von dem Nullamplitudenpunkt zu dem zweiten Abtastwert, durch Durchführen von Änderungen an AM-Basisbandabtastwerten unmittelbar vor und unmittelbar nach der Schaltpunktzeit T_SP. Die in 8b und 8c gezeigten Diagramme stellen jeweils diese Änderungen und beispielhafte resultierende Interpolationen dar.
Wie es in dem Diagramm 806 von 8b gezeigt ist, um ein Nullamplitudensignal zwischen den Abtastwerten Y₁ und Y₂ bereitzustellen, kann der AM-Basisbandabtastwert unmittelbar nach der Schaltpunktzeit T_SP (z. B. Abtastwert Y₂) modifiziert werden. Eine Interpolation zweiter Ordnung (z. B. Spline-Interpolation) kann dann berechnet werden unter Verwenden des modifizierten Abtastwerts und Nehmen der absoluten Funktion interpolierter Werte. Insbesondere kann der Y₂-Abtastwert ersetzt werden mit seinem negativen Äquivalent -Y₂, sodass Interpolationskoeffizienten unter Verwendung der folgenden Kombination berechnet werden: Y₀, Y₁, -Y₂. Wie es in Diagramm 806 gezeigt ist, bewirkt diese Kombination, dass die interpolierte Linie entlang dem Weg 808 verläuft. Der absolute Wert des Wegs 808 bildet die interpolierte Linie 810, die von Y₁ zu Null (zu der Schaltpunktzeit T_SP) zu Y₂ geht. Bei einem Ausführungsbeispiel kann ansprechend auf die Erfassung eines Nulldurchgangspunkts in einem PM-Basisbandsignal ein Phasenschaltdetektor (z. B. entsprechend dem Phasenschaltdetektor 704 in 7a) konfiguriert sein, um einen „Vor-Korrektur”-Befehl an eine Betragsinterpolationsschaltung zu liefern. Der „Vor-Korrektur”-Befehl bewirkt, dass die Betragsinterpolationsschaltung den Abtastwert unmittelbar nach der erfassten Schaltpunktzeit (z. B. Abtastwert Y₂) durch ein negatives Äquivalent des Abtastwerts (z. B. -Y₂) ersetzt, wie es oben beschrieben ist.
Da die Interpolation zweiter Ordnung Interpolationskoeffizienten verwendet, die drei AM-Basisbandabtastwerte aufweisen, um eine einheitliche Interpolation zu erzeugen, wird das erste Interpolationsintervall unmittelbar vor der Schaltpunktzeit ebenfalls modifiziert, wie es im Diagramm 812 von 8c gezeigt ist. Um diese Modifikation zu erreichen, kann der Y₁-Abtastwert ersetzt werden mit seinem negativen Äquivalent, -Y₁, sodass Interpolationskoeffizienten unter Verwendung der folgenden Kombination berechnet werden: -Y₁, Y₂, Y₃. Wie es im Diagramm 812 gezeigt ist, bewirkt diese Kombination, dass die interpolierte Linie von der ursprünglichen Interpolation (z. B. von 8a) abweicht, die als Linie 814 gezeigt ist, und stattdessen entlang einem modifizierten Interpolationsweg verläuft, der als Linie 816 gezeigt ist. Bei einem Ausführungsbeispiel kann ansprechend auf die Erfassung eines Nulldurchgangspunkts in einem PM-Basisbandsignal ein Phasenschaltdetektor (z. B. entsprechend dem Phasenschaltdetektor 704 in 7a) konfiguriert sein, um einen „Nach-Korrektur”-Befehl an eine Betragsinterpolationsschaltung zu liefern. Der „Nach-Korrektur”-Befehl bewirkt, dass die Betragsinterpolationsschaltung den Abtastwert unmittelbar vor der erfassten Schaltpunktzeit (z. B. Abtastwert Y₁) mit einem negativen Äquivalent des Abtastwerts -Y₁ ersetzt, um das Interpolationsintervall unmittelbar nach der Schaltpunktzeit zu modifizieren, wie es oben beschrieben ist.
9 stellt ein detaillierteres Blockdiagramm einer Polarmodulationsschaltung 900 dar, die konfiguriert ist, um AM- und PM-Signale zu synchronisieren. Wie es in 9 gezeigt ist, werden Eingangsdaten-I- und Q-Abtastwerte an einen CORDIC 902 geliefert, der konfiguriert ist, um ein Basisband-amplitudenmoduliertes (AM-)Signal AM_BB und ein Basisband-phasenmoduliertes (PM-)Signal PM_BB zu erzeugen.
In dem Amplitudenweg wird das AM-Basisbandsignal an einen Betragsinterpolatorkoeffizientblock 904 geliefert, der Abtastwerte des AM-Basisbandsignals von verschiedenen Taktperioden speichert. Beispielsweise kann ein Abtastwert des AM-Basisbandsignals in einer ersten Taktperiode Y₂ direkt von dem CORDIC geliefert werden, während das Verzögerungselement 906a bewirkt, dass der Betragsinterpolatorkoeffizientblock 904 Abtastwerte des AM-Basisbandsignals in einer zweiten Taktperiode Y₁ empfängt, und das Verzögerungselement 906b bewirkt, dass der Betragsinterpolatorkoeffizientblock 904 Abtastwerte des AM-Basisbandsignals in einer dritten Taktperiode Y₀ empfängt.
Wie es oben in 8a–8c beschrieben ist, werden Auslösesignale S_TRIG, die sowohl ein „Vor-Korrektur”-Signal als auch ein „Nach-Korrektur”-Signal aufweisen, an den Betragsinterpolatorkoeffizientblock geliefert. Insbesondere kann das „Vor-Korrektur”-Signal direkt durch einen Komparator 910 erzeugt werden, während das „Nach-Korrektur”-Signal erzeugt werden kann, wodurch das „Vor-Korrektur”-Signal um eine Taktperiode verzögert wird unter Verwendung des Verzögerungselements 906d. Basierend auf den empfangenen AM-Basisbandsignalabtastwerten und den „Vor-Korrektur”- und „Nach-Korrektur”-Signalen kann der Betragsinterpolatorkoeffizientblock 906 Interpolationskoeffizienten berechnen, die an einen Betragsinterpolator 908 geliefert werden, der Interpolation des AM-Basisbandsignals (wie z. B. beschrieben in 8b oder 8c) basierend auf den berechneten Interpolationskoeffizienten durchführt.
In dem Phasenweg ist ein Phasenschaltdetektor, der einen Komparator 910 aufweist, konfiguriert, um Abtastwerte des PM-Basisbandsignals PM_BB von benachbarten Taktperioden zu vergleichen. Beispielsweise bewirkt das Verzögerungselement 906c, dass der Komparator 910 PM-Basisbandsignalabtastwerte von benachbarten Taktperioden empfängt. Die PM-Basisbandsignalabtastwerte werden verglichen, um eine Phasenverschiebung zu erfassen, die einen Symbolübergang anzeigt, der eine Phasendiskontinuität verursacht (z. B. um einen Nulldurchgangspunkt zu erfassen). Bei einem Ausführungsbeispiel ist der Komparator 910 beispielsweise konfiguriert, um eine Phasenverschiebung zwischen den PM-Basisbandsignalabtastwerten von benachbarten Taktperioden zu erfassen, die größer oder geringer als 90° ist. Falls eine Phasenverschiebung von mehr oder weniger als 90° (z. B. eine Phasenverschiebung von einem Phasenversatz von 225° zu einem Phasenversatz von 45°) vorliegt, wird ein Symbolübergang, der einen Nulldurchgangspunkt verursacht, erfasst, und der Komparator 910 liefert ein oder mehrere Auslösesignale S_TRIG an den Betragsinterpolatorkoeffizientblock 904, was bewirkt, dass der Block einen Nullamplitudenpunkt in dem interpolierten Hochfrequenz-AM-Signal berechnet.
Der Komparator 910 ist auch konfiguriert, um die Ergebnisse des Vergleichs zu einem Phasenregler 912 auszugeben, der konfiguriert ist, um Phasenmodulation in dem PM-Basisbandsignal zu regeln (z. B. zu entfernen) und dadurch große Phasenversatzdiskontinuitäten (z. B. Phasenverschiebungen von 180°) zu eliminieren, die durch Symbolübergänge verursacht werden, wie es oben beschrieben ist (z. B. in Bezug auf 6a und 6b). 10 stellt ein bestimmtes Ausführungsbeispiel eines beispielhaften Phasenreglers 1000 dar, der konfiguriert ist, um eine 180°-Phasenverschiebung an das PM-Basisbandsignal zu liefern auf die Erfassung einer großen Änderung in dem Phasenversatz durch den Komparator 910 hin. Der Phasenregler 1000 ist konfiguriert, um entweder ein „Phase+”- oder ein „Phase–”-Signal von dem Komparator 910 zu empfangen, der jeweilige Flip-Flop-Schaltungen taktet. Abhängig von dem Eingangssignal „Phase+” oder „Phase–” erhöht oder verringert der Phasenregler den ursprünglichen Phasenwert um 180°. Falls zwei aufeinanderfolgende Plus-, Minus- oder Plus/Minus-Befehle an den Phasenregler geliefert werden, wird die resultierende Phasenverschiebung durch das UND-Gatter zu 0° zurückgebracht.
Ein resultierendes geregeltes Phasensignal wird an einen Phase/Frequenz-Wandler 914 geliefert, der konfiguriert ist, um das geregelte Phasensignal in dem Frequenzbereich umzuwandeln, um den Betrieb des DCO 916 zu treiben, um ein Hochfrequenzträgersignal (z. B. mit einer konstanten Phase) zu erzeugen. Das Hochfrequenzträgersignal wird an einen HF-Teiler 922 geliefert, der konfiguriert ist, um eine Phasenverschiebung zu erzeugen, die Phasenmodulation in das Hochfrequenzträgersignal einführt.
Eine Schaltpunktberechnungseinrichtung 918 ist konfiguriert, um eine Schaltpunktzeit zu bestimmen. Bei einem Ausführungsbeispiel ist die Schaltpunktberechnungseinrichtung 918 konfiguriert, um AM-Basisbandabtastwerte Y₁ und Y₂ zu empfangen und zu vergleichen. Basierend auf dem Vergleich kann die Schaltpunktberechnungseinrichtung 918 eine Schaltzeit bestimmen, zu der der HF-Teiler 922 eine Phasenmodulation in das Hochfrequenzträgersignal einführen soll. Die Schaltpunktberechnungseinrichtung 918 gibt dann zu der Schaltpunktzeit ein Steuersignal aus, um den HF-Teiler 922 zu betreiben, um einen Phasenversatz in das Hochfrequenzträgersignal einzuführen.
Ein Beispiel eines Blockdiagramms einer Schaltpunktberechnungseinrichtung 918 ist in 11 dargestellt. Wie es in 11 gezeigt ist, kann die Schaltpunktberechnungseinrichtung 1100 konfiguriert sein, um die Werte der Abtastwerte Y₁ und Y₂ zu vergleichen und eine Anzahl von Taktpulsen (P), bei denen einen Nullamplitudenpunkt auftreten kann, zu berechnen (z. B. von linearer Interpolation). Ein numerisch gesteuerter Oszillator (NCO) (z. B. Element 920 in 9) ist konfiguriert, um eine aktuelle Taktpulszahl (J) an die Schaltpunktberechnungseinrichtung zu liefern, die mit einer berechneten Pulszahl (P) verglichen werden kann. Das Überwinden der berechneten Pulszahl erzeugt das Steuersignal für den Teiler 922, um die Phasenänderung (z. B. von 180°) durchzuführen.
Bei einem Ausführungsbeispiel kann das Auslösesignal S_TRIG, das von dem Komparator 910 ausgegeben wird, an die Schaltpunktberechnungseinrichtung 1100 geliefert werden. Das Auslösesignal S_TRIG kann als ein „Gatter”-Signal verwendet werden, das in ein UND-Gatter eingespeist wird. Der Ausgang des UND-Gatters ermöglicht die Erzeugung eines Steuersignals, wenn der Komparator den Nulldurchgangspunkt (z. B. eine Phasenänderung von mehr oder weniger als 90°) erfasst, wodurch garantiert wird, dass ein Steuersignal für den Teiler 922 nicht erzeugt wird ohne eine Erfassung eines Nulldurchgangspunkts. Um HF-Synchronisation zu garantieren, kann das Steuersignal bei einem anderen Ausführungsbeispiel mit dem HF-Taktsignal (c1c) ausgelöst werden, das durch den NCO 920 geliefert wird.
Eine Amplitudenmodulationseinheit 924 (z. B. Leistungsverstärker, TX-Mischer usw.) ist konfiguriert, um das Hochfrequenz-AM-Signal AM_HF und das Hochfrequenz-PM-Signal PM_HF zu empfangen. Die Amplitudenmodulationseinheit 924 moduliert das Hochfrequenz-PM-Signal mit dem interpolierten Hochfrequenz-AM-Signal vor der Erzeugung eines polarmodulierten Signals, das von der Sendekette (z. B. zu einer Antenne) ausgegeben wird. Bei einem Ausführungsbeispiel kann die Amplitudenmodulationseinheit 924 einen Leistungsverstärker aufweisen, der konfiguriert ist, um das Hochfrequenz-PM-Signal PM_HF als einen Eingang und das interpolierte Hochfrequenz-AM-Signal AM_HF als ein Steuersignal zu empfangen.
12 stellt Diagramme dar, die ein Simulationsergebnis der AM-PM-Synchronisationsschaltung von 9 zeigen. Insbesondere zeigt der Graph 1200 interne Signale in der Polarmodulationsschaltung 900, während das Diagramm 1212 ein resultierendes Spektrum von Doppelseitenbandmodulation darstellt, die erreicht wird unter Verwendung der AM-PM-Synchronisation, die im Diagramm 1200 dargestellt ist (z. B. mit einer Phasenverschiebung von 180°, die eine Niederfrequenzkomponente und eine Hochfrequenzkomponente ergibt).
Mit Bezugnahme auf das Diagramm 1200 ist ein interpoliertes Hochfrequenz-AM-Signal 1202 interpoliert zwischen AM-Basisbandabtastwerten 1204, um dem allgemeinen Trend der AM-Abtastwerte zu folgen (d. h. grüne Linie ist Interpolation zwischen Punkten der Magentalinie). Im Gegensatz zu den AM-Basisbandabtastwerten 1204 geht das interpolierte Hochfrequenz-AM-Signal 1202 jedoch zu einer Schaltpunktzeit T_SP zu einem Nullamplitudenpunkt. Wenn das interpolierte Hochfrequenz-AM-Signal 1202 eine Nullamplitude erreicht, wird ein Steuersignal 1206 auf einen hohen Wert getrieben, der die im Diagramm 1212 gezeigte Phasenmodulation bewirkt. Daher stellen die Linien 1202 und 1206 Synchronisation zwischen AM- und PM-Signalen in der Polarmodulationsschaltung 900 dar.
Das Diagramm 1200 stellt auch ein „Vor-Korrektur”-Signal 1208 und ein „Nach-Korrektur”-Signal 1210 dar (beispielsweise oben in 8b und 8c näher beschrieben). Während der Zeit, zu der das „Vor-Korrektur”-Signal 1208 hoch ist, wird Interpolation basierend auf einem negativen Äquivalent der AM-Basisbandabtastwerte 1204 unmittelbar nach der Schaltpunktzeit T_SP berechnet. Gleichartig dazu, während der Zeit, zu der das „Nach-Korrektur”-Signal hoch ist, wird Interpolation basierend auf einem negativen Äquivalent der AM-Basisbandabtastwert 1204 unmittelbar vor der Schaltpunktzeit T_SP berechnet.
Obwohl die Erfindung mit Bezugnahme auf eine oder mehrere Implementierungen dargestellt und beschrieben wurde, können Änderungen und/oder Modifikationen an den dargestellten Beispielen durchgeführt werden, ohne von der Wesensart und dem Schutzbereich der angehängten Ansprüche abzuweichen. Insbesondere bezüglich der verschiedenen Funktionen, die durch die oben beschriebenen Komponenten oder Strukturen (Anordnungen, Vorrichtungen, Schaltungen, Systeme usw.) durchgeführt werden, sollen die Begriffe (einschließlich eines Verweises auf eine „Einrichtung”), die zum Beschreiben solcher Komponenten verwendet werden, jeder Komponente oder Struktur entsprechen, die die spezifizierte Funktion der beschriebenen Komponente durchführt (z. B. die funktional äquivalent ist), auch wenn nicht strukturell äquivalent zu der offenbarten Struktur, die die Funktion bei den hierin dargestellten beispielhaften Implementierungen der Erfindung durchführt, es sei denn, dies ist anderweitig angezeigt. Außerdem, obwohl ein bestimmtes Merkmal der Erfindung offenbart wurde bezüglich einer von mehreren Implementierungen, kann ein solches Merkmal kombiniert werden mit einem oder mehreren anderen Merkmalen der anderen Implementierungen, je nach Wunsch und wie es für jede gegebene oder bestimmte Anwendung vorteilhaft ist. Ferner sollen in dem Ausmaß, wie die Begriffe „umfassend”, „umfasst”, „hat”, „mit” oder Variationen davon entweder in der detaillierten Beschreibung oder den Ansprüchen verwendet werden, solche Begriffe auf ähnliche Weise einschließend sein wie der Begriff „aufweisend”.

Claims

Polarmodulationsschaltung, die folgende Merkmale aufweist: eine Amplitudenumwandlungskomponente, die konfiguriert ist, um ein Hochfrequenz-amplitudenmoduliertes Signal mit einer Amplitude von im Wesentlichen Null zu einer Schaltpunktzeit zu erzeugen, die einem Symbolübergang entspricht, der eine Phasendiskontinuität in einem phasenmodulierten Basisbandsignal bewirkt, und ferner konfiguriert ist, um zu der Schaltpunktzeit ein Steuersignal zu erzeugen; und eine Phasenmodulationskomponente, die konfiguriert ist, um das Steuersignal zu empfangen und basierend darauf eine Hochfrequenzphasenmodulation an einem Hochfrequenzträgersignal zu der Schaltpunktzeit durchzuführen.
Schaltung gemäß Anspruch 1, bei der die Hochfrequenzphasenmodulation eine Phasenverschiebung von 180° aufweist, sodass das Hochfrequenz-amplitudenmodulierte Signal die Amplitude von im Wesentlichen Null zu der gleichen Zeit aufweist, zu der ein Hochfrequenz-phasenmoduliertes Trägersignal eine Phasenverschiebung von 180° aufweist.
Schaltung gemäß Anspruch 2, bei der die Phasenmodulationskomponente folgende Merkmale aufweist: einen Phasenregler, der konfiguriert ist, um ein phasenmoduliertes Basisbandsignal zu empfangen und um ein phasengeregeltes Signal zu erzeugen durch Regeln einer digitalen Phasenmodulation des phasenmodulierten Basisbandsignals; einen gesteuerten Oszillator, der konfiguriert ist, um das phasengeregelte Signal zu empfangen und das Hochfrequenzträgersignal basierend darauf zu erzeugen; und eine Hochfrequenzphasenmodulationskomponente, die konfiguriert ist, um das Hochfrequenz-phasenmodulierte Trägersignal zu erzeugen durch Durchführen der Hochfrequenz-phasenmodulation an dem Hochfrequenzträgersignal zu der Schaltpunktzeit.
Schaltung gemäß Anspruch 3, die ferner folgendes Merkmal aufweist: eine Amplitudenmodulationseinheit, die nachgeschaltet zu der Hochfrequenzphasenmodulationskomponente konfiguriert ist, wobei die Amplitudenmodulationseinheit konfiguriert ist, um das Hochfrequenz-phasenmodulierte Signal in das Hochfrequenz-phasenmodulierte Signal einzuführen.
Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der die Amplitudenumwandlungskomponente konfiguriert ist, um das Hochfrequenz-phasenmodulierte Signal zu erzeugen durch Interpolieren einer Mehrzahl von amplitudenmodulierten Basisbandsignalabtastwerten, um einen Datenpunkt zu erzeugen, der die Amplitude von im Wesentlichen Null zu der Schaltpunktzeit hat, wobei die Schaltpunktzeit zeitlich angeordnet ist zwischen einer ersten Zeit, zu der ein erster amplitudenmodulierter Basisbandsignalabtastwert genommen wird, und einer zweiten Zeit, zu der ein zweiter amplitudenmodulierter Basisbandsignalabtastwert genommen wird, und wobei der Symbolübergang eine Phasenverschiebung von 180° in einem phasenmodulierten Basisbandsignal aufweist, der zwischen der ersten und der zweiten Zeit auftritt.
Schaltung gemäß Anspruch 5, die ferner einen Phasenschaltdetektor aufweist, der einen Komparator aufweist, der konfiguriert ist, um die Phasendiskontinuität zu erfassen, wenn Phasenversatzänderung in Abtastwerten, die von benachbarten Taktzyklen des phasenmodulierten Basisbandsignals genommen werden, einen absoluten Wert von mehr als 90° aufweisen, wobei der Komparator auf das Erfassen der Phasendiskontinuität hin das Interpolieren der Mehrzahl von amplitudenmodulierten Basisbandsignalabtastwerten auslöst.
Schaltung gemäß Anspruch 6, bei der, wenn der Phasenschaltdetektor den Phasenversatz mit einem absoluten Wert von mehr als 90° erfasst, derselbe ein erstes Auslösesignal erzeugt, das bewirkt, dass die Interpolation mit einem negativen Äquivalent eines amplitudenmodulierten Basisbandsignalabtastwerts unmittelbar nach der Schaltpunktzeit durchgeführt wird, um die Interpolation zu modifizieren, um den Datenpunkt mit einer Amplitude von im Wesentlichen Null zu erzeugen.
Schaltung gemäß Anspruch 7, bei der, wenn der Phasenschaltdetektor den Phasenversatz mit einem absoluten Wert von mehr als 90° erfasst, derselbe ein zweites Auslösesignal erzeugt, das bewirkt, dass die Interpolation mit einem negativen Äquivalent eines amplitudenmodulierten Basisbandsignalabtastwerts unmittelbar vor der Schaltzeit durchgeführt wird, um ein Interpolationsintervall nach der Schaltpunktzeit zu modifizieren.
Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei die Amplitudenumwandlungskomponente ferner eine Schaltpunktberechnungseinrichtung aufweist, die konfiguriert ist, um eine Anzahl von Taktpulsen zu berechnen, bis das amplitudenmodulierte Signal eine Nullamplitude aufweist basierend auf einem Vergleich zwischen AM-Signalabtastwerten, wobei die Schaltpunktberechnungseinrichtung das Steuersignal erzeugt, wenn eine Anzahl von Taktpulsen größer ist als oder gleich ist wie die berechnete Anzahl von Taktpulsen.
Polarmodulationsschaltung, die folgende Merkmale aufweist: einen Betragsinterpolator, der konfiguriert ist, um ein Hochfrequenz-amplitudenmoduliertes Signal zu erzeugen durch Interpolieren einer Mehrzahl von amplitudenmodulierten Basisbandsignalabtastwerten, um einen Datenpunkt mit einer Amplitude, die im Wesentlichen null ist, zu einer Schaltpunktzeit zu erzeugen; einen Phasenregler, der konfiguriert ist, um ein phasenmoduliertes Basisbandsignal zu empfangen und um ein phasengeregeltes Signal zu erzeugen durch Regeln von Phasenmodulation in dem phasenmodulierten Basisbandsignal; einen gesteuerten Oszillator, der konfiguriert ist, um das phasengeregelte Signal zu empfangen und darauf basierend eine Hochfrequenzträgerwelle zu erzeugen; und eine Hochfrequenzphasenmodulationskomponente, die konfiguriert ist, um eine Hochfrequenzphasenmodulation, die eine Phasenverschiebung von 180° aufweist, zu der Schaltpunktzeit in das Hochfrequenzträgersignal einzuführen, um ein Hochfrequenz-phasenmoduliertes Trägersignal zu erzeugen.
Schaltung gemäß Anspruch 10, bei der die Schaltpunktzeit zeitlich angeordnet ist zwischen einer ersten Zeit, zu der ein erster amplitudenmodulierter Basisbandsignalabtastwert genommen wird, und einer zweiten Zeit, zu der ein zweiter amplitudenmodulierter Basisbandsignalabtastwert genommen wird, und wobei ein Symbolübergang mit einer Phasenverschiebung von 180° in einem phasenmodulierten Basisbandsignal zwischen der ersten und der zweiten Zeit auftritt.
Schaltung gemäß Anspruch 11, bei der das Regeln der Phasenmodulation das Einführen eines digitalen Phasenversatzes in das phasenmodulierte Basisbandsignal aufweist, das gemeinsam mit der Hochfrequenzphasenmodulation wirkt, um das Hochfrequenz-phasenmodulierte Trägersignal zu erzeugen.
Schaltung gemäß Anspruch 11 oder 12, die ferner einen Phasenschaltdetektor aufweist, der konfiguriert ist, um die Phasenverschiebung von 180° in dem phasenmodulierten Basisbandsignal zu erfassen, und auf die Erfassung der Phasenverschiebung von 180° hin ein oder mehrere Auslösesignale an den Betragsinterpolator zu liefern, die bewirken, dass der Betragsinterpolator die Interpolation durchführt mit einem amplitudenmodulierten Basisbandsignalabtastwert unmittelbar vor dem erfassten Symbolübergang ersetzt durch ein negatives Äquivalent, und einem amplitudenmodulierten Basisbandsignalabtastwert unmittelbar nach dem erfassten Symbolübergang, ersetzt durch ein negatives Äquivalent.
Schaltung gemäß einem der Ansprüche 11 bis 13, die ferner folgende Merkmale aufweist: einen Komparator, der konfiguriert ist, um einen ersten phasenmodulierten Basisbandsignalabtastwert und einen zweiten phasenmodulierten Basisbandsignalabtastwert zu empfangen, die bearbeitet werden durch ein Verzögerungselement, das konfiguriert ist, um den zweiten Abtastwert um einen Taktzyklus zu verzögern, wobei der Komparator den ersten und den zweiten Abtastwert vergleicht, um den einen Phasenversatz zwischen den Abtastwerten mit einem absoluten Wert von mehr als 90° zu erfassen, und wobei, wenn ein Phasenversatz mit einem absoluten Wert von mehr als 90° erfasst wird, der Komparator konfiguriert ist, um Auslösesignale zu erzeugen, die bewirken, dass der Betragsinterpolator eine Interpolation durchführt durch Modifizieren von amplitudenmodulierten Basisbandsignalabtastwerten, die zeitlich unmittelbar vor und unmittelbar nach der Erfassung des Phasenversatzes mit einem absoluten Wert von mehr als 90° angeordnet sind.
Schaltung gemäß einem der Ansprüche 11 bis 14, die ferner ein oder mehrere Verzögerungselemente aufweist, die konfiguriert sind, um ein empfangenes amplitudenmoduliertes Basisbandsignal zu bearbeiten, um das amplitudenmodulierte Basisbandsignal von verschiedenen Taktperioden zu verzögern, sodass der Betragsinterpolator amplitudenmodulierte Basisbandsignalabtastwerte von unterschiedlichen Taktperioden empfängt.
Schaltung gemäß einem der Ansprüche 10 bis 15, die ferner folgendes Merkmal aufweist: eine Amplitudenmodulationseinheit, die nachgeschaltet zu der Hochfrequenzphasenmodulationskomponente konfiguriert ist, wobei die Amplitudenmodulationseinheit konfiguriert ist, um das Hochfrequenz-amplitudenmoduliert Signal in das Hochfrequenz-phasenmodulierte Signal einzuführen.
Verfahren zur Polarmodulation, das folgende Schritte aufweist: Bereitstellen eines amplitudenmodulierten Basisbandsignals und eines phasenmodulierten Basisbandsignals; Erzeugen eines phasengeregelten Signals durch Regeln von Phasenmodulationsinformationen in dem phasenmodulierten Basisbandsignal; Hochmischen des phasengeregelten Signals zu einem Hochfrequenzträgersignal; Interpolieren des amplitudenmodulierten Basisbandsignals, um ein Hochfrequenz-amplitudenmoduliertes Signal zu erzeugen mit einem Nullamplitudenpunkt zu einer Schaltpunktzeit; und Einführen einer Hochfrequenzphasenmodulation in das Hochfrequenzträgersignal zu der Schaltpunktzeit, um ein Hochfrequenz-phasenmoduliertes Trägersignal zu erzeugen.
Verfahren gemäß Anspruch 17, das ferner folgenden Schritt aufweist: Erzeugen eines Steuersignals, das die Einführung der Phasenmodulation in das Hochfrequenzträgersignal steuert, sodass das Hochfrequenz-amplitudenmodulierte Signal den Nullamplitudenpunkt zu der gleichen Zeit aufweist, wie das Hochfrequenz-phasenmodulierte Trägersignal eine Phasenänderung von 180° aufweist.
Verfahren gemäß Anspruch 18, bei dem das Modifizieren des amplitudenmodulierten Basisbandsignals das Interpolieren einer Mehrzahl von amplitudenmodulierten Basisbandsignalabtastwerten aufweist, um den Nullamplitudenpunkt zu erzeugen zwischen zwei Abtastwerten, die zu Zeiten genommen werden, zwischen denen ein Symbolübergang, der eine Phasendiskontinuität in dem phasenmodulierten Basisbandsignal erzeugte, aufgetreten ist, wobei die Interpolation durchgeführt wird durch Modifizieren der Amplitude des amplitudenmodulierten Basisbandsignalabtastwerts, der zeitlich vor oder nach der Schaltpunktzeit angeordnet ist.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 17 bis 19, bei dem das Regeln von Phasenmodulationsinformationen das Einführen eines digitalen Phasenversatzes in das phasenmodulierte Basisbandsignal und das Einführen eines zusätzlichen Hochfrequenzphasenversatzes in das Hochfrequenzträgersignal aufweist.