DE102012022175A1

DE102012022175A1 - Phasendetektion mit zwei Betriebsarten

Info

Publication number: DE102012022175A1
Application number: DE102012022175.4A
Authority: DE
Inventors: Pasquale Lamanna; Davide Orifiamma
Original assignee: Cambridge Silicon Radio Ltd
Current assignee: Qualcomm Technologies International Ltd
Priority date: 2012-07-31
Filing date: 2012-11-13
Publication date: 2014-02-06
Also published as: GB2505012A; GB2505012B; GB201218504D0; US8638146B1; US20140035641A1

Abstract

Verfahren zum Messen einer Phasendifferenz zur Verwendung in einem Phasenregelkreis (PLL), der einen Binärphasendetektor (BPD), einen Zeit-Digital-Umsetzer (TDC) und einen Signalgenerator umfasst, wobei die Phasendifferenz die zwischen einem Referenzsignal und einem von dem Signalgenerator ausgegebenen erzeugten Signal ist, wobei das Verfahren umfasst: Eingeben des Referenzsignals und des erzeugten Signals in den TDC; Messen des Betrags der Phasendifferenz in dem TDC; falls der gemessene Betrag der Phasendifferenz kleiner als ein Schwellenwert ist, Betreiben des PLL gemäß einer ersten Betriebsart, bei der die Ausgabe des BPD den Signalgenerator steuert; und falls der gemessene Betrag der Phasendifferenz größer als der Schwellenwert ist, Betreiben des PLL gemäß einer zweiten Betriebsart, bei der die Ausgabe des TDC und des BPD den Signalgenerator steuert.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft einen digitalen Phasendetektor mit zwei Betriebsarten zur Verwendung mit einem Empfangsoszillator mit einem softwaredefinierten Ansprechverhalten.
Hintergrund
In den letzten Jahren ist die Nachfrage nach Einrichtungen mit drahtloser Funktionalität, zum Beispiel WI-FI, Bluetooth und GPS, stark gestiegen. In den meisten drahtlosen Kommunikationssystemen werden Informationen mit einer viel höheren Frequenz als der Signalbandbreite übertragen. Das Verringern der Wellenlänge, mit der Informationen übertragen werden, vergrößert oft die Effektivität der Kommunikation. Zum Beispiel ermöglicht in drahtlosen Kommunikationseinrichtungen eine Verkleinerung der Wellenlänge des übertragenen Signals, dass die Antenne der Empfängereinrichtung kleiner ausgeführt werden kann. Die Frequenz, mit der Informationen übertragen werden, ist als die Trägerfrequenz bekannt. Zur Erzeugung dieser Trägerfrequenz wird gewöhnlich ein Phasenregelkreis (PLL) verwendet. Ein Beispiel für einen typischen PLL ist in 1 gezeigt. Ein Referenzsignal S_ref mit der Frequenz F_ref und ein zweites Signal S₀ werden in ein Phasendetektormodul 101 eingegeben. Die Phasendifferenz wird als ein Signal e(t) ausgegeben, das seinerseits in ein Filter 102 eingegeben wird. Das Ausgangssignal des Filters v(t) wird in einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 103 eingegeben, der in Reaktion auf das Eingangssignal ein Signal S₀ ausgibt. Das Signal S₀ wird dann zusammen mit dem Referenzsignal S_ref in den Phasendetektor rückgekoppelt. Der PLL fungiert als eine Rückkopplungsschleife, wodurch die gemessene Phasendifferenz zwischen dem erzeugten Signal und einem Referenzsignal verwendet wird, um den Oszillator anzusteuern, der das erzeugte Signal ausgibt. Falls der Phasendetektor eine Phasendifferenz zwischen den beiden Eingangssignalen misst, gibt er in Abhängigkeit von dieser Differenz ein Fehlersignal aus. Das Fehlersignal wird in das Schleifenfilter eingegeben und das von dem Schleifenfilter ausgegebene Signal wird in den VCO eingegeben. Der VCO erzeugt dann ein Signal mit einer Frequenz, die der Referenzfrequenz näher kommt, wodurch die Phasendifferenz verringert wird.
Wenn die Phasendifferenz zwischen dem durch den VCO erzeugten Signal und dem Referenzsignal klein ist und gemessene Fehler bewirken, dass der VCO die Frequenz seines Ausgangssignals in Richtung des Referenzsignals zurückbringt, sagt man, dass das erzeugte Signal mit dem Referenzsignal verriegelt (engl. locked-on) bzw. auf das Referenzsignal eingestellt oder festgelegt ist. In dieser Betriebsart kann, falls sich die Frequenz des Referenzsignals ändert, das gemessene Fehlersignal bewirken, dass der VCO ein Signal mit einer Frequenz erzeugt, die der des Referenzsignals folgt. Wenn dies geschieht, sagt man, dass sich der PLL in der ”Verfolgungsbetriebsart” befindet. Wenn sich der PLL in der Verfolgungsbetriebsart befindet, ist er auch mit dem Referenzsignal verriegelt (engl. locked on). Falls sich der in PLL der ”Akquisitionsbetriebsart” befindet, ist der PLL nicht mehr auf das Referenzsignal eingestellt. Der Grund dafür könnte darin bestehen, dass die Verriegelung noch erreicht werden muss, oder dass der VCO einen momentanen Frequenzkick erhalten hat. Frequenzkicks können zum Beispiel durch die dynamische Schwankung der Ausgangsimpedanz des VCO aus Ziehen der Versorgung oder aus Pushen des Substrats verursacht werden. Pushen des Substrats ist der Effekt, dass Signale von einem Knoten einer integrierten Schaltung über das Substrat der Schaltung an einen anderen Knoten gekoppelt werden. Ziehen der Versorgung beschreibt den Effekt, dass sich die Ausgangsfrequenz des VCO als Reaktion auf eine Änderung der Last des Ausgangssignals ändert. In der ”Akquisitionsbetriebsart” ist der gemessene Phasenfehler zwischen dem Ausgangssignal des VCO und dem Referenzsignal relativ groß. Die Zeit, die ein PLL benötigt, um von einem unverriegelten Zustand aus eine Verriegelung zu erreichen, wird als die Verriegelungszeit bezeichnet. Falls der PLL auf das Referenzsignal verriegelt ist und der gesteuerte Oszillator einen momentanen Frequenzkick erhält, wird das nachfolgende Verhalten des PLL als die Sprungantwort bezeichnet. Ein wichtiger Faktor bei der Sprungantwort ist die Zeit, die der PLL benötigt, um sich wieder mit dem Referenzsignal zu verriegeln.
Der Phasendetektor, das Filter und der VCO sind jeweils mit einem ”Verstärkungsfaktor” assoziiert. Der Verstärkungsfaktor hilft dabei, die Beziehung zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal einer Komponente des PLL zu definieren. Die Beziehung zwischen den Eingangs- und Ausgangssignalen des Phasendetektors, des Filters und VCO kann durch die folgenden jeweiligen Gleichungen gegeben werden:
dabei sind
K_filter und K_VCO die Verstärkungsfaktoren des Phasendetektors, des Filters bzw. des VCO, Δϕ ist die gemessene Phasendifferenz und
f₂ und f₃ sind Funktionen. Bei Phasendetektoren mit einem linearen Ansprechverhalten ist
Neuere Entwicklungen haben sich aufgrund ihrer verbesserten Skalierbarkeit mit schrumpfender Größe von Schaltungskomponenten auf digitale PLL konzentriert. Ein Beispiel für einen digitalen PLL ist in 2 gezeigt. Die Schaltung arbeitet auf dieselbe Weise wie die in 1 abgebildete Schaltung, wobei ein Zeit-Digital-Umsetzer (TDC) 201 die Funktion des Phasenvergleichs zwischen dem Referenzsignal und dem erzeugten Signal ausführt. Das Schleifenfilter und der gesteuerte Oszillator von 1 wurden auch durch ihre digitalen Äquivalente; ein digitales Schleifenfilter (DLF) 202 bzw. einen digital gesteuerten Oszillator (DCO) 203 ersetzt. Mit jeder der Komponenten wird ein Verstärkungsfaktor assoziiert sein. Ein TDC misst die Zeitdifferenz zwischen zwei Signalen. Bei einer typischen Anwendung eines TDC in einem PLL wird eines der Signale relativ zu dem Referenzsignal mehrmals verzögert. Jedes Mal, nachdem das Signal verzögert wurde, wird bestimmt, ob die ansteigende Flanke dieses Signals vor oder hinter der ansteigenden Flanke des Referenzsignals liegt. Falls das Signal vor dem Referenzsignal liegt, wird ein digitaler Zähler inkrementiert, während, falls das Signal hinter dem Referenzsignal liegt, der Zähler nicht inkrementiert wird. Dieser Prozess ist in 3a und 3b dargestellt. 3a zeigt ein Referenzsignal S_ref und ein erzeugtes Signal S₀. Die Zeitdifferenz zwischen den ansteigenden Flanken der Signale wird durch ΔT₀ gegeben. Die ansteigende Flanke des Signals S₀ kommt an einem festen Referenzpunkt X vor der ansteigenden Flanke des Signals S_ref vorbei, und somit wird der digitale Zähler inkrementiert. Das Signal S₀ wird dann relativ zu dem Referenzsignal um einen Betrag ΔT₁ verzögert, um das Signal S₁ zu produzieren. Die ansteigende Flanke des Signals S₁ kommt an dem Punkt X vor der ansteigenden Flanke des Referenzsignals vorbei und somit wird der digitale Zähler wieder inkrementiert. Das Signal S₁ wird dann relativ zu dem Referenzsignal um einen Betrag ΔT₂ verzögert, um das Signal S₂ zu produzieren, das bewirkt, dass der digitale Zähler nochmals inkrementiert wird. Das Verzögern des Signals S₂ um einen Betrag ΔT₃ bewirkt nicht, dass der Zähler weiter inkrementiert wird, weil die ansteigende Flanke des resultierenden Signals S₃ an dem Punkt X nach der ansteigenden Flanke des Referenzsignals vorbeikommt. 3b ist eine Darstellung der digitalen Ausgabe des TDC für einen Zeitfehler ΔT₀ zwischen einem Referenzsignal und einem erzeugten Signal. Aufgrund der einfachen Beziehung zwischen der Zeitverzögerung zwischen zwei Signalen und der entsprechenden Phasendifferenz ist es möglich, die digitale Ausgabe des TDC für eine bestimmte Phasendifferenz zwischen zwei Signalen zu bestimmen, falls die zeitliche Differenz bekannt ist. Ein Beispiel für eine solche Ausgabe ist in 3b gezeigt.
Mit Bezug auf 3a ist zu sehen, dass das Verzögern des Signals relativ zu dem Referenzsignal um einen quantisierten Betrag einen Fehler ΔT_E einführt. Es ist dem TDC nicht möglich, zu bestimmen, wo sich innerhalb des Zeitraums ΔT₃ die ansteigenden Flanken des Referenzsignals und des erzeugten Signals überlappen, das heißt, es ist nicht möglich, den Wert von ΔT₀ voll zu bestimmen. Mathematisch hat man die folgende Beziehung: ΔT₀ = ΔT₁ + ΔT₂ + ΔT₃ ± ΔT_E
Um die zeitliche Auflösung zu verbessern, ist es deshalb notwendig, die Größe der Verzögerungsperioden ΔT_n zu verkleinern. Jedes verzögerte Signal wird jedoch durch ein digitales Verzögerungsgatter erzeugt, und um die Auflösung zu vergrößern, während der Bereich von Anfangszeitdifferenzen, die der TDC detektieren kann, aufrechterhalten wird, ist es also notwendig, die Anzahl der Verzögerungsgatter zu vergrößern. Dies würde zu einer Zunahme der belegten Chipfläche und einer stromhungrigeren Schaltung führen. Ein weiteres potentielles Problem bei dem TDC besteht darin, dass, falls die Verzögerungsperioden ΔT_n nicht konstant sind, die Linearität der Beziehung zwischen der Ausgabe des TDC und der gemessenen Zeitdifferenz verringert wird.
Als Alternative kann ein digitaler PLL anstelle eines TDC einen Binärphasendetektor (BPD) implementieren. Im Gegensatz zu einem TDC kann ein BPD im Allgemeinen nur die Polarität der Phasendifferenz zwischen einem erzeugten Signal und einem Referenzsignal bestimmen; das heißt, ob die ansteigende Flanke des erzeugten Signals vor oder nach der ansteigenden Flanke des Referenzsignals vorbeikommt. Der Betrag der Differenz bleibt unbekannt. 4 zeigt die Ausgabe eines BPD als eine Funktion der Phasendifferenz. Da die BPD-Ausgabe eine nichtlineare Funktion der Phasendifferenz ist, ist das Ausgangssignal des gesteuerten Oszillators oszillatorisch, wenn sich der PLL in einer Phasenverfolgungsbetriebsart befindet. Das nichtlineare Verhalten bedeutet außerdem, dass PLL mit BPD nicht unter Verwendung von linearen Analysetechniken analysiert werden können, wodurch ihre Entwicklung schwieriger zu optimieren wird. Trotz dieser potentiellen Nachteile werden oft BPD in digitalen PLL verwendet, weil sie in der Lage sind, eine sehr hohe zeitliche Auflösung im Bereich von 0,2 ps zu erzielen. Es ist deshalb leichter, unter Verwendung eines BPD einen PLL mit hoher zeitlicher Auflösung zu implementieren, als bei einem TDC. BPD begrenzen jedoch in der Regel den Einfangbereich des PLL auf ungefähr 10% der Freilauffrequenz des gesteuerten Oszillators. Der Einfangbereich ist als die maximale Frequenzdifferenz zwischen den beiden in den Phasendetektor eingegebenen Signalen definiert, die immer noch dazu führt, dass der PLL in der Lage ist, sich mit der Referenzfrequenz zu verriegeln. Wenn der PLL nicht verriegelt ist und die Phasendifferenz zwischen dem erzeugten Signal und dem Referenzsignal relativ groß ist, wird ferner der Verstärkungsfaktor des BPD signifikant verringert. Dies führt dazu, dass die Sprungantwort der Schleife verringert ist.
Es ist wünschenswert, einen PLL zu produzieren, der einen großen Einfangbereich und hohe zeitliche Auflösung aufweist, aber ohne die Last einer signifikanten Vergrößerung der Schaltungsgröße und -komplexität. Es wird somit eine verbesserte Phasendetektion zur Verwendung in PLL benötigt.
Kurzfassung der Erfindung
Gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Messen einer Phasendifferenz zur Verwendung in einem Phasenregelkreis (PLL) bereitgestellt, der einen Binärphasendetektor (BPD), einen Zeit-Digital-Umsetzer (TDC) und einen Signalgenerator umfasst, wobei die Phasendifferenz die zwischen einem Referenzsignal und einem von dem Signalgenerator ausgegebenen erzeugten Signal ist, wobei das Verfahren umfasst: Eingeben des Referenzsignals und des erzeugten Signals in den TDC; Messen des Betrags der Phasendifferenz in dem TDC; falls der gemessene Betrag der Phasendifferenz kleiner als ein Schwellenwert ist, Betreiben des PLL gemäß einer ersten Betriebsart, bei der die Ausgabe des BPD den Signalgenerator steuert; und falls der gemessene Betrag der Phasendifferenz größer als der Schwellenwert ist, Betreiben des PLL gemäß einer zweiten Betriebsart, bei der die Ausgabe des TDC und des BPD den Signalgenerator steuert.
Der PLL kann ferner ein Schleifenfilter umfassen, und das Verfahren kann ferner das Ändern des Verstärkungsfaktors des Schleifenfilters in Abhängigkeit von der gemessenen Phasendifferenz umfassen.
Der Schwellenwert kann gleich der Auflösung einer kleinsten durch den TDC detektierbaren Phasendifferenz sein.
Der Wert der kleinsten Phasendifferenz kann wenigstens so groß wie der Wert der 10. Standardabweichung der PLL-Phasenrauschverteilung sein.
Das Schleifenfilter kann ein digitales Schleifenfilter sein.
Eine dynamische Funktionseinheit kann den Verstärkungsfaktor des Schleifenfilters als eine Funktion des Betrags der gemessenen Phasendifferenz bestimmen und in Reaktion auf die Bestimmung den bestimmten Verstärkungsfaktor dem Schleifenfilter signalisieren.
Der als eine Funktion der bestimmten Phasendifferenz durch die dynamische Funktionseinheit bestimmte Verstärkungsfaktor des Schleifenfilters könnte programmierbar sein.
Die dynamische Funktionseinheit könnte den Verstärkungsfaktor des Schleifenfilters als eine Funktion des gemessenen Betrags der Phasendifferenz unter Verwendung einer Nachschlagetabelle bestimmen und die Nachschlagetabelle könnte rekonfigurierbar sein.
Gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird eine Vorrichtung zum Messen einer Phasendifferenz zur Verwendung in einem Phasenregelkreis (PLL) bereitgestellt, der einen Binärphasendetektor (BPD), einen Zeit-Digital-Umsetzer (TDC) und einen Signalgenerator umfasst, wobei die Phasendifferenz die zwischen einem Referenzsignal und einem von dem Signalgenerator ausgegebenen erzeugten Signal ist, wobei der TDC dafür ausgelegt ist, das Referenzsignal und das erzeugte Signal zu empfangen und die Phasendifferenz zwischen diesen Signalen zu messen; falls die gemessene Phasendifferenz kleiner als ein Schwellenwert ist, betreibt die Vorrichtung den PLL gemäß einer ersten Betriebsart, bei der die Ausgabe des BPD den Signalgenerator steuert; und falls die gemessene Phasendifferenz größer als der Schwellenwert ist, betreibt die Vorrichtung den PLL gemäß einer zweiten Betriebsart, bei der die Ausgabe des BPD und des TDC den Signalgenerator steuert.
Die Vorrichtung kann ferner ein Schleifenfilter umfassen, wobei das Schleifenfilter einen Verstärkungsfaktor aufweist, der in Abhängigkeit von dem gemessenen Betrag der Phasendifferenz änderbar ist.
Der von dem TDC verwendete Schwellenwert könnte gleich der Auflösung der kleinsten durch den TDC detektierbaren Phasendifferenz sein. Der Wert der kleinsten Phasendifferenz könnte wenigstens so groß wie der Wert der 10. Standardabweichung der PLL-Phasenrauschverteilung sein.
Das Schleifenfilter der Vorrichtung könnte ein digitales Schleifenfilter sein.
Die Vorrichtung könnte ferner eine dynamische Funktionseinheit umfassen, die den Verstärkungsfaktor des Schleifenfilters als eine Funktion der gemessenen Phasendifferenz bestimmt und in Reaktion auf die Bestimmung den bestimmten Verstärkungsfaktor dem Schleifenfilter signalisieren könnte.
Der durch die dynamische Funktionseinheit als eine Funktion der bestimmten Phasendifferenz bestimmte Verstärkungsfaktor des Schleifenfilters könnte programmierbar sein.
Die dynamische Funktionseinheit der Vorrichtung könnte den Verstärkungsfaktor des Schleifenfilters als eine Funktion der gemessenen Phasendifferenz durch Verwendung einer Nachschlagetabelle bestimmen. Die Nachschlagetabelle könnte rekonfigurierbar sein.
Figuren
Die vorliegende Offenbarung wird nun unter Bezugnahme auf die folgenden Zeichnungen beschrieben. Es zeigen:
1 ein Schaubild eines typischen analogen Phasenregelkreises.
2 ein Schaubild eines typischen digitalen Phasenregelkreises.
3a ein schematisches Schaubild, das zeigt, wie ein Signal relativ zu einem Referenzsignal in einem Zeit-Digital-Umsetzer (TDC) verzögert wird.
3b ein schematisches Schaubild der resultierenden Ausgabe eines TDC als eine Funktion der gemessenen Zeitdifferenz zwischen einem erzeugten Signal und einem Referenzsignal.
3c ein schematisches Schaubild der resultierenden Ausgabe eines TDC als eine Funktion der Phasendifferenz zwischen einem erzeugten Signal und einem Referenzsignal.
4 ein schematisches Schaubild der Ausgabe eines Binärphasendetektors (BPD) als eine Funktion der gemessenen Phasendifferenz zwischen einem erzeugten Signal und einem Referenzsignal.
5 ein Schaubild der Komponenten, die zum Messen der Phasendifferenz zwischen einem erzeugten Signal und einem Referenzsignal gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet werden.
6 ein Schaubild der Komponenten, die zum Messen der Phasendifferenz zwischen einem erzeugten Signal und einem Referenzsignal gemäß einer alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet werden.
7 ein Beispiel für den Verstärkungsfaktor des digitalen Schleifenfilters als eine Funktion der gemessenen Phasendifferenz zwischen einem erzeugten Signal und einem Referenzsignal.
Ausführliche Beschreibung
Das Aufteilen des Phasendetektionsmoduls eines PLL in zwei Submodule erlaubt eine Behandlung jedes Moduls als separates Phasendetektionsproblem. Durch die resultierende Architektur kann der PLL im Vergleich zu Architekturen, die TDC oder BPD isoliert umfassen, über einen größeren Bereich von detektierten Phasenfehlern mit verbesserter Leistungsfähigkeit arbeiten. Ein Beispiel für ein Phasendetektionsmodul gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist in 5 gezeigt. Ein von einem Signalgenerator (z. B. einem gesteuerten Oszillator) ausgegebenes Signal S₀ und ein Referenzsignal S_ref werden in einen Binärphasendetektor 501 und einen Zeit-Digital-Umsetzer 502 eingegeben. Die Ausgangssignale des BPD und TDC werden in den Multiplizierer 503 eingegeben. Das Ausgangssignal des Multiplizierers wird in ein digitales Schleifenfilter (DLF) 504 eingegeben. Das DLF gibt ein Signal S_control aus, das seinerseits in einen gesteuerten Oszillator 505 eingegeben wird. Der gesteuerte Oszillator gibt dann ein Signal S₀ mit einer Frequenz aus, die von dem von dem DLF ausgegebenen Signal S_control abhängig ist.
Man beachte, dass im Folgenden der Ausdruck ”zeitlicher bzw. Phasenfehler” und ”zeitliche bzw. Phasendifferenz” austauschbar verwendet werden. Der BPD bestimmt die Phasendifferenz zwischen den Signalen S₀ und S_ref mit einer Auflösung von 1 Bit; das heißt, er kann nur die Polarität der Phasendifferenz bestimmen, nicht aber den Betrag. Der TDC kann die Phasendifferenz mit N Bit Genauigkeit bestimmen, was bedeutet, dass er in der Lage ist, den Betrag der Phasendifferenz mit einer Auflösung zu bestimmen, die mit zunehmendem N zunimmt.
Ein TDC hat gegenüber einem BPD den Vorteil, dass er leicht dafür ausgelegt wird, über einen großen Einfangbereich zu arbeiten. Ein großer Einfangbereich ist zur Erzielung einer Frequenzverriegelung nützlich, wenn die Phase des von dem gesteuerten Oszillator ausgegebenen Signals nicht nahe bei der Phase des Referenzsignals liegt. Diese Phasendifferenz könnte groß sein, falls zum Beispiel Frequenzverriegelung noch zu erreichen ist oder falls der gesteuerte Oszillator einen momentanen Frequenzkick erhält. Ein einfacher TDC-Entwurf leidet jedoch oft unter schlechter zeitlicher Auflösung und Linearität; das heißt, das Ausgangssignal des TDC hängt nicht linear mit dem gemessenen Phasenfehler zusammen. Umgekehrt kann ein BPD sehr hohe Grade zeitlicher Auflösung (0,2 ps) und hohe Werte des Verstärkungsfaktors bieten, wenn die Phasendifferenz zwischen dem durch den gesteuerten Oszillator erzeugten Signal und dem Referenzsignal relativ klein ist, wie zum Beispiel wenn das erzeugte Signal mit dem Referenzsignal verriegelt bzw. auf das Referenzsignal eingestellt ist. Wenn die Phasendifferenz zwischen diesen Signalen jedoch relativ groß ist, wird der Verstärkungsfaktor des BPD verringert. Wenn die Phasendifferenz relativ groß ist, weist ein PLL mit einem TDC als Phasenkomparator in der Regel eine kürzere Verriegelungszeit und schnellere Sprungantwort auf als der entsprechende PLL mit einem BPD als einen Phasenkomparator.
Vorzugsweise ist der digitale Ausgangswert des TDC gleich 1, wenn der gemessene Phasen- bzw. zeitliche Fehler kleiner als ein Schwellenwert ist. Wenn der gemessene Phasenfehler kleiner als dieser Schwellenwert ist, ist deshalb der Ausgangswert des digitalen Multiplizierers gleich der Ausgabe des BPD. Dadurch wird die Auswirkung des TDC auf das digitale Schleifenfilter und den gesteuerten Oszillator entfernt, und der PLL arbeitet somit effektiv so, als wäre der einzige Phasendetektor ein BPD. Daher steuert der BPD den gesteuerten Oszillator. Der TDC steuert den gesteuerten Oszillator nicht. Der Schwellenwert könnte zum Beispiel die Auflösung des TDC für den niedrigsten quantisierten Phasen- bzw. zeitlichen Fehler sein. Als ein Beispiel ist die Auflösung des niedrigsten quantisierten Phasenfehlers für einen TDC mit einer Ausgabe wie in 3c gezeigt gleich Δφ₁.
Wenn der gemessene Phasen- oder zeitliche Fehler größer als diese Schwelle ist, wird der digitale Ausgangswert des TDC größer als 1 sein. In diesem Fall enthält das Ausgangssignal des digitalen Multiplizierers Informationen sowohl über den Betrag des Phasenfehlers als auch die Polarität des Fehlers. Daher steuern sowohl der TDC als auch der BPD den gesteuerten Oszillator. Das Ausgangssignal des digitalen Multiplizierers wird dann dem digitalen Schleifenfilter zugeführt, das dafür ausgelegt sein kann, einen Verstärkungsfaktor aufzuweisen, der eine Funktion des Betrags des Phasenfehlers ist. Vorteilhafterweise ändert die Änderung des Verstärkungsfaktors des Schleifenfilters die Bandbreite des PLL, das heißt, die PLL-Bandbreite kann in Abhängigkeit von dem gemessenen Phasenfehler geändert werden. Das DLF kann dafür ausgelegt werden, einen Verstärkungsfaktor aufzuweisen, der mit zunehmendem Phasenfehler zunimmt. Ein PLL, der ein DLF mit einem Verstärkungsfaktor aufweist, der mit dem Phasenfehler zunimmt, wird in der Regel eine schnellere Sprungantwort aufweisen, als ein PLL, der ein DLF mit einem Verstärkungsfaktor umfasst, der von dem Phasenfehler unabhängig ist.
Die in 5 gezeigte Schaltung hat den Vorteil der Benutzung der mit einem TDC assoziierten relativ schnellen Verriegelungszeit und Sprungantwort, wenn große Phasen- bzw. zeitliche Fehler detektiert werden. Sobald die gemessenen Phasen- bzw. zeitlichen Fehler kleiner als der Schwellenwert sind, kann der BPD verwendet werden, um ein Signal mit geringem Phasen- bzw. zeitlichem Fehler zu erzeugen. Die mit dem TDC assoziierten Probleme schlechter Auflösung werden somit umgangen, weil er nur verwendet wird, um den gemessenen Fehler unter einen Schwellenwert zu bringen – sobald der Fehler unter dem Schwellenwert liegt, weist der TDC eine Ausgabe von 1 auf, was bedeutet, dass er sich auf das Verhalten des Filters oder des gesteuerten Oszillators nicht auswirkt. Ähnlich werden auch die Probleme des verringerten Verstärkungsfaktors und relativ großer Verriegelungszeiten, die mit einem BPD assoziiert sind, wenn der gemessene Fehler relativ groß ist, umgangen, weil das Ausgangssignal des BPD in Verbindung mit der Nicht-Einheitsausgabe des TDC verwendet wird, um sich auf das Verhalten des DLF und des gesteuerten Oszillators auszuwirken. Vorzugsweise wird die Auflösung des TDC so gewählt, dass der kleinste quantisierte Phasenfehler größer als die 10. Standardabweichung der Phasenrauschverteilung ist. In der Praxis können die entweder von dem BPD oder dem TDC ausgegebenen Signale in Zwischenkomponenten vor dem Oszillator eingegeben werden. In 5 ist zum Beispiel das Schleifenfilter eine Zwischenkomponente. In der Praxis kann das von dem Oszillator ausgegebene Signal in Zwischenkomponenten vor dem BPD oder dem TDC eingegeben werden. Zum Beispiel kann das von dem Oszillator ausgegebene Signal durch einen Teiler geleitet werden, bevor es in den BPD oder TDC eingegeben wird.
Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist das digitale Schleifenfilter (DLF) so ausgelegt, dass es einen Verstärkungsfaktor aufweist, der eine Funktion der durch den TDC bereitgestellten Fehlerinformationen ist. Wenn der TDC bestimmt, dass der Fehler kleiner als der Schwellenwert ist, kann das DLF dafür ausgelegt werden, seinen Verstärkungsfaktor auf einem konstanten Wert zu halten, wodurch sichergestellt wird, dass es eine lineare Übertragungsfunktion aufweist.
Eine alternative Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist in 6 gezeigt. Ein von einem Signalgenerator (z. B. einem gesteuerten Oszillator) ausgegebenes Signal S₀ und ein Referenzsignal S_ref werden in ein Phasendetektormodul 601 eingegeben. Das Phasendetektormodul könnte zum Beispiel ein BPD und ein TDC wie in 5 konfiguriert sein. Allgemeiner könnte das Phasendetektormodul ein beliebiger Phasendetektor sein, der betreibbar ist, um ein Signal, das den Betrag des Phasenfehlers repräsentiert, und ein Signal, das die Polarität des Fehlers repräsentiert, auszugeben. Die Polarität des Fehlers wird als ein Signal in ein digitales Schleifenfilter (DLF) 602 ausgegeben. Der Betrag des Phasenfehlers zwischen den Signalen S₀ und S_ref wird von dem Phasendetektormodul als ein Signal ausgegeben, das seinerseits in eine softwaredefinierte Einheit 603 eingegeben wird. Die softwaredefinierte Einheit 603 bestimmt den auf das DLF anzuwendenden Verstärkungsfaktor als eine Funktion des Phasenfehlers. Das DLF gibt ein Signal S_control aus, das in einen digital gesteuerten Oszillator 604 eingegeben wird. Das Signal S_control bewirkt, dass der DCO ein Signal S₀ mit einer Frequenz ausgibt, die von dem durch die Softwareeinheit 603 und die Ausgangssignale des BPD und des TDC spezifizierten Verstärkungsfaktor abhängig ist. Bei dieser Ausführungsform kann der Verstärkungsfaktor des DLF als eine Funktion des Phasenfehlers durch die Softwareeinheit 603 bestimmt werden. Deshalb kann das Verstärkungsfaktorprofil des DLF durch geeignete Programmierung der softwaredefinierten Einheit 603 geändert werden, das heißt, das Verstärkungsfaktorprofil kann ohne jegliche Änderungen der Hardware geändert werden.
Die Softwareeinheit 603 bestimmt einen geeigneten Verstärkungsfaktor, der auf das DLF für jeden gemessenen Phasenfehlerbetrag anzuwenden ist. Ein Beispiel für ein durch die Softwareeinheit definiertes DLF-Verstärkungsfaktorprofil ist in 7 gezeigt. In diesem Beispiel ist das Verstärkungsfaktorprofil so definiert, dass der Verstärkungsfaktor gleich 1 ist, wenn der PLL in der Phasenverfolgungsbetriebsart betrieben wird (d. h. wenn der Betrag des gemessenen Phasenfehlers kleiner als der Schwellenwert ist). Dies ist als die Einheitsverstärkungsfaktorregion in 7 definiert. Wenn der PLL in der Phasenverfolgungsbetriebsart betrieben wird, ist der Verstärkungsfaktor des digitalen Schleifenfilters somit konstant, seine Übertragungsfunktion ist linear und der PLL zieht Nutzen aus der hohen Auflösung und dem geringen Phasenrauschen, die bzw. das durch den BPD gewährleistet wird. Wenn der gemessene Phasenfehler außerhalb der Einheitsverstärkungsfaktorregion liegt, weil zum Beispiel der PLL noch nicht verriegelt ist oder der DCO einen Frequenzkick erhält, nimmt der Verstärkungsfaktor des DLF mit dem Phasenfehler zu. Dies führt dazu, dass der PLL im Vergleich zu einem System, bei dem der Verstärkungsfaktor des DLF konstant ist, eine schnellere Verriegelungszeit und Sprungantwort aufweist. Zur Veranschaulichung betrachte man die Situationen eines ersten PLL mit einem DLF mit gleichförmigem Verstärkungsfaktor, wie durch die gestrichelte Linie L₁ von 7 gezeigt, und einen zweiten PLL mit einem DLF mit einem Verstärkungsfaktor, der von dem Phasenfehler abhängig ist, wie durch die durchgezogene Linie in 7 gezeigt. Wenn der Phasenfehler größer als der die Einheitsverstärkungsfaktorregion definierende Fehler ist, ist der Verstärkungsfaktor des zweiten DLF größer als der Verstärkungsfaktor des ersten DLF. Ein größerer Verstärkungsfaktor bewirkt eine größere Änderung der Frequenz des von dem DCO ausgegebenen Signals bei einem gegebenen Phasenfehler, und folglich wird es weniger lang dauern, bis das von dem DCO des zweiten PLL ausgegebene Signal wieder mit dem Referenzsignal verriegelt ist. Ein Filterverstärkungsfaktor, der mit dem gemessenen Phasenfehler zunimmt, führt zu PLL mit im Vergleich zu linearen PLL, bei denen der Verstärkungsfaktor des Filters konstant ist, schnellerem Einklingverhalten.
Die softwaredefinierte Einheit 603 kann unter Verwendung einer Software-Nachschlagetabelle implementiert werden, wobei Werte des Digitalfilterverstärkungsfaktors für verschiedene Werte des Phasenfehlers gespeichert werden. Die Tabelle kann auch rekonfigurierbar sein. Auf diese Weise können DLF-Verstärkungsfaktorprofile auf einzelne Anwendungen ohne jegliche Hardwareänderungen zugeschnitten werden. Wenn zum Beispiel die Anwendung des PLL eine besonders schnelle Verriegelungszeit erfordert, kann die Softwaretabelle so konfiguriert werden, dass ein Verstärkungsfaktorprofil produziert wird, das eine Exponentialfunktion des Phasenfehlerbetrags ist.
Durch Verwendung eines BPD in Verbindung mit einem TDC in einem PLL können die Parameter des PLL sowohl mit Bezug auf Phasenrauschen als auch mit Bezug auf Verriegelungszeit optimiert werden; zwei Anforderungen, die normalerweise in Konflikt stehen. Ferner kann diese Optimierung ohne Verwendung eines linearen und hochauflösenden TDC mit einem großen Einfangbereich erzielt werden. Solche TDC sind teuer herzustellen und nehmen eine große Chipfläche ein und sind stromhungrig. Durch Konfigurieren des PLL dergestalt, dass nur der TDC den Signalgenerator steuert, wenn der gemessene Phasenfehler relativ groß ist, können die Leistungsfähigkeitsanforderungen des TDC gelockert werden. Dies führt zu einem TDC mit einer einfacheren Architektur und einem geringeren Stromverbrauch. Die Verwendung einer Softwareeinheit, die den Filterverstärkungsfaktor als eine Funktion des Phasenfehlers definiert, hat den Vorteil, dass die Sprungantwort des PLL abhängig von der Anwendung angepasst werden kann. Das Verstärkungsfaktorprofil kann leicht ohne jegliche Hardwareänderungen geändert werden. Zusätzlich zu der Änderung des Verstärkungsfaktorprofils erlaubt die Verwendung von Software eine dynamische Änderung der vollständigen Digitalfilter-Übertragungsfunktion. Außerdem ist es möglich, dass die Softwareeinheit eine zeitvariante Funktion der TDC-Betragseingabe definiert, zum Beispiel kann die Softwareeinheit auf spezifische Taktzyklusinformationen warten, bevor eine spezifische Aktion unternommen wird, oder sie kann erfordern, dass der TDC-Betrag für einen spezifischen Zeitraum größer als eine Schwelle ist, bevor der Verstärkungsfaktor des DLF geändert wird.
Bei einer alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden die niedrigstwertigen Bit (LSB) der N-Bit-Darstellung des durch den TDC gemessenen Phasenfehlers direkt in das digitale Schleifenfilter eingegeben, anstelle der 1-Bit-Darstellung der durch den BPD gemessenen Polarität des Phasenfehlers. Bei dieser Ausführungsform werden die übrigen Bit der N-Bit-Darstellung zu dem Softwareblock gesendet, um den Verstärkungsfaktor des DLF zu bestimmen.
Die Anmelderin offenbart hierdurch isoliert jedes einzelne hier beschriebene Merkmal und eine beliebige Kombination von zwei oder mehr solcher Merkmale soweit, wie solche Merkmale oder Kombinationen auf der Basis der Spezifikation als Ganzes im Hinblick auf das allgemeine Fachwissen von Fachleuten ausgeführt werden können, gleichgültig, ob solche Merkmale oder Kombinationen von Merkmalen irgendwelche hier offenbarten Probleme lösen und ohne Beschränkung des Schutzumfangs der Ansprüche. Die Anmelderin gibt an, dass Aspekte der vorliegenden Erfindung aus beliebigen solchen einzelnen Merkmalen oder Kombinationen solcher Merkmale bestehen können. Angesichts der obigen Beschreibung ist Fachleuten ersichtlich, dass verschiedene Modifikationen innerhalb des Schutzumfangs der Erfindung vorgenommen werden können.

Claims

Verfahren zum Messen einer Phasendifferenz zur Verwendung in einem Phasenregelkreis (PLL), der einen Binärphasendetektor (BPD), einen Zeit-Digital-Umsetzer (TDC) und einen Signalgenerator umfasst, wobei die Phasendifferenz die zwischen einem Referenzsignal und einem von dem Signalgenerator ausgegebenen erzeugten Signal ist, wobei das Verfahren umfasst: Eingeben des Referenzsignals und des erzeugten Signals in den TDC; Messen des Betrags der Phasendifferenz in dem TDC; falls der gemessene Betrag der Phasendifferenz kleiner als ein Schwellenwert ist, Betreiben des PLL gemäß einer ersten Betriebsart, bei der die Ausgabe des BPD den Signalgenerator steuert; und falls der gemessene Betrag der Phasendifferenz größer als der Schwellenwert ist, Betreiben des PLL gemäß einer zweiten Betriebsart, bei der die Ausgabe des TDC und des BPD den Signalgenerator steuert.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der PLL ferner ein Schleifenfilter umfasst und das Verfahren ferner das Ändern des Verstärkungsfaktors des Schleifenfilters in Abhängigkeit von der gemessenen Phasendifferenz umfasst.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Schwellenwert gleich der Auflösung einer kleinsten durch den TDC detektierbaren Phasendifferenz ist.
Verfahren nach Anspruch 3, wobei der Wert der kleinsten Phasendifferenz wenigstens so groß wie der Wert der 10. Standardabweichung der PLL-Phasenrauschverteilung ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 4, wobei das Schleifenfilter ein digitales Schleifenfilter ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 5, wobei eine dynamische Funktionseinheit den Verstärkungsfaktor des Schleifenfilters als eine Funktion des Betrags der gemessenen Phasendifferenz bestimmt.
Verfahren nach Anspruch 6, wobei die dynamische Funktion in Reaktion auf die Bestimmung den bestimmten Verstärkungsfaktor dem Schleifenfilter signalisiert.
Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, wobei der durch die dynamische Funktionseinheit als eine Funktion der bestimmten Phasendifferenz bestimmte Verstärkungsfaktor des Schleifenfilters programmierbar ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 6 bis 8, wobei die dynamische Funktionseinheit den Verstärkungsfaktor des Schleifenfilters als eine Funktion des gemessenen Betrags der Phasendifferenz unter Verwendung einer Nachschlagetabelle bestimmt.
Verfahren nach Anspruch 9, wobei die Nachschlagetabelle rekonfigurierbar ist.
Vorrichtung zum Messen einer Phasendifferenz zur Verwendung in einem Phasenregelkreis (PLL), der einen Binärphasendetektor (BPD), einen Zeit-Digital-Umsetzer (TDC) und einen Signalgenerator umfasst, wobei die Phasendifferenz die zwischen einem Referenzsignal und einem von dem Signalgenerator ausgegebenen erzeugten Signal ist, wobei der TDC dafür ausgelegt ist, das Referenzsignal und das erzeugte Signal zu empfangen und die Phasendifferenz zwischen diesen Signalen zu messen; falls die gemessene Phasendifferenz kleiner als ein Schwellenwert ist, betreibt die Vorrichtung den PLL gemäß einer ersten Betriebsart, bei der die Ausgabe des BPD den Signalgenerator steuert; und falls die gemessene Phasendifferenz größer als der Schwellenwert ist, betreibt die Vorrichtung den PLL gemäß einer zweiten Betriebsart, bei der die Ausgabe des BPD und des TDC den Signalgenerator steuert.
Vorrichtung nach Anspruch 11, wobei die Vorrichtung ferner ein Schleifenfilter umfasst, wobei das Schleifenfilter einen Verstärkungsfaktor aufweist, der in Abhängigkeit von dem gemessenen Betrag der Phasendifferenz änderbar ist.
Vorrichtung nach Anspruch 11 oder 12, wobei der Schwellenwert gleich einer Auflösung einer kleinsten durch den TDC detektierbaren Phasendifferenz ist.
Vorrichtung nach Anspruch 13, wobei der Wert der kleinsten Phasendifferenz wenigstens so groß wie der Wert der 10. Standardabweichung der PLL-Phasenrauschverteilung ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 14, wobei das Schleifenfilter ein digitales Schleifenfilter ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 15, wobei die Vorrichtung ferner eine dynamische Funktionseinheit umfasst, die den Verstärkungsfaktor des Schleifenfilters als eine Funktion der gemessenen Phasendifferenz bestimmt.
Vorrichtung nach Anspruch 16, wobei die dynamische Funktion in Reaktion auf die Bestimmung den bestimmten Verstärkungsfaktor dem Schleifenfilter signalisiert.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 16 bis 17, wobei der durch die dynamische Funktionseinheit als eine Funktion der bestimmten Phasendifferenz bestimmte Verstärkungsfaktor des Schleifenfilters programmierbar ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 16 bis 18, wobei die dynamische Funktionseinheit den Verstärkungsfaktor des Schleifenfilters als eine Funktion der gemessenen Phasendifferenz unter Verwendung einer Nachschlagetabelle bestimmt.
Vorrichtung nach Anspruch 19, wobei die Nachschlagetabelle rekonfigurierbar ist.