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Diese Anmeldung beansprucht den Nutzen der
koreanischen Patentanmeldung Nr. 10-2009-0113979 , eingereicht am 24. November 2009, die hierin durch Bezugnahme für alle Zwecke eingeschlossen ist, als ob sie hierin vollständig dargelegt würde.
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HINTERGRUND
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TECHNISCHES GEBIET
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Dieses Dokument betrifft eine organische Licht-emittierende Diodenanzeigevorrichtung, und insbesondere eine organische Licht-emittierende Diodenanzeigevorrichtung, die ein Hängenbleiben von Bildern (image sticking) reduzieren kann, das durch den Verschleiß einer organischen Licht-emittierenden Diode verursacht wird, und ein Ansteuerverfahren davon.
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STAND DER TECHNIK
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Organische Licht-emittierende Diodenanzeigevorrichtungen, die als Anzeigegeräte besonders herausgestellt werden, weisen neuerdings durch Verwendung einer selbstleuchtenden Vorrichtung, die selbst Licht emittiert, die Vorteile einer schnellen Ansprechgeschwindigkeit, einer hohen Emissionseffizienz, einer hohen Leuchtkraft und eines weiten Blickwinkels auf.
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Wie in 1 gezeigt, weist eine organische Licht-emittierende Diodenanzeigevorrichtung eine organische Licht-emittierende Diode auf. Die organische Licht-emittierende Diode ist mit zwischen einer Anode und einer Kathode ausgebildeten Schichten HIL, HTL, EML, ETL und EIL aus organischen Verbindungen versehen.
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Die Schichten aus organischen Verbindungen umfassen eine Loch-Injektionsschicht HIL, eine Loch-Transportschicht HTL, eine Emissionsschicht EML, eine Elektron-Transportschicht ETL und eine Elektron-Injektionsschicht EIL. Wenn eine Ansteuerspannung an die Anodenelektrode und die Kathodenelektrode angelegt wird, bewegen sich Löcher, die durch die Loch-Transportschicht HTL passieren, und Elektronen, die durch die Elektron-Transportschicht ETL passieren, zur Emissionsschicht EML, um so Exzitonen zu bilden. Demzufolge wird in der Emissionsschicht EML sichtbares Licht erzeugt.
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Die organische Licht-emittierende Diodenanzeigevorrichtung enthält eine Vielzahl von Pixeln, die in einer Matrix angeordnet sind, wobei jedes Pixel die organische Licht-emittierende Diode enthält. Die organische Licht-emittierende Diode steuert die Helligkeit von ausgewählten Pixeln entsprechend der Graustufe von Videodaten.
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2 zeigt gleichfalls ein Pixel in einer organischen Licht-emittierenden Diodenanzeigevorrichtung. Mit Bezug auf 2 umfasst ein Pixel einer organischen Licht-emittierenden Diodenanzeigevorrichtung vom aktiven Matrixtyp eine organische Licht-emittierende Diode OLED, Datenleitungen DL und Gateleitungen GL, die einander schneiden, einen Schalt-Dünnschichttransistor SW, einen Treiber-Dünnschichttransistor DT und einen Speicherkondensator Cst. Der Schalt-TFT SW und der Treiber-TFT DT können ein MOSFET vom P-Typ sein.
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Der Schalt-TFT SW wird in Antwort auf einen Abtastpuls eingeschaltet, der über die Gateleitung GL empfangen wird, und dadurch wird ein Strompfad zwischen einer Source-Elektrode und einer Drain-Elektrode des Schalt-TFTs SW eingeschaltet. Während einer Einschaltzeit des Schalt-TFTs SW wird eine von der Datenleitung DL empfangene Datenspannung an eine Gate-Elektrode des Treiber-TFTs DT und an den Speicherkondensator Cst angelegt. Der Treiber-TFT DT steuert einen in die organische Licht-emittierende Diode OLED fließenden Strom in Abhängigkeit von einer Spannungsdifferenz Vgs zwischen der Gate-Elektrode und einer Source-Elektrode des Treiber-TFTs DR. Der Speicherkondensator Cst hält ein Gate-Potential des Treiber-TFTs DR während einer Frame-Periode konstant. Die organische Licht-emittierende Diode OLED kann einen Aufbau wie in 1 gezeigt aufweisen. Die organische Licht-emittierende Diode OLED ist zwischen die Source-Elektrode des Treiber-TFTs DT und eine Niedrig-Potential-Ansteuerspannungsquelle VSS geschaltet.
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Im Allgemeinen tritt eine Ungleichmäßigkeit zwischen Leuchtstärken von Pixeln aufgrund verschiedener Ursachen auf, z. B. aufgrund eines Unterschieds in den elektrischen Eigenschaften von Treiber-TFTs, eines Unterschieds in einer Hoch-Potential-Ansteuerspannung entsprechend von Anzeigestellen und eines Unterschieds im Verschleiß von organischen Licht-emittierenden Dioden. Der Unterschied im Verschleiß von organischen Licht-emittierenden Dioden wird insbesondere dadurch verursacht, dass die Verschleißrate im Fall einer Langzeitansteuerung von Pixel zu Pixel variiert. Wenn dieser Unterschied gravierend wird, tritt das Phänomen eines Bildhängens auf. Demzufolge ist eine Bildqualität verschlechtert.
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Um den Unterschied im Verschleiß der organischen Licht-emittierenden Dioden zu kompensieren, sind eine externe Kompensationstechnik und eine interne Kompensationstechnik bekannt.
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Bei der externen Kompensationstechnik ist eine Stromquelle außerhalb eines Pixels angeordnet, ein konstanter Strom wird über die Stromquelle an die organische Licht-emittierende Diode angelegt und dann wird eine Spannung entsprechend zum Strom gemessen, wodurch der Unterschied im Verschleiß der organischen Licht-emittierenden Diode kompensiert wird. Jedoch erfordert diese Technik, dass alle parasitären Kapazitäten der Datenleitungen durch fließenden Strom in den Datenleitungen zwischen der Stromquelle und der organischen Licht-emittierenden Diode geladen werden, um eine Anodenspannung der organischen Licht-emittierenden Diode zu messen, wodurch die Messgeschwindigkeit stark verlangsamt und die zum Messen benötigte Zeit verlängert wird. Demzufolge ist es schwierig, eine Anodenspannung der organischen Licht-emittierenden Diode während Zeitspannen zwischen aufeinanderfolgenden Frames oder während der An-/Ausschaltzeiten des Anzeigegeräts zu messen.
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Bei der internen Kompensationstechnik ist ein Kopplungskondensator zwischen die Anode der organischen Licht-emittierenden Diode und ein Gate des Treiber-TFTs geschaltet, um den Verschleißgrad der organischen Licht-emittierenden Diode automatisch auf einen in der organischen Licht-emittierenden Diode fließenden Strom wiederzugeben. Bei dieser Technik ist es jedoch schwierig, eine genaue Kompensation durchzuführen, da die Stromstärke unter Verwendung des Stromausdrucks des Treiber-TFTs in Abhängigkeit von der Einschaltspannung der organischen Licht-emittierenden Diode variiert. Daher wird ein komplizierter Pixelaufbau benötigt. Da die Verschleißrate der organischen Licht-emittierenden Diode gering ist, ist es nicht notwendig, den Unterschied im Verschleiß der organischen Licht-emittierenden Dioden zu kompensieren, wenn dabei der Pixelaufbau verkompliziert wird.
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ZUSAMMENFASSUNG
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Ein Aspekt dieses Dokuments ist es, eine organische Licht-emittierende Diodenanzeigevorrichtung, die die Kompensationsgenauigkeit eines Unterschieds im Verschleiß von organischen Licht-emittiernden Dioden vergrößern und die für die Kompensation benötigte Zeit verringern kann, und ein Ansteuerverfahren davon anzugeben.
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Ein anderer Aspekt dieses Dokuments ist es, eine organische Licht-emittierende Diodenanzeigevorrichtung, die einen Unterschied im Verschleiß von Treiber-TFTs sowie einen Unterschied im Verschleiß von organischen Licht-emittierenden Dioden kompensieren kann, und ein Ansteuerverfahren davon anzugeben.
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Um die obigen Vorteile zu erreichen, gibt eine beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine organische Licht-emittierende Diodenanzeigevorrichtung an, umfassend: eine Anzeigetafel mit einer Vielzahl von Pixeln, die in einer Matrix an Schnittpunkten von Gateleitungsbereichen und Datenleitungsbereichen angeordnet sind und jeweils eine organische Licht-emittierende Diode aufweisen; einen Speicher zum Speichern von Kompensationsdaten; eine Zeitsteuereinheit zum Modulieren von eingegebenen digitalen Videodaten basierend auf den Kompensationsdaten und zum Erzeugen von modulierten Daten; und einen Datentreiberschaltkreis zum Erzeugen der Kompensationsdaten während einer Kompensationsansteuerung, um einen Unterschied im Verschleiß der organischen Licht-emittierenden Dioden zu kompensieren, indem den Pixeln eine Messspannung zugeführt und die von den Pixeln zurückgeführte Schwellenspannung der organischen Licht-emittierenden Dioden abgetastet wird, und während einer normalen Ansteuerung zum Umwandeln der modulierten Daten in eine Datenspannung und zum Zuführen der Datenspannung zu den Pixeln.
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Eine weitere beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gibt eine organische Licht-emittierende Diodenanzeigevorrichtung an, umfassend: eine Anzeigetafel mit einer Vielzahl von Pixeln, die in einer Matrix an Schnittpunkten von Gateleitungsbereichen und Datenleitungsbereichen angeordnet sind und jeweils eine organische Licht-emittierende Diode und einen Treiber-TFT aufweisen; einen Speicher zum Speichern von Kompensationsdaten; eine Zeitsteuereinheit zum Modulieren von eingegebenen digitalen Videodaten basierend auf den Kompensationsdaten und zum Erzeugen von modulierten Daten; und einen Datentreiberschaltkreis zum Erzeugen der Kompensationsdaten während einer Kompensationsansteuerung, um einen Unterschied im Verschleiß der organischen Licht-emittierenden Dioden und einen Unterschied im Verschleiß der Treiber-TFTs zu kompensieren, indem den Pixeln erste und zweite Messspannungen zugeführt werden und die Schwellenspannung der organischen Licht-emittierenden Dioden und die Schwellenspannung der Treiber-TFTs abgetastet werden, die von den Pixeln zurückgeführt werden, und während einer normalen Ansteuerung zum Umwandeln der modulierten Daten in eine Datenspannung und zum Zuführen der Datenspannung zu den Pixeln.
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Eine beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gibt ein Ansteuerverfahren einer organischen Licht-emittierenden Diodenanzeigevorrichtung an, die eine Vielzahl von Pixeln umfasst, die jeweils eine organische Licht-emittierende Diode aufweisen und mit Datenleitungen verbunden sind, wobei das Verfahren umfasst: (A) Erzeugen von Kompensationsdaten, um einen Unterschied im Verschleiß der organischen Licht-emittierenden Dioden zu kompensieren, indem den Pixeln eine Messspannung zugeführt wird und die von den Pixeln zurückgeführte Schwellenspannung der organischen Licht-emittierenden Dioden abgetastet wird; (B) Erzeugen von modulierten Daten, indem eingegebene digitale Videodaten basierend auf den Kompensationsdaten moduliert werden; und (C) Umwandeln der modulierten Daten in eine Datenspannung und Zuführen der Datenspannung zu den Pixeln.
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Eine weitere beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gibt ein Ansteuerverfahren einer organischen Licht-emittierenden Diodenanzeigevorrichtung an, die eine Vielzahl von Pixeln umfasst, die jeweils eine organische Licht-emittierende Diode und einen Treiber-TFT aufweisen und mit Datenleitungen verbunden sind, wobei das Verfahren umfasst: (A) Erzeugen von Kompensationsdaten, um einen Unterschied im Verschleiß der organischen Licht-emittierenden Dioden und einen Unterschied im Verschleiß der Treiber-TFTs zu kompensieren, indem den Pixeln erste und zweite Messspannungen zugeführt werden und die Schwellenspannung der organischen Licht-emittierenden Dioden und die Schwellenspannung der Treiber-TFTs abgetastet werden, die von den Pixeln zurückgeführt werden; (B) Erzeugen von modulierten Daten, indem eingegebene digitale Videodaten basierend auf den Kompensationsdaten moduliert werden; und (C) Umwandeln der modulierten Daten in eine Datenspannung und Zuführen der Datenspannung zu den Pixeln.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Die begleitenden Zeichnungen, die eingeschlossen sind, um ein weiteres Verständnis der Erfindung zu liefern, und die hierin eingeschlossen sind und einen Teil dieser Beschreibung bilden, veranschaulichen Beispiele der Erfindung und dienen zusammen mit der Beschreibung dazu, die Grundzüge der Erfindung zu erläutern.
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In den Zeichnungen ist:
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1 eine Ansicht, die das Prinzip einer Lichtemission einer herkömmlichen organischen Licht-emittierenden Diodenanzeigevorrichtung zeigt;
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2 eine Ansicht, die ebenfalls ein Pixel in einer konventionellen organischen Licht-emittierenden Anzeigevorrichtung mit einer 2T1C-Anordnung zeigt;
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3 eine Ansicht, die eine organische Licht-emittierende Diodenanzeigevorrichtung gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
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4 eine Ansicht, die im Detail einen Datentreiberschaltkreis von 3 zeigt;
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5 eine Ansicht, die ein Beispiel eines Pixels P zeigt, auf den ein erstes Kompensationsschema angewendet wird;
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6 eine Darstellung der Kurvenform einer Anwendung von Steuersignalen für eine Kompensationsansteuerung;
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7A bis 7C sind Ansichten, die sequentiell Betriebszustände des Anzeigegeräts während einer Kompensationsansteuerung zeigen;
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8 zeigt eine Darstellung des Kurvenverlaufs einer Anwendung von Steuersignalen für eine normale Ansteuerung;
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9A und 9B sind Ansichten, die sequentiell Betriebszustände des Anzeigegeräts während einer normalen Ansteuerung zeigen;
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10 ist eine Ansicht, die zeigt, dass eine normale Ansteuerperiode ferner eine Initialisierungsperiode umfasst;
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11 zeigt ein weiteres Beispiel eines Pixels P, auf den das erste Kompensationsschema angewendet wird;
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12 zeigt ein anderes Beispiel eines Pixels P, auf den das erste Kompensationsschema angewendet wird;
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13 zeigt eine Ansicht eines Beispiels von einem Pixel P, auf den das erste Kompensationsschema angewendet wird;
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14 zeigt eine Ansicht des Kurvenverlaufs einer Anwendung von Steuersignalen für eine Kompensationsansteuerung und eine normale Ansteuerung;
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15A bis 15G sind Ansichten, die sequentiell Betriebszustände des Anzeigegeräts während einer Kompensationsansteuerung zeigen;
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16A und 16B sind Ansichten, die sequentiell Betriebszustände des Anzeigegeräts während einer normalen Ansteuerung zeigen; und
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17 zeigt eine Ansicht eines weiteren Beispiels von einem Pixel P, auf den das zweite Kompensationsschema angewendet wird.
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AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
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Im Folgenden wird eine Realisierungsform dieses Dokuments ausführlich mit Bezug auf 3 bis 17 beschrieben.
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3 zeigt eine Ansicht einer organischen Licht-emittierenden Diodenanzeigevorrichtung gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. 4 zeigt im Detail eine Ansicht eines Datentreiberschaltkreises von 3.
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Mit Bezug auf 3 und 4 umfasst die organische Licht-emittierende Diodenanzeigevorrichtung gemäß der beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine Anzeigetafel 10 mit in einer Matrix angeordneten Pixeln P, einen Datentreiberschaltkreis 12 zum Ansteuern von Datenleitungsbereichen 14, einen Gatetreiberschaltkreis 13 zum Ansteuern von Gateleitungsbereichen 15, eine Zeitsteuereinheit zum Steuern der Ansteuertaktungen des Datentreiberschaltkreises 12 und des Gatetreiberschaltkreises 13 und einen Speicher 16.
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In der Anzeigetafel 10 schneiden sich eine Vielzahl von Datenleitungsbereichen 14 und eine Vielzahl von Gateleitungsbereichen 15 und jeder Schnittpunkt weist die in einer Matrix angeordneten Pixel auf. Jeder Datenleitungsbereich 14 kann nur eine Datenleitung oder eine Datenleitung und eine Messleitung umfassen. Jeder Gateleitungsbereich 15 umfasst eine Abtastpuls-Zufuhrleitung 15a, eine Ausgabepuls-Zufuhrleitung 15b und eine Messpuls-Zufuhrleitung 15c. Jeder Pixel P ist über die Datenleitungsbereiche 14 mit dem Datentreiberschaltkreis 12 und über die Gateleitungsbereiche 15 mit dem Gatetreiberschaltkreis 13 verbunden. Im allgemeinen wird jedem Pixel P eine Hoch-Potential-Ansteuerspannung Vdd, eine Niedrig-Potential-Ansteuerspannung Vss und eine Referenzspannung Vref zugeführt. Die Hoch-Potential-Ansteuerspannung Vdd wird von einer Hoch-Potential-Spannungsquelle mit einem vorgegebenen Pegel erzeugt, die Niedrig-Potential-Ansteuerspannung wird von einer Niedrig-Potential-Spannungsquelle mit einem vorgegebenen Pegel erzeugt und die Referenzspannung Vref wird von einer Referenzspannungsquelle mit einem vorgegebenen Pegel erzeugt. Die Referenzspannung Vref ist auf einen Spannungspegel zwischen der Niedrig-Potential-Ansteuerspannung Vss und der Hoch-Potential-Ansteuerspannung Vdd festgesetzt, vorzugsweise auf einen geringeren Spannungspegel als die Schwellenspannung der organischen Licht-emittierenden Diode. Jeder Pixel P umfasst eine organische Licht-emittierende Diode, einen Treiber-TFT und eine Vielzahl von Schalt-TFTs. Der Aufbau des Pixels P kann entsprechend einem Kompensationsschema variieren. Beispielsweise kann das Pixel P den in 5, 11 und 12 gezeigten Aufbau entsprechend einem Schema zum Kompensieren eines Unterschieds im Verschleiß der Treiber-TFTs während einer normalen Ansteuerung und zum Kompensieren eines Unterschieds im Verschleiß der organischen Licht-emittierenden Dioden während einer Kompensationsansteuerung aufweisen, die getrennt von der normalen Ansteuerung durchgeführt wird. Entsprechend einem Schema zum Kompensieren sowohl des Unterschieds im Verschleiß der organischen Licht-emittierenden Dioden als auch des Unterschieds im Verschleiß der Treiber-TFTs kann das Pixel P den in 13 und 17 gezeigten Aufbau aufweisen.
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Die Zeitsteuereinheit 11 erzeugt ein Datensteuersignal DDC zum Steuern der Betriebstaktung des Datentreiberschaltkreises 12, Schaltsteuersignale ϕ1 bis ϕ3 zum Steuern von Schaltanordnungen SDAR, SSAR und SPAR im Datentreiberschaltkreis 12 und ein Gatesteuersignal GDC zum Steuern der Betriebstaktung des Gatetreiberschaltkreises 13 basierend auf Taktungssignalen, wie beispielsweise einem vertikalen Synchronisationssignal Vsync, einem horizontalen Synchronisationssignal Hsync, einem Punkttaktsignal DCLK und einem Datenfreigabesignal DE, die von einer Systemplatine (nicht gezeigt) eingegeben werden.
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Die Zeitsteuereinheit 11 moduliert von einer Systemplatine eingegebene digitale Videodaten RGB basierend auf im Speicher 16 gespeicherten Kompensationsdaten Sdata. Dann führt die Zeitsteuereinheit 11 modulierte digitale Daten R' G' B' dem Datentreiberschaltkreis 12 zu.
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Während einer Kompensationsansteuerung misst der Datentreiberschaltkreis 12 die Verschleißgrade der organischen Licht-emittierenden Dioden der Pixel P unter Steuerung der Zeitsteuereinheit 11 und führt dem Speicher 16 ein Messergebnis als Kompensationsdaten Sdata zu (siehe 6 bis 7C). Darüber hinaus misst der Datentreiberschaltkreis 12 die Verschleißgrade der organischen Licht-emittierenden Dioden der Pixel P unter Steuerung der Zeitsteuereinheit 11 während einer Kompensationsansteuerung und führt dem Speicher 16 ein Messergebnis als Kompensationsdaten Sdata zu (siehe 14 und 15G). Hierfür ist der Datentreiberschaltkreis 12 mit einer Messspannungszufuhreinheit 121, einer Abtasteinheit 122, einem Analog-Digital-Wandler (im Folgenden „ADC”) 123, einer ersten Schaltanordnung SPAR und einer zweiten Schaltanordnung SSAR versehen. Bezugszeichen CH1 bis CHm bezeichnen Ausgabekanäle des Datentreiberschaltkreises 12.
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Die Messspannungszufuhreinheit 121 erzeugt eine Messspannung zum Messen des Verschleißgrades der organischen Licht-emittierenden Diode oder eine erste Messspannung zum Messen des Verschleißgrades der organischen Licht-emittierenden Diode und eine zweite Messspannung zum Messen des Verschleißgrades des Treiber-TFTs. Des Weiteren kann die Messspannungszufuhreinheit 121 in manchen Fällen eine Hoch-Potential-Ansteuerspannung erzeugen. Die erste Schaltanordnung SPAR umfasst eine Vielzahl von Schaltelementen SP1 bis SPm, die in Antwort auf ein erstes Schalt-Steuersignal ϕ1 geschaltet werden, und fährt jedem Datenleitungsbereich 14 der Anzeigetafel 10 die von der Messspannungszufuhreinheit 121 erzeugten Messspannungen über die Ausgabekanäle CH1 bis CHm zu.
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Die Abtasteinheit 122 tastet einen Schwellenspannungswert in Abhängigkeit vom Verschleißgrad der organischen Licht-emittierenden Diode oder einen Schwellenspannungswert in Abhängigkeit vom Verschleißgrad der organischen Licht-emittierenden Diode und einen Schwellenspannungswert in Abhängigkeit vom Verschleißgrad des Treiber-TFTs ab, die von jedem Datenleitungsbereich 14 zurückgeführt werden. Die Abtasteinheit 122 kann eine Vielzahl von Abtast- und Halteblöcken S/H1 bis S/Hm und einen Multiplexer MUS zum sequenziellen Ausgeben von Eingabewerten von den Abtast- und Halteblöcken S/H1 bis S/Hm umfassen. Die zweite Schaltanordnung SSAR umfasst eine Vielzahl von Schaltelementen SS1 bis SSm, die in Antwort auf ein zweites Schaltsteuersignal ϕ2 geschaltet werden, und führt die von jedem Datenleitungsbereich 14 der Anzeigetafel 10 zurückgeführten Schwellenspannungswerte über die Ausgabekanäle CH1 bis CHm der Abtasteinheit 122 zu.
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Der ADC 123 wandelt von der Abtasteinheit 122 eingegebene analoge Werte um und führt sie dann als Kompensationsdaten Sdata dem Speicher 16 zu. Der ADC 123 kann als eine oder mehrere Einheiten ausgeführt sein.
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Während einer normalen Ansteuerung wandelt der Datentreiberschaltkreis 12 unter Steuerung der Zeitsteuereinheit 11 die modulierten digitalen Daten R' G' B' in eine analoge Datenspannung (im Folgenden „Datenspannung”) um und führt sie den Datenleitungsbereichen 14 zu. Hierfür umfasst der Datentreiberschaltkreis 12 einen Datenspannungsgenerator 124 und eine dritte Schaltanordnung SDAR.
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Der Datenspannungsgenerator 124 umfasst eine Vielzahl von Endstufen O/S1 bis O/Sm, die in Antwort auf ein Datensteuersignal DDC betrieben werden, und wandelt die modulierten digitalen Daten R' G' B' in eine Datenspannung um. Jede der Endstufen O/S1 bis O/Sm kann einen Digital-Analog-Wandler DAC und einen Aufgabepuffer umfassen. Die dritte Schaltanordnung SDAR umfasst eine Vielzahl von Schaltelementen SD1 bis SDm, die in Antwort auf ein drittes Schaltsteuersignal ϕ3 geschaltet werden, und führt jedem Datenleitungsbereich 14 der Anzeigetafel 10 über die Ausgabekanäle CH1 bis CHm die Datenspannung vom Datenspannungsgenerator 124 zu.
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Der Gatetreiberschaltkreis 13 umfasst ein Schieberegister und einen Pegelschieber und erzeugt unter Steuerung der Zeitsteuereinheit 11 einen Abtastpuls SCAN, einen Messpuls SEN und einen Ausgabepuls EM. Der Abtastpuls SCAN wird an die Abtastpuls-Zufuhrleitung 15a, der Ausgabepuls EM an die Ausgabepuls-Zufuhrleitung 15b und der Messpuls SEN an die Messpuls-Zufuhrleitung 15c angelegt. Die Schieberegisteranordnung, die den Gatetreiberschaltkreis 13 bildet, kann unmittelbar auf der Anzeigetafel 10 auf Art von Gate-Auf-Tafel (Gate In Panel, GIP) ausgebildet sein.
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Der Speicher 16 umfasst mindestens eine Nachschlagetabelle und speichert vom Datentreiberschaltkreis 12 eingegebene Kompensationsdaten Sdata.
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Eine solche organische Licht-emittierende Diodenanzeigevorrichtung kompensiert einen Unterschied im Verschleiß der organischen Licht-emittierenden Dioden und einen Unterschied im Verschleiß der Treiber-TFTs hauptsächlich durch zwei Kompensationsschemata. Gemäß dem ersten Kompensationsschema wird der Unterschied im Verschleiß der Treiber-TFTs während einer normalen Ansteuerung kompensiert (intern kompensiert) und der Unterschied im Verschleiß der organischen Licht-emittierenden Dioden wird während eine Kompensationsansteuerung kompensiert (intern kompensiert), die gesondert von der normalen Ansteuerung durchgeführt wird. Gemäß dem zweiten Kompensationsschema werden sowohl der Unterschied im Verschleiß der organischen Licht-emittierenden Dioden als auch der Unterschied im Verschleiß der Treiber-TFTs während der Kompensationsansteuerung kompensiert, die gesondert von der normalen Ansteuerung durchgeführt wird. Im Folgenden werden das erste und zweite Kompensationsschema nacheinander erklärt.
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Erstes Kompensationsschema
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In einem ersten Kompensationsschema gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein Unterschied im Verschleiß der organischen Licht-emittierenden Dioden während einer Kompensationsansteuerung kompensiert, die getrennt von einer normalen Ansteuerung durchgeführt wird, und ein Unterschied im Verschleiß der Treiber-TFTs wird während einer normalen Ansteuerung kompensiert.
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5 zeigt ein Beispiel eines Pixels P, auf das das erste Kompensationsschema angewendet wird. Der mit diesem Pixel P verbundene Datenleitungsbereich 14 umfasst nur eine Datenleitung.
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Mit Bezug auf 5 umfasst das Pixel P eine organische Licht-emittierende Diode OLED, einen Treiber-TFT DT, eine Vielzahl von Schalt-TFTs ST1 bis ST5 und einen Speicherkondensator Cst. Der Treiber-TFT DT und die Schalt-TFTs ST1 bis ST5 können durch einen MOSFET vom P-Typ realisiert sein.
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Die organische Licht-emittierende Diode OLED ist zwischen einen dritten Knoten N3 und eine Niedrig-Potential-Spannungsquelle Vss geschaltet und emittiert Licht durch einen Strom, der zwischen einer Hoch-Potential-Spannungsquelle VDD und der Niedrig-Potential-Spannungsquelle VSS fließt.
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Der Treiber-TFT DT ist zwischen die Hoch-Potential-Spannungsquelle VDD und den dritten Knoten N3 geschaltet und steuert die Stärke von Strom, der in der organischen Licht-emittierenden Diode OLED entsprechend einer Spannung zwischen der Source und dem Gate des Treiber-TFTs DT fließt, d. h. einer Spannung, die zwischen der Hoch-Potential-Spannungsquelle VDD und einem ersten Knoten N1 anliegt.
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Der erste Schalt-TFT ST1 ist zwischen den ersten Knoten N1 und den Treiber-TFT DT geschaltet und wird in Antwort auf einen Abtastpuls SCAN von der Abtastpuls-Zufuhrleitung 15a geschaltet. Der zweite Schalt-TFT ST2 ist zwischen die Datenleitung 14 und einen zweiten Knoten N2 geschaltet und wird in Antwort auf den Abtastpuls SCAN von der Abtastpuls-Zufuhrleitung 15a geschaltet. Der dritte Schalt-TFT ST3 ist zwischen die Referenzspannungsquelle Vref und den zweiten Knoten N2 geschaltet und wird in Antwort auf einen Ausgabepuls EM von der Ausgabepuls-Zufuhrleitung 15b geschaltet. Der vierte Schalt-TFT ST4 ist zwischen den Treiber-TFT DT und den dritten Knoten N3 geschaltet und wird in Antwort auf den Ausgabepuls EM von der Ausgabepuls-Zufuhrleitung 15b geschaltet. Der fünfte Schalt-TFT ST5 ist zwischen die Datenleitung 14 und den dritten Knoten N3 geschaltet und wird in Antwort auf einen Messpuls SEN von der Messpuls-Zufuhrleitung 15c geschaltet.
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Der Speicherkondensator Cst ist zwischen den ersten Knoten N1 und den zweiten Knoten N2 geschaltet.
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Die organische Licht-emittierende Diode mit einer solchen Pixelstruktur arbeitet in einem Kompensationsansteuermodus und in einem normalen Ansteuermodus. Die Kompensationsansteuerung bezieht sich auf eine Ansteuerung zum Abtasten der Schwellenspannung der organischen Licht-emittierenden Diode OLED, um Kompensationsdaten Sdata abhängig vom Verschleißgrad der organischen Licht-emittierenden Diode abzuleiten. Die normale Ansteuerung bezieht sich auf eine Ansteuerung zum Anlegen von modulierten digitalen Daten R' G' B', in denen die Kompensationsdaten Sdata wiedergegeben sind, während der Verschleißgrad des Treiber-TFTs DT intern kompensiert wird.
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Im Folgenden wird unter Verwendung des Aufbaus des Pixels P nacheinander eine Schaltkreisbetriebsweise während einer Kompensationsansteuerung und während einer normalen Ansteuerung beschrieben.
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6 ist eine Kurvenverlaufsdarstellung bei Anlegen von Steuersignalen für eine Kompensationsansteuerung. 7A bis 7C zeigen sequenziell Betriebszustände des Anzeigegeräts während einer Kompensationsansteuerung.
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Die Kompensationsansteuerung wird sequenziell durchgeführt während einer ersten Periode CT1 zum Laden der Datenleitung 14 mit einer Messspannung Vsen, während einer zweiten Periode CT2 zum potentialfreien Belassen (floating) der Datenleitung 14 und anschließendem Entladen der Messspannung Vsen auf der Datenleitung 14 über die organische Licht-emittierende Diode OLED und während einer dritte Periode CT3 zum Abtasten der Messspannung Vsen, die nach Entladung als die Schwellenspannung Vth.oled der organischen Licht-emittierenden Diode OLED auf der Datenleitung 14 verbleibt. Die Kompensationsansteuerung kann für alle Pixel P während mindestens eines Frames durchgeführt werden, um mit der Einschaltzeit eines Ansteuerstroms synchronisiert zu werden, oder während mindestens eines Frames, um mit der Ausschaltzeit des Ansteuerstroms synchronisiert zu werden. Darüber hinaus kann die Kompensationsansteuerung für die Pixel P sequenziell jede Ausblendperiode zwischen benachbarten Frames für eine horizontale Zeile durchgeführt werden.
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Mit Bezug auf 6 und 7A werden während der ersten Periode CT1 der Abtastpuls SCAN, der Ausgabepuls EM und der Messpuls SEN mit einem hohen logischen Pegel H erzeugt, um den ersten bis fünften Schalt-TFT ST1 bis ST5 des Pixels P auszuschalten. Nur das erste Schaltsteuersignal ϕ1 wird während der ersten Periode CT1 mit einem Einschaltpegel erzeugt, um die Schaltelemente SP1 bis SPm im Datentreiberschaltkreis 12 einzuschalten. Demzufolge werden die Datenleitungen 14 durch die von der Messspannungszufuhreinheit 121 zugeführte Messspannung Vsen schnell geladen. Die Ladungsgeschwindigkeit der Datenleitung 14 gemäß dieser beispielhaften Ausführungsform ist im Vergleich zum Stand der Technik viel höher, bei dem einem Stromquelle außerhalb des Pixels angeordnet ist und die parasitäre Kapazität der Datenleitung 14 über die Stromquelle geladen wird.
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Mit Bezug auf 6 und 7B werden der Abtastpuls SCAN und der Ausgabepuls EM während der zweiten Periode CT2 mit dem hohen logischen Pegel H beibehalten, um den ersten bis vierten Schalt-TFT ST1 bis ST4 des Pixels P fortdauernd auszuschalten, während hingegen der Messpuls SEN zu einem niedrigen logischen Pegel L invertiert wird, um den fünften Schalt-TFT ST5 einzuschalten. Während der zweiten Periode CT2 wird das erste Schaltsteuersignal ϕ1 zu einem Ausschaltpegel invertiert, um die Schaltelemente SP1 bis SPm im Datentreiberschaltkreis 12 auszuschalten. Demzufolge werden die Datenleitungen 14 bzgl. des Datentreiberschaltkreises 12 potentialfrei belassen und die auf die Datenleitung 14 geladene Messspannung Vsen wird von der Niedrig-Potential-Spannungsquelle VSS entladen, bis sie ein Potential gleich der Schwellenspannung Vth.oled der organischen Licht-emittierenden Diode OLED aufweist.
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Mit Bezug auf 6 und 7C werden der Abtastpuls SCAN und der Ausgabepuls EM während der dritten Periode CT3 mit dem hohen logischen Pegel H beibehalten, um den ersten bis vierten Schalt-TFT ST1 bis ST4 des Pixels P fortlaufend auszuschalten, und der Messpuls SEN wird mit dem niedrigen logischen Pegel L beibehalten, um den fünften Schalt-TFT ST5 des Pixels P fortlaufend einzuschalten. Während der dritten Perode CT3 wird nur das zweite Schaltsteuersignal 2 mit dem Einschaltpegel erzeugt, um die Schaltelemente SS1 bis SSm im Datentreiberschaltkreis 12 einzuschalten. Demzufolge wird die Schwellenspannung Vth.oled der organischen Licht-emittierenden Diode OLED, die auf der Datenleitung 14 verbleibt, von der Abtasteinheit 122 abgetastet, sie passiert dann den ADC 123 und wird in Kompensationsdaten Sdata umgewandelt.
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8 ist eine Kurvenverlaufsdarstellung beim Anlegen von Steuersignalen für eine normale Ansteuerung. 9A und 9B zeigen sequenziell Betriebszustände des Anzeigegeräts während einer normalen Ansteuerung.
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Die normale Ansteuerung wird sequenziell für eine erste Periode DT1 zum Messen eines Unterschieds im Verschleiß der Treiber-TFTs DT und für eine zweite Periode DT2 zur Lichtemission durchgeführt.
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Mit Bezug auf 8 und 9A wird ein Abtastpuls SCAN während einer ersten Periode DT1 mit einem niedrigen logischen Pegel L erzeugt, um den ersten und zweiten Schalt-TFT ST1 und ST2 des Pixels P einzuschalten, ein Ausgabepuls EM wird mit einem hohen logischen Pegel H erzeugt, um den dritten und vierten Schalt-TFT ST3 und ST4 des Pixels P auszuschalten, und ein Messpuls SEN wird mit dem hohen logischen Pegel H erzeugt, um den fünften Schalt-TFT ST5 des Pixels P auszuschalten. Während der ersten Periode DT1 wird nur das dritte Schaltsteuersignal ϕ3 mit einem Einschaltpegel erzeugt, um die Schaltelemente SD1 bis SDm im Datentreiberschaltkreis 12 einzuschalten. Demzufolge wandelt der Datenspannungsgenerator 124 modulierte digitale Videodaten R' G' B' in eine Datenspannung Vdata um und führt sie der Datenleitung 14 zu. Der Unterschied im Verschleiß der organischen Licht-emittierenden Dioden OLEDs wird in der Datenspannung Vdata wiedergegeben. Die Datenspannung Vdata wird an den zweiten Knoten N2 des Pixels P angelegt. Im Pixel P wird ein Zwischenkompensationswert Vdd-Vth.DT durch eine Diodenschaltung des Treiber-TFTs DT (Kurzschluss zwischen der Gate- und der Drain-Elektrode des Treiber-TFTs DT) an den ersten Knoten N1 angelegt. Der Zwischenkompensationswert Vdd-Vth.DT dient zur Kompensation des Unterschieds im Verschleiß der Treiber-TFTs DT, der durch Subtrahieren der Schwellenspannung Vth.DT des Treiber-TFTs DT von der Hoch-Potential-Ansteuerspannung Vdd ermittelt wird. Der Speicherkondensator Cst erhält das Potential des ersten Knotens N1 mit dem Zwischenkompensationswert Vdd-Vth.DT und das Potential des zweiten Knotens N2 mit der Datenspannung Vdata.
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Mit Bezug auf 8 und 9B wird der Abtastpuls SCAN während der zweiten Periode DT2 zum hohen logischen Pegel H invertiert, um den ersten und zweiten Schalt-TFT ST1 und ST2 des Pixels P auszuschalten, der Ausgabepuls EM wird zum niedrigen logischen Pegel L invertiert, um den dritten und vierten Schalt-TFT ST3 und ST4 des Pixels einzuschalten, und der Messpuls SEN wird mit dem hohen logischen Pegel H beibehalten, um den fünften Schalt-TFT ST5 des Pixels P fortlaufend auszuschalten. Während der zweiten Periode DT2 wird das dritte Schaltsteuersignal 3 mit dem Einschaltpegel beibehalten, um die Schaltelemente SD1 bis SDm im Datentreiberschaltkreis 12 fortlaufend einzuschalten. Demzufolge wird eine Referenzspannung Vref an den zweiten Knoten N2 des Pixels P angelegt und das Potential des zweiten Knotens N2 ändert sich von der Datenspannung Vdata zur Referenzspannung Vref. Da der erste Knoten N1 mit dem zweiten Knoten N2 verbunden ist, während der Speicherkondensator Cst dazwischen eingefügt ist, wird die Potentialänderung Vdata-Vref des zweiten Knotens N2, so wie sie ist, im Potential des ersten Knotens N1 wiedergegeben. Demzufolge ändert sich das Potential des ersten Knotens N1 zu einem endgültigen Kompensationswert {(Vdd–Vth.DT) – (Vdata–Vref)}, der durch Subtrahieren der Potentialänderung Vdata-Vref des zweiten Knotens N2 vom Zwischenkompensationswert Vdd-Vth.DT erhalten wird. Der endgültige Kompensationswert {(Vdd–Vth.DT) – (Vdata–Vref)} dient zum Kompensieren eines Unterschieds im Verschleiß der Treiber-TFTs DT.
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An diesem Punkt ist ein Ansteuerstrom Ioled, der in der organischen Licht-emittierenden Diode OLED fließt, wie in der folgenden Gleichung 1 gezeigt: [Gleichung 1]
wobei k eine Konstante bestimmt durch Mobilität, parasitäre Kapazität und Kanallänge bezeichnet und Vsg eine Spannung zwischen der Source und dem Gate des Treiber-TFTs DT bezeichnet.
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Wie leicht aus Gleichung 1 erkennbar ist, hängt der Ansteuerstrom Ioled gemäß der vorliegenden Erfindung von der Datenspannung Vdata und der Referenzspannung Vref ab, die durch einen Benutzer kontrolliert werden können, und wird nicht vom Pegel der Hoch-Potential-Ansteuerspannung Vdd, die am Treiber-TFT DT anliegt, sowie von der Schwellenspannung Vth.DT des Treiber-TFTs DT beinflusst. Dies bedeutet, dass sowohl der Unterschied im Verschleiß der Treiber-TFTs DT als auch der Unterschied in einer Ansteuerspannung Vdd der Treiber-TFTs DT intern kompensiert werden.
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Wie in 10 gezeigt, kann eine normale Ansteuerperiode ferner eine Initialisierungsperiode IT zum Zurücksetzen des ersten bis dritten Knotens N1, N2 und N3 vor der ersten Periode DT1 umfassen. Während der Initialisierungsperiode IT werden sowohl der Abtastpuls SCAN, der Ausgabepuls EM als auch der Messpuls SEN mit dem niedrigen logischen Pegel L erzeugt, um den ersten bis fünften Schalt-TFT ST1 bis ST5 des Pixels P einzuschalten. Demzufolge werden der erste bis dritte Knoten N1, N2 und N3 auf die Referenzspannung Vref initialisiert. Wie oben erwähnt, ist die Referenzspannung Vref niedriger als die Schwellenspannung Vth.oled der organischen Licht-emittierenden Diode OLED und daher emittiert die organische Licht-emittierende Diode OLED während dieser Periode IT kein Licht.
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11 zeigt ein weiteres Beispiel eines Pixels P, auf das das erste Kompensationsschema angewendet wird. Der mit diesem Pixel P verbundene Datenleitungsbereich 14 umfasst zusätzlich zur Datenleitung 14a ferner eine Messspannung-Zufuhrleitung 14b.
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Mit Bezug auf 11 ist der fünfte Schalt-TFT ST5 im Pixel P, der in Antwort auf den Messpuls SEN von der Messpuls-Zufuhrleitung 15c geschaltet wird, zwischen die Messspannung-Zufuhrleitung 14b und den dritten Knoten N3 geschaltet. Indem die Datenleitung 14a zum Anlegen von Datenspannungen und die Messspannung-Zufuhrleitung 14b zum Anlegen von Messspannungen getrennt ausgebildet sind, kann auf diese Weise der Energieverbrauch im Datentreiberschaltkreis 12 im Vergleich zu 5 stark reduziert werden, bei der sowohl eine Messspannung als auch eine Datenspannung über eine einzelne Datenleitung zugeführt werden. Die anderen Bestandteile dieses Pixels P mit Ausnahme des fünften Schalt-TFTs ST5 sind im Wesentlichen identisch zu denen von 5. Die Betriebsweisen des Datentreiberschaltkreises 12 und des Pixels P während einer Kompensationsansteuerung und während einer normalen Ansteuerung sind im Wesentlichen identisch zu denen in 6 bis 10.
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12 zeigt ein anderes Beispiel eines Pixels P, auf das das erste Kompensationsschema angewendet wird. Der mit diesem Pixel P verbundene Datenleitungsbereich 14 umfasst zusätzlich zur Datenleitung 14a ferner eine Messspannung-Zufuhrleitung 14b.
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Mit Bezug auf 12 ist der fünfte Schalt-TFT ST5 im Pixel P, der in Antwort auf den Messpuls SEN von der Messpuls-Zufuhrleitung 15c geschaltet wird, zwischen die Messspamiung-Zufuhrleitung 14b und den dritten Knoten N3 geschaltet. Indem die Datenleitungen 14a zum Anlegen von Datenspannungen und die Messspannung-Zufuhrleitung 14b zum Anlegen von Messspannungen getrennt ausgebildet sind, kann auf diese Weise der Energieverbrauch im Datentreiberschaltkreis 12 stark im Vergleich zu 5 reduziert werden, bei der sowohl eine Messspannung als auch eine Datenspannung über eine einzelne Datenleitung zugeführt werden. Darüber hinaus ist anders als in 5 der vierte Schalt-TFT ST4 im Pixel P, der in Antwort auf den Ausgabepuls EM von der Ausgabepuls-Zufuhrleitung 15b geschaltet wird, zwischen den dritten Knoten N3 und die organische Licht-emittierende Diode OLED geschaltet. Die anderen Bestandteile dieses Pixels P mit Ausnahme des vierten und fünften Schalt-TFTs ST4 und ST5 sind im Wesentlichen identisch zu denen von 5. Die Betriebsweisen des Datentreiberschaltkreises 12 und des Pixels P während einer Kompensationsansteuerung und während einer normalen Ansteuerung sind im Wesentlichen identisch zu denen in 6 bis 10.
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Zweites Kompensationsschema
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In einem zweiten Kompensationsschema gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden während einer Kompensationsansteuerung, die getrennt von einer normalen Ansteuerung durchgeführt wird, sowohl ein Unterschied im Verschleiß der organischen Licht-emittierenden Dioden als auch ein Unterschied im Verschleiß der Treiber-TFTs kompensiert.
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13 zeigt ein Beispiel eines Pixels P, auf das das erste Kompensationsschema angewendet wird. Der mit diesem Pixel P verbundene Datenleitungsbereich 14 umfasst nur eine Datenleitung.
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Mit Bezug auf 13 umfasst das Pixel P eine organische Licht-emittierende Diode OLED, einen Treiber-TFT DT, eine Vielzahl von Schalt-TFTs ST1 bis ST5 und einen Speicherkondensator Cst. Der Treiber-TFT DT und die Schalt-TFTs ST1 bis ST5 können durch einen MOSFET vom P-Typ realisiert sein.
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Die organische Licht-emittierende Diode ist zwischen einen zweiten Knoten N2 und eine Niedrig-Potential-Spannungsquelle VSS geschaltet und emittiert Licht durch einen Strom, der zwischen einer Hoch-Potential-Spannungsquelle VDD und der Niedrig-Potential-Spannungsquelle VSS fließt.
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Der Treiber-TFT DT ist zwischen die Hoch-Potential-Spannungsquelle VDD und den zweiten Knoten N2 geschaltet und steuert die Stärke von Strom, der durch die organische Licht-emittierende Diode OLED fließt, entsprechend einer Spannung zwischen der Source und dem Gate des Treiber-TFTs DT, d. h. entsprechend einer Spannung, die zwischen der Hoch-Potential-Spannungsquelle VDD und einem ersten Knoten N1 anliegt.
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Der erste Schalt-TFT ST1 ist zwischen die Datenleitung 14 und den ersten Knoten N1 geschaltet und wird in Antwort auf einen Abtastpuls SCAN von der Abtastpuls-Zufuhrleitung 15a geschaltet. Der zweite Schalt-TFT ST2 ist zwischen die Datenleitung 14 und den zweiten Knoten N2 geschaltet und wird in Antwort auf einen Messpuls SEN von der Messpuls-Zufuhrleitung 15c geschaltet. Der dritte Schalt-TFT ST3 ist zwischen den zweiten Knoten N2 und die organische Licht-emittierende Diode OLED geschaltet und wird in Antwort auf einen Ausgabepuls EM von der Ausgabepuls-Zufuhrleitung 15b geschaltet.
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Der Speicherkondensator Cst ist zwischen die Hoch-Potential-Spannungsquelle VDD und den ersten Knoten N1 geschaltet.
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Die organische Licht-emittierende Diode mit einem solchen Aufbau des Pixels P arbeitet in einem Kompensationsansteuermodus und in einem normalen Ansteuermodus. Die Kompensationsansteuerung bezieht sich auf eine Ansteuerung zum Abtasten der Schwellenspannung der organischen Licht-emittierenden Diode OLED und der Schwellenspannung des Treiber-TFTs DT, um Kompensationsdaten Sdata in Abhängigkeit vom Verschleißgrad der organischen Licht-emittierenden Diode und vom Verschleißgrad des Treiber-TFTs DT abzuleiten. Die normale Ansteuerung bezieht sich auf eine Ansteuerung zum Anlegen von modulierten digitalen Daten R' G' B', in denen die Kompensationsdaten Sdata wiedergegeben sind.
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Im Folgenden wird nacheinander eine Schaltkreisbetriebsweise unter Verwendung der Pixelstruktur von Pixel P während einer Kompensationsansteuerung und während einer normalen Ansteuerung beschrieben.
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14 ist eine Kurvenverlaufdarstellung bei Anlegen von Steuersignalen für eine Kompensationsansteuerung und eine normale Ansteuerung. 15A bis 15G zeigen sequenziell Betriebszustände des Anzeigegeräts während einer Kompensationsansteuerung. 16A und 16B zeigen sequenziell Betriebszustände des Anzeigegeräts während einer normalen Ansteuerung.
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Zu allererst wird die Kompensationsansteuerung sequenziell für eine erste Periode CT1 durchgeführt, um die Datenleitung 14 und den ersten Knoten N1 des Pixels P mit einer Hoch-Potential-Ansteuerspannung Vdd vorzuladen, für eine zweite Periode CT2 zum Laden der Datenleitung 14 mit einer ersten Messspannung Vsen1, für eine dritte Periode CT3 zum potentialfreien Belassen (floating) der Datenleitung 14 und anschließendem Entladen der ersten Messspannung Vsen1 auf der Datenleitung 14 über die organische Licht-emittierende Diode OLED, für eine vierte Periode CT4 zum Abtasten der ersten Messspannung Vsen1, die auf der Datenleitung 14 nach dem Entladen als die Schwellenspannung Vth.oled der organischen Licht-emittierenden Diode OLED verbleibt, für eine fünfte Periode CT5 zum erstmaligen Laden der Datenleitung 14 mit einer zweiten Messspannung Vsen2, für eine sechste Periode CT6 zum potentialfreien Belassen (floating) der Datenleitung 14 und anschließendem zweiten Laden der Datenleitung 14 mit der Schwellenspannung Vth.DT des Treiber-TFTs DT, die größer ist als die zweite Messspannung Vsen2, und für eine siebte Periode CT7 zum Abtasten der Schwellenspannung Vth.DT des Treiber-TFTs DT auf der Datenleitung 14. Die Kompensationsansteuerung kann an allen Pixeln P während mindestens eines Frames durchgeführt werden, um mit der Einschaltzeit einer Ansteuerspannung synchronisiert zu werden, oder während mindestens eines Frames, um mit der Ausschaltzeit der Ansteuerspannung synchronisiert zu werden. Darüber hinaus kann die Kompensationsansteuerung sequenziell für die Pixel P jede Ausblendperiode zwischen benachbarten Frames für eine horizontale Zeile durchgeführt werden.
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Mit Bezug auf 14 und 15B werden der Abtastpuls SCAN und der Ausgabepuls EM während der ersten Periode CT1 mit einem niedrigen logischen Pegel L erzeugt, um den ersten und dritten Schalt-TFT ST1 und ST3 des Pixels P auszuschalten, und der Messpuls SEN wird mit einem hohen logischen Pegel H erzeugt, um den zweiten Schalt-TFT ST2 des Pixels P auszuschalten. Nur das erste Schaltsteuersignal ϕ1 wird während der ersten Periode CT1 mit einem Einschaltpegel erzeugt, um die Schaltelemente SP1 bis SPm im Datentreiberschaltkreis 12 einzuschalten. Demzufolge werden die Datenleitung 14 und der erste Knoten N1 des Pixels P mit der Hoch-Potential-Ansteuerspannung Vdd vorgeladen, die von der Messspannungszufuhreinheit 121 zugeführt wird. Da das Potential des ersten Knotens N1 auf die Hoch-Potential-Ansteuerspannung Vdd initialisiert wird, sind die Hysterese-Eigenschaften des Treiber-TFTs DT stark verbessert.
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Mit Bezug auf 14 und 15B wird der Abtastpuls SCAN während der zweiten Periode CT2 zum hohen logischen Pegel H invertiert, um den ersten Schalt-TFT ST1 des Pixels P auszuschalten, der Ausgabepuls EM wird mit dem niedrigen logischen Pegel L beibehalten, um den dritten Schalt-TFT ST3 des Pixels P einzuschalten, und der Messpuls SEN wird zum niedrigen logischen Pegel L invertiert, um den zweiten Schalt-TFT ST2 des Pixels P einzuschalten. Während der zweiten Periode CT2 wird das erste Schaltsteuersignal ϕ1 mit dem Einschaltpegel erzeugt, um die Schaltelemente SP1 bis SPm im Datentreiberschaltkreis 12 einzuschalten. Demzufolge wird die Datenleitung 14 mit der ersten Messspannung Vsen1 schnell geladen, die von der Messspannungszufuhrleitung 121 zugeführt wird. Die Ladungsgeschwindigkeit der Datenleitung 14 gemäß dieser beispielhaften Ausführungsform wird aufgrund des Vorladens in der ersten Periode CT1 stark erhöht.
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Mit Bezug auf 14 und 15C wird der Abtastpuls SCAN während der dritten Periode CT3 mit dem hohen logischen Pegel H beibehalten, um den ersten Schalt-TFT ST1 des Pixels P fortlaufend auszuschalten, und der Messpuls SEN und der Ausgabepuls EM werden mit dem niedrigen logischen Pegel L beibehalten, um den zweiten und dritten Schalt-TFT ST2 und ST3 des Pixels P fortlaufend einzuschalten. Während der dritten Periode CT3 wird das erste Schaltsteuersignal ϕ1 mit dem Ausschaltpegel erzeugt, um die Schaltelemente SP1 bis SPm im Datentreiberschaltkreis 12 auszuschalten. Demzufolge werden die Datenleitungen 14 bzgl. des Datentreiberschaltkreises 12 potentialfrei belassen und die auf die Datenleitung 14 geladene erste Messspannung Vsen wird von der Niedrig-Potential-Spannungsquelle VSS entladen, bis sie ein Potential gleich wie die Schwellenspannung Vth.oled der organischen Licht-emittierenden Diode OLED aufweist.
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Mit Bezug auf 14 und 15D wird der Abtastpuls SCAN während der vierten Periode CT4 mit dem hohen logischen Pegel H beibehalten, um den ersten Schalt-TFT ST1 des Pixels P fortlaufend auszuschalten, und der Messpuls SEN und der Ausgabepuls EM werden mit dem niedrigen logischen Pegel L beibehalten, um den zweiten und dritten Schalt-TFT ST2 und ST3 des Pixels P fortlaufend einzuschalten. Während der vierten Periode CT4 wird das zweite Schaltsteuersignal ϕ2 zum Einschaltpegel invertiert, um die Schaltelemente SS1 bis SSm im Datentreiberschaltkreis 12 einzuschalten. Demzufolge wird die auf der Datenleitung 14 verbleibende Schwellenspannung Vth.oled der organischen Licht-emittierenden Diode OLED von der Abtasteinheit 122 abgetastet, sie passiert dann durch den ADC 123 und wird in Kompensationsdaten Sdata umgewandelt.
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Mit Bezug auf 14 und 15E wird der Abtastpuls SCAN während der fünften Periode CT5 zum niedrigen logischen Pegel L invertiert, um den ersten Schalt-TFT ST1 des Pixels P einzuschalten, der Messpuls SEN wird mit dem niedrigen logischen Pegel L beibehalten, um den zweiten Schalt-TFT ST2 des Pixels P fortlaufend einzuschalten, und der Ausgabepuls EM wird zum hohen logischen Pegel H invertiert, um den dritten Schalt-TFT ST3 des Pixels P auszuschalten. Während der fünften Periode CT5 wird das erste Schaltsteuersignal ϕ1 zum Einschaltpegel invertiert, um die Schaltelemente SP1 bis SPm im Datentreiberschaltkreis 12 einzuschalten. Demzufolge wird die Datenleitung 14 zunächst mit einer zweiten Messspannung Vsen2 von der Messspannungszufuhreinheit 121 geladen. Hierbei ist die zweite Messspannung Vsen2 kleiner als die Schwellenspannung Vth.DT des Treiber-TFTs DT gesetzt.
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Mit Bezug auf 14 und 15F werden der Abtastpuls SCAN und der Messpuls SEN während der sechsten Periode CT6 mit dem niedrigen logischen Pegel L beibehalten, um den ersten und zweiten Schalt-TFT ST1 und ST2 des Pixels P fortlaufend einzuschalten, und der Ausgabepuls EM wird mit dem hohen logischen Pegel H beibehalten, um den dritten Schalt-TFT ST3 des Pixels P fortlaufend auszuschalten. Während der sechsten Periode CT6 wird das erste Schaltsteuersignal ϕ1 zum Ausschaltpegel invertiert, um die Schaltelemente SP1 bis SPm im Datentreiberschaltkreis 12 auszuschalten. Demzufolge wird die Datenleitung 14 bzgl. des Datentreiberschaltkreises 12 potentialfrei belassen und wird als nächstes durch eine Diodenschaltung des Treiber-TFT DT (Kurzschluss zwischen der Gate- und der Drainelektrode des Treiber-TFTs DT) mit dem Pegel der Schwellenspannung Vth.DT des Treiber-TFTs DT geladen.
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Mit Bezug auf 14 und 15G werden der Abtastpuls SCAN und der Messpuls SEN während der siebten Periode CT7 mit dem niedrigen logischen Pegel L beibehalten, um den dritten Schalt-TFT ST3 des Pixels P fortlaufend einzuschalten. Während der siebten Periode CT7 wird das zweite Schaltsteuersignal ϕ2 zum Einschaltpegel invertiert, um die Schaltelemente SS1 bis SSm im Datentreiberschaltkreis 12 einzuschalten. Demzufolge wird die Schwellenspannung Vth.DT des Treiber-TFTs DT auf der Datenleitung 14 von der Abtasteinheit 122 abgetastet, sie passiert dann durch den ADC 123 und wird in Kompensationsdaten Sdata umgewandelt.
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Als nächstes wird die normale Ansteuerung sequenziell für eine erste Periode DT1 zum Anlegen einer Datenspannung Vdata und für eine zweite Periode DT2 zur Lichtemission durchgeführt.
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Mit Bezug auf 14 und 16A wird der Abtastpuls SCAN während der ersten Periode DT1 mit einem niedrigen logischen Pegel L erzeugt, um den ersten Schalt-TFT ST1 des Pixels P einzuschalten, und der Messpuls SEN und der Ausgabepuls EM werden mit einem hohen logischen Pegel H erzeugt, um den zweiten und dritten Schalt-TFT ST2 und ST3 des Pixels P auszuschalten. Während der ersten Periode DT1 wird nur das dritte Schaltsteuersignal ϕ3 mit einem Einschaltpegel erzeugt, um die Schaltelemente SD1 bis SDm im Datentreiberschaltkreis 12 einzuschalten. Demzufolge wandelt der Datenspannungsgenerator 124 modulierte digitale Videodaten R' G' B' in eine Datenspannung Vdata um und fuhrt sie der Datenleitung 14 zu. Der Unterschied im Verschleiß der Treiber-TFTs DT sowie der Unterschied im Verschleiß der organischen Licht-emittierenden Dioden OLED wird in der Datenspannung Vdata wiedergegeben. Die Datenspannung Vdata wird an den ersten Knoten N1 des Pixels P angelegt.
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Mit Bezug auf
14 und
16B wird der Abtastpuls SCAN während der zweiten Periode DT2 zum hohen logischen Pegel H invertiert, um den ersten Schalt-TFT ST1 des Pixels P auszuschalten, der Messpuls SEN wird mit dem hohen logischen Pegel H beibehalten, um den zweiten Schalt-TFT ST2 des Pixels P fortlaufend auszuschalten, und der Ausgabepuls EM wird zum niedrigen logischen Pegel L invertiert, um den dritten Schalt-TFT ST3 des Pixels P einzuschalten. Während der zweiten Periode DT2 wird nur das dritte Schaltsteuersignal ϕ3 mit dem Einschaltpegel beibehalten, um die Schaltelemente SD1 bis SDm im Datentreiberschaltkreis
12 einzuschalten. Demzufolge wird das Potential des ersten Knotens N1 mit der Datenspannung Vdata beibehalten. In diesem Punkt ist ein in der organischen Licht-emittierenden Diode OLED fließender Ansteuerstrom Ioled wie in der folgenden Gleichung 2 gezeigt: [Gleichung 2]
wobei k eine Konstante bestimmt durch Mobilität, parasitäre Kapazität und Kanallänge bezeichnet, und Vsg eine Spannung zwischen der Source und dem Gate des Treiber-TFTs DT bezeichnet. Da sowohl der Unterschied im Verschleiß der organischen Licht-emittierenden Dioden OLED als auch der Unterschied im Verschleiß der Treiber-TFTs DT in der Datenspannung Vdata wiedergegeben sind, hängt der Ansteuerstrom Ioled gemäß der vorliegenden Erfindung wie oben im Detail ausgeführt nicht von diesen Verschleißunterschieden ab.
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17 zeigt ein weiteres Beispiel eines Pixels P, auf das das zweite Kompensationsschema angewendet wird. Der mit diesem Pixel P verbundene Datenleitungsbereich 14 umfasst nur eine Datenleitung.
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Mit Bezug auf 17 umfasst dieses Pixel P zusätzlich zum Pixelaufbau von 13 ferner einen vierten Schalt-TFT ST4. Der vierte Schalt-TFT ST4 ist zwischen die Hoch-Potential-Spannungsquelle VDD und den ersten Knoten N1 geschaltet und wird in Antwort auf einen Abtastpuls SCAN(n – 1) von einer Vorstufen-Abtastpuls-Zufuhrleitung 15a(n-1) geschaltet. Da das Potential des ersten Knotens N1 durch das Einschalten des vierten Schalt-TFTs ST4 vorläufig auf die Hoch-Potential-Ansteuerspannung Vdd initialisiert wird, sind die Hysterese-Eigenschaften des Treiber-TFTs DT im Pixelaufbau gemäß dieser beispielhaften Ausführungsform stark verbessert, auch wenn keine Hoch-Potential-Ansteuerspannung Vdd von außen angelegt wird. Die anderen Bestandteile dieses Pixels P mit Ausnahme des vierten Schalt-TFTs ST4 sind im Wesentlichen identisch zu denen von 13. Die Betriebsweisen des Datentreiberschaltkreises 12 und des Pixels P während einer Kompensationsansteuerung und während einer normalen Ansteuerung sind im Wesentlichen identisch zu denen in 14 bis 16B.
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Wie oben im Detail beschrieben, können die organische Licht-emittierende Diodenanzeigevorrichtung und das Ansteuerverfahren davon gemäß der vorliegenden Erfindung im Vergleich zum Zuführen einer Messspannung von außen die Kompensationsgenauigkeit eines Unterschieds im Verschleiß der organischen Licht-emittierenden Dioden verbessern und die für eine Kompensation benötigte Zeit stark verringern.
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Darüber hinaus können die organische Licht-emittierende Diodenanzeigevorrichtung und das Ansteuerverfahren davon gemäß der vorliegenden Erfindung einen Unterschied im Verschleiß der Treiber-TFTs sowie einen Unterschied im Verschleiß der organischen Licht-emittierenden Dioden kompensieren.
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Von der obigen Beschreibung wird es einem Fachmann offensichtlich sein, dass verschiedene Änderungen und Abwandlungen durchgeführt werden können, ohne vom technischen Gedanken der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Dementsprechend sollte der Schutzbereich der vorliegenden Erfindung nicht auf die beispielhaften Ausführungsformen beschränkt sein, sondern soll durch die beigefügten Ansprüche definiert sein.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- KR 10-2009-0113979 [0001]
