DE102010009843A1

DE102010009843A1 - Resonanzübergangs-Boost-Leistungsschaltung mit kritischer Konduktion

Info

Publication number: DE102010009843A1
Application number: DE102010009843A
Authority: DE
Inventors: Mehmet K. Cupertino Nalbant
Original assignee: Maxim Integrated Products Inc
Current assignee: Maxim Integrated Products Inc
Priority date: 2009-03-06
Filing date: 2010-03-02
Publication date: 2010-10-14
Also published as: CN101860209B; US8629660B2; US20100225290A1; CN101860209A

Abstract

Es wird ein Boost-Regler zur Verfügung gestellt, der eine verbesserte Effizienz hat. Die verbesserte Effizienz wird erreicht, indem eine Messschaltung vorgesehen ist, die misst, wenn der Strom in der Spule des Boost-Reglers nahe Null ist oder wenn sich die Spannung an deren Schaltknoten nahe Null oder virtuell Erde befindet. Ein Schaltsignal wird dem Schalttransistor des Boost-Reglers zugeführt, wenn der Strom oder die Spannung nahe Null gemessen wird. Das Schalten im Nahe-Null-Strom- oder Nahe-Null-Spannung-Moment (dem "Moment kritischer Konduktion") trägt dazu bei, Leistungsverluste zu eliminieren oder zu minimieren, die mit dem Schalten des Transistors zu einem Zeitpunkt in Beziehung stehen, der ein anderer ist als während des Moments der kritischen Konduktion.

Description

QUERVERWEIS ZU VERWANDTEN ANMELDUNGEN
Diese Anmeldung beansprucht die Priorität der vorläufigen U. S. Anmeldung Nr. 61/158,288, angemeldet am 6. März 2009, mit dem Titel CRITICAL CONDUCTION RESONANT TRANSITION BOOST POWER CIRCUIT, die hiermit durch Bezugnahme eingeführt wird.
TECHNISCHES GEBIET
Ausführungsbeispiele der Erfindung betreffen Schaltungen und Verfahren zur Realisierung von Leistungsmanagement unter Verwendung einer Boost-Reglerschaltung. Ausführungsbeispiele der Erfindung betreffen insbesondere das Leistungsmanagement für Vorrichtungstreiberschaltungen einschließlich, jedoch ohne darauf beschränkt zu sein, eines Boost-LED-Treibers, der in LCD-Displays (Liquid-Crystal-Display) verwendet werden kann, die in Fernsehgeräten, Video-Displays, Monitoren und anderen visuellen Display-Vorrichtungen integriert sind, Leistungsmanagement-Stromversorgungen für Monitore, elektronische Vorrichtungen und Fahrzeug-Anwendungen.
HINTERGRUND
Bei vielen Monitoren, Fernsehgeräten sowie Grafik- oder Video-Display-Einheiten werden derzeit Plasma- oder LCD-Displays anstelle von Kathodenstrahlröhren verwendet. Plasma-Displays emittieren sichtbares Licht, das visuell erfasst werden kann, so dass ein Benutzer ein Bild sehen kann. Im Gegensatz dazu emittieren LCD-Displays kein Licht und benötigen folglich eine Hintergrundbeleuchtung oder Lichtquelle, die hinter solchen LCD-Displays positioniert ist, so dass ein Benutzer die angezeigten Bilder, Fotos oder Informationen sehen kann. Zur Hintergrundbeleuchtung von LCD-Displays wurden Kaltkathodenfluoreszenzlampen (CCFLs = Cold Cathode Flourescent Lights) verwendet. Für große LCD-Displays können 10 bis vielleicht 25 CCFLs parallel hinter dem LCD-Display organisiert sein, um eine ausreichende und gleichmäßige Hintergrundbeleuchtung für das Betrachten durch einen Benutzer zu bewirken. Eine oder mehrere zusammenwirkende CCFLs erfordern spezielle Hochspannungsschaltungen, wie zum Beispiel ein Hochspannungstransformator oder Spannungsvervielfacherschaltungen, zusammen mit speziellen CCFL-Treiberschaltungen. Diese speziellen Schaltungen, zusammen mit den 10 bis 25 CCFLs, sind nicht so energieeffizient als, würde die gleiche Lumen-Menge mit einer Mehrzahl von weißen oder ultrahellen lichtemittierenden Dioden (LEDs) erzeugt werden.
Ein weiterer Nachteil von CCFL-Hintergrundbeleuchtung besteht darin, dass CCFLs Quecksilber enthalten. Es ist allgemein bekannt, dass Quecksilber ein toxisches Metall ist, das dann, wenn es nicht korrekt entsorgt wird, negative Auswirkungen auf die Umwelt hat. CCFLs haben eine begrenzte durchschnittliche Betriebsdauer von zwischen 10.000 bis 20.000 Stunden. Wenn daher ein Monitor unter Verwendung von CCFL-Hintergrundbeleuchtung für etwa 2 1/3 Jahre (d. h. ein durchgehender Betrieb von etwa 20.000 Stunden) eingeschaltet bleibt, besteht eine große Wahrscheinlichkeit, dass in dem Monitor eine oder mehrere der CCFL-Röhren ausfallen. Da CCFLs altern, nimmt ferner von ihnen erzeugte Lumen-Menge ab (d. h. die CCFLs werden mit der Zeit immer dunkler). Ein weiteres Alterungsproblem bei CCFLs besteht darin, dass in Bereichen der CCFL-Röhren dunkle Punkte auftreten können. Über einen Zeitraum von weniger als 2, 3 Jahren können im Bild eines LCD-Fernsehgeräts oder LCD-Monitors mit CCFL-Hintergrundbeleuchtung dunkle Bildschirmbereiche auftreten, woraus sich eine insgesamt schlechtere Bildqualität ergibt.
Ein weiterer Nachteil bei der Verwendung von CCFLs besteht darin, dass CCFLs mit einem Abstand von der Rückseite des LCD-Bildschirms angeordnet werden müssen, so dass das von einer Mehrzahl von beabstandeten CCFL-Röhren emittierte Licht diffundieren kann, um über dem gesamten LCD-Bildschirm eine im Wesentlichen gleichmäßige Helligkeit zu erzeugen. Die Notwendigkeit, dass CCFLs von der Rückseite eines LCD-Bildschirms beabstandet sein müssen, führt zu einer minimalen Dicke eines großen LCD-Bildschirmmonitors oder LCD-Fernsehgeräts von mindestens drei oder mehr Zoll, um den Hohlraum zu bilden, der zum Installieren der CCFL-Hintergrundbeleuchtung erforderlich ist.
In neuerer Zeit wurde mit der Entdeckung und Weiterentwicklung von weißen LEDs herausgefunden, dass solche LEDs für die Hintergrundbeleuchtung von Flüssigkristall-Displays geeignet sind. Bei weißen LEDs wird allgemein eine blaue LED verwendet, die mit einer Phosphorbeschichtung versehen ist. Wenn die blaue LED eingeschaltet wird, dann glüht die Phosphorbeschichtung mit einer leicht gelben Farbe, die mit dem blauen Licht von der LED kombiniert wird. Allgemein wird durch die Kombination des blauen Lichts der LED und des gelblichen Glühens des Phosphors eine Ausgabe mit insgesamt weißem Licht erzeugt.
Weiße LEDs (WLEDs) können entlang der Kante eines LCD-Bildschirms angeordnet werden, so dass sie Licht in einen speziell gestalteten Lichtleiter emittieren. Der Lichtleiter ist grundsätzlich ein großes Kunststoffteil, das hinter dem LCD-Display angeordnet ist, Lichtphotonen empfängt, die von den WLEDs in die Kanten des Lichtleiters emittiert werden, und dann die Lichtphotonen in einer im Wesentlichen gleichmäßigen Weise in eine Richtung senkrecht zu und auf die Rückseite des gesamten LCD-Bildschirms verteilt. Unter Verwendung dieses Typs von Lichtleiter-Konfiguration kann ein LCD-Display, ein Monitor oder ein Fernsehgerät unter Verwendung von WLEDs zur Hintergrundbeleuchtung (oder ”Seitenbeleuchtung”) wesentlich dünner hergestellt werden als ein LCD-Display, bei dem eine CCFL-Hintergrundbeleuchtungstechnologie integriert ist.
Für einen mittelgroßen bis großen LCD-Monitor oder LCD-Bildschirm können 50 bis mehr als 200 WLEDs in einer oder mehreren Reihenschaltungen um die Kanten des Lichtleiters des Monitors geschaltet sein. Es gibt grundsätzlich zwei Verfahren, die üblicherweise für die Entwicklung von Treiberschaltungen für WLEDs verwendet werden, die bei Hintergrundbeleuchtungsanwendungen in LCD-Displays benutzt werden. Ein erstes Verfahren beinhaltet die Entwicklung einer Boost-Schaltung oder einer ähnlichen schaltenden Regler- bzw. Vorreglerstufe, gefolgt von mehreren Stromsenken, die den Strom in einer oder mehreren Ketten aus LEDs regeln. Obwohl dieses erste Verfahren aus Kostengesichtspunkten für eine Treiberschaltung optimal ist, ist es bei diesem Verfahren erforderlich, dass die LED-Durchlassspannungen, die in einer solchen Treiberschaltung verwendet werden, genau abgestimmt werden müssen, um eine große Wärmeableitung in den Stromreglersenken zu vermeiden. Dieser Gesichtspunkt wird für Anwendungen bei TV-Displays und Monitoren wichtig, bei denen viele LEDs in Reihe geschaltet werden müssen.
Ein zweiter Typ von Treiberschaltung, der üblicherweise mit WLEDs bei Hintergrundbeleuchtungsanwendungen benutzt wird, enthält eine Boost-Reglerschaltung mit einer Ausgangsspannung, die groß genug ist, um mehrere WLEDs ansteuern zu können. Wenn beispielsweise 70 oder mehr WLEDs in Reihe geschaltet sind, kann eine Ausgangsspannung, die zum Ansteuern der LEDs erforderlich ist, etwa 300 Volt oder mehr betragen. Damit ein Boost-Regler eine Ausgabe von 300 Volt liefert, muss der Eingang des Boost-Reglers etwa 100 Volt betragen. Boost-Topologien, die bei den genannten ersten und zweiten Typen von Treibern verwendet werden, sind hart schaltende Schaltungsdesign-Topologien mit konstanter Frequenz. Ferner sind solche hart schaltenden Topologien nicht für den Betrieb bei Frequenzen von über etwa 100 kHz geeignet. Diese hart schaltenden Topologien sind physikalisch zum Schalten von Frequenzen bei oder unter etwa 100 kHz beschränkt. Ein Betrieb bei etwa 100 kHz erfordert die Verwendung von relativ großen Spulen und Filterkondensatoren. Insbesondere sind Werte von 10 μF oder mehr für Ausgangskondensatoren solcher Boost-Reglertreiber gemäß Stand der Technik erforderlich, die Schaltfrequenzen von etwa 100 kHz haben, wenn handelsübliche Keramik-Kondensatoren verwendet werden. Diese großen Kondensatorwerte müssen außerdem für eine Betriebsspannung von 350 Volt oder mehr geeignet sein, was sie zu relativ teuren Komponenten macht. Wenn Kondensatoren mit derart hohen Werten (größer als 10 μF) verwendet werden, besteht außerdem die Möglichkeit, dass akustisches Rauschen bei pulsweitenmodulierten (PWM) Dimmfrequenzen erzeugt wird, die bei den LEDs verwendet werden. PWM-Dimmfrequenzen liegen allgemein im Bereich des menschlichen Gehörs von 20 Hz bis etwa 20.000 Hz. Das akustische Rauschen dieser keramischen Hochspannungskondensatoren verschlimmert sich noch durch die dielektrischen Materialien, die in den Kondensatoren verwendet werden. Die dielektrischen Materialien sind aufgrund ihrer Größe für einen piezoelektrischen akustischen Effekt anfällig, wodurch hörbares Rauschen oder Rauschen erzeugt wird, das von den Kondensatoren ausgeht.
Die hart schaltenden Boost-Topologien gemäß Stand der Technik, die eine Ausgangsspannung im Bereich von etwa 300 bis 350 Volt (oder sogar höher) liefern, haben Leistungsverlust-Ineffizienzen, die sich aus dem kontinuierlichen Laden und Endladen von parasitären Kapazitäten ergeben, die mit den Halbleiterkomponenten der Treiberschaltung in Beziehung stehen. Es wird angenommen, dass die wesentliche parasitäre Kapazität, die für Leistungsverluste verantwortlich ist, mit der Drain-Source-Kapazität eines MOSFET-Leistungsschalttransistors in Beziehung steht, der in solchen Schaltungen verwendet wird. Beispielsweise kann ein typischer MOSFET zwischen seinen. Drain-Source-Anschlüssen eine parasitäre Kapazität von etwa 100 Picofarad (pF) haben. Wenn man eine Schaltfrequenz von 500 kHz annimmt, dann beträgt der resultierende Leistungsverlust in Form von abgegebener Wärme aufgrund der parasitären Drain-Source-Kapazität des MOSFET: PLOSS = 12 CV2f = 0,5(100 pF)·(300ν)2(500 kHz) = 2,25 Watt (Gleichung 1)
Die obige Berechnung zeigt deutlich, dass ein Nachteil der hart schaltenden Boost-Topologien, die bei Schaltfrequenzen von über 100 kHz arbeiten, beispielsweise 500 kHz, darin besteht, dass ein kontinuierlicher Betrieb zu einer Verlustleistung von mindestens 2,25 Watt führen kann.
Ein weiterer Nachteil von hart schaltenden Treiberschaltungs-Topologien besteht darin, dass, obwohl es vorteilhaft ist, solche Boost-Reglerschaltungen in einer Weise zu betreiben, bezeichnet als diskontinuierlicher Strombetrieb (DCM), die dazu beiträgt, die Sperrverzögerungsverluste der Ausgangsdioden zu reduzieren, bei einem solchen DCM-Betrieb starke Hochfrequenzspitzen und unerwünschtes Schaltknotenklingeln erzeugt werden. Diese starken Hochfrequenzspitzen erzeugen EMI und weiteres elektrisches Rauschen, das nur schwer vermindert werden kann und das eine negative Auswirkung auf andere nahegelegenen Schaltungen haben kann.
Es wird nun auf 1 Bezug genommen, in der eine Boost-Reglerschaltung mit Boost-Topologie gemäß Stand der Technik gezeigt ist. Grundsätzlich weist ein Boost-Regler 100 einen Spannungseingang V_in 102 von beispielsweise 100 Volt und einen Spannungsausgang V_out 104 von etwa 300 Volt auf. Allgemein hat ein Boost-Regler ein Spannungsverhältnis zwischen V_in und V_out. Für den Boost-Regler 100 gemäß Stand der Technik wird ein Verhältnis zwischen V_in zu V_out von 1:3 angenommen. Natürlich sind auch andere Verhältnisse problemlos möglich. Die grundsätzliche Arbeitsweise des Boost-Reglers gemäß Stand der Technik beinhaltet das Ein- und Ausschalten des Schalttransistors 106. Durch das Ein- und Ausschalten des Transistors 106 wird der Schaltknoten 108 auf Erde oder 0 Volt gezogen, wenn der Transistor 106 eingeschaltet ist, und anschließend, wenn der Transistor 106 ausgeschaltet ist, geht der Schaltknoten 108 auf die Ausgangsspannung V_out 104. Wenn der Schaltknoten 108 von Erde auf V_out 104 geschaltet wird, dann wird durch die L1-Spule 110 Energie gespeichert und wieder abgegeben. Wenn die Energie von der L1-Spule 110 abgegeben wird, dann wird die Energie durch eine D1-Diode 112 geleitet, wodurch ein Spannungsanstieg oder die ”boosted” Spannung am Ausgang 104 erzeugt wird, die über dem C2-Kondensator 114 und/oder dem C3-Kondensator 116 gemessen wird.
Der C2-Kondensator 114 und der C3-Kondensator 116 werden verwendet, um die Ausgangsspannung 104 zu glätten, wenn die D1-Diode 112 ein- und ausgeschaltet wird, um die in der Spule 110 gespeicherte Energie in Form eines impulsförmigen Stroms zu liefern.
Eine Spannungsteilerschaltung, die den R2-Wiederstand 118 und den R3-Widerstand 120 aufweist, ist mit dem V_out-Knoten 104 verbunden und liefert eine Feedback-Spannung (FB) 120 zu einer Steuerschaltung 124. Die Steuerschaltung 124 misst die Feedback-Spannung 122 in Bezug auf eine Spannungsreferenz, um zu gewährleisten, dass die Ausgangsspannung 104 in einem vorbestimmten Bereich liegt. Die Feedback-Schaltung in der Steuerschaltung 124 trägt dazu bei, die Ausgangsspannung auf eine stabile Spannung zu regeln.
Der DL-Ausgang der Steuerschaltung 124 liefert ein Gate-Treibersignal 126 zum Gate des Schalt-FET 106. Der CS-Stromsensoreingang 128 der Steuerschaltung 124 ist ein Strommesseingang, der eine Spannung an dem Strommessknoten 130 liest. Die gemessene Spannung wird durch einen Strom erzeugt, der aus der Source des Schalt-FET 106 durch den R1-Widerstand 132 strömt. Das Strommesssignal 128 wird von der Steuerschaltung 124 verwendet, um zu bestimmen, wenn der Schalt-FET 106 über das Schaltsignal 126 ausgeschaltet wird. Das CS-Signal 128 wird ferner von der Steuerschaltung 124 verwendet, um zu messen, wann oder ob ein Überstromzustand durch die Source des Schalt-FET 106 vorliegt. Wenn ein Überstromzustand durch den Schalt-FET 106 vorliegt, dann schaltet die Steuerschaltung den Schalt-FET 106 über das Schaltsignal 126 aus.
Bei Boost-Reglern gemäß Stand der Technik mit einer ähnlichen Topologie, wie in 1 gezeigt, ist es beabsichtigt, dass die Schaltfrequenz des Schalt-Transistors 106 so hoch wie möglich ist. Aufgrund von Leistungsverlusten und Beschränkungen hinsichtlich des Schaltungsdesigns ist die Schaltfrequenz von solchen bekannten Boost-Reglerschaltungen auf eine Frequenz von etwa 100 kHz bis vielleicht 250 kHz begrenzt.
Ein Grund dafür, dass eine möglichst hohe Schaltfrequenz gewünscht ist, ist der, dass die Komponenten, d. h. die Spule 110 sowie die C2- und C3-Kondensatoren 114 und 116 eine kleinere Größe und eine geringere Induktivität (Henry) bzw. Kapazität (Farad) haben können, wenn der Boost-Regler mit höheren Frequenzen betrieben wird. Die Größen der Komponenten der Spule 110 sowie der Kondensatoren 114 und 116 können bei höheren Schaltfrequenzen kleiner gewählt werden, während das Boost-Spannungsverhältnis zwischen der Eingangsspannung 102 und der Ausgangsspannung 106 beibehalten wird. Mit anderen Worten, je höher die Arbeitsschalffrequenz ist, desto kleiner können theoretisch die reaktiven Komponenten sein, die erforderlich sind, um die gleiche Leistung von V_in 102 zu V_out 104 zu erzeugen.
Auf Grundlage des Basis-Schaltungsdesigns des Boost-Reglers 100 gemäß Stand der Technik gibt es physikalische Beschränkungen, die mit einem Anstieg der Schaltfrequenz in Beziehung stehen, durch die begrenzt wird, wie hoch die Schaltfrequenz gehen kann, wenn die reaktiven Komponenten (die C1-, C2- und C3-Kondensatoren 134, 114 und 116 sowie die Spule 110) kleinere Größe und geringere Werte haben. Die Beschränkungen hinsichtlich der Schaltfrequenz der Boost-Reglerschaltung gemäß Stand der Technik haben mit den parasitären Kapazitäten zu tun, die mit dem MOSFET bzw. Schalttransistor 106, der Spule 110 und der Diode 112 in Beziehung stehen.
Bei elektrischen Schaltungen ist die parasitäre Kapazität die unvermeidbare und üblicherweise unerwünschte Kapazität, die zwischen den Teilen einer elektronischen Komponente oder Schaltung vorhanden ist, und zwar einfach nur aufgrund deren Nähe zueinander. Alle aktuellen Schaltungselemente, wie beispielsweise Spulen, Dioden und Transistoren haben eine innere Kapazität, die bewirken kann, dass deren Verhalten vom Verhalten ”idealer” Schaltungselemente abweicht. Zum Beispiel wirkt eine Spule oft so, als würde sie einen parallelen Kondensator aufweisen, und zwar aufgrund ihrer beabstandeten isolierten konduktiven Wicklungen. Die Spulenwicklungen wirken wie Platten eines Kondensators und speichern eine Ladung. Eine Veränderung der Spannung über der induktiven Wicklung macht einen zusätzlichen Strom erforderlich, um die parasitäre Kapazität darin zu laden oder zu entladen. Wenn sich die Spannung nicht sehr schnell ändert, wie bei Niederfrequenzschaltungen, ist der erforderliche zusätzliche Strom üblicherweise vernachlässigbar, wenn sich aber die Spannung mit höheren Frequenzen ändert, wird der zusätzliche Strom größer und kann die Funktion der Schaltung dominieren. In einem Transistor, wie zum Beispiel dem Schalttransistor 106, gibt es eine parasitäre Kapazität, die zwischen den Anschlüssen von Gate und Drain, Gate und Source sowie Drain und Source der Vorrichtung vorherrscht. Diese parasitären Kapazitäten in dem Transistor bilden sich an den Übergängen der Halbleitermaterialien in der Transistorvorrichtung. Außerdem gibt es eine parasitäre Kapazität in der Diode 112.
Parasitäre Kapazitäten für den Schalttransistor können für die drei parasitären Kapazitäten beispielsweise von etwa 50 pF bis etwa 300 pF reichen (d. h. die parasitären Kapazitäten von Gate zu Drain, Drain zu Source, Source zu Gate). Für die Diode 112 kann die parasitäre Kapazität, die mit dem Halbleiterübergang darin in Beziehung steht, irgendwo zwischen etwa 50 pF und etwa 100 pF betragen.
Der Schaltknoten 108, der der gleiche Knoten wie der Drain-Anschluss des Schalttransistors 106 ist, kann eine damit in Beziehung stehende äquivalente parasitäre Gesamtkapazität zwischen etwa 200 pF und etwa 300 pF haben. Dieser Knoten, nämlich der Schaltknoten 108, hat diesen Namen erhalten, da dann, wenn der Schalttransistor 106 durch das Schaltsignal 126 ein- und ausgeschaltet wird, der Schaltknoten mit der Schaltfrequenz von einem geringen Potential auf ein hohes Potential und wieder zurück geschaltet oder gezogen wird. Der Schaltknoten 108 wird im Wesentlichen auf Erde gezogen, wenn der Transistor 106 eingeschaltet wird, und dann schnell auf etwa die Ausgangsspannung 104 geschaltet (plus beispielsweise dem Spannungsabfall über der Diode 112), wenn der Schalttransistor 106 ausgeschaltet wird. Da dieser Schaltvorgang zwischen beispielsweise virtuell 0 Volt und etwa 300 Volt stattfindet, muss die Ladung auf der parasitären Kapazität 136, die mit dem Schaltknoten 108 in Beziehung steht, mit der Frequenz des Schaltprozesses geladen und entladen werden. Wie vorstehend in Gleichung 1 gezeigt, kann der Leistungsverlust, der mit dem Laden und Endladen der parasitären Kapazität eines typischen MOSFET in Beziehung steht, etwa 2,25 Watt oder mehr betragen, und zwar unter der Annahme einer Schaltfrequenz von 500 kHz. Dieser Leistungsverlust wird in Form von Wärme abgegeben. Je höher die Schaltfrequenz ist, desto höher ist der Leistungsverlust in Form von Wärme.
Zusätzlich zum Leistungsverlust und zur Wärmeableitung wird der Schalttransistor 106 mit der Schaltfrequenz von einer sehr hohen Spannung auf eine sehr geringe Spannung geschaltet, und umgekehrt. Er wird ferner von einem sehr hohen Stromfluss auf einen Stromfluss von Null geschaltet, und umgekehrt. Während der Transistor 106 von einer geringen Spannung auf eine hohe Spannung, und umgekehrt, geschaltet wird, gibt es einen Moment, in dem sowohl eine sehr hohe Spannung über als auch einen sehr hohen Stromfluss durch die Drain- und Source-Bereiche des Transistors 106 vorliegt. Wenn diese hohe Spannung und dieser hohe Strom, die über dem Schalttransistor anliegt und durch den Schalttransistor strömt, über die Zeit integriert werden, findet man heraus, dass es sich hierbei um die Quelle eines zusätzlichen Leistungsverlustes handelt, der als ”Schaltverlust” des Transistors bezeichnet wird. Dieser Leistungsverlust tritt während der Schaltzeit auf, wenn der Transistor ein- und ausgeschaltet wird. Die Schaltzeit des Schalttransistors 106 kann in einem Bereich von etwa 30 bis etwa 75 Nanosekunden liegen. Es wird nun wieder auf Gleichung 1 Bezug genommen, nach der der Leistungsverlust gleich der Hälfte der Stromzeit multipliziert mit dem Quadrat der Spannung ist P_Verlust = ½CV²f. Man kann einfach sehen, dass dann, wenn die Schaltfrequenz ansteigt, auch der Leistungsverlust ansteigt. Wenn die Schaltfrequenz des Schalttransistors 106 ansteigt, dann erhöht sich auch die Ineffizienz des hart schaltenden Boost-Reglers 100. Es gibt ein Gleichgewicht, das zwischen dem Anstieg der Schaltfrequenz eines hart schaltenden Boost-Reglers vorliegen muss, wodurch ermöglicht wird, dass die reaktiven Komponenten des Boost-Reglers kleiner werden können, wodurch aber auch der Leistungsverlust oder die Ineffizienz der gleichen Schaltung ansteigt. Daher muss eine Design-Entscheidung hinsichtlich der Frage getroffen werden, wie hoch eine Frequenz sein muss, um die Vorrichtung 100 mit kleineren Komponente zu geringeren Kosten zu betreiben, und zwar gegenüber der Energiemenge oder dem Leistungsverlust in Form von Wärme, der aufgenommen werden kann.
Es besteht daher die Forderung nach einem Design für eine Boost-Reglerschaltung, durch das ermöglicht wird, dass die Schaltung bei Frequenzen über 200 oder 250 kHz betrieben werden kann, ohne dass die Boost-Reglerschaltung bei höheren Schaltfrequenzen unter reaktiven oder parasitären Leistungsverlusten leidet.
Ein weiterer Nachteil, der mit hart schaltenden Boost-Reglerschaltungen gemäß Stand der Technik in Beziehung steht, besteht darin, dass das Gate-Schaltsignal 126 eine starke Treiberschaltung in der Steuerschaltung 124 benötigt, und zwar aufgrund der Hochspannungsschwankung der Drain-Gate-Kapazität des Schalttransistors 108.
Noch ein weiterer Nachteil der Boost-Reglerschaltung gemäß Stand der Technik liegt in den Dioden-Sperrverzögerungsverlusten in der D1-Diode 112. Die D1-Diode 112 wird vollständig eingeschaltet und dann vollständig ausgeschaltet, während sie hohen Spannungsänderungen ausgesetzt ist. Grundsätzlich geht die Diode von einem vollständigen EIN-Zustand, und dann, in einem Augenblick, in dem der Schalttransistor 106 eingeschaltet wird, wird die D1-Diode 112 in Sperrrichtung vorgespannt und ausgeschaltet. In der Realität gibt es natürlich keine Diode, die augenblicklich eingeschaltet und augenblicklich ausgeschaltet wird. Dioden haben eine signifikante parasitäre Kapazität, die im vorliegenden Beispiel auf 300 Volt aufgeladen wird, wenn der Schalttransistor ausgeschaltet wird, und die dann die 300 Volt entladen muss und auf Erde geht, wenn der Schalttransistor 106 hart schaltend eingeschaltet wird. Durch die Sperrrichtungsvorspannung einer Diode, die ein sehr großes Spannungspotential in einer sehr kurzen Zeitperiode hat, wird bewirkt, dass die Ladungen auf der parasitären Kapazität der Diode sehr schnell abgeleitet werden müssen. Folglich befindet sich die Diode, wenn sie schaltet, für einige wenige Nanosekunden eigentlich in einem virtuellen Kurzschlusszustand, während die Ladungen in der parasitären Kapazität der Diode geladen oder entladen werden. Während jener Zeitspanne, in der über der Diode der virtuelle Kurzschluss vorliegt, gibt es darin eine sehr hohe Spannung und einen sehr hohen Strom, die nicht nur als Leistungsverlustwärme abgeführt werden müssen, sondern zusätzlich starke Hochfrequenz-Stromspitzen erzeugen. Diese Hochfrequenz-Stromspitzen wandern durch die D1-Diode 112 sowie durch den Schalttransistor 106 zum Schaltknoten, und zwar über den Drain-Anschluss. Diese Hochfrequenz-Stromspitzen führen ferner dazu, dass Schaltrauschen in Form elektromagnetischer Interferenz (EMI) emittiert wird, das durch die Schaltung übertragen und durch andere nahe gelegene unbeteiligte Schaltungen aufgenommen bzw. gekoppelt werden kann. Eine solche EMI-Kopplung kann potentiell zu Fehlfunktionen der Schaltung oder zu einem Datenverlust in anderen Schaltungen führen.
Noch ein weiterer negativer Aspekt der Boost-Reglerschaltung 100 gemäß Stand der Technik kann Rauschen sein, das in den großen keramischen Hochspannungskondensatoren erzeugt werden kann, wie zum Beispiel im C2-Kondensator 114 und im C3-Kondensator 116. Diese Hochspannungskondensatoren sind sehr teuer. Ferner erzeugen die dielektrischen Platten in den keramischen Hochspannungskondensatoren aufgrund ihrer hohen Werte und ihrer erheblichen Größe, die für den Betrieb bei Frequenzen von 100 bis 200 kHz erforderlich sind, piezoelektrisches akustisches Rauschen, das durch eine pulsweitenmodulierte (PWM) DIM-Frequenz erzeugt wird, die bei vielen LED-Anwendungen benutzt wird, um die Lumen-Ausgabe der LEDs (nicht speziell gezeigt) zu erhöhen und zu verringern. Da die PWM-DIM-Frequenz, die zum Erhöhen und Verringern der Leuchtstärke der LEDs verwendet wird, üblicherweise im Frequenzbereich von 20 bis 20.000 Hz liegt, liegt das piezoelektrische akustische Rauschen, das durch die keramischen Hochspannungskondensatoren erzeugt wird, im hörbaren Bereich von Menschen, die sich in der Nähe der elektronischen Vorrichtung aufhalten können. Natürlich ist ein solches Rauschen unerwünscht, wenn es von einem Fernsehgerät, einem Monitor oder einer anderen LCD-Display-Vorrichtung ausgeht. Es sei angemerkt, dass elektrolytische Kondensatoren allgemein nicht erwünscht sind und, wenn immer es möglich ist, bei solchen Schaltungen gemäß Stand der Technik vermieden werden sollen, da deren Lebensdauer kürzer ist als die von keramischen Hochspannungskondensatoren. Außerdem sind elektrolytische Kondensatoren größer und sperriger als keramische Kondensatoren.
Es besteht daher die Forderung nach einer Boost-Reglerschaltung oder einer Boost-Treiberschaltung für weiße LEDs zur Verwendung bei Anwendungen zur Hintergrundbeleuchtung, die bei Frequenzen arbeiten kann, die 200 kHz (200 kHz bis etwa 2 MHz) übersteigen, so dass die Größe und die Kosten der reaktiven Komponenten in der Schaltung vermindert werden können, ohne dass in der Schaltung aufgrund von CV²-(Leistungs-)Verlusten der parasitären Kapazitäten und Transistor-Schaltverlusten der Schaltung Ineffizienzen erzeugt werden. Außerdem wäre es wünschenswert, einen solchen Hochfrequenz-Boost-Regler zur Verfügung zu haben, mit Hilfe dessen Dioden-Sperrverzögerungsverluste und starke Hochfrequenz-Spitzen oder EMI minimiert werden, die durch eine Schaltdiode während der Vorspannung in Sperrrichtung erzeugt werden. Ferner soll piezoelektrisches akustisches Rauschen vermieden werden, das durch die keramischen Hoch spannungskondensatoren infolge der PWM-DIM-Schaltfrequenzen erzeugt wird, wodurch eine Strom-Modulation der Ausgangsspannung bewirkt wird, wenn hart schaltende Boost-Reglerschaltungen bei Anwendungen für LED-Beleuchtungs- oder andere Stromversorgungsmanagementvorrichtungen benutzt werden.
ZUSAMMENFASSUNG
Durch Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung wird eine Boost-Reglerschaltung zur Verfügung gestellt, die ausgestaltet ist, um während einer kritischen Konduktionsperiode zu schalten. Die kritische Konduktionsperiode ist der Moment, in dem sich der Strom durch eine Spule in der Boost-Reglerschaltung bei oder im Wesentlichen nahe Null befindet und möglicherweise einen kleinen negativen Stromfluss haben kann. In der kritischen Konduktionsperiode befindet sich der Schaltknoten einer beispielhaften Boost-Reglerschaltung bei oder nahe Null oder virtuell Null Volt. Wenn eine Steuerschaltung misst, dass der Schaltknoten der Boost-Reglerschaltung eine Spannung hat, die im Wesentlichen nahe bei Null (0) Volt liegt und sich dem Ende des Energiezuführzyklus der Spule nähert, dann liefert die Steuerschaltung ein Schaltsignal an einen Schalttransistor (beispielsweise ein MOSFET) in der beispielhaften Boost-Reglerschaltung. Durch Schalten der Boost-Reglerschaltung, wenn sich der Drain-Knoten des Schalttransistors im Wesentlichen bei einer geringen Spannung oder bei einer Spannung von Null Volt befindet, werden Schaltverluste und die CV²-Leistungsverluste im Wesentlichen vermieden, wodurch die Höhe des Leistungsverlusts in Form von Wärme vermindert und die Effizienz einer beispielhaften Boost-Reglerschaltung erhöht wird.
Durch Ausführungsbeispiele der Erfindung wird eine Boost-Reglerschaltung mit einer Spule zur Verfügung gestellt, die ausgestaltet ist, um an einer Seite der Spule eine Spannungseingabe zu empfangen, und die an der anderen Seite mit einem Schaltknoten der beispielhaften Boost-Reglerschaltung verbunden ist. Ein Schalttransistor ist so geschaltet, dass dessen Drain-Anschluss mit dem Schaltknoten verbunden ist, dessen Source-Anschluss elektrisch mit Erde verbunden ist und dessen Gate-Anschluss mit einer Steuerschaltung verbunden ist. Ferner ist eine Diode so geschaltet, dass die Anodenseite der Diode mit dem Schaltknoten und die Kathodenseite der Diode mit einem Spannungsausgangsknoten der beispielhaften Boost-Reglerschaltung verbunden sind. Die Steuerschaltung hat einen Anschluss oder Pin, beispielsweise als Null-Übergangsmessung (ZTS) bezeichnet, der mit dem Schaltknoten entweder direkt oder über einen Spannungsteiler verbunden ist. Die Steuerschaltung hat außerdem einen Schaltsignalausgang, der mit dem Gate des Schalttransistors verbunden ist. Die Steuerschaltung ist ausgestaltet, um ein Schalt signal an das Gate des Schalttransistors zu liefern, wenn der ZTS-Anschluss erfasst, dass sich der Schaltknoten im Wesentlichen nahe einer niedrigen Spannung oder Erdspannung befindet. Wenn der Schaltknoten erfasst, dass der Schaltknoten im Wesentlichen nahe der niedrigen Spannung oder Erdspannung liegt, wird die beispielhafte Boost-Reglerschaltung bei Zuständen geschaltet, in denen die Spannung im Wesentlichen bei Null liegt.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung kann außerdem einen Widerstands-/Kondensator-Spannungsteiler aufweisen, der zwischen dem Schaltknoten und der Erde geschaltet ist. Durch einen solchen Spannungsteiler wird die Amplitude der gemessenen Spannung an dem ZTS-Anschluss bzw. ZTS-Pin vermindert.
Ausführungsbeispiele der Erfindung stellen einen Boost-Regler zur Verfügung, der eine Schaltfrequenz zwischen 100 kHz und 10 MHz hat. Beispielhafte Boost-Regler, die in diesem Frequenzbereich arbeiten, können Komponenten verwenden, die eine kleinere physikalische Größe haben als Boost-Regler gemäß Stand der Technik, die bei oder in einem geringeren Frequenzbereich arbeiten.
Bei noch weiteren Ausführungsbeispielen der Erfindung weist die Steuerschaltung eine Feedback-Spannungsvergleichsschaltung auf, die elektrisch mit dem Ausgangsknoten des beispielhaften Boost-Reglers verbunden ist. Die Feedback-Spannungsvergleichsschaltung ist ausgestaltet, um eine Feedback-Spannung mit einer Referenz-Spannung zu vergleichen und um eine Spannungsvergleichsausgabe zu liefern. Die Steuerschaltung weist ferner eine Gate-Treiberschaltung auf, die die Spannungsvergleichsausgabe empfängt. Die Gate-Treiberschaltung ist ausgestaltet, um das Schaltverhältnis des Schaltsignals einzustellen, das dem Gate des Schalttransistors über die Schaltsignalausgabe der Steuerschaltung zugeführt wird. Durch Variieren des Schaltverhältnisses des Schaltsignals kann die Steuerschaltung die Ausgangsspannung, über Feedback, steuern, um in einem vorbestimmten Ausgangsspannungsbereich zu liegen.
Durch weitere Ausführungsbeispiele der Erfindung wird eine Boost-Reglerschaltung zur Verfügung gestellt, die eine Steuerschaltung aufweist. Die Steuerschaltung enthält eine Gate-Treiberlogikschaltung, die ausgestaltet ist, um ein Schaltsignal an ein Gate eines Schalttransistors in der Boost-Reglerschaltung zu liefern. Die Steuerschaltung weist außerdem eine Schaltung auf, die beispielsweise als eine Null-Übergangsmessschaltung bezeichnet werden kann, die ausgestaltet ist, um eine Schaltknotenspannung der Boost-Reglerschaltung zu messen. Die Null-Übergangsmessschaltung bestimmt, wenn die Schaltknotenspannung im Wesentlichen eine niedrige Spannung, nahe einer minimalen Spannung oder nahe der Erdspannung liegt. Die Null-Übergangsmessschaltung, zusammen mit vielleicht zugehörigen Schaltungen, ist konfiguriert, um ein Einschaltsignal mit einem ”high”-Pegel an die Gate-Treiberlogikschaltung zu liefern, wenn die Schaltknotenspannung im Wesentlichen eine niedrige Spannung, eine minimale Spannung oder eine Spannung nahe Erdspannung erreicht, was durch den inneren Grenzwert der Steuerschaltung oder, in einigen Ausführungsbeispielen, durch einen vom Benutzer oder Schaltungsentwickler eingestellten Grenzwert bestimmt wird.
Bei zusätzlichen Ausführungsbeispielen der Erfindung kann die Boost-Reglerschaltung außerdem einen ersten Kondensator aufweisen, dessen erste Seite mit dem Schaltknoten der Boost-Reglerschaltung verbunden ist und dessen zweite Seite elektrisch mit Erde verbunden ist. Die Boost-Reglerschaltung weist außerdem einen zweiten Kondensator auf, der zwischen der zweiten Seite des ersten Kondensators und Erde geschaltet ist. Bei einigen Ausführungsbeispielen kann die Boost-Reglerschaltung außerdem eine Null-Übergangsmessschaltung aufweisen, die elektrisch mit einem Knoten verbunden ist, der sich zwischen dem ersten Kondensator und dem zweiten Kondensator befindet.
Bei weiteren Ausführungen der Erfindung ist eine Boost-Reglerschaltung vorgesehen, die ein Verfahren zur Bestimmung umfasst, wann ein Schalttransistor von einem Aus-Zustand in einen Ein-Zustand schaltet. Das Verfahren beinhaltet das Messen, mittels einer Steuerschaltung, ob eine Schaltknotenspannung im Wesentlichen eine niedrige Spannung, eine minimal Spannung oder eine Spannung nahe der Erdspannung ist. Beim Messen, ob die Schaltknotenspannung im Wesentlichen eine niedrige Spannung ist, bewirkt das Verfahren außerdem, dass ein Schaltsignal, mittels der Steuerschaltung, an ein Gate eines Schalttransistors geliefert wird. Durch das Schaltsignal wird der Schalttransistor für eine bestimmte Zeitdauer eingeschaltet. Die bestimmte Zeitdauer ist abhängig vom Ausgangsspannungs-Feedback der Boost-Reglerschaltung sowie von der Amplitude der gemessenen Spannung an der Source des Schalttransistors, die alle beide Feedback-Signale sein können, die verwendet werden, um das Schaltverhältnis des Schaltsignals zu erzeugen.
Die obige Zusammenfassung der Erfindung ist nicht dazu gedacht, jede Ausführung oder jeden Aspekt der Erfindung darzustellen.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Zum besseren Verständnis wird nun auf die nachfolgende Beschreibung zusammen mit den beiliegenden Zeichnungen Bezug genommen, in denen:
1 eine Schaltung gemäß Stand der Technik für einen hart schaltenden Boost-Regler darstellt;
2 eine beispielhafte Resonanzübergangs-Boost-Leistungsschaltung mit kritischer Konduktion darstellt;
3a eine beispielhafte Grafik von einer Schalttransistor-Gate-Spannung oder einem Schaltsignal gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt;
3b eine beispielhafte Grafik von einer Schalttransistor-Drain-Spannung oder einer Schaltknotenspannung gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt;
3c eine beispielhafte Grafik von einem Stromfluss durch eine Schaltspule gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt;
4 ein Blockdiagramm von einer beispielhaften Steuerschaltung darstellt;
5 ein detailliertes Blockdiagramm von einer beispielhaften Steuerschaltung darstellt; und
6 eine Schaltungsdarstellung von einer beispielhaften Implementierung von einem WLED-Treiber darstellt, der in einem Display-Monitor verwendet wird und der einen beispielhaften Resonanzübergangs-Boost-LED-Treiber gemäß einer beispielhaften Ausgestaltung der Erfindung darstellt.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Es wird nun auf die Zeichnungen Bezug genommen, in denen durchgehend gleiche Bezugszeichen verwendet werden, um gleiche Elemente zu bezeichnen, und in denen verschiedene Ansichten und Ausführungen von einer Resonanzübergangs-Boost-Leistungsschaltung mit kritischer Konduktion dargestellt und beschrieben sowie andere mögliche Ausführungen beschrieben sind. Die Figuren sind nicht notwendigerweise maßstabsgetreu gezeichnet, und in einigen Fällen sind die Zeichnungen an einigen Stellen vergrößert/oder vereinfacht, und zwar lediglich aus Gründen der besseren Darstellung. Für einen Fachmann ist offensichtlich, dass viele mögliche Anwendungen und Variationen auf den nachfolgenden Beispielen möglicher Ausgestaltungen basieren.
Es wird nun auf die Zeichnungen Bezug genommen, in denen in den verschiedenen Ansichten durchgehend gleiche oder ähnliche Elemente mit identischen Bezugszeichen versehen sind und in denen die verschiedenen Elemente nicht notwendigerweise maßstabsgetreu dargestellt sind, und insbesondere auf 2, in der eine Schaltungsdarstellung einer beispielhaften Boost-Leistungsschaltung bzw. ein Boost-Regler 200 dargestellt ist, bei dem die Lehren der vorliegenden Erfindung verwendet werden, wobei nun Ausführungsbeispiele der Erfindung beschrieben werden. In einem Ausführungsbeispiel wird der Leistungsverlust, der mit dem Laden und Entladen der parasitären Kapazität in Beziehung steht, die mit dem Schalttransistor (oder MOSFET) 202 und der Schaltdiode 218 in Beziehung steht, minimiert oder eliminiert, indem diese parasitäre Kapazität vor dem Einschalten des Schalttransistors 202 durch das Schaltsignal 204 entladen wird. Damit ein Ausführungsbeispiel in der Lage ist, die parasitäre Drain-Kapazität 206 des Transistors zu entladen, die durch eine äquivalente parasitäre Kapazität der Drain-Leitung des Schalttransistors 202 dargestellt ist, kann man den Transistor 202 mit dem Schaltsignal 204 einschalten, wenn sich die Drain/Source-Spannung bei einem Minimum befindet. Um dies in verschiedenen Ausführungsbeispielen der Erfindung zu erreichen, bewegt sich der Strom I_L 210, der durch die L1-Spule 212 fließt, allgemein in Richtung V_IN zu V_OUT, wobei es ihm aber zeitweise ermöglicht wird, auf Null zu gehen, und sich möglicherweise in eine leicht negative I_L 214 Richtung zu bewegen. Dieser momentane Null-Stromfluss und möglicherweise kleine negative Stromfluss wird als eine Periode kritischer Konduktion für die Spule 212 bezeichnet. Es soll verstanden werden, dass in der allgemeinen Schaltung aus 1 gemäß Stand der Technik der Stromfluss durch die Spule 110 nur in eine Richtung strömt (von V_IN in Richtung auf V_OUT), und zwar teilweise wegen des harten Schaltens des Schalttransistors 106 durch die Steuerschaltung 124. Der Strom durch die Spule 110 gemäß Stand der Technik strömt nicht in entgegen gesetzte Richtung oder in negative Richtung. Mit anderen Worten, es gibt immer einen positiven Spulen-Stromfluss in 1 von V_IN zu V_OUT oder von V_IN durch den Schalttransistor 106.
Es wird nun wieder auf 2 Bezug genommen, wobei, um ein Entladen des parasitären Kondensators 206 zu erreichen, bevor der Schalttransistor 202 eingeschaltet wird, die folgende Sequenz von Ereignissen stattfinden muss. Erstens, wenn der Strom 210 durch die Spule 212 infolge des Einschaltens des Schalttransistors 202 in linearer Weise ansteigt, verläuft die Richtung des Spulenstroms 210 beim Aufbau des Stroms vom Eingang zum Ausgang. Der Strom durch den L1-Induktor 212 baut sich linear vom Eingang zum Ausgang mit einer Steigung von etwa V/L auf, wobei V gleich der Eingangsspannung 216 und L gleich der Induktanz der L1-Spule 212 ist. Wenn der Schalttransistor 202 dann ausgeschaltet wird, fließt der Spulenstrom 210, der sich in der Spule 212 aufgebaut hat, weiter. Damit er weiterströmen kann, wird die D1-Diode 218 eingeschaltet und verbindet V_IN 216 durch die Spule 212 mit V_OUT 220. Nachdem beispielsweise die Diode 218 eingeschaltet ist, wenn V_IN am Ausgang 216 etwa 100 Volt beträgt und die Boost-Spannung am Ausgang 220 etwa 300 Volt beträgt, mit Ausnahme der kleinen Spannung über der D1-Diode 218, trifft die Spule 212 auf einen Spannungsabfall über seinen Anschlüssen von etwa 200 Volt, der eine umgekehrte Polarität gegenüber der Spannung hat, die an den beiden Anschlüsse der L1-Spule 212 anlag, als der Schalttransistor 202 eingeschaltet war (d. h. 100 Volt bei V_IN 216 und etwa 0 Volt am Schaltknoten 208). Diese beispielhafte Spannung von 200 Volt über der L1-Spule 212 bewirkt, dass der I_L-Strom 210 abfällt und gegen Null sinkt. An einem bestimmten Zeitpunkt sinkt der Strom I_L 210, bis er ein Null-Strom ist. Wenn sich der Strom I_L 210 dem Wert Null nähert, dann wird die D1-Diode 218 in Sperrrichtung vorgespannt und ausgeschaltet. Wenn die D1-Diode 218 in Sperrrichtung vorgespannt und ausgeschaltet wird, dann befindet sich der Schaltknoten 208 zeitweise noch auf der gleichen V_OUT-Ausgangsspannung 220, die in diesem Beispiel etwa 300 Volt beträgt. Zu diesem Zeitpunkt und für eine kurze Zeitperiode fängt ein negativer Strom I_L 214 an, durch die L1-Spule 212 zu strömen, bis das Potential des Schaltknotens 208 größer ist als die V_IN-Spannung 216. Dieser negative Stromfluss durch L1 entlädt die Spannung des Schaltknotens 208 in Richtung auf das Erdpotential oder Null Volt.
Bei Ausführungsbeispielen der Erfindung wird gemessen, wenn die Spannung am Schaltknoten 208 eine vorbestimmte niedrige, minimale, im Wesentlichen geringe oder eine Spannung nahe Erdpotential erreicht. Die Steuerschaltung 220 umfasst eine Null-Übergangsmessung (ZTS) 224, die die Spannung des Schaltknotens 208 misst, um den Moment zu bestimmen, in dem sich das Schaltknotenpotential bei oder sehr nahe bei Null Volt befindet. Es ist wichtig anzumerken, dass der Moment, wenn der Schaltknoten 208 ein Potential bei oder etwa Null Volt hat, die parasitäre Kapazität 206 bei einem im Wesentlichen geringen, minimalen oder entladenen Zustand hat. In diesem Moment sind die Spannung und der Strom relativ zum Drain und zur Source außerdem beide bei oder nahe einem Minimum oder bei Null. Der Leistungsverlust (das CV²), der durch den Schalttransistor 220 abgeleitet wird, befindet sich bei oder nahe bei Null, da eine minimale Spannungsdifferenz über bzw. ein minimaler Stromfluss durch die Drain- und Source-Leitung des Schalttransistors 220 vorliegt. Die Schaltverluste des Transistors 220 sind im Wesentlichen eliminiert, wenn der Transistor in diesem Moment geschaltet wird. In diesem Moment ist außerdem die parasitäre Drain-Gate-Kapazität (nicht speziell gezeigt) des Schalttransistors 220 entladen, minimal oder hat einen Zustand von im Wesentlichen Null Volt. Der Schalttransistor 220 benötigt daher keine große Gate-Ladung, die von der Steuerschaltung über das Schaltsignal geliefert werden muss, was zu einer weiteren Leistungseinsparung führt.
Wenn das Schalten des Schalttransistors 202 im Wesentlichen bei oder unmittelbar nach dem kritischen Konduktionsmoment stattfindet, sind daher die Schaltverluste und die CV²-Leistungsverluste im Wesentlichen eliminiert, und die Last an der DL-Gate-Treiberschaltung in der Steuerschaltung 222 wird vermindert (im Vergleich zu der hart schaltenden Schaltung gemäß Stand der Technik). Außerdem wird die parasitäre Kapazität der D1-Diode 218 im Wesentlichen entladen, da die Diode nicht zum Ausschalten gezwungen wird (d. h. hart geschaltet), wenn der Schalttransistor 202 eingeschaltet wird. Stattdessen wird die D1-Diode 218 infolge der Resonanzwirkung (der Strom 210 und/oder 214 steigt und sinkt) durch die Spule 212 zusammen mit dem Schalttransistor 202, der kein Signal zum Einschalten erhält, bis eine Spannung des Schaltknotens 208 durch das ZTS 224 der Steuerschaltung 222 mit einer im Wesentlichen geringen, minimalen oder Null-Spannung gemessen wird.
Daher wird die Zeit zum Starten des nächsten EIN-Zyklus des Transistors 202 durch Messen bestimmt, wenn der Schaltknoten 208 bei oder im Wesentlichen nahe Erde oder bei Null Volt ist. Jedes mal dann, wenn gemessen wird, dass sich der Schaltknoten 208 bei oder im Wesentlichen nahe Erdpotential befindet, liefert die Steuerschaltung 220 ein DL-Transistorschaltsignal 204, um den Schalttransistor 202 einzuschalten.
Bei einigen Ausführungsbeispielen einer Resonanzübergangs-Boost-Leistungsschaltung 200 ist ein zusätzlicher Kondensator 226 zwischen dem Schaltknoten 208 und Erde vorgesehen. Es ist offensichtlich, dass der Fachmann zum Zeitpunkt der Erfindung überzeugt war, dass das Anordnen eines Kondensators 226 zwischen dem Schaltknoten und Erde in der bekannten Schaltung aus 1 zu einer Erhöhung der Gesamtkapazität des Schaltknotens führen würde, wenn die Kapazität des Kondensators 226 zu der parasitären Kapazität 136 aus 1 addiert wird, was zu einem größeren Leistungsverlust und zu weiteren negativen Eigenschaften geführt hätte, die mit dem Design der hart schaltenden Boost-Reglerschaltung 100 in Beziehung stehen, wenn die Schaltfrequenz ansteigt. Im Gegensatz dazu wurde heraus gefunden, dass bei verschiedenen Ausführungen der vorliegenden Erfindung das Hinzufügen eines Kondensators 226 zwischen dem Schaltknoten 208 und Erde zu Vorteilen führt. Der Grund, dass das Hinzufügen des Kondensators 226 (Schaltknotenkondensator) vorteilhaft ist, besteht darin, dass er verwendet werden kann, um die Schaltung zu stabilisieren, indem ein spezieller Kapazitätswert zwischen dem Schaltknoten und Erde vorgesehen ist, statt von der inhärenten parasitären Kapazität 206 des Schalttransistors 202 abhängig zu sein. Außerdem kann die inhärente parasitäre Drain-Source-Kapazität 206 des Transistors 202 nicht groß genug sein, um den korrekten Betrieb der Schaltung zu gewährleisten. Die Schaltknotenkapazität 226 kann als eine optionale Kapazität betrachtet werden, die in einigen Ausführungsbeispielen der Erfindung verwendet werden kann und bei anderen Ausführungen nicht verwendet werden muss. Geschätzte Werte für den Schaltknotenkondensator 226 können im Bereich von etwa 25 bis 500 Picofarad liegen. Es sei ferner angemerkt, dass der Kondensator 226 in bestimmten Ausführungsbeispielen aus einer seriellen Kombination von zwei Kondensatoren bestehen kann. Die Reihenverbindung des Kondensators 226 ist beispielsweise dann vorteilhaft, wenn ein kapazitiver Spannungsteiler für den Zweck des Reduzierens der Spannung gebildet wird, die der Steuerschaltung 222 zugeführt wird. In einigen Ausführungsbeispielen können diesen Kondensatoren außerdem Widerstände vorgeschaltet werden.
Es soll außerdem verstanden werden, dass durch Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung ein Spannungs-Boost oder ein Spannungsanstieg von V_IN 216 zu V_OUT 220 bewirkt wird. Beispielsweise kann V_IN etwa 5 V betragen, und V_OUT kann auf 15 V ”geboostet” werden, oder V_IN kann 10 V betragen, und V_OUT kann auf 60 V ”geboostet” werden. Zum Beispiel können die Eingangs/Ausgangsverhältnisse von etwa 1:1 bis etwa 1:100 reichen. Ausführungen der Erfindung können beispielsweise konfiguriert sein, um eine Eingangsspannung zwischen etwa 10 und etwa 300 VDC zu empfangen und um die Eingangsspannung auf eine geregelte Ausgangsspannung zwischen etwa 20 und etwa 500 VDC zu ”boosten”.
Da Ausführungsbeispiele der Erfindung keine wesentlichen negative Aspekte bezüglich der parasitären Kapazitäten haben, die mit der L1-Spule 212, dem Schalttransistor 202 und der D1-Diode 218 in Beziehung stehen, die zu geringeren CV2-Leistungsverlusten, Schaltverlusten und Klingeln oder EMI-Spitzen von der D1-Diode 218 führen, können Ausführungen der Erfindung bei Frequenzen betrieben werden, die wesentlich höher als die begrenzten Frequenzen (geringer als etwa 200 kHz) der Boost-Reglerschaltungen gemäß Stand der Technik sind. Beispielhafte Boost-Reglerschaltungen, die die Resonanzübergangstechniken und Techniken der kritischen Konduktion gemäß beispielhafter Lehren der vorliegenden Erfindung verwenden, können bei Frequenzen betrieben werden, die 200 kHz überschreiten und weit in den 2 MHz-Schaltfrequenzbereich reichen können oder in einigen Fällen noch höhere Frequenzen sein können, wie zum Beispiel etwa 10 MHz. Außerdem können die Komponentenwerte für die L1-Spule 212, den Eingangsspannungskondensator 228 und den Ausgangsspannungskondensator 230 bei höheren Schaltfrequenzen deutlich kleiner sein. Durch eine Verminderung dieser Komponentenwerte vermindert sich außerdem wesentlich die Größe dieser reaktiven Komponenten sowie deren Kosten, ohne dass das Potentialspannungs-Boost-Verhältnis einer beispielhaften Resonanzübergangs-Boost-Regler- oder Leistungsschaltung 200 vermindert wird. Bei praktischen Schaltungen ist außerdem angedacht, dass die Schaltsignalfrequenz des DL-Ausgangs der Steuerschaltung oder das Schaltsignal 204 im Bereich von zwischen etwa 100 kHz und etwa 2 MHz liegt.
In weiteren Ausführungsbeispielen kann das Schaltverhältnis des Schaltsignals 204 variiert werden, um den Wert des Boost- oder Spannungsanstiegsverhältnisses eines beispielhaften Boost-Reglers oder Leistungsschaltung 200 zu verändern. Je länger beispielsweise die Zeitperiode ist, innerhalb derer der Schalttransistor 202 während des Schaltverhältnisses eingeschaltet bleibt, desto höher ist die Ausgangsspannung 220 im Vergleich zur Eingangsspannung 216. Das Verhältnis von V_IN:V_OUT beträgt möglicherweise 1:30, 1:40 oder 1:100 oder mehr in extremen Schaltverhältnis-Situationen. Wenn umgekehrt der Schalttransistor 202 über einen Großteil der Zeit während des Schaltzyklus ausgeschaltet bleibt und nur für eine kurze Zeitperiode eingeschaltet wird, die Einschaltzeit beträgt beispielsweise nur 1% der Schaltzykluszeit, dann beträgt das Verhältnis von V_OUT 220 zu V_IN 216 meistens etwa 1. Daher kann die Auswahl der Spule 212 verwendet werden, um die laufende Frequenz einer beispielhaften Vorrichtung einzustellen.
Es wird nun auf 3A, 3B und 3C Bezug genommen, wobei 3A eine beispielhafte Wellenform eines beispielhaften Schaltsignals 204 zeigt, das von der Steuerschaltung 220 zur Verfügung gestellt wird, um das Gate des Schalttransistors 202 zu steuern. Das Schaltsignal hat einen ”high”-Pegel, der mit der EIN-Zeit des Schalttransistors zwischen beispielsweise T₁ und T₂ korreliert. Das Schaltsignal hat auch einen ”low”-Pegel, der mit der AUS-Zeit des Schalttransistors zwischen beispielsweise T₂ und T₅ korreliert. 3B zeigt eine Grafik von einer Abschätzung der Drain-Spannung des Schalttransistors 202, auch bekannt als die Spannung des Schaltknotens 208. 3C zeigt eine Strom-Grafik, die eine Abschätzung des positive I_L-Stroms 212 und des momentanen negativen I_L-Stroms 214 zeigt, gesehen in der L1-Spule 212. Mit Blick auf die Zeit T₁ ist die Gate-Spannung ”high”, wodurch der Schalttransistor 202 eingeschaltet wird. Während der Schalttransistor eingeschaltet ist, steigt der Strom durch die Spule 212 mit einer Steigung von etwa V/L, wobei V gleich V_IN und L gleich der Induktanz der Spule 212 ist. Zum Zeitpunkt T₂, wenn das Schaltsignal auf ”low” geht und den Schalttransistor 202 ausschaltet, steigt die Spannung am Schaltknoten 208 sehr schnell an, aber nicht augenblicklich, und zwar aufgrund der parasitären Kapazitäten des Systems. Daher dauert es eine bestimmte Zeitdauer, vielleicht einige wenige bis hunderte von Nanosekunden (die Zeit zwischen T₂ und T₃), um die Schaltknotenspannung von Null Volt auf etwa die Ausgangsspannung anzuheben. Die Differenz zwischen der maximalen Schaltknotenspannung und der V_OUT-Spannung hat einen Wert nahe dem Spannungsabfall über der D1-Diode 218. Zwischen der Zeit T₂ und T₃ ist ferner ein minimaler Wert des Spulenstroms 302 während des Spannungsanstiegs der Schaltknotenspannung erforderlich, oder geht verloren. Die D1-Diode 218 wird bei oder im Wesentlichen nahe dem Zeitpunkt T₃ eingeschaltet, und zwar infolge des Stroms 210, der nicht mehr in der Lage ist, durch den Schalttransistor 202 zu strömen und durch die Diode 218 strömen muss. Wenn die Diode 218 einschaltet, erfolgt ein Abfall des Stroms durch die L1-Spule 212 zwischen den Zeitpunkten T₃ und T₄. In verschiedenen Ausführungsbeispielen ist die Steigung des Abfalls im Wesentlichen gleich der Größe (V_OUT minus V_IN) dividiert durch den Spulenwert.
Zu einem Zeitpunkt fällt der Spulenstrom auf Null ab, was durch die Zeit T₄ bezeichnet wird. Bei oder nahe dem Moment, in dem der Spulenstrom 210 zu Null wird, wird die D1-Diode 218 in Sperrrichtung vorgespannt und ausgeschaltet. Wenn die Diode 218 ausschaltet, werden die parasitäre Kapazität 206 oder die parasitäre Kapazität 206 in Kombination mit dem Schaltknotenkondensator 226, die auf die Ausgangsspannung 220 aufgeladen sind, über einen negativen Spulenstrom 214 für eine sehr kurze Zeitdauer von wenigen bis einige hundert Nanosekunden zwischen den Zeitpunkten T₄ und T₅ ent laden. Da die parasitäre Kapazität und/oder der Schaltknotenkondensator entladen werden, sinkt die Schaltknotenspannung schnell auf Null. Daher geht der Spulenstrom 210 auf Null und kann seine Richtung ändern, um augenblicklich zu Strom 214 zu werden, während in der Zwischenzeit auch die Schaltknotenspannung, die am Schaltknoten 208 gesehen wird, zum Zeitpunkt T₅ im Wesentlichen auf Null Volt geht. Die Steuerschaltung 222 misst dann das virtuelle Null-Potential des Schaltknotens zum Zeitpunkt T₅ und schaltet oder steuert das Schaltsignal 204 auf ”high”, wodurch der Schalttransistor 202 eingeschaltet wird, wodurch ein neuer EIN-Zyklus gestartet wird.
Während der Zeitperiode zwischen T₄ und T₅ wird Energie von dem parasitären Kondensator und/oder dem Schaltknotenkondensator 226 in Form von Strom zur Spule 212 übertragen. Die Zeit zwischen T₄ und T₅ kann als der Resonanzübergangs-Moment oder -Zeitperiode bezeichnet werden.
Daher stellen Ausführungsbeispiele ein Boost-Regler zur Verfügung, der in einem kritischen Konduktionsmodus und im Null-Spannungsübergang des Schaltknotens und der Schalttransistor-Gate-Spannung arbeitet, was durch das Laden und Entladen der Schaltspule 212 und der Schaltknotenkapazität ermöglicht wird. Der kritische Konduktionsmoment kann hier als die Zeitperiode definiert werden, in der der Spulenstrom 210, 214 auf nahe Null geht oder möglicherweise leicht negativ wird, bevor der nächste Schaltzyklus beginnt. Mit anderen Worten, ein kritischer Konduktionsmoment liegt dann vor, wenn der durch die Spule eines beispielhaften Boost-Reglers strömende Strom zu Null wird (kritische Konduktion) oder für mindestens einen Bereich von jedem Schaltzyklus des Boost-Reglers in eine leicht negative Richtung oder Rückwärtsrichtung strömt. Außerdem hat der Null-Strom oder die geringe Stromumkehr, gesehen oder gemessen in der Spule 212, eine Resonanzfrequenz entsprechend dem Spulenwert und der Kapazität, die mit dem Schaltknoten 208 in Beziehung stehen. In noch anderen Ausführungsbeispielen wird die Spannung des Schaltknotens auf eine geringe Spannung oder auf eine Spannung nahe Null entladen, und zwar zumindest teilweise aufgrund der Entladung durch die Schaltspule 212.
Ausführungsbeispiele beinhalten eine Steuerschaltung 222, die die Spannung des Schaltknotens misst und ein Schaltsignal 204 zum Schalttransistor 202 liefert, wenn sich die Schaltknotenspannung im Wesentlichen nahe dem Erdpotential befindet. Durch Schalten des Schalttransistors, wenn sich der Schaltknoten im Wesentlichen nahe Erdpotential befindet, werden die Ladungen auf den parasitären Kapazitäten und anderen Kapazitäten, die mit der Schaltspule, der Schaltdiode und dem Schalttransistor in Beziehung stehen, so klein, dass sie als im Wesentlichen Null betrachtet werden können oder einen unwichtigen Pegel haben, wodurch die Leistungsverluste und Schaltverluste im Wesentlichen eliminiert werden können, die bei hart schaltenden Boost-Reglerleistungsschaltungen gemäß Stand der Technik ein beschränkender Faktor sind.
Es wird nun auf 4 Bezug genommen, in der ein beispielhaftes Blockdiagramm von einer Steuerschaltung 222 dargestellt ist. Ein Null-Übergangssignal 502 (ZTS) wird von dem Schaltknoten 208 empfangen. Das Null-Übergangssignal 502 wird durch die Null-Übergangsmessschaltung 504 ausgewertet, um zu bestimmen, ob die am Schaltknoten gemessene Spannung im Wesentlichen nahe einer Null-Spannung liegt. Wenn die Null-Übergangsmessschaltung 504 eine Spannung nahe Null oder eine andere vorbestimmte Spannung über den ZTS-Eingang 502 misst, dann wird ein Null-Spannungssignal 506 zur Gate-Treiberlogikschaltung 508 geliefert. Eine Timer-Schaltung 510 liefert ein Zeitsignal zur Gate-Treiberlogikschaltung 508. In einigen Ausführungsbeispielen gibt das Null-Spannungssignal 506 der Gate-Treiberlogik an, dass ein Schaltsignal 504 gesendet werden muss, um den Schalttransistor 202 einzuschalten. Eine Feedback-Spannung 512 wird durch die Steuerschaltung 222 empfangen. Die Feedback-Spannung 512 liefert eine Angabe der Ausgangsspannung bei V_OUT 220. Die Feedback-Spannung 512 wird zu einer Spannungsvergleicherschaltung 514 geliefert, die die Feedback-Spannung 512 mit einer Referenzspannung vergleicht, die von einer Spannungsreferenzschaltung 516 geliefert wird. Die Spannungsreferenzschaltung 516 kann einstellbar oder programmierbar sein, um einen Bereich von Referenzspannungen zu liefern. Beispielhafte Spannungsvergleicherschaltungen 514 können eine Verstärkerschaltung aufweisen, die die Differenz zwischen einem durch die Spannungsreferenzschaltung 516 gelieferten Referenzsignal und einem Feedback-Signal 512 verstärkt. Die Ausgabe der Spannungsvergleicherschaltung 514 wird zur Gate-Treiberschaltung 508 geliefert, so dass die Gate-Treiberlogikschaltung das Schaltverhältnis des Schaltsignals 504 einstellen und die Ausgangsspannung bei oder nahe einer stabilen Spannung oder innerhalb eines vorbestimmten Spannungsbereichs halten kann. Ein Strommesssignal 236 liefert eine Spannungsangabe des Stromflusses durch den Schalttransistor 202 und wird durch die Steuerschaltung 222 empfangen. Dieses Strommesssignal kann verwendet werden, um die EIN-Zeit des Schalttransistors 202 einzustellen. Die Strommess spannung 236 wird zur Stromsensorschaltung 518 geliefert, die bestimmt, ob der Stromfluss durch den Schalttransistor 202 zu hoch ist oder über einem vorbestimmten Wert liegt. Wenn die Stromsensorschaltung bestimmt, dass der gemessene Strom durch den Schalttransistor über einer vorbestimmten Grenze liegt, dann wird ein Signal zur Gate-Treiberlogikschaltung 508 geliefert, wodurch der Transistor 202 ausgeschaltet wird, um den Stromfluss durch den Schalttransistor 202 zu beenden.
Es wird nun auf 5 Bezug genommen, in der eine weitere beispielhafte Steuerschaltung zur Verwendung in einer beispielhaften Ausgestaltung gezeigt ist. Hier stellt die Steuerschaltung 223 eine Basislogik und Komponenten dar, die für andere beispielhafte Steuerschaltungen 223 schematisch sind. Ein ZTS-Signal 502 kann an die Steuerschaltung 223 geliefert werden und wird von einem Vergleichsverstärker oder Komparator 550 empfangen, der bestimmt, ob das ZTS-Signal 502 eine im Wesentlichen geringe Spannung oder eine Spannung nahe Null Volt ist, die unter einer vorbestimmten Grenzwertspannung liegt. Die Ausgabe des Null-Spannungskomparators 550 wird mit der Logikschaltung kombiniert, um ein Gate-Treibersignal oder Schaltsignal 204 zu erzeugen. Eine Spannungsreferenzschaltung 554 wird mit einem weiteren Vergleichsverstärker 556 verwendet, um zu messen, ob das Feedback-Signal 512 über oder unter einer gewünschten Ausgangsspannung liegt. Eine Strommessspannung 236 wird an einen Komparator 558 geliefert, der bestimmt, ob die Strommessspannung 236 innerhalb eines akzeptierbaren Bereichs für die bestimmten Drain-Source-Stromgrenzen des Schalttransistors liegt. Der Komparator 558 liefert eine Ausgabe, durch die das Ende des ”high”-Pegels des Schaltsignals 204 oder die gesamte EIN-Zeit des Schalttransistors eingestellt wird (siehe 3A).
6 zeigt eine Schaltungsdarstellung von einer LCD-Display-Hintergrundbeleuchtungsschaltung 600, die LED-Lichtquellen verwendet, um eine Hintergrundbeleuchtung des LCD-Displays zu bewirken, und einen beispielhaften Resonanzübergangs-Boost-LED-Treiber bzw. Leistungsschaltung 602 gemäß beispielhafter Lehren der Erfindung enthält. Das Display-Hintergrundbeleuchtungssteuersystem 604 liefert Steuersignale zur LED-Steuerschaltung 606. Eines der Signale, die durch das Hintergrundbeleuchtungssteuersystem 604 geliefert werden, ist ein DIM-Signal 608. Eine Eingangsspannung 610 wird zur Eingangsseite des beispielhaften Resonanzübergangs-Boost-LED-Treibers 602 mit kritischer Konduktion geleitet. Eine beispielhafte Eingangs spannung kann im Bereich von etwa 10 Volt bis etwa 300 Volt DC liegen. Die Eingangsspannung wird an einer Spannungseingangsmessung 616 der LED-Steuerschaltung 606 über eine Spannungsteilerschaltung gemessen, die R1- und R2-Widerstände 612 und 614 enthält. Ein Eingangsspannungsglättungskondensator 618 ist an der Eingangsseite der Schaltspule 620 vorgesehen. Der Drain-Anschluss des Schalttransistors 621 ist mit dem Schaltknoten 622 und der Anodenseite der Schaltdiode 624 verbunden. In diesem Beispiel ist eine Steuerschaltung 607, die ähnlich den Steuerschaltungen ist, die unter Bezugnahme auf 2, 4 und 5 erläutert wurden, in der LED-Steuerschaltung 606 enthalten. Außerdem wird der Null-Übergangsmesseingang 224 zur LED-Steuerschaltung 606 nicht direkt mit dem Schaltknoten 622 verbunden, sondern stattdessen mit einem nahegelegenen Schaltknoten 628. Der nahegelegene Schaltknoten 628 befindet sich zwischen einem kapazitiven/resistiven Spannungsteiler, wobei ein Kondensator/Widerstandspaar 630, 631 parallel zwischen dem nahegelegenen Schaltknoten 628 und dem Schaltknoten 622 geschaltet, und wobei das zweite Kondensator/Widerstandspaar 632, 633 parallel zwischen dem nahegelegenen Schaltknoten 628 und der Source des Schalttransistors 621 geschaltet ist (oder ohne eine Verbindung mit der Source des Schalttransistors 621 mit Erde verbunden ist, wie durch eine gestrichelte Linie in 6 gezeigt ist). In einigen Ausführungsbeispielen ist die Impedanz des Kondensators 630 größer als die Impedanz des Kondensators 632. Außerdem ist das Impedanzverhältnis zwischen Kondensator 630 und Kondensator 632 im Wesentlichen gleich dem Widerstandsverhältnis zwischen Widerstand 631 und Widerstand 633. Die Wellenformen von diesem beispielhaften Resonanzübergangs-Boost-LED-Treiber 602 mit kritischer Konduktion sind ähnlich jenen, die in 3A, 3B und 3C gezeigt sind, und zwar insofern, dass dann, wenn der Schalttransistor 621 ausgeschaltet wird und der Strom durch die Schaltspule 620 auf Null sinkt, die Kondensatoren 630 und 632 am nahegelegenen Schaltknoten entweder durch die Spule 620 oder über den Widerstand 634 entladen werden, bis die Spannung am nahegelegenen Schaltknoten während der Zeitperiode zwischen T₄ und T₅ in 3C auf Null geht. Wenn die Spannung am nahegelegenen Schaltknoten 628 auf Null (oder nahe Erdpotential) geht, so wird dies durch die Null-Übergangsmessschaltung der LED-Steuerschaltung 606 gemessen, was zur Ausgabe des Schaltsignals 636 führt, das geliefert wird, um den Schalttransistor 621 einzuschalten, um den nächsten Schaltzyklus zu starten. Die Ausgangsspannung 650 wird mit etwa 120 mA bei etwa 300 Volt geliefert, so dass über 70 oder mehr licht-emittierende Dioden gesteuert werden können, die in Serie 652 geschaltet sind. Ausführungsbeispiele können konfiguriert sein, um eine geregelte Ausgangsspannung 650 zu liefern, die von etwa 20 bis etwa 500 Volt DC reicht. Ein Strombegrenzungswiderstand 654 ist zusammen mit einem Ausgangsspannungsglättungskondensator 656 vorgesehen. In einigen Ausführungsbeispielen wird der dimmende Transistor 658, der eine MOSFET-Vorrichtung sein kann, oszillierend ein- und ausgeschaltet, und zwar unter Verwendung von Ausgang-DIM 660, das ein Signal ist, das in der LED-Treibersteuerschaltung 606 durch eine LED-Dimmeroszillationsschaltung erzeugt wird, die ein Dimmer-Signal DIM SIG 608 verwendet, um dessen Ausgangsoszillationsfrequenz einzustellen. Das DIM 660 wird geliefert, um den dimmenden Transistor 658 mit einer Frequenz zwischen etwa 20 und 20.000 Hz zu oszillieren bzw. ein- und auszuschalten. Es sei angemerkt, dass, da die Ausgangskondensatoren 656 einen kleinen Wert haben können, aufgrund der hohen Schaltfrequenzen, die durch die vorliegende Erfindung ermöglicht werden, durch diese dimmende Frequenz nicht bewirkt wird, dass die Ausgangsglättungskondensatoren 656 ein piezoelektrisches akustisches Rauschen erzeugen oder dass in jedem Fall ein solcher Effekt wesentlich vermindert oder minimiert wird. Daher können die Lehren der vorliegenden Erfindung verwendet werden, um einen beispielhaften Boost-LED-Treiber, der kritische Konduktionsmomente verwendet, und eine Resonanzübergangs-Boost-Schaltung gemäß der beispielhaften Lehren der Erfindung zur Verfügung zu stellen, die mit einer Schaltfrequenz von zwischen 100 kHz und 2 MHz arbeitet, und zwar ohne nachteilige Leistungsverluste, Schaltverluste, piezoelektrische akustische Effekte und bei geringeren Herstellungskosten wegen der geringeren Größe der Komponenten im Vergleich zu hart schaltenden Boost-Reglerschaltungen gemäß Stand der Technik.
In anderen Ausführungsbeispielen wird ein dimmendes Signal, wie zum Beispiel DIM SIG 608, an die LED-Steuerschaltung 606 geliefert und gepuffert, bevor es dem Gate des dimmenden Transistors 658 zugeführt wird.
Der Strom durch die Source des dimmenden Transistors 658 wird durch eine LED-Strom-Feedback-Schaltung 662 überwacht, die eine Spannung 664 misst, die durch den Strom durch den Widerstand 666 induziert wird. Die Strom-Feedback-Schaltung 662 liefert ein Fehlersignal 670 zur Steuer schaltung 607, das beispielsweise auf einem Vergleich eines Signals 664 mit einer Spannungsreferenz basierend. Die Gate-Treiberlogikschaltung 508 der Steuerschaltung kann den Tastzyklus des Schaltsignals 636 in Reaktion auf das Fehlersignal 670 ausschalten oder einstellen.
In weiteren Ausführungsbeispielen kann ein BJT-Transistor als Schalttransistor von beispielhaften Boost-Reglern verwendet werden.
Es ist für den Fachmann offensichtlich, der Kenntnis diese Offenbarung hat, dass diese Resonanzübergangs-Boost-Leistungsschaltung mit kritischer Konduktion einen geringeren Verlust, eine höhere Effizienz, und eine Boost-Reglerschaltung mit höherer Betriebsfrequenz zur Verfügung stellt, die ausgestaltet ist, um einen Kondensator und induktive Komponenten mit einer kleineren physikalischen Größe zur Verfügung zu stellen. Beispielhafte Boost-Reglerschaltungen sind ausgestaltet, um während der kritischen Konduktionsperiode der Boost-Reglerschaltung zu schalten, wodurch die CV²-Leistungsverluste im Wesentlichen eliminiert werden, die mit Boost-Reglerschaltungen gemäß Stand der Technik in Beziehung stehen. Es soll verstanden werden, dass die Zeichnungen und die detaillierte Beschreibung hier in einer darstellenden statt in irgendeiner einschränkenden Art und Weise betrachtet werden sollen, und dass sie nicht dazu gedacht sind, um auf die bestimmten Ausführungsformen und offenbarten Beispiele beschränkt zu werden. Es sind im Gegenteil einige weitere Modifikationen, Veränderungen, Neuanordnungen, Ersetzungen, Alternativen und Ausführungsbeispiele möglich, die für den Fachmann offensichtlich sind, ohne vom Grundgedanken und vom Schutzbereich abzuweichen, der durch die nachfolgenden Ansprüche definiert ist. Es ist daher beabsichtigt, dass die nachfolgenden Ansprüche interpretiert werden sollen, um diese weiteren Modifikationen, Veränderungen, Neuanordnungen, Ersetzungen, Alternativen und Ausführungsbeispiele zu umfassen.

Claims

Boost-Reglerschaltung mit: einer Spule, die ausgestaltet ist, damit ein erster Spulenanschluss mit einem Spannungseingang und ein zweiter Spulenanschluss mit einem Schaltknoten verbunden ist; einem Schalttransistor mit einem Drain-Anschluss (Kollektor), der mit dem Schaltknoten verbunden ist, einem Source-Anschluss (Emitter), der direkt oder durch einen Messwiderstand elektrisch mit Erde verbunden ist, und einem Gate-Anschluss (Basis); einer Diode mit einer Anode, die mit dem Schaltknoten verbunden ist, und einer Katode, die mit einem Ausgangsknoten verbunden ist; einer Steuerschaltung mit einem ersten Eingang, der mit dem Schaltknoten verbunden ist, und einem Schaltsignalausgang, der mit dem Gate-Anschluss (Basis) verbunden ist, wobei die Steuerschaltung konfiguriert ist, um ein Schaltsignal an der Schaltsignalausgabe an den Gate-Anschluss (Basis) zu liefern, wenn die Steuerschaltung an dem ersten Eingang misst, dass sich der Schaltknoten im Wesentlichen nahe einem Erdpotential befindet.
Boost-Reglerschaltung nach Anspruch 1, außerdem mit einem Kondensator/Widerstand-Spannungsteiler, der zwischen dem Schaltknoten und Erde angeschlossen ist.
Boost-Reglerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Schaltfrequenz zwischen 100 kHz und 10 MHz liegt.
Boost-Reglerschaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3, bei der die Steuerschaltung außerdem einen Strommesseingang hat, der mit dem Source-Anschluss (Emitter) verbunden ist, wobei der Strommesseingang mit einer Strommessschaltung verbunden ist und die Strommessschaltung konfiguriert ist, um zu bestimmen, ob die Strommessspannung am Strommesseingang innerhalb eines vorbestimmten akzeptierbaren Bereichs liegt.
Boost-Reglerschaltung nach Anspruch 4, bei der die Strommessschaltung ferner konfiguriert ist, um ein Schalttransistor-EIN-Zeitsignal zu bestimmen.
Boost-Reglerschaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3, bei der die Steuerschaltung außerdem konfiguriert ist, um ein Schaltsignal an den Gate-Anschluss zu liefen, wenn die Strommessschaltung misst, dass sich der Schaltknoten im Wesentlichen nahe des Erdpotentials befindet und dass ein Strom durch die Spule im Wesentlichen nahe Null ist.
Boost-Reglerschaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3, bei der die Steuerschaltung außerdem konfiguriert ist, um ein Schaltsignal zu liefern, wenn sich die Spule in einer Periode der kritischen Konduktion befindet.
Boost-Reglerschaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3, bei der ein Strom in der Spule während einer Periode der kritischen Konduktion in Richtung auf den Spannungseingang strömen kann.
Boost-Reglerschaltung mit: einer Steuerschaltung, wobei die Steuerschaltung aufweist: eine Gate-Treiberlogikschaltung, die ausgestaltet ist, um ein Schaltsignal zu einem Gate-Anschluss (Basis) eines Schalttransistors zu liefern, wobei das Schaltsignal einen EIN-Pegel und einen AUS-Pegel beinhaltet; eine Minimumspannungsmessschaltung mit einer Vergleichsschaltung, die ausgestaltet ist, um zu messen, dass sich eine Schaltknotenspannung der Boost-Reglerschaltung einer Minimumspannung nähert, wobei die Minimumspannungsmessschaltung außerdem ausgestaltet ist, um ein Näherungsminimumsignal zu einer Gate-Treiberlogikschaltung zu liefern, wenn gemessen wird, dass sich die Schaltknotenspannung der Minimumspannung nähert.
Boost-Reglerschaltung nach Anspruch 9, bei der die Steuerschaltung außerdem aufweist: eine Feedback-Verbindung; eine Spannungsvergleichsschaltung, die mit der Feedback-Verbindung verbunden ist, wobei die Spannungsvergleichsschaltung konfiguriert ist, um eine Feedback-Spannung mit einer Spannungsreferenz zu vergleichen und um ein Signal zu liefern, das von der Steuerlogikschaltung verwendet wird, um ein Schaltverhältnis des Schaltsignals einzustellen.
Boost-Reglerschaltung nach Anspruch 9 oder 10, bei der die Steuerschaltung außerdem aufweist: eine Dimmer-Schaltung, die ausgestaltet ist, um ein Dimmsignal mit einer Dimmfrequenz an einen Gate-Anschluss (Basis) eines dimmenden Transistors auszugeben, wobei die Dimmfrequenz durch ein Dimmersignal gesteuert wird, das von der Steuerschaltung empfangen wird; und eine Strom-Feedback-Schaltung, die ausgestaltet ist, um mit dem Source-Anschluss (Emitter) des dimmenden Transistors verbunden zu werden, wobei die Strom-Feedback-Schaltung konfiguriert ist, um ein Fehlersignal an die Gate-Treiberlogikschaltung zu liefern.
Boost-Reglerschaltung nach Anspruch 9, 10 oder 11, außerdem mit: einer Spule, die elektrisch an einer ersten Seite mit einem Spannungseingangsanschluss verbunden ist und an einer zweiten Seite mit einem Schaltknoten verbunden ist; einem Schalttransistor mit einem Drain-Anschluss (Kollektor), der mit dem Schaltknoten verbunden ist, einem Gate-Anschluss (Basis), der mit einem Ausgang der Gate-Treiberlogikschaltung verbunden ist, und einem Source-Anschluss (Emitter), der elektrisch mit Erde verbunden ist.
Boost-Reglerschaltung nach Anspruch 12, außerdem mit: einem ersten Kondensator, der an einer ersten Seite mit dem Schaltknoten verbunden ist und an der zweiten Seite elektrisch mit Erde verbunden ist; einem zweiten Kondensator, der zwischen der zweiten Seite des ersten Kondensators und einer virtuellen Erde angeschlossen ist; wobei die Minimumspannungsmessschaltung elektrisch zwischen dem ersten Kondensator und dem zweiten Kondensator angeschlossen ist.
Verfahren, um in einer Boost-Reglerschaltung zu bestimmen, wenn ein Schalttransistor von einem Aus-Zustand in einen Ein-Zustand geschaltet werden muss, wobei das Verfahren umfasst: Messen, mittels der Steuerschaltung, dass sich eine Schaltknotenspannung in der Boost-Reglerschaltung im Wesentlichen nahe einer Erdspannung befindet; Bereitstellen eines Ein-Pegelbereichs eines Schaltsignals, mittels der Steuerschaltung, zum Gate-Anschluss (Basis) eines Schalttransistors in einer Boost-Reglerschaltung, wenn gemessen wird, dass sich die Schaltknotenspannung im Wesentlichen nahe der Erdspannung befindet, wobei der Ein-Pegelbereich des Schaltsignals den Schalttransistor für eine vorbestimmte Zeitdauer einschaltet.
Verfahren nach Anspruch 14, bei dem der Schaltknoten der Boost-Reglerschaltung mit einer Spule, einer Anode einer Diode und dem Drain-Anschluss (Kollektor) des Schalttransistors verbunden ist.