CN101860209B - 临界导电谐振转换升压功率电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种具有提高的效率的升压调整器。通过包括感测电路(该感测电路感测该升压调整器的电感器中的电流何时接近于零或其开关节点的电压何时接近于零或虚地)以提供提高的效率。当感测到该接近于零的电流或电压时，提供开关信号到该升压调整器的开关晶体管。在该电流或电压接近于零的时刻(“临界导电时刻”)切换有助于消除或最小化与在非临界导电时刻切换晶体管相关联的功率损耗。

Description

临界导电谐振转换升压功率电路

相关申请的交叉引用

本申请要求2009年3月6日提交的美国临时申请第61/158,288号(名称为CRITICAL CONDUCTION RESONANT TRANSITION BOOST POWERCIRCUIT)的优先权，其全部内容通过引用并入本文。

技术领域

本发明的实施例涉及使用升压调整器电路(boost regulator circuit)提供功率管理的电路和方法。更具体地，本发明的实施例涉及用于设备驱动器电路(包括但不限于可以应用于液晶显示(LCD)显示器的升压LED驱动器，所述LCD显示器内置于电视、视频显示器、监视器和其它可视显示设备中)的功率管理，以及用于监视器、电子设备和自动应用中的功率管理电源。

背景技术

目前，许多监视器、电视机和图形或视频显示单元使用等离子或LCD显示器来取代阴极射线管。基于等离子的显示器发射可视的可见光，因此图像可被用户看到。相反地，LCD显示器不能发射光，因此需要背光或在这种LCD显示器后面安置的光源，使得用户可观看正在显示的图像、画面或信息。冷阴极荧光灯(CCFL)用于为LCD显示器提供背光。对大型LCD显示器来说，可将10到25个左右的CCFL并行排列在该LCD显示器背后，提供充足和一致的背光以利于用户观看。共同运行的一个或多个CCFL需要特殊的高压电路，例如具有CCFL专用驱动器电路的高压变压器或倍压电路。与10到25个CCFL连接的该专用电路，与使用多个白光或超高亮度发光二极管(LED)提供同样数量的流明相比能量效率不高。

CCFL背光的另一个缺陷是CCFL包括汞。汞是公知的有毒金属，如果处置不正确对环境有不利影响。CCFL具有10,000到20,000小时之间的有限平均预期使用寿命。因此，如果使用CCFL背光的监视器处于接通状态达到大约2又1/3年(持续使用约20,000小时)，监视器中的一个或多个CCFL管很有可能失效。而且，随着CCFL老化，它们产生的流明减少(即，随着时间的过去，CCFL变得昏暗)。另一个CCFL老化的问题是在CCFL管的各部分中可能出现暗点。经过像2.3年这样短的时间，CCFL背光LCD电视或监视器的图像质量可能包括暗屏部分和整体较低品质的图像。

使用CCFL的另一个缺陷是CCFL必须放置在离LCD屏的背部一定距离处，使得从多个间隔的CCFL管发射的光可分散开来，以便跨整个LCD屏提供基本上均匀的亮度。CCFL与LCD屏的背部相间隔的要求使得大型LCD屏监视器或电视机的最小厚度为至少3英寸或更厚，以适应安置CCFL背光所需的腔体空间。

最近随着白光LED的发现和改进，已经确定这种LED适合为液晶显示器提供背光。白光LED通常使用包括其上有荧光涂层的蓝光LED。当接通蓝光LED时，荧光涂层发出微黄色的光，结合来自该LED的蓝光。通常，LED的蓝光和荧光产生的微黄色光的结合产生了整体上白光输出。

白光LED(WLED)可沿着液晶显示屏的边缘放置，使得它们将光发射到特别设计的光导中。该光导基本上是位于该LCD显示器后面的一大片塑料，其将从WLED发射的光子接收到光导的边缘，而且随后以基本上均匀的形式在垂直于和朝向整个LCD屏的背部的方向上分布这些光子。采用这种类型的光导结构，使用WLED作背光(或侧光)的LCD显示器、监视器或TV可制造成比结合CCFL背光技术的LCD显示器薄得多。

对于从中型到大型LCD监视器或屏幕来说，在监视器的光导的边缘附近有50到多于200个WLED连接在一个或多个串联电路中。通常基本上有两种方法，用于为LCD显示器中的背光应用中采用的WLED设计驱动器电路。第一种方法包括设计升压电路或跟有多个电流吸收器的类似的开关调整器预调整器级，该电流吸收器调节一个或多个LED串中的电流。尽管从驱动器电路成本的角度来看，第一种方法是最佳的，然而该方法要求在任何这种驱动器电路中使用的LED前向电压密切匹配以避免该电流调整吸收器中的高热耗散。在许多LED必须串联连接的电视机显示器和监视器应用中，该问题变得重要。

在背光应用中通常用于WLED的第二种类型的驱动器电路，包括升压调整器电路，其具有足够高的输出电压以能够驱动许多WLED。例如，当70个或更多的WLED串联连接时，驱动LED所需的输出电压可约为300伏特或更多。对于提供300伏特输出的升压调整器，该升压调整器的输入需要大概100伏特。在上述的第一和第二种驱动器的类型中采用的升压布局是硬开关恒频电路设计布局。而且，这种硬开关的布局并不适于在大于约100kHz频率上的操作。这些硬开关布局物理上限制于等于或低于100kHz的开关频率。为了在约100kHz频率上操作，需要使用相对大的电感器和滤波电容器。具体地，当使用通常的陶瓷电容器时，对具有这种约100kHz的开关频率的现有升压调整器驱动器，需要10μF或更大的输出电容值。这些大型电容器值也必须额定用于350伏特或更高的操作电压，因此使它们成为相对昂贵的元件。另外，当使用这种高值电容器(大于10μF)时，在LED中采用的脉宽调制(PWM)调光频率中可能产生噪声。PWM调光频率通常在20到约2,000kHz的人类听觉范围内。这些陶瓷高压电容器中的噪声，通过在该电容器中使用的介电材料而加大。该介电材料，由于其尺寸，易于产生压电声学效应，生成由电容发出的听得见的声音。

提供约300到350伏特(或更高)范围内的输出电压的这种现有硬开关的升压布局，由于对与驱动器电路的固态元件相关联的寄生电容持续地充放电，具有功率损耗低效率。据信造成功率损耗的主寄生电容与在这种电路中使用的开关功率MOSFET晶体管的漏极-源极电容相关联。例如，典型的MOSFET漏极和源极之间的这种寄生电容约为100皮法(pF)。假定开关频率为500kHz，仅由于MOSFET漏极、源极间的寄生电容所导致的散热形式的功率损耗为：

$P_{\mathrm{LOSS}}=\frac{1}{2}{\mathrm{CV}}^{2}f=0.5\left(100\mathrm{pF}\right){\left(300v\right)}^2\left(500\mathrm{kHz}\right)=2.25\mathrm{watts}$

(公式1)

上述算式清楚地显示出在开关频率大于100kHz、例如500kHz运行的硬开关升压布局的一个缺陷在持续运行的基础上可导致至少2.25瓦特的功率损耗。

硬开关驱动器电路布局的另一个缺陷是，尽管在称为断续电流模式(DCM)中运行这种升压调整器电路是有利的(其有助于减少输出二极管反向恢复损耗)，这种DCM操作生成严重的高频率尖峰和不希望的开关节点振荡(ringing)。这种严重的高频率尖峰生成EMI和其它电气噪声，该噪声难于减轻并且对其它附近电路具有负面作用。

现参考附图1，示出现有技术中具有升压布局的升压调整器电路。主要地，升压调整器100具有例如100伏特的电压(V)输入102和约300伏特电压的V输出104。通常地，升压调整器具有从V_IN到V_OUT的电压比值。对现有技术中升压调整器100来说，假设V_IN与V_OUT的比值为1∶3。当然，也可以是其它比值。现有技术中升压调整器的主要工作包括导通和关闭开关晶体管106。导通和关闭晶体管106在晶体管106导通时会将开关节点108拉至地或0伏，而在晶体管106关闭时使开关节点108达到V_OUT104的电压。随着开关节点108从地切换到V_OUT104，L1电感器110存储并释放能量。当从L1电感器110释放能量时，该能量通过D1二极管112发送，在输出104处提供增压或升压，可通过C2电容器114和/或C3电容器116进行测量。

当导通和关闭D1二极管112从而以脉冲形电流形式传送存储在电感器110中的能量时，C2和C3电容器114和116用于平滑输出电压104。

包括R1电阻118和R2电阻120的分压器电路连接到V_OUT104节点，并且提供反馈(FB)电压122到控制电路124。该控制电路124测量反馈电压122与参考电压的关系，以确定输出电压104在预定范围内。控制电路124中的反馈电路试图将输出电压调整到稳定电压。

控制电路124的DL输出将栅极驱动信号126提供给开关FET106的栅极。控制电路124的电流传感器(CS)输入128是电流感测输入，其读取电流感测节点130的电压。该感测的电压由从开关FET106的源极流出经过R1电阻132的电流产生。控制电路124采用电流感测信号128，以帮助确定何时通过开关信号126关闭开关FET106。控制电路124也采用CS信号128来感测何时或是否存在通过开关FET106的源极的过电流情况。如果存在通过开关FET106的过电流情况，则控制电路通过开关信号126关闭开关FET106。

在具有如图1所示的类似布局的现有的升压调整器中，期望开关晶体管106的开关频率尽可能的高。然而，由于功率损耗和电路设计限制，这种现有的升压调整器电路的开关频率已经被限制为约100kHz到250kHz左右的频率。

希望运行开关频率尽可能高的一个原因是，如果该升压调整器在越来越高的频率上运行时，这些元件即电感器110和C2、C3电容器114和116可以是尺寸更小、具有更低的电感(亨利)和电容(法拉)值的元件。当电压输入102与电压输出104的电压升压比值被保持时，在更高开关频率上电感器110和电容器114和116的元件大小可以减小。换句话说，理论上运行开关频率越高，生成从V_IN102到V_OUT104的相同功率所需要的无功元件越小。

给定现有升压调整器100的基本电路设计，存在与开关频率的增加相关联的物理限制，其限制开关频率可运行到多高，即使当无功元件(C1，C2和C3电容器134，114和116和电感器110)减小了尺寸和值。现有的升压调整器电路的开关频率限制必须考虑与MOSFET或开关晶体管106、电感器110和二极管112相关联的寄生电容。

在电气电路中，寄生电容是在电子元件或电路的各部分之间仅仅由于其彼此接近而存在的不可避免的而且通常是不希望的电容。所有实际电路元件例如电感器、二极管和晶体管具有内部电容，其可使它们的性能偏离“理想的”电路元件的性能。例如，电感器通常行为如同它包括了一个并联电容，这是由于它的紧密间隔的绝缘导电绕组。电感绕组就如同电容的极板并存储电荷。感应线圈上电压的任何改变需要额外的电流充放电其中的寄生电容。当电压变化不快时，如在低频电路中，通常可以忽略所需的额外电流，但当电压以越来越高的频率变化时，额外的电流变大而且可控制电路的操作。在晶体管中，例如开关晶体管106，在器件的栅极和漏极之间、栅极和源极之间以及漏极和源极引线之间存在寄生电容。晶体管中的这些寄生电容在晶体管器件中的半导体材料结(junction)处形成。而且，寄生电容会存在于二极管112中。

开关晶体管的寄生电容对三个寄生电容(即，栅极到漏极，漏极到源极和源极到栅极寄生电容)来说，范围例如从约50皮法到约300皮法。对二极管112来说，其中与半导体结相关联的寄生电容可以是从约50到约100皮法中的任何电容。

开关节点108，其与开关晶体管106的漏极连接是同一节点，可具有从约200到约300皮法的与其相关的总的等值寄生电容。此节点，被命名为开关节点108，是因为当通过开关信号126导通和关闭开关晶体管106时，该开关节点以开关频率从低电位被被切换或拉升到高电位，并重新返回。当导通晶体管106时，实质上将该开关节点108拉至地，而且当关闭晶体管106时，该开关节点108快速切换到大约输出电压104(加上，例如二极管112两端的压降)。当例如实质上在0伏特到约300伏特之间发生这种切换处理时，与开关节点108相关联的寄生电容136上的电荷必须在切换过程的频率下充电和放电。如上述公式1所示，假定开关频率为500kHz，与典型的MOSFET的寄生电容的充放电相关联的功率损耗大约是2.25瓦特或更多。此功率损耗以散热形式放出。开关频率越高，热能形式的功率损耗就越高。

而且，除了功率损耗和热耗散，在开关频率上该开关晶体管106遇到非常高的电压并且从非常高的电压被驱动到非常低的电压，反之亦然。当切换时，它也从非常高的电流切换到零电流，反之亦然。当晶体管106从低电压切换到高电压，或反过来时，其中存在一个时刻，非常高的电压和非常高的电流均通过晶体管106的漏极和源极部分。如果经过该开关晶体管的该高电压和高电流随时间积分，发现这是被称为晶体管的“开关损耗”的额外功率损耗的来源。这种功率损耗发生在晶体管在开和关之间切换的切换时间内。开关晶体管106的切换时间可能发生在大约30到大约75毫微秒的范围内。重新参考公式1，功率损耗等于电流与电压平方的乘积的一半P_LOSS＝1/2CV²f。因此，很容易看到随着开关频率增加，功率损耗也增加。当开关晶体管106的开关频率增加时，硬开关升压调整器100的低效率也增加。在硬开关升压调整器的开关频率增加时(其允许升压调整器的无功元件越来越小，但其增加同一电路的功率损耗或低效率)必须做出一个平衡。因此，必须做出设计决定，在以多高的频率操作具有较低成本的较小元件的设备100和以可适应的热形式的能量或功率损耗的量之间平衡。

所需的是这样一种升压调整器电路设计，它允许电路在大于200或250kHz的频率上运行，而不使升压调整器电路在更高的开关频率上承受无功或寄生功率损耗。

与现有硬开关升压调整器电路相关联的另一个缺陷是，由于开关晶体管108的漏极-栅极电容的高压摆动，栅极开关信号126需要控制电路124中的强驱动器电路。

现有升压调整器电路的另一个缺陷是由于D1二极管112中的二极管恢复损耗。当遇到高压变化时，该D1二极管112被完全导通，随后被完全关闭。其实，该二极管是从完全的导通状态然后在当开关晶体管106导通时的瞬间，该D1二极管112被反向偏置并且被关断。当然，实际上，二极管并不是瞬时导通和瞬时关断的。二极管具有相当大的寄生电容，当开关晶体管关闭时，在本例子中该寄生电容充电到300伏特，并且随后当开关晶体管106被硬开关导通时，必须放电300伏特并接地。在很短时间段内反向偏置具有非常大电压电位的二极管，使二极管的寄生电容电荷必须极快地释放。结果，在几毫微秒的时间内，当二极管切换时，它实际处于虚短路状态，同时该二极管的寄生电容中的电荷被充电或放电。在二极管中存在虚短路的瞬时期间，其中也存在非常高的电压和非常高的电流，不仅必须作为功率热损耗耗散掉，而且生成了电流的严重高频尖峰。这些电流的高频尖峰通过D1二极管112并经由到开关节点的漏极连接通过开关晶体管106穿行并振荡。这些高频电流尖峰也导致以电磁干扰(EMI)的形式产生开关噪声，该电磁干扰通过电路传送，能被其它临近不相关的电路耦合或拾取。这种EMI耦合可能潜在地引起电路故障或其它电路中数据的丢失。

而现有升压调整器电路100的另一个不利方面可能是在大型高压陶瓷电容器例如C2电容器114和C3电容器116中产生的噪声。这些高压电容器不仅昂贵，而且因为在100到200kHz频率上运行所需要的高值和大尺寸，高压陶瓷电容器中的介电板产生了压电噪声，该压电噪声是由于在许多LED应用中使用的使LED(未示出)的流明输出变亮或变暗的脉宽调制(PWM)DIM频率产生的。由于用于使LED变暗或变亮的PWM DIM频率通常在20到20,000Hz的频率范围内，由高压陶瓷电容器产生的压电噪声在可能位于该电子设备附近的人的听觉范围内。当然，如果该噪声是从电视、监视器或其它LCD显示设备发射的，这种噪声是不希望的。值得注意的是，由于电解电容器寿命比高压陶瓷电容器更短，在这种现有电路中一般不希望是电解电容器，并且总是尽可能避免使用。而且，电解电容器比陶瓷电容器体积大得多。

需要一种用于能运行于超过200kHz(200kHz到大约2MHz)频率的背光应用中采用的白光LED的升压调整器电路或升压驱动器电路，以减小电路中无功元件的大小和成本，而不发生由寄生电容中的CV²(功率)损耗和电路中晶体管开关损耗在电路中产生的低效率。而且，期望具有这样一种高频升压调整器，其能够最小化开关二极管在反向偏置期间产生的二极管恢复损耗和严重高频尖峰或EMI，同时消除当现有硬开关升压调整器用于LED照明或其它电源管理设备应用时由于导致输出电压的电流调制的PWM DIM开关频率而在高压陶瓷电容器上产生的压电噪声。

发明内容

本发明的实施例提供了一种升压调整器电路，其适于在临界导电时段期间进行切换。该临界导电时段是通过升压调整器电路内的电感的电流为零或实质上接近于零以及可能有小的负电流流过的时刻。在临界导电时段，示例性升压调整器电路的开关节点为零伏或接近零伏或虚拟零伏。当控制电路感测出升压调整器电路的开关节点具有实质上接近零(0)伏的电压且接近电感的能量递送周期的末尾时，则控制电路提供开关信号到示例性升压调整器电路中的开关晶体管(例如，MOSFET)。通过在开关晶体管的漏极节点基本上在低电压或零电压时切换升压调整器电路，实质上消除了开关损耗和CV²功率损耗，因此减小了热能形式的功率损耗的量，并且提高了示例性升压调整器电路的效率。

本发明的实施例提供了一种升压调整器电路，该升压调整器电路包括一个电感器，适于在该电感器的一端接收电压输入，在另一端连接到该示例性升压调整器电路的开关节点。开关晶体管被连接，使得其漏极连接到该开关节点，其源极电连接到地，而其栅极连接被连接到控制电路。包括二极管，使得该二极管的阳极连接到开关节点，且该二极管的阴极连接到该示例性升压调整器电路的电压输出节点。该控制电路具有连接或管脚，例如命名为零转换感测(zerotransition sense，ZTS)，其直接或通过分压器连接到该开关节点。该控制电路还具有开关信号输出，连接到该开关晶体管的栅极。该控制电路适于当该ZTS连接感测到开关节点实质上接近低电压或地电压时，提供开关信号到开关晶体管的栅极。当开关节点感测到该开关节点实质上接近低电压或地电压时，该示例性升压调整器电路在实质上的零电压条件下进行切换。

本发明的一个实施例还进一步包括电阻/电容分压器，其连接到开关节点和地之间。该分压器减少了ZTS连接或管脚处感测到的电压的量值。

本发明的实施例提供了一种升压调整器，具有100kHz到10MHz之间的开关频率。运行在此频率范围内的示例性升压调整器可以使用比现有技术中运行在较低频率范围内的升压调整器物理尺寸小的元件。

在本发明的另外的实施例中，控制电路包括反馈电压比较电路，其电连接到示例性升压调整器的输出节点。该反馈电压比较电路适于将反馈电压与参考电压进行比较，并提供电压比较输出。该控制电路进一步包括栅极驱动器电路，接收该电压比较输出。栅极驱动器电路适于调整开关信号的工作周期，该开关信号通过该控制电路的开关信号输出提供到开关晶体管的栅极。通过改变该开关信号的工作周期，该控制电路可通过反馈将输出电压控制在预定输出电压范围内。

本发明的另外的实施例提供了包括控制电路的升压调整器电路。该控制电路包括栅极驱动器逻辑电路，适于提供开关信号到升压调整器电路内的开关晶体管的栅极。该控制电路进一步包括，例如可称为零转换感测电路，适于感测该升压调整器电路的开关节点的电压。该零转换感测电路决定何时该开关节点电压实质上是低电压，接近最小值或接近地电压。当开关节点电压达到由控制电路内部阈值、或在一些实施例中通过用户或电路设计者的阈值设置所确定的实质上的低电压、最小电压或接近地电压，该零转换感测电路连同可能的相关联的电路被配置为提供高电平导通信号到栅极驱动器逻辑电路。

在本发明的另外的实施例中，该升压调整器电路可进一步包括第一电容器，该第一电容器在第一侧连接到升压调整器电路的开关节点，且在电容器的第二侧电连接到地。该升压调整器电路进一步包括第二电容器，其连接在第一电容器的第二侧和地之间。而且，在一些实施例中，该升压调整器电路可具有零转换感测电路，电连接到第一电容器和第二电容器之间的节点。

在本发明的另外的实施例中，提供了升压调整器电路，该升压调整器电路使用确定何时将开关晶体管从关闭状态切换到导通状态的方法。该方法包括通过控制电路感测开关节点电压是实质上的低电压、最小电压或接近地电压。当感测到开关节点电压是实质上的低电压时，该方法进一步通过控制电路将开关信号提供到开关晶体管的栅极。该开关信号使开关晶体管导通确定的时间量。该确定的时间量依赖于该升压调整器电路的输出电压反馈以及在开关晶体管的源极处感测的电压的幅度，这两者均可以是用于生成开关信号的工作周期的反馈信号。

本发明的上述内容并不是意指代表本发明的每个实施例或每个方面。

附图说明

为更完整地理解本发明，现结合附图参考下列说明，其中：

图1示出了硬开关升压调整器的现有技术的电路；

图2示出了示例性临界导电谐振转换升压功率电路；

图3a示出了根据本发明的一实施例的开关晶体管栅极电压或开关信号的示例性曲线图；

图3b示出了根据本发明的一个实施例的开关晶体管漏极电压或开关节点电压的示例性曲线图；

图3c示出了根据本发明的一个实施例的通过开关电感器的电流的示例性曲线图；

图4示出了示例性控制电路的框图；

图5示出了示例性控制电路的更为详细的框图；和

图6示出了根据本发明的示例性实施例的包括示例性谐振转换升压LED驱动器的显示监视器中使用的WLED驱动器的示例性实现的电路图。

具体实施方式

现参考附图，其中此处使用的相似的附图标记指示全文中相似的元件，示例并描述了临界导电谐振转换升压功率电路的各视图和实施例，而且描述了其它可能的实施例。附图并不一定按比例绘制，且在一些实施例中，仅为示例性目的适当地放大和/或简化了该附图。本领域的技术人员基于下述可能的实施例的例子，会意识到许多可能的应用和改变。

现参考附图，其中贯穿几个视图，相同或相似元件用相同的附图标记指示，而且其中描述的各种元件并不一定按比例绘制，尤其是，对于附图2，其中示出了使用本发明的教导的示例性升压功率电路或升压调整器200的电路图，将详细描述本发明的实施例。在一个实施例中，通过在使用开关信号204导通开关晶体管202之前对与开关晶体管(或MOSFET)202和开关二极管218相关联的寄生电容放电，可最小化或消除与这种寄生电容的充放电相关的能量损耗。为了使实施例能对晶体管漏极寄生电容206放电(晶体管漏极寄生电容206由开关晶体管202的漏极的等效寄生电容表示)，当该漏极/源极电压是最小值时，可以通过开关信号204将晶体管202切换为导通。为达此目的，在本发明的各实施例中，流过L1电感器212的电流I_L210通常在V_IN到V_OUT方向上移动，但允许瞬间为零，以及可以略微地在负向的I_L214方向上移动。这种瞬间的零电流和可能的小负向电流应当被称为电感器212的临界导电时段。应当理解的是，在图1中的现有常规电路中，流经电感器110的电流仅在一个方向(从V_IN到V_OUT)上流动，这部分地是因为通过控制电路124实现开关晶体管106的硬开关。通过现有电感器110的电流并不在相反或负方向上流动。换句话说，在图1中总是存在从V_IN流到V_OUT或从V_IN流过开关晶体管106的正向电感器电流。

再次参考附图2，为在开关晶体管202导通之前完成对寄生电容206的放电，应当产生下列顺序的事件。首先，由于开关晶体管202被导通，此时通过电感器212的电流210以线性方式斜升。随着电感电流210增长，其方向为从输入到输出。通过L1电感器212的电流从输入到输出线性地增长，斜率大约为V/L，其中V等于输入电压216，L等于L1电感器212的电感。当开关晶体管202随后被关闭时，已在电感器212上增长的电感器电流210必须继续流动。为继续流动，D1二极管218导通并且通过电感器212将V_IN 216连接到V输出220。例如，在二极管218导通后，如果在输入216的V_IN是100伏特，在输出220处的上升的电压是300伏特，除了跨D1二极管218的小电压，电感器212在其端子之间承受约200伏特的压降，这与当开关晶体管202导通时(即，V_IN216处为100V，在开关节点208处为～0伏)L1电感器212的两个端子所承受的极性相反。L1电感器212上的该示例性200伏特电压会使得I_L电流210衰减且向零减少。在某个时间点上，该电流I_L210会减少直到其为零电流。当电流I_L210接近零时，D1二极管218变成反向偏置且关闭。当D1二极管218被反向偏置且关闭时，开关节点208瞬间仍在同一V_OUT输出电压220，在该例子中其为约300伏特。在此时以及一小段时间内，因为开关节点208的电位仍大于V_IN电压216，负的I_L214将开始流过L1电感器212。通过L1的这个负电流将开关节点208的电压向地电位或零伏特放电。

本发明的实施例感测开关节点208的电压何时到达预定低电压、最小电压、实质上的低电压或接近地电位电压。控制电路222具有零转换感测(ZTS)224，其感测开关节点208的电压，以确定开关节点电位为零伏特或非常接近零伏特的时刻。重要的是注意到：在开关节点208的电位为零或大约是零伏特的时刻，寄生电容206会处在实质上低、最小值或放电状态。同样，此时相对于漏极和源极，电压和电流均处于或接近最小值或为零。由于开关晶体管202的漏极和源极引线之间存在最小电压差或电流，通过开关晶体管202耗散的功率损耗(CV²)为零或接近零。如果在此时切换晶体管，则实质上消除了晶体管202的开关损耗。而且，此时开关晶体管202的漏-栅寄生电容(未示出)也处在放电、最小电压或实质上零电压的状态。因此，该开关晶体管202不需要经由开关信号204从控制电路释放大量栅极电荷，由此进一步节省功率。

因此，本质上，如果开关晶体管202的切换实质上发生在临界导电时刻或紧接其后的时刻，则将实质上消除该开关损耗和CV²功率损耗，并且在控制电路222内的DL栅极驱动器电路上的负载会减少(与现有硬开关电路比较)。而且，当开关晶体管202导通时，由于二极管并没有强制关闭(即，硬开关)，D1二极管218的寄生电容会实质上放电。相反，由于通过电感器212的谐振作用(电流210和/或214增加或减少)，以及开关晶体管202不被提供信号来导通，D1二极管218被切换，直到控制电路222的ZTS224感测到开关节点208的电压为实质上低电压、最小电压或零电压。

这样，通过感测开关节点208何时处于或实质上接近地或零伏，确定开始晶体管202的下一个ON周期的时间。每次感测到开关节点208处于地电位或实质上接近地电位，控制电路222提供DL晶体管开关信号204以导通开关晶体管202。

在示例性谐振转换升压功率电路200的一些实施例中，在开关节点208和地之间提供附加电容器226。在构想本发明的时候本领域技术人员会认为，在图1所示的现有电路中的开关节点和地之间放置电容器226，会通过将电容器226的电容增加到附图1所示的寄生电容136而增加开关节点的电容总量，随着开关频率的增加，这将导致更大的功率损耗和其它与现有硬开关升压调整器设计100相关联的消极属性。相反，在本发明的各种实施例中，在开关节点208和地之间增加电容器226已经被发现是有利的。增加电容器226(开关节点电容器)是有利的原因是，通过在开关节点和地之间提供特定值的电容，而不是依赖于开关晶体管202的固有寄生电容206，它可用于稳定电路。而且，晶体管202的固有漏极到地寄生电容206可能不足够大来提供合适的电路操作。开关节点电容器226可被认为是可选电容器，可用于本发明的一些实施例而在其它实施例中不予使用。开关节点电容器226的估计值可在约25到500皮法的范围中。应当注意的是，在特定实施例中，电容器226可包括两个电容器的串联组合。例如，当为了减少施加在控制电路222上的电压而形成电容分压器时，电容器226的串联连接是有利的。而且，在一些实施例中，这些电容器可被电阻分路。

而且，应当理解的是，本发明的实施例提供了从V_IN216到V_OUT220的电压升压或电压增加。例如，V_IN可以是5伏特，V_OUT可被升压到15伏特，或V_IN可以是10伏特，V_OUT可被升压到60伏特。例如，输入与输出的电压比值可能从接近1∶1到1∶100。本发明的实施例可被配置为，例如，接收约10到300伏特DC之间的输入电压，并且升压该输入电压到约20到500伏特DC之间的经调节的输出电压。

由于本发明的实施例不具有与L1电感器212、开关晶体管202和D1二极管218相关联的寄生电容相关的实质性不利方面，导致较小的来自D1二极管218的CV²功率损耗、开关损耗和振荡或EMI尖峰，本发明的实施例可在比现有升压调整器电路的限定频率(低于～200kHz)高得多的频率上运行。根据本发明的示例性教导，使用谐振转换和临界导电技术的示例性升压调整器电路，可在超过200kHz到2MHz的开关频率范围内运行，或在一些情况下，甚至在高得多的频率上，高到约10MHz频率上运行。而且，在更高的开关频率上，L1电感器212、输入电压电容器228和输出电压电容器230的元件值可显著减小。这些元件值的减少也显著减少了这些无功元件的尺寸以及它们的成本，而没有减少示例性谐振转换升压调整器或功率电路200的电位电压升压比值。进一步构想，在实际电路中，控制电路DL输出的开关信号频率或开关信号204会在大约100kHz和大约2MHz之间的频率范围内。

在另外的实施例中，开关信号204的工作周期可被改变，以改变示例性升压调整器或功率电路200的升压量或电压增加比值。例如，开关晶体管202在工作周期期间保持导通的时间越长，输出电压220相比于输入电压216越高。V_IN∶V_OUT的比值可以高达1∶30、1∶40或1∶100或在极端工作周期情况下比值会更高。相反，当开关晶体管202在工作周期的大多数时间内保持关闭，而在短时间内导通，例如仅导通工作周期1％的时间，则V_OUT220与V_IN216的比值基本等于1。电感器212的选择可用于设定示例性设备的运行频率。

现参考图3A、图3B和图3C，图3A提供了示例性开关信号204的示例性波形，该开关信号204由控制电路222提供，以控制开关晶体管202的栅极。开关信号具有高电平，其与开关晶体管的导通时间(例如在T₁和T₂之间)相关。开关信号还具有低电平，其与开关晶体管的关闭时间(例如在T₂和T₅之间)相关。图3B提供了开关晶体管202的漏极电压(也称为开关节点208的电压)的估计值的曲线图。图3C提供了显示在L1电感器212中看到的正向I_L电流212和瞬间负向I_L电流214的估计值的电流曲线图。查看时间T₁，栅极电压高，则导通开关晶体管202。当开关晶体管导通时，通过电感器212的电流以斜率约为V/L增加，其中V等于V_IN，且L等于电感器212的电感值。在时间T₂，当开关信号变低，并且关闭开关晶体管202时，开关节点208电压快速斜线上升，但由于系统寄生电容的原因并不是瞬间完成的。因此，需要一定量的时间，可以是几毫微秒到数百毫微秒(T₂与T₃之间的时间)来增加开关节点的电压，使其从零伏特到接近输出电压。最大开关节点电压与V_OUT电压之间的差值是接近于D1二极管218上的电压降的量。另外，在时间T₂与T₃之间，在开关节点电压增加期间，需要或丢失电感电流302的最小量。在时间T₃时或实质上接近时间T₃时，由于电流210不再能通过开关晶体管202，而需要通过二极管218，则导通D1二极管218。当该二极管218导通时，L1电感器212电流在时间T₃与T₄之间衰减。在各种实施例中，该衰减的斜率实质上等于量值(V_OUT减去V_IN)除以电感值。

在某个时间点上，由时间T₄指示，电感电流衰减到零。在电感电流210变为零的时刻或接近该时刻，D1二极管218变为反向偏置并关闭。当二极管218关闭时，寄生电容206或寄生电容206与开关节点电容器226结合(被充电到输出电压220)，通过负电感电流214在T₄与T₅之间的几毫微秒到几百毫微秒时间的非常短的时段内放电。在寄生电容和/或开关节点电容器放电时，开关节点电压很快降为零。因此，电感电流210变为零，而且改变方向从而瞬间变为电流214，同时开关节点208处见到的开关节点电压在时间T₅也实质上变为零伏特。随后控制电路222在时间T₅感测到开关节点的虚零电位，并且触发或驱动开关信号204升高，导通开关晶体管202开始新的导通周期。

在T₄与T₅之间的时段期间，寄生电容器和/或开关节点电容器226的能量以电流形式转移到电感器212。T₄与T₅之间的时间可被称为谐振转换瞬间或时间段。

这样，实施例提供了一种升压调整器，运行在临界导电模式及通过开关电感器212和开关节点电容的充放电使能的开关节点和开关晶体管栅极电压的零电压转换。该临界导电时刻此处可定义为，在下一个切换周期开始前，当电感电流210、214接近于零或可能略微为负值的时间段。换句话说，临界导电时刻是对于升压调整器的每个切换周期的至少一部分，移动通过示例性升压调整器的电感的电流变为零(临界导电)或略微为负或反向的时候。而且，根据与开关节点208相关联的该电感值和电容值，在电感器212中可见的或测量到的零电流或微小反向电流在谐振频率上产生。在另外的实施例中，至少部分地由于通过开关电感器212放电，开关节点电压放电为低电压或接近零电压。

实施例包括控制电路222，其感测开关节点的电压，并当开关节点电压实质上接近地电位时，提供开关信号204到开关晶体管202。当开关节点实质上接近地电位时，通过切换开关晶体管，对寄生电容和其它与开关电感器、开关二极管、和开关晶体管相关联的电容的充电很小，以至于它们可以被认为实质上为零或处于无关紧要的水平，因此实质上消除了功率损耗和开关损耗(这是现有的硬开关升压调整器功率电路的限制性因素)。

现参考图4，提供了控制电路222的示例性框图。从开关节点208接收零转换信号502(ZTS)。通过零转换感测电路504来解释零转换信号502以确定在开关节点感测到的电压是否实质上接近于零电压。如果零转换感测电路504通过ZTS输入502感测到接近零电压或其它预定值电压，则提供零电压信号506到栅极驱动器逻辑电路508。定时电路510提供定时信号到栅极驱动器逻辑电路508。在一些实施例中，零电压信号506指示栅极驱动器逻辑，应发送开关信号204来导通开关晶体管202。通过控制电路222接收反馈电压512。反馈电压512提供V_OUT220处的输出电压的指示。该反馈电压512被提供到电压比较电路514，其将反馈电压512与电压参考电路516提供的参考电压进行比较。电压参考电路516是可调节的或可编程的，以提供参考电压的范围。示例性电压比较电路514可包括放大器电路，其放大由电压参考电路516提供的参考信号和反馈信号512的差别。将电压比较电路514的输出发送到栅极驱动器电路508，以使得栅极驱动器逻辑电路可调整开关信号204的工作周期，并且使输出电压保持在或接近稳定状态电压或预定电压范围内。电流感测信号236提供指示流过开关晶体管202的电流的电压，并且由控制电路222接收。该电流感测信号可用于调整开关晶体管202的导通时间。电流感测电压236被提供到电流传感器电路518，其确定流过开关晶体管202的电流是否太高或超过预定值。如果电流传感器电路确定感测到的流过开关晶体管的电流高于预定限值，则提供信号到栅极驱动器逻辑电路508，其关闭晶体管202以阻止电流流过开关晶体管202。

现参考图5，提供了示例性实施例中使用的另一示例性控制电路。此处，控制电路223为另一示例性控制电路223图示了基本逻辑和元件示意图。可以提供ZTS信号502到该控制电路223，且通过比较放大器或比较器550接收ZTS信号502，该比较放大器或比较器550确定该ZTS信号502是否实质上低于或接近零电压(它低于预定阈值电压)。零电压比较器550的输出与逻辑电路结合，产生栅极驱动器信号或开关信号204。电压参考电路554与另一个比较放大器556共同使用来感测反馈信号512是高于还是低于期望的输出电压。电流感测电压236被提供到比较器558，后者确定电流感测电压236是否在特定开关晶体管的漏极到源极电流限制的可接受范围内。比较器558提供输出，该输出调整开关信号204的高电平的结束或开关晶体管的总体导通时间(参见图3A)。

图6图示了根据本发明的示例性教导，使用LED光源以为LCD显示器提供背光，并包括示例性谐振转换升压LED驱动器或功率电路602的LCD显示器背光电路600的电路图。显示器背光控制系统604提供控制信号到LED控制电路606。由背光控制系统604提供的信号其中之一为DIM信号608。提供输入电压610到示例性临界导电谐振转换升压LED驱动器602的输入端。示例性输入电压可以在大约10伏特到大约300伏特DC的范围内。在LED控制电路606的电压输入感测616处通过分压器电路感测该输入电压，该分压器电路包括R1和R2电阻612和614。在开关电感器620的输入端提供输入电压平滑电容器618。开关晶体管621的漏极连接到开关节点622和开关二极管624的阳极。在该实施例中，控制电路607，其类似于图2、图4和图5所描述的控制电路，包括在LED控制电路606内。而且，到LED控制电路606的零转换感测输入224没有直接连接到开关节点622，而是连接到接近开关节点(near switchingnode)628。接近开关节点628在电容/电阻分压器之间，其中一个电容器/电阻器对630、631并联在接近开关节点628和开关节点622之间，且其中第二电容器/电阻器对632、633并联在接近开关节点628和开关晶体管621的源极之间(或接地而不是连接到开关晶体管621的源极，如图6中点线所示)。在实施例中，电容器630的阻抗大于电容器632的阻抗。而且，电容器630与电容器632的阻抗比实质上与电阻631与电阻633的电阻比相同。该示例性临界导电谐振转换升压LED驱动器602的波形与在图3A、图3B和图3C中示出的相似之处在于，当开关晶体管621关闭，且流过开关电感器620的电流衰减为零时，则接近开关节点电容器630和632或者通过电感器620或经过电阻634放电，直到在图3C中的T4和T5之间的时间段内近开关节点电压变为零。当接近开关节点628电压变为零(或接近地电位)时，其由LED控制电路606的零转换感测电路感测，导致提供开关信号636的输出，以导通开关晶体管621以开始下一个切换周期。提供输出电压650大约120毫安，大约300伏特，以使得其驱动大约70个或更多个串联连接的发光二极管652。实施例可以被配置为提供调整的输出电压650，范围从大约20到大约500伏特DC。连同输出电压平滑电容器656提供限流电阻器654。在一些实施例中，调光晶体管658，其可以是MOSFET器件，使用输出DIM 660断续振荡，DIM 660是通过采用调光器信号DIM SIG608设定其输出振荡频率的LED调光器振荡电路在LED驱动器控制电路606中生成的信号。在约20到20,000Hz之间的频率上提供DIM 660以振荡或导通和关闭调光晶体管658。值得注意的是，因为输出电容器656的值可以很小，由于本发明提供的高开关频率，该调光频率并不使输出平滑电容器656发出压电噪声，或在任何情况下这种影响实质上是减弱的或最小化。这样，本发明的教导可用于以较低制造成本(这归因于与现有硬开关升压调整器电路相比更小的元件尺寸)提供采用根据本发明示例性教导的临界导电时刻和谐振转换升压的示例性升压LED驱动器，其运行在100kHz和2MHz之间的开关频率上，而没有不利的功率损耗、开关损耗、压电噪音效应。

在其它实施例中，提供调光信号，例如DIM SIG 608，到LED控制电路606，并且在提供到调光晶体管658的栅极之前缓冲。

通过LED电流反馈电路662监控流过调光晶体管658的源极的电流，LED电流反馈电路662感测由流过电阻666的电流引起的电压664。基于例如信号664与参考电压的比较结果，电流反馈电路662提供错误信号670到控制电路607。响应于该错误信号670，控制电路的栅极驱动器逻辑电路508可以关闭或调整该开关信号636的工作周期。

在其它实施例中，BJT晶体管可用作示例性升压调整器的开关晶体管。

受益于本公开内容的本领域技术人员将理解，与现有技术设备相比，该临界导电谐振转换升压功率电路提供了更低损耗、更高效、更高操作频率的适于具有更小物理尺寸的电容和电感元件的升压调整器电路。示例性升压调整器电路配置为在升压调整器电路的临界导电期间切换，因此，实质上消除了与现有技术中升压调整器电路相关联的CV²功率损耗。应当理解的是，此处的附图和详细说明仅为示例性需要，而不是限制性方式，并且并不是限制为公开的特定形式和例子。相反，在不脱离下面的权利要求所限定的本发明的精神和范围内，包括了对本领域技术人员来说明显的任何进一步的修改、改变、调整、替代、替换、设计选择和实施例。因此，希望下面的权利要求被解释为涵盖了所有这些进一步修改、改变、调整、替代、替换、设计选择和实施例。

Claims (15)

1.一种升压调整器电路，包括：

电感器，具有到电压输入的第一电感器连接和到开关节点的第二电感器连接；

开关晶体管，具有连接到所述开关节点的漏极或集电极、直接或通过感测电阻电连接到地的源极或发射极、和栅极或基极；

二极管，具有连接到所述开关节点的阳极和连接到输出节点的阴极；

串联电连接到所述输出节点的多个发光二极管；

串联电连接到所述发光二极管的调光晶体管；

连接在所述开关节点和地之间的电容器/电阻分压器，所述电容器/电阻分压器包括第一电容器/电阻对和第二电容器/电阻对，所述第一电容器/电阻对并联连接在所述开关节点与接近开关节点之间，而所述第二电容器/电阻对并联连接在所述接近开关节点与所述开关晶体管的所述源极或发射极之间；以及

发光二极管控制电路，所述发光二极管控制电路包括控制电路，该控制电路具有直接连接到所述接近开关节点的第一输入和连接到所述栅极或基极的开关信号输出，该控制电路被配置为当所述接近开关节点处的接近开关节点电位实质上接近地电位并且通过所述电感器的电流实质上接近于零时，在该开关信号输出处提供开关信号到所述栅极或基极以使所述开关晶体管从关闭状态转换到导通状态，所述发光二极管控制电路电连接到所述调光晶体管且被配置为使所述调光晶体管在导通状态和关闭状态之间振荡以控制通过所述多个发光二极管的电流，并且所述发光二极管控制电路由背光控制系统控制。

2.如权利要求1所述的升压调整器电路，其中开关频率在100kHz和10MHz之间。

3.如权利要求1所述的升压调整器电路，其中该控制电路进一步包括连接到所述源极或发射极的电流感测输入，该电流感测输入连接到电流感测电路，该电流感测电路被配置为确定在该电流感测输入处的电流感测电压是否在预定可接受范围内。

4.如权利要求3所述的升压调整器电路，其中该电流感测电路进一步被配置为确定开关晶体管导通时间信号。

5.如权利要求1所述的升压调整器电路，适于接收约10伏特和约300伏特DC之间的电压输入。

6.如权利要求1所述的升压调整器电路，适于提供约20伏特到约500伏特DC之间的输出电压。

7.如权利要求1所述的升压调整器电路，其中该控制电路进一步被配置为当该电感器在临界导电时段中时提供开关信号。

8.如权利要求1所述的升压调整器电路，其中在临界导电时段期间，所述电感器中的电流在朝向该电压输入的方向上流动。

9.一种升压调整器电路，包括：

控制电路，该控制电路包括：

栅极驱动器逻辑电路，适于提供开关信号到开关晶体管的栅极或基极，该开关信号包括导通电平和关闭电平，并且所述栅极驱动器逻辑电路被配置为使所述开关晶体管在导通状态和关闭状态之间转换；以及

最小电压感测电路，其连接到接近开关节点，并且该最小电压感测电路包括比较电路，适于感测该接近开关节点的接近开关节点电压正趋近最小电压，该最小电压感测电路进一步适于当感测到该接近开关节点电压正趋近最小电压时并且当通过连接到开关节点的电感器的电流实质上接近于零时，提供趋近最小值信号到所述栅极驱动器逻辑电路，其中所述栅极驱动器逻辑电路被配置为响应于从所述接近开关节点接收到所述趋近最小值信号而提供所述开关信号以使所述开关晶体管从关闭状态转换到导通状态；

连接在所述开关节点和地之间的电容器/电阻分压器，所述电容器/电阻分压器包括第一电容器/电阻对和第二电容器/电阻对，所述第一电容器/电阻对并联连接在所述开关节点与所述接近开关节点之间，而所述第二电容器/电阻对并联连接在所述接近开关节点与所述开关晶体管的源极或发射极之间；以及

电连接到所述开关晶体管和所述电感器的多个发光二极管，所述多个发光二极管被配置为提供照明，并且所述多个发光二极管由背光控制系统来控制。

10.如权利要求9所述的升压调整器电路，其中该控制电路进一步包括：

反馈连接；

连接到该反馈连接的电压比较电路，该电压比较电路被配置为将反馈电压与参考电压进行比较，并且提供由该控制逻辑电路用来调整所述开关信号的工作周期的信号。

11.如权利要求9所述的升压调整器电路，其中该控制电路进一步包括调光器电路，该调光器电路被配置为输出具有调光频率的调光信号到调光晶体管的栅极或基极，该调光频率由该控制电路接收的调光器信号控制。

12.如权利要求11所述的升压调整器电路，进一步包括电流反馈电路，适于连接到该调光晶体管的源极或发射极，该电流反馈电路被配置为提供误差信号到该栅极驱动器逻辑电路。

13.如权利要求9所述的升压调整器电路，进一步包括：

所述电感器，在第一侧电连接到电压输入连接，而在第二侧电连接到开关节点；

所述开关晶体管，具有连接到所述开关节点的漏极或集电极、连接到所述栅极驱动器逻辑电路的输出的栅极或基极、和电连接到地的源极或发射极。

14.一种在升压调整器电路中确定何时将开关晶体管从关闭状态切换到导通状态的方法，该方法包括：

通过控制电路感测该升压调整器电路中的接近开关节点的接近开关节点电压实质上接近地电压和感测通过连接到所述开关晶体管的开关节点的电感器的电流实质上接近于零，其中所述升压调整器电路连接在所述开关节点和地之间的电容器/电阻分压器，所述电容器/电阻分压器包括第一电容器/电阻对和第二电容器/电阻对，所述第一电容器/电阻对并联连接在所述开关节点与所述接近开关节点之间，而所述第二电容器/电阻对并联连接在所述接近开关节点与所述开关晶体管的源极或发射极之间；和

当感测到该接近开关节点电压实质上接近地电压并且通过所述电感器的电流实质上接近于零时，通过该控制电路提供开关信号的导通电平部分到该升压调整器电路中的所述开关晶体管的栅极或基极，该开关信号的导通电平部分导通该开关晶体管预定量的时间。

15.如权利要求14所述的方法，其中所述开关晶体管的所述开关节点连接到二极管的阳极和所述开关晶体管的漏极或集电极。

Images